JP2843457B2 - デジタルビーム形成ネットワーク及びデジタルビーム形成方法 - Google Patents
デジタルビーム形成ネットワーク及びデジタルビーム形成方法Info
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- JP2843457B2 JP2843457B2 JP3341448A JP34144891A JP2843457B2 JP 2843457 B2 JP2843457 B2 JP 2843457B2 JP 3341448 A JP3341448 A JP 3341448A JP 34144891 A JP34144891 A JP 34144891A JP 2843457 B2 JP2843457 B2 JP 2843457B2
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- digital
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- signal
- quadrature
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アンテナアレイに接続
して使用されるビーム形成ネットワークに関する。より
詳細には、本発明はデジタルビーム形成ネットワークに
関する。
して使用されるビーム形成ネットワークに関する。より
詳細には、本発明はデジタルビーム形成ネットワークに
関する。
【０００２】以下、実施例を参照して本発明を記載する
が、本発明はその実施例に限定されない。当業者は、本
発明の要旨の範囲内で追加の実施例を認識できるであろ
う。
が、本発明はその実施例に限定されない。当業者は、本
発明の要旨の範囲内で追加の実施例を認識できるであろ
う。
【０００３】
【従来の技術】デジタル技術が発展する以前、レーダー
又は通信アンテナアレイに入射する波面に応答するビー
ム形成は、アナログ領域で行われていた。アナログビー
ム形成システムでは、信号は、高周波（ＲＦ）マイクロ
ウェーブネットワーク或いは受信機内の中間波（ＩＦ）
で操作されている。効果的なアナログビーム形成案はバ
トラー（Ｂｕｔｌｅｒ）或いはブリス（Ｂｌｉｓｓ）ネ
ットワークを利用していた。早期のアナログビーム形成
について改良が要請されていたにも、より効果的なアナ
ログネットワークの性能は抵抗性の損失、重大な耐性及
び多重送信の容量不足によって阻まれていた。これらの
制限に鑑みて、デジタル研究の開発に尽力が費やされて
きた。
又は通信アンテナアレイに入射する波面に応答するビー
ム形成は、アナログ領域で行われていた。アナログビー
ム形成システムでは、信号は、高周波（ＲＦ）マイクロ
ウェーブネットワーク或いは受信機内の中間波（ＩＦ）
で操作されている。効果的なアナログビーム形成案はバ
トラー（Ｂｕｔｌｅｒ）或いはブリス（Ｂｌｉｓｓ）ネ
ットワークを利用していた。早期のアナログビーム形成
について改良が要請されていたにも、より効果的なアナ
ログネットワークの性能は抵抗性の損失、重大な耐性及
び多重送信の容量不足によって阻まれていた。これらの
制限に鑑みて、デジタル研究の開発に尽力が費やされて
きた。
【０００４】デジタルビーム形成システムにおける動作
は、ビームを形成するために、特別な目的のデジタルプ
ロセッサ内で行われるデジタル化されたベースバンドの
同位相（Ｉ）、及び、直角位相（Ｑ）の信号に対してな
される。デジタルビーム形成技術を使用するある種のレ
ーダー及び通信アンテナとして、信号クラッタ或いは固
有のジャミングにもかかわらず正確さを維持するために
広いダイナミックレンジを持つビーム形成ネットワーク
が要求される。この最小ダイナミックレンジの要求は、
現在、すくなくとも７ビットの分解能を有する典型的な
アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器の利用を必要とす
る。更に、多くの従来のデジタルビーム形成システムは
分離型のＡ／Ｄ変換器を採用しており、受信アレイ内の
各素子で結合されたＩ及びＱ信号を処理する。
は、ビームを形成するために、特別な目的のデジタルプ
ロセッサ内で行われるデジタル化されたベースバンドの
同位相（Ｉ）、及び、直角位相（Ｑ）の信号に対してな
される。デジタルビーム形成技術を使用するある種のレ
ーダー及び通信アンテナとして、信号クラッタ或いは固
有のジャミングにもかかわらず正確さを維持するために
広いダイナミックレンジを持つビーム形成ネットワーク
が要求される。この最小ダイナミックレンジの要求は、
現在、すくなくとも７ビットの分解能を有する典型的な
アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器の利用を必要とす
る。更に、多くの従来のデジタルビーム形成システムは
分離型のＡ／Ｄ変換器を採用しており、受信アレイ内の
各素子で結合されたＩ及びＱ信号を処理する。
【０００５】Ａ／Ｄ変換器の上記のような大規模な使用
は、電力要求、重量及びネットワークの複雑さを増加す
る。宇宙開発に対し、これらの各パラメータの大きさの
減少は、最適設計と同等である。
は、電力要求、重量及びネットワークの複雑さを増加す
る。宇宙開発に対し、これらの各パラメータの大きさの
減少は、最適設計と同等である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】そこで、最小数のＡ／
Ｄ変換器を採用するデジタルビーム形成ネットワークに
関する技術において、理想的には、各変換器が最小ビッ
トサイズであるような要求が存在する。
Ｄ変換器を採用するデジタルビーム形成ネットワークに
関する技術において、理想的には、各変換器が最小ビッ
トサイズであるような要求が存在する。
【０００７】少ない数、小規模のＡ／Ｄ変換器を利用す
るより効果的なデジタルビーム形成装置に対する技術へ
の要求は、本発明の改良されたデジタルビーム形成ネッ
トワークにより達成される。
るより効果的なデジタルビーム形成装置に対する技術へ
の要求は、本発明の改良されたデジタルビーム形成ネッ
トワークにより達成される。
【０００８】
【課題を解決するための手段、作用及び効果】本発明の
ネットワークは、Ｎ個の入力信号の組に応答して出力ビ
ームを発生することで処理される。入力信号の組は、Ｎ
個の素子を有するアンテナアレイによって提供され、該
アンテナアレイ上に第１搬送波周波数の電磁波面を入射
させる。より一般的には、本発明は入力信号のダイナミ
ックレンジを制限するための回路を含む。該範囲が制限
された入力信号は、ここで、デジタル化され、従来の態
様における出力ビームを形成して使用される。
ネットワークは、Ｎ個の入力信号の組に応答して出力ビ
ームを発生することで処理される。入力信号の組は、Ｎ
個の素子を有するアンテナアレイによって提供され、該
アンテナアレイ上に第１搬送波周波数の電磁波面を入射
させる。より一般的には、本発明は入力信号のダイナミ
ックレンジを制限するための回路を含む。該範囲が制限
された入力信号は、ここで、デジタル化され、従来の態
様における出力ビームを形成して使用される。
【０００９】詳細な実施例において、本発明はＮ個の直
交電圧波形の組を発生する直交符号器回路を含む。バイ
フェーズ変調器の組は、直交電圧波形の１つに応答して
各入力信号の位相を変調し、それによって、入力信号が
変調されたＮ個の位相の組を発生する。Ｎ個の位相の変
調された入力信号は、加算器内で結合されて、合成入力
信号を形成する。本発明のネットワークは、更に、合成
入力信号に応答してＩＦ入力信号を発生する周波数逓降
変換ミクサを含む。
交電圧波形の組を発生する直交符号器回路を含む。バイ
フェーズ変調器の組は、直交電圧波形の１つに応答して
各入力信号の位相を変調し、それによって、入力信号が
変調されたＮ個の位相の組を発生する。Ｎ個の位相の変
調された入力信号は、加算器内で結合されて、合成入力
信号を形成する。本発明のネットワークは、更に、合成
入力信号に応答してＩＦ入力信号を発生する周波数逓降
変換ミクサを含む。
【００１０】ここで、ＩＦ入力信号は、Ｉ／Ｑ分離ネッ
トワークによってベースバンド同位相成分と直角位相成
分とに分離される。ここで、Ａ／Ｄ変換器の対は、入力
信号の同位相成分と直角位相成分をサンプリングする。
直交符号器回路に結合された復号器は、デジタル同位相
及び直角位相信号に応答して復号されたデジタル同位相
信号及び復号されたデジタル直角位相信号を供給する。
本発明は、復号された同位相及び直角位相信号を利用す
ることによって、出力ビームを発生するデジタルビーム
形成器を更に含む。
トワークによってベースバンド同位相成分と直角位相成
分とに分離される。ここで、Ａ／Ｄ変換器の対は、入力
信号の同位相成分と直角位相成分をサンプリングする。
直交符号器回路に結合された復号器は、デジタル同位相
及び直角位相信号に応答して復号されたデジタル同位相
信号及び復号されたデジタル直角位相信号を供給する。
本発明は、復号された同位相及び直角位相信号を利用す
ることによって、出力ビームを発生するデジタルビーム
形成器を更に含む。
【００１１】
【実施例】図１は、本発明のデジタルビーム形成ネット
ワークの簡易化された実施例を示すブロック図である。
ビーム形成ネットワーク１０は、Ｍ個の入力信号ライン
１２上のＭ個の入力信号の組を、Ｍ個の素子１６を有す
る受信アンテナアレイ１４から受け取る。ライン１２上
の入力信号は、受信アレイ１４上に入射した電磁波面に
よって発生し、共通の高周波数の搬送波（例えば、マイ
クロウェーブ）を分配する（Ｓｈａｒｅ）。本発明ネッ
トワーク１０は、ライン１２上に加えられた高周波数の
入力信号に応答して１個以上の電磁ビームＢを発生させ
る。ここで、ビームＢは、例えば、デジタル処理ネット
ワーク（図示しない）に導かれても良い。
ワークの簡易化された実施例を示すブロック図である。
ビーム形成ネットワーク１０は、Ｍ個の入力信号ライン
１２上のＭ個の入力信号の組を、Ｍ個の素子１６を有す
る受信アンテナアレイ１４から受け取る。ライン１２上
の入力信号は、受信アレイ１４上に入射した電磁波面に
よって発生し、共通の高周波数の搬送波（例えば、マイ
クロウェーブ）を分配する（Ｓｈａｒｅ）。本発明ネッ
トワーク１０は、ライン１２上に加えられた高周波数の
入力信号に応答して１個以上の電磁ビームＢを発生させ
る。ここで、ビームＢは、例えば、デジタル処理ネット
ワーク（図示しない）に導かれても良い。
【００１２】従来の技術に記載したように、従来のビー
ム形成ネットワークで採用されるＡ／Ｄ）変換器は、そ
れによって処理される信号のダイナミックレンジの結果
として、相対的に多数のビットを必要とする。必要なダ
イナミックレンジは、最も大きいと予想される通信信号
又は割り込み信号と熱雑音フロア（ｆｌｏｏｒ）とのパ
ワーレベルの差に基づいて決定される。具体的には、４
０ｄＢのダイナミックレンジでは、約７から８ビットを
有するＡ／Ｄ変換器が要求される。このことを具体的に
説明する。熱雑音は振幅がいろいろあるが、熱雑音の最
小振幅レベルの平均を熱雑音フロアと称する。信号の真
のダイナミックレンジはその信号の最小振幅レベルと最
大振幅レベルの差であるが、熱雑音フロアよりも小さい
振幅を有するどのような信号も熱雑音で隠されてしま
う。Ａ／Ｄ変換では、熱雑音フロアよも大きい振幅を有
する部分を変換することのみが必要となる。従って、必
要なダイナミックレンジは、入力信号の最大振幅と熱雑
音フロアとの差になる。
ム形成ネットワークで採用されるＡ／Ｄ）変換器は、そ
れによって処理される信号のダイナミックレンジの結果
として、相対的に多数のビットを必要とする。必要なダ
イナミックレンジは、最も大きいと予想される通信信号
又は割り込み信号と熱雑音フロア（ｆｌｏｏｒ）とのパ
ワーレベルの差に基づいて決定される。具体的には、４
０ｄＢのダイナミックレンジでは、約７から８ビットを
有するＡ／Ｄ変換器が要求される。このことを具体的に
説明する。熱雑音は振幅がいろいろあるが、熱雑音の最
小振幅レベルの平均を熱雑音フロアと称する。信号の真
のダイナミックレンジはその信号の最小振幅レベルと最
大振幅レベルの差であるが、熱雑音フロアよりも小さい
振幅を有するどのような信号も熱雑音で隠されてしま
う。Ａ／Ｄ変換では、熱雑音フロアよも大きい振幅を有
する部分を変換することのみが必要となる。従って、必
要なダイナミックレンジは、入力信号の最大振幅と熱雑
音フロアとの差になる。
【００１３】以下、より充分に議論するが、発明のビー
ム形成ネットワーク１０は、雑音フロアを引き上げるた
めには、帯域制限された雑音をアレイ１４内で発生する
高周波数の入力信号内に注入する作用を有し、雑音フロ
アを引き上げることによりアナログ−デジタル変換過程
で必要とされるダイナミックレンジを減少する。ダイナ
ミックレンジの減少は、ネットワーク１０内のＡ／Ｄ変
換器により少ないビットを使用することができ、このこ
とは電力要求量、コスト及び複雑さを減少する。例え
ば、発明のビーム形成ネットワーク１０では、１〜３ビ
ットと同程度の少ないビットを有するＡ／Ｄ変換器でも
良い。注入された雑音は、充分に高い割合でサンプリン
グされることによって、アナログ−デジタル変換過程の
間に、信号バンド（帯域）内への折り返し雑音にならな
いようにほぼ除去される。
ム形成ネットワーク１０は、雑音フロアを引き上げるた
めには、帯域制限された雑音をアレイ１４内で発生する
高周波数の入力信号内に注入する作用を有し、雑音フロ
アを引き上げることによりアナログ−デジタル変換過程
で必要とされるダイナミックレンジを減少する。ダイナ
ミックレンジの減少は、ネットワーク１０内のＡ／Ｄ変
換器により少ないビットを使用することができ、このこ
とは電力要求量、コスト及び複雑さを減少する。例え
ば、発明のビーム形成ネットワーク１０では、１〜３ビ
ットと同程度の少ないビットを有するＡ／Ｄ変換器でも
良い。注入された雑音は、充分に高い割合でサンプリン
グされることによって、アナログ−デジタル変換過程の
間に、信号バンド（帯域）内への折り返し雑音にならな
いようにほぼ除去される。
【００１４】デジタルビーム形成ネットワーク１０は、
Ｍ個の低雑音増幅器１８の組を有していて、各増幅器１
８は信号ライン１２によりアレイ素子１６に結合されて
いる。増幅器１８の各々は、ライン１２上の入力信号の
搬送波周波数を中心とする通過帯域を有している。増幅
された高周波数の入力信号は、ここで、Ｍ個の増幅器出
力ライン２０の組を通じてＭ個の加算ネットワーク２２
の組へ伝送される。
Ｍ個の低雑音増幅器１８の組を有していて、各増幅器１
８は信号ライン１２によりアレイ素子１６に結合されて
いる。増幅器１８の各々は、ライン１２上の入力信号の
搬送波周波数を中心とする通過帯域を有している。増幅
された高周波数の入力信号は、ここで、Ｍ個の増幅器出
力ライン２０の組を通じてＭ個の加算ネットワーク２２
の組へ伝送される。
【００１５】各加算ネットワーク２２は、増幅器出力ラ
イン２０及びＭ個の雑音源２４の組の１つにより、動作
する。雑音源２４の各々は、雑音発生器２６及び帯域フ
ィルタ２８を含む。各フィルタ２８の通過帯域は、雑音
フロアを上げるのに望ましい程度、或いは、等価的に
は、ライン２０上にある増幅された入力信号によって広
げられた見かけ上のダイナミックレンジを減少するのに
望ましい程度、に応答して調整される。通過帯域の調整
は、システムが回路の所望の適用方法に依存して設計さ
れるときに行われる。換言すれば、通過帯域は、システ
ムが使用中であれば、ソフトウェアで調整可能である。
そこで、加算ネットワーク２２は、周波数逓降変換器入
力ライン３０上に増幅された入力信号及びバンドが制限
された雑音を送る。
イン２０及びＭ個の雑音源２４の組の１つにより、動作
する。雑音源２４の各々は、雑音発生器２６及び帯域フ
ィルタ２８を含む。各フィルタ２８の通過帯域は、雑音
フロアを上げるのに望ましい程度、或いは、等価的に
は、ライン２０上にある増幅された入力信号によって広
げられた見かけ上のダイナミックレンジを減少するのに
望ましい程度、に応答して調整される。通過帯域の調整
は、システムが回路の所望の適用方法に依存して設計さ
れるときに行われる。換言すれば、通過帯域は、システ
ムが使用中であれば、ソフトウェアで調整可能である。
そこで、加算ネットワーク２２は、周波数逓降変換器入
力ライン３０上に増幅された入力信号及びバンドが制限
された雑音を送る。
【００１６】それぞれがライン３０の１つに結合されて
いるＭ個の周波数逓降変換ミクサ３２の組は、Ｍ個の高
周波数の入力信号の組を、中間周波数（ＩＦ）を中心と
する信号の組に変換する。Ｍ個のローカルオシレータの
組は、ミクサ３２に参照周波数を供給する。ＩＦ信号
は、ミクサ出力ライン３６に加えられ、Ｍ個の変換モジ
ュール３８の組に伝送される。各モジュール３８は、Ｉ
Ｆ信号を同位相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）のベースバン
ド成分に変換する回路を含む。ここで、各変換モジュー
ル３８内のＡ／Ｄ変換器の対は、所定の割合で各々をサ
ンプリングすることによってＩ及びＱの成分をデジタル
化する。サンプリングされたＩ及びＱ成分によって占め
られるデジタル周波数のスペクトル内に注入される雑音
のナイキスト型の折り返し雑音を避けるために、サンプ
リングレートは、注入された雑音のバンド幅の少なくと
も２倍の大きさとして選択される。例えば、１ＭＨｚ雑
音を設定する帯域フィルタ２８では、折り返し雑音を防
止するために、約２Ｍサンプル／秒を実行するＡ／Ｄ変
換器が必要となるであろう。ここで、ナイキスト周波数
は原信号周波数の２倍の周波数をいうので、ナイキスト
型の折り返し雑音とは、原信号周波数の２倍の周波数を
有する折り返し雑音をいう。従って、上記のように、サ
ンプリングレートも注入された雑音のバンド幅の少なく
とも２倍とすることにより、ナイキスト型の折り返し雑
音を除去できる。
いるＭ個の周波数逓降変換ミクサ３２の組は、Ｍ個の高
周波数の入力信号の組を、中間周波数（ＩＦ）を中心と
する信号の組に変換する。Ｍ個のローカルオシレータの
組は、ミクサ３２に参照周波数を供給する。ＩＦ信号
は、ミクサ出力ライン３６に加えられ、Ｍ個の変換モジ
ュール３８の組に伝送される。各モジュール３８は、Ｉ
Ｆ信号を同位相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）のベースバン
ド成分に変換する回路を含む。ここで、各変換モジュー
ル３８内のＡ／Ｄ変換器の対は、所定の割合で各々をサ
ンプリングすることによってＩ及びＱの成分をデジタル
化する。サンプリングされたＩ及びＱ成分によって占め
られるデジタル周波数のスペクトル内に注入される雑音
のナイキスト型の折り返し雑音を避けるために、サンプ
リングレートは、注入された雑音のバンド幅の少なくと
も２倍の大きさとして選択される。例えば、１ＭＨｚ雑
音を設定する帯域フィルタ２８では、折り返し雑音を防
止するために、約２Ｍサンプル／秒を実行するＡ／Ｄ変
換器が必要となるであろう。ここで、ナイキスト周波数
は原信号周波数の２倍の周波数をいうので、ナイキスト
型の折り返し雑音とは、原信号周波数の２倍の周波数を
有する折り返し雑音をいう。従って、上記のように、サ
ンプリングレートも注入された雑音のバンド幅の少なく
とも２倍とすることにより、ナイキスト型の折り返し雑
音を除去できる。
【００１７】サンプリングされたＩ及びＱ成分は、変換
モジュール出力ライン４２及び４４の対を介してデジタ
ルビーム形成器４０に供給される。ビーム形成器４０
は、サンプリングされたＩ及びＱ成分を数学的に取り扱
う特別な目的のデジタルプロセッサを、典型的に含む。
よく知られているように、各プロセッサのクロック周期
の間に、サンプリングされたＩ及びＱ成分は処理され
て、１つ以上のビームＢを形成する。また、ビーム形成
器４０は、フィルタ２８の通過帯域と一致するストップ
バンドを有するデジタルバンド阻止フィルタを含んでも
良い。ナイキストレート以上のサンプリングにも拘らず
ビームＢ内に注入された雑音がビームＢに侵入すること
を避けるためにデジタルバンド阻止フィルタを採用して
も良い。
モジュール出力ライン４２及び４４の対を介してデジタ
ルビーム形成器４０に供給される。ビーム形成器４０
は、サンプリングされたＩ及びＱ成分を数学的に取り扱
う特別な目的のデジタルプロセッサを、典型的に含む。
よく知られているように、各プロセッサのクロック周期
の間に、サンプリングされたＩ及びＱ成分は処理され
て、１つ以上のビームＢを形成する。また、ビーム形成
器４０は、フィルタ２８の通過帯域と一致するストップ
バンドを有するデジタルバンド阻止フィルタを含んでも
良い。ナイキストレート以上のサンプリングにも拘らず
ビームＢ内に注入された雑音がビームＢに侵入すること
を避けるためにデジタルバンド阻止フィルタを採用して
も良い。
【００１８】上記のように、発明のビーム形成ネットワ
ーク１０は、一時的に、帯域制限された雑音を、受信ア
レイの素子内で発生する信号に注入する作用を有し、こ
の雑音注入によって、Ａ／Ｄ変換過程において要求され
るビット数が減少する。この理由を簡単に述べる。注入
される雑音は、疑似ランダム数と類似するデジタルコー
ドの形式である。そのコードは、バイフェーズ変調器及
び復号器の両者に供給され、Ａ／Ｄ変換の前にバイフェ
ーズ変調器によって付加されたコードは、Ａ／Ｄ変換後
に復号器によって除去可能である。従って、本発明のノ
イズの注入、変換及び除去によれば、分解能を犠牲にす
ることなく７〜８ビットのＡ／Ｄ変換器に代えて１〜３
ビットと同程度の少ないビットのＡ／Ｄ変換器を使用可
能にし、サンプリングレートが充分増加する。
ーク１０は、一時的に、帯域制限された雑音を、受信ア
レイの素子内で発生する信号に注入する作用を有し、こ
の雑音注入によって、Ａ／Ｄ変換過程において要求され
るビット数が減少する。この理由を簡単に述べる。注入
される雑音は、疑似ランダム数と類似するデジタルコー
ドの形式である。そのコードは、バイフェーズ変調器及
び復号器の両者に供給され、Ａ／Ｄ変換の前にバイフェ
ーズ変調器によって付加されたコードは、Ａ／Ｄ変換後
に復号器によって除去可能である。従って、本発明のノ
イズの注入、変換及び除去によれば、分解能を犠牲にす
ることなく７〜８ビットのＡ／Ｄ変換器に代えて１〜３
ビットと同程度の少ないビットのＡ／Ｄ変換器を使用可
能にし、サンプリングレートが充分増加する。
【００１９】図２は、本発明のデジタルビーム形成ネッ
トワーク１００の好ましい実施例を示すブロック図であ
る。ネットワーク１００は、受信アンテナアレイ１１０
内で発生する信号により、電磁波面による照度下で、動
作する。受信アレイ１１０は、Ｎ個のアンテナアレイを
含む。図２は、第１、第２、第３及び第４素子１１２、
１１４、１１６及び１１８と同様に最後の１つ前及び最
後の素子Ｎ−１、Ｎを明瞭に示す。第１から第４素子１
１２〜１１８は、第１ビーム形成サブネットワーク１２
０に結合されている。図２の実施例において、発明のビ
ーム形成ネットワーク１００は、デジタルビーム形成１
３０を共に供給するＮ／４サブネットワークを含む。本
発明の教示はほぼ際限のない受信アレイ素子に結合され
るサブネットワークに拡張され、明瞭にするために４つ
のチャンネルのみを有するサブネットワーク１２０が選
択されている。
トワーク１００の好ましい実施例を示すブロック図であ
る。ネットワーク１００は、受信アンテナアレイ１１０
内で発生する信号により、電磁波面による照度下で、動
作する。受信アレイ１１０は、Ｎ個のアンテナアレイを
含む。図２は、第１、第２、第３及び第４素子１１２、
１１４、１１６及び１１８と同様に最後の１つ前及び最
後の素子Ｎ−１、Ｎを明瞭に示す。第１から第４素子１
１２〜１１８は、第１ビーム形成サブネットワーク１２
０に結合されている。図２の実施例において、発明のビ
ーム形成ネットワーク１００は、デジタルビーム形成１
３０を共に供給するＮ／４サブネットワークを含む。本
発明の教示はほぼ際限のない受信アレイ素子に結合され
るサブネットワークに拡張され、明瞭にするために４つ
のチャンネルのみを有するサブネットワーク１２０が選
択されている。
【００２０】サブネットワーク１２０は、第１、第２、
第３及び第４アレイ素子１１２〜１１８により発生され
た第１、第２、第３及び第４入力信号を第１、第２、第
３及び第４入力信号ライン１３２〜１３８上で受け取
る。再び、各入力信号の周波数は、アレイ１１０上に入
射された波面の周波数と等しい高周波数の搬送波（例え
ば、マイクロウェーブ）を中心とする。この場合におい
て、通常、アレイは通信衛星上に配置され、アンテナに
入射する波面はほぼ一定の搬送波周波数を有する。各入
力信号ラインの信号はアンテナアレイから受け取った信
号であり、それが故に、入射波面と同じ搬送波周波数を
有する。サブネットワーク１２０は、第１、第２、第３
及び第４入力信号に結合されたサンプリングされた同位
相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分をビーム形成器１３０
に供給する作用を有する。ビーム形成器１３０は、一般
的に、特別な目的用のデジタルプロセッサを含み、本発
明のネットワーク１００内のＮ／４サブネットワークの
各々からのサンプリングされたＩ／Ｑ信号を操作する。
ビーム形成器は、従来、それに供給されるＩ／Ｑ信号に
応答して１又はそれ以上のビームＢを合成する。各ビー
ムと結合された情報は、ここで、更なるデジタル処理の
ために、独立したプロセッサ（図示しない）に導かれて
も良い。
第３及び第４アレイ素子１１２〜１１８により発生され
た第１、第２、第３及び第４入力信号を第１、第２、第
３及び第４入力信号ライン１３２〜１３８上で受け取
る。再び、各入力信号の周波数は、アレイ１１０上に入
射された波面の周波数と等しい高周波数の搬送波（例え
ば、マイクロウェーブ）を中心とする。この場合におい
て、通常、アレイは通信衛星上に配置され、アンテナに
入射する波面はほぼ一定の搬送波周波数を有する。各入
力信号ラインの信号はアンテナアレイから受け取った信
号であり、それが故に、入射波面と同じ搬送波周波数を
有する。サブネットワーク１２０は、第１、第２、第３
及び第４入力信号に結合されたサンプリングされた同位
相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分をビーム形成器１３０
に供給する作用を有する。ビーム形成器１３０は、一般
的に、特別な目的用のデジタルプロセッサを含み、本発
明のネットワーク１００内のＮ／４サブネットワークの
各々からのサンプリングされたＩ／Ｑ信号を操作する。
ビーム形成器は、従来、それに供給されるＩ／Ｑ信号に
応答して１又はそれ以上のビームＢを合成する。各ビー
ムと結合された情報は、ここで、更なるデジタル処理の
ために、独立したプロセッサ（図示しない）に導かれて
も良い。
【００２１】以下でより充分に議論するが、要求される
Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを減少する手段とし
て雑音注入を利用する原理は、図２の好ましい実施例に
おいても遂行される。しかしながら、図１を参照して記
載されるような補助的な帯域制限された雑音源は、一般
的に、図２の発明ネットワークでは必要とされないと考
えられる。更に、必要なＡ／Ｄダイナミックレンジの減
少は４チャンネルの符号分割多重化によって各サブネッ
トワーク内で達成され、それによって各チャンネルの雑
音フロアが残りの３つのチャンネルに存在する信号によ
って引き上げられる。具体的には、符号器からのコード
を入力信号に混合すること、すなわち、既知の疑似ラン
ダム数列を信号に注入することによって、雑音が各チャ
ンネルに注入される。この信号はこれからデジタル信号
に変換されて、既知のコード列が復号器で除去される。
このことが必要なＡ／Ｄダイナミックレンジの減少に効
果がある。
Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを減少する手段とし
て雑音注入を利用する原理は、図２の好ましい実施例に
おいても遂行される。しかしながら、図１を参照して記
載されるような補助的な帯域制限された雑音源は、一般
的に、図２の発明ネットワークでは必要とされないと考
えられる。更に、必要なＡ／Ｄダイナミックレンジの減
少は４チャンネルの符号分割多重化によって各サブネッ
トワーク内で達成され、それによって各チャンネルの雑
音フロアが残りの３つのチャンネルに存在する信号によ
って引き上げられる。具体的には、符号器からのコード
を入力信号に混合すること、すなわち、既知の疑似ラン
ダム数列を信号に注入することによって、雑音が各チャ
ンネルに注入される。この信号はこれからデジタル信号
に変換されて、既知のコード列が復号器で除去される。
このことが必要なＡ／Ｄダイナミックレンジの減少に効
果がある。
【００２２】図２に示すように、第１、第２、第３及び
第４入力信号は、第１、第２、第３及び第４低雑音増幅
器（ＬＮＡ’ｓ）１４２、１４４、１４６、１４８を操
作する。低雑音増幅器１４２〜１４８は、典型的に、高
周波搬送波を中心として、それとほぼ等しい周波数通過
帯域を有していて、第１、第２、第３及び第４の増幅さ
れた入力信号を第１、第２、第３及び第４増幅出力ライ
ン１５２〜１５８上に加えるために配置される。増幅さ
れた入力信号の各々の周波数スペクトルは、帯域フィル
タ（図示しない）を低雑音増幅器に結合することによっ
て、更に制限されても良い。
第４入力信号は、第１、第２、第３及び第４低雑音増幅
器（ＬＮＡ’ｓ）１４２、１４４、１４６、１４８を操
作する。低雑音増幅器１４２〜１４８は、典型的に、高
周波搬送波を中心として、それとほぼ等しい周波数通過
帯域を有していて、第１、第２、第３及び第４の増幅さ
れた入力信号を第１、第２、第３及び第４増幅出力ライ
ン１５２〜１５８上に加えるために配置される。増幅さ
れた入力信号の各々の周波数スペクトルは、帯域フィル
タ（図示しない）を低雑音増幅器に結合することによっ
て、更に制限されても良い。
【００２３】増幅器出力ライン１５２〜１５８の各々
は、第１、第２、第３及び第４のバイフェーズ変調器１
６２、１６４、１６６、１６８の第１ポートを供給す
る。バイフェーズ変調器１６２〜１６８の第２ポート
は、第１、第２、第３及び第４位相制御ライン１７２〜
１７８を介して、符号分割多重送信符号器１７０（エン
コーダ）に結合されている。符号器１７０は、４つの直
交電圧波形をバイフェーズ変調器１６２〜１６８に４つ
の位相制御ライン１７２〜１７８を介して供給する作用
を有する。符号器１７０は、既知のクロックレートで作
用し、各クロックサイクルの間、ラインの各々上の＋１
又は−１の規格化された電圧のどちらかを変調器１６２
〜１６８に加える。例えば、次の直交電圧方形波の組
は、バイフェーズ変調器１６２〜１６８に、特別な４ク
ロックサイクルインターバルを通じて送っても良い。
は、第１、第２、第３及び第４のバイフェーズ変調器１
６２、１６４、１６６、１６８の第１ポートを供給す
る。バイフェーズ変調器１６２〜１６８の第２ポート
は、第１、第２、第３及び第４位相制御ライン１７２〜
１７８を介して、符号分割多重送信符号器１７０（エン
コーダ）に結合されている。符号器１７０は、４つの直
交電圧波形をバイフェーズ変調器１６２〜１６８に４つ
の位相制御ライン１７２〜１７８を介して供給する作用
を有する。符号器１７０は、既知のクロックレートで作
用し、各クロックサイクルの間、ラインの各々上の＋１
又は−１の規格化された電圧のどちらかを変調器１６２
〜１６８に加える。例えば、次の直交電圧方形波の組
は、バイフェーズ変調器１６２〜１６８に、特別な４ク
ロックサイクルインターバルを通じて送っても良い。
【００２４】第１変調器への第１波形 ： １ １ １ −１第２変調器への第２波形 ： １ １ −１ １第３変調器への第３波形 ： １ −１ １ １第４変調器への第４波形 ：−１ １ １ １ライン１７２〜１７８上にある＋１の規格化電圧は、そ
れに結合された変調器１６２〜１６８を、結合されたラ
イン１５２〜１５８上にある増幅された入力信号の位相
をもとのままにしておくために誘導する。 その代わり
に、−１の規格化された電圧がライン１７２〜１７８の
１つ上に加えられている符号器１７０のクロックサイク
ルの間、それに結合された変調器１６２〜１６８は、結
合されたライン１５２〜１５８上にある増幅された信号
の位相を反転する。この態様において、バイフェーズ変
調器１６２〜１６８は、第１、第２、第３及び第４直角
位相変調信号を、バイフェーズ変調器出力ライン１８２
〜１８８上に加える。
れに結合された変調器１６２〜１６８を、結合されたラ
イン１５２〜１５８上にある増幅された入力信号の位相
をもとのままにしておくために誘導する。 その代わり
に、−１の規格化された電圧がライン１７２〜１７８の
１つ上に加えられている符号器１７０のクロックサイク
ルの間、それに結合された変調器１６２〜１６８は、結
合されたライン１５２〜１５８上にある増幅された信号
の位相を反転する。この態様において、バイフェーズ変
調器１６２〜１６８は、第１、第２、第３及び第４直角
位相変調信号を、バイフェーズ変調器出力ライン１８２
〜１８８上に加える。
【００２５】符号器１７０は、ライン１７２〜１８８に
よって伝送される直交電圧波形を発生するＴＴＬ方形波
回路を含む。符号器１７０のクロックレートは、ライン
１５２〜１５８で表される増幅された入力信号の周波数
バンド幅の合計の大きさと少なくとも同じ大きさとなる
ように選択される。このクロックレートの選択基準は、
より正確なＡ／Ｄ変換をするようなものである。例え
ば、もし各４つの低雑音増幅器１４２〜１４８（或い
は、それらに結合された帯域フィルタ）のバンド幅が１
ＭＨｚの場合は、符号器１７０が有し得る最小のクロッ
クレートは４ＭＨｚである。符号器１７０は、符号発生
器として、すぐ使えるものを購入しても良い。
よって伝送される直交電圧波形を発生するＴＴＬ方形波
回路を含む。符号器１７０のクロックレートは、ライン
１５２〜１５８で表される増幅された入力信号の周波数
バンド幅の合計の大きさと少なくとも同じ大きさとなる
ように選択される。このクロックレートの選択基準は、
より正確なＡ／Ｄ変換をするようなものである。例え
ば、もし各４つの低雑音増幅器１４２〜１４８（或い
は、それらに結合された帯域フィルタ）のバンド幅が１
ＭＨｚの場合は、符号器１７０が有し得る最小のクロッ
クレートは４ＭＨｚである。符号器１７０は、符号発生
器として、すぐ使えるものを購入しても良い。
【００２６】第１、第２、第３及び第４直角位相変調信
号は、４：１結合器１８０内で加算される。結合器１８
０は、入力信号が変調された複合位相を、それに結合さ
れた結合器出力ライン１８２上に加える。複合入力信号
は、ここで、出力ライン１８２に結合された周波数逓降
変換ミクサ１８４の第１ポートに供給される。ローカル
発振器１８６は、ミクサ１８４の第２ポートに接続され
ている。複合入力信号の搬送波周波数は分かっているの
で、ローカル発振器１８６の周波数は、複合入力信号の
搬送波が所望の中間周波数（ＩＦ）に変換されるように
選択される。この複合ＩＦ信号は、ここで、ミクサ出力
ライン１８８を介して、帯域フィルタ１９０に届けられ
る。フィルタ１９０の通過帯域は、ＩＦ周波数を中心と
する。
号は、４：１結合器１８０内で加算される。結合器１８
０は、入力信号が変調された複合位相を、それに結合さ
れた結合器出力ライン１８２上に加える。複合入力信号
は、ここで、出力ライン１８２に結合された周波数逓降
変換ミクサ１８４の第１ポートに供給される。ローカル
発振器１８６は、ミクサ１８４の第２ポートに接続され
ている。複合入力信号の搬送波周波数は分かっているの
で、ローカル発振器１８６の周波数は、複合入力信号の
搬送波が所望の中間周波数（ＩＦ）に変換されるように
選択される。この複合ＩＦ信号は、ここで、ミクサ出力
ライン１８８を介して、帯域フィルタ１９０に届けられ
る。フィルタ１９０の通過帯域は、ＩＦ周波数を中心と
する。
【００２７】帯域フィルタ１９０は、Ｉ／Ｑ分離ネット
ワーク１９２に、フィルタ出力ライン１９４を通じて結
合されている。Ｉ／Ｑ分離ネットワーク１９２は、従来
の複合ＩＦ信号を同位相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分
に変換する同期用ベースバンドミクサの組を含む。ネッ
トワーク１９２は、同位相成分を第１Ａ／Ｄ入力ライン
１９４上に加え、直角位相成分を第２Ａ／Ｄ入力ライン
１９６に加える。ここで、ライン１９４、１９６に接続
された第１及び第２Ａ／Ｄ変換器１９８、２００は、Ｉ
及びＱ成分を所定のサンプリングレートでサンプリング
し、サンプリングされたＩ成分を第１Ａ／Ｄ出力ライン
１９９上に送り、サンプリングされたＱ成分を第２Ａ／
Ｄ出力ライン２０１上に送る。上記より、本発明内に含
まれるサブネットワーク１２０では、単に２つのＡ／Ｄ
変換器のみが必要であることが明かであり、従来のデジ
タルビーム形成ネットワークでは、一般的に、各アンテ
ナアレイ素子に対してＡ／Ｄ変換器の対が必要である。
ワーク１９２に、フィルタ出力ライン１９４を通じて結
合されている。Ｉ／Ｑ分離ネットワーク１９２は、従来
の複合ＩＦ信号を同位相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分
に変換する同期用ベースバンドミクサの組を含む。ネッ
トワーク１９２は、同位相成分を第１Ａ／Ｄ入力ライン
１９４上に加え、直角位相成分を第２Ａ／Ｄ入力ライン
１９６に加える。ここで、ライン１９４、１９６に接続
された第１及び第２Ａ／Ｄ変換器１９８、２００は、Ｉ
及びＱ成分を所定のサンプリングレートでサンプリング
し、サンプリングされたＩ成分を第１Ａ／Ｄ出力ライン
１９９上に送り、サンプリングされたＱ成分を第２Ａ／
Ｄ出力ライン２０１上に送る。上記より、本発明内に含
まれるサブネットワーク１２０では、単に２つのＡ／Ｄ
変換器のみが必要であることが明かであり、従来のデジ
タルビーム形成ネットワークでは、一般的に、各アンテ
ナアレイ素子に対してＡ／Ｄ変換器の対が必要である。
【００２８】最小のＡ／Ｄサンプリングレートは、ベー
スバンド信号を考慮して決定され、該信号からＩ及びＱ
成分が４つの符号が多重送信された信号の組であるとし
て得られ、各信号は、ライン１５２〜１５８上にある入
力信号のバンド幅の合計と等しい雑音バンド幅を有して
いる。例えば、もし各低雑音増幅器１４２〜１４８が約
１ＭＨｚのバンド幅を有しているのであれば、各符号が
多重送信されたベースバンド信号は、約４ＭＨｚのバン
ド幅を有するものとして取り扱われても良い。従って、
ナイキスト型折り返し雑音を避けるために、最小の理論
的に受け入れ可能なサンプリングレートは、８ＭＨｚで
あろうが、実際の動作においては、１０ＭＨｚのやや高
いレートが一般的に、利用されるであろう。このよう
に、本発明のネットワーク１００は、入力信号の３つを
使用することによってＡ／Ｄ変換器１９８及び２００の
各々の必須のダイナミックレンジを減少する作用を有
し、残りの入力信号に加わっている雑音フロアを上げ
る。この態様において、図１の簡易化された実施例の場
合におけるように、外部雑音源は、必要なＡ／Ｄ変換器
のダイナミックレンジを減少するために、利用される必
要がない。
スバンド信号を考慮して決定され、該信号からＩ及びＱ
成分が４つの符号が多重送信された信号の組であるとし
て得られ、各信号は、ライン１５２〜１５８上にある入
力信号のバンド幅の合計と等しい雑音バンド幅を有して
いる。例えば、もし各低雑音増幅器１４２〜１４８が約
１ＭＨｚのバンド幅を有しているのであれば、各符号が
多重送信されたベースバンド信号は、約４ＭＨｚのバン
ド幅を有するものとして取り扱われても良い。従って、
ナイキスト型折り返し雑音を避けるために、最小の理論
的に受け入れ可能なサンプリングレートは、８ＭＨｚで
あろうが、実際の動作においては、１０ＭＨｚのやや高
いレートが一般的に、利用されるであろう。このよう
に、本発明のネットワーク１００は、入力信号の３つを
使用することによってＡ／Ｄ変換器１９８及び２００の
各々の必須のダイナミックレンジを減少する作用を有
し、残りの入力信号に加わっている雑音フロアを上げ
る。この態様において、図１の簡易化された実施例の場
合におけるように、外部雑音源は、必要なＡ／Ｄ変換器
のダイナミックレンジを減少するために、利用される必
要がない。
【００２９】図２の実施例において、多重送信されたべ
ースバンドＩ及びＱ成分は、アナログ−デジタル変換に
続いて、復号器２０２（エンコーダ）によって分離され
る。復号器２０２は、相関器として使用される有限イン
パルス応答フィルタ（ＦＩＲ）である。該フィルタ（Ｆ
ＩＲ）の重み付けを変調された波形に合わせてセットす
ることにより、このＦＩＲは相関器となる。重み付にお
いて適用される式は入力波とのたたみ込みである。復号
器２０２としては、アナログ・デバイス社(Analog Devi
ce) 、テキサス・インストルメント社(Texas Instrumen
t)及び他の製造会社から入手できるデジタル信号処理用
チップを用いても良い。実施例において、復号器２０２
は、８つの通常の有限インパルス応答（ＦＩＲ）整合フ
ィルタ（図示しない）を含み、該フィルタの各々には、
符号器１７０からの直交波形の１つが入力される。特
に、符号器１７０は、ライン１７２と第１復号器ライン
２０４に、ライン１７４と第２復号器ライン２０６に、
ライン１７６と第３復号器ライン２０８に、及びライン
１７８と第４復号器ライン２１０に同一の電圧波形を加
える。各復号器ライン２０４〜２１０は、復号器２０２
内に展開された第１組の４つの整合フィルタの１つと、
そして第２組の４つの整合フィルタの１つとそれぞれ接
続されている。上記に代わり、復号器２０２は、ライン
２０４、２０６、２０８及び２１０の波形に替えて、デ
ジタル的に直交波形の組を生成しても良い。
ースバンドＩ及びＱ成分は、アナログ−デジタル変換に
続いて、復号器２０２（エンコーダ）によって分離され
る。復号器２０２は、相関器として使用される有限イン
パルス応答フィルタ（ＦＩＲ）である。該フィルタ（Ｆ
ＩＲ）の重み付けを変調された波形に合わせてセットす
ることにより、このＦＩＲは相関器となる。重み付にお
いて適用される式は入力波とのたたみ込みである。復号
器２０２としては、アナログ・デバイス社(Analog Devi
ce) 、テキサス・インストルメント社(Texas Instrumen
t)及び他の製造会社から入手できるデジタル信号処理用
チップを用いても良い。実施例において、復号器２０２
は、８つの通常の有限インパルス応答（ＦＩＲ）整合フ
ィルタ（図示しない）を含み、該フィルタの各々には、
符号器１７０からの直交波形の１つが入力される。特
に、符号器１７０は、ライン１７２と第１復号器ライン
２０４に、ライン１７４と第２復号器ライン２０６に、
ライン１７６と第３復号器ライン２０８に、及びライン
１７８と第４復号器ライン２１０に同一の電圧波形を加
える。各復号器ライン２０４〜２１０は、復号器２０２
内に展開された第１組の４つの整合フィルタの１つと、
そして第２組の４つの整合フィルタの１つとそれぞれ接
続されている。上記に代わり、復号器２０２は、ライン
２０４、２０６、２０８及び２１０の波形に替えて、デ
ジタル的に直交波形の組を生成しても良い。
【００３０】第１Ａ／Ｄ出力ライン１９９は、整合フィ
ルタの第１組内の各フィルタに接続され、一方、第２Ａ
／Ｄ出力ライン２０１は、整合フィルタの第２組内の各
フィルタに接続されている。この態様において、サンプ
リングされたＩ成分は、整合フィルタの第１組内の各フ
ィルタによって処理され、サンプリングされたＱ成分
は、整合フィルタの第２組内の各フィルタによって処理
される。第１復号器ライン２０４に結合された整合フィ
ルタは、第１電圧波形を混合することにより、第１入力
信号（第１アレイ素子１１２によって発生）に関するサ
ンプリングされたＩ及びＱ成分を抽出するために配置さ
れる。同様に、ライン２０６〜２１０に結合された整合
フィルタは、アレイ素子１１４〜１１８からの入力信号
に関するサンプリングされたＩ及びＱ成分をそれぞれ抽
出する。図２に示すように、第１、第２、第３及び第４
入力信号から得られたサンプリングされたＩ成分は、第
１、第２、第３及び第４復号器出力ライン２１２、２１
４、２１６及び２１８に加えられる。同様に、第１、第
２、第３及び第４入力信号から得られたサンプリングさ
れたＱ成分は、第５，第６、第７及び第８復号器出力ラ
イン２２０、２２２、２２４及び２２６に加えられる。
ルタの第１組内の各フィルタに接続され、一方、第２Ａ
／Ｄ出力ライン２０１は、整合フィルタの第２組内の各
フィルタに接続されている。この態様において、サンプ
リングされたＩ成分は、整合フィルタの第１組内の各フ
ィルタによって処理され、サンプリングされたＱ成分
は、整合フィルタの第２組内の各フィルタによって処理
される。第１復号器ライン２０４に結合された整合フィ
ルタは、第１電圧波形を混合することにより、第１入力
信号（第１アレイ素子１１２によって発生）に関するサ
ンプリングされたＩ及びＱ成分を抽出するために配置さ
れる。同様に、ライン２０６〜２１０に結合された整合
フィルタは、アレイ素子１１４〜１１８からの入力信号
に関するサンプリングされたＩ及びＱ成分をそれぞれ抽
出する。図２に示すように、第１、第２、第３及び第４
入力信号から得られたサンプリングされたＩ成分は、第
１、第２、第３及び第４復号器出力ライン２１２、２１
４、２１６及び２１８に加えられる。同様に、第１、第
２、第３及び第４入力信号から得られたサンプリングさ
れたＱ成分は、第５，第６、第７及び第８復号器出力ラ
イン２２０、２２２、２２４及び２２６に加えられる。
【００３１】ネットワーク１００の残りのサブネットワ
ーク（図示しない）内に含まれる復号器からの復号器出
力ラインに沿った第１サブネットワークからの復号器出
力ライン２１２〜２２６は、ビーム形成器１３０に、ア
レイ１１０内で発生する入力信号の量子化されたベース
バンドＩ及びＱ成分を供給する。再び、ビーム形成器１
３０は、デジタル計算機、或いは、１又はそれ以上のビ
ームＢ発生してそこへ供給されるサンプリングされたＩ
及びＱ成分を利用する特殊目的用プロセッサを含む。
ーク（図示しない）内に含まれる復号器からの復号器出
力ラインに沿った第１サブネットワークからの復号器出
力ライン２１２〜２２６は、ビーム形成器１３０に、ア
レイ１１０内で発生する入力信号の量子化されたベース
バンドＩ及びＱ成分を供給する。再び、ビーム形成器１
３０は、デジタル計算機、或いは、１又はそれ以上のビ
ームＢ発生してそこへ供給されるサンプリングされたＩ
及びＱ成分を利用する特殊目的用プロセッサを含む。
【００３２】上述したように、符号器１７０のクロック
レートは、ライン１５２〜１５８上にある増幅された入
力信号の周波数バンド幅の和の大きさとして少なくとも
その大きさであるように選択される。符号器１７０のク
ロックレートを増加することによって、Ａ／Ｄ変換器１
９８、２００にみられるような雑音フロアが、更に引き
上げられても良い。このことが効果的な雑音バンド幅を
増加する効果を有するからである。従って、強い信号
（ジャマー）があるような操作環境では、符号器のクロ
ックレートは、雑音フロアを動的に上げて増加させても
良いし、それによって必要なＡ／Ｄダイナミックレンジ
が減少する。逆に符号器１７０のクロックレートの減少
は、相対的にジャムのない（ｊａｍｍｅｒ−ｆｒｅｅ）
環境では、妥当であろう。
レートは、ライン１５２〜１５８上にある増幅された入
力信号の周波数バンド幅の和の大きさとして少なくとも
その大きさであるように選択される。符号器１７０のク
ロックレートを増加することによって、Ａ／Ｄ変換器１
９８、２００にみられるような雑音フロアが、更に引き
上げられても良い。このことが効果的な雑音バンド幅を
増加する効果を有するからである。従って、強い信号
（ジャマー）があるような操作環境では、符号器のクロ
ックレートは、雑音フロアを動的に上げて増加させても
良いし、それによって必要なＡ／Ｄダイナミックレンジ
が減少する。逆に符号器１７０のクロックレートの減少
は、相対的にジャムのない（ｊａｍｍｅｒ−ｆｒｅｅ）
環境では、妥当であろう。
【００３３】同様に、操作環境は、アナログ−デジタル
変換過程において利用されるビット数における減少から
起こる信号−雑音比（ＳＮＲ）の低下を促す。例えば、
ガウシアン雑音により左右される環境において、１ビッ
トＡ／Ｄ変換器は、一般的に、６ビットＡ／Ｄ変換器の
使用結果のＳＮＲにおいて、約２．８ｄＢ減少を招く。
本実施例において、Ａ／Ｄサンプリングレートは定数Ｓ
ＮＲを維持することに対応して、増加されるであろう。
変換過程において利用されるビット数における減少から
起こる信号−雑音比（ＳＮＲ）の低下を促す。例えば、
ガウシアン雑音により左右される環境において、１ビッ
トＡ／Ｄ変換器は、一般的に、６ビットＡ／Ｄ変換器の
使用結果のＳＮＲにおいて、約２．８ｄＢ減少を招く。
本実施例において、Ａ／Ｄサンプリングレートは定数Ｓ
ＮＲを維持することに対応して、増加されるであろう。
【００３４】より具体的には、上記は、特別な環境にお
ける本発明のパラメータの調整方法を説明したものであ
る。この環境はガウシアン雑音に左右される。ガウシア
ン雑音は、ガウス分布を有するどのような種類の雑音で
も良い。このような環境において、６ビットのＡ／Ｄ変
換器が取り除かれて、１ビットのＡ／Ｄ）変換器に置き
換えられた場合に、ＳＮＲは約２．８ｄＢ減少すること
が予想される。この減少を補償するために、１ビットＡ
／Ｄ変換器のサンプリングレートをＳＮＲが２．８ｄＢ
に増加するまで増加することができる。これによって、
Ａ／Ｄ変換器のビット数の変更にもかかわらず一定のＳ
ＮＲを維持できる。このＡ／Ｄ変換器のビット数は前述
したように本発明により減少できる。
ける本発明のパラメータの調整方法を説明したものであ
る。この環境はガウシアン雑音に左右される。ガウシア
ン雑音は、ガウス分布を有するどのような種類の雑音で
も良い。このような環境において、６ビットのＡ／Ｄ変
換器が取り除かれて、１ビットのＡ／Ｄ）変換器に置き
換えられた場合に、ＳＮＲは約２．８ｄＢ減少すること
が予想される。この減少を補償するために、１ビットＡ
／Ｄ変換器のサンプリングレートをＳＮＲが２．８ｄＢ
に増加するまで増加することができる。これによって、
Ａ／Ｄ変換器のビット数の変更にもかかわらず一定のＳ
ＮＲを維持できる。このＡ／Ｄ変換器のビット数は前述
したように本発明により減少できる。
【００３５】本発明は、特別な応用に関連する特別な実
施例を参照して説明した。通常の当業者及び本発明の教
示へのアクセスを有するこれらの実施例は、これらの見
解における追加の修正及び応用を認識するであろう。例
えば、本発明は、際限のないアンテナアレイ素子によっ
てアドレスされたサブネットワークに限定されない。本
発明は、更に、入力信号の位相を直交してコーディング
する仕様モードに限定されない。当業者にとって、各信
号が雑音源として隣接するチャンネルに供給され、復号
化ネットワークによりそれらから分離されても良いよう
な入力信号の組を直角に符号化する他の技術が公知かも
しれない。更に、本発明の要旨は、これ以降開示された
入力信号の組をサンプリングされたＩ及びＱシーケンス
に変換する特別な案に制限されない。それ故、追加され
た請求の範囲によって、どんな及びすべてのそのような
変形をカバーするために考察されている。
施例を参照して説明した。通常の当業者及び本発明の教
示へのアクセスを有するこれらの実施例は、これらの見
解における追加の修正及び応用を認識するであろう。例
えば、本発明は、際限のないアンテナアレイ素子によっ
てアドレスされたサブネットワークに限定されない。本
発明は、更に、入力信号の位相を直交してコーディング
する仕様モードに限定されない。当業者にとって、各信
号が雑音源として隣接するチャンネルに供給され、復号
化ネットワークによりそれらから分離されても良いよう
な入力信号の組を直角に符号化する他の技術が公知かも
しれない。更に、本発明の要旨は、これ以降開示された
入力信号の組をサンプリングされたＩ及びＱシーケンス
に変換する特別な案に制限されない。それ故、追加され
た請求の範囲によって、どんな及びすべてのそのような
変形をカバーするために考察されている。
【図１】本発明のデジタルビーム形成ネットワークの簡
易化された実施例を示すブロック図。
易化された実施例を示すブロック図。
【図２】本発明のデジタルビーム形成ネットワークの好
ましい実施例を示すブロック図。
ましい実施例を示すブロック図。
１０…ビーム形成ネットワーク １４…受信アレイ １６…アレイ素子 １２…ライン １８…増幅器 ２０…増幅器出力ライン ２２…加算ネットワーク ２４…雑音源 ２６…雑音発生器 ２８…帯域フィルタ ３０…周波数逓降変換器入力ライン、 ３２…周波数逓降変換ミクサ ３４…ローカル発振器 ３６…ミクサ出力ライン ３８…変換モジュール ４２、４４…変換モジュール出力ライン ４０…ビーム形成器
フロントページの続き (72)発明者 カー・ダブリユ・ユング アメリカ合衆国、カリフォルニア州 90503、トアランス、ナロット・ストリ ート 4738 (72)発明者 ジョセフ・ジー・ガーリー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 90024、ロサンゼルス、サボナ・ロード 10901 (72)発明者 アーバン・エー・フォン・デア・エンブ セ アメリカ合衆国、カリフォルニア州 90045、ロサンゼルス、ダブリユ・エイ ティーフィフス・ストリート 7323 (56)参考文献 特開 平２−77670（ＪＰ，Ａ) 米国特許4804963（ＵＳ，Ａ) 米国特許5077562（ＵＳ，Ａ)
Claims (3)
- 【請求項１】 第１搬送波周波数の電磁波面が入力する
アンテナアレイのＮ個の素子によって供給されるＮ個の
入力信号の組に応答してデジタルビーム形成器を駆動す
るデジタルビーム形成ネットワークにおいて、 Ｎ個の直交電圧波形の組を発生する直交符号器手段と、 前記直交電圧波形の１つに応答して前記各入力信号の位
相を変調して、入力信号が変調されたＮ個の位相の組を
生成するバイフェーズ変調器手段と、 前記入力信号が変調されたＮ個の位相を結合して、複合
入力信号を形成する加算手段と、 前記複合入力信号に応答してＩＦ入力信号を生成する周
波数逓降変換手段と、 前記ＩＦ入力信号をベースバンドの同位相及び直角位相
成分に変換する手段と、 前記同位相及び直角位相成分
をサンプリングして、デジタル同位相及びデジタル直角
位相信号を生成する手段と、 前記直交符号器手段に結合され、前記デジタル同位相及
び直角位相信号に応答してＮ個の復号されたデジタル同
位相信号及びＮ個の復号されたデジタル直角位相信号を
前記デジタルビーム形成器に供給する復号器手段と、 を具備することを特徴とするデジタルビーム形成ネット
ワーク。 - 【請求項２】 所定の周波数のバンド幅のＮ個の入力帯
域フィルタの組を更に含み、前記Ｎ個の入力帯域フィル
タのバンド幅の合計は直交符号器のクロックレートの大
きさよりも小さく、前記各入力帯域フィルタが増幅器に
接続されていることを特徴とする請求項１記載のデジタ
ルビーム形成ネットワーク。 - 【請求項３】 第１搬送波周波数の電磁波面が入力する
アンテナアレイのＮ個の索子によって供給されるＮ個の
入力信号の組に応答してデジタルビーム形成器を駆動す
るデジタルビーム形成方法において、 ａ）Ｎ個の直交電圧波形を生成するステップと、 ｂ）前記直交電圧波形の１つに応答して前記各入力信号
の位相を変調し、その結果、入力信号が変調されたＮ個
の位相の組を生成するステップと、 ｃ）入力信号が変調された前記Ｎ個の位相を加算して、
複合入力信号を形成するステップと、 ｄ）前記複合入力信号に応答してＩＦ入力信号を生成す
るステップと、 ｅ）前記ＩＦ入力信号をベースバンド同位相及び直角位
相成分に変換するステツプと、 ｆ）前記同位相及び直角位相成分をサンプリングして、
デジタル同位相及びデジタル直角位相信号を生成するス
テップと、 ｇ）復号されたデジタル同位相信号及び復号されたデジ
タル直角位相信号を前記ビーム形成器に供給するため
に、前記直交電庄波形の各々を、前記デジタル同位相信
号の１つ及び前記デジタル直角位相信号の１つと乗算す
るステツプと、を具備することを特徴とするデジタルビ
ーム形成方法。
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