JP2810720B2

JP2810720B2 - 超音波診断装置

Info

Publication number: JP2810720B2
Application number: JP1239766A
Authority: JP
Inventors: ヨルグ・ロイシェル
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1988-09-17
Filing date: 1989-09-14
Publication date: 1998-10-15
Anticipated expiration: 2013-10-15
Also published as: JPH02116357A; EP0359839B1; DE3861466D1; EP0359839A1; US5097837A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、運動物体に反射された超音波バースト（ul
trasound burst waves）を復調するための同期復調装置
に関するもので、特に、胎児心拍数を測定する分娩監視
装置（cardiotocograph、CTG）に関するものである。

〔従来技術とその問題点〕

妊娠中及び出産時における胎児状態をモニタリングす
る胎児監視は、子宮活動（陣痛（toco））及び胎児の瞬
時心拍数（fetal beat−to−beat heart rate、FHR）に
よるモニタリングから構成される。これらの中で、胎児
の心拍数は、胎児に十分な酸素が供給されているかどう
かを指示するため、より重要なパラメータとなる。もち
ろん、これらのパラメータは、それ以外の診断状態のた
めに使用することもできる。特に、胎児の心拍数と陣痛
との関係によって、胎児の状態の評価を可能とする。

胎児の心拍数を表す信号を得るため、胎児の皮膚に胎
児頭皮電極（fetal scalp electrode）と呼ばれてもの
を取りつけることがある。これらの電極は、通常、胎児
の表皮にねじこまれるらせん型電極である（例えば、米
国特許第3,827,428号参照）。電極は、信号特性が優れ
ているため、非常に正確な測定を可能とする。あいに
く、この内部的測定または直接測定は、膜の破裂後にし
か利用することができない。その時点より以前において
は（特に、妊娠期間中）、間接的方法を用いなければな
らない。これら間接的方法は、例えば、胎児の心音を聴
いたり、あるいは、運動する胎児の心臓に反射された超
音波のドプラ・シフトを測定することによって腹部で実
施される。

超音波による技術は、最も一般的なっものである。こ
の技術では、妊娠の腹部の外側に、超音波トランスジュ
ーサが取りつけられる。反射された超音波のドプラ・シ
フトは、胎児の心臓の運動部分（特に、壁部）の速度に
直接関係する。

最近の技術では、上述の目的に連続超音波を用いず
に、代わって、超音波のバーストが用いられている。バ
ースト技術の主な利点は、反射されたバーストは、送信
されたバーストに対し、遅延するという事実より、単一
の圧電結晶素子を送信器または受信器として用いること
ができることである。もちろん、複数個の結晶を用いる
こともでき、それら各結晶は、受信器と同様に送信器と
して機能する。バースト技術の他の利点は、「時間ウイ
ンドウ（time window）」等の受信期間または間隔を調
整することによって、身体内のある深さから反射する信
号を選択することが可能となることである。この「深さ
の選択」によって、モニタは、胎児の心臓運動によって
生じた信号と他の信号を区別することができる（EP−Ａ
−204 192参照）。

高周波数信号による周波数シフトとしでではなく、こ
れより低周波数信号でドプラ周波数を得るために、受信
された超音波を復調しなければならない。周知の如く、
この復調は、受信した超音波信号と方形波の高周波数信
号（送信周波数に対応する）を混合することによって達
成される。この方法によれば、受信した超音波は、該方
形波信号の周期（rate）でスイッチの切り換えが行われ
る。この動作では、低周波範囲内のドプラ信号が生成さ
れる。が、この形成された信号は、まだ、たくさんの他
の周波数成分が含まれている。従って、受信した超音波
を方形波信号と混合することによって得る信号は、選択
性の高いフィルタに通す必要がある。この方法では、受
信した信号は極度に減衰し、よって、FHR測定の精度が
劣化する欠点がある。例えば、受信した信号が使用可能
時間（available time）の50％の間スイッチ・オフされ
ることによる結果生ずる減衰は、−6dBの減衰となる。
更に、２つのバースト間の間隔によっては、より大きな
減衰が生じる。例えば、バースト長が５μｓでバースト
の繰り返し速度が3.2kHz（これは、312.5μｓの繰り返
し間隔に対応する）とすると、−36dBの減衰が生じる。
よって、全減衰は、−42dBとなる。この減衰は、極めて
大きく、ドプラ信号、従って、検出された胎児心拍数の
品質を劣化させてしまう。この重大な減衰は、付加的雑
音を発生しうる増幅器によって、単純に、補償すること
はできない。

最近の技術では、バースト繰り返し速度が一定のま
ま、バーストの持続時間を調整することが可能となって
いる。このような場合においても、従来の復調回路は、
バースト長が変化すると、減衰が一定に保たれない欠点
がある。これは、最終結果に、不正確度をさらに付加す
ることを意味する。

〔発明の目的〕

本願発明の目的は、上述の問題点を解消し、復調の結
果生じる減衰を回避し、高精度な復調回路を得ることに
ある。

〔発明の概要〕

本願発明の構成は、以下の通りである。

1.高周波数の超音波のバースト放射する超音波送信手
段、 2.運動物体によって反射した超音波を受信する超音波受
信手段、 3.ここで、超音波受信手段は反射超音波信号のドプラ成分を表す
信号と分離する復調回路を備え、運動物体の速度を超音
波送信手段と関係して決定する。

これは従来の復調回路の問題点を除去し、特にそれら
の大幅な減衰について改善した。本発明によれば、これ
は以下の構成を有する復調回路によって達成される。

4.高周波数の単一振動における持続時間に比べてかなり
長い時定数を備える積分手段、 5.積分回路の入力ラインにおいて第１の作動スイッチ、 6.少なくとも持続期間において高周波数とともに第１作
動スイッチを駆動する手段、 7.第１作動スイッチが開状態の場合、時間間隔の間積分
回路の出力値を保持する。

積分回路は従って、２つの基本的な動作モードを有す
る。それらは、低域フィルタ・モードと保持・モードで
ある。これらモード間の切り換えは積分回路の入力ライ
ンの作動スイッチによって実施される。このスイッチ
は、超音波の高周波数、好ましくは1MHzで、駆動され
る。スイッチが閉状態である時間間隔では、即ち、積分
回路が受信信号を入力し、低域フィルタとして動作する
ので、信号の復調が実施される。スイッチが開状態の期
間中は、ホールド回路として動作するので、従来の回路
の大幅な減衰を回避することができる。これは、信号が
２つのバースト間の時間間隔において保持されることよ
り特に有益である。このスイッチの駆動は、胎児の心臓
からの信号が予測されるある特定の「受信期間」で制限
されることがある。

このような用途の目的のため、作動スイッチが閉じら
れるとき、積分回路は低域フィルタと呼ばれる。この低
域フィルタもまた積分機能を果たすことは当業者にとっ
て周知である。さらに、スイッチが開状態のとき、積分
回路は、「ホールド回路」及び「蓄積回路（storage ci
rcuit）」とも呼ばれる。この場合、回路はその実際の
値を保持する。（当業者にとって明らかなように、その
入力端子で「０」信号を受信する積分回路は、最終値を
保持する。）本発明は、したがって、次の３つの機能が組み合わさ
れた同期復調回路を提供する。

1.復調回路として動作する、受信信号を復調する。

2.高周波数成分を抑制するために低域フィルタ機能を実
施する。

3.ホールド回路として動作する。

本発明の新規な復調回路の主な利点は、大幅な減衰を
回避し、一定の減衰が保証され（バースト幅が変化する
場合、特に重要である）、ノイズは極めて低い周波数へ
と変化する。この低周波数はドプラ信号の周波数幅では
なく、従来の解決方法に反して、わずかな部品点数しか
必要としない。

ドイツ特許DE−PS 23 08 812では、既に、レーダ衝突
防止システムのためのミクサが述べられている。ここで
詳述される回路は、ダイオードとコンデンサを備える積
分／ホールド回路から構成される（第３図参照）。本発
明との主な差は、前記特許の回路には作動スイッチが設
けられていないことである。従って、高周波数信号と共
に受信信号を混合させる方向性結合器が備えられる。特
に、レーダ・システムに用いられる周波数幅よりかなり
離れた周波数帯域を使用する超音波を応用する場合、こ
の方向性結合器は極めて高価なものとなる。

好ましくは、本発明に示される積分回路は、演算増幅
器より構成される。これにより、高インピーダンスが確
保される。更に、演算増幅器は、積分回路としての接続
が容易である。この目的に対して有効的にフィードバッ
ク・コンデンサを用い、それはまた動作の第２のモード
として、蓄積素子として機能する。作動スイッチが開く
とすぐにフィードバック・コンデンサは全ての電流消費
素子から分離され、よって、次のサイクルまでその電荷
は維持される。

本発明の一実施例では、前記第１作動スイッチの設定
された入力と基準電位間に第２作動スイッチが配置され
る。第２作動スイッチは、第１作動スイッチと逆位相で
駆動される。この場合、復調回路は、「プッシュ・プ
ル」チョッピング・モードで動作する。本実施例の主な
利点は以下の通りである。

1.入力は、一定の負荷で充電される。（これは、幾つか
の経路が入力ラインに接続する場合、特に有効である。
この場合、結果として生じるクロストークを回避するこ
とができる。） 2.第１作動スイッチ（寄生容量を有する）間の密結合が
生じない。

3.第１作動スイッチは駆動されない限りその状態を変え
ることができない。（これは、このスイッチが電界効果
トランジスタ型の場合、起こる可能性がある。）一般に、FET（電界効果トランジスタ）が本発明に使
用されるのスイッチに好ましい。特に、これらトランジ
スタは、蓄積素子（コンデンサ等）が保持モードにおい
て良好な分離が施されることを確実する。

演算増幅器とフィードバック・コンデンサと抵抗器よ
り構成されサンプル／ホールド回路は、ニュージャージ
州イングルウッド・クリフ、プレンテス・ホールのダニ
エル・エイチ・シェインゴールド編集の「アナログ・デ
ジタル・コンバージョン・ハンドブック（Analog−Digi
tal−Conversion Handbook」の第568頁に記述されてい
る。が、この回路は全く異なる技術分野のアプリケーシ
ョン（サンプル／ホールド）で設計されたものであるの
で、よって、本発明とは、異なる設計基準及び次元のも
のである。特に、該ハンドブックに示された回路は、サ
ンプル／ホールドの用途のために設計される。よって、
フィードバック・コンデンサ及びフィードバック抵抗で
決定される時定数は、正確なサンプリングを得るため、
入力信号の主周波数成分に比べて短い。これとは対照的
に、本発明に係る回路は、低域フィルタ機能を具備する
ため、超音波周波数より長い時定数で設計される。

本発明は、胎児の心拍数の監視だけに制限されるとこ
なく、例えば、胎児の運動等他の超音波アプリケーショ
ンに有益であることは明らかである。

本発明は、また、例えば、胎児の心臓部等の運動物体
より反射された高周波数のバースト波を含む超音波信号
を復調する方法を提供する。超音波信号は、低域フィル
タと蓄積（ホールド）回路として交互に動作する回路に
送られる。ここでは、低域フィルタ／蓄積回路は、高周
波数の駆動信号によってその２つのモードの切換えが行
われる。これは、少ない部品点数で低い減衰を確実にす
る。好ましくは、受信期間またはある距離範囲の運動物
体を選択するための「時間ウインドウ」の間のみに、駆
動信号が低域フィルタ／蓄積回路へ印加される。これに
より、異なるトランスジューサとの距離を有する物体を
区別することができ、またそれら物体を１つ選択すると
きに役立つ。特に、胎児の心臓で反射される超音波信号
と例えば、母体の筋肉等の他の組織によって反射する信
号を区別することができる。本実施例では、低域フィル
タ／蓄積回路は、前記受信期間または「時間ウインド
ウ」間の期間、蓄積回路として動作する。

都合のよいことに、駆動信号は低域フィルタ／蓄積回
路の入力ラインのスイッチを駆動する。それによって、
部品点数は、さらに減少される。本発明の好適な一実施
例では、駆動信号の反転信号が第１スイッチの入力と好
ましくは０ボルトの基準電位と接続し、全回路の「チョ
ッパー」動作を可能にする。

他の変更や利点は、以下の図面を用いた実施例の詳細
な説明より明らかである。

〔発明の実施例〕

第１図に典型的な超音波トランスジューサを用いて胎
児の心拍数を監視するアプリケーションを示す。超音波
トランスジューサ１は、妊婦身体２の腹部に取りつけら
れる。超音波トランスジューサ１は、１またはそれ以上
の圧電結晶を有し、これらは超音波バースト波等で断続
的に操作される。送信の期間には、これらの結晶は送信
器として動作し、受信の期間には、それらは受信器とし
て動作する。よって、同じ圧電結晶は、受信器と送信器
の両方の動作をする。

妊娠期間中あるいは分娩時における重要な診断情報は
胎児の瞬時心拍数で、これは、２つの続く心拍間の時間
間隔の逆数として計算される心拍数である。この情報
は、胎児の心臓３の壁部が運動することによって反射さ
れた超音波のドプラ・シフトより得られる。胎児４の位
置が一定でないことより、超音波ビーム５を胎児の心臓
と交差するように慎重に調整するか、あるいは、ビーム
幅の広い超音波信号を印加し、自己相関等によって後か
らフィルタリングする等の他の方法を用いる必要があ
る。「バースト技術」は、超音波トランスジューサ１ま
での距離が異なる物体を区別するために用いられる。こ
れは、母体の収縮（materal contractions）やその類似
するものではなく、胎児の心臓壁部の動きのみ関心があ
る場合に有益である。これは、受信された「時間ウイン
ドウ」を用いることによって実施され、よって、超音波
トランスジューサに対してある距離で反射する信号だけ
さらに処理が施される。

本発明は、主として、このような胎児監視に用いられ
るように述べられているが、この種の用途に限定される
ものではない。

第２図に、超音波トランスジューサを構成する超音波
送信／受信セクションを示す。第２図では、1MHzの高周
波数信号が高周波数発生器（HF発生器６によって供給さ
れる。パルス発生器７は、15μｓまたはそれ以上の長さ
のバーストを生成し、3.2kHzの繰り返し速度、即ち、31
2.5μｓにわたってパルス列（pulse train）を発生す
る。

HF発生器６とパルス発生器７によって生成された信号
は、ミキサ回路10に（ライン8,9を解して）印加され
る。ミキサ回路10では、入力信号を「AND」で組合わ
せ、次に増幅器12に印加される（ライン11を介して）高
周波数バーストが発生される。増幅器12の出力は、第２
図では14の構成素子として示されている超音波トランス
ジューサに（双方向性ライン13を介して）印加される。

第４（ａ）〜４（ｆ）図に、この送信セクションの動
作を説明するためにタイミング・チャートを示す。第４
（ｃ）図は、HP発生器６より発生された1MHzの高周波数
信号を示す。第４（ａ）図は、パルス発生器７により発
生されたパルスが示されている。それらは、t₁−t₀＝15
μｓまたはそれ以上のパルス幅を有し、例えば、２つの
続くパルス間の遅延がt₂−t₀＝312.5μｓである等の、
繰り返し速度が3.2KHzを有する。ミキサ回路10によって
生成された最終信号は第４（ｄ）に示す。この信号は、
15μｓまたはそれ以上の持続期間で、3.2kHzの繰り返し
速度を備える単一のバーストより構成され、1MHzのHF信
号を有する。

上述したように、超音波トランスジューサ14はまた受
信器として動作する。この動作モードにおいては、例え
ば、運動する胎児の心臓壁部より反射された信号等の受
信信号は、双方向ライン13、15を介して同期復調回路16
へ送られる。この同期復調回路16は、このドプラ・シフ
トが運動する胎児の心臓部の速度と比例することより、
受信した超音波信号のドプラ・シフトを検出する際に用
いられる。

第２パルス発生器17は、超音波信号を受信する「時間
ウインドウ」を設定するための信号を発生する。第４
（ｂ）図は、このパルス発生器17からの（ライン18上）
信号を示す。第４（ｂ）図より、パルスは、パルス発生
器７からのパルスに対して遅延する（例えば、t₃＞
t₀）。受信器と同様に送信器としても超音波トランスジ
ューサ14を動作させるため、パルス発生器７、17によっ
て発生されたパルスを時間的にオーパーラップするべき
ではない。これら２つのパルス発生器によって発生され
たパルス間の遅延であるパラメータt₃−t₀を変化させる
ことによって、超音波トランスジューサからある特定の
距離離れたところから反射された信号を選択することが
可能となる。即ち、胎児の心臓とフォーカスを合わせる
ことができる。このため、パルス発生器17は、２つのパ
ルス間の遅延を制御する、例えば、マイクロプロセッサ
等のユニットから制御信号を（ライン19を介して）受信
することができる。パルス発生器17によって発生される
パルス幅、t₄−t₃は、パルス発生器７からのパルスのパ
ルス幅と等しい必要はない。

パルス発生器17からのパルスは、更に、ミキサ回路20
に（ライン18を介して）印加される。このミキサ回路20
は、HF発生器６からの高周波数信号も受信する。ミキサ
回路20は、第４（ｄ）図の送信器パルスに対して遅延さ
れる高周波数パースト等の、第４（ｅ）図に示される信
号を生成する。ミキサ回路20の出力は、ライン21を介し
て同期復調回路16に印加される。

第４（ｆ）図に、従来の装置で生成された復調信号の
一例を示す。信号の混合の結果、ドプラ周波数を含むエ
ンベロープを有するバーストが生じる。すなわち、復調
はドプラ・シフト（もとは、1MHzの高周波数シフトであ
った）を低周波数帯域へ複製する際に影響を受ける。第
４（ｆ）図に示される従来の復調で得られる信号を、次
に、フィルタリングしなければならない。さらに、信号
は大幅に減衰され（約−42dB）、全ての信号を図示する
場合において、第４（ｆ）図は第４（ａ）〜４（ｅ）図
のどの図とも同じスケールで示すことができなかった。
第４（ｆ）図に示される信号は第２図の回路においては
生成されないことに注意すべきである。復調回路16は第
３図で、その動作については第５、６図で以下に詳細に
説明する。

復調回路16の出力信号は、ライン22を介して帯域フィ
ルタ23に印加される。その出力24は、ドプラ・シフトの
周波数と共にに低周波数信号を有する。そして、さらに
周波数検出器（図示せず）で処理されることもある。

第３図は本発明に係る復調回路の詳細図である。受信
された超音波信号は超音波トランスジューサの圧電結晶
によって電気信号に変換され、その電気信号は入力25に
送られる。これは、トランジスタ26、コンデンサ27、2
8、抵抗器29より構成され、バッファ回路として動作
し、信号の復調には関与しない。それ以外の信号経路
は、破線25aから25cで示されるように入力25と並列に接
続することも可能である。

復調回路は、反転増幅器として動作する演算増幅器よ
り成る。その非反転入力は接地される（参照番号は3
1）。２個のフィードバック・コンデンサ32,33は演算増
幅器30の反転入力端子と出力端子間に接続している。コ
ンデンサ32は、2200pFの容量を有し、コンデンサ33は、
3300pFの容量を有することより、全容量は5500pFとな
る。コンデンサ32、33の並列回路を用いて、所望の容量
を得ることができる。また、１個のコンデンサのみを使
用してもよいことは明らかである。

バッファ増幅器の出力信号は、ライン34を介して抵抗
器35に印加される。この抵抗器は、第２抵抗器と共に本
回路の増幅（amplication）を決定するフィードバック
・ループとして動作する。さらに、抵抗器36とコンデン
サ32、33は積分回路の時定数を決定する。

自己導通型（self−conducting type）の電界効果ト
ランジスタ（FET）37（例えば、空乏型のMOSFET）は、
抵抗器35、36間のノード38と演算増幅器30の反転入力端
子に接続される。そのドレーンはノード38に接続し、そ
のソースは演算増幅器30の反転入力端子と接続される。
自己導通型のFET39は、ノード38と接続し、また、接地
される。FET39のドレーンは、ノード38に接続し、その
ソースは接地される（参照番号40）。

高周波数信号（1MHz）は、入力41へ供給される。これ
は、ミクサ回路20よりライン21を経て送られ信号で（第
２図参照）、第４（ｅ）図に示されている。この信号は
FET39のゲートへ送られる。それは、さらにインバータ4
2に印加され、反転された信号はFET37のゲートに送られ
る。

演算増幅器30の出力は、43にあらわれる。

同期復調回路は、信号復調器として機能し、また、低
域フィルタ及びホールド回路としても動作することよ
り、部品点数（component count）が大幅に減少する。
入力41に印加された信号が大きい場合（例えば、５ボル
ト）、FET39は、開状態のスイッチに対応する高インピ
ーダンス状態となる。一方、FET37が導通状態となり、
よって演算増幅器30の反転入力とノード38に接続する。
このモードでは、回路は低域フィルタとして動作する。
その時定数は、抵抗器36とコンデンサ32、33の容量で決
定される。図示の実施例の場合、抵抗器36は1.21kΩ
で、コンデンサ32、33の並列回路は5500pFの容量を有す
る。これより、カットオフ周波数に対応する、6.65μｓ
の時定数を得ることができる。この周波数は、1MHzに比
べ、かなり低く、よって、生成される信号は、徐々にし
か入力信号に接近しない。さらに、1MHzの高周波数信号
は完全に抑えられる。

抵抗器36は、抵抗器35と関係して、回路の増幅を決定
する。図示の実施例においては、抵抗器35は1kΩの抵抗
値を有し、よって、増幅はＶ＝−1.21となる。加えて、
FET37のオン抵抗（on resistance、実施例では、約200
Ω）を考慮すると、増幅はＶ＝１となる。

所与の抵抗器35、36とコンデンサ32、33の値は、100H
z−480Hzの周波数範囲でドプラ信号と共に胎児の心拍数
を表示するように設定される。また、胎児運動の検出回
路（5Hz−150Hz）も構成させることも可能である。この
場合、受動部品には以下の値が好ましい。

抵抗器35:8.25kΩ 抵抗器36:17.8kΩ コンデンサ32:3300pF コンデンサ33は省略する。

この結果、増幅は、Ｖ＝−2.1となり（FET377オン状
態の抵抗も考慮すると）、2.7kHzのカットオフ周波通と
対応する、58.74μｓの時定数となる。

入力における信号が低い場合、FET39は導通状態とな
り、即ち、ノード38と接続し、接地する。同時に、FET3
7は、高インピーダンス状態にはいり、ノード38と演算
増幅器30の反転入力端子間の接続を遮断する。このモー
ドでは、コンデンサ32、33はどちらも充電また放電もさ
れないことより、それらの電荷をホールドする。本回路
は、従って、ホールド回路として動作する。ノード38の
接地は、入力が比較的定電流で負荷されるような効果が
あり、これは、信号経路25から25c上の漏話（cross tal
k）より回避するのに特に重要である。さらに、その寄
生容量（parasitic capacitance）に対してもFET37には
電荷が通らない。最後になったが、重要な点として、FE
T37は、その高いゲート電位にもかかわらず、導通状態
にはいることができない。

第３図に示された回路の動作を第５（ａ）〜（ｃ）
図、第６（ａ）〜（ｃ）図と共に以下に説明する。第５
（ａ）〜（ｃ）図は、高精度の時間軸のタイミング・チ
ャートで、第６（ａ）〜（ｃ）図は、大きいスケールの
時間軸で描かれたタイミング・チャートである。第５
（ａ）図は、胎児の心臓壁部より反射された、入力高周
波数超音波信号である。この信号は、ライン34上に現
れ、周波数のドプラ・シフトを含むものである。

第５（ｂ）図に示された信号は、入力端子41に現れる
1MHzの信号で、これは、また、「復調回路クロック」と
もいう。この信号が大きい場合（t₀＜ｔ＜t₁）、本回路
は、積分器として動作する。この積分器のカットオフ周
波数は、1MHzよりかなり低い。すなわち、時定数は１μ
ｓより極めて長くなる。よって、出力（端子43）は即時
に入力信号に追随しないが、端子43の出力が示される第
５（ｃ）図のようにそれにゆっくりと接近する。

次の500ns（t₁＜ｔ＜t₂）では、FET39は導通し、ノー
ト38における出力は０ボルトとなる。同時に、FET37
は、高インピーダンス状態にはいる。したがって、コン
デンサ32、33は、１つのピンにおいて互いに絶縁され、
よってそれらの電荷はホールドされる。このモードにお
いては、本回路は、ホールド回路として動作する。

次の期間（t₂＜ｔ＜t₃）では、本回路は、また、低域
フィルタとして動作し、さらに、繰り返される。

第５（ｃ）図に本発明に係る復調回路によって実施さ
れる様々な動作が示されている。まず、高周波数成分
（1MHz）が除去される。ホールド機能によって信号は減
衰されない。同時に、第５（ａ）図及び第５（ｂ）図の
信号間の周波数差と等しいヘテロダイン周波数が発生す
るように復調が行われる。この周波数は、胎児の心臓壁
部の運動によって生じる超音波信号のドプラ周波数シフ
トに対応する。第５（ｃ）図の信号は低周波数成分を含
む。

ドプラ成分は、通常、100Hz〜480Hzの範囲の周波数を
有する。説明のため、第５（ａ）図から第５（ｃ）図に
おいては、このドプラ周波数を誇張して示す。実際に
は、第５（ａ）図、第５（ｂ）図に示されている信号間
の周波数シフトよりも小さい。

第６（ａ）〜第６（ｃ）図には、より大きいスケール
の時間軸で描かれた復調回路の動作を示す。第６（ａ）
図は、ライン34に現れる受信超音波信号である。この信
号は、運動している組織から反射されたバーストよりな
る。信号は、1MHzの送信周波数に関係したドプラ・シフ
トが含まれている。胎児の心臓壁部が唯一の運動組織で
はなく、他の組織からもドプラ・シフト成分を発生する
ことがある。

胎児の心臓壁部から反射された信号だけ抽出するた
め、第６（ｂ）図の復調クロックは、例えば、ｔ＝t₄か
らｔ＝t₅等、予め設定した「時間ウインドウ」の期間中
の振動のみを含む。この時間ウインドウの長さ及びその
送信されたバーストに対する位相シフトの調整も可能で
ある。例えば、トランスジューサと胎児の心臓間の距離
に依存させて調整する。

第６（ｃ）図に示されるように、１つの受信期間の時
間ウインドウ（例えば、ｔ＝t₄からｔ＝t₅の）は、低周
波数のドプラ信号の振動のわずかな部分しかカバーして
いない。２つの受信の間隔（例えば、ｔ＝t₅からｔ＝t₆
まで）では、本回路の出力は一定に保たれる。これよ
り、処理される低周波数信号の大幅な減衰を阻止する。

第６（ｃ）図から既にあきらかなように、生成された
信号は、主周波数成分のドプラ成分とそのいくつかの調
波を含む。ドプラ・シフト周波数を有する理想的な正弦
波信号を発生させるため、これら調波を適切なフィルタ
（第２図ブロック23参照）でろ波する。この理想正弦波
は、第６（ｃ）図では、破線（参照番号44）で示す。

第５（ｃ）図及び第６（ｃ）図に高周波数成分を除去
するフィルタとしても動作する本発明に係る復調回路を
示す。

分離されたドプラ成分（出力43）は、さらに、周波数
検出器に送られ、胎児の心拍数の表示（ディスプレイ、
記録）される。これは、周知の技術で容易に実施され、
よって詳細には図示しない。

〔発明の効果〕以上説明の通り、本願発明では、大幅な減衰を回避
し、一定の減衰が保証され（バースト幅が変化する場
合、特に重要である）、ノイズを極めて低い周波数へと
変化させる。この低周波数はドプラ信号の周波数幅では
なく、従来の解決方法に反して、わずかな部品点数しか
必要としない。よって、超音波バーストによる胎児の瞬
時心拍数監視等に用いる場合、所望の距離で反射された
超音波信号を減衰させることなく、得ることができる。

また、入力が、一定の負荷で充電され（これは、幾つ
かの経路が入力ラインに接続する場合、特に有効であ
る。この場合、結果として生じる漏話を回避することが
できる。）、第１作動スイッチ（寄生容量を有する）間
の密結合が生じなく、第１作動スイッチは駆動されない
限りその状態を変えることができない（これは、このス
イッチが電界効果トランジスタ型の場合、起こる可能性
がある。）復調回路を得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、胎児の心拍数を監視する超音波トランスジュ
ーサの応用例の概要図。第２図は、一般の超音波映像システムの超音波送信／受
信部のブロック図。第３図は、本発明の一実施例である復調回路の詳細図。第４（ａ）図から第４（ｆ）は、第２図の動作説明図。第５（ａ）図から第５（ｃ）図は、本発明の一実施例で
ある復調回路の高周波数範囲における動作説明図。第６（ａ）図から第６（ｃ）図は、低周波数範囲におけ
る復調回路の動作説明図。 1:超音波トランスジューサ、2:妊婦身体、 3:心臓、4:胎児、5:超音波ビーム、 6:HF発振器、７、17:パルス発生器、 10、20:ミキサ回路、12:増幅器、 14:超音波トランスジューサ、16:復調回路、 23:帯域フィルタ、 26:トランジスタ、29、35、36:抵抗器、 27、28、32、33:コンデンサ、 30:演算増幅器、37、39:FET、 42:インバータ。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】第１のパルス発生器と、高周波信号発生器と、前記第１のパルス発生器から出力されるパルス信号と前
記高周波信号発生器から出力される高周波信号とを混合
して第１の高周波バースト信号を出力する、第１のミク
サ回路と、前記第１のパルス発生器から出力されるパルス信号に対
してタイミングを調整することができるパルス信号を出
力する、第２のパルス発生器と、前記第２のパルス発生器から出力されるパルス信号と前
記高周波信号発生器から出力される高周波信号とを混合
して第２の高周波バースト信号を出力する第２のミクサ
回路と、前記第１のミクサから出力される高周波バースト信号を
受けて超音波バーストを運動物体へ向けて発射し、前記
運動物体から反射されて戻ってくる超音波バーストを受
信して第３の高周波バースト信号に変換する超音波トラ
ンスジューサと、前記第２の高周波バースト信号と前記第３の高周波バー
スト信号を受けて、前記第２の高周波バースト信号のバ
ースト期間を選択窓として使用し、該選択窓によって選
択された期間における前記第３の高周波バースト信号に
含まれるドップラ成分を抽出する復調回路とを備えた、前記運動物体の速さを測定する超音波診断装
置であって、前記復調回路は、その第１のモードにおいて低域フィルタとして機能し、
その第２のモードにおいてホールド回路として機能する
積分回路と、前記第２の高周波バースト信号を受けて、該第２の高周
波バースト信号のバースト期間においては、該第２の高
周波バースト信号の周波数で前記積分回路を前記第１の
モードと前記第２のモードとの間で交互に切り換え、前
記バースト期間以外においては、前記積分回路を前記第
２のモードに固定するように動作するスイッチ手段とを含むことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】前記スイッチ手段が、前記積分回路の入力を開閉するように接続された第１の
スイッチと、前記第１のスイッチの入力側と基準電位との間を開閉す
るように接続され、前記第１のスイッチと逆相で動作す
る第２のスイッチとを含むことを特徴とする、請求項１に記載の超音波診断
装置。