JP2952947B2 - 隣接干渉除去装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は基準クロック信号によりディジタル化された
ディジタル符号系列を運ぶ入力信号を処理して、出力信
号を復調器に出力する隣接干渉除去装置に関する。

ここで、復調器は、出力信号を、再生されたクロック
信号及びディジタルエラー信号を伴う再生された符号系
列に復調するものであり、再生されたクロック信号は基
準信号の再生されたものであり、再生された符号系列は
ディジタル符号系列の再生されたものである。

［従来の技術］ 一般に、この種の装置は、ディジタル符号系列を運ぶ
入力信号が供給される。このような装置は、ディジタル
符号系列を有する入力信号をろ波し、ろ波出力信号を発
生する受信フィルタを有する。ろ波出力信号は、所望の
周波数帯域に隣接した他の周波数帯域による所望の周波
数帯域上の隣接干渉に起因して、所望の周波数帯域に振
幅歪を伴っている。隣接干渉除去装置は、この振幅歪を
等化するために用いられるものである。

従来の隣接干渉除去装置は、龍敏彦によって発案され
た米国特許4333063号明細書に開示されている。開示さ
れた装置は、上述のろ波出力信号に応答し、ろ波出力信
号の周波数軸に沿って隣接干渉を等化して、符号間干渉
を伴う振幅等化信号を、出力信号として発生させるもの
であった。

入力信号は、所望の周波数帯域の中心において、中央
レベルを有する。この所望の周波数帯域は、２つの他の
周波数帯域の間にあり、これら他の周波数帯域の周波数
端に位置している。入力信号は、所望の周波数帯域の一
端又は両端においてサイドレベルを有する。従って、入
力信号は、必然的に、他の周波数帯域に隣接する所望の
周波数帯域の１つ又は２つの領域に置けるレベル成分と
して、サイドレベルを含むことになる。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、従来の隣接干渉除去装置における適応
型振幅等化ユニットでは、サイドレベルの過剰抑圧によ
り、振幅等化信号に、符号間干渉が生じてしまう問題が
ある。これは、受信フィルタが、サイドレベルを適切に
抑圧することができないことに起因する。

すなわち、入力信号はフェージング等を被ると、中央
レベルは減少する。また、サイドレベルは中央レベルよ
りも低いのが普通である。ところが、中央レベルの減少
が起こると、サイドレベルは中央レベルよりも高いと過
大評価されてしまいことになる。その結果、適応型振幅
等化ユニットはサイドレベルを過剰抑圧するように働い
てしてしまい、符号間干渉を伴う振幅等化信号が発生す
る。

そこで、本発明の技術的課題は、上記欠点に鑑み、所
望の周波数帯域の端部におけるサイドレベルの過剰抑圧
により生じる符号間干渉を除去する隣接干渉除去装置を
提供することである。

［課題を解決するための手段］ 本発明によれば、入力信号から隣接干渉成分を除去す
るための受信フィルタと、該受信フィルタの出力に含ま
れる前記隣接干渉成分を検出し、周波数軸上での等化作
用を行い、これを除去するとともに、その出力信号から
前記等化作用を制御する制御信号を生成する第１の等化
器と、該第１の等化器によって前記隣接干渉成分を除去
した際に振幅歪が生じたときに、該振幅歪の発生により
生じる符号間干渉を除去するための時間軸上の等化作用
を行う第２の等化器とを有することを特徴とする隣接干
渉除去装置が得られる。

［実施例］ 次に、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

本発明に係わる隣接干渉除去装置は、所定の変調速度
で変調された入力信号を受け、出力信号を生成する。入
力信号は基準信号によりディジタル化されたディジタル
符号系列を有する。

第１図に示すとおり、隣接干渉除去装置は、入力信号
を受ける受信フィルタ１と、適応型振幅等化ユニット２
と、復調器４に出力信号を与える適応型トランスバーサ
ル等化ユニット３とを有する。

受信フィルタ１は入力信号をろ過し、ろ波出力信号を
適応型振幅等化ユニット２に出力する。

第２図（ａ）に示すとおり、入力信号は、所望の周波
数帯域信号Ａと、他の周波数帯域成分B,Cとから構成さ
れている。ろ波出力信号は、所望の周波数帯域信号Ａで
あるが、第２図（ｂ）に示されるように、他の周波数帯
域B,Cに起因する振幅歪をともなっている。これは、受
信フィルタ１が、他の周波数帯域信号B,Cを適切に抑圧
することができないからである。

振幅歪は１次傾斜歪と高次曲率歪とを有している。１
次傾斜歪は１次傾斜成分と傾斜極性とから規定される。
数次曲率歪は２次曲率歪とより高次の曲率歪とを含んで
いる。高次曲率歪は、高次曲率成分と曲率極性とにより
規定され、２次曲率歪は、２次曲率成分と曲率傾斜とに
より規定される。

以下、１次傾斜歪及び２次曲率歪について説明する。

第１図に戻り、適応型振幅等化ユニット２は、傾斜等
化器21と曲率等化器22を直列に設けてなる。等化器21,2
2は、ろ波出力信号の１次傾斜歪と高次曲率歪とを各々
等化するように設計されている。

ろ波出力信号は、傾斜等化器21に供給される。傾斜等
化器21は、傾斜制御信号Ｘに応答して、１次傾斜歪を等
化し、傾斜等化信号を生成する。

傾斜等化信号は、曲率等化器22に供給される。曲率等
化器22は、２次曲率制御信号Ｙに応答して、２次曲率歪
を等化する。そして、曲率等化器22は、第１等化信号と
して曲率等化信号を、振幅制御回路23と適応型トランス
バーサル等化ユニット３に供給する。

第１図及び第５図に示すとおり、適応型トランスバー
サルユニット３は、トランスバーサルフィルタ31を有
し、トランスバーサルフィルタ31は、第１等化信号IN
を、Ｃ（−１）,C（０），及びＣ（＋１）により表され
る複数の制御可能なタップ利得に応答して等化された第
２等化信号OUTにフィルタリングする。この等化された
第２等化信号OUTは、また、第１等化信号INと同様に、
４×４直交振幅変調されているが、トランスバーサルフ
ィルタ31によって等化されている。図示されたトランス
バーサルフィルタ31は、３タップを有している。３タッ
プの内の中央のものは、中央即ち第１タップ33と呼ばれ
るものである。他のタップは、中央タップ33の左側と右
側とに示されており、各々、第２タップ34、第３タップ
35と呼ばれる。また、第２及び第３タップ34,35は、第
１及び第２付加タップとも呼ばれる。

第１及び第２遅延ユニット36,37は、それぞれ第２及
び第１タップ34,33間と、第１及び第３タップ33,35間に
位置している。第１及び第２遅延ユニット36,37の各々
は、実質的に変調速度の逆数と等しい遅れを与える。第
１等化信号INは、付加タップのうちの第１付加タップ信
号として、第２タップ34に送られ、かつ、第１等化信号
INは、第１及び第２遅延ユニット36,37により、連続的
に遅延されて、それぞれ第１及び第３タップ33,35に送
られる。中央タップ信号及び第２付加タップ信号とし
て、各々出力され、第２、第１、及び第３タップ34,33
及び35を、その連続的な遅れを考慮して、それぞれ（−
１）,0,（＋１）の連続番号によって示すことにしよ
う。この点に関し、（−１）タップ34に現れる第１付加
タップ信号は、Ｓ（−１）によって示される。同様に、
中央及び第２付加タップ信号は、各々、Ｓ（０）及びＳ
（＋１）によって示される 第１等化信号INは、直交変調されており、第１等化信
号INは、同相及び直交位相成分を含む。同相及び直交位
相成分は、中央タップ信号Ｓ（０）を基準として個別的
に処理される。もっと、詳細に述べれば、第１付加タッ
プ信号Ｓ（−１）は、第１同相乗算器41及び第１直交乗
算器42に送られる。第２付加タップ信号Ｓ（＋１）は、
第２同相乗算器43及び第２直交乗算器44に送られる。中
央同相乗算器45のみに与えられる。何故なら、中央タッ
プ信号Ｓ（０）は、中央タップ信号Ｓ（０）には直交位
相成分が存在していないからである。乗算器41〜45の各
々は重み付け回路と呼ばれる。

制御可能なタップ利得Ｃ（０）,C（−１），及びＣ
（＋１）は、後述するように、利得制御回路32により生
成される。制御可能なタップ利得Ｃ（０）,C（−１），
及びＣ（＋１）は、それぞれ中央複素制御信号、第１及
び第２複素数制御信号と呼ばれる。中央複素制御信号Ｃ
（０）は実部のみからなり、従って、第５図においてｒ
（０）によって表されている。一方、第１及び第２複素
制御信号Ｃ（−１），及びＣ（＋１）の各々は、それぞ
れｒとｄとで表される実部と虚部とから成る。第５図に
おいて、第１複素制御信号Ｃ（−１）は、ｒ（−１）と
ｄ（−１）との組合わせによって表され、第２複素制御
信号Ｃ（＋１）はｒ（１）とｄ（１）との組合わせによ
って示される。

第５図に示されるように、第１複素制御信号Ｃ（−
１）の実部及び虚部ｒ（−１）及びｄ（−１）は、それ
ぞれ利得制御回路32から第１同相及び第１直交乗算器41
及び42に送られる。同様に、第２複素制御信号Ｃ（１）
の実部及び虚部ｒ（１）及びｄ（１）は、それぞれ第２
同相及び第２直交乗算器43及び44に送られる。中央複素
制御信号Ｃ（０）すなわち、ｒ（０）は、中央同相乗算
器45に通常の方法で送られる。

第１同相及び第１直交乗算器41及び42は、それぞれ第
１及び第２加算器51及び52に、第１の制御された同相成
分Ｓ′（−１）及び第１の制御された直交成分Ｓ″（−
１）を供給する。第２同相及び第２直交乗算器43及び44
は、それぞれ第１及び第２加算器51及び52に、Ｓ′（＋
１）及びＳ″（＋１）によって表される第２の制御され
た同相成分及び第２の制御された直交成分を供給する。
第１及び第２同相成分の各々は第１の制御された信号と
呼ばれ、第１及び第２直交成分の各々は第２の制御され
た信号と呼ばれる。中央の制御された同相成分Ｓ′
（０）は中央同相乗算器45から第１加算器51に送られ
る。

第１及び第２加算器51及び52は加算を実行し、それぞ
れ加算結果を表す同相信号RS及び直交信号ISを出力す
る。同相及び直交信号RS及びISは、それぞれ第１及び第
２の処理された信号と呼ばれる。この点に関し、第１及
び第２加算器51及び52は、それぞれ第１及び第２処理回
路として呼ばれている。同相及び直交信号RS及びISは、
結合回路53により、同相及び直交信号RS及びIS間の直交
位相関係を維持した状態で、結合された信号に結合され
る。結合された信号は、等化された信号OUTとして復調
器４に送られる。

復調器４は、等化された信号OUTと搬送再生器57から
供給される再生搬送波とに応答するコヒーレント検出器
56を有している。コヒーレント検出器56は、再生搬送波
に基づいてコヒーレント検出を実行し、復調されたベー
スバンド信号を出力する。復調されたバースバンド信号
はそれぞれBp及びBqにより表される同相及び直交成分か
ら成る。同相及び直交成分Bp及びBqは、それぞれ、同相
及び直交レベルを持つ。ベースバンド信号の同相及び直
交成分Bp及びBqに対応して、クロック発生器59は、再生
されたクロック信号CLKを、利得制御回路32と弁別器61
との両方に送出する。再生クロック信号CLKは、基準ク
ロック信号を再生したものである。弁別器61は、再生さ
れたデータ系列Ｄを生成する。再生されたデータ系列
は、伝送データ系列の再生である。再生されたデータ系
列Ｄは、同相データ成分Dp,Dp′と、直交データ成分Dq,
Dq′から成る。同相データ成分Dp,Dp′は、復調された
ベースバンド信号の同相成分Bpの直交レベルを表し、同
様に、直交データ成分Dq,Dq′は、復調されたベースバ
ンド信号の直交成分Bqの直交レベルを表している。弁別
器61は、また、ディジタル誤差信号Ｅを生成する。ディ
ジタル誤差信号Ｅは、再生されたデータ系列Ｄに関係づ
けられている。それぞれディジタル誤差信号Ｅは、同相
及び直交データ成分Dp,Dqに対応した同相及び直交誤差
成分Ep及びEqから成る。このような弁別器61は、先に引
用した米国特許に記載された判定回路であり、このた
め、その説明は省略する。

搬送波再生回路57は、復調されたベースバンド信号の
同相及び直交成分Bp及びBqに応答し、再生された搬送波
を生成する。再生された搬送波回路57は非同期検出回路
62に結合されている。非同期検出回路62は、搬送波再生
回路47を監視して、等化システムの非同期状態を検出
し、非同期検出回路62が非同期状態を検出したときに
は、非同期状態を表す非同期状態信号ASYを出力する。

ディジタル誤差信号Ｅの同相及び直交誤差成分Ep及び
Eqと、再生されたデータ系列の同相及び直交データ成分
Dp及びDqとは、復調器55から再生されたクロック信号CL
K及び非同期状態信号ASYと共に、利得制御回路38に出力
される。

利得制御回路38は、再生されたクロック信号CLK、デ
ィジタル誤差信号Ｅの同相及び直交誤差成分Ep及びEq、
及び再生されたデータ系列Ｄの同相及び直交データ成分
Dp及びDqに対応して、利得制御回路38は、セロ・フォー
シング（ZF）アルゴリズムを使用して、制御可能なタッ
プ利得Ｃ（ｊ）を制御する。ここで、ｊは0,（−１），
及び（＋１）のようなタップ番号を表す。第ｋ番目の時
刻ｋは、再生されたクロック信号CLKの繰返し周期だ
け、第（ｋ＋１）番目の時刻（ｋ＋１）より前にあると
仮定しよう。ゼロ・フォーシングアルゴリズムによれ
ば、第（ｋ＋１）番目の時刻（ｋ＋１）での制御可能な
タップ利得Ｃ（j,k＋１）は、以下に示すとおり、第ｋ
番目の時刻ｋでのディジタル誤差信号Ｅ（ｋ）、第（ｋ
−ｊ）番目の時刻（ｋ−ｊ）での再生されたデータ系列
Ｄ（ｋ−ｊ）、及び第ｋ番目の時刻ｋでの制御可能なタ
ップ利得Ｃ（j,k）との組合わせにより決定される。

Ｃ（j,k）＝ｒ（j,k）＋id（j,k） …（２） Ｅ（ｋ）＝Ep（ｋ）＋iEq（ｋ） …（３） Ｄ^＊（ｋ−ｊ）＝Dp（ｋ−ｊ）−iDq（ｋ−ｊ） …（４） ここで、Δは固定された増加ステップサイズを表し、
ｉは と等しい虚数単位を表し、記号“sgn"は一対の中括弧で
囲まれた変数の極性を表し、Ｈは生の整数を表してい
る。

制御可能なタップ利得Ｃ（j,k＋１）は、次式によっ
て与えられる実部及び虚部ｒ（j,k＋１）及びｄ（j,k＋
１）を持つ。

ここで、シンボルは排他的OR演算子として使用さ
れ、シンボル は排他的NOR演算子として使用されている。

利得制御回路38は、相関検出回路63と積分回路64とを
有する。相関検出回路63は、再生されたデータ系列Ｄ
（ｍ）とディジタル誤差信号Ｅ（ｍ）との間の相互相関
を見つけて、複数の相関信号を出力する。積分回路63
は、相関信号を積分して、複数の積分された信号を、制
御可能なタップ利得Ｃ（ｊ）として出力する。

第６図を参照して、本発明をより良く理解するため
に、従来の相関検出回路について説明する。

図示された相関検出回路63は遅延回路65と排他的論理
回路70とを有する。遅延回路65は、再生されたデータ系
列Ｄ（ｍ）とディジタル誤差信号Ｅ（ｍ）と再生された
クロック信号CLKに同期して遅延し、遅延されたデータ
系列Ｄ（ｍ−１）及び遅延された誤差信号Ｅ（ｍ−１）
とを出力する。遅延されたデータ系列Ｄ（ｍ−１）と遅
延された誤差信号Ｅ（ｍ−１）とは、それぞれ再生され
たデータ系列Ｄ（ｍ）及びディジタル誤差信号Ｅ（＋
ｍ）に比較して、再生されたクロック信号CLKの１繰返
し周期だけ遅延されている。もっと詳細にのべると、遅
延回路65は、第１乃至第４フリップフロップ66,67,68,
及び69を有する。第１のフリップフロップ66は、ディジ
タル誤差信号Ｅ（ｍ）の同相誤差成分Ep（ｍ）を再生さ
れたクロック信号CLKに同期して遅延し、遅延された誤
差信号Ｅ（ｍ−１）の遅延された同相誤差成分Ep（ｍ−
１）を出力する。同様に、第２のフリップフロップ67
は、ディジタル誤差信号Ｅ（ｍ）の直交誤差成分Ep
（ｍ）を再生されたクロック信号CLKに同期して遅延
し、遅延された誤差信号Ｅ（ｍ−１）の遅延された直交
誤差成分Eq（ｍ−１）を出力する。第３及び第４フリッ
プフロップ68及び69は、再生されたデータ系列Ｄ（ｍ）
の同相及び直交データ成分Dp（ｍ）及びDq（ｍ）を再生
されたクロック信号CLKに同期して遅延し、遅延された
データ系列Ｄ（ｍ−１）の遅延された同相及び遅延され
た直交データ成分Dp（ｍ−１）及びDq（ｍ−１）を出力
する。

遅延されたデータ系列Ｄ（ｍ−１），遅延された誤差
信号Ｅ（ｍ−１），再生されたデータ系列Ｄ（ｍ），及
びディジタル誤差信号Ｅ（ｍ）は、複数の入力信号とし
て排他的論理回路70に供給される。排他的論理回路70
は、入力信号の排他的論理動作を実行し、相関信号を出
力する。排他的論理回路70は、第１乃至第９の排他的OR
ゲート71,72,73,74,75,76,77,78,及び79と、第１乃至第
３の排他的NORゲート81,82,及び83とを有する。もっと
詳細に述べれば、第１の排他的ORゲート71は、同相誤差
成分Ep（ｍ）と同相データ成分Dp（ｍ）の排他的OR動作
を実行し、第１の相関信号Pr（０）を出力する。従っ
て、第１の相関信号Pr（０）は、次式により与えられ得
る。

Pr（０）＝Ep（ｍ）Dp（ｍ）． 同様に、第２の排他的ORゲート72は、直交誤差成分Eq
（ｍ）及び直交データ成分Dq（ｍ）の排他的OR動作を実
行し、第２の相関信号Qr（０）を出力する。第２の相関
信号Qr（０）は次式により与えられる。

Qr（０）＝Eq（ｍ）Dq（ｍ）． 同様に、第３の排他的ORゲート73は、直交誤差成分Eq
（ｍ）及び同相データ成分Dp（ｍ）の排他的OR動作を実
行し、第３の相関信号Qd（０）を出力する。第３の相関
信号Qd（０）は次式により与えられる。

Qd（０）＝Eq（ｍ）Dp（ｍ）． 第１排他的NORゲート81は、同相誤差成分Ep（ｍ）と
直交データ成分Dq（ｍ）の排他的NOR動作を実行し、第
４の相関信号Pd（０）を出力する。第４の相関信号Pd
（０）は次式により与えられる。

このように、第４、第５、及び第６の排他的ORゲート
74,75,及び76と、第２の排他的NORゲート82は、下記の
式で与えられる第5,第6,第7,及び第８の相関信号Pr（−
１）,Qr（−１）,Qd（−１），及びPd（−１）を出力す
る。

同様に、第７、第８、及び第９の排他的ORゲート77,7
8,及び79と、第３の排他的NORゲート83は、下記の式に
示される第9,第10,第11,及び第12の相関信号Pr（１）,Q
r（１）,Qd（１），及びPd（１）を出力する。

第３及び第４の相関信号Qd（０）及びPd（０）を除い
た他の相関信号は、積分回路64に供給される。

復調されたベースバンド信号の同相及び直交成分Bp及
びBqは、上記したように、搬送波再生回路57に供給され
ているけれども、復調されたベースバンド信号の同相及
び直交成分Bp及びBqは、必ずしもは搬送波再生回路57に
供給されなくとも良い。この場合には、第３及び第４の
相関信号Qd（０）及びPd（０）が、復調されたベースバ
ンド信号の同相及び直交成分Bp及びBqの代わりに使用さ
れる。

第５図に戻って、積分回路64は第１乃至第５の再設定
可能な積分器91,92,93,94,及び95を有する。第１の再設
定可能な積分器91は、第１及び第２の抵抗器101及び102
を介して、第１及び第２の排他的ORゲート71及び72に結
合されている。同様に、第２の再設定可能な積分器92
は、第３及び第４の抵抗器103及び104を介して、第４及
び第５の排他的ORゲート74及び75に結合されている。第
３の再設定可能な積分器93は、第５及び第６抵抗器105
及び106を介して、第６排他的ORゲート76及び第２の排
他的NORゲート82に結合されている。第４の再設定可能
な積分器94は、第７及び第８の抵抗器107及び108?を介
して、第７及び第８の排他的ORゲート77及び78に結合さ
れている。第５の再設定可能な積分器95は、第９及び第
10の抵抗器109及び110を介して、第９の排他的ORゲート
79及び第３の排他的NORゲート83に結合されている。

一対の第１及び第２の抵抗器101及び102は、第１相関
信号Pr（０）及び第２の相関信号Qr（０）を結合して、
第１の結合信号ER（０）を出力する。よって、第１の結
合信号ER（０）は次式により与えられる。

ER（０）＝Pr（０）＋Qr（０） ＝Ep（ｍ）Dp（ｍ） ＋Eq（ｍ）Dq（ｍ）． 同様に、他の一対の第３及び第４の抵抗器103及び104
は、第４の相関信号Pr（−１）及び第５相関信号Qr（−
１）を結合し、次式により与えられる第２の結合された
信号ER（−１）を出力する。

ER（−１）＝Pr（−１）＋Qr（−１） ＝Ep（ｍ−１）Dp（ｍ） ＋Eq（ｍ−１）Dq（ｍ）． このようにして、第５及び第６の抵抗器105及び106,
第７及び第８の抵抗器107及び108,そして第９及び第10
の抵抗器109及び110の対は、それぞれ、次式で与えられ
る第3,第4,及び第５の結合された信号EI（−１）,ER
（１），及びEI（１）を出力する。

第１乃至第５の再設定可能な積分器91〜95は非同期検
出回路62に結合されている。非同期状態信号ASYが、非
同期検出器62から第１乃至第５の再設定可能な積分器91
〜95に与えられる場合、第１の再設定可能な積分器91は
論理“1"レベルに再設定され、論理“1"レベルに維持さ
れる。他の積分器91〜93の各々は、論理“0"レベルに再
設定される。一方、非同期状態信号ASYが存在しない場
合には、積分器91乃至95の各々は、結合された信号ER
（０）,ER（−１）,EI（−１）,ER（１）及びEI（１）
の各々の時間平均を行い、各結合された信号から不要な
ノイズ成分を除去する。とにかく、第１乃至第５の積分
器91〜95は制御可能なタップ利得Ｃ（０）,C（−１），
及びＣ（＋１）を出力する。

第１乃至第10の抵抗器101〜110は、上述したように、
各一対の相関信号を結合するために使用されている。し
かしながら、ORゲートが、第１乃至第10の抵抗器101〜1
10の代わりに使用されても良い。

第２図（ｄ）に示すとおり、適応型トランスバーサル
等化ユニット３が符号間干渉を除去するように作動する
ことが判る。これにより、符号間干渉に起因する全ての
振幅歪を除去することができた。

［発明の効果］ 本発明によれば、所望の周波数帯域の端部におけるサ
イドレベルの過剰抑圧により生じる符号間干渉を除去す
る隣接干渉除去装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わるブロック図、第２図
（ａ）は入力信号のスペクトラムを示す図、第２図
（ｂ）はろ波出力信号のスペクトラムを示す図、第２図
（ｃ）は符号間干渉を伴う第１等化信号のスペクトラム
を示す図、第２図（ｄ）は符号間干渉を除去された第２
等化信号のスペクトラムを示す図、第３図は第１図に示
す振幅制御回路のブロック図、第４図は第３図の振幅制
御回路における３つのろ波の特性図、第５図は第１図に
用いられる適応型トランスバーサル等化ユニットのブロ
ック図、第６図；は第５図の適応型トランスバーサル等
化ユニットにおける相関検出回路である。 １……受信フィルタ、２……適応型振幅等化ユニット、
３……適応型トランスバーサル等化ユニット、４……変
調器、21……傾斜等化器、22……曲率等化器、23……振
幅制御回路、31……トランスバーサルフィルタ、32……
利得制御回路。

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 1/76 - 3/44 H04B 3/50 - 3/60 H04B 7/005 - 7/015

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力信号から隣接干渉成分を除去するため
   の受信フィルタと、該受信フィルタの出力に含まれる前
   記隣接干渉成分を検出し、周波数軸上での等化作用を行
   い、これを除去するとともに、その出力信号から前記等
   化作用を制御する制御信号を生成する第１の等化器と、
   該第１の等化器によって前記隣接干渉成分を除去した際
   に振幅歪が生じたときに、該振幅歪の発生により生じる
   符号間干渉を除去するための時間軸上の等化作用を行う
   第２の等化器とを有することを特徴とする隣接干渉除去
   装置。