JP2885441B2 - Color signal processing device - Google Patents
Color signal processing deviceInfo
- Publication number
- JP2885441B2 JP2885441B2 JP1269213A JP26921389A JP2885441B2 JP 2885441 B2 JP2885441 B2 JP 2885441B2 JP 1269213 A JP1269213 A JP 1269213A JP 26921389 A JP26921389 A JP 26921389A JP 2885441 B2 JP2885441 B2 JP 2885441B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- circuit
- demodulator
- vco
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
- H04N11/06—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined
- H04N11/18—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined using simultaneous and sequential signals, e.g. SECAM-system
- H04N11/186—Decoding means therefor
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 [発明の目的] (産業上の利用分野) この発明は、時分割で情報が到来するFM信号、例えば
SECAM方式のテレビジョン信号を処理する色信号処理装
置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Purpose of the Invention] (Industrial application field) The present invention relates to a time-division multiplexed FM signal, for example,
The present invention relates to a color signal processing device for processing a SECAM television signal.
(従来の技術) 現在、世界で使用されているカラーテレビジョン信号
方式としては、NTSC、PAL、SECAMの3つの方式がある。
このうちSECAM方式は、主に東側諸国、フランスなどで
採用されている。SECAM方式では、伝送歪みに対する特
性を向上するために色信号(R−Y)、(B−Y)をFM
復調し、線順次で送信している。FM復調キャリアは、
(R−Y)、(B−Y)用で異なり、(R−Y)が282f
H、(B−Y)が272fH(fH=15.625KHz)である。受信
側において(R−Y)信号を受けたか、(B−Y)信号
を受けたかを識別するためには、各ラインのアイデント
信号若しくはID信号と称される識別信号を検波すること
によりおこなっている。ID信号は、バックポーチと垂直
帰線期間の部分に挿入されている。(Prior Art) At present, there are three color television signal systems, NTSC, PAL, and SECAM, which are used in the world.
Of these, the SECAM method is mainly used in eastern countries and France. In the SECAM system, color signals (RY) and (BY) are converted to FM to improve characteristics against transmission distortion.
It is demodulated and transmitted line-sequentially. FM demodulation carrier is
(RY) and (BY) are different, (RY) is 282f
H and (BY) are 272fH (fH = 15.625 KHz). In order to determine whether the (RY) signal or the (BY) signal has been received on the receiving side, detection is performed by detecting an identification signal called an identity signal or an ID signal of each line. I have. The ID signal is inserted between the back porch and the vertical blanking period.
またNTSC方式で行われている搬送波抑圧と同様に、SE
CAM方式でも色信号の輝度信号への影響を軽減するため
に、ベルフィルタと呼ばれる帯域抑圧(送信時は逆ベル
型)フィルタを通して色信号を処理している。Also, similar to the carrier suppression performed in the NTSC system, the SE
Even in the CAM method, in order to reduce the influence of the color signal on the luminance signal, the color signal is processed through a band suppression filter (an inverted bell type at the time of transmission) called a bell filter.
上記した色信号を受信し処理するカラーテレビジョン
受像機においては、1水平期間(1Hライン)のみに着目
すると常に色差信号の片方しか存在しないので、前のラ
インの色差信号を次のラインまで遅延して保持し、同時
化する必要がある。そこで従来は、ガラス遅延線を用い
1H遅延色差信号を得ている。従来このガラス遅延線は、
高周波(RF)帯で遅延を行うような位置に設けられてい
る。このために遅延しない直接信号と、遅延信号との間
でビートを発生し、ラインクローリングと呼ばれる両面
妨害が現れていた。これを避けるためには、復調した線
順次の色差信号、つまり(R−Y)信号と(B−Y)信
号とを交互に1H遅延させて同時化すればよい。このよう
な復調後の信号を遅延させる素子としては、CCD(電荷
結合素子)の開発に伴い、これを用いることにより現実
が可能である。In a color television receiver that receives and processes the above-described color signals, since only one of the color difference signals is always present when focusing only on one horizontal period (1H line), the color difference signal of the previous line is delayed until the next line. Need to be kept and synchronized. Therefore, conventionally, a glass delay line was used.
1H delayed color difference signal is obtained. Conventionally, this glass delay line
It is provided at a position that provides a delay in the high frequency (RF) band. For this reason, a beat is generated between the direct signal that is not delayed and the delayed signal, and double-sided interference called line crawling has appeared. To avoid this, the demodulated line-sequential color difference signals, that is, the (RY) signal and the (BY) signal may be alternately delayed by 1H and synchronized. As a device for delaying such a demodulated signal, a CCD (Charge Coupled Device) can be used in conjunction with the development of the device, and this can be realized.
ところで、SECAM方式のクロマ信号を処理する場合、
色差信号、つまり(R−Y)信号と(B−Y)信号とが
1H(1水平期間)毎に交互に線順次で伝送されており、
しかも各信号のFM変調キャリア周波数が異なる。このた
めにFM復調器としては(R−Y)用と(B−Y)用の2
つを用意して色差信号を得ている。復調器を低減し簡単
な構成にするために1軸復調器を用いることも考えられ
るが、キャリア周波数が変わったとき{(R−Y)信号
到来時と(B−Y)信号到来時}に、復調出力の直流レ
ベル(DCレベル)が大きく変動するために正常な復調出
力を得られない。このことは忠実な色再現ができないこ
とを意味する。上記したようにクロマ信号の伝送方式
は、SECAM復調器を複雑な構成にする原因となってい
る。By the way, when processing SECAM chroma signals,
The color difference signals, that is, the (RY) signal and the (BY) signal
It is transmitted line-by-line alternately every 1H (one horizontal period),
Moreover, the FM modulation carrier frequency of each signal is different. For this reason, two FM demodulators, one for (RY) and one for (BY), are used.
One is prepared and a color difference signal is obtained. It is conceivable to use a one-axis demodulator in order to reduce the number of demodulators and to achieve a simple configuration. However, when the carrier frequency changes {when the (RY) signal arrives and the (BY) signal arrives} Since the DC level (DC level) of the demodulated output greatly fluctuates, a normal demodulated output cannot be obtained. This means that faithful color reproduction cannot be performed. As described above, the chroma signal transmission method causes the SECAM demodulator to have a complicated configuration.
第10図は、SECAM方式のクロマ信号を処理する特徴的
な回路部分を示している。FIG. 10 shows a characteristic circuit portion for processing a chroma signal of the SECAM system.
クロマ信号は入力端子1を介してベルフィルタ2に供
給される。ベルフィルタ2は、送信側の逆ベルフィルタ
による信号特性を補正するもので、このベルフィルタ2
を通すことにより一定振幅のクロマ信号を得ることがで
きる。The chroma signal is supplied to a bell filter 2 via an input terminal 1. The bell filter 2 corrects the signal characteristics of the transmission side by the inverse bell filter.
, A chroma signal having a constant amplitude can be obtained.
ベルフィルタ2の出力クロマ信号は、色差増幅器3と
ID増幅器4に供給される。ID増幅器4は、FM変調された
(R−Y)信号の先頭に挿入されている(R−Y)用ID
信号とFM変調された(B−Y)信号の先頭に挿入されて
る(B−Y)用ID信号とを増幅する回路である。色差信
号のタイミングとID信号の入力タイミングは、入力端子
5から供給されゲートパルスにより決定される。The output chroma signal of the bell filter 2 is supplied to the color difference amplifier 3
It is supplied to the ID amplifier 4. The ID amplifier 4 has a (RY) ID inserted at the head of the FM-modulated (RY) signal.
This circuit amplifies the signal and the (BY) ID signal inserted at the head of the FM-modulated (BY) signal. The timing of the color difference signal and the input timing of the ID signal are determined by the gate pulse supplied from the input terminal 5.
色差増幅器3からはID信号を除去したクロマ信号のみ
が取出され、色差復調器6に入力される。またID増幅器
4から取出されたID信号は、ID復調器7に入力される。
色差増幅器6において、復調の黒レベルは、外付けのボ
リウムVR1とVR2とを用いて調整される。この色差復調器
6においてライン毎の復調軸の切換えは、端子8からの
ラインパルスにより実行される。復調された色差信号
は、ベースバンド処理回路9に入力される。ここでは、
1H遅延回路を用いて(R−Y)信号と(B−Y)信号の
同時化処理、およびマトリックス演算による(G−Y)
信号の生成が行われる。一方、ID増幅器4からのID信号
は、ID復調器7において復調される。ID復調器7におけ
るこの復調軸の調整はボリウムVR3により調整される。I
D復調器7の復調出力は、(R−Y)信号と(B−Y)
信号のいずれが到来しているかを示す検波出力であり、
ラインスイッチや切換えパルスのタイミングおよび位相
制御用として用いられる。Only the chroma signal from which the ID signal has been removed is extracted from the color difference amplifier 3 and is input to the color difference demodulator 6. The ID signal extracted from the ID amplifier 4 is input to the ID demodulator 7.
In the color difference amplifier 6, the black level of the demodulation is adjusted by using the external regulators VR1 and VR2. Switching of the demodulation axis for each line in the color difference demodulator 6 is executed by a line pulse from the terminal 8. The demodulated color difference signal is input to the baseband processing circuit 9. here,
Synchronization processing of (RY) signal and (BY) signal using 1H delay circuit and (GY) by matrix operation
A signal is generated. On the other hand, the ID signal from the ID amplifier 4 is demodulated in the ID demodulator 7. The adjustment of the demodulation axis in the ID demodulator 7 is adjusted by the volume VR3. I
The demodulated output of the D demodulator 7 is composed of a (RY) signal and a (BY) signal.
A detection output indicating which of the signals is arriving,
It is used for timing and phase control of line switches and switching pulses.
(発明が解決しようとする課題) 上記したSECAM方式のクロマ信号処理装置において
は、色差復調器6において2点のボリウム調整、ID復調
器7において1点のボリウム調整、合計3点の調整箇所
がある。ボリウムの調整箇所があることは、それだけ経
時変化の要素があるということである。このために上記
の装置は、長期的にみて信頼性に劣り、また受像機の製
造工程において調整ステップが多く、費用の増大を免れ
ないという問題がある。(Problems to be Solved by the Invention) In the above-described chroma signal processing apparatus of the SECAM system, two adjustment points of volume in the color difference demodulator 6 and one adjustment point of volume in the ID demodulator 7 are required. is there. The fact that there is an adjustment part of the volume means that there is an element of the change with time. For this reason, the above-described apparatus has a problem in that it is inferior in reliability in a long term, and has many adjustment steps in the manufacturing process of the image receiver, so that an increase in cost cannot be avoided.
そこでこの発明は、位相ロックループ回路を用いた復
調器を用いて、時分割で入力するそれぞれ復調軸の異な
る信号(ID信号、(R−Y)情報、(B−Y)情報)に
追従した復調が行われるようにし、さらに前記位相ロッ
クループ回路のループ内の電圧制御発振器を、第2の位
相ロックループ回路に組込み、当該電圧制御発振器のフ
リーラン周波数を自動的に基準の周波数信号に合わせる
ようにすることにより、調整項目を低減できるようにし
た色信号処理装置を提供することを目的とする。Therefore, the present invention uses a demodulator using a phase-locked loop circuit to follow signals (ID signal, (RY) information, (BY) information) having different demodulation axes input in a time-division manner. Demodulation is performed, and a voltage-controlled oscillator in the loop of the phase-locked loop circuit is incorporated in a second phase-locked loop circuit, and the free-run frequency of the voltage-controlled oscillator is automatically adjusted to a reference frequency signal. By doing so, it is an object to provide a color signal processing device capable of reducing adjustment items.
[発明の構成] (課題を解決するための手段) この発明では、基準周波数信号を発生する基準信号発
生器と、異なる周波数の第1、第2の副搬送波により、
交互に変調された色差信号を復調する位相ロックループ
型の復調回路と、前記復調回路を形成する発振器の発振
周波数を、所定の第1および第2の期間において前記基
準周波数信号により前記第1と第2の副搬送波周波数と
に交互に調整する調整手段とを具備した構成とする物で
ある。According to the present invention, a reference signal generator for generating a reference frequency signal and first and second sub-carriers having different frequencies are used.
A phase-locked loop type demodulation circuit for demodulating alternately modulated color difference signals; and an oscillating frequency of an oscillator forming the demodulation circuit, the oscillating frequency being adjusted by the reference frequency signal in predetermined first and second periods. And an adjusting means for alternately adjusting the frequency to the second subcarrier frequency.
(作用) 上記の手段により、位相ロックループ内の発振器の無
調整化が可能となり、またフリーラン周波数の経時変化
や誤差を低減できるようになる。(Operation) With the above-described means, it becomes possible to make the oscillator in the phase locked loop non-adjustable, and it is also possible to reduce the temporal change and error of the free-run frequency.
(実施例) 以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
第1図はこの発明の一実施例である。SECAM方式のテ
レビジョン信号から分離されたクロマ信号は入力端子11
を介してベルフィルタ12に供給される。ベルフィルタ12
は、送信側の逆ベルフィルタによる信号特性を補正する
もので、このベルフィルタ12を通すことにより一定振幅
のクロマ信号を得ることができる。FIG. 1 shows an embodiment of the present invention. The chroma signal separated from the SECAM television signal is supplied to input terminal 11
And supplied to the bell filter 12. Bell filter 12
Is used to correct the signal characteristics of the transmission side by an inverse bell filter. By passing through the bell filter 12, a chroma signal having a constant amplitude can be obtained.
ベルフィルタ12の出力クロマ信号は、色差増幅器13と
ID増幅器14に供給される。ID増幅器14は、FM変調された
(R−Y)信号の先頭に挿入されてる(R−Y)用ID信
号とFM変調された(B−Y)信号の先頭に挿入されてる
(B−Y)用ID信号とを増幅する回路である。色差信号
のタイミングとID信号の入力タイミングは、入力端子15
から供給されるゲートパルスにより決定される。The output chroma signal of the bell filter 12 is supplied to the color difference amplifier 13.
It is supplied to the ID amplifier 14. The ID amplifier 14 is inserted at the head of the (RY) ID signal inserted at the head of the FM modulated (RY) signal and at the head of the FM modulated (BY) signal (BY). ) Is a circuit for amplifying the ID signal. The timing of the color difference signal and the input timing of the ID signal are
Is determined by the gate pulse supplied from.
色差増幅器13からはID信号を除去したクロマ信号のみ
が取出されPLL色差復調器16に入力される。またID増幅
器14から取出されたID信号は、PLLID復調器17に入力さ
れる。Only the chroma signal from which the ID signal has been removed is extracted from the color difference amplifier 13 and input to the PLL color difference demodulator 16. The ID signal extracted from the ID amplifier 14 is input to the PLLID demodulator 17.
色差復調器16においてライン毎の復調軸の切換えは、
端子18からのラインパルスにより実行される。このとき
の復調軸の調整は、後述する自動調整回路20から入力さ
れる調整情報により実行される。復調された色差信号
は、ベースバンド処理回路19に入力される。ここでは、
1H遅延回路を用いて(R−Y)信号と(B−Y)信号の
同時化処理、およびマトリックス演算による(G−Y)
信号の生成が行われる。一方、ID増幅器14からのID信号
は、ID復調器17において復調される。ID復調器17におけ
るこの復調軸の調整は後述する自動調整回路20により行
われる。ID復調器17の復調出力は、(R−Y)信号と
(B−Y)信号のいずれが到来しているかを示す検波出
力であり、ラインスイッチや切換えパルスのタイミング
および位相制御用として用いられる。Switching of the demodulation axis for each line in the color difference demodulator 16 is as follows.
This is executed by a line pulse from the terminal 18. The adjustment of the demodulation axis at this time is executed based on adjustment information input from an automatic adjustment circuit 20 described later. The demodulated color difference signal is input to the baseband processing circuit 19. here,
Synchronization processing of (RY) signal and (BY) signal using 1H delay circuit and (GY) by matrix operation
A signal is generated. On the other hand, the ID signal from the ID amplifier 14 is demodulated in the ID demodulator 17. The adjustment of the demodulation axis in the ID demodulator 17 is performed by an automatic adjustment circuit 20 described later. The demodulated output of the ID demodulator 17 is a detection output indicating which of the (RY) signal and the (BY) signal has arrived, and is used for line switch and switching pulse timing and phase control. .
上記したPLL色差復調器16は、2軸復調を行うもので
あり、入力FM信号のキャリアが異なっていても時分割で
入力するかぎり、つまり1H毎に交互に入力する限り、各
キャリアに追従して復調出力を得ることができる。The above-described PLL color difference demodulator 16 performs two-axis demodulation. Even if the carrier of the input FM signal is different, as long as the carrier is inputted in a time-division manner, that is, as long as the carrier is alternately inputted every 1H, it follows each carrier. Thus, a demodulated output can be obtained.
以下この2軸復調方式について第2図及び第3図を参
照して説明する。Hereinafter, this two-axis demodulation method will be described with reference to FIGS. 2 and 3. FIG.
第2図は復調用PLL回路の検波特性を示すレベルチャ
ートである。今、PLL色差復調器16は、入力色差信号の
極性(R−Y/B−Y)に同期してラインパルスが入力
し、自動調整回路20からの制御信号r,bを切換えて選択
導入しているものとする。制御信号は、PLL回路のルー
プに組込まれている電圧制御発振器のフリーラン周波数
を設定する信号である。FIG. 2 is a level chart showing the detection characteristics of the demodulation PLL circuit. Now, the PLL color difference demodulator 16 receives the line pulse in synchronization with the polarity (RY / BY) of the input color difference signal, switches the control signals r and b from the automatic adjustment circuit 20, and selectively introduces them. It is assumed that The control signal is a signal for setting the free-run frequency of the voltage-controlled oscillator incorporated in the loop of the PLL circuit.
(B−Y)信号が入力されたときは、自動調整回路20
からの制御信号bが選択されPLL回路における電圧制御
発振器のフリーラン周波数を設定する。この設定周波数
は、fOB(=272fH)である。ここで送信側における色差
黒レベルも周波数fOBで設定されており、この設定周波
数により得られる復調出力電位V OBが基準となる。よっ
て復調出力信号はこの電位V OBを中心にして振れること
になる。次に(R−Y)信号が入力されたときは、自動
調整回路20からの制御信号rが選択されPLL回路におけ
る電圧制御発振器のフリーラン周波数を設定する。この
設定周波数は、fOR(=282fH)である。ここで送信側に
おける色差黒レベルも周波数fORで設定されており、こ
の設定周波数により得られる復調出力電位V ORが基準と
なる。よって復調出力信号はこの電位V OR(V OB)を中
心にして振れることになる。When the (BY) signal is input, the automatic adjustment circuit 20
Is selected to set the free-run frequency of the voltage controlled oscillator in the PLL circuit. This set frequency is fOB (= 272fH). Here, the color difference black level on the transmission side is also set at the frequency fOB, and the demodulation output potential VOB obtained at this set frequency is used as a reference. Therefore, the demodulation output signal swings around this potential V OB. Next, when the (RY) signal is input, the control signal r from the automatic adjustment circuit 20 is selected to set the free-run frequency of the voltage controlled oscillator in the PLL circuit. This set frequency is fOR (= 282fH). Here, the color difference black level on the transmission side is also set by the frequency fOR, and the demodulation output potential VOR obtained by this set frequency is used as a reference. Therefore, the demodulated output signal swings around this potential V OR (V OB).
第2図からもわかるように、PLL回路における電圧制
御発振器のフリーラン周波数をライン毎に切換えること
により、復調出力は電位V OR(=V OB)を中心にして振
れる信号として取出すことができ、直流変動はライン間
で生じない。このように電圧制御発振器のフリーラン周
波数がどこに位置するかにより復調出力の直流レベルが
決定され、この発明はこのことを活用している。As can be seen from FIG. 2, by switching the free-run frequency of the voltage-controlled oscillator in the PLL circuit line by line, the demodulated output can be extracted as a signal swinging around the potential V OR (= V OB). DC fluctuation does not occur between lines. Thus, the DC level of the demodulated output is determined by where the free-run frequency of the voltage controlled oscillator is located, and the present invention utilizes this fact.
このように自動調整回路20からライン毎にPLL回路の
電圧制御発振器のフリーラン周波数を切換える制御信号
を供給するようにすれば、同一のPLL復調器によりキャ
リアの異なる2種類の信号の復調出力を得ることができ
る。As described above, if the control signal for switching the free-run frequency of the voltage-controlled oscillator of the PLL circuit is supplied from the automatic adjustment circuit 20 for each line, the same PLL demodulator can demodulate and output two types of signals having different carriers. Obtainable.
次に、ID復調器17側について説明する。 Next, the ID demodulator 17 will be described.
この復調器17のPLL回路を利用しており、そのループ
に組込まれた電圧制御発振器のフリーラン周波数は、自
動調整回路20からの制御信号rb/2により設定される。こ
のフリーラン周波数f OIDは、277fH{=(fOB+fOR)/
2}である。The PLL circuit of the demodulator 17 is used, and the free-run frequency of the voltage-controlled oscillator incorporated in the loop is set by the control signal rb / 2 from the automatic adjustment circuit 20. This free-run frequency f OID is 277 fH {= (fOB + fOR) /
2}.
第3図はID復調器17の検波特性を示している。このよ
うにフリーラン周波数を277fHに設定すると、(B−
Y)用ID信号が到来したときは、設定電位V OIDよりも
小さい検波出力、(R−Y)用ID信号が到来したとき
は、設定電位V OIDよりも大きい復調出力を得ることが
でき、この極性により識別することができる。垂直帰線
期間に挿入されているID信号は、第3図に示すようにfm
axとfminの周波数であるが、この場合も基準の設定電位
V OIDに対してVmaxとVminの復調出力が得られる。FIG. 3 shows the detection characteristics of the ID demodulator 17. When the free-run frequency is set to 277 fH, (B−
When the ID signal for Y) arrives, a detection output smaller than the set potential VOID can be obtained, and when the ID signal for (RY) arrives, a demodulated output larger than the set potential VOID can be obtained. It can be identified by this polarity. The ID signal inserted in the vertical flyback period is fm as shown in FIG.
The frequency of ax and fmin.
Demodulated outputs of Vmax and Vmin are obtained for VOID.
このようにID復調器17においても、自動調整回路20か
ら制御信号rb/2を与えることにより、周波数の異なる2
つのID信号の復調出力を得ることができる。As described above, also in the ID demodulator 17, by giving the control signal rb / 2 from the automatic adjustment circuit 20, two signals having different frequencies are provided.
The demodulated output of one ID signal can be obtained.
上記した復調器における電圧制御発振器は、自動調整
回路における第2の位相ロックループ回路にも組込まれ
そのフリーラン周波数が基準信号に位相ロックするよう
に制御される。このために、基準信号として精度の高い
信号源を採用していれば、当該電圧制御発振器における
フリーラン周波数の経時変化や誤差、さらにオフセット
による狂いを大幅に低減することができる。The voltage controlled oscillator in the demodulator described above is also incorporated in a second phase locked loop circuit in the automatic adjustment circuit, and is controlled so that its free-run frequency is phase locked to the reference signal. For this reason, if a high-precision signal source is adopted as the reference signal, it is possible to greatly reduce the time-dependent change and error of the free-run frequency in the voltage controlled oscillator, and furthermore, the deviation due to the offset.
第4図は、自動調整回路20とPLL色差復調器16の内部
をさらに具体的に示している。FIG. 4 shows the inside of the automatic adjustment circuit 20 and the PLL color difference demodulator 16 more specifically.
前段の色差増幅器13からのクロマ信号は、位相比較器
161に入力され、電圧制御発振器(VCO)162からの発振
信号と位相比較される。その位相差出力は、復調出力で
ある。この位相差出力は、電圧電流変換器163に入力さ
れ、その電流変換出力は、VCO162の周波数及び位相制御
端子に帰還される。これによりVCO162の発振周波数は入
力クロマ信号に位相ロックし、VCO162の制御情報である
位相差出力が復調出力となる。The chroma signal from the color difference amplifier 13 at the preceding stage is
It is input to 161 and is compared in phase with an oscillation signal from a voltage controlled oscillator (VCO) 162. The phase difference output is a demodulated output. This phase difference output is input to the voltage / current converter 163, and the current conversion output is fed back to the frequency and phase control terminal of the VCO 162. As a result, the oscillation frequency of the VCO 162 is phase-locked to the input chroma signal, and the phase difference output, which is control information of the VCO 162, becomes the demodulated output.
ここで、復調軸をライン毎に切換えるために、端子16
4から交番信号としてラインパルスがVCO162に供給され
る。VCO162は、電流源入力端子を2つ持ち、ラインパル
スによりVCO162に接続する電流源の選択スイッチが制御
される。Here, in order to switch the demodulation axis line by line,
From 4, a line pulse is supplied to the VCO 162 as an alternating signal. The VCO 162 has two current source input terminals, and a selection switch of a current source connected to the VCO 162 is controlled by a line pulse.
さらにVCO162の発振信号は、位相比較器161の他に、
自動調整回路20内部の分周器201にも入力される。Furthermore, the oscillation signal of the VCO 162, in addition to the phase comparator 161,
It is also input to the frequency divider 201 inside the automatic adjustment circuit 20.
自動調整回路20は、2種類の基準信号を安定して出力
する基準信号発生器204及びその出力を選択して位相比
較器203の一方に供給するスイッチ205を有する。また分
周器201も2種類の分周比を有し、VCO162の出力を分周
した分周出力を2種類得ることができる。この分周出力
のいずれか一方がスイッチ202により選択されて、位相
比較器203の他方に供給される。位相比較器203の出力
は、ドライバー206と209に供給される。このドライバー
206と209は、後述するタイミングで1H毎にいずれか一方
がオン、他方がオフに制御される。ドライバー206の出
力は、フィルタ208によりフィルタリングされて電圧電
流変換器207に供給され、またドライバー209の出力は、
フィルタ211によりフィルタリングされて電圧電流変換
器210に供給される。The automatic adjustment circuit 20 includes a reference signal generator 204 that stably outputs two types of reference signals, and a switch 205 that selects the output and supplies the output to one of the phase comparators 203. The frequency divider 201 also has two types of frequency division ratios, and can obtain two types of frequency divided outputs obtained by dividing the output of the VCO 162. One of the divided outputs is selected by the switch 202 and supplied to the other of the phase comparator 203. The output of the phase comparator 203 is supplied to drivers 206 and 209. This driver
One of 206 and 209 is controlled to turn on and the other is turned off every 1H at a timing described later. The output of the driver 206 is filtered by the filter 208 and supplied to the voltage-current converter 207, and the output of the driver 209 is
The data is filtered by the filter 211 and supplied to the voltage-current converter 210.
電圧電流変換器207と210の出力IOBとIORは、VCO162の
電流源端子に供給される。これによりVCO162の電流源電
流を切換えれば、VCO162のフリーラン周波数が切替わ
る。さらに自動調整回路20は、タイミングコントローラ
211を有し、これによりスイッチ205、202の選択状態、
ドライバー206、209のオン、オフを制御している。この
タイミングコントローラ212もID復調出力に基づいて切
換え制御信号を出力している。The outputs IOB and IOR of the voltage-to-current converters 207 and 210 are supplied to a current source terminal of the VCO 162. Thus, if the current source current of VCO 162 is switched, the free-run frequency of VCO 162 is switched. Further, the automatic adjustment circuit 20 includes a timing controller.
211, thereby selecting the switches 205, 202,
Controls on / off of drivers 206 and 209. The timing controller 212 also outputs a switching control signal based on the ID demodulation output.
今、(B−Y)信号が到来しているものとすると、VC
O162は、分周器201、位相比較器203、ドライバー206、
電圧電流変換器207の位相ロックループ(以下このルー
プをfOB調整ループということにする)に組込まれ、VCO
162のフリーラン周波数が設定される。次に、(R−
Y)信号が到来すると、VCO162は、分周器201、位相比
較器203、ドライバー209、電圧電流変換器210の位相ロ
ックループ(以下このループをfOR調整ループというこ
とにする)に組込まれ、VCO162のフリーラン周波数が設
定される。Now, assuming that the (BY) signal has arrived, VC
O162 is a frequency divider 201, a phase comparator 203, a driver 206,
The VCO is incorporated in a phase locked loop of the voltage-to-current converter 207 (hereinafter, this loop is referred to as an fOB adjustment loop).
162 free-run frequencies are set. Next, (R-
Y) When the signal arrives, the VCO 162 is incorporated in a phase locked loop of the frequency divider 201, the phase comparator 203, the driver 209, and the voltage / current converter 210 (hereinafter, this loop is referred to as an fOR adjustment loop). Is set.
fOB調整ループについて説明する。 The fOB adjustment loop will be described.
VCO162の出力信号はまず分周器201に供給され分周さ
れる。このときの分周比を1/17とすると、VCO162で発振
したfOB(=272fH)近傍のフリーラン周波数は、16fH近
傍の周波数へ分周される。今、基準信号発生器204から1
6fHの信号が出力されたとすると、位相比較器203では双
方の信号の位相比較がなされ、位相がずれていればビー
ト信号を生じる。このときは、ドライバー206がアクテ
ィブ、ドラーバー209がカットオフとなっている。ドラ
イバー206は、入力した位相比較結果を利得1で出力
し、ループフィルタ208をドライブする。フィルタリン
グされた位相比較信号は、電圧電流変換器207に入力さ
れ、電流出力に変換される。この電流により、VCO162の
フリーラン周波数はfOBに追い込まれる。つまり、位相
比較器203においてVCO162の出力の分周出力と、基準信
号発生器204からの基準信号とが等しくなるようにVCO16
2の発振周波数が制御され維持される。このときは、フ
リーラン周波数は16fHを17倍した272fHとなり、fOBの調
整が完全に得られる。The output signal of VCO 162 is first supplied to frequency divider 201 and divided. Assuming that the frequency division ratio at this time is 1/17, the free-run frequency near fOB (= 272 fH) oscillated by the VCO 162 is frequency-divided to a frequency near 16 fH. Now, the reference signal generator 204-1
Assuming that a signal of 6fH is output, the phase comparator 203 compares the phases of both signals, and if the phases are shifted, a beat signal is generated. At this time, the driver 206 is active and the driver bar 209 is cut off. The driver 206 outputs the input phase comparison result with a gain of 1, and drives the loop filter 208. The filtered phase comparison signal is input to the voltage / current converter 207, and is converted to a current output. This current drives the free-run frequency of VCO 162 to fOB. That is, the VCO 16 is controlled so that the divided output of the output of the VCO 162 in the phase comparator 203 and the reference signal from the reference signal generator 204 become equal.
The oscillation frequency of 2 is controlled and maintained. In this case, the free-run frequency is 272 fH, which is 17 times 16 fH, and the adjustment of fOB is completely obtained.
次にfOR調整ループについて説明する。 Next, the fOR adjustment loop will be described.
このときは、分周器201は、1/141の分周比に設定され
る。VCO162で発振したフリーラン信号は、分周器201で1
/141に分周されて位相比較器203に入力される。今、基
準信号発生器204からは、2fHの信号が取出され、位相比
較器203に入力されたとする。位相比較器203からは、位
相がずれていればビート信号が出力される。このとき
は、ドライバー206がカットオフ、ドラーバー209がアク
ティブとなっている。ドライバー209は、入力した位相
比較結果を利得1で出力し、ループフィルタ211をドラ
イブする。フィルタリングされた位相比較信号は、電圧
電流変換器210に入力され、電流出力に変換される。こ
の電流により、VCO162のフリーラン周波数はfOBに追い
込まれる。つまり、位相比較器203においてVCO162の出
力の分周出力と、基準信号発生器204からの基準信号と
が等しくなるようにVCO162の発振周波数が制御され維持
される。このときは、フリーラン周波数は2fHを141倍し
た282fHとなり、fORの調整が完全に得られる。At this time, the frequency divider 201 is set to a frequency division ratio of 1/141. The free-run signal oscillated by the VCO 162 is
The frequency is divided into / 141 and input to the phase comparator 203. Now, assume that a signal of 2fH is extracted from the reference signal generator 204 and input to the phase comparator 203. If the phase is out of phase, a beat signal is output from the phase comparator 203. At this time, the driver 206 is cut off and the driver bar 209 is active. The driver 209 outputs the input phase comparison result with a gain of 1, and drives the loop filter 211. The filtered phase comparison signal is input to the voltage-to-current converter 210 and converted to a current output. This current drives the free-run frequency of VCO 162 to fOB. That is, in the phase comparator 203, the oscillation frequency of the VCO 162 is controlled and maintained such that the frequency-divided output of the output of the VCO 162 becomes equal to the reference signal from the reference signal generator 204. At this time, the free-run frequency becomes 282 fH, which is 141 times 2fH, and the adjustment of fOR is completely obtained.
上記の構成において、分周器201が誤動作しなければ
分周比は確実に上記の値をとるので、fOB、fORのフリー
ラン周波数の精度は基準信号の絶対周波数精度に依存す
る。テレビジョン受像機の他のブロックから精度の高い
信号を得ることが可能であれば問題はないが、これが困
難な場合は、別途用意する必要がある。In the above configuration, if the frequency divider 201 does not malfunction, the frequency division ratio surely takes the above value, so that the accuracy of the free-run frequency of fOB and fOR depends on the absolute frequency accuracy of the reference signal. There is no problem if a high-accuracy signal can be obtained from other blocks of the television receiver. However, if this is difficult, it is necessary to prepare a separate signal.
第5図は、基準信号発生器204の一例である。 FIG. 5 is an example of the reference signal generator 204.
水晶発振器221としては、例えば4MHz(=256fH)の発
振器が用いられる。発振信号は、分周器222に供給され1
/128に分周される。これにより、分周器222からは2fHの
周波数の基準信号が得れる。分周器222としては、1/2分
周器が7段直列接続されており、分周過程で16fHの基準
信号を得ることもできる。分周器222の分周比も正確に
きまるので、基準信号の精度は水晶発振器221の発振周
波数精度に依存する。一般的に水晶発振器221の精度は2
00ppm以下であり、10-4オーダーであるために、VCO162
のフリーラン精度としては十分である。For example, a 4 MHz (= 256 fH) oscillator is used as crystal oscillator 221. The oscillation signal is supplied to the frequency divider 222 and
Divided to / 128. As a result, a reference signal having a frequency of 2fH is obtained from the frequency divider 222. As the frequency divider 222, seven 1/2 frequency dividers are connected in series, and a 16 fH reference signal can be obtained in the frequency dividing process. Since the frequency division ratio of the frequency divider 222 is also accurately determined, the accuracy of the reference signal depends on the oscillation frequency accuracy of the crystal oscillator 221. Generally, the accuracy of the crystal oscillator 221 is 2
Because it is below 00 ppm and on the order of 10 -4 , VCO162
Is sufficient as the free-run accuracy.
上記の分周比は、この発明の趣旨を限定するものでは
なく、VCO162のフリーラン周波数fOの調整用PLL回路が
成立する周波数であればよい。例えば、fOB、FOR調整を
行うに際して、fHの周波数を利用し、基準信号としても
fHの発振周波数を得る発振器を用意しても良いし、fHの
水平偏向信号を基準信号として利用しても良い。The frequency division ratio is not limited to the purpose of the present invention, and may be any frequency as long as the PLL circuit for adjusting the free-run frequency fO of the VCO 162 is established. For example, when performing fOB and FOR adjustment, use the frequency of fH and
An oscillator for obtaining an oscillation frequency of fH may be prepared, or a horizontal deflection signal of fH may be used as a reference signal.
上記の自動調整回路20を用いて、VCO162のフリーラン
周波数fOを調整する期間は、色差信号の復調に対して影
響の無い期間を選定する必要がある。一例として、 第6図は、上記のフリーラン周波数の調整を垂直帰線
期間に行った場合のタイミングチャートである。上記し
たように分周した後の位相比較信号は、周波数が低く、
水平ブランキング期間のみでは比較が出来ない。そこ
で、フレームサイクルであれば十分な比較時間の余裕が
得られる。しかし調整すべき周波数がfOBとfORとの2波
あるのでフレーム毎に交互に調整ループを切換えて調整
する方法が利用される。垂直同期信号は各フレームに3H
づつ存在するので、これをトリガとしてドラーバー20
6、209にキーパルスK1が供給される。キーパルスK1は、
タイミングコントローラ212により作成されており、垂
直同期信号の前縁から16fH期間1フレームおきに状態が
変化される。ドライバー206用のキーパルスは、(n−
1)フレームと(n+1)フレームでローレベルLoとな
り、この期間にドライバー206をアクティブ状態にす
る。ドライバー209用のキーパルスは、nフレームと
(n+2)フレームでローレベルLoとなり、この期間に
ドライバー209をアクティブ状態にする。また、位相比
較器203への入力信号切換えパルスとしては、キーパル
スK2が利用される。キーパルスK2は、垂直同期信号の立
ち下がりエッジに同期して状態が変るパルスであり、
(n−1)フレームと(n+1)フレームでハイレベル
Hiになる。キーパルスK2が、ハイレベルのときfOB調整
ループが選択され、スイッチ205、202を所定の端子側に
切換える。It is necessary to select a period during which the free-run frequency fO of the VCO 162 is adjusted using the above-described automatic adjustment circuit 20 without affecting the demodulation of the color difference signal. As an example, FIG. 6 is a timing chart when the above-mentioned free-run frequency adjustment is performed during the vertical blanking period. The frequency of the phase comparison signal after frequency division as described above is low,
Comparison cannot be made only in the horizontal blanking period. Therefore, a sufficient comparison time margin can be obtained in the case of a frame cycle. However, since there are two frequencies to be adjusted, fOB and fOR, a method of adjusting by switching the adjustment loop alternately for each frame is used. Vertical sync signal is 3H for each frame
Each one, so use this as a trigger
The key pulse K1 is supplied to 6, 209. Key pulse K1 is
The state is created by the timing controller 212, and the state is changed every other frame for 16fH from the leading edge of the vertical synchronization signal. The key pulse for driver 206 is (n-
1) The frame becomes the low level Lo in the frame and the (n + 1) frame, and the driver 206 is activated during this period. The key pulse for the driver 209 becomes low level Lo in the nth frame and the (n + 2) th frame, and the driver 209 is activated during this period. The key pulse K2 is used as an input signal switching pulse to the phase comparator 203. The key pulse K2 is a pulse whose state changes in synchronization with the falling edge of the vertical synchronization signal,
High level in (n-1) and (n + 1) frames
Become Hi. When the key pulse K2 is at a high level, the fOB adjustment loop is selected, and the switches 205 and 202 are switched to predetermined terminals.
上記したようにPLL色差調整方式と、PLL内部のVCOの
フリーラン周波数を設定する自動調整回路とにより、色
差信号処理は実質的に無調整化されることになる。As described above, the color difference signal processing is substantially eliminated by the PLL color difference adjustment method and the automatic adjustment circuit that sets the free-run frequency of the VCO inside the PLL.
次に、ID復調器17側とその無調整化について説明す
る。Next, the ID demodulator 17 side and its non-adjustment will be described.
PLLID復調器17のfOID(=277fH)調整を無調整化する
ためには、PLL色差復調器の場合と同様に、復調器17内
部のPLL回路におけるVCOの出力を分周し、別の安定した
基準信号を有するPLL回路に組込めばよい。例えば、277
fHを277分周し、fH近傍の信号に変換し、基準信号fHと
位相比較し、VCOを位相ロックさせればよい。このよう
にすると、ID復調器17の内部のVCOは、色差復調器16側
の場合と同様に、正確にfHを277倍したfOID(第3図参
照)を得ることができる。なお1/277分周段は、先の分
周器201と共用させてもよいし、単独にID用としてPLL回
路を設けてもよい。In order to eliminate the adjustment of the fOID (= 277fH) of the PLLID demodulator 17, the output of the VCO in the PLL circuit inside the demodulator 17 is frequency-divided as in the case of the PLL color difference demodulator, and another stable operation is performed. What is necessary is just to incorporate in the PLL circuit which has a reference signal. For example, 277
The frequency of fH may be divided by 277, converted into a signal near fH, compared with the phase of the reference signal fH, and the VCO may be locked in phase. In this way, the VCO inside the ID demodulator 17 can obtain fOID (see FIG. 3) in which fH is multiplied by 277 exactly, as in the case of the color difference demodulator 16 side. Note that the 1/277 frequency dividing stage may be shared with the frequency divider 201, or a PLL circuit may be provided independently for ID.
次に各部の具体的な回路を示して説明する。 Next, a specific circuit of each part will be described.
第7図は、VCO162の具体回路である。VCO162は、トラ
ンジスタQ1〜Q15、Q20〜Q23、抵抗R1〜R10、コンデンサ
C1により構成されている。トランジスタQ1〜Q15はエミ
ッタ結合型マルチバイブレータ発振器を構成し、トラン
ジスタQ20〜Q23は電流スイッチを構成している。マルチ
バイブレータは、コンデンサC1に対する充電放電を交互
に行い、発振出力を得る。放電電流は、トランジスタQ1
3、Q14のコレクタ電流であり、トランジスタQ13〜Q15が
カレントミラー回路を構成しているので、全体では電流
スイッチ及び電圧電流変換器からの入力電流の和とな
る。抵抗R1、R2に発生する発振電圧は、トランジスタQ
1、Q2、Q3でクランプされるために抵抗R3に発生する電
位差に等しい。発振出力はトランジスタQ2、Q3のエミッ
タから導出される。上記の電流和をIcontとおき抵抗R3
に発生する電位差をVR3とおくと、発振周波数foscは、 fosc=Icont/(4×C1×VR3) となる。VR3は一定であるから、制御電流に対して発振
周波数はリニアに変化する。FIG. 7 is a specific circuit of the VCO 162. VCO162 consists of transistors Q1-Q15, Q20-Q23, resistors R1-R10, capacitors
It is composed of C1. Transistors Q1 to Q15 constitute an emitter-coupled multivibrator oscillator, and transistors Q20 to Q23 constitute a current switch. The multivibrator alternately charges and discharges the capacitor C1 to obtain an oscillation output. The discharge current is
3. This is the collector current of Q14, and since the transistors Q13 to Q15 form a current mirror circuit, the total is the sum of the input currents from the current switch and the voltage-current converter. The oscillation voltage generated at the resistors R1 and R2 is
It is equal to the potential difference generated in the resistor R3 because it is clamped by 1, Q2 and Q3. The oscillation output is derived from the emitters of the transistors Q2 and Q3. The above current sum is set to Icont and the resistance R3
Assuming that the potential difference generated at this time is VR3, the oscillation frequency fosc becomes fosc = Icont / (4 × C1 × VR3). Since VR3 is constant, the oscillation frequency changes linearly with respect to the control current.
電流スイッチは、マルチバイブレータに流れる電流を
切換える部分であり、ラインパルスがトランジスタQ20
〜Q23の所定のベースに供給される。図に示すように、
ラインパルスがローレベルLoのときは、トランジスタQ2
1とQ22がオンし、トランジスタQ21のコレクタに供給さ
れている電流I fOB、つまり第1図に示した制御信号b
がVCOの電流として加わることになる。また、ラインパ
ルスがハイレベルHiのときは、トランジスタQ20とQ23が
オンし、トランジスタQ21のコレクタに供給されている
電流I fOR、つまり第1図に示した制御信号rがVCOの電
流として加わることになる。これにより、VCOのフリー
ラン周波数が決定される。従って、電流I fOBとI fORと
はそれぞれfOB、fORの発振周波数を与えるように調整さ
れている。よって、ラインパルスにより復調器16の復調
軸を切換えることができる(第2図参照)。The current switch is a part for switching the current flowing through the multivibrator, and the line pulse is applied to the transistor Q20.
To a predetermined base of Q23. As shown in the figure,
When the line pulse is at the low level Lo, the transistor Q2
1 and Q22 are turned on, and the current Ifob supplied to the collector of the transistor Q21, that is, the control signal b shown in FIG.
Will be added as the VCO current. When the line pulse is at the high level Hi, the transistors Q20 and Q23 are turned on, and the current IfOR supplied to the collector of the transistor Q21, that is, the control signal r shown in FIG. 1 is applied as the VCO current. become. Thereby, the free-run frequency of the VCO is determined. Therefore, the currents IfOB and IfOR are adjusted to give oscillation frequencies of fOB and fOR, respectively. Therefore, the demodulation axis of the demodulator 16 can be switched by the line pulse (see FIG. 2).
第8図、位相比較器161と電圧電流変換器163の具体回
路例を示している。FIG. 8 shows a specific circuit example of the phase comparator 161 and the voltage-current converter 163.
位相比較器161は、トランジスタQ24〜Q37、Q44と、抵
抗R17〜R24、R34から構成されている。また、電圧電流
変換器163は、トランジスタQ38〜Q43、Q45〜Q47、R25〜
R33、R35〜R38から構成されている。The phase comparator 161 includes transistors Q24 to Q37 and Q44 and resistors R17 to R24 and R34. Also, the voltage-current converter 163 includes transistors Q38 to Q43, Q45 to Q47, and R25 to
It is composed of R33 and R35 to R38.
差動トランジスタQ28、Q29のベースにクロマ信号が入
力され、差動対トランジスタQ24〜Q27に、第7図に示し
たVCOの発振出力が供給される。位相比較出力は、トラ
ンジスタQ30〜Q37のカレントミラー回路により電流反転
およびシングルエンドされ、抵抗R25の負荷抵抗に流
れ、電圧に変換される。A chroma signal is input to the bases of the differential transistors Q28 and Q29, and the oscillation output of the VCO shown in FIG. 7 is supplied to the differential pair transistors Q24 to Q27. The phase comparison output is inverted and single-ended by the current mirror circuit of the transistors Q30 to Q37, flows to the load resistance of the resistor R25, and is converted into a voltage.
この電圧は、電圧電流変換器のトランジスタQ28のベ
ースに印加される。トランジスタQ38、Q39の差動増幅器
は、電流返還出力を得る。トランジスタQ38、Q39の両コ
レクタ電流は、トランジスタQ40、Q41のカレントミラー
回路でシングルエンドされ、変換電流はトランジスタQ4
1のコレクタから出力される。この電流はVCO162(トラ
ンジスタQ13、Q14のベース)に供給される。電圧電流変
換器161の変換率をGmとおくと、 Gm=1/(re+R27) re=(Ic/Vt)、Ic:コレクタ電流、Vt:熱起電力。This voltage is applied to the base of the transistor Q28 of the voltage-to-current converter. The differential amplifier of the transistors Q38 and Q39 obtains a current return output. Both collector currents of the transistors Q38 and Q39 are single-ended by the current mirror circuit of the transistors Q40 and Q41, and the conversion current is
Output from 1 collector. This current is supplied to the VCO 162 (the bases of the transistors Q13 and Q14). Assuming that the conversion rate of the voltage-current converter 161 is Gm, Gm = 1 / (re + R27) re = (Ic / Vt), Ic: collector current, and Vt: thermoelectromotive force.
re<<R27のとき、1/R27で与えられる。 When re << R27, it is given by 1 / R27.
次にPLL色差復調器の復調色差信号Voutを求めてみ
る。Next, a demodulated color difference signal Vout of the PLL color difference demodulator will be obtained.
FM信号である入力クロマ信号の周波数偏移をΔfとお
くと、VCOに必要な制御電流ΔIは、 ΔI=4×C1×VR3×Δf となる。このΔIを発生させるVoutは、 Vout=ΔI/Gm =4×C1×VR3×Δf×2R27 である。Assuming that the frequency shift of the input chroma signal as the FM signal is Δf, the control current ΔI required for the VCO is ΔI = 4 × C1 × VR3 × Δf. Vout for generating ΔI is as follows: Vout = ΔI / Gm = 4 × C1 × VR3 × Δf × 2R27
第1図のPLLID復調器17の場合も同様なことが言え
る。ID復調器17の場合、内部のVCOはライン毎に復調軸
を切換える必要が無いので、fo調整が1つでよく、第7
図に示したトランジスタQ20〜Q23で構成されるスイッチ
に相当する部分は不要である。ID復調器17の復調出力
は、色差復調の場合と同様に、上述したVoutの式と同じ
パラメータで与えられる。The same can be said for the PLLID demodulator 17 in FIG. In the case of the ID demodulator 17, since the internal VCO does not need to switch the demodulation axis for each line, only one fo adjustment is required,
A portion corresponding to the switch including the transistors Q20 to Q23 shown in the drawing is unnecessary. The demodulation output of the ID demodulator 17 is given by the same parameters as the above-described Vout equation, as in the case of the color difference demodulation.
第9図は、ドライバー206、フィルタ208、電圧電流変
換器207の具体的回路例を示している。FIG. 9 shows a specific circuit example of the driver 206, the filter 208, and the voltage-current converter 207.
ドライバー206は、トランジスタQ48〜Q59、抵抗R39〜
R41により構成され、ループフィルタ208は抵抗R42、コ
ンデンサC2、C3により構成されている。また電圧電流変
換器207は、トランジスタQ60〜Q67、抵抗R43〜R53によ
り構成されている。ドライバー206は、ボルテージフォ
ロアであり、トランジスタQ48、Q49により差動増幅器で
検出しされた差電圧は、トランジスタQ52〜Q56の低イン
ピーダンスドライバで駆動され抵抗R42側に供給され
る。この電圧は、フィルタにより平滑されトランジスタ
Q60のベースに印加される。この電圧は、差動対トラン
ジスタQ60、Q61により増幅され、トランジスタQ62、Q63
のカレントミラー回路により電流変換されて導出され
る。電流変換率は、抵抗R43、R44の値を変えることによ
り可変できる。The driver 206 includes transistors Q48 to Q59 and a resistor R39 to
The loop filter 208 includes a resistor R42 and capacitors C2 and C3. The voltage-to-current converter 207 includes transistors Q60 to Q67 and resistors R43 to R53. The driver 206 is a voltage follower, and the difference voltage detected by the differential amplifier by the transistors Q48 and Q49 is driven by a low impedance driver of the transistors Q52 to Q56 and supplied to the resistor R42. This voltage is smoothed by a filter
Applied to the base of Q60. This voltage is amplified by the differential pair transistors Q60, Q61, and the transistors Q62, Q63
The current is converted by the current mirror circuit and is derived. The current conversion rate can be changed by changing the values of the resistors R43 and R44.
上記したように復調器としてPLL回路方式を用い、PLL
内部のVCOのフリーラン周波数を決定する場合、このVCO
を別の基準信号を用いたPLL回路に組込み可能とするこ
とにより、復調器の無調整化を得ることができる。しか
も、フリーラン周波数の切換えを行うことにより時分割
で復調軸を切換えることができ、SECAM方式のクロマ信
号の復調用としては復調器を削減することができる。ま
た集積回路化する場合、素子数は多くなるが、復調シス
テムを1チップ化することができ、しかもマニュアルに
よる調整箇所がなく製造工程および時間、最終調整の面
では有利であり低コストとなる。As described above, the PLL circuit method is used as the demodulator,
This VCO is used to determine the free-run frequency of the internal VCO.
Can be incorporated in a PLL circuit using another reference signal, thereby making it possible to eliminate the need for a demodulator. In addition, by switching the free-run frequency, the demodulation axis can be switched in a time-division manner, and the number of demodulators for demodulating the chroma signal of the SECAM system can be reduced. In the case of an integrated circuit, although the number of elements is increased, the demodulation system can be integrated into one chip, and there are no manual adjustment points, which is advantageous in terms of the manufacturing process, time, and final adjustment, resulting in low cost.
[発明の効果] 以上説明したようにこの発明は、復調器としてPLL回
路を用い、複数の復調軸を形成できるようにして、変調
軸の異なる複数のFM信号を復調でき、しかも、無調整化
を得ることができる。さらに、無調整化のために製造コ
ストを低減でき、長期的な動作の信頼性維持にも有利で
ある。[Effects of the Invention] As described above, the present invention uses a PLL circuit as a demodulator, can form a plurality of demodulation axes, can demodulate a plurality of FM signals having different modulation axes, and furthermore has no adjustment. Can be obtained. Further, the production cost can be reduced due to the non-adjustment, which is advantageous for maintaining long-term operation reliability.
第1図はこの発明の一実施例を示す回路図、第2図及び
第3図はそれぞれこの発明の装置の動作原理を説明する
ために示した説明図、第4図は第1図の回路ブロックの
一部を詳しく示す回路図、第5図は第4図の基準信号発
生器の一例を示す図、第6図は第4図の回路の動作例を
説明するために示したタイミングチャート、第7図は第
4図の電圧制御発振器の具体例を示す回路図、第8図は
第4図の位相比較器及び電圧電流変換器の具体例を示す
回路図、第9図は第4図のドライバー、フィルタ及び電
圧電流変換器の具体例を示す回路図、第10図はSECAM方
式の色復調回路の例を示す図である。 12……ベルフィルタ、13……色差増幅器、14……ID増幅
器、16……PLL色差復調器、17……PLLID復調器、19……
ベースバンド処理回路、20……自動調整回路、161……
位相比較器、162……電圧制御発振器(VCO)、163……
電圧電流変換器、201……分周器、202、205……スイッ
チ、203……位相比較器、204……基準信号発生器、20
6、209……ドライバー、207、210……電圧電流変換器、
208、211……フィルタ、212……タイミングコントロー
ラ。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, FIGS. 2 and 3 are explanatory diagrams each for explaining the operation principle of the device of the present invention, and FIG. 4 is a circuit diagram of FIG. FIG. 5 is a circuit diagram showing a part of the block in detail, FIG. 5 is a diagram showing an example of a reference signal generator in FIG. 4, FIG. 6 is a timing chart shown for explaining an operation example of the circuit in FIG. FIG. 7 is a circuit diagram showing a specific example of the voltage-controlled oscillator of FIG. 4, FIG. 8 is a circuit diagram showing a specific example of the phase comparator and the voltage-current converter of FIG. 4, and FIG. FIG. 10 is a circuit diagram showing a specific example of a driver, a filter, and a voltage-current converter, and FIG. 10 is a diagram showing an example of a color demodulation circuit of the SECAM system. 12: Bell filter, 13: Color difference amplifier, 14: ID amplifier, 16: PLL color difference demodulator, 17: PLLID demodulator, 19 ...
Baseband processing circuit, 20 …… Automatic adjustment circuit, 161 ……
Phase comparator, 162 …… Voltage controlled oscillator (VCO), 163 ……
Voltage-current converter, 201: frequency divider, 202, 205 ... switch, 203: phase comparator, 204 ... reference signal generator, 20
6, 209 …… Driver, 207, 210 …… Voltage-current converter,
208, 211 ... Filter, 212 ... Timing controller.
Claims (1)
と、 異なる周波数の第1、第2の副搬送波により、交互に変
調された色差信号を復調する位相ロックループ型の復調
回路と、 前記復調回路を形成する発振器の発振周波数を、所定の
第1および第2の期間において前記基準周波数信号によ
り前記第1と第2の副搬送波周波数とに交互に調整する
調整手段と を具備したことを特徴とする色信号処理装置。A reference signal generator for generating a reference frequency signal; a phase locked loop type demodulation circuit for demodulating a color difference signal alternately modulated by first and second subcarriers having different frequencies; Adjusting means for alternately adjusting the oscillation frequency of the oscillator forming the demodulation circuit to the first and second sub-carrier frequencies by the reference frequency signal during predetermined first and second periods. Characteristic color signal processing device.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1269213A JP2885441B2 (en) | 1989-10-18 | 1989-10-18 | Color signal processing device |
FR9012798A FR2654289B1 (en) | 1989-10-18 | 1990-10-17 | APPARATUS FOR PROCESSING CHROMINANCE SIGNALS. |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1269213A JP2885441B2 (en) | 1989-10-18 | 1989-10-18 | Color signal processing device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03132286A JPH03132286A (en) | 1991-06-05 |
JP2885441B2 true JP2885441B2 (en) | 1999-04-26 |
Family
ID=17469248
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1269213A Expired - Lifetime JP2885441B2 (en) | 1989-10-18 | 1989-10-18 | Color signal processing device |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2885441B2 (en) |
FR (1) | FR2654289B1 (en) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61281788A (en) * | 1985-06-07 | 1986-12-12 | Hitachi Ltd | Fm demodulator for satellite communication receiver |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3328699A (en) * | 1963-11-19 | 1967-06-27 | Sylvania Electric Prod | Frequency reproducing system |
DE2113937A1 (en) * | 1971-03-23 | 1972-09-28 | Standard Elek K Lorenz Ag | SECAM decoder |
GB1376296A (en) * | 1971-05-07 | 1974-12-04 | Rca Corp | Secam decoder |
US4451792A (en) * | 1981-10-23 | 1984-05-29 | Motorola, Inc. | Auto-tuned frequency discriminator |
DE3243014C2 (en) * | 1982-11-20 | 1985-01-24 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh, 7730 Villingen-Schwenningen | Circuit arrangement for demodulating SECAM color difference signals |
-
1989
- 1989-10-18 JP JP1269213A patent/JP2885441B2/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-10-17 FR FR9012798A patent/FR2654289B1/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61281788A (en) * | 1985-06-07 | 1986-12-12 | Hitachi Ltd | Fm demodulator for satellite communication receiver |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH03132286A (en) | 1991-06-05 |
FR2654289B1 (en) | 1995-09-01 |
FR2654289A1 (en) | 1991-05-10 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CA1239215A (en) | Television receiver having character generator with burst locked pixel clock and correction for non- standard video signals | |
US4183050A (en) | Clamping circuit for color television signals | |
EP0180450B1 (en) | Television display apparatus having character generator with non-line-locked clock | |
US4510527A (en) | Horizontal deflection phasing arrangement | |
EP0309672B1 (en) | Circuit arrangement for processing colour television signals | |
JP2885441B2 (en) | Color signal processing device | |
US4287530A (en) | Demodulator system including a tunable discriminator suitable for use in a secam television receiver | |
GB2126856A (en) | Sampling clock reproducing circuit | |
JPS5847390A (en) | Demodulator for still picture color television signal | |
JP2783614B2 (en) | FM demodulator | |
JP2947573B2 (en) | Demodulator | |
US4511915A (en) | Color television encoding circuit | |
JP2823291B2 (en) | SECAM type line identification circuit | |
US4283739A (en) | Color television receivers | |
GB2102237A (en) | Chrominance signal processing circuits | |
JP3118395B2 (en) | Chroma signal processor | |
US5101265A (en) | Secam color signal processing device | |
JPH05130633A (en) | Circuit arrangement for demodulating chrominance signal | |
US4121243A (en) | Color subcarrier generator | |
KR100231501B1 (en) | Chroma signal processing apparatus | |
JPH03953B2 (en) | ||
JP2794693B2 (en) | Horizontal deflection circuit | |
JPS5930388A (en) | Multi-purpose color television receiver | |
JP3945228B2 (en) | High-speed sampling system using external AD converter | |
JP3133658B2 (en) | Chroma signal processor |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080212 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090212 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100212 Year of fee payment: 11 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100212 Year of fee payment: 11 |