JP2721573B2 - 光学式変位センサー - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、投光手段から検知エリアに投光される光ビ
ームの被検知物体による反射光を、受光手段にて受光
し、受光手段出力に基づいて検知エリア内の被検知物体
までの距離を測定するようにした光学式変位センサーに
関するものである。

［従来の技術］ 第６図はこの種の光学式変位センサーの従来例を示す
ブロック図である。発光部１からの出力光を周波数f₀に
て輝度変調して、投光光学系により反射物体８へ投光す
る。そして、反射物体８からの反射光を受光光学系によ
り受光部2a上に入射させる。このとき、発光部１から発
光される参照光波形と受光部2aにて受光される測距光波
形との間には、第７図に示すように、反射物体８までの
距離ｌに応じて、位相のずれθｄを生ずる。この関係を
式で表せば、 ｌ＝ｃθd/4πf₀ 〔ｍ〕 … ただし、l:反射物体までの距離〔ｍ〕 c:光速〔m/sec〕 となり、位相差θｄ〔sec〕が測定されれば、反射物体
８までの距離ｌを求めることができる。第６図の構成に
おいては、発光部１や受光部2a、及び回路系の経時変化
や温度・湿度変化に対する位相変動を補正するために、
発光部１の光の一部をハーフミラー32,33を介して受光
部2bに参照光として取り込み、測距光に対する受光回路
系と同一の回路系をもって信号処理を行う。つまり、参
照光と測距光の相対的な位相比較を行うことで、発光部
１や受光部2a、回路系の絶対的位相変動を打ち消すよう
に構成している。

一方、変調周波数f₀は測距分解能に大きく左右され
る。今、位相分解能Δθｄ＝２π/1000において、測距
分解能Δｌ＝10〔mm〕を達成するためには、式より、 f₀＝ｃΔθd/4πΔｌ … f₀＝15 〔MHz〕 でなければならないことが分かる。このような高い周波
数の位相比較を精度良く行うために、第６図の構成で
は、受光回路21a,21bにより得られた受光信号を混合器2
2a,22bに導いて、発振器23で発生させた局部発振周波数
と混合し、周波数変換により低い周波数に変換してから
位相比較を行っている。そして、位相比較部４による位
相比較の結果を積分器７により所定の時定数で積分し、
距離ｌに応じた電圧を出力している。また、積分器７の
出力を比較器９で所定の基準電圧Vrと比較して、反射物
体８の有無を判定するための判別出力を得ている。

このように、従来の光学式変位センサーにおいては、
発光部や受光部、回路系の絶対的位相変動を打ち消すた
めに、参照光系の受光回路系を設けている。参照光系の
受光回路系は、測距光系の受光回路系と同一の回路素子
で構成された同一の回路としており、理想的には全く同
一の絶対位相変動を生じることが期待されるものであ
る。しかしながら、現実には個々の回路素子のばらつき
や回路の配線、配置等に起因する種々のばらつきが有
り、それに伴う相対的位相誤差が発生するという問題が
あった。

そこで、第８図に示すように、ミラー31のような光路
切換器３により発光部１からの光を反射物体にて反射さ
せて受光部２に入射させる第１の光路と、発光部１から
の光を受光部２に直接入射させる第２の光路とを時系列
的に切り換えることにより、測距光の受光回路系と参照
光の受光回路系のばらつきを解消することが提案されて
いる（特願平01-4056号出願参照）。これにより、個々
の回路素子や回路ブロックの絶対的な位相変動特性にば
らつきがあったとしても、安定な測距が可能となる。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来技術にあっては、次のような問題が有る。

測距のための変調周波数f₀は、数百kHz〜数十MHzとい
う高周波であるため、空間的なシールドを施しても、そ
の電源やアースラインから信号が漏れて、受光回路系へ
誘導ノイズが現れてしまう。これは、かなり厳重なシー
ルド及び電源ラインのバイパスを行っても完全に取り除
くことは困難である。この誘導ノイズは、受光信号のレ
ベルが小さくなると、変位測定に影響を与えることにな
る。例えば、被検知物体の反射率が低くなったり、被検
知物体との距離が大きくなることで、受光信号のレベル
が誘導ノイズと同程度にまで低下すると、本来、受光信
号の持っている位相情報が失われて、誘導ノイズの持つ
位相情報が検出されてしまう。その結果、大きな測距誤
差が生じることになる。このような測距誤差は、シール
ドや電源のバイパスが不完全で誘導ノイズのレベルが大
きくなればなるほど、顕著に現れることになる。

第６図に示す構成のように、距離信号を比較器９によ
って所定の基準電圧Vrと比較して、ある距離内における
反射物体の有無を判定する場合、受光信号のレベルが受
光回路系のノイズレベルと同程度にまで低下すると、そ
の位相情報は多くのノイズを含むようになり、比較器９
が誤動作して、その出力がON/OFFを繰り返すことにな
る。この問題は比較器９に多少のヒステリシスを持たせ
ても、位相ノイズは最悪の場合には±360度にも達する
ので、簡単に解決することはできない。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、光学式変位センサーにおい
て、受光信号のレベルが低下した場合の誤動作を回避す
ることにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係る光学式変位センサーにあっては、上記の
課題を解決するために、第１図に示すように、発光部１
からの光を反射物体にて反射させて受光部２に入射させ
る第１の光路と、発光部１からの光を受光部２に直接入
射させる第２の光路と、発光部１からの光を受光部２に
入射させない第３の光路とを切り換える光路切換用、ミ
ラー31と、発光部１の発光位相と受光部２の受光位相と
の位相差を求める位相比較部４と、第１の光路選択時と
第２の光路選択時における位相比較部４の出力差に応じ
て距離信号を発生する距離演算部５と、第３の光路選択
時における受光出力を打ち消すための位相シフト出力を
発生する自動位相シフト回路23と、自動位相シフト回路
23の出力を受光部２の出力に加算する加算回路24とを有
して成ることを特徴とするものである。

なお、第３図に示すように、発光部１の発光位相に対
して所定の位相差を有する第２の位相シフト出力を発生
する第２の位相シフト回路25と、第２の位相シフト回路
25の出力を前記自動位相シフト回路23の出力に加算する
第２の加算回路26とを設ければ、より好ましい。

［作用］ 本発明にあっては、このように、発光部１からの光を
受光部２に入射させない第３の光路を選択可能とし、こ
の第３の光路選択時における受光出力を打ち消すための
位相シフト出力を他の光路選択時における受光部２の出
力に加算するようにしたので、誘導ノイズによる誤動作
を防止することができるものである。

また、第３図に示すように、発光部１の発光位相に対
して所定の位相差を有する第２の位相シフト出力を自動
位相シフト回路23の出力に加算することにより、受光信
号のレベルが低い場合に、距離信号は第２の位相シフト
出力に応じた所定値に漸近することになり、測定結果が
不安定になることを防止できる。

［実施例］ 第１図は本発明の一実施例のブロック図である。発光
部１は発光ダイオードや半導体レーザーのような発光素
子よりなり、発光回路11により供給される駆動信号に応
じて光信号を発生する。発振器12は、発光部１から出力
される光信号の変調周波数f₀を発振し、発光回路11に供
給すると共に、混合器22には局部発振周波数（f₀‐fc）
を供給する。局部発振周波数（f₀‐fc）は変調周波数f₀
とは僅かに周波数の異なる信号であり、fc≪f₀である。
受光部２はシリコンフォトダイオードのような受光素子
よりなり、受光された光信号の強度に応じた光電流を発
生する。受光回路21は電流−電圧変換回路を含み、受光
部２にて得られた光電流を電圧信号に変換する。受光回
路21の出力は、加算回路24を経て混合器22にて局部発振
周波数（f₀‐fc）と周波数混合され、低周波のビート信
号に変換されて、位相比較部４に入力される。位相比較
部４は発振器12から出力される周波数fcの信号と、混合
器22から得られた低周波のビート信号との位相差を比較
する。自動位相シフト回路23では、発振器12と混合器22
の出力に基づいて誘導ノイズ消去用の位相シフト出力を
発生し、加算回路24に供給する。

本発明にあっては、発光部１の前方に光路切換器３と
して、光路切換ミラー31を配している。この光路切換ミ
ラー31はタイミング回路６の制御下にて回動制御され
る。光路切換ミラー31が発光部１からの光と略平行な矢
印ａに示す方向に設定されると、発光部１からの光は反
射物体へ投光される。反射物体からの反射光は、ハーフ
ミラー32を通過して受光部２に入射する。また、光路切
換ミラー31が発光部１からの光に対して約45度の角度を
なす矢印ｂに示す方向に設定されると、発光部１からの
光は光路切換ミラー31にて反射され、ハーフミラー32に
て再度反射されて、受光部２に入射する。このように、
本実施例の光学式変位センサーでは、発光部１からの光
をそのまま反射物体へ投光して、その反射光を受光部２
に受光させる第１の光路と、発光部１からの光を外部へ
は出さずに全てを参照光として反射して受光部２へ直接
受光させる第２の光路を選択することができる。これに
よって、時系列的に測距光と参照光を同一の受光部２に
受光させることができるわけである。タイミング回路６
の出力f_Kは、距離演算部５にも入力されており、距離演
算部５は位相比較部４の出力が測距光によるものか、参
照光によるものかを区別することができ、測距光受光時
と参照光受光時の位相比較部４の出力の差分に応じて距
離信号を出力する。このように構成することによって、
従来、２系統必要であった受光部と受光回路を１系統化
することができ、絶対位相変動特性のばらつきによる測
距誤差を回避することができる。

次に、時系列的に入射される測距光と参照光の信号処
理について説明する。光路切換ミラー31をコントロール
するタイミング回路６の出力f_Kは、ある一定の周期で
“High"レベルとなり、このときに、第２の光路を選択
するように光路切換ミラー31を切り換えて、受光部２に
参照光を取り込むように動作する。一方、位相比較部４
は混合器22から得られる受光信号と発振器12からの低周
波信号fcの位相差を絶えず比較出力している。光路切換
ミラー31が第１の光路を選択しているとき、つまり測距
光が入射しているときの電圧をVc、第２の光路を選択し
ているとき、つまり参照光が入射しているときの電圧を
Vrとすると、これらの出力は距離演算部５に時系列的に
入力される。距離演算部５は、タイミング回路６からの
信号f_Kに同期して位相比較部４の出力をサンプリングす
ることにより、電圧Vcと電圧Vrを取り込み、その差分と
して距離信号Vl＝Vc-Vrを出力する。この距離信号Vl
は、個々の回路素子や回路ブロックの絶対的位相変動を
絶えず測定し、記憶しながら測距値補正を行っているこ
とになるので、位相変動が生じている場合においても、
距離信号Vlは安定した出力となる。なお、参照光受光時
の位相比較部４の出力電圧Vrは、タイミング回路６から
の出力f_Kの周期毎に順次更新されているので、位相変動
に対してタイミング回路６の出力f_Kの周期は十分に小さ
く設定する必要があることは言うまでもない。

第２図は、光路切換用のミラー31が矢印ｃに示す方向
である場合の各部の信号波形を示している。このとき、
発光部１からの光は測距光としても参照光としても受光
部２には入射されない。図において、受光出力は誘導ノ
イズ波形の位相とレベルを示しているが、この位相と逆
相で同一レベルとなる信号を、発振器12からの変調周波
数f₀に同期して自動位相シフト回路23により作成する。
この自動位相シフト回路23の出力と、誘導ノイズとを加
算回路24によって加算することにより、誘導ノイズは打
ち消される。この自動位相シフト回路23における一連の
動作はタイミング回路６によって制御され、光路切換用
のミラー31が矢印ｃに示す方向である場合において、そ
の位相シフト量とレベルとが記憶される。そして、通常
は、光路切換用のミラー31が矢印ａに示す方向であると
きに測距を行い、周囲環境の変化や回路の経時変化等に
よって誘導ノイズが変動する頃を見極めて、光路切換用
のミラー31を矢印ｃに示す方向に切り替えて、その位相
シフト量とレベルの更新を行う。このように、基準信号
f₀を用いて誘導ノイズを打ち消せば、被検知物体が無い
場合（受光信号が極小の場合）における位相情報は常に
ランダムとなり、ある特定の位相（つまり誘導ノイズの
位相）に漸近する問題は解決される。また、製造時にお
ける位相シフト回路の調整も不要となる。

第３図は本発明の他の実施例のブロック図である。本
実施例にあっては、第２の位相シフト回路25と第２の加
算回路26が追加されている。第２の位相シフト回路25
は、受光信号のレベルが低下した場合に、どの程度のレ
ベルからどの位相に引き込まれるかを決定するための第
２の位相シフト出力を発生する。そして、第２の加算回
路26は、自動位相シフト回路23の出力と、第２の位相
シフト回路25の出力とを加算する。この加算回路26の
出力は、加算回路24により受光回路21の出力と加算され
て、加算出力となる。

本実施例において、光路切換用のミラー31が矢印ｃに
示す方向である場合の各部の信号波形を第４図に示す。
このとき、発光部１からの光は測距光としても参照光と
しても受光部２には入射されない。図において、受光出
力は誘導ノイズ波形の位相とレベルを示しているが、こ
の位相と逆相で同一レベルとなる信号を、発振器12から
の変調周波数f₀に同期して自動位相シフト回路23により
作成する。この自動位相シフト回路23の出力と、誘導
ノイズとを加算回路24,26によって加算することによ
り、上述の実施例と同様に、誘導ノイズは打ち消され
る。この状態で第２の位相シフト回路25の出力を加算
回路24,26により受光回路系に注入すると、加算回路24
の出力は、第２の位相シフト回路25の出力と同一と
なり、受光信号のレベルが低下した場合に、この出力
の位相に漸近することになる。つまり、第２の位相シフ
ト回路25を用いて、受光信号のレベルが低下したときに
漸近する受光レベルと位相を任意に設定することができ
る。これにより、距離信号をレベル判定するような回路
構成を採用した場合でも、受光信号のレベル低下時に位
相ノイズ増加による誤動作を防止することができる。

第５図は同一距離からの位相信号の受光信号量が減少
した場合の距離信号と判定レベルの関係を示している。
第５図（ａ）は従来例の動作を示しており、図中、Ａは
判定レベル、Ｂは受光信号が支配的な範囲、Ｃは受光回
路系の位相ノイズが支配的な範囲である。この場合、受
光回路系の位相ノイズが支配的な範囲Ｃでは、距離信号
が判定レベルＡを越えて、誤動作を起こす。第５図
（ｂ）は本実施例の動作を示しており、図中、Ａは判定
レベル、Ｂは受光信号が支配的な範囲、Ｄは位相シフト
回路25の出力が支配的な範囲である。この場合、位相
シフト回路25の出力が支配的な範囲Ｄでは、距離信号
を判定レベルＡよりも小さい状態で安定させることがで
きる。範囲Ｂと範囲Ｄが切替わるときの受光信号量は、
位相シフト回路25の出力の振幅で決定される。また、
範囲Ｄでの距離信号が漸近して行く値は、位相シフト回
路25の出力の位相で決定される。

［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように、光路切換用のミラ
ーにより参照光と測距光を時系列的に同一の受光部に導
くようにしたので、測距光の受光回路系と参照光の受光
回路系のばらつきを解消することができ、安定な測距が
可能となり、測距精度も改善されるという効果がある。
また、受光部や受光回路が１系統化されるので、大幅な
部品点数の削減と、低コスト化が可能になるという効果
がある。さらに、発光部からの光を受光部に入射させな
い場合における受光出力を打ち消すための位相シフト出
力を発生させ、これを他の光路選択時における受光部の
出力に加算することにより、誘導ノイズによる測定誤差
を防止することができるという効果がある。

また、請求項２記載の発明のように、発光部の発光位
相に対して所定の位相差を有する第２の位相シフト出力
を自動位相シフト回路の出力に加算するように構成すれ
ば、受光光量が少ない場合でも異常な測定結果が得られ
ることを防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は同上
の動作波形図、第３図は本発明の他の実施例のブロック
図、第４図は同上の動作波形図、第５図は同上の動作説
明図、第６図は従来例のブロック図、第７図は同上の動
作波形図、第８図は他の従来例のブロック図である。 １は発光部、２は受光部、３は光路切換器、４は位相比
較部、５は距離演算部、23は自動位相シフト回路、24は
加算回路、25は位相シフト回路、26は加算回路、31は光
路切換用のミラーである。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】発光部からの光を反射物体にて反射させて
   受光部に入射させる第１の光路と、発光部からの光を受
   光部に直接入射させる第２の光路と、発光部からの光を
   受光部に入射させない第３の光路とを切り換える光路切
   換用のミラーと、発光部の発光位相と受光部の受光位相
   との位相差を求める位相比較部と、第１の光路選択時と
   第２の光路選択時における位相比較部の出力差に応じて
   距離信号を発生する距離演算部と、第３の光路選択時に
   おける受光出力を打ち消すための位相シフト出力を発生
   する自動位相シフト回路と、自動位相シフト回路の出力
   を受光部の出力に加算する加算回路とを有することを特
   徴とする光学式変位センサー。
2. 【請求項２】発光部の発光位相に対して所定の位相差を
   有する第２の位相シフト出力を発生する第２の位相シフ
   ト回路と、第２の位相シフト回路の出力を前記自動位相
   シフト回路の出力に加算する第２の加算回路とを有する
   ことを特徴とする請求項１記載の光学式変位センサー。