JP2892502B2 - ディジタル通信システムのための受信機 - Google Patents
ディジタル通信システムのための受信機Info
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- JP2892502B2 JP2892502B2 JP5519120A JP51912093A JP2892502B2 JP 2892502 B2 JP2892502 B2 JP 2892502B2 JP 5519120 A JP5519120 A JP 5519120A JP 51912093 A JP51912093 A JP 51912093A JP 2892502 B2 JP2892502 B2 JP 2892502B2
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は、ディジタル通信システムにおいて用いら
れる受信機に関するものである。より詳細には、受信し
たディジタル信号との同期を確立、ないし監視するため
に複素相関を用いるディジタル通信システムの受信機に
おいて、搬送波の周波数オフセットを補償するための装
置および方法、さらにこの受信機に好適に用いられる位
相同期ループに関するものである。
れる受信機に関するものである。より詳細には、受信し
たディジタル信号との同期を確立、ないし監視するため
に複素相関を用いるディジタル通信システムの受信機に
おいて、搬送波の周波数オフセットを補償するための装
置および方法、さらにこの受信機に好適に用いられる位
相同期ループに関するものである。
背景技術 従来、アナログ方式により実現されていた各種の通信
サービスは、周波数の利用効率、装置の小型化、経済性
などの理由から、ディジタル方式に転換されつつある。
現在、各国で採用されるTDMA（Time Dvision Multiple
Access）方式のディジタル通信システムでは、送信局と
受信局との間でデータフレームを送受信することにより
通信を行っている。このデータフレームは、複数のタイ
ムスロットから構成されている。受信局は、送信局から
送信されたデータフレームの中から、自局に割り当てら
れたタイムスロットを検出し、これに同期するものであ
る。
サービスは、周波数の利用効率、装置の小型化、経済性
などの理由から、ディジタル方式に転換されつつある。
現在、各国で採用されるTDMA（Time Dvision Multiple
Access）方式のディジタル通信システムでは、送信局と
受信局との間でデータフレームを送受信することにより
通信を行っている。このデータフレームは、複数のタイ
ムスロットから構成されている。受信局は、送信局から
送信されたデータフレームの中から、自局に割り当てら
れたタイムスロットを検出し、これに同期するものであ
る。
この同期プロセスには、以下に示す２種類がある。す
なわち通信の開始時に、受信したデータフレームのタイ
ムスロットを捕捉する同期確立プロセスと、いったん同
期が確立して通信を開始した後に受信タイムスロットの
位置を監視して、同期を補正する同期監視プロセスであ
る。この同期プロセスを実行するために、受信機はあら
かじめ参照信号を与えられている（以下、この参照信号
を「同期系列」と言う）。上述したいずれのプロセスで
も、受信局で受信信号と同期系列との複素相関を計算す
ることが必要である。
なわち通信の開始時に、受信したデータフレームのタイ
ムスロットを捕捉する同期確立プロセスと、いったん同
期が確立して通信を開始した後に受信タイムスロットの
位置を監視して、同期を補正する同期監視プロセスであ
る。この同期プロセスを実行するために、受信機はあら
かじめ参照信号を与えられている（以下、この参照信号
を「同期系列」と言う）。上述したいずれのプロセスで
も、受信局で受信信号と同期系列との複素相関を計算す
ることが必要である。
実際に運用されるシステムでは、送信局の搬送波周波
数と受信局の搬送波周波数との間に僅かな差（以下、
「周波数オフセット」と言う）が存在する。この周波数
オフセットのために、受信局の受信信号の位相が単調増
加、または単調減少するように変化する。このため、受
信局においては計算された前記相関値が低下し、同期を
正しく検出できなくなる可能性がある。
数と受信局の搬送波周波数との間に僅かな差（以下、
「周波数オフセット」と言う）が存在する。この周波数
オフセットのために、受信局の受信信号の位相が単調増
加、または単調減少するように変化する。このため、受
信局においては計算された前記相関値が低下し、同期を
正しく検出できなくなる可能性がある。
したがって、受信局において、周波数オフセットによ
る位相変動を補償する必要がある。通常、受信局は自動
周波数制御回路（AFC）によって、受信機の搬送波周波
数を、送信された搬送波周波数に合致させるように制御
する。また、AFCを用いずに同様の制御を行う方法の一
例は、たとえば米国特許第5,121,414号に開示されてい
る。
る位相変動を補償する必要がある。通常、受信局は自動
周波数制御回路（AFC）によって、受信機の搬送波周波
数を、送信された搬送波周波数に合致させるように制御
する。また、AFCを用いずに同様の制御を行う方法の一
例は、たとえば米国特許第5,121,414号に開示されてい
る。
しかしながら、セルラ・システムに代表される移動通
信システムにおいては、基地局と移動局との間に存在す
る障害物によって信号が干渉を受け、多重波伝搬路、い
わゆるマルチパス・フェージングが発生する。この場
合、複素相関の各ベクトル項の位相は、干渉波の大きさ
や位相、また遅延等によって大きく変動する。このため
移動局には、これらの条件の下においても周波数オフセ
ットを正しく検出し、補償することが要求される。これ
は、同期を正しく検出するためであると同時に、移動局
の送信搬送波の周波数の精度／安定度を保つために必要
である。
信システムにおいては、基地局と移動局との間に存在す
る障害物によって信号が干渉を受け、多重波伝搬路、い
わゆるマルチパス・フェージングが発生する。この場
合、複素相関の各ベクトル項の位相は、干渉波の大きさ
や位相、また遅延等によって大きく変動する。このため
移動局には、これらの条件の下においても周波数オフセ
ットを正しく検出し、補償することが要求される。これ
は、同期を正しく検出するためであると同時に、移動局
の送信搬送波の周波数の精度／安定度を保つために必要
である。
発明の開示 従ってこの発明の目的は、ディジタル通信システムに
適用される受信機において、TDMAフレームへの同期を適
切に検出し、確立することのできる受信機を提供するこ
とである。
適用される受信機において、TDMAフレームへの同期を適
切に検出し、確立することのできる受信機を提供するこ
とである。
この発明のさらなる目的は、周波数オフセットによっ
て生じる位相変動の補償を適切に行うことのできる受信
機を提供することである。
て生じる位相変動の補償を適切に行うことのできる受信
機を提供することである。
この発明の別の目的は、搬送波の初期周波数オフセッ
トが大きい場合でも、受信信号と搬送波との相関を正し
く検出し、搬送波発振器の周波数制御を短時間に行うこ
とのできる受信機を提供することである。
トが大きい場合でも、受信信号と搬送波との相関を正し
く検出し、搬送波発振器の周波数制御を短時間に行うこ
とのできる受信機を提供することである。
この発明のさらに別の目的は、雑音の大きい伝送路に
適用しても十分に雑音を減衰することのできるディジタ
ル位相同期ループを提供することである。
適用しても十分に雑音を減衰することのできるディジタ
ル位相同期ループを提供することである。
すなわちこの発明は、送信局と受信局との間でディジ
タル信号を送受信する通信システムの受信機であって、
前記受信機は、参照信号を記憶する記憶手段と、受信し
たディジタル信号と前記参照信号とが入力され、この受
信ディジタル信号と前記参照信号との複素相関を求める
手段と、前記受信ディジタル信号と前記参照信号とが入
力され、前記送信局との間の伝送路を推定する手段と、
前記受信ディジタル信号と、前記伝送路の推定手段から
出力される推定結果とが入力され、前記受信ディジタル
信号の位相を推定し、位相変化量を求める位相同期手段
と、前記位相変化量が入力され、前記受信ディジタル信
号の位相を補償する位相回転手段とを有することを特徴
とする、ディジタル通信システムのための受信機であ
る。
タル信号を送受信する通信システムの受信機であって、
前記受信機は、参照信号を記憶する記憶手段と、受信し
たディジタル信号と前記参照信号とが入力され、この受
信ディジタル信号と前記参照信号との複素相関を求める
手段と、前記受信ディジタル信号と前記参照信号とが入
力され、前記送信局との間の伝送路を推定する手段と、
前記受信ディジタル信号と、前記伝送路の推定手段から
出力される推定結果とが入力され、前記受信ディジタル
信号の位相を推定し、位相変化量を求める位相同期手段
と、前記位相変化量が入力され、前記受信ディジタル信
号の位相を補償する位相回転手段とを有することを特徴
とする、ディジタル通信システムのための受信機であ
る。
また別の発明は、送信局と受信局との間でディジタル
信号を送受信する通信システムの受信機であって、前記
受信機は、参照信号を記憶する記憶手段と、受信したデ
ィジタル信号と前記参照信号とが入力され、この受信デ
ィジタル信号と前記参照信号との複素相関を求める手段
と、前記受信ディジタル信号と前記参照信号とが入力さ
れ、前記送信局との間の伝送路を推定する手段と、前記
受信ディジタル信号と、前記伝送路推定手段から出力さ
れる推定結果とが入力され、前記受信ディジタル信号の
位相を推定し、位相変化量を求める位相同期手段と、前
記位相変化量が入力され、前記受信ディジタル信号の位
相を補償する位相回転手段と、前記位相同期手段の出力
が入力され、搬送波を発生する手段とを有し、前記位相
同期手段と前記位相回転手段とで第１のループを形成
し、前記位相同期手段と前記搬送波発生手段とで第２の
ループを形成し、前記受信ディジタル信号の位相の補償
を行うことを特徴とする、ディジタル通信のための受信
機である。
信号を送受信する通信システムの受信機であって、前記
受信機は、参照信号を記憶する記憶手段と、受信したデ
ィジタル信号と前記参照信号とが入力され、この受信デ
ィジタル信号と前記参照信号との複素相関を求める手段
と、前記受信ディジタル信号と前記参照信号とが入力さ
れ、前記送信局との間の伝送路を推定する手段と、前記
受信ディジタル信号と、前記伝送路推定手段から出力さ
れる推定結果とが入力され、前記受信ディジタル信号の
位相を推定し、位相変化量を求める位相同期手段と、前
記位相変化量が入力され、前記受信ディジタル信号の位
相を補償する位相回転手段と、前記位相同期手段の出力
が入力され、搬送波を発生する手段とを有し、前記位相
同期手段と前記位相回転手段とで第１のループを形成
し、前記位相同期手段と前記搬送波発生手段とで第２の
ループを形成し、前記受信ディジタル信号の位相の補償
を行うことを特徴とする、ディジタル通信のための受信
機である。
また、さらに別の発明は、入力信号と出力信号の位相
誤差を検出する位相誤差検出手段と、この位相誤差検出
手段の出力が入力され、前記位相誤差の修正量を出力す
る手段と、前記修正量出力手段の出力が入力され、前記
入力信号の位相を修正する手段とを有することを特徴と
する、ディジタル位相同期回路である。
誤差を検出する位相誤差検出手段と、この位相誤差検出
手段の出力が入力され、前記位相誤差の修正量を出力す
る手段と、前記修正量出力手段の出力が入力され、前記
入力信号の位相を修正する手段とを有することを特徴と
する、ディジタル位相同期回路である。
図面の簡単な説明 第１図は、この発明を適用したディジタル受信機の機
能ブロック図である。
能ブロック図である。
第２図は、この発明に適用される相関処理を説明する
フローチャートである。
フローチャートである。
第３図は、この発明の別の相関処理を説明するフロー
チャートである。
チャートである。
第４図は、この発明に適用されるディジタル位相同期
ループのブロック図である。
ループのブロック図である。
第５図は、第４図に示すディジタル位相同期ループの
周波数特性の例を示す図である。
周波数特性の例を示す図である。
第６図は、第４図に示すディジタル位相同期ループの
係数制御方法を示す図である。
係数制御方法を示す図である。
発明を実施するための最良の形態 以下、図面を参照しながらこの発明を説明する。第１
図は、この発明のディジタル受信機を表わすブロック図
を示す。
図は、この発明のディジタル受信機を表わすブロック図
を示す。
このディジタル受信機は、図示しない基地局から送信
される例えば800MHz帯の高周波信号を、アンテナ１によ
って受信する。この受信信号は、信号変換部２に入力さ
れる。信号変換部２には、搬送波発振器３から供給され
る受信搬送波が入力されている。この信号変換部２にお
いて、受信信号がベースバンド帯域のディジタル信号に
変換される。
される例えば800MHz帯の高周波信号を、アンテナ１によ
って受信する。この受信信号は、信号変換部２に入力さ
れる。信号変換部２には、搬送波発振器３から供給され
る受信搬送波が入力されている。この信号変換部２にお
いて、受信信号がベースバンド帯域のディジタル信号に
変換される。
この搬送波発振器３は、受信搬送波および送信搬送波
を発生する。この搬送波発振器３の制御については、後
に詳しく述べる。信号変換部２より出力されるディジタ
ル信号は、位相回転器５に入力される。位相回転器５
は、入力されたディジタル信号の位相を補償するもので
ある。この位相回転器５の出力は、相関器４、PLL6、お
よび伝送路推定器７に供給される。
を発生する。この搬送波発振器３の制御については、後
に詳しく述べる。信号変換部２より出力されるディジタ
ル信号は、位相回転器５に入力される。位相回転器５
は、入力されたディジタル信号の位相を補償するもので
ある。この位相回転器５の出力は、相関器４、PLL6、お
よび伝送路推定器７に供給される。
相関器４は、位相回転器５によって補償された信号
と、このディジタル受信機があらかじめ保有してある同
期系列との相関を求める回路である。伝送路推定器６に
は、位相回転器５の出力、および前記同期系列が供給さ
れている。この伝送路推定器６において、適応アルゴリ
ズムにより伝送路の推定を行う。PLL7の出力は、位相回
転器５、およびLPF8に入力される。PLL7は、受信信号の
位相を推定する。伝送路推定器６における伝送路の推
定、またはPLL7における位相の推定については、後に詳
しく述べる。
と、このディジタル受信機があらかじめ保有してある同
期系列との相関を求める回路である。伝送路推定器６に
は、位相回転器５の出力、および前記同期系列が供給さ
れている。この伝送路推定器６において、適応アルゴリ
ズムにより伝送路の推定を行う。PLL7の出力は、位相回
転器５、およびLPF8に入力される。PLL7は、受信信号の
位相を推定する。伝送路推定器６における伝送路の推
定、またはPLL7における位相の推定については、後に詳
しく述べる。
次に第２図を参照して、この発明による同期確立プロ
セスの相関処理を説明する。
セスの相関処理を説明する。
まずステップS11で、伝送路推定器６およびPLL7の各
レジスタ、または変数をリセットする。次にステップS1
2では、PLL7は位相回転５から入力された信号に基づい
て受信信号の位相を推定する。この推定に基づいて、位
相回転器５は受信信号の位相を補償する。これと並行し
て、伝送路推定器６において適応アルゴリズムを用いて
伝送路の推定を行う。このステップで用いる適応アルゴ
リズムとしては、一般的なRLS（Recursive Least Squar
es）またはLMS（Least Mean Square）を用いることがで
きる。あるいは、その他の適切なアルゴリズムを用いて
も良い。伝送路推定器６における伝送路の推定は、PLL7
において、周波数オフセットによる受信信号の位相変化
量を推定するために行う。伝送路の推定を行うために、
伝送路推定器６は、PLL7に対して受信信号の位相誤差を
検出するための信号を供給する。
レジスタ、または変数をリセットする。次にステップS1
2では、PLL7は位相回転５から入力された信号に基づい
て受信信号の位相を推定する。この推定に基づいて、位
相回転器５は受信信号の位相を補償する。これと並行し
て、伝送路推定器６において適応アルゴリズムを用いて
伝送路の推定を行う。このステップで用いる適応アルゴ
リズムとしては、一般的なRLS（Recursive Least Squar
es）またはLMS（Least Mean Square）を用いることがで
きる。あるいは、その他の適切なアルゴリズムを用いて
も良い。伝送路推定器６における伝送路の推定は、PLL7
において、周波数オフセットによる受信信号の位相変化
量を推定するために行う。伝送路の推定を行うために、
伝送路推定器６は、PLL7に対して受信信号の位相誤差を
検出するための信号を供給する。
ここで、伝送路をインパルス応答長（Ｌ＋１）のFIR
モデルで表すと、伝送路推定器６による伝送路の推定
は、以下に示す（１）ないし（３）式により行われる。
モデルで表すと、伝送路推定器６による伝送路の推定
は、以下に示す（１）ないし（３）式により行われる。
ただし、 Xn ：同期系列 Ehj ：伝送路の推定インパルス応答 Crnは位相を補償した受信信号であり、受信信号を
rn、PLL7で推定した位相をＥφnとした場合、Crn＝rnex
p〔−jEφn〕で表される。また、knはRLSの場合カルマ
ンゲインベクトルを表わす。あるいはLMSの場合、δを
定数として となる。（＊は複素共役）。また、Ernは受信信号の推
定値、enは伝送路の推定誤差信号であり、後述する
（４）式に示すように、PLL7の位相誤差検出に用いられ
る。
rn、PLL7で推定した位相をＥφnとした場合、Crn＝rnex
p〔−jEφn〕で表される。また、knはRLSの場合カルマ
ンゲインベクトルを表わす。あるいはLMSの場合、δを
定数として となる。（＊は複素共役）。また、Ernは受信信号の推
定値、enは伝送路の推定誤差信号であり、後述する
（４）式に示すように、PLL7の位相誤差検出に用いられ
る。
PLL7には、周波数オフセットによる一定の位相変化量
を推定するため、２次のPLLを用いる。これは、（４）
〜（７）式で行われる。
を推定するため、２次のPLLを用いる。これは、（４）
〜（７）式で行われる。
ただし、Im〔 〕は虚数部をとることを表す。また、
αおよびβは、PLLの特性を求める係数である。係数α
およびβの制御については、後に詳しく述べる。
αおよびβは、PLLの特性を求める係数である。係数α
およびβの制御については、後に詳しく述べる。
（１）〜（７）式の計算を、まず受信信号の最初のシ
ンボルに関して行う。次に、同じく（１）〜（７）まで
の計算を、受信信号の次のシンボルに関して行う。同様
にして、この処理を受信信号のＮシンボル目までＮ回の
間、繰り返す（Ｎは同期系列のビット数、あるいはシン
ボル数）。このＮ回の計算によって、伝送路推定器６に
よる伝送路の推定が行われる。
ンボルに関して行う。次に、同じく（１）〜（７）まで
の計算を、受信信号の次のシンボルに関して行う。同様
にして、この処理を受信信号のＮシンボル目までＮ回の
間、繰り返す（Ｎは同期系列のビット数、あるいはシン
ボル数）。このＮ回の計算によって、伝送路推定器６に
よる伝送路の推定が行われる。
次にPLL7による位相の推定について述べる。PLL7は、
位相誤差Δφnを積分することにより、その直流成分、
すなわち周波数オフセットによる位相の定常変化成分を
計算している（以下、anを位相誤差の直流分と呼ぶ）。
すなわち複素相関の計算においては、上記（１）〜
（７）までの計算をＮ回繰り返した時点、すなわち伝送
路の推定が終了した時点のan＝aNが、周波数オフセット
による位相の定常変化量ωoTに相当する。これがPLL7に
よる位相変化量の推定値となる。この値を位相回転器５
への入力として、受信信号の位相補償を行う。
位相誤差Δφnを積分することにより、その直流成分、
すなわち周波数オフセットによる位相の定常変化成分を
計算している（以下、anを位相誤差の直流分と呼ぶ）。
すなわち複素相関の計算においては、上記（１）〜
（７）までの計算をＮ回繰り返した時点、すなわち伝送
路の推定が終了した時点のan＝aNが、周波数オフセット
による位相の定常変化量ωoTに相当する。これがPLL7に
よる位相変化量の推定値となる。この値を位相回転器５
への入力として、受信信号の位相補償を行う。
位相回転器５は、受信信号の位相をPLL7から与えられ
た位相変化量だけ回転させることで、位相を補償する。
こうして位相が補償された受信信号を、相関器４に入力
する。
た位相変化量だけ回転させることで、位相を補償する。
こうして位相が補償された受信信号を、相関器４に入力
する。
次に、相関処理はステップS13に進む。このステップ
では、ステップS12にて位相が補償された受信信号と同
期系列との複素相関を計算する。こうして算出した、相
関器４で求められた受信信号と同期系列との相関値を、
あらかじめ定められた閾値と比較する。ステップS14に
おける比較の結果、相関値が閾値よりも大であった場
合、受信信号と搬送波との同期が検出されたとして、こ
の相関処理は終了する。
では、ステップS12にて位相が補償された受信信号と同
期系列との複素相関を計算する。こうして算出した、相
関器４で求められた受信信号と同期系列との相関値を、
あらかじめ定められた閾値と比較する。ステップS14に
おける比較の結果、相関値が閾値よりも大であった場
合、受信信号と搬送波との同期が検出されたとして、こ
の相関処理は終了する。
一方、相関値が閾値よりも小であった場合は、同期が
検出されていないとして、ステップS11に戻る。この場
合、今度は受信信号のシンボルを１シンボル後方にずら
したＮ個の各シンボルについて、同様の処理を行う。す
なわち、受信信号の２シンボル目から、（Ｎ＋１）シン
ボル目までに関して上記（１）〜（７）までの計算、伝
送路の推定、位相の推定および位相の補償を行い、相関
値の計算を行う。このようにして、以後、相関値が閾値
を越えるまで同様の処理を繰り返す。
検出されていないとして、ステップS11に戻る。この場
合、今度は受信信号のシンボルを１シンボル後方にずら
したＮ個の各シンボルについて、同様の処理を行う。す
なわち、受信信号の２シンボル目から、（Ｎ＋１）シン
ボル目までに関して上記（１）〜（７）までの計算、伝
送路の推定、位相の推定および位相の補償を行い、相関
値の計算を行う。このようにして、以後、相関値が閾値
を越えるまで同様の処理を繰り返す。
以上の説明から明らかなように、この処理によって位
相回転器５に与えられる位相変化量は、周波数オフセッ
トによる１シンボルあたりの位相変化量である。これに
よって受信信号の位相が一定の割合で変化し、受信信号
の１シンボル毎に位相の補償を行う。
相回転器５に与えられる位相変化量は、周波数オフセッ
トによる１シンボルあたりの位相変化量である。これに
よって受信信号の位相が一定の割合で変化し、受信信号
の１シンボル毎に位相の補償を行う。
以上説明した、第２図に示す処理が終了することによ
って、受信信号と同期系列との同期が検出されたことに
なる。ところで一般にTDMAシステムに適用される受信機
においては、受信信号と同期系列との同期が１度ではな
く、複数回検出された時に、送信機と受信機との同期が
確立するものとされている。従って、同期検出の処理を
さらに繰り返す必要がある。
って、受信信号と同期系列との同期が検出されたことに
なる。ところで一般にTDMAシステムに適用される受信機
においては、受信信号と同期系列との同期が１度ではな
く、複数回検出された時に、送信機と受信機との同期が
確立するものとされている。従って、同期検出の処理を
さらに繰り返す必要がある。
第３図は、この発明の別の相関処理の実施例を示すフ
ローチャートである。この実施例による相関処理は、上
述したように同期確立プロセスの同期検出処理を複数回
続けて行う場合、その２回目以降の処理に適用すること
ができる。
ローチャートである。この実施例による相関処理は、上
述したように同期確立プロセスの同期検出処理を複数回
続けて行う場合、その２回目以降の処理に適用すること
ができる。
受信信号と同期系列との同期が検出された時の位相の
定常変化量aNは、その同期が誤検出されたものでない限
り、周波数オフセットによる位相変化量ωoTにほぼ近似
した推定値を表している。従って第３図に示すフローチ
ャートでは、まずステップS21で、PLL7の位相誤差積分
器を初期化し、他のレジスタまたは変数をリセットす
る。ここで位相の定常変化量として、前回の相関処理終
了時のaNか、または前回までの同期検出処理で求められ
たaNの平均値を与える。すなわちこの処理では、受信信
号の各シンボル毎に計算を繰り返すのではなく、すでに
求められている値を使用するものである。
定常変化量aNは、その同期が誤検出されたものでない限
り、周波数オフセットによる位相変化量ωoTにほぼ近似
した推定値を表している。従って第３図に示すフローチ
ャートでは、まずステップS21で、PLL7の位相誤差積分
器を初期化し、他のレジスタまたは変数をリセットす
る。ここで位相の定常変化量として、前回の相関処理終
了時のaNか、または前回までの同期検出処理で求められ
たaNの平均値を与える。すなわちこの処理では、受信信
号の各シンボル毎に計算を繰り返すのではなく、すでに
求められている値を使用するものである。
次にステップS22では、伝送路推定器６による伝送路
の推定、PLL7による受信信号の位相の推定、および相関
器４による相関の計算を同時に行う。そしてステップS2
3において、相関値と閾値との比較を行い、受信信号と
同期系列との同期がとれているか否かを決定する。この
ステップ23でされる判断は、第２図において述べたと同
様である。このような処理を行うことにより、受信信号
の各シンボル毎に計算を繰り返す必要がない。従って繰
返しのオーバーヘッドおよび位相回転器の処理回数が減
り、トータルの演算量を減らすことができる。
の推定、PLL7による受信信号の位相の推定、および相関
器４による相関の計算を同時に行う。そしてステップS2
3において、相関値と閾値との比較を行い、受信信号と
同期系列との同期がとれているか否かを決定する。この
ステップ23でされる判断は、第２図において述べたと同
様である。このような処理を行うことにより、受信信号
の各シンボル毎に計算を繰り返す必要がない。従って繰
返しのオーバーヘッドおよび位相回転器の処理回数が減
り、トータルの演算量を減らすことができる。
次に、搬送波発振器３の制御について説明する。同期
確立プロセスにおける最初の同期検出では、受信信号中
のどの部分に受信タイムスロットが存在するか、明らか
ではない。そのため、入力される受信信号のすべてのシ
ンボルに対して、第２図に示すフローチャートに従っ
て、同期系列との複素相関を計算する。この処理の結
果、いったん同期が検出されれば、次の受信タイムスロ
ットは、最初に同期が検出された時刻から１フレーム分
の時間が経過した時に検出されるはずである。この前提
の下に、以後は受信信号の中でも、特にこの付近の時間
帯の受信信号に対してのみ、第３図に示すフローチャー
トに従って相関処理を繰り返す。この結果、予め決めら
れた回数の同期が検出されたら送信機と受信機との間で
同期が確立されたとみなす。この時点で、それまでの複
数回の同期検出の度にPLL7で推定された周波数オフセッ
トωｏの平均値を搬送波発振器３に与える。これにより
搬送波発振器３による受信搬送波の制御を開始する。
確立プロセスにおける最初の同期検出では、受信信号中
のどの部分に受信タイムスロットが存在するか、明らか
ではない。そのため、入力される受信信号のすべてのシ
ンボルに対して、第２図に示すフローチャートに従っ
て、同期系列との複素相関を計算する。この処理の結
果、いったん同期が検出されれば、次の受信タイムスロ
ットは、最初に同期が検出された時刻から１フレーム分
の時間が経過した時に検出されるはずである。この前提
の下に、以後は受信信号の中でも、特にこの付近の時間
帯の受信信号に対してのみ、第３図に示すフローチャー
トに従って相関処理を繰り返す。この結果、予め決めら
れた回数の同期が検出されたら送信機と受信機との間で
同期が確立されたとみなす。この時点で、それまでの複
数回の同期検出の度にPLL7で推定された周波数オフセッ
トωｏの平均値を搬送波発振器３に与える。これにより
搬送波発振器３による受信搬送波の制御を開始する。
こうして同期が確立された時点以後は、PLL7から出力
される周波数オフセットωｏの推定値をLPF8でフィルタ
リングして搬送波発振器３に入力し、搬送波発振器３を
制御する。これによりPLL7、LPF8、搬送波発振器３、そ
して信号入力部２というループが形成され、受信信号の
周波数オフセットの制御を行う。この時点以後、この発
明の受信機は同期確立プロセスから同期監視プロセスへ
と移行する。同期監視プロセスにおける制御について
は、後に詳しく述べる。
される周波数オフセットωｏの推定値をLPF8でフィルタ
リングして搬送波発振器３に入力し、搬送波発振器３を
制御する。これによりPLL7、LPF8、搬送波発振器３、そ
して信号入力部２というループが形成され、受信信号の
周波数オフセットの制御を行う。この時点以後、この発
明の受信機は同期確立プロセスから同期監視プロセスへ
と移行する。同期監視プロセスにおける制御について
は、後に詳しく述べる。
ここで、PLL7の特性を決定する係数αおよびβの制御
について説明する。第４図に、第１図に示す位相回転器
５、およびPLL7の詳細な回路図を示す。
について説明する。第４図に、第１図に示す位相回転器
５、およびPLL7の詳細な回路図を示す。
受信信号は、位相回転器５によって位相を補償され、
位相誤差検出回路70に入力される。この位相誤差検出回
路70は、複素共役部71、乗算器72および虚数部抽出部73
を含む。位相誤差検出回路70に入力された受信信号は、
複素共役部71を介して乗算器72に入力される。この乗算
器72には、伝送路推定器６からenも入力されている。両
者を乗算した出力が、虚数部抽出部73に与えられる。こ
の虚数部抽出部の出力が、受信信号の位相φnと、再生
搬送波の位相Ｅφnとの誤差Δφnとなる。この位相誤差
Δφnは、ループフィルタ80に供給される。なお、受信
信号が複素共役部71を介さずに直接乗算器72に入力され
る構成も考えられる。この場合には、伝送路推定器６か
ら乗算器72に入力される信号は、enの代わりにErnとな
り、かつ、このErnの複素共役が乗算器に入力される構
成とする。（４）式から明らかな通り、上記のいずれの
構成であっても、複素共役を取る信号が変わるだけであ
り、位相誤差検出回路70の出力は位相誤差Δφnであ
る。
位相誤差検出回路70に入力される。この位相誤差検出回
路70は、複素共役部71、乗算器72および虚数部抽出部73
を含む。位相誤差検出回路70に入力された受信信号は、
複素共役部71を介して乗算器72に入力される。この乗算
器72には、伝送路推定器６からenも入力されている。両
者を乗算した出力が、虚数部抽出部73に与えられる。こ
の虚数部抽出部の出力が、受信信号の位相φnと、再生
搬送波の位相Ｅφnとの誤差Δφnとなる。この位相誤差
Δφnは、ループフィルタ80に供給される。なお、受信
信号が複素共役部71を介さずに直接乗算器72に入力され
る構成も考えられる。この場合には、伝送路推定器６か
ら乗算器72に入力される信号は、enの代わりにErnとな
り、かつ、このErnの複素共役が乗算器に入力される構
成とする。（４）式から明らかな通り、上記のいずれの
構成であっても、複素共役を取る信号が変わるだけであ
り、位相誤差検出回路70の出力は位相誤差Δφnであ
る。
ループフィルタ80は、位相誤差Δφnに第１の係数α
を乗じる第１の乗算器81、この第１の乗算器81の出力を
積分する積分器82、および位相誤差Δφnに第２の係数
βを乗じる第２の乗算器83、さらに、乗算器83の出力と
積分器82の出力を加算する加算器84とから構成されてい
る。積分器82は、加算器82aとレジスタ82bとによって乗
算器81の出力を累算することにより、位相誤差Δφnの
直流成分を計算する。前述した伝送路推定器６における
伝送路の推定が終了した時点で、レジスタ82bには位相
回転器５に与えるべき位相変化量ωoTが蓄積されている
ことになる。また乗算器83により、位相誤差の瞬時値が
求められる。加算器84は、積分器82の出力と乗算器83の
出力とを加算して、再生搬送波の位相修正量ΔＥφn+1
として出力する。
を乗じる第１の乗算器81、この第１の乗算器81の出力を
積分する積分器82、および位相誤差Δφnに第２の係数
βを乗じる第２の乗算器83、さらに、乗算器83の出力と
積分器82の出力を加算する加算器84とから構成されてい
る。積分器82は、加算器82aとレジスタ82bとによって乗
算器81の出力を累算することにより、位相誤差Δφnの
直流成分を計算する。前述した伝送路推定器６における
伝送路の推定が終了した時点で、レジスタ82bには位相
回転器５に与えるべき位相変化量ωoTが蓄積されている
ことになる。また乗算器83により、位相誤差の瞬時値が
求められる。加算器84は、積分器82の出力と乗算器83の
出力とを加算して、再生搬送波の位相修正量ΔＥφn+1
として出力する。
この位相修正量ΔＥφn+1は、VCO90に含まれる加算器
91に入力される。加算器91は、入力された位相修正量
を、レジスタ92に保持された再生搬送波の位相Ｅφnに
加える。このレジスタ92の内容が、次の時刻の再生搬送
波の位相Ｅφn+1として出力され、位相回転器５にフィ
ードバックされる。
91に入力される。加算器91は、入力された位相修正量
を、レジスタ92に保持された再生搬送波の位相Ｅφnに
加える。このレジスタ92の内容が、次の時刻の再生搬送
波の位相Ｅφn+1として出力され、位相回転器５にフィ
ードバックされる。
次に、このように構成された位相同期ループの特性に
ついて説明する。第４図における受信信号の位相φ
nと、再生搬送波の位相Ｅφnのｚ変換をそれぞれΦ
（ｚ）およびＥΦ（ｚ）とすると、位相同期ループの伝
達関数は、次式（８）で表される。
ついて説明する。第４図における受信信号の位相φ
nと、再生搬送波の位相Ｅφnのｚ変換をそれぞれΦ
（ｚ）およびＥΦ（ｚ）とすると、位相同期ループの伝
達関数は、次式（８）で表される。
第５図は、式（８）の周波数特性の例を示したもので
あり、ピーク周波数f0は、式（８）の極より、 で与えられる。式（９）より、βの値を固定した場合、
αの値を小さくするほどフィルタの帯域は狭くなること
が理解されよう。換言すると、αを大きくすると応答が
速くなり、逆に小さくすると位相誤差の雑音成分の減衰
度が大きくなる。この発明のディジタル位相同期ループ
では、これらの係数αおよびβは、それぞれ乗算器81、
乗算器83に与えられる。すなわち、ループフィルタ80の
特性が係数α，βの値によって決定される。
あり、ピーク周波数f0は、式（８）の極より、 で与えられる。式（９）より、βの値を固定した場合、
αの値を小さくするほどフィルタの帯域は狭くなること
が理解されよう。換言すると、αを大きくすると応答が
速くなり、逆に小さくすると位相誤差の雑音成分の減衰
度が大きくなる。この発明のディジタル位相同期ループ
では、これらの係数αおよびβは、それぞれ乗算器81、
乗算器83に与えられる。すなわち、ループフィルタ80の
特性が係数α，βの値によって決定される。
以下、この位相同期ループの動作について説明する。
ディジタル方式の位相同期ループでは、出力位相の雑音
成分と位相誤差の収束速度は、トレードオフの関係にあ
る。従ってループフィルタ80の特性を狭帯域に設定する
と、雑音を減衰させる効果は増大するが、位相同期ルー
プが収束するまでにより長い時間を必要とすることにな
る。特に、入力された受信信号と、この受信信号から抽
出した再生搬送波との初期位相誤差が大きい場合には、
位相同期ループが収束状態になるまでに長い時間を要
し、その間は信号が正しく復調されないという問題が生
じる可能性がある。ところが、ディジタルセルラシステ
ムの同期系列は通常十数シンボル程度しかなく、受信機
はこの間のわずかな時間で位相同期ループを収束させな
ければならない。
ディジタル方式の位相同期ループでは、出力位相の雑音
成分と位相誤差の収束速度は、トレードオフの関係にあ
る。従ってループフィルタ80の特性を狭帯域に設定する
と、雑音を減衰させる効果は増大するが、位相同期ルー
プが収束するまでにより長い時間を必要とすることにな
る。特に、入力された受信信号と、この受信信号から抽
出した再生搬送波との初期位相誤差が大きい場合には、
位相同期ループが収束状態になるまでに長い時間を要
し、その間は信号が正しく復調されないという問題が生
じる可能性がある。ところが、ディジタルセルラシステ
ムの同期系列は通常十数シンボル程度しかなく、受信機
はこの間のわずかな時間で位相同期ループを収束させな
ければならない。
このため、同期の初期にはループフィルタ80の特性を
広帯域に設定し、その後に特性を狭帯域に切り替える方
法も広く知られている。しかし、ディジタル移動通信の
ように雑音が大きい伝送路に対しては、フィルタ特性を
広帯域とすると雑音があまり減衰されない。このため復
調された信号の誤りがかえって大きくなってしまい、満
足な特性が得られない可能性がある。これを解決するた
め、この発明の方法を用いることにとり、収束動作時に
雑音を減衰させながら、初期位相誤差の大きい状態から
定常動作状態へと、短時間で収束させることができる。
広帯域に設定し、その後に特性を狭帯域に切り替える方
法も広く知られている。しかし、ディジタル移動通信の
ように雑音が大きい伝送路に対しては、フィルタ特性を
広帯域とすると雑音があまり減衰されない。このため復
調された信号の誤りがかえって大きくなってしまい、満
足な特性が得られない可能性がある。これを解決するた
め、この発明の方法を用いることにとり、収束動作時に
雑音を減衰させながら、初期位相誤差の大きい状態から
定常動作状態へと、短時間で収束させることができる。
すなわち、係数βは前述した通り固定とし、以下に述
べるような手順で、係数αの値を変化させる。この制御
を行うために、ループフィルタ80は係数制御回路85を含
む。
べるような手順で、係数αの値を変化させる。この制御
を行うために、ループフィルタ80は係数制御回路85を含
む。
まず、係数αの値を初期値に設定して、上記ディジタ
ル位相同期ループの動作を開始する。次に、所定の時間
が経過する毎に、係数αの値を収束値に向けて順次小さ
くする。そして最終的には、係数αの値を収束値に固定
する。ここで係数αの初期値は、入力された受信信号と
再生搬送波との初期位相誤差が大きい場合でも再生搬送
波の位相を短時間で引き込めるようにするため、ループ
フィルタ80が十分広帯域となるような、十分大きな値に
設定する。また収束値は、雑音の大きい伝送路において
も定常動作時の位相誤差の雑音を十分減衰させるため、
ループフィルタ80が十分狭帯域となるような、十分小さ
い値に設定する。
ル位相同期ループの動作を開始する。次に、所定の時間
が経過する毎に、係数αの値を収束値に向けて順次小さ
くする。そして最終的には、係数αの値を収束値に固定
する。ここで係数αの初期値は、入力された受信信号と
再生搬送波との初期位相誤差が大きい場合でも再生搬送
波の位相を短時間で引き込めるようにするため、ループ
フィルタ80が十分広帯域となるような、十分大きな値に
設定する。また収束値は、雑音の大きい伝送路において
も定常動作時の位相誤差の雑音を十分減衰させるため、
ループフィルタ80が十分狭帯域となるような、十分小さ
い値に設定する。
第６図に、係数制御回路85の係数αの具体的な制御方
法を示す。図において、αi-1＞αi（ｉ＝2,3,…,M）で
あり、αi，αmはそれぞれ初期値および収束値を表す。
また、τiは係数αiで動作する時間を表し、τi-1＜τi
とする。係数αを小さくするとフィルタの帯域は狭くな
るが、逆に収束時間は長くなる。従って第６図に示すよ
うに、係数αを小さくするに従い、前の係数値での伝送
路の雑音成分による位相誤差を十分減衰させるため、そ
の係数値で動作する時間を、前の係数値での動作時間よ
りも長くするように制御する。この位相同期ループは、
集積回路等を用いた個別回路、あるいはプロセッサによ
るプログラム制御などにより実現される。
法を示す。図において、αi-1＞αi（ｉ＝2,3,…,M）で
あり、αi，αmはそれぞれ初期値および収束値を表す。
また、τiは係数αiで動作する時間を表し、τi-1＜τi
とする。係数αを小さくするとフィルタの帯域は狭くな
るが、逆に収束時間は長くなる。従って第６図に示すよ
うに、係数αを小さくするに従い、前の係数値での伝送
路の雑音成分による位相誤差を十分減衰させるため、そ
の係数値で動作する時間を、前の係数値での動作時間よ
りも長くするように制御する。この位相同期ループは、
集積回路等を用いた個別回路、あるいはプロセッサによ
るプログラム制御などにより実現される。
最後に、通話状態に移行した後のディジタル受信機の
動作を説明する。同期監視プロセスでは、受信信号の１
フレーム毎にPLL7、LPF8、搬送波発振器３、そして信号
入力部２により構成されるループによって周波数オフセ
ットの制御が行われている。このループと並行して、PL
L7と位相回転器５とにより構成されるループが、受信信
号の１シンボル毎に周波数オフセットの制御を行う。
動作を説明する。同期監視プロセスでは、受信信号の１
フレーム毎にPLL7、LPF8、搬送波発振器３、そして信号
入力部２により構成されるループによって周波数オフセ
ットの制御が行われている。このループと並行して、PL
L7と位相回転器５とにより構成されるループが、受信信
号の１シンボル毎に周波数オフセットの制御を行う。
このプロセスに用いる相関処理は、第２図に説明した
と同じ方法で行う。ただしこの場合、PLL7の位相誤差積
分器の初期値は零とする。また、PLL7の係数αは、雑音
の影響を少なくするため、収束値の小さな値で固定して
おくことが望ましい。このプロセスでは、周期確立時の
搬送波発振器の制御により、周波数オフセットが小さく
なっており、従って同期確立プロセスでの制御と比較し
て同期が収束するまでに要する時間が短くて足りる。こ
のためこのプロセスでの制御が、主に雑音を抑制するこ
とを目的とするためである。
と同じ方法で行う。ただしこの場合、PLL7の位相誤差積
分器の初期値は零とする。また、PLL7の係数αは、雑音
の影響を少なくするため、収束値の小さな値で固定して
おくことが望ましい。このプロセスでは、周期確立時の
搬送波発振器の制御により、周波数オフセットが小さく
なっており、従って同期確立プロセスでの制御と比較し
て同期が収束するまでに要する時間が短くて足りる。こ
のためこのプロセスでの制御が、主に雑音を抑制するこ
とを目的とするためである。
以上述べたように、同期監視プロセスにおいて搬送波
発振器３の制御を行うことにより、受信搬送波の周波数
を安定化させるのみならず、送信搬送波の周波数の精度
をも、規定された精度に保つことができる。
発振器３の制御を行うことにより、受信搬送波の周波数
を安定化させるのみならず、送信搬送波の周波数の精度
をも、規定された精度に保つことができる。
産業上の利用可能性 以上、ここではディジタルセルラ・システムに用いら
れる受信機を例に説明したが、この発明はそれ以外に
も、同期検出のために参照信号を用いるシステムが全般
に適用することが可能である。また、受信信号のレベル
を最適に保つAGCやA/D変換器、D/A変換器等、通常ディ
ジタル受信機に備えられる機能については説明を省略し
たが、当然これらの機能を含む受信機についても、適用
されるものである。
れる受信機を例に説明したが、この発明はそれ以外に
も、同期検出のために参照信号を用いるシステムが全般
に適用することが可能である。また、受信信号のレベル
を最適に保つAGCやA/D変換器、D/A変換器等、通常ディ
ジタル受信機に備えられる機能については説明を省略し
たが、当然これらの機能を含む受信機についても、適用
されるものである。
また、ここで示したディジタル位相同期ループの構
成、おとびこの位相同期ループによる係数制御も、ここ
で説明したような構成に限らず、ディジタル位相同期ル
ープを用いる他の装置に対して、広く適用することが可
能である。
成、おとびこの位相同期ループによる係数制御も、ここ
で説明したような構成に限らず、ディジタル位相同期ル
ープを用いる他の装置に対して、広く適用することが可
能である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−253224（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−75223（ＪＰ，Ａ) ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅ ｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃ ｅ，ＶＯＬ．42，ＮＯ．２，ｐ．596− 599（1992) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (8)
- 【請求項１】送信局と受信局との間でディジタル信号を
送受信する通信システムの受信機であって、前記受信機
は： 参照信号を記憶する記憶手段と、 受信したディジタル信号と前記参照信号とが入力され、
この受信ディジタル信号と前記参照信号との複素相関を
求める手段と、 前記受信ディジタル信号と前記参照信号とが入力され、
前記送信局との間の伝送路を推定して、前記受信ディジ
タル信号の推定値あるいは前記伝送路の推定誤差信号を
出力する伝送路推定手段と、 前記受信ディジタル信号と、前記受信ディジタル信号の
推定値あるいは前記伝送路の推定誤差信号とに基づい
て、前記受信ディジタル信号の位相変化量を求める位相
同期手段と、 前記位相変化量に応じて前記受信ディジタル信号の位相
を補償する位相回転手段と、 前記位相変化量に応じて受信搬送波を発生する搬送波発
生手段とを有し、 前記位相回転手段と前記位相同期手段とで第１のループ
を形成し、 前記位相同期手段と前記搬送波発生手段とで第２のルー
プを形成し、 これら第１および第２のループにより前記受信ディジタ
ル信号の位相の補償を行うことを特徴とする、 ディジタル通信システムのための受信機。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の受信機であ
って、 前記送信局と前記受信局との間の同期の確立プロセスで
は前記第１のループを作動させ、前記同期が確立した以
後の同期の監視プロセスでは前記第１のループおよび第
２のループを作動させることを特徴とする、 ディジタル通信システムのための受信機。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項に記載の受信機であ
って、 前記第１のループは、前記受信ディジタル信号の１シン
ボル毎に前記受信ディジタル信号の位相の補償を行い、
前記第２のループは、前記受信ディジタル信号の１フレ
ーム毎に前記受信ディジタル信号の位相の補償を行うこ
とを特徴とする、 ディジタル通信システムのための受信機。 - 【請求項４】送信局と受信局との間でディジタル信号を
送受信する通信システムの受信機であって、前記受信デ
ィジタル信号と、前記受信機に格納されている参照信号
との複素相関を用いて前記送信局と前記受信局との間の
同期を検出する受信機の周波数オフセット補償方法にお
いて、 前記参照信号と前記受信ディジタル信号とを用いて、適
応アルゴリズムにより伝送路のインパルス応答を推定
し、推定誤差あるいは受信信号推定値を出力するステッ
プと、 前記推定誤差あるいは前記受信信号推定値と前記受信デ
ィジタル信号とを用いて、前記受信ディジタル信号の位
相を補償するステップと、 前記位相を補償された受信ディジタル信号と前記参照信
号との複素相関を出力するステップと、 前記複素相関とあらかじめ定められた閾値とを比較する
ステップとを有し、 前記比較ステップにおける比較の結果、前記複素相関が
前記閾値よりも大である時に前記受信ディジタル信号と
の同期を検出するステップとからなる、 周波数オフセット補償方法。 - 【請求項５】特許請求の範囲第４項に記載の周波数オフ
セット補償方法を複数回繰り返し、複数回の同期を検出
した場合に同期を確立する、周波数オフセット補償方法
であって、 前回に推定された前記受信ディジタル信号の位相変化の
定常成分、またはその前の回までに推定された受信信号
の位相変化の定常成分の平均値を前記受信ディジタル信
号の位相推定のための初期値として、 前記伝送路の推定、前記受信ディジタル信号の位相の推
定、および、この推定された位相を用いて前記受信ディ
ジタル信号の位相の補償を行い、前記位相を補償された
受信ディジタル信号と前記参照信号との複素相関を出力
するステップと、 前記複素相関とあらかじめ定められた閾値とを比較する
ステップとを有し、 前記比較ステップにおける比較の結果、前記複素相関が
前記閾値よりも大である時に前記受信ディジタル信号と
の同期を検出するステップとからなる、 周波数オフセット補償方法。 - 【請求項６】特許請求の範囲第５項に記載の周波数オフ
セット補償方法であって、前記複数の同期が検出された
後に、 検出したこれら複数の同期の周波数オフセット推定値の
平均値を用いて前記受信機の搬送波周波数の制御を起動
することを特徴とする、 周波数オフセット補償方法。 - 【請求項７】特許請求の範囲第６項に記載の周波数オフ
セット補償方法であって、前記受信機の搬送波周波数の
制御が起動された後は、前記受信ディジタル信号の位相
変化の定常成分推定値の初期値を零とすることを特徴と
する、 周波数オフセット補償方法。 - 【請求項８】特許請求の範囲第７項に記載の周波数オフ
セット補償方法であって、前記周波数オフセット値をフ
ィルタリングした後に前記搬送波周波数の制御に用いる
ことを特徴とする、 周波数オフセット補償方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5519120A JP2892502B2 (ja) | 1992-04-24 | 1993-04-20 | ディジタル通信システムのための受信機 |
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10650192 | 1992-04-24 | ||
| JP4-106501 | 1992-04-24 | ||
| PCT/JP1993/000510 WO1993022861A1 (en) | 1992-04-24 | 1993-04-20 | Receiver for digital communication system |
| JP5519120A JP2892502B2 (ja) | 1992-04-24 | 1993-04-20 | ディジタル通信システムのための受信機 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2892502B2 true JP2892502B2 (ja) | 1999-05-17 |
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ID=26446617
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|---|---|---|---|
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|---|---|
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Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62253224A (ja) * | 1986-01-14 | 1987-11-05 | Toshiba Corp | 位相同期回路 |
| JPH0275223A (ja) * | 1988-09-12 | 1990-03-14 | Oki Electric Ind Co Ltd | Ｐｌｌ回路の制御方式 |
| JPH0541719A (ja) * | 1991-08-06 | 1993-02-19 | Mitsubishi Electric Corp | 自動周波数制御回路の周波数オフセツト検出装置 |
-
1993
- 1993-04-20 JP JP5519120A patent/JP2892502B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
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Non-Patent Citations (1)
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