JP2847441B2

JP2847441B2 - 拡散信号の相関値抽出方法

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Publication number: JP2847441B2
Application number: JP14539391A
Authority: JP
Inventors: 辰治松野
Original assignee: Toyo Tsushinki KK
Current assignee: Toyo Tsushinki KK
Priority date: 1991-05-21
Filing date: 1991-05-21
Publication date: 1999-01-20
Anticipated expiration: 2014-01-20
Also published as: JPH04344731A

Description

【発明の詳細な説明】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトラム拡散変調さ
れた信号の復調方式及び該方式を実現するための復調装
置に関するもので、特に直接拡散変調された信号の復調
に適した方式及び装置に関する。

【従来技術】従来から、建造物内に伝送路を敷設し情報
信号又は制御信号の伝送を行うローカルエリアネットワ
ークシステム、ホームコントロールシステム等に於いて
は、その伝送路の敷設工事に係る費用を低減するため
に、既に建造物内に敷設された電灯線等を伝送路として
利用することが考えられている。一方、スペクトラム拡
散変調にも幾多の方式が提案されているが、直接拡散方
式が基本的な変調方式として知られている。図６は直接
拡散変調方式を説明するためのブロック構成図であっ
て、送信側Ｍでは送信デ−タとＰＮ系列６１とを乗算器
６２によって乗積変調し、増幅器６３にて所要レベルま
で増幅した後トランス６４を介して電灯線等の伝送路６
５に送出する。一方、受信側Ｄでは結合トランス６６に
よって前記拡散信号を取り込み、増幅器６７を経た後相
関器６８と同期ＰＮ系列発生器６９に並列に入力し、受
信したＰＮ系列と同期を保った状態で前記相関器６８に
て逆拡散した相関器の出力レベルが基準電圧ＲＥＦより
大きいか小さいかを比較器７０に於いて検出しその結果
によってデ−タを復調するものである。

【０００２】しかし、本来通信線路の伝達特性が理想的
な場合は、本来図７（ａ）に示すように相関器出力値は
同期点にて正負共に極大値又は極小値を呈するべきとこ
ろ、通信線路としてインピーダンス特性等の考慮がなさ
れておらず、しかも種々雑音の多い電灯線等の電力配電
線による場合は、信号周波数伝送帯域内にディップポイ
ントが発生すること等による伝送特性の悪化に伴って、
同図（ｂ）に示すように同期点に於ける相関値が負の値
を持ったり、或は正のピーク点が同期位置から大きくず
れ、更にはそのピーク値レベルも小さくなる等、種々歪
を生じる結果、正常な復調が不可能となっていた。従
来、電灯線等のように電路の伝送特性が劣悪な場合にも
デ−タの伝送を可能とするために、Ｓ．Ｇ．Ｇｌｉｓｉ
ｃが１９８８にＭＤＳ／ＳＳＫＳＳ方式として提案した
（米国学会誌ＩＥＥＥ、Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏ
ｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．３６，Ｎ
ｏ．４、１９８８年３月号、頁５１９から頁５２７）も
のやその改良型のＣＳＫ方式と呼ばれるスペクトラム拡
散信号変復調方式（ＮＥＣ技報vo1.42 NO.9/1989：“高
性能ＳＳ電灯線モデム”）が提案されている。

【０００３】この方式は送信すべきデ−タの”１””
０”に対応して、互いに周期長が等しく且相関の小さい
二つのＰＮ系列にいづれか一方を送出すると共に、受信
側では、送信側と同一のＰＮ系列によって求めた相関値
のレベルによって、受信したデ−タのビット値を判定す
る如く復調するものである。その原理を図８を参照して
説明すれば、変調側Ｔは互いに周期長が等しく相関値が
小さいＰＮ系列ＰＮ1 ８１及びＰＮ0 ８２を夫々用意
し、伝送すべき情報データの状態値が“０”の場合には
前記ＰＮ系列ＰＮ0 を、又伝送すべき情報データの状態
値が“１”の場合には前記ＰＮ系列ＰＮ1 をタイミング
発生器８３、同期化回路８４の制御のもとにスイッチ８
５、８６、増幅器８７、及びトランス８８を介して電灯
線８９に送出する。一方、復調側ではトランス９０、増
幅器９１、バンドパスフィルタ９２を介して拡散信号を
取り込み、相関器９３とＰＮ系列発生器９４とによって
送信側ＰＮ1 系列の相関値を、又相関器９５とＰＮ0 系
列発生器９６とによってＰＮ0 系列の相関値を求め、夫
々をピーク値比較器９７に入力する。このピーク値比
較器９７は例えばＲＳフリップフロップ回路を含み、前
記ＰＮ1 とＰＮ0 系列の相関値夫々を所定のスレシホー
ルドレベルとを比較すると共に、該スレシホールドレベ
ルを越えた場合にパルスを発生し、フリップフロップ回
路のセット端子Ｓ及びリセット端子Ｒに夫々入力し、相
関値のいづれにピーク値が発生するかによって、フリッ
プフロップ回路の出力に”１”又は”０”を出力するも
のである。

【０００４】この方式では、受信側の相関器にマッチド
・フィルタを使用すれば、送受信相互のＰＮ系列の同期
制御が不要となり同期引き込み時間の短縮が可能で、従
来の通信方式に比べポ−リング通信等に極めて有利であ
る上、信号が若干伝送路によって歪んだ場合でも、相関
信号にピークが得られる限りデ−タの復調が可能であ
る。しかし、電路の伝送特性が劣悪な場合は、受信側相
関器出力波形に明瞭なピークが得られないことが多く、
かなりの復調誤り率が高く、高速デ−タ通信には不向き
であった。この対策として、前記ＮＥＣ技報vo1.42 NO.
9/1989：“高性能ＳＳ電灯線モデム”には、図９に示す
ように夫々の相関値にピーク位置を中心とする時間窓Ｆ
とその両側設けた時間窓Ｅ夫々によって抽出した信号の
絶対値を求め、一方の相関値のＥ部と他方の相関値のＦ
部の絶対値を乗算し、両者の差の極性からデ−タを復調
する方法が提案されているが、この方法でも相関値に比
較的明瞭なピークが存在することが必要であって、更に
伝送特性が劣化して相関値のピークが不明確になった場
合及び、相関ピークの位置が同期点からづれた場合は、
従来と同様誤り率が大きくなり最早デ−タ復調が不可能
となっていた。本発明の理解を助けるために伝送特性の
影響によって、相関器出力波形が歪む理由を数式を用い
て詳細に説明する。

【０００５】今、伝送路のインパルスレスポンスと周波
数特性夫々をｈ(t)、Ｈ(f) とし、変調装置から出力す
る送信信号をＸ(t) 、復調側にて受信する受信信号をＲ
(t)、更に前記送受信信号のスペクトルを夫々Ｘ(f) 、
Ｒ(f) としたとき、受信側相関器出力Ｒ (τ) は次の式
（１）にて表される。

【数１】この式の中で、τとは受信側相関器に於ける受信信号と
受信側ＰＮ系列との時間的ずれである。この式を前記各
関数を代入して変形すると式（２）となるが

【数２】前記時定数τが零（τ＝０）即ち、受信相関器に入力す
る前記ＰＮ系列符号と受信信号との同期が保たれている
ときの相関器出力Ｒ(0) は式（３）となる。

【数３】この式からも明らかなように、相関値Ｒ(0) は伝送路の
伝送特性Ｈ(f) の振幅・位相特性の影響を受け、正及び
負の両者の値を取り得ることになる。従って、当該特性
の如何によって相関ピークの極性の変化、相関ピーク位
置の変動或はピーク値の変化等種々様々の変形を受ける
ため、上述した従来のデ−タ復調方法では正確な復調が
困難であった。

【０００６】

【発明の目的】本発明は上述のスペクトラム拡散信号変
復調方式の問題を解決するためになされたものであっ
て、伝送路の伝送特性に大きな遅延偏差及び振幅偏差が
生じて相関器の出力波形の相関ピークの存在が明確でな
くても、復調側が元の情報データを得ることが可能なス
ペクトラム拡散信号復調方式、更には各種スペクトラム
拡散通信に於ける同期手段等に利用可能な拡散信号の相
関値抽出方法を提供することを目的とする。

【発明の概要】上述の目的を達成するため本発明に於い
ては、スペクトラム拡散変調された信号から相関値を抽
出する際に、逆拡散した一周期分以上の信号波形と、該
信号波形の時間軸上の所定位置に関し左右対称な波形を
作出すると共に、これら２つの信号を合成することによ
って、前記対称軸とした点に議事的な相関ピークを形成
したことを特徴とするものである。

【０００７】その具体的手段としては例えば、逆拡散し
た信号を正方向にメモリする第一の所定長のメモリレジ
スタと、同様に逆拡散した前記信号を逆方向にメモリす
る第二の所定長のメモリレジスタとを具え、所定のタイ
ミングにて前記二つのメモリレジスタの内容を加算し、
該加算信号から相関値を求めればよく、この手段は特に
上記ＣＳＫ方式に有効である他、各種スペクトラム拡散
信号の復調及び同期確立手段の一つとして利用可能であ
る。

【実施例】以下、本発明を図面に示した実施例に基づい
て詳細に説明するが、それに先立って、本発明の原理を
簡単に説明する。図１は本発明の原理を説明するための
波形図であって、受信側相関器の出力波形Ｒ( τ) は伝
送路の特性が理想的な場合、即ち｜Ｘ(f) | が１の時に
は同図（ａ）に模擬的に示したように同期点０に於てピ
ークを呈するところ、上述したように伝送路の周波数特
性Ｈ(f) の振幅・位相特性の影響を受けて、例えば同図
（ｂ）に示すように波形が歪むことが多い。この場合は
同期点から相関ピーク位置がずれており、正確なデ−タ
復調が不可能であること上述したとうりであるが、本発
明では、同図（ｃ）の如く前記図（ｂ）とは同期点０に
関して左右対称な波形を生成し、この両者を加算して同
図（ｄ）の信号を作出する。この信号は、視覚的にも理
解できるように、同期点に立てた軸に関し左右対称

【０００８】となり、しかも当該点にてピーク値を呈す
るものとなるから、伝送路による波形歪があっても、同
期点に一致して疑似的な相関ピークを作出することがで
きる。従って、この信号を利用すれば受信信号から同期
点を検出することが容易であり、更には、当該信号から
デ−タを復調することも可能である。なお、前記図６、
７にて説明した直接拡散変調の場合はデ−タビット値に
よってはピーク値が負となる。もし、本発明をＣＳＫ変
調の復調に利用する場合は、夫々の相関器出力について
前記（ｄ）の波形を求めた後、自乗または絶対値を求め
て同図（ｅ）の如く全てを正値にした上で、レベルの大
小を比較し、受信したデ−タが”１”か”０”かを判定
すればよい。以上の操作を物理的に説明すれば、前記図
（ｃ）は相関器出力波形Ｒ( τ) の時間軸を逆にしたも
の、即ちＲ(-τ) であり、また図（ｄ）は次の式（４）
にて表されるφ( τ) となり、また（ｅ）の波形はφ²
( τ) である。

【数４】なお、上述の各操作は以下実施例にて詳細に説明する如
く、相関器出力を少なくともＰＮ系列の一周期分を時間
軸に対し正方向と逆方向に夫々を記憶するメモリレジス
タを用意すれば容易に実現可能である。即ち、図２は本
発明を実施するためのスペクトラム拡散通信装置の一例
を示すブロック構成図であって、ここでは動作の理解を
容易にするために変調側を含めて説明する。

【０００９】同図２に於いてＴは変調装置で、相関値が
互いに小さく例えば周期長が３１ビットの２つのＰＮ系
列ＰＮ0 及びＰＮ1 夫々のＰＮ系列発生器１、２と、該
ＰＮ系列の何れかを切り替えて出力するスイッチ３、４
と、前記拡散信号を所定のレベルに増幅する増幅器５
と、電路結合トランス６と、供給された送信デ−タＳＤ
のビット値に対応して前記スイッチ３を制御する同期化
回路７及び、送信要求信号ＲＳを入力しこの例では、前
記同期化回路に３００Ｈｚの信号をまた前記二つのＰＮ
系列発生器には９．３ｋＨｚの信号を夫々供給するタイ
ミング発生器８とを具え、伝送すべきデ−タのビット値
に対応してＰＮ系列ＰＮ1 またはＰＮ0 の何れかを伝送
路９に送出するように構成したものである。一方、受信
装置Ｒは先ず大まかなブロックに分けると、電路から拡
散信号を取り込む入力部ＩＮと、ＰＮ1 系列とＰＮ0 夫
々の相関信号を生成するＰＮ1 復調部及びＰＮ0 復調部
と、該復調部の相関器出力を加算した信号からデ−タ周
期信号を抽出するタイミング抽出部ＴＤと、前記二つの
復調部の出力信号からデ−タを再生するデ−タ復調部Ｄ
Ｄと、受信装置全体の制御を行う制御部ＣＯＮＴを含ん
だ構成である。

【００１０】更に上記各ブロックの構成を説明すれば、
前記入力部ＩＮは伝送路９から拡散信号を取り込むトラ
ンス１１と、その出力を増幅する増幅器１２と、帯域外
の雑音等を除去するために１ｋＨｚから１０ｋＨｚを通
過域とするバンドパスフィルタ或はカットオフ周波数が
約１０ｋＨｚのロ−パスフィルタ１３と、該フィルタ出
力をデジタル信号に変換するデジタル・アナログ変換器
Ａ／Ｄ１４とを含む。前記各ＰＮ復調部は同一構成であ
るので、ＰＮ1 復調部について説明すれば、前記Ａ／Ｄ
変換器１４の出力を逆拡散する相関器１５と、そのため
の基準信号ＰＮ系列を発生し又は記憶したＰＮ1 発生器
１６と、前記相関器１５の出力を記憶するものであって
互いに逆方向から入力するように接続した二つのメモリ
レジスタ１７、１８と、該二つのメモリレジスタの出力
を合成する加算器１９と、該加算器の出力を記憶する第
三のメモリレジスタ２０と、該メモリレジスタ出力を２
乗する２乗回路２１及び前記相関器出力を２乗する第二
の２乗回路２２とを具えたもので、ＰＮ0 復調部も同様
に番号２１乃至３２のブロックで構成したものである。

【００１１】また、タイミング抽出部ＴＤは前記夫々の
ＰＮ復調部の第二の２乗回路出力を加算すると共に該加
算信号から送信されたデ−タの周期信号を抽出する加算
器４１、タイミング抽出器４２とを含む。更に、前記デ
−タ復調部ＤＤは前記ＰＮ復調部出力、即ち第一の２乗
回路２１と３１の出力を加算する加算器４３と、該加算
器出力から疑似相関ピーク点のタイミングを抽出する同
期点抽出器４４と、前記二つのＰＮ復調部出力を入力す
る比較器４６と、前記同期点抽出器４４と前記比較器４
５及び制御部ＣＯＮＴの信号から復調デ−タとキャリア
検出信号を発生する処理回路４６とを含んだものであ
る。また、制御部ＣＯＮＴには２７．９ｋＨｚと３００
Ｈｚのクロック信号を発生するクロック発生器４７と受
信装置全体の制御を行う制御回路４８を含んで構成した
ものである。

【００１２】以上の構成に於いて、その動作及びデ−タ
復調手順を詳細に説明する。先ず、変調側Ｔでは伝送す
べき情報データＳＤを同期化回路７に供給する前に、送
信要求信号ＲＳをタイミング発生器８に供給し、該タイ
ミング発生器８から出力する信号によって前記第二のス
イッチ４を閉接すると共に前記第一のスイッチ３を制御
してＰＮ1 とＰＮ0 符合を所定周期、例えば３０周期づ
つ送信する。ＰＮ系列符号を３１ビット、デ−タ送信速
度を３００ｂ／ｓとすれば、周波数９．３ｋＨｚのクロ
ックによって３０周期分のＰＮ系列を送信するには１０
０ｍｓ必要となる。このようにデ−タを送信する前に数
十周期のＰＮ系列を送信する理由は、受信側にて受信信
号の到来、即ちキャリア検出を判定するため及びデ−タ
送信タイミング信号成分、この例の場合は３００Ｈｚを
検出してデ−タ復調の準備を整えるためである。この操
作を終了した後デ−タＳＤを同期化回路７に供給する
と、該同期化回路が前記タイミング発生器のクロック信
号に同期して１／３００（ｓｅｃ）毎に１ビットの情報
デ−タを出力する。即ち、デ−タのビット値に応じて前
記スイッチ３を切り替え、デ−タが ”１”の時はＰＮ
1 発生器側の、またデ−タが ”０”の時はＰＮ0 発生
器側のＰＮ系列を一周期分づつ出力する。

【００１３】次に、受信側の復調装置の動作を説明する
と、その入力部ＩＮに於いて、トランス１１を介して前
記拡散信号を取り込むと共に、増幅器１２により所要の
増幅を施した後、フィルタ１３にて帯域外の各種雑音を
除去し拡散信号のメインロ−ブのみを通過させ、Ａ／Ｄ
１４によってデジタル信号に変換する。このときのサン
プリング周波数は９．３ｋＨｚの整数倍で、本実施例で
は３倍の２７．９ｋＨｚとし、ＰＮ系列信号の１ビット
当たり３つのサンプルのレベル（振幅値）値を、例えば
１６ビットのデジタル信号として生成する。当該アナロ
グ／デジタル変換器出力はデジタル信号となって、本来
これ以降の処理は全てデジタル信号となるが、処理内容
の理解を容易にするため、装置の構成は同図２に示した
如く機能別のブロックとしたが、実際はＤＳＰ等のデジ
タル処理回路にて置換し得るものである。又、同様の理
由から以降の説明及び波形図面についてもアナログ信号
波形に模して説明する。各ＰＮ復調部の動作をＰＮ1 復
調部について説明すると、先ず、相関器１５はデジタル
変換された拡散信号とメモリに記憶したＰＮ系列ＰＮ1
との乗算を行うことによって両者の相関値を求める、所
謂マッチドフィルタ方式の相関器が一般的であり、この
相関器出力は９３ビット（９３段）の二つのメモリレジ
スタ（シフトレジスタ）に入力されるが、上述した如く
入力方向を互いに逆方向にしている。

【００１４】即ち、図３に示すように一方のメモリレジ
スタ１７にはセル番号１から入力するのに対し、他方の
メモリレジスタ１８にはセル番号９３から入力し、９３
個のセルにクロック発振器４７から供給される２７．９
ｋＨｚのクロック信号に基づいて相関器出力を逐次書き
込む。この結果、前記メモリレジスタ１７には前記Ｒ(
τ) が、また他方のメモリレジスタ１８にはＲ(-τ) が
夫々メモリされ、両メモリ内容を後述するタイミング抽
出器４２からのタイミングパルスに基づいて加算器にて
合成加算した後、第三のメモリレジスタ２０に移し代え
る。この第三のメモリレジスタの内容は前記式（４）に
示したφ( τ) に該当するもので、その波形は前記図１
（ｄ）に表記したものとなり、２乗回路２１にて振幅を
強調すると共に、負値を正値に反転して同図１（ｅ）に
示す波形φ²(τ) を得る。尚、前記２乗回路２１、３１
は絶対値回路であってもよく、このときは前記（ｅ）の
波形は｜φ( τ) | となる。また、ＰＮ0 復調部につい
ては基準信号がＰＮ0 に置換されるだけで、他の動作、
構成は上記説明と全く同一である。上記処理過程を更に
詳細に説明する。

【００１５】図４は前記図３に示したメモリレジスタに
記憶した値を図示したもので、横軸の数値はメモリレジ
スタのメモリセル番号、縦軸は夫々のサンプリング点に
於ける相関出力のレベルを示したものである。同図の
（ａ）はメモリレジスタ１７に時間軸に正方向に記憶し
たもので、左から順にサンプリングした相関値出力
ｘ₁、ｘ₂ 、ｘ₃ ・・・を当該メモリレジスタ１７の第
１セル、第２セル、第３セル・・・に順次入力されてい
る。また（ｂ）はメモリレジスタ１８に見掛け上時間軸
に対し負の方向に記憶したもので、一方のメモリの第１
セルと他方のセルの第９３セル、また第２セルと第９２
セル、更に第３セルと第９１セル・・・の如く互いに加
算し第三のメモリレジスタ２０に記憶すると、同図
（ｄ）の波形に該当する信号が得られる。これは前記図
１（ｅ）に示したもの、即ちφ²(τ) となり、上述した
ようにピーク位置に立てた軸に関し左右対称な波形が得
られる。尚、同図４（ｃ）のタイミングパルスは各メモ
リレジスタの中央セル、この例では第４７セルの位置に
なるように、図示を省略した移相調整回路等によって調
整する。

【００１６】次に前記タイミングパルス抽出について図
５を参照しつつ説明する。即ち、同図５（ａ）、（ｂ）
はＰＮ1 復調部とＰＮ0 復調部夫々の相関器出力で、そ
の２乗回路出力は（ｃ）、（ｄ）となる。この例では、
デ−タとして ”１”、”１”、”０”が送信された場
合を例示したもので、前記二つの２乗出力を加算したも
のが（ｅ）となり、この波形信号から通過帯域中心周波
数が３００Ｈｚのバンドパスフィルタを介して（ｆ）デ
−タ伝送周期をもつ略正弦波に近い信号が抽出される。
そこで、この信号に基づき、例えば負から正に変化する
ゼロクロス点にて（ｇ）に示すタイミングパルスを発生
し、上述したようにメモリレジスタの中央セル付近に調
整したのち、このタイミングにて上述した二つのメモリ
レジスタ１７と１８及び２７と２８の夫々のメモリセル
同士の加算を実行する。このときの二つのメモリレジス
タ同士の加算の様子は前記図１、図３及び図４にて説明
した通りであって、夫々のＰＮ復調部の２乗回路２１、
３１の出力には左右対称な疑似相関波形が得られ、デ−
タ復調部ＤＤの比較器４５に於いて両者のレベルの比較
を実行し、ＰＮ1 の方のレベルが大きいときは正の信号
波形を、またＰＮ0 の方が大きいときは負レベルの信号
波形を出力すると共に、処理回路

【００１７】４６では、タイミング抽出器４４から供給
するタイミングパルス、これは図５（ｇ）に示したもの
と同じものに基づいてデ−タビット値を判定し、図５
（ｉ）に示す如く ”１””１””０”とデ−タの復調
を行う。なお、この例ではタイミング抽出器を４２、４
４と二つ具えたのは、先ず、タイミング抽出部ＴＤにて
大まかな同期点を求め、これによってφ( τ) を算出し
た後、伝送路の歪みを補正した該信号φ( τ) により一
層正確な同期点を抽出し、二つの相関値を比較せんとし
たものであるが、デ−タ復調部のタイミング信号に、第
一のタイミング抽出器４２の出力を使用しても構わな
い。なお、この場合はデ−タ復調部の加算器４３とタイ
ミング抽出器４４は不要となるが、処理回路４６に供給
するタイミングパルスが正確に同期点に位置するよう、
若干の移相補正が必要となろう。以上のように構成し、
且動作させれば発明の概要にて説明した如く、Ｒ( τ)
とＲ(-τ) が求まり、両者を加算し、更にその信号から
同期点に疑似的な相関ピークをもった信号を作出するこ
とができ、デ−タの復調或は同期タイミングの抽出等が
可能となる。上記具体的例は本発明の実施例の一つに過
ぎず、この例に限定することなく種々変形が可能である
こと当然である。例えば、前記クロック発振器４７とタ
イミング抽出器４２の出力パルスとは特別に同期を考慮
しない場合を例示したが、これに限らずタイミング抽出
器の出力３００Ｈｚのパルス信号に前記クロック発振器
のクロック信号を同期させれば、メモリレジスタへの書
き込み、加算等の演算が容易になる。

【００１８】

【発明の効果】本発明は以上説明したように、スペクト
ラム拡散信号を復調する際に各相関器の出力信号伝送路
による歪を補正し、所定の位置に相関ピークを生ずるよ
うにしたので、伝送路の伝送特性に大きな遅延偏差及び
振幅偏差が生じて相関器の出力信号が大きく歪む場合で
あっても正確に元の情報データを得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】（ａ）乃至（ｅ）は本発明の原理を説明するた
めの信号波形図である。

【図２】本発明を実施するためのスペクトラム拡散信号
変復調装置の一実施例をを示すブロック図である。

【図３】同実施例の部分的動作を説明するための図であ
る。

【図４】（ａ）乃至（ｄ）は上記実施例の動作を説明す
るための信号波形図である。

【図５】（ａ）乃至（ｉ）は図４と同様に上記実施例の
動作を説明するための信号波形図である。

【図６】従来の直接拡散通信方法を説明するための装置
構成ブロック図である。

【図７】（ａ）（ｂ）は従来の直接拡散通信方法を説明
するための信号波形図である。

【図８】従来の改良された拡散通信装置のブロック構成
図である。

【図９】従来の改良された拡散通信装置の信号波形図で
ある。

【符号の説明】

１、２…ＰＮ系列発生器３、４…スイッチ７…同期化回路８…タイミング発生器９…伝送線路１５、２５…相関器１６、２６…ＰＮ系列発生器１７、１８、２０、２７、２８、３０…メモリレジスタ２１、２２、３１、３２…２乗回路１９、２９、４１、４３…加算器４５…比較器４２、４４…タイミング抽出器４６…処理回路４７…クロック発振器４８…制御回路Ｔ…変調装置Ｒ…復調装置

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】スペクトラム拡散変調された信号から相関
値を抽出する際に、変調側ＰＮ系列と同一のＰＮ系列を
使用して逆拡散した一周期分以上の信号波形と、該信号
波形の時間軸上の所定位置に関し左右対称な波形とを合
成することによって、前記対称軸とした点に疑似的な相
関ピークを形成したことを特徴とする拡散信号の相関値
抽出方法。
【請求項２】スペクトラム拡散変調された信号から相関
値を抽出する際に、変調側ＰＮ系列と同一のＰＮ系列を
使用して逆拡散した信号を正方向にメモリする第一の所
定長のメモリレジスタと、同様に逆拡散した前記信号を
逆方向にメモリする第二の所定長のメモリレジスタとを
具え、所定のタイミングにて前記二つのメモリレジスタ
の内容を加算し、該加算信号から相関値を求めたことを
特徴とする拡散信号の相関値抽出方法。
【請求項３】スペクトラム拡散変調された信号から相関
値を抽出する際に、変調側ＰＮ系列と同一のＰＮ系列を
使用して逆拡散した信号を正方向にメモリする第一の所
定長のメモリレジスタと、同様に逆拡散した前記信号を
逆方向にメモリする第二の所定長のメモリレジスタとを
具え、所定のタイミングにて前記二つのメモリレジスタ
の内容を加算し、該加算信号から送受ＰＮ系列の同期タ
イミングを求めたことを特徴とする拡散信号の相関値抽
出方法。
【請求項４】前記スペクトラム拡散信号が伝送すべき情
報データの状態値に対応して互いに周期長が等しく相関
値が小さい複数のＰＮ系列の何れかを出力するよう変調
されたものである場合に於いて、変調側ＰＮ系列と同一
のＰＮ系列を使用して夫々逆拡散した信号を自乗し又は
絶対値を求めた後加算した信号からデ−タの伝送周期を
抽出すると共に、前記夫々の逆拡散信号を正方向にメモ
リする所定長の正方向メモリレジスタと、同様に逆拡散
した前記信号を逆方向にメモリする所定長の逆方向メモ
リレジスタとを具え、前記抽出した所定のタイミングに
て夫々の逆拡散信号の正逆二つのメモリレジスタの内容
を加算し、該加算信号から相関値を求めたことを特徴と
する請求項１記載の拡散信号の相関値抽出方法。
【請求項５】前記スペクトラム拡散信号が伝送すべき情
報データの状態値に対応して互いに周期長が等しく相関
値が小さい複数のＰＮ系列の何れかを出力するよう変調
されたものである場合に於いて、変調側ＰＮ系列と同一
のＰＮ系列を使用して夫々逆拡散した信号を自乗し又は
絶対値を求めた後加算した信号からデ−タの伝送周期を
抽出すると共に、前記夫々の逆拡散信号を正方向にメモ
リする所定長の正方向メモリレジスタと、同様に逆拡散
した前記信号を逆方向にメモリする所定長の逆方向メモ
リレジスタとを具え、前記抽出した所定のタイミングに
て夫々の逆拡散信号の正逆二つのメモリレジスタの内容
を加算し、該加算信号から両相関値レベルの比較タイミ
ングを求めたことを特徴とする請求項１記載の拡散信号
の相関値抽出方法。【０００１】