JP2984321B2 - 低周波電力用磁気装置を有しない無停電電源装置 - Google Patents
低周波電力用磁気装置を有しない無停電電源装置Info
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- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J9/00—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting
- H02J9/04—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source
- H02J9/06—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/10—Arrangements incorporating converting means for enabling loads to be operated at will from different kinds of power supplies, e.g. from ac or dc
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- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
- H02M7/53803—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、非常電源、更に詳細には無停電電源シス
テムに関する。
テムに関する。
［従来の技術及び発明が解決しようとする課題］ 無停電電源システムは、通常の商用交流電源と、コン
ピュータのような敏感なコンポーネントとの間のバッフ
ァーとして使用され、もしライン電圧が変動したり失わ
れた場合、負荷に対する電圧を適当なレベルに維持した
り、これが失われないようにするためのものである。従
来の典型的無停電電源システムには、整流器、インバー
タ及びバッテリー充電装置が含まれているが、電撃の危
険を避けるために、通常の商用交流電源からの中性ライ
ンまたは導体を接地する必要があることを、ここで指摘
して置きたい。しかし交流電力がこの無停電電源システ
ムを介して供給されるとき、代表的な無停電電源システ
ム固有の性情ならびにその運転モードの故に、中性点が
不確実なものになってしまう。代表的な無停電電源シス
テムにおいては、これに供給される交流電力が全波整流
されるので、中性点導体を設ける余地が失われてしまう
からである。そしてこの中性点導体を復活させるには、
当該無停電電源システムに何らかのタイプの絶縁手段が
必要になるが、この絶縁手段の典型が50Hzまたは60Hzの
変圧器である。
ピュータのような敏感なコンポーネントとの間のバッフ
ァーとして使用され、もしライン電圧が変動したり失わ
れた場合、負荷に対する電圧を適当なレベルに維持した
り、これが失われないようにするためのものである。従
来の典型的無停電電源システムには、整流器、インバー
タ及びバッテリー充電装置が含まれているが、電撃の危
険を避けるために、通常の商用交流電源からの中性ライ
ンまたは導体を接地する必要があることを、ここで指摘
して置きたい。しかし交流電力がこの無停電電源システ
ムを介して供給されるとき、代表的な無停電電源システ
ム固有の性情ならびにその運転モードの故に、中性点が
不確実なものになってしまう。代表的な無停電電源シス
テムにおいては、これに供給される交流電力が全波整流
されるので、中性点導体を設ける余地が失われてしまう
からである。そしてこの中性点導体を復活させるには、
当該無停電電源システムに何らかのタイプの絶縁手段が
必要になるが、この絶縁手段の典型が50Hzまたは60Hzの
変圧器である。
技術開発が益々進展し、より小型でより安価なコンピ
ュータが使用されるようになりつつあることに伴い、よ
り小型でかつより安価な無停電電源システムの開発が強
く要望されるようになった。無停電電源システム全体の
コスト、重量及びサイズの中の大きな割合が、この50Hz
または60Hzの変圧器で占められている。そのため、通常
の交流電源の中性点導体の機能を無停電電源システムの
中に維持させながな、この50Hzまたは60Hzの変圧器をな
くすことにより、当該無停電電源システム全体のコス
ト、サイズならびに重量を引き下げる必要がある。
ュータが使用されるようになりつつあることに伴い、よ
り小型でかつより安価な無停電電源システムの開発が強
く要望されるようになった。無停電電源システム全体の
コスト、重量及びサイズの中の大きな割合が、この50Hz
または60Hzの変圧器で占められている。そのため、通常
の交流電源の中性点導体の機能を無停電電源システムの
中に維持させながな、この50Hzまたは60Hzの変圧器をな
くすことにより、当該無停電電源システム全体のコス
ト、サイズならびに重量を引き下げる必要がある。
この発明は、通常の交流電源の中性点導体の機能を電
源装置の中に維持させながら、この50Hzまたは60Hzの変
圧器をなくすことにより、当該電源装置全体のコスト、
サイズならびに重量を引き下げることを目的とする。即
ちこの発明は、基本的には、現在市販されている電源装
置の従来の特色の多くのものを備えながら、これに伴う
コスト、サイズならびに重量において不利にならない電
源装置を提供することを目的とする。
源装置の中に維持させながら、この50Hzまたは60Hzの変
圧器をなくすことにより、当該電源装置全体のコスト、
サイズならびに重量を引き下げることを目的とする。即
ちこの発明は、基本的には、現在市販されている電源装
置の従来の特色の多くのものを備えながら、これに伴う
コスト、サイズならびに重量において不利にならない電
源装置を提供することを目的とする。
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明に従う電源装置は、
交流電源（公益事業用電源）の電圧を整流して直流電圧
を得るための整流装置を有する。そしてこの整流装置に
は、交流電源の非接地（非グランド）側導体を接続する
ための第１の入力端子と、同電源の接地（グランド）側
導体を接続するための第２の入力端子とが設けられる。
この他、この電源装置は負荷接続用の１対の負荷端子も
有する。そして整流装置の第２の入力端子をこの対をな
した負荷端子の一方に、導電体を介して接続することに
より、これら両端子間に絶縁手段を介在させず、該両者
間に導電性を保持させる。この電源装置は、インバータ
装置も有する。これは、前記整流装置によって得られた
直流電圧を交流電圧に変換するとともに、交流電源の電
圧が規定レベル上下の所定範囲内におさまっている通常
状態のとき、１対の負荷端子に現れる交流電圧のレベル
を所定レンジ内に維持させる役目も持つ。
交流電源（公益事業用電源）の電圧を整流して直流電圧
を得るための整流装置を有する。そしてこの整流装置に
は、交流電源の非接地（非グランド）側導体を接続する
ための第１の入力端子と、同電源の接地（グランド）側
導体を接続するための第２の入力端子とが設けられる。
この他、この電源装置は負荷接続用の１対の負荷端子も
有する。そして整流装置の第２の入力端子をこの対をな
した負荷端子の一方に、導電体を介して接続することに
より、これら両端子間に絶縁手段を介在させず、該両者
間に導電性を保持させる。この電源装置は、インバータ
装置も有する。これは、前記整流装置によって得られた
直流電圧を交流電圧に変換するとともに、交流電源の電
圧が規定レベル上下の所定範囲内におさまっている通常
状態のとき、１対の負荷端子に現れる交流電圧のレベル
を所定レンジ内に維持させる役目も持つ。
なお、整流装置が第１及び第２のコンデンサを有する
ことが望ましい。また、この電源装置が、バッテリー装
置（蓄電池）と、バッテリー・ブースター回路装置とを
含むことが望ましい。
ことが望ましい。また、この電源装置が、バッテリー装
置（蓄電池）と、バッテリー・ブースター回路装置とを
含むことが望ましい。
［作 用］ 本発明によれば１対の負荷端子の一方を、トランス等
の絶縁装置を使用することなしに、グランド（接地）レ
ベルにすることができる。
の絶縁装置を使用することなしに、グランド（接地）レ
ベルにすることができる。
［実施例］ 次に、本発明の実施例に係わる無停電電源装置を図面
を参照して詳細に説明する。
を参照して詳細に説明する。
本実施例の無停電電源装置は、概要回路図において破
線で囲んで示す整流装置10、インバータ装置12及びバッ
テリー・ブースター装置13の三つの機能セクションに大
別されている。
線で囲んで示す整流装置10、インバータ装置12及びバッ
テリー・ブースター装置13の三つの機能セクションに大
別されている。
公益電力即ち一般の交流は商用電源回路から整流器10
の各入力端子14と15に供給される。図中ではこの端子14
に“HOT（ホット）”、そして端子15には“NEUTRAL（ニ
ュートラル）”の各記号がそれぞれ付されている。この
ホット端子14が商用電源の非接地側導体に、またニュー
トラル端子15が該電源の接地側導体（グランド導体）に
それぞれ接続されている。この交流電源が、整流器10の
ダイオードD1とD2によって通常の方式で整流されて直流
（DC）になるが、専門家には容易に理解されるように、
ここで生成されたプラス直流電圧が図中に符号＋DCで示
されている第１の出力端子に、またマイナス直流電圧が
第２の出力端子、即ち図中の−DC端子にそれぞれ出現
し、これらの電圧が、中性点18と、第１のコンデンサC1
及び第２のコンデンサC2との間にそれぞれ印加される。
この直流がインバータ12で処理され、１対の負荷端子20
と22との間に正弦波が出力されるが、これについては詳
細を後述する。しかしここで、第１及び第２の入力端子
が交流電源の非接地側導体と接地側導体にそれぞれ接続
されると、図中、導体24の途中に示されている接続点18
と、コンデンサC1との間に直流のプラス・ライン電圧
が、また該接続点とコンデンサC2との間に同マイナス・
ライン電圧が、それぞれ整流装置10によって生成される
ことを理解して置いて頂きたい。そして、前記導体24が
無停電電源システム全体を貫通し、その入力端子16から
負荷端子22まで延長されているので、負荷端子22が前記
接続点18と同電位、即ち中性またはアース電位になるこ
とに注目して頂きたい。ここには描かれていないが、負
荷電流監視用として抵抗値が約0.1オーム程度の電流検
波出抵抗を導体24の途中に挿入することは勿論差し支え
なく、この程度の抵抗で導体24の電気的連続性が断絶さ
れることは全くない。また、導体24の導電性が入力端子
16から負荷端子22に達するまで維持され、かつ同区間内
には低周波電力磁気装置や変圧器等の如何なる絶縁手段
も配置されないことも、特筆すべき点である。
の各入力端子14と15に供給される。図中ではこの端子14
に“HOT（ホット）”、そして端子15には“NEUTRAL（ニ
ュートラル）”の各記号がそれぞれ付されている。この
ホット端子14が商用電源の非接地側導体に、またニュー
トラル端子15が該電源の接地側導体（グランド導体）に
それぞれ接続されている。この交流電源が、整流器10の
ダイオードD1とD2によって通常の方式で整流されて直流
（DC）になるが、専門家には容易に理解されるように、
ここで生成されたプラス直流電圧が図中に符号＋DCで示
されている第１の出力端子に、またマイナス直流電圧が
第２の出力端子、即ち図中の−DC端子にそれぞれ出現
し、これらの電圧が、中性点18と、第１のコンデンサC1
及び第２のコンデンサC2との間にそれぞれ印加される。
この直流がインバータ12で処理され、１対の負荷端子20
と22との間に正弦波が出力されるが、これについては詳
細を後述する。しかしここで、第１及び第２の入力端子
が交流電源の非接地側導体と接地側導体にそれぞれ接続
されると、図中、導体24の途中に示されている接続点18
と、コンデンサC1との間に直流のプラス・ライン電圧
が、また該接続点とコンデンサC2との間に同マイナス・
ライン電圧が、それぞれ整流装置10によって生成される
ことを理解して置いて頂きたい。そして、前記導体24が
無停電電源システム全体を貫通し、その入力端子16から
負荷端子22まで延長されているので、負荷端子22が前記
接続点18と同電位、即ち中性またはアース電位になるこ
とに注目して頂きたい。ここには描かれていないが、負
荷電流監視用として抵抗値が約0.1オーム程度の電流検
波出抵抗を導体24の途中に挿入することは勿論差し支え
なく、この程度の抵抗で導体24の電気的連続性が断絶さ
れることは全くない。また、導体24の導電性が入力端子
16から負荷端子22に達するまで維持され、かつ同区間内
には低周波電力磁気装置や変圧器等の如何なる絶縁手段
も配置されないことも、特筆すべき点である。
この発明による上記の無停電電源システム、特にその
インバータ12について説明を続けるが、このインバータ
12は、図中にブロック26で囲まれた部分と、ブロック28
内の回路との二つの主要セクションとで構成される。こ
のインバータ12は、整流装置10で生成された直流電圧を
交流電圧に変換するとともに、詳細を後述するように、
交流電源ACの電圧が規定レベル（120V）上下の所定範囲
内（120Vの＋13〜−20％）におさまっている正常状態に
あるとき、対を成した負荷端子20、22間の交流電圧レベ
ルを所定範囲（120Vの±３％）内に維持させる。
インバータ12について説明を続けるが、このインバータ
12は、図中にブロック26で囲まれた部分と、ブロック28
内の回路との二つの主要セクションとで構成される。こ
のインバータ12は、整流装置10で生成された直流電圧を
交流電圧に変換するとともに、詳細を後述するように、
交流電源ACの電圧が規定レベル（120V）上下の所定範囲
内（120Vの＋13〜−20％）におさまっている正常状態に
あるとき、対を成した負荷端子20、22間の交流電圧レベ
ルを所定範囲（120Vの±３％）内に維持させる。
インバータ12のブロック26内の主要部分は、適当な第
１のスイッチング素子Ａと第２のスイッチング素子Ｂと
を実質的にオン・オフさせるためのコントロール回路で
構成され、整流器10によって生成された直流電圧が、こ
れによって交流電圧に変換されて負荷端子20と22との間
に印加される。スイッチング素子Ａは、第１の端子100
及び整流器10の＋DC端子に接続された第２の端子102を
有している。また第２のスイッチング素子Ｂは、第１の
スイッチング素子Ａの第１の端子100に接続された第１
の端子104、及び整流器10の第２の出力端子、即ち−DC
端子に接続された第２の端子106を持つ。
１のスイッチング素子Ａと第２のスイッチング素子Ｂと
を実質的にオン・オフさせるためのコントロール回路で
構成され、整流器10によって生成された直流電圧が、こ
れによって交流電圧に変換されて負荷端子20と22との間
に印加される。スイッチング素子Ａは、第１の端子100
及び整流器10の＋DC端子に接続された第２の端子102を
有している。また第２のスイッチング素子Ｂは、第１の
スイッチング素子Ａの第１の端子100に接続された第１
の端子104、及び整流器10の第２の出力端子、即ち−DC
端子に接続された第２の端子106を持つ。
インバータ12のブロック26内の部分は次のように動作
する。即ち、端子20と22との間に出現する所望の電圧波
形を代表する正弦波基準電圧波形または信号が、正弦波
発生器30によって生成され、その出力が可変利得増幅器
32に供給される。即ち、正弦波発生器30によって生成さ
れた正弦波信号が配線34を経由して可変利得増幅器32の
入力端子に供給される。後に更に詳述するように、この
可変利得増幅器32の利得は、ブロック28内に設けられた
回路によってコントロールされ、負荷端子20から出力さ
れる電圧を代表すべき電圧信号が、この可変利得増幅器
32で生成されることになる。そしてこれの出力が、配線
38経由で誤差信号発生装置、即ち主誤差増幅器36の一方
の入力端子に供給される。この主誤差増幅器36の他方の
入力端子は、配線40と、図中にブロック42として描かれ
ている入力インピーダンスZ1とを経由して負荷端子20に
接続され、負荷端子20に出現する電圧に比例した電圧信
号がここに供給される。そしてこの主誤差増幅器36の中
で、可変利得増幅器32の出力信号と負荷端子20での電圧
とが比較される。主誤差増幅器36は、これに供給された
これら二つの信号間のエラー即ち差に対応する電圧誤差
信号を生成してその出力端子から出力する。この主誤差
増幅器36の出力端子は、図中にブロック43で表されてい
るフィールドバックインピーダンスZ1経由でその入力端
子に、また配線46経由でパルス幅変調器即ちコンパレー
タ44の一方の入力端子にそれぞれ接続されているので、
この主誤差増幅器36の出力端子に現れる誤差信号が配線
42経由でコンパレータ44に供給されることになる。この
コンパレータ44の他方の入力端子には、基準波形発生装
置48で生成された三角波信号が印加されている。この三
角波信号の搬送周波数は、スイッチング素子ＡとＢとを
一方の状態から他方の状態に切換える所定の周波数に該
当したものである。従って、このコンパレータ44から出
力されるスイッチング信号は、パルス列またはパルス幅
変調（PWM）波形の電圧信号になる。即ち、このコンパ
レータ44の供給された誤差信号によって三角波形48がコ
ントロール即ち変調されてPWM波形信号になる。
する。即ち、端子20と22との間に出現する所望の電圧波
形を代表する正弦波基準電圧波形または信号が、正弦波
発生器30によって生成され、その出力が可変利得増幅器
32に供給される。即ち、正弦波発生器30によって生成さ
れた正弦波信号が配線34を経由して可変利得増幅器32の
入力端子に供給される。後に更に詳述するように、この
可変利得増幅器32の利得は、ブロック28内に設けられた
回路によってコントロールされ、負荷端子20から出力さ
れる電圧を代表すべき電圧信号が、この可変利得増幅器
32で生成されることになる。そしてこれの出力が、配線
38経由で誤差信号発生装置、即ち主誤差増幅器36の一方
の入力端子に供給される。この主誤差増幅器36の他方の
入力端子は、配線40と、図中にブロック42として描かれ
ている入力インピーダンスZ1とを経由して負荷端子20に
接続され、負荷端子20に出現する電圧に比例した電圧信
号がここに供給される。そしてこの主誤差増幅器36の中
で、可変利得増幅器32の出力信号と負荷端子20での電圧
とが比較される。主誤差増幅器36は、これに供給された
これら二つの信号間のエラー即ち差に対応する電圧誤差
信号を生成してその出力端子から出力する。この主誤差
増幅器36の出力端子は、図中にブロック43で表されてい
るフィールドバックインピーダンスZ1経由でその入力端
子に、また配線46経由でパルス幅変調器即ちコンパレー
タ44の一方の入力端子にそれぞれ接続されているので、
この主誤差増幅器36の出力端子に現れる誤差信号が配線
42経由でコンパレータ44に供給されることになる。この
コンパレータ44の他方の入力端子には、基準波形発生装
置48で生成された三角波信号が印加されている。この三
角波信号の搬送周波数は、スイッチング素子ＡとＢとを
一方の状態から他方の状態に切換える所定の周波数に該
当したものである。従って、このコンパレータ44から出
力されるスイッチング信号は、パルス列またはパルス幅
変調（PWM）波形の電圧信号になる。即ち、このコンパ
レータ44の供給された誤差信号によって三角波形48がコ
ントロール即ち変調されてPWM波形信号になる。
このコンパレータ44は、上部アーム即ち第１のスイッ
チ駆動装置50に直接に接続され、下部アーム即ち第２の
スイッチ駆動装置52には否定（NOT）ゲート54を経由し
て接続されている。前記第１の駆動装置50は、コンパレ
ータ44の出力端子に接続された入力端子108と、第１の
スイッチング素子Ａに接続された出力端子110とを持っ
ている。また、第２の駆動装置52は、否定ゲート54の出
力端子114に接続された入力端子112と、第２のスイッチ
ング素子Ｂに結合された出力端子116とを持つ。そして
コンパレータ44から出力されたPWM信号が、配線56、58
経由でそのまま下部アーム即ち第１のスイッチ駆動装置
50に、また配線56と否定ゲート54とを経由して下部アー
ム即ち第２のスイッチ駆動装置52に、それぞれ供給され
る。このような、第１のスイッチ駆動装置50、否定ゲー
ト54及び第２のスイッチ駆動装置52の組合せとその動作
によってコンパレータ44の出力端子にスイッチング信号
が現れたり、消えたりすることになる結果、スイッチン
グ素子ＡとＢとが交互にオン・オフを繰り返すことにな
る。即ち、スイッチング素子Ｂがオフされるとスイッチ
ング素子Ａがオンされる、あるいはこれの逆が、逐次繰
り返される。
チ駆動装置50に直接に接続され、下部アーム即ち第２の
スイッチ駆動装置52には否定（NOT）ゲート54を経由し
て接続されている。前記第１の駆動装置50は、コンパレ
ータ44の出力端子に接続された入力端子108と、第１の
スイッチング素子Ａに接続された出力端子110とを持っ
ている。また、第２の駆動装置52は、否定ゲート54の出
力端子114に接続された入力端子112と、第２のスイッチ
ング素子Ｂに結合された出力端子116とを持つ。そして
コンパレータ44から出力されたPWM信号が、配線56、58
経由でそのまま下部アーム即ち第１のスイッチ駆動装置
50に、また配線56と否定ゲート54とを経由して下部アー
ム即ち第２のスイッチ駆動装置52に、それぞれ供給され
る。このような、第１のスイッチ駆動装置50、否定ゲー
ト54及び第２のスイッチ駆動装置52の組合せとその動作
によってコンパレータ44の出力端子にスイッチング信号
が現れたり、消えたりすることになる結果、スイッチン
グ素子ＡとＢとが交互にオン・オフを繰り返すことにな
る。即ち、スイッチング素子Ｂがオフされるとスイッチ
ング素子Ａがオンされる、あるいはこれの逆が、逐次繰
り返される。
スイッチング素子ＡとＢのこのような動作によって、
コンパレータ44から出力されたPWM波形電圧信号が接続
点60に重複されるが、これは低域フィルター62によって
処理される。このフィルターは、スイッチング素子Ａと
Ｂの各第１の端子100、104と出力用負荷端子20との間に
接続されたインダクター装置即ちリアクトルＬ、及び該
リアクトルＬに接続されて負荷端子20ともう１つの負荷
端子22との間に接続されたキャパシター装置即ちコンデ
ンサC3とで構成されている。このフィルターを通過して
負荷端子20に現れる電圧波形は、可変利得増幅器32の出
力電圧を模写したもので、所定の負荷電圧に該当する。
換言すれば、電圧が高すぎるという誤差信号が主誤差増
幅器36から発生すると、負荷端子20からの出力電圧が引
き下げられる。PWM波形の出力電圧信号が変化するたび
に誤差信号がコンパレータ44に供給されるので、負荷端
子20の出力電圧が調整されて所定の値、例えば120V、60
Hzに修正される。
コンパレータ44から出力されたPWM波形電圧信号が接続
点60に重複されるが、これは低域フィルター62によって
処理される。このフィルターは、スイッチング素子Ａと
Ｂの各第１の端子100、104と出力用負荷端子20との間に
接続されたインダクター装置即ちリアクトルＬ、及び該
リアクトルＬに接続されて負荷端子20ともう１つの負荷
端子22との間に接続されたキャパシター装置即ちコンデ
ンサC3とで構成されている。このフィルターを通過して
負荷端子20に現れる電圧波形は、可変利得増幅器32の出
力電圧を模写したもので、所定の負荷電圧に該当する。
換言すれば、電圧が高すぎるという誤差信号が主誤差増
幅器36から発生すると、負荷端子20からの出力電圧が引
き下げられる。PWM波形の出力電圧信号が変化するたび
に誤差信号がコンパレータ44に供給されるので、負荷端
子20の出力電圧が調整されて所定の値、例えば120V、60
Hzに修正される。
正弦波発生器30の出力信号波形を拡大模写して負荷端
子20の出力電圧120Vを得ることにより、インバータ回路
の内部インピーダンスに基づく負荷電流による端子20、
22間の出力電圧降下を補償させることが、インバータ12
のブロック26内の部分の主目的であることが、上記によ
って容易に理解されるであろう。この場合、可変利得増
幅器32がその出力を増加させることにより、端子20、22
間の電圧が効果的に調整されることを、次に図中のブロ
ック28を参照して更に詳細に説明する。
子20の出力電圧120Vを得ることにより、インバータ回路
の内部インピーダンスに基づく負荷電流による端子20、
22間の出力電圧降下を補償させることが、インバータ12
のブロック26内の部分の主目的であることが、上記によ
って容易に理解されるであろう。この場合、可変利得増
幅器32がその出力を増加させることにより、端子20、22
間の電圧が効果的に調整されることを、次に図中のブロ
ック28を参照して更に詳細に説明する。
以下に、インバータ12の残りの部分、即ちブロック28
内の部分の動作を説明する。負荷端子20の出力電圧が配
線40と66とを経由して全波整流器64の入力端子118に印
加され、これによって整流される。そして該整流器64の
出力が、抵抗RFとキャパシターCFとで構成された平均化
装置即ち低域フィルター68によって平滑化されるが、接
続点70におけるこの直流電圧が負荷端子20の出力電圧を
代表することになる。そしてこれが誤差増幅器72内で基
準電圧VREFと比較される。このVREFは、基準電圧発生器
122で生成され、かつ所定の電圧レベル、例えば120Vに
比例したものである。誤差増幅器72のゲイン（利得）は
抵抗R1とR2それぞれの値によって定まりかつ設定され
る。この誤差増幅器72の電圧信号出力即ち誤差信号が、
接続点70とVREFとの間の電圧差の倍数としての該増幅器
のゲインとなる。この誤差信号が配線74経由で可変利得
増幅器32に供給されるとともに、該増幅器32のゲインを
コントロールする。このブロック28内のこのような回路
方式によれば、負荷端子20の出力電圧が低下したとき、
可変利得増幅器32の出力が増大する結果、端子20の出力
が所望の値、例えば120Vに回復されることが理解される
であろう。
内の部分の動作を説明する。負荷端子20の出力電圧が配
線40と66とを経由して全波整流器64の入力端子118に印
加され、これによって整流される。そして該整流器64の
出力が、抵抗RFとキャパシターCFとで構成された平均化
装置即ち低域フィルター68によって平滑化されるが、接
続点70におけるこの直流電圧が負荷端子20の出力電圧を
代表することになる。そしてこれが誤差増幅器72内で基
準電圧VREFと比較される。このVREFは、基準電圧発生器
122で生成され、かつ所定の電圧レベル、例えば120Vに
比例したものである。誤差増幅器72のゲイン（利得）は
抵抗R1とR2それぞれの値によって定まりかつ設定され
る。この誤差増幅器72の電圧信号出力即ち誤差信号が、
接続点70とVREFとの間の電圧差の倍数としての該増幅器
のゲインとなる。この誤差信号が配線74経由で可変利得
増幅器32に供給されるとともに、該増幅器32のゲインを
コントロールする。このブロック28内のこのような回路
方式によれば、負荷端子20の出力電圧が低下したとき、
可変利得増幅器32の出力が増大する結果、端子20の出力
が所望の値、例えば120Vに回復されることが理解される
であろう。
また、上述したような方式は、その特性からいわゆる
『ライン・コンディショナー』と名づけられてしかるべ
きであろう。ライン・コンディショナーとは、主として
商用交流電力をフィルターで処理して調整するものをい
う。このライン・コンディショナーの調整能力として
は、例えば商用電源の電圧が例えば120Vから＋13％ない
し−20％変動したとき、負荷端子（20、22）の出力を所
望のレンジ、±３〜５％にとどめ得ることが要望され
る。
『ライン・コンディショナー』と名づけられてしかるべ
きであろう。ライン・コンディショナーとは、主として
商用交流電力をフィルターで処理して調整するものをい
う。このライン・コンディショナーの調整能力として
は、例えば商用電源の電圧が例えば120Vから＋13％ない
し−20％変動したとき、負荷端子（20、22）の出力を所
望のレンジ、±３〜５％にとどめ得ることが要望され
る。
実施例の図に示されている無停電電源システムの説明
を完結させるため、次にバッテリー・ブースター回路13
について説明する。コンデンサC1に印加された電圧が、
分圧装置即ち抵抗R3とR4によって分圧されるが、分岐点
76の電圧はコンデンサC1の電圧に比例し、これが誤差増
幅器78の一方の入力端子に供給される。また該増幅器の
他方の入力端子には、電圧発生器124で生成された基準
電圧VREF1が印加されている。この電圧が、第２の所定
電圧、即ち商用電源の電圧下限値、例えば90Vを代表す
る。そして分岐点76の電圧がこの基準電圧VREF1と誤差
増幅器78の中で比較され、この両者間の差即ちエラーに
対応する信号が増幅器から発生する。この誤差信号が、
誤差増幅器78から配線82を経由してパルス幅変調装置即
ちコンパレータ80の一方の入力端子に供給される。該コ
ンパレータ80の他方の入力端子には、基準波形発生装置
84によって生成された三角波形の信号が印加されてい
る。この信号は、所定の搬送周波数、即ち、スイッチン
グ素子86が一方の状態から他方の状態への切換を繰り返
すのに相当した周波数のものである。このコンパレータ
80は、コンパレータ44と同様、その出力端子からパルス
列の形態を成したPWM波形のスイッチング信号を発生す
る。そしてこのパルス列のパルス持続時間が誤差信号に
よってコントロールされるが、もし＋DC電圧が所定の＋
DCレベルに等しいかあるいはこれを上回っている場合に
は、コンパレータ80の出力端子にはPWM信号が現れな
い。しかしこの＋DC電圧が所定レベルを下回った場合、
誤差増幅器78で誤差信号が生成され、これがコンパレー
タ80に供給される結果、該コンパレータからPWM信号が
アウトプットされるようになる。このコンパレータ80の
出力端子が配線88経由でスイッチング素子86に接続され
ているので、コンパレータ80の出力によってこのスイッ
チング素子86が駆動される。即ち、コンパレータ80の出
力端子に現れるPWM信号によってスイッチング素子86が
ターン・オンされる。そしてこのスイッチング素子86が
オンの時に、電流がバッテリー90から高周波結合インダ
クター92に流れる。このような方式によれば、このイン
ダクター92に蓄えられたエネルギが、スイッチング素子
86がオフ状態になったとき、ダンプ・ダイオード94及び
96を経由してコンデンサC1ならびにC2にそれぞれ放電さ
れるので、インダクター92の中に蓄えられるエネルギ量
をコントロールすることによって、＋DCと−DCの両電圧
を所望のレベルに維持させ得ることが理解されるであろ
う。
を完結させるため、次にバッテリー・ブースター回路13
について説明する。コンデンサC1に印加された電圧が、
分圧装置即ち抵抗R3とR4によって分圧されるが、分岐点
76の電圧はコンデンサC1の電圧に比例し、これが誤差増
幅器78の一方の入力端子に供給される。また該増幅器の
他方の入力端子には、電圧発生器124で生成された基準
電圧VREF1が印加されている。この電圧が、第２の所定
電圧、即ち商用電源の電圧下限値、例えば90Vを代表す
る。そして分岐点76の電圧がこの基準電圧VREF1と誤差
増幅器78の中で比較され、この両者間の差即ちエラーに
対応する信号が増幅器から発生する。この誤差信号が、
誤差増幅器78から配線82を経由してパルス幅変調装置即
ちコンパレータ80の一方の入力端子に供給される。該コ
ンパレータ80の他方の入力端子には、基準波形発生装置
84によって生成された三角波形の信号が印加されてい
る。この信号は、所定の搬送周波数、即ち、スイッチン
グ素子86が一方の状態から他方の状態への切換を繰り返
すのに相当した周波数のものである。このコンパレータ
80は、コンパレータ44と同様、その出力端子からパルス
列の形態を成したPWM波形のスイッチング信号を発生す
る。そしてこのパルス列のパルス持続時間が誤差信号に
よってコントロールされるが、もし＋DC電圧が所定の＋
DCレベルに等しいかあるいはこれを上回っている場合に
は、コンパレータ80の出力端子にはPWM信号が現れな
い。しかしこの＋DC電圧が所定レベルを下回った場合、
誤差増幅器78で誤差信号が生成され、これがコンパレー
タ80に供給される結果、該コンパレータからPWM信号が
アウトプットされるようになる。このコンパレータ80の
出力端子が配線88経由でスイッチング素子86に接続され
ているので、コンパレータ80の出力によってこのスイッ
チング素子86が駆動される。即ち、コンパレータ80の出
力端子に現れるPWM信号によってスイッチング素子86が
ターン・オンされる。そしてこのスイッチング素子86が
オンの時に、電流がバッテリー90から高周波結合インダ
クター92に流れる。このような方式によれば、このイン
ダクター92に蓄えられたエネルギが、スイッチング素子
86がオフ状態になったとき、ダンプ・ダイオード94及び
96を経由してコンデンサC1ならびにC2にそれぞれ放電さ
れるので、インダクター92の中に蓄えられるエネルギ量
をコントロールすることによって、＋DCと−DCの両電圧
を所望のレベルに維持させ得ることが理解されるであろ
う。
また、交流電源の電圧レベルが電２の所定値、例えば
95Vを下回ったような非常状態においては、コンデンサC
1に印加される＋DC電圧とコンデンサC2に印加される−D
C電圧が、前記バッテリー・ブースター回路によって生
成されることも、前述の説明によって理解されるであろ
う。
95Vを下回ったような非常状態においては、コンデンサC
1に印加される＋DC電圧とコンデンサC2に印加される−D
C電圧が、前記バッテリー・ブースター回路によって生
成されることも、前述の説明によって理解されるであろ
う。
以上、この発明特有の実施例を述べるとともに、この
ような方式の修正や変更は容易に行われ得ると認められ
ることを説明した。従って、権利請求の各項内容は、こ
れらの修正案や等価案もカバーするように解釈されるべ
きである。
ような方式の修正や変更は容易に行われ得ると認められ
ることを説明した。従って、権利請求の各項内容は、こ
れらの修正案や等価案もカバーするように解釈されるべ
きである。
［発明の効果］ 上述から明らかなように、各請求項の発明によれば、
インバータの出力段に中性点（グランド）を容易に得る
ことが可能になる。また、入力端子と負荷端子とが絶縁
手段を介さないで導電体で接続されているで、コスト、
サイズ、重量を低減させることができる。またバッテリ
ー・ブースター回路装置は、コンデンサに生成された直
流電圧が所定電圧レベルよりも下がった量に比例するよ
うにバッテリー装置から前記コンデンサにエネルギーを
供給するので、コンデンサの電圧を所望レベルに維持す
ることができる。
インバータの出力段に中性点（グランド）を容易に得る
ことが可能になる。また、入力端子と負荷端子とが絶縁
手段を介さないで導電体で接続されているで、コスト、
サイズ、重量を低減させることができる。またバッテリ
ー・ブースター回路装置は、コンデンサに生成された直
流電圧が所定電圧レベルよりも下がった量に比例するよ
うにバッテリー装置から前記コンデンサにエネルギーを
供給するので、コンデンサの電圧を所望レベルに維持す
ることができる。
図面は、この実施例の無停電電源システムの概要を描い
た結線図である。 A,B……スイッチング素子、10……整流器、12……イン
バータ、13……バッテリー・ブースター回路、30……正
弦波発生器、32……可変利得増幅器、36……誤差信号生
成装置、44……パルス幅変調装置、50,52……スイッチ
駆動装置、90……バッテリー、92……インダクター。
た結線図である。 A,B……スイッチング素子、10……整流器、12……イン
バータ、13……バッテリー・ブースター回路、30……正
弦波発生器、32……可変利得増幅器、36……誤差信号生
成装置、44……パルス幅変調装置、50,52……スイッチ
駆動装置、90……バッテリー、92……インダクター。
フロントページの続き (72)発明者 ウイリアム・ヂェイ・ラデイ アメリカ合衆国，27615 ノースカロラ イナ，ラレイ，ブレークオン・ウェイ 7829 (72)発明者 ゲェオルゲ・ダブリュウ・オートン アメリカ合衆国，27614 ノースカロラ イナ，ラレイ，ウイカーシア・コート 15724 (56)参考文献 特開 昭64−5338（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02J 9/00 - 9/06 505
Claims (8)
- 【請求項１】交流電源の交流電圧を整流して直流電圧を
得るための整流装置と、負荷に接続するための１対の負
荷端子と、前記整流装置から得られた前記直流電圧を交
流電圧に変換し、且つ前記交流電源の電圧が所望レベル
の上又は下の所定範囲内にある正常条件下において、前
記１対の負荷端子間の前記交流電圧のレベルを所望範囲
内に維持するためのインバータ装置と、バッテリー装置
と、バッテリー・ブースター回路装置とを備えた電源装
置であって、 前記整流装置は、交流電源の非接地側導電体に接続する
ための第１の入力端子と、前記交流電源の接地側導電体
に接続するための第２の入力端子と、少なくとも１つの
出力端子と、前記出力端子と前記導電体との間に接続さ
れた少なくとも１つのコンデンサとを有し且つ前記コン
デンサに直流電圧を生成するものであり、 前記バッテリー・ブースター回路装置は、前記バッテリ
ー装置と前記整流装置とに接続され且つ前記コンデンサ
に生成された前記直流電圧が所定電圧レベルよりも下が
った量に比例するように前記バッテリー装置から前記コ
ンデンサにエネルギーを供給するように構成され、 前記１対の負荷端子の一方は前記整流装置の前記第２の
入力端子からこの１対の負荷端子の一方への電気的連続
性を維持する導電体によって前記整流装置の前記第２の
入力端子に接続されており、且つ前記第２の入力端子と
前記１対の負荷端子の前記一方との間には絶縁手段が設
けられていないことを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】交流電源の交流電圧を整流して直流電圧を
得るための整流装置と、負荷に接続するための１対の負
荷端子と、前記整流装置から得られた前記直流電圧を交
流電圧に変換し、且つ前記交流電源の電圧が所望レベル
の上又は下の所定範囲内にある正常条件下において、前
記１対の負荷端子間の前記交流電圧のレベルを所望範囲
内に維持するためのインバータ装置と、バッテリー装置
と、バッテリー・ブースター回路装置とを備えた電源装
置であって、 前記整流装置は、交流電源の非接地側導電体に接続する
ための第１の入力端子と、前記交流電源の接地側導電体
に接続するための第２の入力端子と、第１及び第２の出
力端子と、前記第１の出力端子と前記導電体との間に接
続された第１のコンデンサと、前記第２の出力端子と前
記導電体との間に接続された第２のコンデンサとを有
し、且つ前記第１及び第２の入力端子が前記交流電源の
前記非接地側導電体及び前記接地側導電体に夫々接続さ
れている時に、前記第１のコンデンサにプラス直流ライ
ン電圧を生成し、前記第２のコンデンサにマイナス直流
ライン電圧を生成するものであり、 前記バッテリー・ブースター回路装置は、前記バッテリ
ー装置と前記整流装置とに接続され且つ前記第１及び第
２のコンデンサの内の少なくとも一方に生成された前記
直流電圧が所定電圧レベルよりも下がった量に比例する
ように前記バッテリー装置から前記第１及び第２のコン
デンサの内の少なくとも一方にエネルギーを供給するよ
うに構成され、 前記１対の負荷端子の一方は前記整流装置の前記第２の
入力端子からこの１対の負荷端子の一方への電気的連続
性を維持する導電体によって前記整流装置の前記第２の
入力端子に接続されており、且つ前記第２の入力端子と
前記１対の負荷端子の前記一方との間には絶縁手段が設
けられていないことを特徴とする電源装置。 - 【請求項３】前記バッテリー・ブースター回路装置は、
前記バッテリー装置と前記第１及び第２のコンデンサと
に接続され、且つ前記交流電源の電圧が第２のレベルよ
りも下がった非常状態期間中に前記第１のコンデンサに
印加するプラス直流電圧と前記第２のコンデンサに印加
するマイナス直流電圧とを生成するように形成されたも
のであることを特徴とする請求項２記載の電源装置。 - 【請求項４】前記バッテリー・ブースター回路装置は、 前記第１のコンデンサに印加されている電圧に比例した
信号を得るために前記整流装置の前記第１の出力端子と
前記導電体との間及び前記第１のコンデンサに並列に接
続された分圧装置と、 前記第２のレベルの電圧を示す信号を発生するための信
号発生装置と、 前記第１のコンデンサの電圧に比例した信号と前記第２
のレベルの電圧を示す信号との差を示す誤差信号を発生
させるために、前記信号発生装置 と前記分圧装置とに接続された誤差信号発生装置と、 所定周波数の三角波基準信号を発生させるための基準波
形発生装置と、 前記バッテリー装置と前記第１及び第２のコンデンサに
接続された高周波結合インダクター装置と、 前記高周波結合インダクター装置と前記バッテリー装置
との間に接続されたスイッチング装置と、 前記基準波形発生装置に接続された第１の入力端子と第
２の入力端子と１個の出力端子とを有し、前記第２の入
力端子に前記誤差信号を供給するために前記誤差信号生
成装置が接続されているパルス幅変調装置とを有し、 前記パルス幅変調装置がその出力端子からパルス列の形
態をなしたスイッチング信号を発生するとともに、該パ
ルス列のパルス持続時間が前記誤差信号によってコント
ロールされるように形成されており、 前記第１のコンデンサに印加される電圧が前記第２のレ
ベルの電圧以下に低下した時に前記スイッチング装置に
オン状態になして前記バッテリー装置から前記インダク
ター装置に電流を流し、前記インダクター装置のエネル
ギーを前記第１及び第２のコンデンサに放出する時に前
記スイッチング装置をオフ状態にするように前記パルス
幅変調装置の出力端子が前記スイッチング装置に接続さ
れていることを特徴とする請求項３記載の電源装置。 - 【請求項５】前記分圧装置が直列接続された１対の抵抗
器で構成され、また前記誤差信号生成装置が誤差増幅器
で構成されるとともに、該増幅器が、前記の直列接続さ
れた１対の抵抗器の分岐点に接続された第１の入力端子
と、前記信号発生装置に接続された第２の入力端子と出
力端子とを有し、前記第１のコンデンサに印加されてい
る電圧に比例した前記信号が電圧信号になるとともに、
前記第２のレベルの電圧を示す前記信号が基準電圧信号
になることを特徴とする請求項４記載の電源装置。 - 【請求項６】前記整流装置は第１及び第２の出力端子を
有し、 前記インバータ装置は、 第１及び第２の端子を備え、該第２の端子が前記整流装
置の前記第１の出力端子に接続されている第１のスイッ
チング装置と、 第１及び第２の端子を備え、この第２の端子が前記整流
装置の前記第２の出力端子に接続され、この前記第１の
端子が前記第１のスイッチング装置の第１の端子に接続
されている第２のスイッチング装置と、 前記第１及び第２のスイッチング装置の第１の端子に接
続され且つ前記１対の負荷端子の他方に接続されたイン
ダクター装置と、前記インダクター装置に接続され且つ
前記１対の負荷端子に並列に接続された平滑用コンデン
サとから成るフィルター装置と、 前記１対の負荷端子の他方と、前記第１及び第２のスイ
ッチング装置とに接続され、前記整流装置によって生成
された直流電圧を、前記１対の負荷端子に印加される交
流電圧に変換されるように前記第１及び第２のスイッチ
ング装置をオン・オフ制御するためのコントロール回路
と から成ることを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項７】前記コントロール回路は、 所望電圧波形を示す正弦波基準電圧波形を生成させるた
めの正弦波発生器と、 前記１対の負荷端子の他方に現れる電圧を示す電圧信号
を発生させるために、前記正弦波発生器に接続された入
力端子及び出力端子を備えた可変利得増幅器と、 前記１対の負荷端子の他方に現れる電圧に比例した電圧
信号を供給させるために該負荷端子の他方に接続された
第１の入力端子と、前記可変利得増幅器の前記出力端子
に接続された第２の入力端子と出力端子とを備え、前記
１対の負荷端子の他方に現れる電圧を示す前記電圧信号
と、該１対の負荷端子の他方に現れる電圧に比例する電
圧信号との間の差を示す電圧誤差信号をその出力端子か
ら送出する誤差信号生成装置と、 所定周波数の三角波基準信号を生成させるための基準波
形発生器と、 前記誤差信号生成装置の前記出力端子に接続された第１
の入力端子と前記基準波形発生器に接続された第２の入
力端子と出力端子とを備えたパルス幅変調装置と、 入力端子と、前記スイッチング装置に接続された出力端
子とを備えた第１の駆動装置と、 入力端子と出力端子とを備えた否定（NOT）ゲートと、 前記否定ゲートの前記出力端子に接続された入力端子
と、前記第２のスイッチング装置に接続された出力端子
とを備えた第２の駆動装置と、 から成り、且つ各パルスの持続時間が前記電圧誤差信号
によってコントロールされるパルス列の形態のスイッチ
ング信号をその出力端子に発生するように前記パルス幅
変調装置が形成されており、且つ前記パルス幅変調装置
の前記出力端子にスイッチング信号が存在するか否かに
対応して前記第１及び第２の各スイッチング装置を交互
にオン・オフさせるため、前記パルス幅変調装置の出力
端子が前記第１の駆動装置の前記入力端子と前記否定ゲ
ートの前記入力端子とに接続されていることを特徴とす
る請求項６記載の電源装置。 - 【請求項８】前記コントロール回路は更に、 前記１対の負荷端子間に現れる交流電圧を整流させるた
め、該１対の負荷端子の他方に接続された入力端子及び
出力端子とを備えた全波整流装置と、 前記全波整流装置の出力端子に接続された抵抗と前記抵
抗と前記１対の負荷端子の一方とに接続されたコンデン
サを備え、前記全波整流装置の出力を平均化し且つ前記
１対の負荷端子の他方に現れる電圧に対応する電圧信号
を生成する平均化装置と、 所定電圧レベルに比例した電圧基準信号を発生する基準
信号発生装置と、 前記抵抗とコンデンサとに接続された第１の端子と第２
の端子とを備えた第２の抵抗と、 前記第２の抵抗の第２の端子に接続された第１の入力端
子と、前記基準信号発生装置に接続された第２の入力端
子と出力端子とを備え、前記所定電圧レベルに比例した
前記信号と、前記１対の負荷端子の他方に現れる電圧に
対応する信号との間の差に対応する電圧誤差信号をその
出力端子に生成する誤差信号生成装置と、 前記１対の負荷端子間の交流電圧を実質的に前記所定レ
ベルに維持させるように前記可変利得増幅器のゲインを
コントロールして変化させるため、該増幅器に接続され
た前記電圧誤差信号生成装置の出力端子と を備えていることを特徴とする請求項７記載の電源装
置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US366,098 | 1989-06-13 | ||
| US07/366,098 US4935861A (en) | 1989-06-13 | 1989-06-13 | Uninterrupted power supply having no low frequency power magnetics |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0318236A JPH0318236A (ja) | 1991-01-25 |
| JP2984321B2 true JP2984321B2 (ja) | 1999-11-29 |
Family
ID=23441664
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2128962A Expired - Lifetime JP2984321B2 (ja) | 1989-06-13 | 1990-05-18 | 低周波電力用磁気装置を有しない無停電電源装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4935861A (ja) |
| JP (1) | JP2984321B2 (ja) |
| FR (1) | FR2648285B1 (ja) |
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