JP2797327B2 - パルスドプラ計測装置 - Google Patents
パルスドプラ計測装置Info
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- JP2797327B2 JP2797327B2 JP63195038A JP19503888A JP2797327B2 JP 2797327 B2 JP2797327 B2 JP 2797327B2 JP 63195038 A JP63195038 A JP 63195038A JP 19503888 A JP19503888 A JP 19503888A JP 2797327 B2 JP2797327 B2 JP 2797327B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はパルスドプラ計測装置に関し、特に超音波に
より物体の速度を検出する装置、例えば、生体内の血流
速度をリアルタイムで測定する場合に、高い信号対雑音
比で計測が可能なパルスドプラ計測装置に関する。
より物体の速度を検出する装置、例えば、生体内の血流
速度をリアルタイムで測定する場合に、高い信号対雑音
比で計測が可能なパルスドプラ計測装置に関する。
音波のドプラ効果により物体の流速を知る装置として
は、従来から種々のものが知られている。特に、パルス
ドプラ法を用いる装置（例えば、「日本音響学会誌」第
29巻第６号（1973年）pp351〜352参照）では超音波パル
ス（pulsed continuous wave）を繰り返し送波し、受波
信号に計測部位までの距離に対応したタイムゲートをか
けることにより、測定部位を特定することが可能である
ことが知られている。
は、従来から種々のものが知られている。特に、パルス
ドプラ法を用いる装置（例えば、「日本音響学会誌」第
29巻第６号（1973年）pp351〜352参照）では超音波パル
ス（pulsed continuous wave）を繰り返し送波し、受波
信号に計測部位までの距離に対応したタイムゲートをか
けることにより、測定部位を特定することが可能である
ことが知られている。
従来の超音波ドプラ血流計装置としては、例えば、特
開昭58−188433号公報，同60−119929号公報，同61−25
527号公報に開示されている如く、血管に向けて超音波
を送信し、血管中の血液で反射した超音波のドプラ偏移
周波数を測定して、血液の流れの方向と超音波送信方向
とのなす角度をθ，血流の速度をｖとしたときvcosθを
測定することにより、血流を計測する装置が知られてい
る。
開昭58−188433号公報，同60−119929号公報，同61−25
527号公報に開示されている如く、血管に向けて超音波
を送信し、血管中の血液で反射した超音波のドプラ偏移
周波数を測定して、血液の流れの方向と超音波送信方向
とのなす角度をθ，血流の速度をｖとしたときvcosθを
測定することにより、血流を計測する装置が知られてい
る。
上述の如く、ドプラ周波数を測定することにより、血
流等の速度を知ることが可能である。ところで、人体内
の血流を計測するには、血管壁，心臓壁等の壁の動きと
血流とを分離するため、MTI（固定物除去）フィルタを
用いる必要がある。このため、上記MTIフィルタの零点
付近では、ドプラ信号成分も振幅が小さくなり、信号対
雑音比が劣化するという問題があった。
流等の速度を知ることが可能である。ところで、人体内
の血流を計測するには、血管壁，心臓壁等の壁の動きと
血流とを分離するため、MTI（固定物除去）フィルタを
用いる必要がある。このため、上記MTIフィルタの零点
付近では、ドプラ信号成分も振幅が小さくなり、信号対
雑音比が劣化するという問題があった。
一般には、上記MTIフィルタの段数を増加させるこ
と、帰還ループを工夫すること等で低周波数域で急峻な
フィルタ特性にすることは可能である。しかしながら、
例えば、二次元パルスドプラ法では、用いるデータ量が
10〜20サンプル程度であるため、フィルタの段数は多く
できず、また、帰還ループが使用できないといった限界
があり、対策は容易には行えない。
と、帰還ループを工夫すること等で低周波数域で急峻な
フィルタ特性にすることは可能である。しかしながら、
例えば、二次元パルスドプラ法では、用いるデータ量が
10〜20サンプル程度であるため、フィルタの段数は多く
できず、また、帰還ループが使用できないといった限界
があり、対策は容易には行えない。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的
とするところは、従来のパルスドプラ計測装置における
上述の如き問題を解消し、低周波数域で、高い信号対雑
音比で計測が可能なパルスドプラ計測装置を提供するこ
とにある。
とするところは、従来のパルスドプラ計測装置における
上述の如き問題を解消し、低周波数域で、高い信号対雑
音比で計測が可能なパルスドプラ計測装置を提供するこ
とにある。
本発明の上記目的は、所定の時間間隔で超音波パルス
を検査対象に送波して、前記検査対象からの反射信号を
受波信号として得て前記検査対象の速度を求めるパルス
ドプラ計測装置において、前記受波信号の位相信号を検
出する手段と、前記所定時間間隔より長い時間間隔を隔
てて得られた前記位相信号同志の間での相関から、位相
差信号を求める手段と、位相差信号から前記検査対象の
速度を求める手段とを有することを特徴とするパルスド
プラ計測装置によって達成される。
を検査対象に送波して、前記検査対象からの反射信号を
受波信号として得て前記検査対象の速度を求めるパルス
ドプラ計測装置において、前記受波信号の位相信号を検
出する手段と、前記所定時間間隔より長い時間間隔を隔
てて得られた前記位相信号同志の間での相関から、位相
差信号を求める手段と、位相差信号から前記検査対象の
速度を求める手段とを有することを特徴とするパルスド
プラ計測装置によって達成される。
上記“所定の時間間隔より長い時間間隔”は、所定の
時間間隔のｎ倍（ｎは整数）であり、代表的にはｎは２
である。このようなパルスドプラ計測装置においては、
従来の時間間隔Ｔの位相信号同志の相関をとる方式に比
べて、低周波領域での雑音成分が減り、更に、低速領域
での速度計測精度が向上する反面、高速側の計測速度限
界は1/2になる。これを補うため、時間間隔2T（一般的
にはnT）の位相信号同志の相関をとり位相差ベクトルを
得る手段に加えて、時間間隔Ｔの位相信号同志の相関を
とり位相差ベクトルを得る手段をも備え、双方の結果か
ら速度を算出する如く構成したものである。
時間間隔のｎ倍（ｎは整数）であり、代表的にはｎは２
である。このようなパルスドプラ計測装置においては、
従来の時間間隔Ｔの位相信号同志の相関をとる方式に比
べて、低周波領域での雑音成分が減り、更に、低速領域
での速度計測精度が向上する反面、高速側の計測速度限
界は1/2になる。これを補うため、時間間隔2T（一般的
にはnT）の位相信号同志の相関をとり位相差ベクトルを
得る手段に加えて、時間間隔Ｔの位相信号同志の相関を
とり位相差ベクトルを得る手段をも備え、双方の結果か
ら速度を算出する如く構成したものである。
MTIフィルタでは、遅延時間がＴから例えば2Tになる
と、フィルタの周波数特性が、形状が保存されたまま低
域に圧縮されたものとなり、ピークの周波数が1/2Tから
1/4Tとなる。そのため利得が増大し、信号対雑音比の改
善に寄与することになる。また、上記構成によると、所
定の時間間隔より長い時間間隔を隔てて得られた位相信
号同志の間での相関、すなわち自己相関において、相関
処理が、所定の時間間隔をＴ、所定の時間間隔より長い
時間間隔をnTとした場合、nT遅れたドプラ信号との間で
なされることになり、nT時間で測ることによる計測精度
の改善と雑音の相関が減ることによる雑音量の低減作用
がある。ｎは代表的には２であるが、ｎを３、４、……
と大きくすると効果は更に増大する。
と、フィルタの周波数特性が、形状が保存されたまま低
域に圧縮されたものとなり、ピークの周波数が1/2Tから
1/4Tとなる。そのため利得が増大し、信号対雑音比の改
善に寄与することになる。また、上記構成によると、所
定の時間間隔より長い時間間隔を隔てて得られた位相信
号同志の間での相関、すなわち自己相関において、相関
処理が、所定の時間間隔をＴ、所定の時間間隔より長い
時間間隔をnTとした場合、nT遅れたドプラ信号との間で
なされることになり、nT時間で測ることによる計測精度
の改善と雑音の相関が減ることによる雑音量の低減作用
がある。ｎは代表的には２であるが、ｎを３、４、……
と大きくすると効果は更に増大する。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明す
る。
る。
第１図は、本発明の一実施例を示すブロック構成図で
ある。図において、１は位相比較器、２はA/D変換器、
3,4はMTIフィルタ、7,8は自己相関器、9,10は複素加算
器、11−1,11−２は角度検出器、12−1,12−２は除算
器、また13は判別器を示している。
ある。図において、１は位相比較器、２はA/D変換器、
3,4はMTIフィルタ、7,8は自己相関器、9,10は複素加算
器、11−1,11−２は角度検出器、12−1,12−２は除算
器、また13は判別器を示している。
送波間隔Ｔで心臓内の任意の個所に向けて送出された
超音波パルスは、血流により、反射し受信される。受信
した信号が入力端子100に入力されると、位相比較器１
により、ドプラ信号が検出される。検出された信号は、
A/D変換器２により時系列データとなる。この時系列デ
ータをＶ′ｎ（ｎ＝1,2,……）とすれば、Ｖ′ｎは位相
ベクトル（複素数）であり、 Ｖ′ｎ＝Anexp（ｊθｎ） ……（１） がA/D変換器２により出力される。
超音波パルスは、血流により、反射し受信される。受信
した信号が入力端子100に入力されると、位相比較器１
により、ドプラ信号が検出される。検出された信号は、
A/D変換器２により時系列データとなる。この時系列デ
ータをＶ′ｎ（ｎ＝1,2,……）とすれば、Ｖ′ｎは位相
ベクトル（複素数）であり、 Ｖ′ｎ＝Anexp（ｊθｎ） ……（１） がA/D変換器２により出力される。
従来は、このＶ′ｎを、（固定物を除去するため）MT
Iフィルタ３に入力し、自己相関器７により相関演算を
行い、自己相関器７の出力を任意回数（例えば、８〜20
回）、複素加算器により加算した後、角度検出器11−１
により位相差を得て、除算器12−１において位相差をＴ
で除算することにより、ドプラ周波数を得ていた。
Iフィルタ３に入力し、自己相関器７により相関演算を
行い、自己相関器７の出力を任意回数（例えば、８〜20
回）、複素加算器により加算した後、角度検出器11−１
により位相差を得て、除算器12−１において位相差をＴ
で除算することにより、ドプラ周波数を得ていた。
これに対して本実施例に示す装置においては、上記除
算器12−１の出力ωｄと、以下に述える付加部分413に
より得られるドプラ周波数（除算器12−２の出力）
ωｄ′とを得て、判別器13により、どちらか一方を選択
し出力を行うものである。
算器12−１の出力ωｄと、以下に述える付加部分413に
より得られるドプラ周波数（除算器12−２の出力）
ωｄ′とを得て、判別器13により、どちらか一方を選択
し出力を行うものである。
そこで、以下に、上記付加部分413について詳細に説
明する。
明する。
付加部分413中のMTIフィルタ４では、遅延時間が2Tで
ある。第２図に、このMTIフィルタ４と前記MTIフィルタ
３の周波数特性を示した。MTI（2T）フィルタ４では、M
TI（Ｔ）フィルタ３より、利得が増大（斜線部分）す
る。
ある。第２図に、このMTIフィルタ４と前記MTIフィルタ
３の周波数特性を示した。MTI（2T）フィルタ４では、M
TI（Ｔ）フィルタ３より、利得が増大（斜線部分）す
る。
上記MTI（2T）フィルタ４とMTI（Ｔ）フィルタ３と
を、一体的に構成することもできる。第３図にその具体
例を示す。第３図に示したフィルタにおいては、入力端
子300にドプラ信号Vn′が入力されると、出力端子301に
は差分出力Vn: Vn＝Ｖ′n+1−Ｖ′ｎ ……（２） が、出力端子302には、差分出力Un: Un＝Ｖ′n+2−Ｖ′ｎ ……（３） がそれぞれ出力される。これは、最も簡素な構成のうち
の一つである。
を、一体的に構成することもできる。第３図にその具体
例を示す。第３図に示したフィルタにおいては、入力端
子300にドプラ信号Vn′が入力されると、出力端子301に
は差分出力Vn: Vn＝Ｖ′n+1−Ｖ′ｎ ……（２） が、出力端子302には、差分出力Un: Un＝Ｖ′n+2−Ｖ′ｎ ……（３） がそれぞれ出力される。これは、最も簡素な構成のうち
の一つである。
上記差分出力Vnは、自己相関器７に導かれ、最終的に
ドプラ周波数ωｄが得られる。すなわち、自己相関器７
では、Vn+1とＴ時刻遅れたVnの複素共役ベクトルVn＊と
の複素乗算が実施される。自己相関器７の出力をynとす
れば、 yn＝Vn+1・Vn＊ ……（４） であり、ynは複素数加算器９に入力される。
ドプラ周波数ωｄが得られる。すなわち、自己相関器７
では、Vn+1とＴ時刻遅れたVnの複素共役ベクトルVn＊と
の複素乗算が実施される。自己相関器７の出力をynとす
れば、 yn＝Vn+1・Vn＊ ……（４） であり、ynは複素数加算器９に入力される。
第４図（ａ）は以上述べたことを図で示したものであ
る。ドプラ信号がMTIフィルタにより一次差分され、MTI
フィルタの出力を用いて通常の時間Ｔの相関処理によ
り、出力V2V1＊,V3V2＊，……,V9V8＊を得る。
る。ドプラ信号がMTIフィルタにより一次差分され、MTI
フィルタの出力を用いて通常の時間Ｔの相関処理によ
り、出力V2V1＊,V3V2＊，……,V9V8＊を得る。
第１図において、複素加算器９の出力をYiとおけば、 Yi＝Σyn ＝YR＋jYI ……（５） であり、角度検出器11−１の出力をΔθとおけば、 Δθ＝tan-1（YI/YR） ……（６） を得る。ここで、YRは実部、YIは虚部を示している。
除算器12−１は、上記Δθを時間パラメータＴで除算
することにより、ドプラ周波数ωd: を出力する。
することにより、ドプラ周波数ωd: を出力する。
一方、前記差分出力Unは、自己相関器８に導かれる。
自己相関器８は自己相関器７と同一のものであるが、用
い方が少し異なる。すなわち、自己相関器８では、Un+2
と2T時刻遅れたUnの複素共役ベクトルUn＊との複素乗算
が実施される。
自己相関器８は自己相関器７と同一のものであるが、用
い方が少し異なる。すなわち、自己相関器８では、Un+2
と2T時刻遅れたUnの複素共役ベクトルUn＊との複素乗算
が実施される。
自己相関器８の出力をxnとおけば、 xn＝Un+2・Un＊ ……（８） であり、xnは複素数加算器10に入力される。
第４図（ｂ）は、以上述べたことを図で示したもので
ある。ドプラ信号V1′,V2′，……,V10′が2T時刻遅れ
た値との差をとるMTIフィルタにより一次差分され、MTI
出力U1,U2,……,U8を得る。次に、2T遅れた値との自己
相関処理により、相関出力U3U1＊,U4U2＊，……,U8U6＊
を得るものである。
ある。ドプラ信号V1′,V2′，……,V10′が2T時刻遅れ
た値との差をとるMTIフィルタにより一次差分され、MTI
出力U1,U2,……,U8を得る。次に、2T遅れた値との自己
相関処理により、相関出力U3U1＊,U4U2＊，……,U8U6＊
を得るものである。
第４図（ａ）との違いは、MTIフィルタ，自己相関両
方において、2T遅れた値を用いることにある。従来（第
４図（ａ））、８回の自己相関出力の加算に必要なデー
タ量はV1′〜V10′,9Tであった同一データ量で可能な新
方式（第４図（ｂ））の自己相関出力の加算回数は６回
となる。しかし、第５図に示す如く、本実施例に示すMT
I（2T）のフィルタ特性は、従来のMTI（Ｔ）の特性に比
べて、低周波数領域で、斜線で示される部分の利得が改
善（最大約5.7dB）される。
方において、2T遅れた値を用いることにある。従来（第
４図（ａ））、８回の自己相関出力の加算に必要なデー
タ量はV1′〜V10′,9Tであった同一データ量で可能な新
方式（第４図（ｂ））の自己相関出力の加算回数は６回
となる。しかし、第５図に示す如く、本実施例に示すMT
I（2T）のフィルタ特性は、従来のMTI（Ｔ）の特性に比
べて、低周波数領域で、斜線で示される部分の利得が改
善（最大約5.7dB）される。
第１図において、複素加算器10の出力をXiとおけば、 Xi＝Σxn ＝XR＋jXI ……（９） であり、角度検出器11−２の出力をΔθ′とおけば、 Δθ′＝tan-1（XI/XR） ……（10） を得る。ここで、XRは実部、XIは虚部を示している。
除算器12−２は、上記Δθ′を時間パラメータ2Tで除
算することにより、ドプラ周波数ωｄ′： を出力する。
算することにより、ドプラ周波数ωｄ′： を出力する。
位相差Δθ′は第６図に示す如く、時間パラメータ2T
で測ることになるので、同一速度に対して位相差Δθに
比べて２倍の角度回転する。このため、Ｔで測るΔθよ
り正確である。また、雑音に対しても相関量が減り、有
利である。但し、測定限界はωｄは±π/T、ωｄ′は±
π/2Tとなる。
で測ることになるので、同一速度に対して位相差Δθに
比べて２倍の角度回転する。このため、Ｔで測るΔθよ
り正確である。また、雑音に対しても相関量が減り、有
利である。但し、測定限界はωｄは±π/T、ωｄ′は±
π/2Tとなる。
前記判別器13では、上記ωｄとωｄ′とから判別アル
ゴリズムにより、どちらか一方を選択する。以下、判別
アルゴリズムについて、第７図を用いて説明する。
ゴリズムにより、どちらか一方を選択する。以下、判別
アルゴリズムについて、第７図を用いて説明する。
まず、位相差Δθの絶対値がπ/2以上かどうか、すな
わち、｜Δθ｜＞π/2かどうかを判定する（ステップ5
1）。真（Yes）の場合、Δθ/Tをωｄとする（ステップ
52）。また、偽（No）の場合は、Δθ′/2T（＝
ωｄ′）をωｄとする（ステップ53）。出力端子200か
らは、判別器13により、従来より正確なドプラ周波数ω
ｄが出力される。一方、出力端子201からは、従来通り
のドプラ周波数ωｄが出力される。
わち、｜Δθ｜＞π/2かどうかを判定する（ステップ5
1）。真（Yes）の場合、Δθ/Tをωｄとする（ステップ
52）。また、偽（No）の場合は、Δθ′/2T（＝
ωｄ′）をωｄとする（ステップ53）。出力端子200か
らは、判別器13により、従来より正確なドプラ周波数ω
ｄが出力される。一方、出力端子201からは、従来通り
のドプラ周波数ωｄが出力される。
上記実施例においては、付加部分413として、時間パ
ラメータを2Tとした例を説明した。時間パラメータは2T
に限らず、3T,4T,……と一般にはmT（m:3以上の整数）
で、同様の効果を得ることができる。その場合には、第
１図におけるMTIフィルタ4,自己相関器８の遅延素子6,
除算器12−２における時間パラメータ2Tを、mTに変更す
る。また、先に第７図に示した判別アルゴリズムとして
は、まず、位相差Δθの絶対値がπ/m以上か否か、すな
わち、｜Δθ｜≧π/mか否かを判定する（ステップ51に
対応する）。真（Yes）の場合にはΔθ/Tをωｄとする
（ステップ52に対応する）。また、偽（No）の場合に
は、Δθ′/mT（＝ωｄ′）をωｄとする（ステップ53
に対応する）。
ラメータを2Tとした例を説明した。時間パラメータは2T
に限らず、3T,4T,……と一般にはmT（m:3以上の整数）
で、同様の効果を得ることができる。その場合には、第
１図におけるMTIフィルタ4,自己相関器８の遅延素子6,
除算器12−２における時間パラメータ2Tを、mTに変更す
る。また、先に第７図に示した判別アルゴリズムとして
は、まず、位相差Δθの絶対値がπ/m以上か否か、すな
わち、｜Δθ｜≧π/mか否かを判定する（ステップ51に
対応する）。真（Yes）の場合にはΔθ/Tをωｄとする
（ステップ52に対応する）。また、偽（No）の場合に
は、Δθ′/mT（＝ωｄ′）をωｄとする（ステップ53
に対応する）。
これにより、低速度の血流に対して、従来より正確な
測定が可能になる。
測定が可能になる。
第８図は、第１図のMTIフィルタ3,4においてフィルタ
の段数を２次にしたとき、自己相関器7,8の出力を得る
過程を示す図である。MTI2次フィルタは、具体的には、
前述の第３図における遅延素子341,342を、Ｔから2Tの
ものに変更することで実現可能である。相関値を得るま
での過程は、第４図で説明したのと同様である。
の段数を２次にしたとき、自己相関器7,8の出力を得る
過程を示す図である。MTI2次フィルタは、具体的には、
前述の第３図における遅延素子341,342を、Ｔから2Tの
ものに変更することで実現可能である。相関値を得るま
での過程は、第４図で説明したのと同様である。
第８図（ａ）において、自己相関値の８回加算に必要
となるドプラ信号データは、V1′,V2′，……,V11′で
あり、時間長は10Tである。ドプラ信号は、Ｔ時刻遅れ
た値と差をとるMTI2次フィルタにより２次差分され、MT
I出力を得る。MTI出力値は、Ｔ時刻遅れた値との自己相
関処理により、相関出力V2V1＊,V3V2＊，……,V9V8＊を
得る。これは従来と同じものである。
となるドプラ信号データは、V1′,V2′，……,V11′で
あり、時間長は10Tである。ドプラ信号は、Ｔ時刻遅れ
た値と差をとるMTI2次フィルタにより２次差分され、MT
I出力を得る。MTI出力値は、Ｔ時刻遅れた値との自己相
関処理により、相関出力V2V1＊,V3V2＊，……,V9V8＊を
得る。これは従来と同じものである。
付加部分413における処理過程は、第８図（ｂ）に示
されている。従来部分と同じドプラ信号データV1′,
V2′，……,V11′を用いてできる自己相関値の個数は６
個であることが分かる。加算回数６回の場合は、これら
６個の相関出力を用いれば良い。更に、加算回路を７回
にしたいときは、第８図（ｂ）に示す如く、V12′を加
えて、V1′〜V12′のデータが必要である。
されている。従来部分と同じドプラ信号データV1′,
V2′，……,V11′を用いてできる自己相関値の個数は６
個であることが分かる。加算回数６回の場合は、これら
６個の相関出力を用いれば良い。更に、加算回路を７回
にしたいときは、第８図（ｂ）に示す如く、V12′を加
えて、V1′〜V12′のデータが必要である。
第８図（ａ）との違いは、MTI2次フィルタで2T時刻遅
れた値との２次差分を実施すること、更に、自己相関処
理において、2T時刻遅れた値と相関処理を実施すること
である。本実施例の効果については、第４図について説
明したのと同様に、低周波数域において、MTI（2T）フ
ィルタは、MTI（Ｔ）フィルタに比べて利得が改善され
る（最大約10.6dB）。第９図にその状況を示す。
れた値との２次差分を実施すること、更に、自己相関処
理において、2T時刻遅れた値と相関処理を実施すること
である。本実施例の効果については、第４図について説
明したのと同様に、低周波数域において、MTI（2T）フ
ィルタは、MTI（Ｔ）フィルタに比べて利得が改善され
る（最大約10.6dB）。第９図にその状況を示す。
第１図においては、時間パラメータＴにより得たドプ
ラ周波数と、時間パラメータ2Tにより得たドプラ周波数
とを判別・選択することにより、より正確なドプラ周波
数を得る例を示した。これに変えて、時間パラメータＴ
により得た位相差Δθはドプラ周波数の算出には用いず
高速領域で生ずる時間パラメータ2Tにより得た位相差Δ
θ′の不確定性を補う補正に用いるようにすることもで
きる。
ラ周波数と、時間パラメータ2Tにより得たドプラ周波数
とを判別・選択することにより、より正確なドプラ周波
数を得る例を示した。これに変えて、時間パラメータＴ
により得た位相差Δθはドプラ周波数の算出には用いず
高速領域で生ずる時間パラメータ2Tにより得た位相差Δ
θ′の不確定性を補う補正に用いるようにすることもで
きる。
第10図は、その例を示すものであり、図中、記号１〜
11−１および11−２は、先に第１図に示したと同じ構成
要素を示している。すなわち、時間間隔Ｔでサンプルさ
れた反射波の位相信号は、MTIフィルタ３を通過して自
己相関器７により順次相関がとられ、これにより得られ
る位相差ベクトルの角度、つまり位相差Δθが角度検出
器11−１により得られる。また、上記位相信号のうち、
時間間隔2Tのもの同志の相関が、自己相関器８によりと
られ、これにより得られる位相差ベクトルの角度、つま
り位相差Δθ′が角度検出器11−２により得られる。
11−１および11−２は、先に第１図に示したと同じ構成
要素を示している。すなわち、時間間隔Ｔでサンプルさ
れた反射波の位相信号は、MTIフィルタ３を通過して自
己相関器７により順次相関がとられ、これにより得られ
る位相差ベクトルの角度、つまり位相差Δθが角度検出
器11−１により得られる。また、上記位相信号のうち、
時間間隔2Tのもの同志の相関が、自己相関器８によりと
られ、これにより得られる位相差ベクトルの角度、つま
り位相差Δθ′が角度検出器11−２により得られる。
同一速度に対して、位相差Δθ′はΔθの２倍となる
ので、Δθがπ/2以上のとき、もしくは、−π/2以下の
ときは、Δθ′の真の値はそれぞれ、π以上、もしく
は、−π以下となる。
ので、Δθがπ/2以上のとき、もしくは、−π/2以下の
ときは、Δθ′の真の値はそれぞれ、π以上、もしく
は、−π以下となる。
従って、このようなときには、 により、角度を算出する前述の角度検出器11−２ではΔ
θ′の真の値を出力しない。そこで、Δθの値を象限判
別器15に入力し、この値が−π/2からπ/2までの間か、
それを越える値かを判別する。一方、角度補正器16は、
上述の判別出力により、Δθ′の値を補正してΔθ″の
値を得る。Δθ′とΔθ″の関係は、次の通りである。
θ′の真の値を出力しない。そこで、Δθの値を象限判
別器15に入力し、この値が−π/2からπ/2までの間か、
それを越える値かを判別する。一方、角度補正器16は、
上述の判別出力により、Δθ′の値を補正してΔθ″の
値を得る。Δθ′とΔθ″の関係は、次の通りである。
このΔθ″の値は、Δθが−π〜πの範囲を越えない
限り、時間間隔2Tによる反射信号の位相回転を正しく表
わすので、除算器12により、次式に基づいて、ドプラ周
波数ωｄを得る。
限り、時間間隔2Tによる反射信号の位相回転を正しく表
わすので、除算器12により、次式に基づいて、ドプラ周
波数ωｄを得る。
ωｄ＝Δθ″/2T これにより、第１図に示した例と全く同様に、低速領域
での信号対雑音比を高めて、速度計測範囲を広げ、か
つ、Δθの利用により、高速領域での速度計測限界を従
来と同等の範囲まで有する、ドプラ計測装置が実現でき
る。
での信号対雑音比を高めて、速度計測範囲を広げ、か
つ、Δθの利用により、高速領域での速度計測限界を従
来と同等の範囲まで有する、ドプラ計測装置が実現でき
る。
また、第11図に示す実施例においては、更に、時間パ
ラメータT,2T,3T,……,nTにより、並行して同時に、ド
プラ周波数を得る例を示す。
ラメータT,2T,3T,……,nTにより、並行して同時に、ド
プラ周波数を得る例を示す。
時間パラメータ3T,……,nTによりドプラ周波数を得る
処理は、時間パラメータ2Tによりドプラ周波数を得る処
理と同様のものである。付加部分418の各回路の構成
は、同じものを複数個使用する。このとき、最終的なド
プラ周波数としては、例えば、多数決による判定が、判
定器130により実行される。
処理は、時間パラメータ2Tによりドプラ周波数を得る処
理と同様のものである。付加部分418の各回路の構成
は、同じものを複数個使用する。このとき、最終的なド
プラ周波数としては、例えば、多数決による判定が、判
定器130により実行される。
第11図に示した実施例では、付加部分418の各回路のM
TIフィルタとして、時間パラメータを2T,3T,……,nTと
したものを使用しているが、MTIフィルタとしては、基
本回路内の時間パラメータＴのものを用い、その出力を
遅延素子6,……,106を介して自己相関器8,……,108に入
力するように構成しても良い。
TIフィルタとして、時間パラメータを2T,3T,……,nTと
したものを使用しているが、MTIフィルタとしては、基
本回路内の時間パラメータＴのものを用い、その出力を
遅延素子6,……,106を介して自己相関器8,……,108に入
力するように構成しても良い。
また、上記実施例においては、判定器130により、多
数決による判定が実行される場合を示したが、判定器と
しては、この他にも、例えば、第12図に示す如く、各時
間パラメータT,2T,3T,……,nTで得られるドプラ周波数
を加算平均する方式のものも使用できる。この場合は、
各角度検出器11−3,……111−３（ｎ個）により出力さ
れる補正されたドプラ位相角Δθ1,Δθ2,……，Δθｎ
を、加算機能を有する判別器が、加算平均処理する。上
記各角度検出器11−3,……111−３における角度補正
は、角度検出器11−2,……,111−２における各出力をΔ
θ１′，Δθ２′，……，Δθｎ′とすれば、 の如く補正処理が実行される。加算平均されたドプラ位
相角は、除算器12−１に入力されドプラ周波数が得られ
る。
数決による判定が実行される場合を示したが、判定器と
しては、この他にも、例えば、第12図に示す如く、各時
間パラメータT,2T,3T,……,nTで得られるドプラ周波数
を加算平均する方式のものも使用できる。この場合は、
各角度検出器11−3,……111−３（ｎ個）により出力さ
れる補正されたドプラ位相角Δθ1,Δθ2,……，Δθｎ
を、加算機能を有する判別器が、加算平均処理する。上
記各角度検出器11−3,……111−３における角度補正
は、角度検出器11−2,……,111−２における各出力をΔ
θ１′，Δθ２′，……，Δθｎ′とすれば、 の如く補正処理が実行される。加算平均されたドプラ位
相角は、除算器12−１に入力されドプラ周波数が得られ
る。
第12図に示した実施例においては、前述の如くMTIフ
ィルタ3,4,……,104遅延時間をすべてＴとして、自己相
関処理のみの時間パラメータを2T,3T,……,nTとしてい
る。なお、この例では、MTIフィルタとして、従来構成
と同一のものが使用でき、相関処理部分の変更のみで第
11図に示したものと同様な計測精度の改善と雑音の低減
効果がある。また、第１図もしくは第10図に示した実施
例においても、MTIフィルタ４を用いず、遅延時間ＴのM
TIフィルタの出力を自己相関器８に入力しても良いこと
は勿論である。
ィルタ3,4,……,104遅延時間をすべてＴとして、自己相
関処理のみの時間パラメータを2T,3T,……,nTとしてい
る。なお、この例では、MTIフィルタとして、従来構成
と同一のものが使用でき、相関処理部分の変更のみで第
11図に示したものと同様な計測精度の改善と雑音の低減
効果がある。また、第１図もしくは第10図に示した実施
例においても、MTIフィルタ４を用いず、遅延時間ＴのM
TIフィルタの出力を自己相関器８に入力しても良いこと
は勿論である。
以上述べた如く、本発明によれば、低周波数域で、高
い信号対雑音比でドプラ周波数計測が可能であり、以っ
て、低速領域での速度計測精度を大きく向上させ、低速
領域の速度計測限界を広げたドプラ計測装置を実現でき
るという顕著な効果を奏するものである。
い信号対雑音比でドプラ周波数計測が可能であり、以っ
て、低速領域での速度計測精度を大きく向上させ、低速
領域の速度計測限界を広げたドプラ計測装置を実現でき
るという顕著な効果を奏するものである。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック構成図、第２
図はMTIフィルタの周波数特性を示す図、第３図は実施
例のMTIフィルタの構成例を示す図、第４図（ａ）
（ｂ）は実施例の処理過程を示す図、第５図は同周波数
特性を示す図、第６図は位相差を示す図、第７図は判別
アルゴリズムを示す図、第８図（ａ）（ｂ）は他の実施
例の処理過程を示す図、第９図は同周波数特性を示す
図、第10図〜第12図は更に他の実施例を示すブロック構
成図である。 1:位相比較器、2:A/D変換器、3,4,‥‥,104:MTIフィル
タ、5,6,‥‥,106:遅延素子、7,8,‥‥,108:自己相関
器、9,10,‥‥,110:複素加算器、11−1,11−2,‥‥,111
−2:角度検出器、11−3,‥‥,111−3:角度補正器、12−
1,12−2,‥‥,112−2:除算器、13,130:判別器、131:判
別器および加算平均器、413,418および419:付加部分。
図はMTIフィルタの周波数特性を示す図、第３図は実施
例のMTIフィルタの構成例を示す図、第４図（ａ）
（ｂ）は実施例の処理過程を示す図、第５図は同周波数
特性を示す図、第６図は位相差を示す図、第７図は判別
アルゴリズムを示す図、第８図（ａ）（ｂ）は他の実施
例の処理過程を示す図、第９図は同周波数特性を示す
図、第10図〜第12図は更に他の実施例を示すブロック構
成図である。 1:位相比較器、2:A/D変換器、3,4,‥‥,104:MTIフィル
タ、5,6,‥‥,106:遅延素子、7,8,‥‥,108:自己相関
器、9,10,‥‥,110:複素加算器、11−1,11−2,‥‥,111
−2:角度検出器、11−3,‥‥,111−3:角度補正器、12−
1,12−2,‥‥,112−2:除算器、13,130:判別器、131:判
別器および加算平均器、413,418および419:付加部分。
フロントページの続き (72)発明者 石川 静夫 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (56)参考文献 特開 昭62−204734（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−119929（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) A61B 8/00 - 8/15
Claims (6)
- 【請求項１】所定の等しい時間間隔Ｔで超音波パルスを
検査対象に送波して、前記検査対象からの反射信号を受
波信号として求めて前記検査対象の速度を求めるパルス
ドプラ計測装置において、前記受波信号位相を検出し、
前記時間間隔Ｔ毎に位相ベクトルを求める手段と、前記
時間間隔Ｔ毎の前記位相ベクトル同志の間での相関か
ら、第１の位相差ベクトルを求める第１の手段と、前記
時間間隔Ｔ毎の前記位相ベクトルのうち、時間間隔がnT
（ｎは２以上の整数）である前記位相ベクトル同志の間
での相関から、第２の位相差ベクトルを求める第２の手
段と、前記第１の位相差ベクトルの角度の絶対値がπ/n
以上であるとき、前記第１の位相差ベクトルの角度から
求める前記検査対象の速度を表わす信号を、前記第１の
位相差ベクトルの角度の絶対値がπ/n未満であるとき、
前記第２の位相差ベクトルの角から求める前記検査対象
の速度を表わす信号を、選択する選択手段とを有するこ
とを特徴とするパルスドプラ計測装置。 - 【請求項２】請求項１に記載のパルスドプラ計測装置に
おいて、前記第１の手段は、遅延時間ＴのMTIフィルタ
を含み該MTIフィルタの出力から前記第１の位相差ベク
トルを求め、前記第２の手段は遅延時間nTのMTIフィル
タを含み該MTIフィルタの出力から前記第２の位相差ベ
クトルを求めることを特徴とするパルスドプラ計測装
置。 - 【請求項３】所定の等しい時間間隔Ｔで超音波パルスを
検査対象に送波して、前記検査対象からの反射信号を受
波信号として求めて前記検査対象の速度を求めるパルス
ドプラ計測装置において、前記受波信号の位相を検出
し、前記時間間隔Ｔ毎に位相ベクトルを求める手段と、
前記時間間隔Ｔ毎の前記位相ベクトル同志の間での相関
から、第１の位相差ベクトルを求め、該第１の位相差ベ
クトルの角度Δθを求める第１の手段と、前記時間間隔
Ｔ毎の前記位相ベクトルのうち、時間間隔が2Tである前
記位相ベクトル同志の間での相関から、第２の位相差ベ
クトルを求め、該第２の位相差ベクトルの角度Δθ′を
求める第２の手段と、前記第１の位相差ベクトルΔθの
角度に応じて、 （−π/2）≦Δθ≦（π/2）のとき、Δθ″＝Δθ′、 Δθ＞（π/2）のとき、Δθ″＝Δθ′＋２π、 Δθ＜（−π/2）のとき、Δθ″＝Δθ′−２π、 に従い、前記第２の位相差ベクトルの角度Δθ′を補正
し、該補正が行なわれた角度Δθ″から、前記検査対象
の速度を求める手段とを有することを特徴とするパルス
ドプラ計測装置。 - 【請求項４】請求項３に記載のパルスドプラ計測装置に
おいて、前記１の手段は、遅延時間ＴのMTIフィルタを
含み該MTIフィルタの出力から前記第１の位相差ベクト
ルを求め、前記第２の手段は遅延時間2TのMTIフィルタ
を含み該MTIフィルタの出力から前記第２の位相差ベク
トルを求めることを特徴とするパルスドプラ計測装置。 - 【請求項５】所定の等しい時間間隔Ｔで超音波パルスを
検査対象に送波して、前記検査対象からの反射信号を受
波信号として求めて前記検査対象の速度を求めるパルス
ドプラ計測装置において、前記受波信号の位相を検出
し、前記時間間隔Ｔ毎に位相ベクトルを求める手段と、
前記時間間隔Ｔ毎の前記位相ベクトルのうち、時間間隔
がmT（ｍ＝1,2,……,n:nは整数）である前記位相ベクト
ル同志の間での相関から、各ｍの値毎に並行して位相差
ベクトルをそれぞれ求める手段と、前記位相差ベクトル
のそれぞれ角度を、前記時間間隔mT（ｍ＝1,2,……,n:n
は整数）でそれぞれ除算した結果を平均して前記検査対
象の速度を求める手段と、を有することを特徴とするパ
ルスドプラ計測装置。 - 【請求項６】請求項５に記載のパルスドプラ計測装置に
おいて、 前記位相差ベクトルを求める手段は、遅延時間kT（ｋ＝
1:又はｋ＝1,2,……,n:nは整数）のMTIフィルタを含
み、該MTIフィルタの出力から前記位相差ベクトルを求
めることを特徴とするパルスドプラ計測装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63195038A JP2797327B2 (ja) | 1988-08-04 | 1988-08-04 | パルスドプラ計測装置 |
| US07/369,656 US4905206A (en) | 1988-06-22 | 1989-06-20 | Ultrasonic doppler flow meter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63195038A JP2797327B2 (ja) | 1988-08-04 | 1988-08-04 | パルスドプラ計測装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0245043A JPH0245043A (ja) | 1990-02-15 |
| JP2797327B2 true JP2797327B2 (ja) | 1998-09-17 |
Family
ID=16334508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63195038A Expired - Fee Related JP2797327B2 (ja) | 1988-06-22 | 1988-08-04 | パルスドプラ計測装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2797327B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60119929A (ja) * | 1983-12-05 | 1985-06-27 | アロカ株式会社 | 超音波診断装置 |
| JPS62204734A (ja) * | 1986-03-04 | 1987-09-09 | アロカ株式会社 | 超音波ドプラ診断装置 |
-
1988
- 1988-08-04 JP JP63195038A patent/JP2797327B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0245043A (ja) | 1990-02-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |