JP2927929B2 - Carrier synchronization circuit - Google Patents

Carrier synchronization circuit

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JP2927929B2
JP2927929B2 JP2291600A JP29160090A JP2927929B2 JP 2927929 B2 JP2927929 B2 JP 2927929B2 JP 2291600 A JP2291600 A JP 2291600A JP 29160090 A JP29160090 A JP 29160090A JP 2927929 B2 JP2927929 B2 JP 2927929B2
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    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/32Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3818Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
    • H04L27/3827Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers in which the carrier is recovered using only the demodulated baseband signals

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、搬送波同期回路に関し、特に2N(Nは2以
上の整数)値直交振幅変調方式に用いられる搬送波同期
回路に関する。
Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a carrier synchronization circuit, and more particularly to a carrier synchronization circuit used in a 2 N (N is an integer of 2 or more) value quadrature amplitude modulation system.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

従来のディジタル化した搬送波同期回路を用いた16値
直交振幅変調(以下16QAMという)された信号を受信し
復調する際の基準搬送波信号を再生する際に必要な搬送
波同期回路を第6図のブロック図に示し、この図の入力
端から16QAMされた信号k入力する。一方電圧制御発振
器(以下VCOという)25とπ/2移相器27とで生成される
π/2ラジアン位相差のある2つの搬送波信号r1,r2とを
それぞれ乗算器16,17に入力して、同期検波することに
より、復調ベースバンド信号b1,b2を得る。このベース
バンド信号b1,b2はA/D変換器18,19へ入力され、タイミ
ング信号であるクロックを生成するクロック再生回路26
で再生されたクロックP1,P2にて識別されて、A/D変換器
18,19からPchのディジタル出力信号c1,c2,c3,及びQchの
ディジタル出力信号d1,d2,d3を得る。
FIG. 6 is a block diagram of a carrier synchronization circuit necessary for reproducing a reference carrier signal for receiving and demodulating a signal subjected to 16-level quadrature amplitude modulation (hereinafter referred to as 16QAM) using a conventional digitized carrier synchronization circuit. As shown in the figure, a signal k subjected to 16QAM is input from the input terminal of the figure. On the other hand, two carrier signals r1 and r2 having a π / 2 radian phase difference generated by a voltage controlled oscillator (hereinafter referred to as VCO) 25 and a π / 2 phase shifter 27 are input to multipliers 16 and 17, respectively. And demodulated baseband signals b1 and b2 by synchronous detection. The baseband signals b1 and b2 are input to A / D converters 18 and 19, and a clock recovery circuit 26 generates a clock as a timing signal.
A / D converter identified by clocks P1 and P2 reproduced by
From P18, P19, digital output signals c1, c2, c3 of Pch and digital output signals d1, d2, d3 of Qch are obtained.

このA/D変換器18,19の動作を第4図のアナログ信号レ
ベルb1,b2をディジタル出力信号X1〜X4に変換するチャ
ートの説明図、ならびに第5図の一般的な16値直交振幅
変調信号の配置説明図を参照して説明する。第5図に示
すように、16値の各信号点はそれぞれ識別レベル点にお
いてPch側はP1〜P4、Qch側はQ1〜Q4の領域に分けられ、
さらに各領域はそれぞれ信号点を中心として上下および
左右にP1A,P1B領域、Q1A,Q1B領域に分けられる。今、伝
送されて来た信号点が、例えばP1,Q1の領域内のうちのP
1A,Q1Bの領域に位置した場合には、第4図のチャートか
らがディジタル出力信号c1,c2,c3は1,1,1、d1,d2,d3は
1,1,0が出力される。ここでディジタル出力信号c1は、
同相成分信号(Pch)の第1ビット(MSB)を表わし、第
2ビットのc2と共に4値の復調ベースバンド信号b1のPc
hとしての識別結果のPch出力信号Wpとなる(第6図参
照)。c3はPchの第3ビットで眞値の信号点からのずれ
である振幅誤差信号を表わす。d1は直交成分(Qch)の
第1ビット(MSB)を表わし、第2ビットのd2と共に4
値の復調ベースバンド信号b2の識別結果のQch出力信号W
Qとなる(第6図参照)。d3はQchの第3ビットで眞値の
信号点からのずれである振幅誤差信号を表わす。ここで
搬送波同期回路の同期の動作は、ディジタル信号c1,d3,
d1,c3を用いて16信号点全点に対して制御動作を行い搬
送波を同期させる。排他的論理和20,21はPchの第1ビッ
トc1とQchの誤差信号d3およびQchの第1ビットc1とPch
の誤差信号d3とでそれぞれ排他的論理和をとり、その結
果を減算器22によって、それぞれの差をとることより、
位相制御信号μを得ることができる。第4図により補足
説明すると、伝送されて来た信号点が例えばP1A,Q1Bの
領域にあった場合には、眞値からのずれは振幅誤差信号
c1=1,d3=0およびd1=1,c3=1により特定されP1A,Q1
Bの領域にずれて存在することがわかる。
FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the A / D converters 18 and 19 for converting the analog signal levels b1 and b2 into digital output signals X1 to X4 in FIG. 4, and the general 16-level quadrature amplitude modulation in FIG. A description will be given with reference to the signal arrangement explanatory diagram. As shown in FIG. 5, each of the 16-valued signal points is divided into regions of P1 to P4 on the Pch side and Q1 to Q4 on the Qch side at the identification level points, respectively.
Further, each area is divided into P1A and P1B areas and Q1A and Q1B areas vertically and horizontally around the signal point. Now, the transmitted signal point is, for example, P1 in the area of P1 and Q1.
4A, the digital output signals c1, c2, c3 are 1, 1, 1 and d1, d2, d3 are from the chart of FIG.
1,1,0 are output. Here, the digital output signal c1 is
Represents the first bit (MSB) of the in-phase component signal (Pch), and the Pc of the quaternary demodulated baseband signal b1 together with the second bit c2
It becomes the Pch output signal Wp of the identification result as h (see FIG. 6). c3 is the third bit of the Pch and represents an amplitude error signal which is a deviation from a true signal point. d1 represents the first bit (MSB) of the quadrature component (Qch), and 4 together with d2 of the second bit.
Qch output signal W as a result of discrimination of value demodulated baseband signal b2
It becomes Q (see FIG. 6). d3 is the third bit of Qch and represents an amplitude error signal which is a deviation from a true signal point. Here, the synchronization operation of the carrier synchronization circuit is performed by digital signals c1, d3,
Control operations are performed on all 16 signal points using d1 and c3 to synchronize the carrier. The exclusive ORs 20 and 21 are the first bit c1 of Pch and the error signal d3 of Qch, and the first bit c1 of Qch and Pch
By taking an exclusive OR with the error signal d3 of, and taking the difference by the subtractor 22,
The phase control signal μ can be obtained. To further explain with reference to FIG. 4, if the transmitted signal point is in the area of P1A, Q1B, for example, the deviation from the true value is the amplitude error signal.
P1A, Q1 specified by c1 = 1, d3 = 0 and d1 = 1, c3 = 1
It can be seen that there is a shift in the area B.

なお、第4図のディジタル出力×4,(c4,d4)は本発
明の説明のために追記したもので従来例では存在しな
い。
The digital output × 4, (c4, d4) in FIG. 4 is added for the purpose of explaining the present invention and does not exist in the conventional example.

前述の説明にもどると、第6図における位相制御信号
μは、フリップフロップ23に入力され、再生クロックP3
によりタイミングされた信号q1となり、さらに、ループ
フィルタ24により雑音成分を除去された位相制御信号q2
となって、電圧制御発進器25を制御して搬送波同期信号
を位相引き込み方向に制御していた。
Returning to the above description, the phase control signal μ in FIG. 6 is input to the flip-flop 23 and the reproduction clock P3
And the phase control signal q2 from which the noise component has been removed by the loop filter 24.
Thus, the voltage control starter 25 was controlled to control the carrier synchronization signal in the phase pull-in direction.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problems to be solved by the invention]

上述した従来の直交振幅変調回路に使用される搬送波
同期回路は、信号点の眞値からのずれを識別した結果の
ディジタル信号より搬送波位相制御信号を作成してい
る。したがって位相誤差が大きくなり、直交した位相検
波面、すなわち、信号点からのずれの距離が等しくない
信号により搬送波位相制御信号が生成されると、制御を
誤ったり、また、搬送波同期がばすれて復調信号が正し
く識別されず、特に識別結果のディジタル信号の誤りが
大きくなった場合などには、ループ利得が低下し、搬送
波位相制御電圧が低下して同期引き込み範囲を減少させ
るという欠点がある。
The carrier synchronization circuit used in the above-described conventional quadrature amplitude modulation circuit generates a carrier phase control signal from a digital signal obtained as a result of identifying a deviation of a signal point from a true value. Therefore, the phase error becomes large, and when the carrier phase control signal is generated by the orthogonal phase detection plane, that is, the signal having the unequal distance from the signal point, the control is erroneously performed, or the carrier synchronization is lost. When the demodulated signal is not correctly identified, especially when the error of the digital signal as the identification result becomes large, there is a disadvantage that the loop gain decreases, the carrier phase control voltage decreases, and the synchronization pull-in range decreases.

本発明の目的は、伝送されて来た信号点の実在する領
域をさらに細かく限定し、かつ、所定の限定された領域
内にある場合のみ、正規の位相制御ループを形成する搬
送波同期回路を提供することにある。
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a carrier synchronization circuit that further restricts an actual area of a transmitted signal point and that forms a normal phase control loop only when the signal point is within a predetermined limited area. Is to do.

〔課題を解決するための手段〕[Means for solving the problem]

本発明の搬送波同期回路は、多値数が2N(Nは2以上
の偶数)である多値直交振幅変調方式に使用され搬送波
発生回路(以下VCOという)と前記VCOの搬送波信号の同
期引き込み制御ループ(以下APCという)とを有する搬
送波同期回路において、 2N個の各信号点の識別レベル点でPチャンネルに2N/2
個、Qチャンネルに2N/2個の領域に分けた2N(Nは前記
Nに同じ)個の分割領域の1領域を副領域とし、前記副
領域に入力された伝送信号点のアナログ信号をディジタ
ル信号に変換するPチャンネルおよびQチャンネル用A/
D変換器と、 前記それぞれのA/D変換器のディジタル出力信号を入
力しPチャンネルQチャンネルの直交軸の交差点をとお
りかつPチャンネルQチャンネルの直交軸に対してπ/4
ラジアンの角度を有する2個の対角線とPチャンネルQ
チャンネル軸の交差点から等距離にある円との交点に位
置する2(N/2+1)個の信号点を囲む正方形内の2N/2個の
副領域からなる特定副領域のみを識別して第1の検出信
号を出力するロジック回路と、 前記VCOに対する前記APCの制御電圧をモニタして同期
状態か非同期状態かを判定して第2の検出信号を出力す
る同期判定回路と、 前記第1および第2の検出信号を入力して前記第2の
検出信号が非同期状態を示す情報を出力し前記第1の検
出信号が前記特定副領域に伝送信号点が存在することを
示す情報を出力した場合に前記APCを形成する論理回路
とを有する。
A carrier synchronization circuit according to the present invention is used for a multi-level quadrature amplitude modulation system having a multi-level number of 2 N (N is an even number of 2 or more) and a carrier generation circuit (hereinafter referred to as VCO) and synchronization of a carrier signal of the VCO In a carrier synchronous circuit having a control loop (hereinafter referred to as APC), 2 N / 2 is added to the P channel at an identification level point of each of 2 N signal points.
Pieces, 2 N was divided into 2 N / 2 pieces of region Q channel (N is the N in the same) as the number of 1s region sub region of the divided regions, the analog signal of the transmission signal point is input to the sub-region A / D for P channel and Q channel
A D converter, and a digital output signal of each of the A / D converters, which passes through the intersection of the orthogonal axes of the P-channel and Q-channels and π / 4 with respect to the orthogonal axis of the P-channel and the Q-channel.
Two diagonals with radian angle and P channel Q
Only a specific sub-region consisting of 2 N / 2 sub-regions within a square surrounding 2 (N / 2 + 1) signal points located at the intersection with a circle equidistant from the intersection of the channel axes is identified. A logic circuit that outputs a first detection signal by monitoring the control voltage of the APC for the VCO to determine whether the state is a synchronous state or an asynchronous state, and outputs a second detection signal; The first and second detection signals are input, the second detection signal outputs information indicating an asynchronous state, and the first detection signal outputs information indicating that a transmission signal point exists in the specific sub-region. And a logic circuit that forms the APC when done.

〔実施例〕〔Example〕

次に、本発明について図面を参照して説明する。 Next, the present invention will be described with reference to the drawings.

第1図は本発明によるディジタル化した搬送波同期回
路を用いた16値直交振幅変調回路の一実施例を示すブロ
ック図である。第1図において第6図の従来例と同一の
符号の回路は同一の構成と機能を有する。すなわち、本
発明の実施例ではロジック回路1、同期判定回路2、論
理積回路3、論理和回路4を追加し、A/D変換回路18A,1
9Aを改良している。
FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of a 16-level quadrature amplitude modulation circuit using a digitized carrier synchronization circuit according to the present invention. In FIG. 1, circuits having the same reference numerals as those of the conventional example shown in FIG. 6 have the same configuration and function. That is, in the embodiment of the present invention, a logic circuit 1, a synchronization determination circuit 2, an AND circuit 3, and an OR circuit 4 are added, and the A / D conversion circuits 18A, 1
9A is improved.

次に本実施例の動作を説明する。本実施例では〔発明
が解決しようとする課題〕で述べた如く搬送波位相制御
を行って伝送信号点を真値に引き込むがその位相誤差が
大きい場合に、ディジタル出力信号の誤りが大きくな
り、ループ利得が低下して同期引き込み範囲を減少させ
ることを防ぐことにある。まず、A/D変換回路18A,19B
は、前述したアナログ信号b1,b2を入力して信号点の位
置する領域区分を従来例よりさらに細かく分割して、そ
れぞれ対応する領域のディジタル信号を出力する。A/D
変換回路18A,19Aはこの新しい領域を含んで特定するた
めにディジタル出力信号c4,d4をそれぞれ追加し、Pch用
ディジタル出力信号c1〜c4となり、Qch用ディジタル出
力信号d1〜d4となる。
Next, the operation of this embodiment will be described. In this embodiment, as described in [Problems to be Solved by the Invention], the carrier signal phase control is performed to pull the transmission signal point to a true value, but when the phase error is large, the error of the digital output signal becomes large and the loop An object of the present invention is to prevent a decrease in gain and a reduction in a synchronization pull-in range. First, the A / D conversion circuits 18A and 19B
Inputs the analog signals b1 and b2 described above, divides the area segment where the signal point is located into finer divisions than the conventional example, and outputs digital signals of the corresponding areas. A / D
The conversion circuits 18A and 19A add digital output signals c4 and d4, respectively, to specify this new area, and the digital output signals become the Pch digital output signals c1 to c4 and the Qch digital output signals d1 to d4.

ここで16信号点の新しい領域区分を第3図の入力端の
変調入力信号kの説明図、第4図のA/D変換器の説明図
により説明する。第3図において、16信号点領域のうち
P軸,Q軸に対してπ/4ラジアン(45度)のS1,S2,S5,S8
を通る対角線とS3,S4,S6,S7を通る対角線とP軸,Q軸の
中心から等距離にある円(図示せず)との交点にある信
号点が存在する第3図(a)のハッチ線領域S1〜S8の合
計8個の領域をAPC引き込みを行う第1の判定対象領域
とする。すなわち第3図(a)における左上のP1信号点
の識別レベル(図の実線)で囲まれた領域を例にとる
と、P軸,Q軸にそれぞれ平行な縦横3個の点線で分割
し、4×4個の領域に分割するが、この16個の分割領域
の1領域を副領域とする。したがってS1〜S8はそれぞれ
信号点を中心とする4個の副領域からなるがこの領域を
請求の範囲では特定副領域と命名している。さらに第3
図(b)に示すS1〜S8の特定副領域周辺の白い領域が8
個あるがこの領域を第1の白領域とする。さらにS1〜S8
領域のない第3図(b)に示す8個の白の副領域を第2
の白領域とすると、第3図(b)では第1の白領域8個
と第2の白領域8個とを合計して第2の判定対象領域と
する。このように第1の判定対象領域と第2の判定対象
領域とに分けて位相誤差のある場合の非同期を区別して
第1の判定対象領域はAPC引き込み制御を行う領域とし
第2の判定対象領域をAPC電圧をホールドする領域に場
合分けする。したがって従来の場合には第5図を参照し
て説明した内容を第3図(b)により補足説明すると、
各信号点それぞれの識別レベル内に設けられたS1〜S8領
域に第1の白領域を加えた領域に対してAPC引き込みを
行っていたのに対して本実施例では第1の白領域を除外
したS1〜S8領域(第1の判定対象領域のみをAPC引き込
み領域としている。さらに第2の白領域に属する信号点
に対してAPC電圧をホールドすることになるが、サンプ
リングされた8個のS1〜S8領域によるAPC電圧により電
圧制御発振器25の発振信号の位相が眞値に近い方向に移
相されるので、その後のAPC引き込み動作を短縮するこ
とができる。なお、非同期から同期状態、すなわち、伝
送信号点が眞値の信号点に引き込まれた後は従来から行
なわれている全信号点をAPC制御する動作にもどる。こ
の同期と2つの非同期の場合を以下の表(a),(b)
に整理する。
Here, the new area division of 16 signal points will be described with reference to the explanatory diagram of the modulation input signal k at the input terminal in FIG. 3 and the explanatory diagram of the A / D converter in FIG. In FIG. 3, S1, S2, S5, S8 of π / 4 radian (45 degrees) with respect to the P axis and the Q axis in the 16 signal point areas.
3 (a) where there is a signal point at the intersection of a diagonal passing through the circle and a diagonal passing through S3, S4, S6, and S7 and a circle (not shown) equidistant from the centers of the P-axis and Q-axis. A total of eight hatch line regions S1 to S8 are set as first determination target regions for performing APC pull-in. That is, taking as an example a region surrounded by the discrimination level (solid line in the figure) of the upper left P1 signal point in FIG. 3 (a), it is divided by three vertical and horizontal dotted lines parallel to the P axis and the Q axis, respectively. The image is divided into 4 × 4 areas, and one of the 16 divided areas is defined as a sub-area. Therefore, S1 to S8 are each composed of four sub-regions centered on the signal point, and these regions are named as specific sub-regions in the claims. Third
The white area around the specific sub-areas S1 to S8 shown in FIG.
However, this area is defined as a first white area. S1 ~ S8
The eight white sub-regions shown in FIG.
In FIG. 3 (b), eight first white regions and eight second white regions are summed up as a second determination target region in FIG. As described above, the first determination target region is divided into the first determination target region and the second determination target region, and the first determination target region is defined as a region where APC pull-in control is performed and the second determination target region is distinguished from asynchronous when there is a phase error. Is divided into cases where the APC voltage is held. Therefore, in the conventional case, the contents described with reference to FIG. 5 will be supplementarily described with reference to FIG. 3 (b).
In the present embodiment, the first white area is excluded in contrast to the APC pull-in performed on the area in which the first white area is added to the S1 to S8 areas provided within the respective signal point identification levels. S1 to S8 regions (only the first determination target region is set as the APC pull-in region. Further, the APC voltage is held for the signal points belonging to the second white region. Since the phase of the oscillation signal of the voltage controlled oscillator 25 is shifted in the direction close to the true value by the APC voltage in the ~ S8 region, the subsequent APC pull-in operation can be shortened. After the transmission signal point is pulled into the true value signal point, the operation returns to the conventional operation of APC control for all signal points, and the synchronous and two asynchronous cases are shown in Tables (a) and (b) below. )
To organize.

なお表(b)の論理演算はインバータを有する論理積
回路3と論理和回路4とからなる論理回路で説明する。
The logical operation in Table (b) will be described using a logical circuit including an AND circuit 3 having an inverter and an OR circuit 4.

ロジック回路1は前述の特定副領域S1〜S8の領域に存
在する領域のそれぞれについて、伝送されて来た信号点
がハッチ線領域内に存在する場合には、出力信号e1(論
理信号“1")を出力する。信号点がハッチ線領域外にあ
る場合には、出力信号e1は出力されない。第2図はロッ
ジク回路1の回路図であり、前述の動作を排他的論理
和、論理積、反転器の組み合わせにより実現している。
なお、第3図のP1,Q1が第4図のX1を、P2,Q2がX2をP3,Q
3がX3を、P4,Q4がX4を表わしている。次に同期判定回路
2は電圧制御発振器25の搬送波信号が同期状態にあるか
どうかを判定する。具体的には電圧制御発振器25の入力
i2をモニタして安定した固定電圧に移行した場合には同
期とみなし、ある範囲の電圧変化がある場合には第1お
よび第2の非同期を含んだ非同期とみなす。同期時には
検出信号fを“0"レベルとし、非同期時には“1"レベル
とする。インバータを有する論理積回路3は表(b)に
示すとおり第1の非同期状態ではインバータで反転され
たe1(第1図3の○マークの後)が“0"でありfが“1"
なのでe2は“0"を出力する。第2の非同期状態でe1が
“1"となりfが“1"の場合にe2は“1"を出力する。第2
の非同期状態ではe1が“1"であり“f"が1なのでe2は
“1"を出力する。一方、論理和回路4は再生クロックh3
の同期に合わせてスイッチ動作して出力信号e1をパルス
信号h4としてフリップフロップ11に供給している。すな
わち、搬送波非同期時には前記S1〜S8の範囲のみから得
た位相制御信号を前記電圧制御発振器25へ帰還させてい
る。これにより、搬送波非同期時の前記ベースハンド信
号の識別結果の誤りを低減させることができ、ループ利
得の低下を防ぐので、搬送波同期引き込み範囲の減少を
防ぐことができる。ただしこの場合にはS1〜S8領域すな
わち特定副領域の8個の情報のみなので、確率的1/2で
位相制御信号がホールドされるために、等価的なクロッ
ク周期は2倍となり、通常状態とくらべ、ジッタ電力が
約3dB劣化する。このため、所望の信号点のみで位相を
制御するのは、搬送波非同期時など位相誤差が大きくな
った時のみでよく、通常時には全点制御に切り替えてお
く必要がある。本実施例の場合には搬送波非同期信号で
切り替える場合を示したが、これは誤り率の劣化を検出
した信号など他のものにおきかえられることは明らかで
ある。さらに、本実施例では、16値直交振幅変調方式の
場合についてのみ示したが、一般的な多値2N(N=2,3,
4…)値直交振幅変調方式についても容易に実施でき
る。
The logic circuit 1 outputs the output signal e1 (the logic signal “1”) when the transmitted signal point exists in the hatched area for each of the above-mentioned specific sub-areas S1 to S8. ) Is output. If the signal point is outside the hatched area, the output signal e1 is not output. FIG. 2 is a circuit diagram of the logic circuit 1, and the above operation is realized by a combination of an exclusive OR, a logical product, and an inverter.
P1 and Q1 of FIG. 3 represent X1 of FIG. 4, and P2 and Q2 represent X2 of P3 and Q2.
3 represents X3, and P4 and Q4 represent X4. Next, the synchronization determination circuit 2 determines whether the carrier signal of the voltage controlled oscillator 25 is in a synchronized state. Specifically, the input of the voltage controlled oscillator 25
When i2 is monitored and the voltage shifts to a stable fixed voltage, it is regarded as synchronous. When there is a voltage change in a certain range, it is regarded as asynchronous including the first and second asynchronous. The detection signal f is set to “0” level at the time of synchronization, and is set to “1” level at the time of asynchronous. In the AND circuit 3 having the inverter, as shown in Table (b), in the first asynchronous state, e1 inverted by the inverter (after the mark in FIG. 3) is "0" and f is "1".
Therefore, e2 outputs “0”. When e1 becomes "1" in the second asynchronous state and f becomes "1", e2 outputs "1". Second
In the asynchronous state, e1 is "1" and "f" is 1, so e2 outputs "1". On the other hand, the OR circuit 4 outputs the reproduction clock h3
The switch operation is performed in synchronization with the synchronization of, and the output signal e1 is supplied to the flip-flop 11 as the pulse signal h4. That is, when the carrier is asynchronous, the phase control signal obtained only from the range of S1 to S8 is fed back to the voltage controlled oscillator 25. Accordingly, it is possible to reduce errors in the identification result of the base hand signal when the carrier is asynchronous, and to prevent a decrease in loop gain, thereby preventing a decrease in the carrier synchronization pull-in range. However, in this case, since only the eight pieces of information in the S1 to S8 areas, that is, the specific sub-areas, the equivalent clock cycle is doubled because the phase control signal is held at a probability of 1/2. The jitter power is degraded by about 3 dB compared to the case. For this reason, the phase is controlled only at the desired signal point only when the phase error becomes large, such as when the carrier is asynchronous, and it is necessary to switch to all-point control in normal times. In the case of the present embodiment, the case where the switching is performed by the carrier asynchronous signal has been described. However, it is obvious that this can be replaced with another signal such as a signal that detects the deterioration of the error rate. Further, in the present embodiment, only the case of the 16-level quadrature amplitude modulation system is shown, but a general multi-level 2 N (N = 2,3,
4 ...) The value quadrature amplitude modulation method can be easily implemented.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

以上説明したように本発明は、ディジタル化した搬送
波同期回路を備えた復調回路において、搬送波信号の同
期を判定する同期判定回路と、復調された4値ベースバ
ンド信号を識別してA/D変換するA/D変換回路と、ディジ
タル出力信号の誤りが大きくなったことを論理判定する
ロジック回路とを備えることにより、特定副領域上の信
号点から得た位相制御信号のみで電圧制御発振器を制御
し、所望の信号点以外から得た位相制御情報は、確率的
1/2で位相制御信号がホールドされるので、このホール
ドされた信号に置換することができる。また、搬送波同
期がとれている通常状態では全点からの位相制御信号を
使うことによって、必要な同期引き込み範囲を持った搬
送波同期回路を実現することができる効果がある。
As described above, the present invention provides a demodulation circuit having a digitized carrier synchronization circuit, a synchronization determination circuit for determining the synchronization of a carrier signal, and an A / D converter for identifying a demodulated quaternary baseband signal. A / D conversion circuit and a logic circuit that logically determines that the error of the digital output signal has become large allow the voltage-controlled oscillator to be controlled only by the phase control signal obtained from the signal point on the specific sub-region. However, phase control information obtained from points other than the desired signal point is stochastic.
Since the phase control signal is held at 1/2, it can be replaced with the held signal. Further, in a normal state in which carrier synchronization is established, the use of phase control signals from all points has the effect of realizing a carrier synchronization circuit having a necessary synchronization pull-in range.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第1図は本発明の一実施例を示すブロック図、第2図は
本実施例の要部であるロジック回路1の回路図、第3図
は本実施例の入力端の変調信号kの説明図、第4図は本
発明および従来例を含むA/D変換器の動作説明図、第5
図は一般的な16値直交振幅変調方式の信号点配置を示す
説明図、第6図は従来の搬送波同期回路のブロック図で
ある。 1…ロジック回路、2…同期判定回路、3…インバータ
を有する論理積回路、33,34…論理積回路、4…論理和
回路、11…フリップフロップ、16,17…乗算器、18A,19
A,18,19…A/D変換器、20,21,28〜32…排他的論理和、22
…減算器、24…ループフィルタ、25…電圧制御発振器、
26…クロック再生回路、27…π/2移相器、35…反転器。
FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of a logic circuit 1 which is a main part of the present embodiment, and FIG. 3 is an explanation of a modulation signal k at an input terminal of the present embodiment. FIG. 4 is an operation explanatory diagram of an A / D converter including the present invention and a conventional example.
FIG. 1 is an explanatory diagram showing a signal point arrangement of a general 16-level quadrature amplitude modulation system, and FIG. 6 is a block diagram of a conventional carrier synchronization circuit. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Logic circuit, 2 ... Synchronization judgment circuit, 3 ... AND circuit with inverter, 33,34 ... AND circuit, 4 ... OR circuit, 11 ... Flip-flop, 16,17 ... Multiplier, 18A, 19
A, 18, 19 ... A / D converter, 20, 21, 28 to 32 ... Exclusive OR, 22
... subtractor, 24 ... loop filter, 25 ... voltage controlled oscillator,
26: Clock recovery circuit, 27: π / 2 phase shifter, 35: Inverter.

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】多値数が2N(Nは2以上の偶数)である多
値直交振幅変調方式に使用され搬送波発生回路(以下VC
Oという)と前記VCOの搬送波信号の同期引き込み制御ル
ープ(以下APCという)とを有する搬送波同期回路にお
いて、 2N個の各信号点の識別レベル点でPチャンネルに2
N/2個、Qチャンネルに2N/2個の領域に分けた2N(Nは
前記Nに同じ)個の分割領域の1領域を副領域とし、前
記副領域に入力された伝送信号点のアナログ信号をディ
ジタル信号に変換するPチャンネルおよびQチャンネル
用A/D変換器と、 前記それぞれのA/D変換器のディジタル出力信号を入力
しPチャンネルQチャンネルの直交軸の交差点をとおり
かつPチャンネルQチャンネルの直交軸に対してπ/4ラ
ジアンの角度を有する2個の対角線とPチャンネルQチ
ャンネル軸の交差点から等距離にある円との交点に位置
する2(N/2+1)個の信号点を囲む正方形内の2N/2個の副
領域からなる特定副領域のみを識別して第1の検出信号
を出力するロジック回路と、 前記VCOに対する前記APCの制御電圧をモニタして同期状
態か非同期状態かを判定して第2の検出信号を出力する
同期判定回路と、 前記第1および第2の検出信号を入力して前記第2の検
出信号が非同期状態を示す情報を出力し前記第1の検出
信号が前記特定副領域に伝送信号点が存在することを示
す情報を出力した場合に前記APCを形成する論理回路と
を有することを特徴とする搬送波同期回路。
1. A carrier generation circuit (hereinafter referred to as VC) used in a multilevel quadrature amplitude modulation system having a multilevel number of 2 N (N is an even number of 2 or more).
In carrier synchronization circuit having a synchronization pull-in control loop (hereinafter referred to as APC) of O hereinafter) and the carrier signal of the VCO, the P-channel identification level point of the 2 N signal points of 2
One of 2 N (N is the same as N) divided areas divided into N / 2 and 2 N / 2 areas for the Q channel is defined as a sub-area, and transmission signal points input to the sub-area A / D converters for P-channel and Q-channel for converting an analog signal of the above into a digital signal, and inputting digital output signals of the respective A / D converters, and 2 (N / 2 + 1) located at the intersection of two diagonals having an angle of π / 4 radian with respect to the orthogonal axis of the channel Q channel and a circle equidistant from the intersection of the P channel Q channel axis A logic circuit that identifies only a specific sub-region consisting of 2 N / 2 sub-regions within a square surrounding the signal point and outputs a first detection signal; and monitors a control voltage of the APC for the VCO. Second detection by determining whether the state is synchronous or asynchronous A synchronization determination circuit that outputs a signal, the first and second detection signals being input, the second detection signal outputting information indicating an asynchronous state, and the first detection signal being transmitted to the specific sub-region. A logic circuit for forming the APC when information indicating that a signal point exists is output.
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