JP2734181B2 - チャージ・ポンプ - Google Patents
チャージ・ポンプInfo
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C16/00—Erasable programmable read-only memories
- G11C16/02—Erasable programmable read-only memories electrically programmable
- G11C16/06—Auxiliary circuits, e.g. for writing into memory
- G11C16/30—Power supply circuits
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/205—Substrate bias-voltage generators
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
- H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、一般的にチャージポンプに関し、さらに詳
しくは、別の発振器を要しない帰還回路によって構成さ
れるチャージポンプに関する。
しくは、別の発振器を要しない帰還回路によって構成さ
れるチャージポンプに関する。
（従来技術） 今日の集積回路（IC）の多くは、特定の機能を果たす
ために多重内部電源電圧を必要とする。一つの例では、
RS232型の通信用ICは、通信の前に標準５ボルト信号を1
0ボルト信号を変換するために、５ボルトと10ボルトの
両方の電源を使用する。別の例では、MOSE2PROMIC（電
気的に消去及びプログラム可能読取り専用メモリである
金属酸化半導体）は、標準の読取りを動作するのに５ボ
ルト電源のみを使用するが、書き込みサイクルを実行す
るために、メモリ・セル・トランジスタのゲートは、一
般的に20ボルトの第２電源電圧を必要とする。むしろ一
般的なことであるが、先の例で述べたように、第２供給
電源の大きさは一次電源電圧よりも大きく、したがっ
て、前者は後者から容易に得られない。さらに、切り離
された回路の要求を満たすためだけに、ICピンを割り当
ててこれに外部電源電圧を供給することは、通常価格的
に有効ではない。したがって、上述したICでは、特定の
機能を果たすため、一般的に外部から供給された一次電
源電圧から２次電圧を内部的に発生するチャージ・ポン
プを内蔵している。
ために多重内部電源電圧を必要とする。一つの例では、
RS232型の通信用ICは、通信の前に標準５ボルト信号を1
0ボルト信号を変換するために、５ボルトと10ボルトの
両方の電源を使用する。別の例では、MOSE2PROMIC（電
気的に消去及びプログラム可能読取り専用メモリである
金属酸化半導体）は、標準の読取りを動作するのに５ボ
ルト電源のみを使用するが、書き込みサイクルを実行す
るために、メモリ・セル・トランジスタのゲートは、一
般的に20ボルトの第２電源電圧を必要とする。むしろ一
般的なことであるが、先の例で述べたように、第２供給
電源の大きさは一次電源電圧よりも大きく、したがっ
て、前者は後者から容易に得られない。さらに、切り離
された回路の要求を満たすためだけに、ICピンを割り当
ててこれに外部電源電圧を供給することは、通常価格的
に有効ではない。したがって、上述したICでは、特定の
機能を果たすため、一般的に外部から供給された一次電
源電圧から２次電圧を内部的に発生するチャージ・ポン
プを内蔵している。
従来のチャージポンプは、一般的にオープン・ループ
を動作させ、バッファに接続された固定周波発振器によ
って構成され、後者のバッファは、発振器からのＨとＬ
の信号に応答してポンプのコンデンサを介して電流を取
り出してこれを溜める。第１および第２切り換えダイオ
ードは、電源Vccと出力端子間に直列に接続される。ポ
ンプ・コンデンサは、また第１および第２切り換えダイ
オードの相互接続点に接続される。負荷および濾波コン
デンサは、第２切り換えダイオードのカソードでチャー
ジ・ポンプの出力に接続される。
を動作させ、バッファに接続された固定周波発振器によ
って構成され、後者のバッファは、発振器からのＨとＬ
の信号に応答してポンプのコンデンサを介して電流を取
り出してこれを溜める。第１および第２切り換えダイオ
ードは、電源Vccと出力端子間に直列に接続される。ポ
ンプ・コンデンサは、また第１および第２切り換えダイ
オードの相互接続点に接続される。負荷および濾波コン
デンサは、第２切り換えダイオードのカソードでチャー
ジ・ポンプの出力に接続される。
従来のチャージ・ポンプのエネルギ転送サイクルは、
充電段階および放電段階の２つの明確な段階によって構
成される。充電段階の期間中、発振器の出力信号はＬで
あり、これはバッファに第１切り換えダイオードを介し
てVccからの電流を蓄えさせ、これによってポンプ・コ
ンデンサ内にエネルギを貯蔵する。第２切り換えダイオ
ードは、充電段階の期間中逆にバイアスされ、したがっ
て、負荷は濾波コンデンサ内に蓄えられたエネルギの一
部を消費し、出力電力を減衰させる。バッファは電流を
蓄え続け、発振器の出力信号によってＨを切り換え放電
段階を開始するまでポンプ・コンデンサのエネルギ水準
を最大の水準にまで高め、これによってバッファはポン
プ・コンデンサと第２切り換えダイオードを介して電流
を取り出し、エネルギをポンプ・コンデンサから濾波コ
ンデンサと負荷に転送する。第１切換えダイオードは、
放電段階の期間中逆にバイアスされ、Vccを負荷から絶
縁する。バッファは、発振器の出力信号が再び状態を変
化させてエネルギー転送サイクルを完了するまで電流を
取り出し続ける。負荷がチャージ・ポンプのエネルギー
転送容量よりも少ないエネルギを消費すると仮定すれ
ば、出力電圧は、理論的に負荷によって決まる水準に保
持され、Vccの２倍マイナス第１および第２切り換えダ
イオードの両端の電位に接近する。
充電段階および放電段階の２つの明確な段階によって構
成される。充電段階の期間中、発振器の出力信号はＬで
あり、これはバッファに第１切り換えダイオードを介し
てVccからの電流を蓄えさせ、これによってポンプ・コ
ンデンサ内にエネルギを貯蔵する。第２切り換えダイオ
ードは、充電段階の期間中逆にバイアスされ、したがっ
て、負荷は濾波コンデンサ内に蓄えられたエネルギの一
部を消費し、出力電力を減衰させる。バッファは電流を
蓄え続け、発振器の出力信号によってＨを切り換え放電
段階を開始するまでポンプ・コンデンサのエネルギ水準
を最大の水準にまで高め、これによってバッファはポン
プ・コンデンサと第２切り換えダイオードを介して電流
を取り出し、エネルギをポンプ・コンデンサから濾波コ
ンデンサと負荷に転送する。第１切換えダイオードは、
放電段階の期間中逆にバイアスされ、Vccを負荷から絶
縁する。バッファは、発振器の出力信号が再び状態を変
化させてエネルギー転送サイクルを完了するまで電流を
取り出し続ける。負荷がチャージ・ポンプのエネルギー
転送容量よりも少ないエネルギを消費すると仮定すれ
ば、出力電圧は、理論的に負荷によって決まる水準に保
持され、Vccの２倍マイナス第１および第２切り換えダ
イオードの両端の電位に接近する。
実用上、従来のチャージ・ポンプは、発振器の期間と
ポンプ・コンデンサの充電速度との間のオープンループ
・タイミングのミスマッチに敏感であり、後者はバッフ
ァの電流駆動容量、ポンプ・コンデンサの値、およびし
ばしば動的であり予測困難な負荷状態によって決まる。
もし充電サイクルに配分された時間が長すぎれば、すな
わち、発振器の周波数が低すぎたり、デューティ・サイ
クルが大きすぎれば、ポンプ・コンデンサはその最大値
に充電され、これに発振器が状態を変化させるのを待つ
を休止期間が続く。休止期間によって濾波コンデンサの
過放電が行われ、しばしば許容できない出力電圧の低下
を引き起こす。発振器の期間が短かすぎたり、バッファ
がポンプ・コンデンサを最大値まで充電するのに十分な
時間を有さない場合、平均出力電圧が低下し、負荷に使
用可能な電力を減少するかもしれない。理想的には、発
振器の２つの状態の持続時間は、ポンプ・コンデンサを
充電するのと放電するのに要する時間に等しい。
ポンプ・コンデンサの充電速度との間のオープンループ
・タイミングのミスマッチに敏感であり、後者はバッフ
ァの電流駆動容量、ポンプ・コンデンサの値、およびし
ばしば動的であり予測困難な負荷状態によって決まる。
もし充電サイクルに配分された時間が長すぎれば、すな
わち、発振器の周波数が低すぎたり、デューティ・サイ
クルが大きすぎれば、ポンプ・コンデンサはその最大値
に充電され、これに発振器が状態を変化させるのを待つ
を休止期間が続く。休止期間によって濾波コンデンサの
過放電が行われ、しばしば許容できない出力電圧の低下
を引き起こす。発振器の期間が短かすぎたり、バッファ
がポンプ・コンデンサを最大値まで充電するのに十分な
時間を有さない場合、平均出力電圧が低下し、負荷に使
用可能な電力を減少するかもしれない。理想的には、発
振器の２つの状態の持続時間は、ポンプ・コンデンサを
充電するのと放電するのに要する時間に等しい。
このため、バッファの駆動方向が各充電および放電段
階が終了したことを検出した場合に反転され、発振器と
ポンプ・コンデンサとの間の周波数とデューティ・サイ
クルのタイミングのミスマッチを実質的に除去し、負荷
に使用可能な電力を増加するように、フィードバックを
有する改良されたチャージ・ポンプに対する必要性があ
る。
階が終了したことを検出した場合に反転され、発振器と
ポンプ・コンデンサとの間の周波数とデューティ・サイ
クルのタイミングのミスマッチを実質的に除去し、負荷
に使用可能な電力を増加するように、フィードバックを
有する改良されたチャージ・ポンプに対する必要性があ
る。
（発明の概要） したがって、本発明の１つの目的は、改良されたチャ
ージ・ポンプを提供することである。
ージ・ポンプを提供することである。
本発明の他の目的は、フィードバック回路を有する改
良されたチャージ・ポンプを提供することである。
良されたチャージ・ポンプを提供することである。
本発明のさらに他の目的は、別の発振器を必要としな
いフィードバック回路を有する改良されたチャージ・ポ
ンプを提供することである。
いフィードバック回路を有する改良されたチャージ・ポ
ンプを提供することである。
本発明のさらに他の目的は、フィードバック回路が出
力信号の所定の第１および第２しきい値を検出した場合
に、バッファの駆動方向を交互に変更する改良されたチ
ャージ・ポンプを提供することである。
力信号の所定の第１および第２しきい値を検出した場合
に、バッファの駆動方向を交互に変更する改良されたチ
ャージ・ポンプを提供することである。
さらに他の目的は、所定の第１および第２しきい値が
充電および放電段階の終了に対応する改良されたチャー
ジ・ポンプを提供することである。
充電および放電段階の終了に対応する改良されたチャー
ジ・ポンプを提供することである。
上記およびその他の目的にしたがって、動作電位の発
生源と出力端子との間に直列に接続された第１および第
２切り換えダイオードによって構成されるチャージ・ポ
ンプが提供される。コンデンサは、第１切り換えダイオ
ードと第２切り換えダイオードとの間に接続された第１
端子および動的信号の発生するバッファの出力に接続さ
れた第２端子を有する。フィードバック回路は、バッフ
ァの入力と出力との間に接続され、動的信号の所定の第
１および第２水準に応答して駆動方向を交互に変更し、
交互に切り換わるフィードバック回路とポンプ・コンデ
ンサとの間の周波数とデューティ・サイクルのタイミン
グのミスマッチを実質的に除去する。
生源と出力端子との間に直列に接続された第１および第
２切り換えダイオードによって構成されるチャージ・ポ
ンプが提供される。コンデンサは、第１切り換えダイオ
ードと第２切り換えダイオードとの間に接続された第１
端子および動的信号の発生するバッファの出力に接続さ
れた第２端子を有する。フィードバック回路は、バッフ
ァの入力と出力との間に接続され、動的信号の所定の第
１および第２水準に応答して駆動方向を交互に変更し、
交互に切り換わるフィードバック回路とポンプ・コンデ
ンサとの間の周波数とデューティ・サイクルのタイミン
グのミスマッチを実質的に除去する。
（実施例） 第１図は、従来の集積回路工程を使用してモノリシッ
ク集積回路の形態で製造するのに適したチャージ・ポン
プ10を示す。チャージ・ポンプ10は、それぞれ第１およ
び第２入力を有すると共に双安定回路16に別個に接続さ
れた出力を有する比較器12,14を有する。比較器12,14の
第１入力はそれぞれ入力18,20に接続され、これらに対
して第１および第２基準電位が印加される。バッファ22
は、双安定回路16の出力信号に応答し、ポンプ・コンデ
ンサ24を介して電流を取り込んで蓄え、ポンプ・コンデ
ンサ24はノード26,28との間に接続される。ノード28
は、コンデンサ12,14の第２入力にも接続される。ダイ
オード30,32は、電力供給導体34と出力との間に直列に
接続され、これを流れる電流を切換える。濾波コンデン
サ38と負荷40、または他の使用手段は出力36に接続され
る。
ク集積回路の形態で製造するのに適したチャージ・ポン
プ10を示す。チャージ・ポンプ10は、それぞれ第１およ
び第２入力を有すると共に双安定回路16に別個に接続さ
れた出力を有する比較器12,14を有する。比較器12,14の
第１入力はそれぞれ入力18,20に接続され、これらに対
して第１および第２基準電位が印加される。バッファ22
は、双安定回路16の出力信号に応答し、ポンプ・コンデ
ンサ24を介して電流を取り込んで蓄え、ポンプ・コンデ
ンサ24はノード26,28との間に接続される。ノード28
は、コンデンサ12,14の第２入力にも接続される。ダイ
オード30,32は、電力供給導体34と出力との間に直列に
接続され、これを流れる電流を切換える。濾波コンデン
サ38と負荷40、または他の使用手段は出力36に接続され
る。
チャージ・ポンプ10を論ずる場合は、下記の仮定を行
う。チャージ・ポンプ10は、任意のエネルギ転送サイク
ルを示す第２図の波形によって示されるように、安定状
態モードで動作していると考える。濾波コンデンサ38
は、出力信号の高周波成分を減衰させるのに十分大きい
と仮定し、その結果、負荷40は小数のサイクルに対して
定電流源と考えることができる。
う。チャージ・ポンプ10は、任意のエネルギ転送サイク
ルを示す第２図の波形によって示されるように、安定状
態モードで動作していると考える。濾波コンデンサ38
は、出力信号の高周波成分を減衰させるのに十分大きい
と仮定し、その結果、負荷40は小数のサイクルに対して
定電流源と考えることができる。
第１表は、波形対時間に対する電圧水準を要約したも
のである。個々の電圧は、以下の明細書で定義され、各
々はアース電位にたいするものである。
のである。個々の電圧は、以下の明細書で定義され、各
々はアース電位にたいするものである。
チャージ・ポンプ10の代表的なエネルギ転送サイクル
はは、時間t0から時間t4までのポンプ・コンデンサ24に
対する充電段階および放電段階を含む。時間t0に始まっ
て、バッファの入力信号は、第２図で示すように、Ｌの
状態（Va1）からＨの状態置（Va2）に遷移し、放電段階
を開始する。第２図（Ｂ）では、ノード28（V28）の動
的電圧は、同時に上昇を開始し、以前にそこまで減少し
たアース電位（Vb1）に近い値を有する。第２図（Ｃ）
において、ノード26の電圧（V26）は、その最少値Vcc−
V30（Vc1）から増加するが、ここでVccは電力供給導体3
4に印加された電圧であり、V30は順方向にバイアスされ
た場合のダイオード30両端の電圧である。第２図（Ｄ）
において、出力36（V36）の電圧は特定の値V36−ΔV36
（Vd1）に等しく、ここでV36は所定のサイクルに対する
最大出力電圧であり、ΔV36は前の充電段階中の電圧V36
の減少量である。V36の特定の値は、長期的負荷状態の
関数として多数のサイクルにわたって変動する可能性が
ある。しかし、非負荷状態の限界ではチャージ・ポンプ
10の絶対最大値は２×Vcc−V30−V32に接近し、ここでV
32は順方向にバイアスされたダイオード32両端の電圧で
ある。
はは、時間t0から時間t4までのポンプ・コンデンサ24に
対する充電段階および放電段階を含む。時間t0に始まっ
て、バッファの入力信号は、第２図で示すように、Ｌの
状態（Va1）からＨの状態置（Va2）に遷移し、放電段階
を開始する。第２図（Ｂ）では、ノード28（V28）の動
的電圧は、同時に上昇を開始し、以前にそこまで減少し
たアース電位（Vb1）に近い値を有する。第２図（Ｃ）
において、ノード26の電圧（V26）は、その最少値Vcc−
V30（Vc1）から増加するが、ここでVccは電力供給導体3
4に印加された電圧であり、V30は順方向にバイアスされ
た場合のダイオード30両端の電圧である。第２図（Ｄ）
において、出力36（V36）の電圧は特定の値V36−ΔV36
（Vd1）に等しく、ここでV36は所定のサイクルに対する
最大出力電圧であり、ΔV36は前の充電段階中の電圧V36
の減少量である。V36の特定の値は、長期的負荷状態の
関数として多数のサイクルにわたって変動する可能性が
ある。しかし、非負荷状態の限界ではチャージ・ポンプ
10の絶対最大値は２×Vcc−V30−V32に接近し、ここでV
32は順方向にバイアスされたダイオード32両端の電圧で
ある。
時間t0とt1時の間で、ダイオード30と32はともに逆方
向にバイアスされるが、その理由は、電圧V26がVcc−V
30より大きくV36−ΔV36＋V32よりも小さいからであ
る。バッファ28の出力信号は、基本的にオープン回路を
駆動し、電圧V28とV26が第１表で定義したようにそれぞ
れ電圧Vb3とVc2の値に達したときの時間t1にダイオード
32が準方向にバイアスされるまで、入力信号と共に電圧
V28とV26を同時に上昇させる。ダイオード30はなお逆方
向にバイアスされているから、バッファ22は、ポンプ・
コンデンサ24とダイオード32の絶縁された導電通路を介
して濾波コンデンサ38と負荷40に対して電流I32を取り
出す。電圧V28とV26は増加し続けるが、第１次的には個
々のノードの容量が違うため、これのスルーレートはよ
り遅く不均等である。時間t1から時間t2までに、ノード
26は濾波コンデンサ38（C38）によって負荷をかけら
れ、一方ノード28は濾波コンデンサ38とポンプ・コンデ
ンサ24（C24）を直列に組み合せた有効コンデンサ
（C28）によって、さらに詳しくは、周知の下記の等式
によって負荷をかけられる。
向にバイアスされるが、その理由は、電圧V26がVcc−V
30より大きくV36−ΔV36＋V32よりも小さいからであ
る。バッファ28の出力信号は、基本的にオープン回路を
駆動し、電圧V28とV26が第１表で定義したようにそれぞ
れ電圧Vb3とVc2の値に達したときの時間t1にダイオード
32が準方向にバイアスされるまで、入力信号と共に電圧
V28とV26を同時に上昇させる。ダイオード30はなお逆方
向にバイアスされているから、バッファ22は、ポンプ・
コンデンサ24とダイオード32の絶縁された導電通路を介
して濾波コンデンサ38と負荷40に対して電流I32を取り
出す。電圧V28とV26は増加し続けるが、第１次的には個
々のノードの容量が違うため、これのスルーレートはよ
り遅く不均等である。時間t1から時間t2までに、ノード
26は濾波コンデンサ38（C38）によって負荷をかけら
れ、一方ノード28は濾波コンデンサ38とポンプ・コンデ
ンサ24（C24）を直列に組み合せた有効コンデンサ
（C28）によって、さらに詳しくは、周知の下記の等式
によって負荷をかけられる。
C28＝C24×C38／（C24＋C38） （１） または C38−C28＝C28×C38／C24 （２） 電圧V28とV26の充電速度は、各導関数dV28/dtとdV26/
dtによって与えられるように、電流I32の関数であり、
これは下記の通り、コンデンサ24および28とコンデンサ
C28およびC38を介して流れる。
dtによって与えられるように、電流I32の関数であり、
これは下記の通り、コンデンサ24および28とコンデンサ
C28およびC38を介して流れる。
dV28/dt＝I32／C28 （３） および dV26/dt＝I32／C38 （４） 等式（２）からC38がC28より大きいことと、同様に等
式（３）と（４）から電圧V28のスルーレートは電圧V26
のそれより大きいことが容易に求められる。これらの結
果は第２図（Ｂ）および第２図（Ｃ）に示す。
式（３）と（４）から電圧V28のスルーレートは電圧V26
のそれより大きいことが容易に求められる。これらの結
果は第２図（Ｂ）および第２図（Ｃ）に示す。
同じ時間の中で、電流I32は、ポンプ・コンデンサ24
に蓄えられたエネルギの一部を濾波コンデンサ38に転送
し、これによって電圧V36を増加させる。増加する電圧
の大きさは、第２図（Ｄ）に示すように、電圧の減少量
ΔV36に等しい。一般的に、転送されるエネルギーの量
は放電段階の開始時の濾波コンデンサ38の最初のエネル
ギ水準によって決まり、電圧V36が２×Vcc−V30−V32に
近い安定状態最高値に達するまでは、最初のエネルギ水
準が低いほど、エネルギーの転送量は大きい。安定した
状態で動作する場合、転送されるエネルギーの量は、前
の充電段階の間に負荷40によって消費するエネルギと等
しい。
に蓄えられたエネルギの一部を濾波コンデンサ38に転送
し、これによって電圧V36を増加させる。増加する電圧
の大きさは、第２図（Ｄ）に示すように、電圧の減少量
ΔV36に等しい。一般的に、転送されるエネルギーの量
は放電段階の開始時の濾波コンデンサ38の最初のエネル
ギ水準によって決まり、電圧V36が２×Vcc−V30−V32に
近い安定状態最高値に達するまでは、最初のエネルギ水
準が低いほど、エネルギーの転送量は大きい。安定した
状態で動作する場合、転送されるエネルギーの量は、前
の充電段階の間に負荷40によって消費するエネルギと等
しい。
時間t2では、バッファ22の出力電圧と電圧V26は、そ
れぞれの最高値Vd4とVc3に接近し、このため、ポンプ・
コンデンサ24両端の電圧の変化率とこれに対応して電流
I32は０に近くまで減少する。エネルギー転送サイクル
の充電段階はt1で開始されるが、その理由は、エネルギ
転送はこの時最小であるからである。この大切な変化を
検出するため、比較器12の第２入力に印加される動的電
圧V28を入力18に印加されるVccより若干低い第１基準電
位と比較する。電圧V28が第１の所定の電位、すなわち
第１基準電位（Vd4）を超えると、比較器12の出力状態
が変化し、第２図（Ａ）に示すように、双安定回路16を
リセットし、バッファ16の入力に補数を加える。双安定
回路16をリセットするパルスの持続時間は、充電段階の
期間に比べて比較的短い。電圧V28は、そこでバッファ2
2の入力電圧の下降に追従し、すばやくダイオード32の
バイアスを停止し、ノード26をフロートさせる。したが
って、電圧V28およびV26がそれぞれの値Vb2とVc1まで下
がってしまう時間t3でダイオード30が順方向にバイアス
されるまで電圧V28およびV26はバッファ22の入力電圧と
同時に下降するが、これは第１表，第２図（Ｂ）および
第２図（Ｃ）を参照のこと。バッファ22は、順方向にバ
イアスされたダイオード30とポンプ・コンデンサ24を介
して電力供給導体34から電流I30を蓄える。電圧V26は、
Vcc−V30にクランプされたままであり、一方V28はポン
プ・コンデンサ24と電流I30で決められたスルーレート
で下降し続ける。時間t4で、電圧V28はその最小値
（Vb1）に接近し、再びポンプ・コンデンサ24の両端の
電圧と電流I30の変化率をゼロ近くまで減少させる。電
圧V28は、また比較器14の第２入力に印加されたグラン
ド電位より若干高い第２基準電位と比較される。電圧V
28が第２の所定の値、すなわち第２基準電位以下に下降
すると、比較器14は双安定回路16の出力信号に補数を加
え、これによって一つのエネルギ転送サイクルを終了す
る。
れぞれの最高値Vd4とVc3に接近し、このため、ポンプ・
コンデンサ24両端の電圧の変化率とこれに対応して電流
I32は０に近くまで減少する。エネルギー転送サイクル
の充電段階はt1で開始されるが、その理由は、エネルギ
転送はこの時最小であるからである。この大切な変化を
検出するため、比較器12の第２入力に印加される動的電
圧V28を入力18に印加されるVccより若干低い第１基準電
位と比較する。電圧V28が第１の所定の電位、すなわち
第１基準電位（Vd4）を超えると、比較器12の出力状態
が変化し、第２図（Ａ）に示すように、双安定回路16を
リセットし、バッファ16の入力に補数を加える。双安定
回路16をリセットするパルスの持続時間は、充電段階の
期間に比べて比較的短い。電圧V28は、そこでバッファ2
2の入力電圧の下降に追従し、すばやくダイオード32の
バイアスを停止し、ノード26をフロートさせる。したが
って、電圧V28およびV26がそれぞれの値Vb2とVc1まで下
がってしまう時間t3でダイオード30が順方向にバイアス
されるまで電圧V28およびV26はバッファ22の入力電圧と
同時に下降するが、これは第１表，第２図（Ｂ）および
第２図（Ｃ）を参照のこと。バッファ22は、順方向にバ
イアスされたダイオード30とポンプ・コンデンサ24を介
して電力供給導体34から電流I30を蓄える。電圧V26は、
Vcc−V30にクランプされたままであり、一方V28はポン
プ・コンデンサ24と電流I30で決められたスルーレート
で下降し続ける。時間t4で、電圧V28はその最小値
（Vb1）に接近し、再びポンプ・コンデンサ24の両端の
電圧と電流I30の変化率をゼロ近くまで減少させる。電
圧V28は、また比較器14の第２入力に印加されたグラン
ド電位より若干高い第２基準電位と比較される。電圧V
28が第２の所定の値、すなわち第２基準電位以下に下降
すると、比較器14は双安定回路16の出力信号に補数を加
え、これによって一つのエネルギ転送サイクルを終了す
る。
遷移サイクル、すなわちスタートアップ・シーケンス
の場合、濾波コンデンサ38に転送されるエネルギーの量
は、一般的にエネルギー消失の量と等しくない。電圧V
36がその安定状態値未満の場合、点t1は点t0に移動して
ンプ・コンデンサ24を放電する時間を長くし、したがっ
て、サイクル当たりより多くのエネルギを転送する。負
荷40が転送されたエネルギより少ないエネルギを消費す
ると仮定すれば、電圧V36はサイクルが繰り返される毎
に上昇するが、これは多重サイクルを見た場合、階段状
のステップとして現れる。したがって、電圧V26はまた
その安定状態最高値未満となり、t3をt2に接近させて再
びポンプ・コンデンサ24の回復時間を追加する。上述し
たシナリオは、ポンプ・コンデンサ24が濾波コンデンサ
38からのドレインを補充するように動作しなければなら
ない重負荷の場合にも当てはまる。いずれの場合におい
ても、エネルギー転送サイクルの周波数は、充電および
放電段階の期間が必要なエネルギー転送の速度を維持す
るために長くなるにしたがって、減少する。安定状態で
動作負荷が最小の場合、充電および放電段階の期間は非
常に短くなり、負荷のない限度でゼロに接近する。エネ
ルギが濾波コンデンサ38に転送され無い、すなわち、Δ
V36がゼロであるから、フィードバック回路の発信周波
数は物理的原因によってのみ増加し、したがってそれら
の時間を短くする。要約すれば、双安定回路16および比
較器12と14を含むフィードバック回路は、ほぼ実時間で
バッファ22の発振駆動方向を調整してダイナミック負荷
によって与えられるエネルギ転送速度と駆動電流を一致
させ、したがって、タイミングのミスマッチと望ましく
ない出力電圧の変動を除去すると共に負荷に与えること
のできる電力を増加する。
の場合、濾波コンデンサ38に転送されるエネルギーの量
は、一般的にエネルギー消失の量と等しくない。電圧V
36がその安定状態値未満の場合、点t1は点t0に移動して
ンプ・コンデンサ24を放電する時間を長くし、したがっ
て、サイクル当たりより多くのエネルギを転送する。負
荷40が転送されたエネルギより少ないエネルギを消費す
ると仮定すれば、電圧V36はサイクルが繰り返される毎
に上昇するが、これは多重サイクルを見た場合、階段状
のステップとして現れる。したがって、電圧V26はまた
その安定状態最高値未満となり、t3をt2に接近させて再
びポンプ・コンデンサ24の回復時間を追加する。上述し
たシナリオは、ポンプ・コンデンサ24が濾波コンデンサ
38からのドレインを補充するように動作しなければなら
ない重負荷の場合にも当てはまる。いずれの場合におい
ても、エネルギー転送サイクルの周波数は、充電および
放電段階の期間が必要なエネルギー転送の速度を維持す
るために長くなるにしたがって、減少する。安定状態で
動作負荷が最小の場合、充電および放電段階の期間は非
常に短くなり、負荷のない限度でゼロに接近する。エネ
ルギが濾波コンデンサ38に転送され無い、すなわち、Δ
V36がゼロであるから、フィードバック回路の発信周波
数は物理的原因によってのみ増加し、したがってそれら
の時間を短くする。要約すれば、双安定回路16および比
較器12と14を含むフィードバック回路は、ほぼ実時間で
バッファ22の発振駆動方向を調整してダイナミック負荷
によって与えられるエネルギ転送速度と駆動電流を一致
させ、したがって、タイミングのミスマッチと望ましく
ない出力電圧の変動を除去すると共に負荷に与えること
のできる電力を増加する。
本発明の詳細な概略図を第３図に示す。第１図と同じ
回路部品は同一の参照番号で示す。代表的な値を抵抗と
コンデンサに設定している。チャージ・ポンプ50は、電
力供給導体34と出力36との間に直列に接続されたダイオ
ード結合トランジスタ30′,32′によって構成される。
トランジスタ30′のエミッタとコレクタは、それぞれ電
力供給導体34に接続されると共にトランジスタ32′のエ
ミッタに接続され、一方後者のコレクタは出力36に接続
される。トランジスタ30′,32′のベースは対応するコ
レクタに接続され、それぞれダイオード30,32の切り換
え機能を実行する。外部供給電圧Vccが電力供給導体34
に供給される。濾波コンデンサ38と負荷手段40は、出力
36と電力供給導体37との間に接続され、これらに対して
グランド電位が供給される。ポンプ・コンデンサ24は、
図示のようにノード26,28との間に接続される。
回路部品は同一の参照番号で示す。代表的な値を抵抗と
コンデンサに設定している。チャージ・ポンプ50は、電
力供給導体34と出力36との間に直列に接続されたダイオ
ード結合トランジスタ30′,32′によって構成される。
トランジスタ30′のエミッタとコレクタは、それぞれ電
力供給導体34に接続されると共にトランジスタ32′のエ
ミッタに接続され、一方後者のコレクタは出力36に接続
される。トランジスタ30′,32′のベースは対応するコ
レクタに接続され、それぞれダイオード30,32の切り換
え機能を実行する。外部供給電圧Vccが電力供給導体34
に供給される。濾波コンデンサ38と負荷手段40は、出力
36と電力供給導体37との間に接続され、これらに対して
グランド電位が供給される。ポンプ・コンデンサ24は、
図示のようにノード26,28との間に接続される。
バッファ22のトランジスタ52のエミッタとコレクタ
は、それぞれ電力供給導体34とトランジスタ54のコレク
タに接続される。トランジスタ54のエミッタは電力供給
導体37に接続される。トランジスタ56は、コレクタとベ
ースを共にショートさせ、エミッタを電力供給導体34に
接続してベースをVcc以下の１つのベース・エミッタ接
合電位（Vbe）にクランプするダイオードとして構成さ
れる。トランジスタ56のベースはまたトランジスタ52の
ベースに接続され、トランジスタ52を導通状態に保持す
る。トランジスタ58のベースは電流制限抵抗60を介して
双安定回路16の出力に接続され、この出力の電圧に応答
してトランジスタ54,62をオンおよびオフする。トラン
ジスタ58のエミッタは電力供給導体37に接続される。ト
ランジスタ62は、またコレクタとベースを共にショート
させエミッタを電力供給導体37に接続してトランジスタ
54のベースをグランド電位以上の１つのVbeにクランプ
する。双安定回路16の出力電圧がＬの場合トランジスタ
58はオフされ、トランジスタ54,62のベースを開放し、
それぞれをオンさせて電圧V28をグランド電位に対して
駆動し、トランジスタ54を介して電流I30を蓄える。ま
た、双安定回路16の出力電圧がＨの場合、トランジスタ
52のコレクタはトランジスタ54,62のベースを引き下げ
て各々をオフする。トランジスタ52は、次にポンプ・コ
ンデンサ24を介して電流I32を取り出し、電圧V28をVcc
に上昇させる。したがって、双安定回路16の出力状態に
よってバッファ22の駆動方向が決まる。
は、それぞれ電力供給導体34とトランジスタ54のコレク
タに接続される。トランジスタ54のエミッタは電力供給
導体37に接続される。トランジスタ56は、コレクタとベ
ースを共にショートさせ、エミッタを電力供給導体34に
接続してベースをVcc以下の１つのベース・エミッタ接
合電位（Vbe）にクランプするダイオードとして構成さ
れる。トランジスタ56のベースはまたトランジスタ52の
ベースに接続され、トランジスタ52を導通状態に保持す
る。トランジスタ58のベースは電流制限抵抗60を介して
双安定回路16の出力に接続され、この出力の電圧に応答
してトランジスタ54,62をオンおよびオフする。トラン
ジスタ58のエミッタは電力供給導体37に接続される。ト
ランジスタ62は、またコレクタとベースを共にショート
させエミッタを電力供給導体37に接続してトランジスタ
54のベースをグランド電位以上の１つのVbeにクランプ
する。双安定回路16の出力電圧がＬの場合トランジスタ
58はオフされ、トランジスタ54,62のベースを開放し、
それぞれをオンさせて電圧V28をグランド電位に対して
駆動し、トランジスタ54を介して電流I30を蓄える。ま
た、双安定回路16の出力電圧がＨの場合、トランジスタ
52のコレクタはトランジスタ54,62のベースを引き下げ
て各々をオフする。トランジスタ52は、次にポンプ・コ
ンデンサ24を介して電流I32を取り出し、電圧V28をVcc
に上昇させる。したがって、双安定回路16の出力状態に
よってバッファ22の駆動方向が決まる。
抵抗64,66および68はトランジスタ56,62のベースの間
で直列に接続されてノード18′（入力18）とノード20′
（入力20）に所定の第１および第２基準電位を形成す
る。一般的に抵抗64,68の値は、括弧に示すように抵抗6
6の値よりも遥かに小さい。したがって、ノード18′の
電位はVccに接近し、更に詳しくは、Vccマイナストラン
ジスタ56のVbeと抵抗64両端の小さな電位との組み合わ
せに接近する。ノード20′の電圧は、バッファ22の駆動
方向によって、抵抗68の両端の小さな電位プラストラン
ジスタ62のVbeまたはトランジスタ58のコレクタ・エミ
ッタ電位のいずれかに等しい、換言すれば、これはグラ
ンド電位に近い値に等しくなる。
で直列に接続されてノード18′（入力18）とノード20′
（入力20）に所定の第１および第２基準電位を形成す
る。一般的に抵抗64,68の値は、括弧に示すように抵抗6
6の値よりも遥かに小さい。したがって、ノード18′の
電位はVccに接近し、更に詳しくは、Vccマイナストラン
ジスタ56のVbeと抵抗64両端の小さな電位との組み合わ
せに接近する。ノード20′の電圧は、バッファ22の駆動
方向によって、抵抗68の両端の小さな電位プラストラン
ジスタ62のVbeまたはトランジスタ58のコレクタ・エミ
ッタ電位のいずれかに等しい、換言すれば、これはグラ
ンド電位に近い値に等しくなる。
比較器12はトランジスタ70,72によって構成され、ト
ランジスタ70のエミッタとコレクタがそれぞれノード28
に接続されると共にトランジスタ72のベースに接続され
るように構成される。トランジスタ70のベースはノード
18′に接続され、トランジスタ72のエミッタは電力供給
導体37に接続される。抵抗74は、トランジスタ72のベー
スと電力供給導体37との間に接続される。再び第２図
（Ｂ）を参照して、電圧V28がノード18′で第１基準電
位以上の所定の第１電圧レベルである１つのVbeに上昇
する場合、トランジスタ70はオンし、抵抗74を介してコ
レクタ電流を取り出し、ベース電圧を形成してトランジ
スタ72をオンし、双安定回路16の出力電圧をＬにリセッ
トする。同様に、比較器14はトランジスタ76,78によっ
て構成され、トランジスタ76のベースとコレクタはノー
ド28とトランジスタ78のベースにそれぞれ接続される。
トランジスタ76のエミッタはノード20′に接続され、一
方トランジスタ78のエミッタは電力供給導体37に接続さ
れる。抵抗80はトランジスタ78のベースと電力供給導体
37との間に接続される。ノード28の電圧がノード20′で
第２基準電位以下の所定の第２電圧水準である１つのV
beに低下する場合、トランジスタ76がオンして抵抗80を
介してコレクタ電流を取り出し、ベース電圧を形成して
トランジスタ78をオンし、双安定回路16の出力電圧をＨ
にセットする。
ランジスタ70のエミッタとコレクタがそれぞれノード28
に接続されると共にトランジスタ72のベースに接続され
るように構成される。トランジスタ70のベースはノード
18′に接続され、トランジスタ72のエミッタは電力供給
導体37に接続される。抵抗74は、トランジスタ72のベー
スと電力供給導体37との間に接続される。再び第２図
（Ｂ）を参照して、電圧V28がノード18′で第１基準電
位以上の所定の第１電圧レベルである１つのVbeに上昇
する場合、トランジスタ70はオンし、抵抗74を介してコ
レクタ電流を取り出し、ベース電圧を形成してトランジ
スタ72をオンし、双安定回路16の出力電圧をＬにリセッ
トする。同様に、比較器14はトランジスタ76,78によっ
て構成され、トランジスタ76のベースとコレクタはノー
ド28とトランジスタ78のベースにそれぞれ接続される。
トランジスタ76のエミッタはノード20′に接続され、一
方トランジスタ78のエミッタは電力供給導体37に接続さ
れる。抵抗80はトランジスタ78のベースと電力供給導体
37との間に接続される。ノード28の電圧がノード20′で
第２基準電位以下の所定の第２電圧水準である１つのV
beに低下する場合、トランジスタ76がオンして抵抗80を
介してコレクタ電流を取り出し、ベース電圧を形成して
トランジスタ78をオンし、双安定回路16の出力電圧をＨ
にセットする。
双安定回路16は電流ソースとして動作するトランジス
タ82,84を有し、これらは各々電力供給導体34に接続さ
れたエミッタとトランジスタ56のベースに接続されたベ
ースを有する。トランジスタ82,84のコレクタは、それ
ぞれトランジスタ86,88のコレクタに接続される。トラ
ンジスタ86,88のベースとコレクタは、それぞれ抵抗92,
90を介して交差接続される。トランジスタ86,88のエミ
ッタは、電力供給導体37に接続される。トランジスタ8
6,88のコレクタは、またそれぞれトランジスタ78のコレ
クタと双安定回路16の出力に接続される。電圧V28が第
１基準電位を超える所定の第１電圧水準に達する時間t2
においてトランジスタ70,72はオンしてトランジスタ86
のベースをＬにし、トランジスタ72のコレクタを上昇さ
せてトランジスタ88をオンにバイヤスする。電流I84は
トランジスタ88のコレクタ・エミッタ導通経路を介して
流れ、一方電流I84は電流制限抵抗90を介してトランジ
スタ88のベースに流れ、トランジスタを導通状態にラッ
チする。双安定回路16の出力電圧はそこで第２図（Ａ）
に示すようにＬに切り替わり、電圧V28を低下させてト
ランジスタ70,72をオフする。電圧V28が所定の第２電圧
水準に達する時間t4において、トランジスタ76,78がオ
ンしてトランジスタ88のベースをＬに引き下げ、トラン
ジスタ78のコレクタを上昇させてトランジスタ88をバイ
ヤスする。電流I82はトランジスタ86のコレクタ・エミ
ッタ導通経路を介して流れ、一方電流I84は電流制限抵
抗92を介してトランジスタ86のベースに流れ、トランジ
スタをオンにラッチする。双安定回路16の出力電圧は、
次にＨに切り換わりサイクルを終了する。
タ82,84を有し、これらは各々電力供給導体34に接続さ
れたエミッタとトランジスタ56のベースに接続されたベ
ースを有する。トランジスタ82,84のコレクタは、それ
ぞれトランジスタ86,88のコレクタに接続される。トラ
ンジスタ86,88のベースとコレクタは、それぞれ抵抗92,
90を介して交差接続される。トランジスタ86,88のエミ
ッタは、電力供給導体37に接続される。トランジスタ8
6,88のコレクタは、またそれぞれトランジスタ78のコレ
クタと双安定回路16の出力に接続される。電圧V28が第
１基準電位を超える所定の第１電圧水準に達する時間t2
においてトランジスタ70,72はオンしてトランジスタ86
のベースをＬにし、トランジスタ72のコレクタを上昇さ
せてトランジスタ88をオンにバイヤスする。電流I84は
トランジスタ88のコレクタ・エミッタ導通経路を介して
流れ、一方電流I84は電流制限抵抗90を介してトランジ
スタ88のベースに流れ、トランジスタを導通状態にラッ
チする。双安定回路16の出力電圧はそこで第２図（Ａ）
に示すようにＬに切り替わり、電圧V28を低下させてト
ランジスタ70,72をオフする。電圧V28が所定の第２電圧
水準に達する時間t4において、トランジスタ76,78がオ
ンしてトランジスタ88のベースをＬに引き下げ、トラン
ジスタ78のコレクタを上昇させてトランジスタ88をバイ
ヤスする。電流I82はトランジスタ86のコレクタ・エミ
ッタ導通経路を介して流れ、一方電流I84は電流制限抵
抗92を介してトランジスタ86のベースに流れ、トランジ
スタをオンにラッチする。双安定回路16の出力電圧は、
次にＨに切り換わりサイクルを終了する。
上述したチャージ・ポンプは、電圧を２倍にする構成
を開示しているが、本発明は、個々のポンプ段をカスケ
ードすることによってより大きな出力電圧を達成するこ
とができる。例えば、第４図に示すように、チャージ・
ポンプ100はポンプ段102,104によって構成される。ポン
プ段102は比較器12,14、バッファ22、ポンプ・コンデン
サ24およびダイオード30によって構成され、各々は第１
図の上述した方法で接続される。第１および第２基準電
位が入力18,20にそれぞれ加えられる。第２ポンプ段104
はポンプ段102に接続され、ダイオード106、比較器108,
110、バッファ112およびポンプ・コンデンサ114を有
し、これらは各々ポンプ段102の対応する部分と同じ機
能と相互接続を有している。上述したものと実質的に同
じ別のポンプ段120を必要に応じてポンプ段104に接続し
所望の出力電圧を達成することができる。ダイオード32
は最後のポンプ段と出力36との間に接続される。濾波コ
ンデンサ38はまた出力36に接続される。多重入力AND回
路116,118はそれぞれのポンプ段の比較器と双安定回路1
6の入力との間に接続される。各奇数ポンプ段の第１基
準比較器（すなわち、ポンプ段102の比較器12）の出力
はAND回路116の１つの入力に接続される。各奇数ポンプ
段の第２基準比較器（すなわち、ポンプ段102の比較器1
4）の出力はAND回路118の１つの入力に接続される。こ
れに対応して、各偶数ポンプ段の第１基準比較器（すな
わち、ポンプ段104の比較器108）の出力はAND回路118の
１つの入力に接続され、一方各偶数ポンプ段の第２基準
比較器（すなわち、ポンプ段104の比較器110）の出力は
AND回路116の１つの入力に接続される。双安定回路16は
第３図の議論にしたがって実現され、ここでODD出力は
トランジスタ88のコレクタに接続され、EVEN出力はトラ
ンジスタ86のコレクタに接続される。双安定回路16のOD
D出力は各奇数ポンプ段のバッファに入力に接続され、E
VEN出力は各偶数のポンプ段のバッファの入力に接続さ
れる。ポンプ段104が存在することによって、Vccの３倍
からダイオード30,106,32の両端の電位を差し引いた最
大電圧V36が得られる。一般的に最大電圧V36は、Ｎ×V
cc−（Ｎ＋１）×Vdiodeに等しく、ここでＮはポンプ段
の数であり、Vdiodeは接続された一連のダイオードの１
つの両端の一般的な電圧である。
を開示しているが、本発明は、個々のポンプ段をカスケ
ードすることによってより大きな出力電圧を達成するこ
とができる。例えば、第４図に示すように、チャージ・
ポンプ100はポンプ段102,104によって構成される。ポン
プ段102は比較器12,14、バッファ22、ポンプ・コンデン
サ24およびダイオード30によって構成され、各々は第１
図の上述した方法で接続される。第１および第２基準電
位が入力18,20にそれぞれ加えられる。第２ポンプ段104
はポンプ段102に接続され、ダイオード106、比較器108,
110、バッファ112およびポンプ・コンデンサ114を有
し、これらは各々ポンプ段102の対応する部分と同じ機
能と相互接続を有している。上述したものと実質的に同
じ別のポンプ段120を必要に応じてポンプ段104に接続し
所望の出力電圧を達成することができる。ダイオード32
は最後のポンプ段と出力36との間に接続される。濾波コ
ンデンサ38はまた出力36に接続される。多重入力AND回
路116,118はそれぞれのポンプ段の比較器と双安定回路1
6の入力との間に接続される。各奇数ポンプ段の第１基
準比較器（すなわち、ポンプ段102の比較器12）の出力
はAND回路116の１つの入力に接続される。各奇数ポンプ
段の第２基準比較器（すなわち、ポンプ段102の比較器1
4）の出力はAND回路118の１つの入力に接続される。こ
れに対応して、各偶数ポンプ段の第１基準比較器（すな
わち、ポンプ段104の比較器108）の出力はAND回路118の
１つの入力に接続され、一方各偶数ポンプ段の第２基準
比較器（すなわち、ポンプ段104の比較器110）の出力は
AND回路116の１つの入力に接続される。双安定回路16は
第３図の議論にしたがって実現され、ここでODD出力は
トランジスタ88のコレクタに接続され、EVEN出力はトラ
ンジスタ86のコレクタに接続される。双安定回路16のOD
D出力は各奇数ポンプ段のバッファに入力に接続され、E
VEN出力は各偶数のポンプ段のバッファの入力に接続さ
れる。ポンプ段104が存在することによって、Vccの３倍
からダイオード30,106,32の両端の電位を差し引いた最
大電圧V36が得られる。一般的に最大電圧V36は、Ｎ×V
cc−（Ｎ＋１）×Vdiodeに等しく、ここでＮはポンプ段
の数であり、Vdiodeは接続された一連のダイオードの１
つの両端の一般的な電圧である。
ここで説明したものは、新規なポンプ段であり、これ
は出力信号の所定の第１および第２しきい値を検出する
ことによってバッファの駆動方向を交互に切り換えるフ
ィードバック回路を有し、充電および放電段階の終了を
知らせると共に発振フィードバック回路の期間とポンプ
・コンデンサの充電速度との間のタイミングのミスマッ
チを実質的に排除する。
は出力信号の所定の第１および第２しきい値を検出する
ことによってバッファの駆動方向を交互に切り換えるフ
ィードバック回路を有し、充電および放電段階の終了を
知らせると共に発振フィードバック回路の期間とポンプ
・コンデンサの充電速度との間のタイミングのミスマッ
チを実質的に排除する。
第１図は、本発明の好適な実施例を示す簡単な概略ブロ
ック図である。 第２図は、発明の説明に有効な波状図である。 第３図は、第１図の好適な実施例を示すより詳細な概略
図である。そして、 第４図は、多重ポンプ段階の好適な実施例を示す簡単な
概略ブロック図である。 10……チャージ・ポンプ、12,14……比較器、22……バ
ッファ、24……ポンプ・コンデンサ、30,32……ダイオ
ード、34……電源供給導電体、36……出力、38……濾波
コンデンサ、40……負荷。
ック図である。 第２図は、発明の説明に有効な波状図である。 第３図は、第１図の好適な実施例を示すより詳細な概略
図である。そして、 第４図は、多重ポンプ段階の好適な実施例を示す簡単な
概略ブロック図である。 10……チャージ・ポンプ、12,14……比較器、22……バ
ッファ、24……ポンプ・コンデンサ、30,32……ダイオ
ード、34……電源供給導電体、36……出力、38……濾波
コンデンサ、40……負荷。
Claims (9)
- 【請求項１】第１動作電源と出力端子との間に直列に結
合された第1,第２切換手段； 第1,第２端子を有する容量手段であって、前記第２端子
が前記第1,第２切換手段の間に結合される容量手段； 入力と、前記容量手段の前記第１端子に結合された出力
とを有し、動的信号を出力するバッファ；および 前記バッファの前記出力および該バッファの入力側の間
に結合され、前記動的信号が所定の第１および第２水準
であることに応答して前記バッファの出力を交互に切り
換えるフィードバック回路であって、前記容量手段が交
互に充電と放電を行うフィードバック回路； によって構成されることを特徴とするチャージ・ポン
プ。 - 【請求項２】出力端子と第２動作電圧との間に結合され
た第２容量手段によって更に構成されることを特徴とす
る請求項１記載のチャージ・ポンプ。 - 【請求項３】前記フィードバック回路は： 第１および第２入力と出力を有する第１比較手段であっ
て、前記第１入力が第１基準電位の印加される第１基準
端子に結合され、前記第２入力がバッファの出力に結合
される第１比較手段； 第１および第２入力と出力を有する第２比較手段であっ
て、前記第１入力が第２基準電位の印加される第２基準
端子に結合され、前記第２入力がバッファの出力に結合
される第２比較手段；および 前記第１および第２比較手段の出力とバッファ回路の入
力との間に結合された双安定回路； によって構成されることを特徴とする請求項１記載のチ
ャージ・ポンプ。 - 【請求項４】入力に加えられる駆動信号の所定の第１お
よび第２水準に応答して交互に切り換わる出力信号を発
生するフィードバック回路を有するチャージ・ポンプに
おいて、当該チャージ・ポンプは： 第1,第２入力と出力を有する第１比較手段であって、前
記第１入力が第１基準電圧の印加される第１基準端子に
結合され、前記第２入力がバッファの出力に結合される
第１比較手段； 第１および第２入力と出力を有する第２比較手段であっ
て、前記第１入力が第２基準電位の印加される第２基準
端子に結合され、前記第２入力がバッファの出力に結合
される第２比較手段；および 前記第１および第２比較手段の出力に結合され交互に切
り換わる出力信号を発生する双安定回路； によって構成されることを特徴とするチャージ・ポン
プ。 - 【請求項５】前記第１比較手段は： ベース、エミッタおよびコレクタを有する第１トランジ
スタであって、前記第１トランジスタの前記ベースが前
記第１比較手段の前記第１入力に結合され、前記第１ト
ランジスタの前記エミッタが前記第１比較手段の前記第
２入力に結合される第１トランジスタ； ベース、エミッタおよびコレクタを有する第２トランジ
スタであって、前記第２トランジスタの前記ベースが前
記第１トランジスタの前記コレクタに結合され、前記第
２トランジスタの前記エミッタが前記第１動作電源に結
合され、前記第２トランジスタの前記コレクタが前記第
１比較手段の前記出力に結合される第２トランジスタ；
および 前記第２トランジスタの前記ベースと第１動作電源との
間に結合される第１抵抗； によって構成されることを特徴とする請求項４記載のチ
ャージ・ポンプ。 - 【請求項６】前記第２比較手段は： ベース、エミッタおよびコレクタを有する第３トランジ
スタであって、前記第３トランジスタの前記エミッタが
前記第２比較手段の前記第１入力に結合され、前記第３
トランジスタの前記ベースが前記第２比較手段の前記第
２入力に結合される第３トランジスタ； ベース、エミッタおよびコレクタを有する第４トランジ
スタであって、前記第４トランジスタの前記ベースが前
記第３トランジスタの前記コレクタに結合され、前記第
４トランジスタの前記エミッタが第１動作電源に結合さ
れ、前記第４トランジスタの前記コレクタが前記第２比
較手段の前記出力に結合される第４トランジスタ；およ
び 前記第４トランジスタの前記ベースと第１動作電源との
間に結合される第２抵抗； によって構成されることを特徴とする請求項５記載のチ
ャージ・ポンプ。 - 【請求項７】入力と出力とを有すると共に： ポンプ段の入力に結合されて第１電位を受けるアノード
とポンプ段の出力に結合されたカソードを有する第１切
換ダイオード； 第１および第２端子を有する第１容量手段であつて、前
記第１容量手段の前記第２端子が前記第１切換ダイオー
ドの前記カソードに結合される第１容量手段； 入力と、前記第１容量手段の前記第１端子に結合された
出力とを有し、動的信号を出力するバッファ； 第１および第２入力と出力を有する第１比較手段であっ
て前記第１入力が第１基準電位の印加される第１基準端
子に結合され、前記第２端子がバッファの出力に結合さ
れる第１比較手段； 第１および第２入力と出力を有する第２比較手段であっ
て前記第１入力が第２基準電位の印加される第２基準端
子に結合され、前記第２入力がバッファの出力に結合さ
れる第２比較手段；および 前記バッファの前記出力および該バッファの入力側の間
に結合され、前記動的信号が所定の第１および第２水準
であることに応答して前記バッファの出力を交互に切り
換えるフィードバック回路であって、前記容量手段が交
互に充電と放電を行うフィードバック回路； を有する少なくとも１つのポンプ段によって構成される
ことを特徴とするチャージ・ポンプ。 - 【請求項８】カソードおよびアノードを有し最後のポン
プ段に結合される第２切換ダイオード；および 前記第２切換ダイオードの前記カソードに結合される第
２容量手段； によってさらに構成されることを特徴とする請求項７記
載のチャージ・ポンプ。 - 【請求項９】前記フィードバック回路は： 論理AND機能を有する第１および第２回路であつて各々
の回路が少なくとも１つの入力と１つの出力を有し、前
記第１回路の１つの入力は前記第１比較手段の前記出力
に結合され、前記第２回路の１つの入力は前記第２比較
手段の前記出力に結合される第１および第２回路；およ
び 前記第１および第２回路と前記バッファの前記入力との
間に結合される双安定回路； によって構成されることを特徴とする請求項８記載のチ
ャージ・ポンプ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US375,791 | 1989-07-05 | ||
| US07/375,791 US5057707A (en) | 1989-07-05 | 1989-07-05 | Charge pump including feedback circuitry for eliminating the requirement of a separate oscillator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0352557A JPH0352557A (ja) | 1991-03-06 |
| JP2734181B2 true JP2734181B2 (ja) | 1998-03-30 |
Family
ID=23482359
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2176514A Expired - Lifetime JP2734181B2 (ja) | 1989-07-05 | 1990-07-05 | チャージ・ポンプ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5057707A (ja) |
| EP (1) | EP0407170B1 (ja) |
| JP (1) | JP2734181B2 (ja) |
| KR (1) | KR910003928A (ja) |
| DE (1) | DE69019244T2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB9113813D0 (en) * | 1991-06-27 | 1991-08-14 | Lighting Electronics Ltd | Improvements to electronic starters for fluorescent lamps |
| US5168174A (en) * | 1991-07-12 | 1992-12-01 | Texas Instruments Incorporated | Negative-voltage charge pump with feedback control |
| NL9201052A (nl) * | 1992-06-15 | 1994-01-03 | Koninkl Philips Electronics Nv | Zaagtandoscillator. |
| US5541531A (en) * | 1995-05-01 | 1996-07-30 | Ford Motor Company | Switch capacitor interface circuit |
| KR0179852B1 (ko) * | 1995-10-25 | 1999-04-15 | 문정환 | 차지 펌프 회로 |
| DE19748577C1 (de) * | 1997-11-04 | 1999-01-21 | Bosch Gmbh Robert | Ladungspumpe |
| US6184594B1 (en) * | 1999-02-04 | 2001-02-06 | Tower Semiconductor Ltd. | Multi-stage charge pump having high-voltage pump control feedback and method of operating same |
| WO2007005651A2 (en) * | 2005-06-30 | 2007-01-11 | Lutron Electronics Co., Inc. | Dimmer having a microprocessor-controlled power supply |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3656000A (en) * | 1969-04-01 | 1972-04-11 | Nuclear Chicago Corp | Frequency to voltage converter with improved temperature stability |
| GB2035629B (en) * | 1978-07-21 | 1983-02-09 | Rca Corp | Regulated high voltage power supply |
| JPS5590139A (en) * | 1978-12-27 | 1980-07-08 | Fujitsu Ltd | Substrate bias generating circuit |
| JPS6033314B2 (ja) * | 1979-11-22 | 1985-08-02 | 富士通株式会社 | 基板バイアス電圧発生回路 |
| JPS57199335A (en) * | 1981-06-02 | 1982-12-07 | Toshiba Corp | Generating circuit for substrate bias |
| DE3345852A1 (de) * | 1983-12-19 | 1985-06-27 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Monolithisch integrierter rc-oszillator |
| FR2596931B1 (fr) * | 1986-04-04 | 1993-03-26 | Thomson Csf | Multiplicateur de tension continue pouvant etre integre a une structure semi-conductrice |
| DE3617374A1 (de) * | 1986-05-23 | 1987-11-26 | Ant Nachrichtentech | Gleichspannungswandler mit resonanzkreis |
| US4716302A (en) * | 1986-12-22 | 1987-12-29 | Motorola, Inc. | Identity circuit for an integrated circuit using a fuse and transistor enabled by a power-on reset signal |
| US4814684A (en) * | 1987-09-30 | 1989-03-21 | Trw Inc. | Apparatus for extending the Vout/Vin ratio of a DC-to-DC converter |
-
1989
- 1989-07-05 US US07/375,791 patent/US5057707A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-07-04 DE DE69019244T patent/DE69019244T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-07-04 EP EP90307309A patent/EP0407170B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-07-05 JP JP2176514A patent/JP2734181B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1990-07-05 KR KR1019900010129A patent/KR910003928A/ko not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5057707A (en) | 1991-10-15 |
| EP0407170B1 (en) | 1995-05-10 |
| DE69019244T2 (de) | 1995-11-30 |
| JPH0352557A (ja) | 1991-03-06 |
| EP0407170A2 (en) | 1991-01-09 |
| KR910003928A (ko) | 1991-02-28 |
| EP0407170A3 (en) | 1992-01-15 |
| DE69019244D1 (de) | 1995-06-14 |
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