JP2711043B2 - 超電導磁力計及びｓｑｕｉｄを使用して磁場を測定する方法 - Google Patents
超電導磁力計及びｓｑｕｉｄを使用して磁場を測定する方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的には高性能磁力
計及びアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器に関し、具
体的には超電導ジョセフソン接合装置を使用するＡ／Ｄ
変換の技術に関する。 【０００２】 【従来の技術】本発明は、 1984 年９月７日付 Arnold
H. Silver らの米国特許出願第 648,8689 号“双方向カ
ウンタを有する超電導Ａ／Ｄ変換器”に関連している。
高性能Ａ／Ｄ変換器に対しては軍用及び民生の両方から
要望が存在している。Ａ／Ｄ変換器の性能の基準となる
のは、感度、ダイナミックレンジ、及びサンプリングレ
ート等である。超電導装置を使用する磁力計及び地磁気
傾度測定器のような高感度計器は、典型的には、それら
の信号帯域幅、速いスルーレートを有する入力信号を処
理するそれらの能力、及びそれらのダイナミックレンジ
に種々の制約を受ける。以下に詳細に説明するように、
本発明はこれらの欠点を解消することを目的としてい
る。 【０００３】ジョセフソン接合を使用するＡ／Ｄ変換
は、例えば 1980 年10月刊行の IEEETransactions on E
lectron Devices, Vol. ED-27, No. 10，1877─96 頁
に所載の John P. Hurrell らの論文“非ラッチ型ＳＱ
ＵＩＤを用いたアナログ・デジタル変換”に記述されて
いる。ここに、ＳＱＵＩＤとは超電導量子干渉装置( Su
perconducting Quantum Interference Device ）の略で
あり、以下の説明においてもこの略号を使用することに
する。Ａ／Ｄ変換に使用する場合のＳＱＵＩＤの動作理
論の詳細に関しては上記 Hurrellらの論文に記述されて
いるので、本明細書においては簡単な説明に留める。同
様に、ジョセフソン接合の動作理論も多くの技術論文に
掲載されている。例えば 1965 年の Advan. Phys., Vo
l. 14, 419 ─ 51 頁に所載の B.D. Josephsonの論文
“障壁を通過する超電流”、及び上記 Hurrell らの論
文中に引用されている他の論文を参照されたい。 【０００４】ジョセフソン接合は、電流が０から急激に
増加するのに、ジョセフソン接合にまたがる電圧はそれ
に対応してに増加しない領域を含む電流・電圧特性を有
している。ＳＱＵＩＤは１もしくはそれ以上のジョセフ
ソン接合と、１もしくはそれ以上の誘導負荷とを含む回
路である。単一接合ＳＱＵＩＤは、１つのインダクタン
スにまたがって接続されている１つのジョセフソン接合
を含む。もしそのインダクタンスの一方の端を接地し、
他方の端に電流を注入すれば、上記 Hurrellらの論文に
詳細に説明されているＡ／Ｄ変換の基本となる特性が得
られる。Ａ／Ｄ変換の観点から見た時の単接合ＳＱＵＩ
Ｄの最も好ましい特性は、ＳＱＵＩＤ内の磁束と、注入
される電流値との関係である。この磁束・電流関係は周
期関数であって、選択した回路パラメタに依存する多値
関数である。この関係の最も重要な面は、小さいが精密
に繰り返し可能な増加分だけ電流を増加させると磁束が
ある小さい量子量( もしくはクアンタム：quantum ) だ
け変化することである。この磁束量子量は小さいけれど
も測定可能な電圧パルスを接合にまたがって発生させ
る。電流が減少する場合には、精密に一定の電流の減少
毎に磁束が量子量だけ逆極性に変化し、対応する逆極性
の電圧パルスが接合にまたがって発生する。 【０００５】単接合ＳＱＵＩＤのこの特性が、上記 Hur
rell らの論文に記載されているＡ／Ｄ変換器の基本を
なしている。アナログ形状からデジタル形状へ変換すべ
き信号は、変化電流として単接合ＳＱＵＩＤへ印加され
る。電流が所定の増分だけ増減する度に、測定可能な電
圧パルスが接合にまたがって生成される。このように単
接合ＳＱＵＩＤは量子化装置として機能する。結果とし
て生じたパルスが検出され、１もしくはそれ以上のカウ
ンタにおいて計数される。この配列の主たる長所はその
完全な直線性にある。別の長所はその感度にある。分解
能を決定する電流増分は極めて小さくすることができ
る。１磁束量子量は 2.07 ×10-15 ウェーバに過ぎず、
電流増分はこの値を負荷インダクタンスの値（単位はヘ
ンリー）で除した値である。 【０００６】電流・磁束の関係が上述したような周期的
な性質を持っていることから高度に正確な装置を得るこ
とはできるが、上述した基本動作モードは２つの重大な
制約を受ける。その１つは、もし入力信号の値が急速に
変化すれば、それにより発生する磁束の移り変わりをそ
れぞれ検出できないことである。もう１つは、その基本
形をなしている装置の感度もしくは分解能が１磁束単位
量に制限されることである。１磁束量子量より高い感度
を得るための試みはなされたが、ダイナミックレンジが
極度に制限されてしまった。より高い感度を得るための
一つの試みは、磁束・電流曲線上で安定動作点を維持す
るためにフィードバック信号を使用することを含む。基
本的には、これは高周波“ディザー（もしくは揺動）”
電流をジョセフソン装置に印加し、その結果生ずるディ
ザー周波数の出力信号を感知することによって達成され
る。高周波出力成分を０（即ち、動作点が磁束・電流曲
線上の望ましい位置にある場合に限って得られる状態）
にするために、フィードバックループが使用される。動
作点を動揺させないであろう信号からその時変換されて
いる入力信号がどれだけ異なっているかをフィードバッ
ク信号が支持している。しかしながら、この配列でもス
ルーレート及びダイナミックレンジの制約を受ける。更
にこの方法は、装置の精度を損なう恐れがあるアナログ
増幅器もしくは積分器を使用する必要がある。 【０００７】多くの特許に様々な設計の超電導Ａ／Ｄ変
換器が開示されている。 Fang の米国特許第 3,983,419
号には、アナログ信号が供給されるサンプル・ホールド
装置もしくはパルス発生器の何れかとして使用できるＳ
ＱＵＩＤが開示されている。得られた信号はＡ／Ｄ変換
器内で使用可能であるとされているが、それらの詳細に
関しては記述されていない。Fiske の米国特許第 3,45
8,735号には、Ａ／Ｄ変換のために複数のジョセフソン
接合を使用するシステムが開示されている。 Harris ら
の米国特許第 4,315,255号には、電圧ラッチ型の複数の
ＳＱＵＩＤを使用するＡ／Ｄ変換器が開示されている。
ジョセフソン接合を使用するＡ／Ｄ変換器を開示した別
の特許は、Klein の特許第 3,949,395号である。この K
lein の装置は、変換の連続近似技術における比較装置
として複数の電圧ラッチ型ジョセフソン接合を使用して
いる。 【０００８】以上の説明から、超電導Ａ／Ｄ変換器の分
野における改良に対する要望が未だに存在していること
が理解されよう。理想変換器は、高い感度と速度とを有
しているのは当然であるが、広いダイナミックレンジ、
及び速いスルーレートを有する入力信号の受け入れ能力
をも有しているべきである。本発明はこれらの目的を指
向するものである。 【０００９】 【発明の概要】本発明は、１磁束量子量の端数分に相当
する量を検出できる感度を有するにも拘わらず、広いダ
イナミックレンジと、速いスルーレートの入力信号を処
理する能力をも有している超電導磁力計及びアナログ・
デジタル変換器に関する。要約すれば、そして包括的に
言えば、本発明の装置は、第１及び第２のジョセフソン
接合と、センタータップ付きの負荷インダクタンスと、
この負荷インダクタンスのセンタータップを通して上記
第１及び第２のジョセフソン接合に一定のゲート電流を
印加する手段と、正負双方向に変化するアナログ信号
（即ち、調和振動（ハーモニック）であっても、もしく
はそうでなくても差し支えないが、時間に対して振幅及
び代数符号が変化する一般的な交流信号）電流を負荷イ
ンダクタンスに印加する手段（好ましい実施例において
は負荷インダクタンスに誘導的に、即ち電磁的に結合さ
れた入力インダクタンスであることができる）とを有す
る双接合超電導量子干渉素子（ＳＱＵＩＤ）を含む。Ｓ
ＱＵＩＤに印加されるアナログ信号電流が正の増分だけ
変化すると第１の接合にまたがって電圧パルスが発生
し、負の増分だけ変化すると第２の接合にまたがって電
圧パルスが発生する。 【００１０】更に、本発明の装置は、ＳＱＵＩＤをその
磁束・電流特性の望ましい動作点に維持する補正電流を
負荷インダクタンスに印加する手段（これもまた、負荷
インダクタンスに電磁的に結合されているインダクタン
スであることができる）と、この補正電流がＳＱＵＩＤ
をその望ましい動作点に維持している時に、ディザー信
号の各サイクルが各接合から出力パルスを発生せしめる
ように高周波数ディザー信号電流を負荷インダクタンス
に印加する手段（同じように、負荷インダクタンスに電
磁的に結合されているインダクタンスであることができ
る）と、これらの出力パルスから、アナログ入力信号電
流に等価なデジタル値を生成する手段と、このデジタル
値から補正電流を生成する手段とを含む。この補正電流
は、もしこの補正電流を印加しなければ、入力アナログ
信号が動作点をその望ましい位置から移動させる量を表
している。それ故、補正信号が動作点を望ましい位置に
保持しているのであり、そしてそうしている時に１磁束
量子量の分数もしくは端数としてアナログ信号を表すデ
ジタル信号を発生しているのである。しかしながら、デ
ジタル値を生成する手段は、磁束量子量の整数倍のアナ
ログ信号の変化に等しい計数を維持する手段をも含んで
いるので、装置の動作（変換）範囲は１磁束量子量分の
値に制限されることはない。この計数は、静止動作点が
周期的に発生する動作点の何処かへ移動すると、その変
化分を量子化した値を表す。 【００１１】詳述すれば、デジタル信号を生成する手段
は、ＳＱＵＩＤからの電圧パルスを検出する手段と、フ
ィードバックレジスタと、整数レジスタと、ＳＱＵＩＤ
からの検出された出力パルスに応答してフィードバック
レジスタ及び整数レジスタを調整する制御手段とを含ん
でいる。フィードバックレジスタは、１磁束量子量以内
の端数分を表す計数を含んでいる。アナログ信号が、Ｓ
ＱＵＩＤの動作点を移動させるように変化すると、制御
手段はそれに対応してフィードバックレジスタを増減さ
せる。フィードバックレジスタは、アナログ電流が１磁
束量子量分だけ変化すると、あふれを生じるようにして
ある。即ちＳＱＵＩＤの動作点を磁束・電流特性内の次
の移り変わり点へ移動させるのに十分な量だけ電流が変
化するとフィードバックレジスタは０にクリアされ、同
時に整数レジスタが１だけ増加される。つまり動作点が
曲線上の適当な位置まで移動すると、その位置へ移るま
での変化が１磁束量子量を１増分としてその全増分が整
数レジスタによって計数されることになる。フィードバ
ックレジスタはデジタル・アナログ変換器（以下にＤＡ
Ｃと称する）に接続され、このＤＡＣの出力が補正電流
としてＳＱＵＩＤへフィードバックされる。 【００１２】アナログ信号をデジタル形状に変換する本
発明の新規な方法は、アナログ信号電流をＳＱＵＩＤへ
印加（誘導結合）する段階と、ゲート電流をＳＱＵＩＤ
に印加して周期的なヒステリシスループを有する特性磁
束・電流曲線を発生させる段階と、高周波数ディザー電
流をＳＱＵＩＤに印加（誘導結合）し、ＳＱＵＩＤの動
作点がゲート電流によって上記ヒステリシスループの１
つの中心に位置する静止点に維持されている限り、上記
ディザー電流のサイクル当たり２つの出力パルスを発生
させる段階とを備えている。本方法は、更に、ＳＱＵＩ
Ｄ接合からの出力パルスの存否を検出する段階と、これ
らの検出されたパルスからＳＱＵＩＤに印加されたアナ
ログ信号電流が動作点をＳＱＵＩＤ特性曲線上を移動さ
せたか否かを決定する段階と、移動が十分でなくて通常
は１つのサイクル中に発生する筈のパルスの１つを検出
できなくなるとフィードバックレジスタに増分を加える
段階と、フィードバックレジスタ内に記憶された値をア
ナログ補正電流に変換する段階と、補正電流をＳＱＵＩ
Ｄに印加（誘導結合）して検出された動作点の移動を補
償する段階とを備えている。これにより、動作点は１つ
の望ましい位置に実効的にロックされ、アナログ信号
と、その動作点に対応する信号値との差の大きさがフィ
ードバックレジスタによって連続的に指示される。 【００１３】本方法は更に、検出されたパルスから、ア
ナログ信号がその検出された先行値から少なくとも１磁
束量子量分より多く変化したか否かを決定する段階と、
アナログ信号のこの変化分に対応する全磁束量子量の数
を記憶させるように整数レジスタを増加させる段階をも
含む。本発明の方法の別の面は、フィードバックレジス
タがあふれた時点（上述したように、これはアナログ信
号が１磁束量子量分だけ変化したことを表している）を
検出する段階と、このあふれを検出した時に整数レジス
タを増加させ、同時にフィードバックレジスタをクリア
する段階とを含む。以上の概要から明らかなように、フ
ィードバックレジスタは所望するデジタル変換されたア
ナログ信号の下位の複数のビットを含み、一方整数レジ
スタはデジタル変換されたアナログ信号の残りの上位の
複数のビットを含むことになる。 【００１４】ＳＱＵＩＤは急速に変化する入力信号も検
出可能であるので、本発明の制御手段はこれらの入力信
号のことをも配慮している。入力信号が装置の動作点を
特性曲線上の次の多値位置へ跳躍させる程急速に変化す
れば、同一方向への２つの移り変わりが検出されるよう
になる。制御手段はこの状況を考慮して整数レジスタを
増減させるので、ディザー信号周波数よりも速く変化す
る信号でさえも本発明の装置によって正しく変換され
る。以上の説明から、本発明が高性能アナログ・デジタ
ル変換器の分野において重要な進歩を提供していること
が明白であろう。具体的に言えば、本発明の変換器は極
めて高い感度を呈しながら、ダイナミックレンジを損な
わず、高いスルーレートの入力信号を処理する能力を有
している。本発明の他の面及び長所は、以下の添付図面
に基づく詳細な説明から明白になるであろう。 【００１５】 【実施例】本発明の超電導アナログ・デジタル（Ａ／
Ｄ）変換器を図１に示す。従来のこの型の高性能Ａ／Ｄ
変換器は、それらの感度、ダイナミックレンジ、及び速
いスルーレートを有する入力信号を処理する能力に限界
があった。本発明による双接合超電導量子干渉素子（Ｓ
ＱＵＩＤ）は、変換すべきアナログ信号の成分から導出
された補正電流をフィードバックすることによって、そ
の磁束・電流特性の１つの望ましい点を動作点として動
作する。アナログ信号が変化すると、補正電流も変化し
て望ましい動作点を維持する。図１に示すように本発明
の変換器は、全体を１０で示す双接合ＳＱＵＩＤと、２
値パルス検出器１２と、制御論理回路１４と、フィード
バックレジスタ１６と、整数レジスタ１８と、ＤＡＣ
２０とを含んでいる。ＳＱＵＩＤ １０は、逆極性に接
続され共通接地端子を有する２つのジョセフソン接合２
２及び２４と、センタータップ付き負荷インダクタ２６
とを有し、ゲート電流源２８が接地とインダクタのセン
タータップとの間に接続されている。種々の電流が３つ
の入力巻線、即ち、ディザー信号入力巻線３０、補正信
号入力巻線３２及びアナログ信号入力巻線３４を通して
負荷インダクタ２６に印加される。（図１においてはこ
れら３つの入力巻線３０、３２、３４は負荷インダクタ
２６に誘導結合、即ち電磁的に結合されていて、それぞ
れの信号電流は電磁誘導によって負荷インダクタ２６に
誘起されるようになっているが、以下これら３つの入力
巻線３０、３２、３４からの信号の供給を単に信号もし
くは電流を印加すると言う。）単一の入力巻線を使用
し、その巻線に適切に抵抗を接続して３つの入力信号を
組合せるような代替方法もあることを理解されたい。 【００１６】デジタル形状に変換すべきアナログ入力信
号電流はアナログ信号入力巻線３４に印加され、高周波
ディザー信号電流はクロック発生器３６からディザー入
力巻線３０へ供給される。公知のようにＳＱＵＩＤ装置
の磁束・電流特性は、図２に示すような周期的に変化す
る関数である。図２に示すように曲線は一定の間隔でヒ
ステリシス効果を呈し、ゲート電流を適切に選択するこ
とによって何れかの磁束値を取ることができる。本発明
の装置では、クロック発生器３６からのディザー信号電
流の振幅は、磁束が閉じたループ４０を辿って磁束・電
流曲線を循環するのに将に十分なように選択されてい
る。点４２及び４４で示されているように磁束が急激に
移り変わる度に、ＳＱＵＩＤから出力パルスが生成され
る。正への移り変わりの場合には出力パルスはＳＱＵＩ
Ｄの出力線４６及び４８の一方に生成され、負への移り
変わりの場合には他方の出力線に生成される。このよう
な双接合ＳＱＵＩＤの動作は、冒頭に記載した相互参照
特許出願に記述されている。装置の動作点が静止動作点
５０上に維持されている限り、装置は２本の出力線４６
及び４８上に交互に出力パルスを生成し続ける。静止動
作点は、ΦO ＝ 2.07×10-15 ウェーバの間隔で周期的
に発生する（即ち、上記 2.07 ×10-15 の 1.5、2.5 ・
・・倍等に発生する）“半磁束量子量”値の１つであ
る。もし装置がこの動作点からずれて例えば５２で示す
領域へ移動すれば、負への移り変わり４４は発生しなく
なる。もしアナログ信号が増加し続ければ、次の（別
の）正への移り変わりが発生して、装置は曲線上の新し
い動作点上で動作するようになる。 【００１７】図２の特性曲線から明白なように、曲線上
の現在の位置はＳＱＵＩＤの２つの正及び負の出力信号
（例えば正の出力信号は出力線４６上に現れる信号と
し、負の出力信号は出力線４８上に現れる信号とする）
の解析から決定することができる。即ち図２において、
高周波ディザー信号のサイクル当たり１つの正のパルス
と１つの負のパルスとが確実に発生するように、ゲート
電流ＩG 、及びディザー信号の振幅φm はＳＱＵＩＤの
上記特性曲線に対してセットされている。これらのパル
スは２値出力パルスである。２つの接合の一方２２もし
くは２４に現れるこれらのパルスの持続時間は極めて短
い（ピコ秒のオーダーである）から、相互に誘導結合さ
れているインダクタ２６、３０、３２、及び３４を通し
てパルスエネルギが結合されることはない。これらの出
力信号は２値パルス検出器１２内で検出される。ディザ
ークロック入力と時間的に関係付けてこれらのパルスを
検出することが、本Ａ／Ｄ変換器成分における内部信号
処理の本質的な部分である。この検出器は、前記相互参
照特許出願に記述されている型の１対のフリップフロッ
プ（図示してない）を含む。クロック発生器３６からの
線６０で示すように、これらのフリップフロップはクロ
ック信号によって動作可能にされる。 【００１８】制御論理回路１４は、線６２で示すように
パルス検出器１２内のフリップフロップを監視し、高周
波ディザークロック信号の各クロックサイクル中に２つ
の接合２２、２４がパルスを生成したか否かと、正のパ
ルス及び負のパルスの両方または何れか一方の数とを感
知する。高周波ディザークロック信号の各クロックサイ
クル中に得られるこの数は制御論理回路１４内で処理さ
れ、デジタルフィードバックレジスタ及び整数レジスタ
内に累積されるデータを生成する。整数レジスタデータ
は、１クロックサイクル内に同一の接合から２つのパル
スが現れるか、もしくはフィードバックレジスタがあふ
れると生成される。制御論理回路１４における正負のパ
ルスの処理を以下に説明する。もしあるクロックサイク
ル中に正及び負両出力信号が検出されれば、これはディ
ザー信号が意図した通りの効果を呈しており、望ましい
動作点でヒステリシスループを循環中であることを表し
ている。換言すれば、この動作点を維持するためには、
装置は何等の措置も必要としないことを意味している。 【００１９】もし正信号は検出されたが負信号が検出さ
れなければ、これは動作点がそのヒステリシスループか
ら正の方向へ移動したことを意味している。即ち、電流
が１磁束量子量よりも小さいある量（つまり端数分）だ
け増加したことを意味する。この時に制御論理回路１４
が取る動作は、フィードバックレジスタへの出力を＋１
にプリセットすることである。次のクロックサイクル中
のアナログ信号は、更に増加し続けるか、その新しいレ
ベルに留まるか、もしくは先行レベルに戻るかの何れか
である。もし次のクロックサイクル中のアナログ信号が
元の動作点付近の先行レベルに戻れば再び正及び負の両
信号が検出されるようになり、制御論理回路は何等の動
作も起こさない。しかしながら、もしアナログ信号が増
加し続けるか、もしくはその新しいレベルに留まれば、
ヒステリシスループを辿ることがないので、１もしくは
それ以上のクロックサイクルにわたって正信号も、負信
号も検出されなくなる。もしこのような事態になれば、
制御論理回路１４はプリセットした値をフィードバック
レジスタへ出力する。上例においては＋１がフィードバ
ックレジスタへ出力され、該レジスタを１だけ増加させ
る。 【００２０】本発明の鍵は、フィードバックレジスタ内
に記憶された値がアナログ値に変換され、補正電流とし
てフィードバックされてＳＱＵＩＤへ印加されることに
ある。アナログ形状への変換はＤＡＣ ２０によって遂
行され、その出力がフィードバック抵抗６８を通して補
正信号巻線３２へ供給されるのである。もしアナログ信
号が減少して負信号は検出されたが、正信号が検出され
なければ、同様の一連の動作が遂行されてフィードバッ
クレジスタ出力は−１の値にプリセットされる。もし次
のサイクルにおいて正信号も、負信号も検出されなけれ
ば、この−１値がフィードバックレジスタ１６へ出力さ
れる。制御論理回路１４は、他の２つの動作も遂行す
る。即ち、もし２もしくはそれ以上の正信号が連続して
検出されれば、これは１クロックサイクル中に入力信号
が元の動作点から別の動作点へ変化したことを意味して
いる。制御論理回路はこのような状態を補償するのでは
なく、その代わりとして整数レジスタ１８へ＋１値を出
力する。同様に、同一クロックサイクル中に２もしくは
それ以上の負信号が連続して検出されれば−１値を整数
レジスタへ出力する。 【００２１】要約すれば、制御論理回路１４は次表の機
能を遂行するのである。次表の“遂行される動作”と
は、ＳＱＵＩＤが始めに図２の下側の曲線（−）で示さ
れている負の状態を取る場合を想定シテの動作である。
もしＳＱＵＩＤが正の状態（＋）に初期化されるものと
すれば、表の第１行の−１は＋１にプリセットとなる。 パルスの検出 遂行される動作 正及び負を検出 出力を−１にプリセット 正だけを検出 出力を＋１にプリセット 正も負も検出しない プリセット値を出力 負だけを検出 出力を−１にプリセット 正をｎ回連続して検出 あふれ出力＝ｎ−１、そして 出力を＋１にプリセット 負をｎ回連続して検出 あふれ出力＝−（ｎ−１）、 そして 出力を−１にプリセット フィードバックレジスタが、アナログ信号と、望ましい
動作点における電流との差を表すデジタル量を常にを含
んでいることは明白である。上述したようにフィードバ
ックレジスタのフルスケール値は、装置の特性曲線上の
隣接する動作点間の間隔に一致している。またフィード
バックレジスタは、入力電流が、動作点を望ましい動作
点の上方へ移動させたのか、もしくは下方へ移動させた
のかを表す符号表示をも含んでいる。 【００２２】フィードバックレジスタがあふれると、こ
れは装置が隣接する動作点間の間隔に相当する補正を遂
行中であることを指示している。この段階で、あふれ信
号は線６９を通して整数レジスタへ印加され、それを＋
１だけ増すかもしくは−１だけ増す。同時にフィードバ
ックレジスタがクリアされてその通常の機能を継続する
が、これは特性曲線上の新しい（補正された）動作点に
おいて遂行されるのである。フィードバックレジスタ及
び整数レジスタは、一緒になってアナログ入力信号に等
価なデジタル値を表している。即ち、デジタル値はフィ
ードバックレジスタ内のＮ個の下位のビットと、整数レ
ジスタ内のより上位のＭ個のビットとの和として得られ
る。より正確に言えば、これらのレジスタは、所与の開
始点に対する入力信号の値を表す。整数レジスタを何れ
かの特定値にセットすると、フィードバックレジスタは
曲線上の隣接動作点間の±１間隔の範囲にわたって補正
を遂行する。 【００２３】他のＳＱＵＩＤ Ａ／Ｄと比較した時の本
発明の主たる長所は、本発明が極めて高感度であるにも
拘わらず、広いダイナミックレンジと、速いスルーレー
トを処理する能力を有していることである。また本装置
はモノリシック極低温構造として実現されるので、事実
上雑音問題から完全に開放された状態で動作する。以上
の説明から、アナログ信号、補正信号、及び高周波ディ
ザー信号の組合せ効果によりもたらされるＳＱＵＩＤ内
の離散した各磁束の移り変わりを感知することによっ
て、装置の高感度が得られることが理解されたであろ
う。上述したような磁束の変化は制御論理回路によって
認識され、それに応じてフィードバックレジスタはＳＱ
ＵＩＤの動作点を望ましい位置に維持する補正信号を発
生するように調整される。 【００２４】ＳＱＵＩＤ量子化装置の通常の感度は、主
として以下の式によって与えられる１磁束量子量の大き
さによって決定される。 ΦO ＝ｈ／２ｅ＝ 2.07 × 10 -15 ウェーバ 但しｈはプランク定数であり、ｅは電子の電荷である。
これに対して本発明の装置の感度は、この１磁束量子量
の端数分に等価な量を検出できる程高くなっており、 ΦO ×２-N によって与えられる。ここに、ＮはＤＡＣ及びフィード
バックレジスタにおける精度のビット数である。この絶
対感度は、部分的に、ＳＱＵＩＤの負荷インダクタンス
と、入力信号との結合効率によっても決定される。これ
らの考察は、直流ＳＱＵＩＤセンサ及び増幅器に関する
ものと同一である。感度は、ＤＡＣの精度及び電流・磁
束曲線に対するディザー信号の振幅の精度にも依存す
る。この振幅は、ＳＱＵＩＤを望ましい動作点にロック
可能ならしめる精度に直接影響を与える。もしディザー
振幅が大き過ぎれば、アナログ信号が変化しているのに
それを検出することができない不感領域を生じてしま
う。 【００２５】上述したように、装置の総合ダイナミック
レンジはビット数Ｎによって制約を受けない。ダイナミ
ックレンジは、 ΦO ×２-M によって与えられる。ここに、Ｍは整数レジスタのビッ
ト数である。変換器のサンプリングレートはフィードバ
ック時定数によって制限され、このフィードバック時定
数はパルス検出時間、フィードバックレジスタにおける
累積時間、ＤＡＣ動作時間、及びアナログ整定時間に必
要な合計時間である。１磁束量子量パルスの幅は数ピコ
秒以内とすることができ、またジョセフソンＤＡＣは0.
5 ナノ秒より短い時間で循環することができる。更に
制御論理回路は比較的簡単である。従って 10 -9 秒程
度の合計ループ時定数、１ GSps （ギガサンプル／秒）
のサンプリングレート、及び約 500 MHz までの帯域幅
を達成できる。クロック周波数は 10 GHz 程度もしくは
それ以上である。 【００２６】ＤＡＣはどのような型のものであっても差
し支えないが、高性能を得るためには、ＤＡＣにもジョ
セフソン接合を使用すべきである。ジョセフソン接合を
使用するＤＡＣの考え得る１つの配列を図３に示す。基
本的にＤＡＣは複数の段からなり、最下位から最上位の
順に７０．１、７０．２、７０．３及び７０．４で示し
てある。最下位段は１つのジョセフソン接合７２を含
み、次の段は２つのジョセフソン接合７４を直列に使用
し、次の段は４つのジョセフソン接合７６を直列に使用
し、そして最上位段は２N のジョセフソン接合７８を直
列に使用している。アナログ形状に変換すべきデジタル
量は、各々が電圧発生器として機能する全ての段に印加
される。発生したこれらの電圧は１つの加算点８０にお
いて加え合わされ、ＤＡＣの出力になる。１つの接合を
各段に使用し、適切な抵抗ラダーを使用してこれらの段
に２値の重み付けを行うような代替設計も可能である。
これらの技術はＤＡＣの分野において公知であり、ここ
では電圧源としてジョセフソン接合を使用しているので
ある。以上により、全Ａ／Ｄ回路は低温に維持され、ま
た高速動作及び経済的な製造が可能になるという長所が
得られる。 【００２７】以上の説明から、本発明がＳＱＵＩＤアナ
ログ・デジタル変換器の分野に重要な進歩をもたらすこ
とが理解されたであろう。具体的に言えば本発明は、ダ
イナミックレンジを犠牲にせず、且つ速い入力スルーレ
ートを処理する能力を有する高感度のアナログ・デジタ
ル変換器を提供したのである。以上の説明から、当業者
ならば、本発明の双接合ＳＱＵＩＤを超電導磁力計とし
ても使用できることが理解されよう。即ち、基本的に
は、入力インダクタ３４に超電導アナログセンサを、具
体的には“アンテナインダクタ”を直接接続することに
よって磁束の「変化」を測定することができるのは明白
である。アンテナインダクタに印加される磁束の変化
が、レンツの法則を満足する電流を入力インダクタ３４
内に発生させる。従って、アンテナインダクタの感度を
測定もしくは知ることによって磁場（の変化）を測定す
ることができる。磁場Ｈが一般化される範囲内では、こ
れは力を測定していることにもなる。磁場（力）の測定
は、実際には電流（変位）の測定から推論される。 【００２８】本発明をその一実施例に関して説明した
が、本発明の思想及び範囲から逸脱することなく様々な
変更を考案することが可能である。従って、本発明は上
記実施例に限定されるものではないことを理解された
い。
計及びアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器に関し、具
体的には超電導ジョセフソン接合装置を使用するＡ／Ｄ
変換の技術に関する。 【０００２】 【従来の技術】本発明は、 1984 年９月７日付 Arnold
H. Silver らの米国特許出願第 648,8689 号“双方向カ
ウンタを有する超電導Ａ／Ｄ変換器”に関連している。
高性能Ａ／Ｄ変換器に対しては軍用及び民生の両方から
要望が存在している。Ａ／Ｄ変換器の性能の基準となる
のは、感度、ダイナミックレンジ、及びサンプリングレ
ート等である。超電導装置を使用する磁力計及び地磁気
傾度測定器のような高感度計器は、典型的には、それら
の信号帯域幅、速いスルーレートを有する入力信号を処
理するそれらの能力、及びそれらのダイナミックレンジ
に種々の制約を受ける。以下に詳細に説明するように、
本発明はこれらの欠点を解消することを目的としてい
る。 【０００３】ジョセフソン接合を使用するＡ／Ｄ変換
は、例えば 1980 年10月刊行の IEEETransactions on E
lectron Devices, Vol. ED-27, No. 10，1877─96 頁
に所載の John P. Hurrell らの論文“非ラッチ型ＳＱ
ＵＩＤを用いたアナログ・デジタル変換”に記述されて
いる。ここに、ＳＱＵＩＤとは超電導量子干渉装置( Su
perconducting Quantum Interference Device ）の略で
あり、以下の説明においてもこの略号を使用することに
する。Ａ／Ｄ変換に使用する場合のＳＱＵＩＤの動作理
論の詳細に関しては上記 Hurrellらの論文に記述されて
いるので、本明細書においては簡単な説明に留める。同
様に、ジョセフソン接合の動作理論も多くの技術論文に
掲載されている。例えば 1965 年の Advan. Phys., Vo
l. 14, 419 ─ 51 頁に所載の B.D. Josephsonの論文
“障壁を通過する超電流”、及び上記 Hurrell らの論
文中に引用されている他の論文を参照されたい。 【０００４】ジョセフソン接合は、電流が０から急激に
増加するのに、ジョセフソン接合にまたがる電圧はそれ
に対応してに増加しない領域を含む電流・電圧特性を有
している。ＳＱＵＩＤは１もしくはそれ以上のジョセフ
ソン接合と、１もしくはそれ以上の誘導負荷とを含む回
路である。単一接合ＳＱＵＩＤは、１つのインダクタン
スにまたがって接続されている１つのジョセフソン接合
を含む。もしそのインダクタンスの一方の端を接地し、
他方の端に電流を注入すれば、上記 Hurrellらの論文に
詳細に説明されているＡ／Ｄ変換の基本となる特性が得
られる。Ａ／Ｄ変換の観点から見た時の単接合ＳＱＵＩ
Ｄの最も好ましい特性は、ＳＱＵＩＤ内の磁束と、注入
される電流値との関係である。この磁束・電流関係は周
期関数であって、選択した回路パラメタに依存する多値
関数である。この関係の最も重要な面は、小さいが精密
に繰り返し可能な増加分だけ電流を増加させると磁束が
ある小さい量子量( もしくはクアンタム：quantum ) だ
け変化することである。この磁束量子量は小さいけれど
も測定可能な電圧パルスを接合にまたがって発生させ
る。電流が減少する場合には、精密に一定の電流の減少
毎に磁束が量子量だけ逆極性に変化し、対応する逆極性
の電圧パルスが接合にまたがって発生する。 【０００５】単接合ＳＱＵＩＤのこの特性が、上記 Hur
rell らの論文に記載されているＡ／Ｄ変換器の基本を
なしている。アナログ形状からデジタル形状へ変換すべ
き信号は、変化電流として単接合ＳＱＵＩＤへ印加され
る。電流が所定の増分だけ増減する度に、測定可能な電
圧パルスが接合にまたがって生成される。このように単
接合ＳＱＵＩＤは量子化装置として機能する。結果とし
て生じたパルスが検出され、１もしくはそれ以上のカウ
ンタにおいて計数される。この配列の主たる長所はその
完全な直線性にある。別の長所はその感度にある。分解
能を決定する電流増分は極めて小さくすることができ
る。１磁束量子量は 2.07 ×10-15 ウェーバに過ぎず、
電流増分はこの値を負荷インダクタンスの値（単位はヘ
ンリー）で除した値である。 【０００６】電流・磁束の関係が上述したような周期的
な性質を持っていることから高度に正確な装置を得るこ
とはできるが、上述した基本動作モードは２つの重大な
制約を受ける。その１つは、もし入力信号の値が急速に
変化すれば、それにより発生する磁束の移り変わりをそ
れぞれ検出できないことである。もう１つは、その基本
形をなしている装置の感度もしくは分解能が１磁束単位
量に制限されることである。１磁束量子量より高い感度
を得るための試みはなされたが、ダイナミックレンジが
極度に制限されてしまった。より高い感度を得るための
一つの試みは、磁束・電流曲線上で安定動作点を維持す
るためにフィードバック信号を使用することを含む。基
本的には、これは高周波“ディザー（もしくは揺動）”
電流をジョセフソン装置に印加し、その結果生ずるディ
ザー周波数の出力信号を感知することによって達成され
る。高周波出力成分を０（即ち、動作点が磁束・電流曲
線上の望ましい位置にある場合に限って得られる状態）
にするために、フィードバックループが使用される。動
作点を動揺させないであろう信号からその時変換されて
いる入力信号がどれだけ異なっているかをフィードバッ
ク信号が支持している。しかしながら、この配列でもス
ルーレート及びダイナミックレンジの制約を受ける。更
にこの方法は、装置の精度を損なう恐れがあるアナログ
増幅器もしくは積分器を使用する必要がある。 【０００７】多くの特許に様々な設計の超電導Ａ／Ｄ変
換器が開示されている。 Fang の米国特許第 3,983,419
号には、アナログ信号が供給されるサンプル・ホールド
装置もしくはパルス発生器の何れかとして使用できるＳ
ＱＵＩＤが開示されている。得られた信号はＡ／Ｄ変換
器内で使用可能であるとされているが、それらの詳細に
関しては記述されていない。Fiske の米国特許第 3,45
8,735号には、Ａ／Ｄ変換のために複数のジョセフソン
接合を使用するシステムが開示されている。 Harris ら
の米国特許第 4,315,255号には、電圧ラッチ型の複数の
ＳＱＵＩＤを使用するＡ／Ｄ変換器が開示されている。
ジョセフソン接合を使用するＡ／Ｄ変換器を開示した別
の特許は、Klein の特許第 3,949,395号である。この K
lein の装置は、変換の連続近似技術における比較装置
として複数の電圧ラッチ型ジョセフソン接合を使用して
いる。 【０００８】以上の説明から、超電導Ａ／Ｄ変換器の分
野における改良に対する要望が未だに存在していること
が理解されよう。理想変換器は、高い感度と速度とを有
しているのは当然であるが、広いダイナミックレンジ、
及び速いスルーレートを有する入力信号の受け入れ能力
をも有しているべきである。本発明はこれらの目的を指
向するものである。 【０００９】 【発明の概要】本発明は、１磁束量子量の端数分に相当
する量を検出できる感度を有するにも拘わらず、広いダ
イナミックレンジと、速いスルーレートの入力信号を処
理する能力をも有している超電導磁力計及びアナログ・
デジタル変換器に関する。要約すれば、そして包括的に
言えば、本発明の装置は、第１及び第２のジョセフソン
接合と、センタータップ付きの負荷インダクタンスと、
この負荷インダクタンスのセンタータップを通して上記
第１及び第２のジョセフソン接合に一定のゲート電流を
印加する手段と、正負双方向に変化するアナログ信号
（即ち、調和振動（ハーモニック）であっても、もしく
はそうでなくても差し支えないが、時間に対して振幅及
び代数符号が変化する一般的な交流信号）電流を負荷イ
ンダクタンスに印加する手段（好ましい実施例において
は負荷インダクタンスに誘導的に、即ち電磁的に結合さ
れた入力インダクタンスであることができる）とを有す
る双接合超電導量子干渉素子（ＳＱＵＩＤ）を含む。Ｓ
ＱＵＩＤに印加されるアナログ信号電流が正の増分だけ
変化すると第１の接合にまたがって電圧パルスが発生
し、負の増分だけ変化すると第２の接合にまたがって電
圧パルスが発生する。 【００１０】更に、本発明の装置は、ＳＱＵＩＤをその
磁束・電流特性の望ましい動作点に維持する補正電流を
負荷インダクタンスに印加する手段（これもまた、負荷
インダクタンスに電磁的に結合されているインダクタン
スであることができる）と、この補正電流がＳＱＵＩＤ
をその望ましい動作点に維持している時に、ディザー信
号の各サイクルが各接合から出力パルスを発生せしめる
ように高周波数ディザー信号電流を負荷インダクタンス
に印加する手段（同じように、負荷インダクタンスに電
磁的に結合されているインダクタンスであることができ
る）と、これらの出力パルスから、アナログ入力信号電
流に等価なデジタル値を生成する手段と、このデジタル
値から補正電流を生成する手段とを含む。この補正電流
は、もしこの補正電流を印加しなければ、入力アナログ
信号が動作点をその望ましい位置から移動させる量を表
している。それ故、補正信号が動作点を望ましい位置に
保持しているのであり、そしてそうしている時に１磁束
量子量の分数もしくは端数としてアナログ信号を表すデ
ジタル信号を発生しているのである。しかしながら、デ
ジタル値を生成する手段は、磁束量子量の整数倍のアナ
ログ信号の変化に等しい計数を維持する手段をも含んで
いるので、装置の動作（変換）範囲は１磁束量子量分の
値に制限されることはない。この計数は、静止動作点が
周期的に発生する動作点の何処かへ移動すると、その変
化分を量子化した値を表す。 【００１１】詳述すれば、デジタル信号を生成する手段
は、ＳＱＵＩＤからの電圧パルスを検出する手段と、フ
ィードバックレジスタと、整数レジスタと、ＳＱＵＩＤ
からの検出された出力パルスに応答してフィードバック
レジスタ及び整数レジスタを調整する制御手段とを含ん
でいる。フィードバックレジスタは、１磁束量子量以内
の端数分を表す計数を含んでいる。アナログ信号が、Ｓ
ＱＵＩＤの動作点を移動させるように変化すると、制御
手段はそれに対応してフィードバックレジスタを増減さ
せる。フィードバックレジスタは、アナログ電流が１磁
束量子量分だけ変化すると、あふれを生じるようにして
ある。即ちＳＱＵＩＤの動作点を磁束・電流特性内の次
の移り変わり点へ移動させるのに十分な量だけ電流が変
化するとフィードバックレジスタは０にクリアされ、同
時に整数レジスタが１だけ増加される。つまり動作点が
曲線上の適当な位置まで移動すると、その位置へ移るま
での変化が１磁束量子量を１増分としてその全増分が整
数レジスタによって計数されることになる。フィードバ
ックレジスタはデジタル・アナログ変換器（以下にＤＡ
Ｃと称する）に接続され、このＤＡＣの出力が補正電流
としてＳＱＵＩＤへフィードバックされる。 【００１２】アナログ信号をデジタル形状に変換する本
発明の新規な方法は、アナログ信号電流をＳＱＵＩＤへ
印加（誘導結合）する段階と、ゲート電流をＳＱＵＩＤ
に印加して周期的なヒステリシスループを有する特性磁
束・電流曲線を発生させる段階と、高周波数ディザー電
流をＳＱＵＩＤに印加（誘導結合）し、ＳＱＵＩＤの動
作点がゲート電流によって上記ヒステリシスループの１
つの中心に位置する静止点に維持されている限り、上記
ディザー電流のサイクル当たり２つの出力パルスを発生
させる段階とを備えている。本方法は、更に、ＳＱＵＩ
Ｄ接合からの出力パルスの存否を検出する段階と、これ
らの検出されたパルスからＳＱＵＩＤに印加されたアナ
ログ信号電流が動作点をＳＱＵＩＤ特性曲線上を移動さ
せたか否かを決定する段階と、移動が十分でなくて通常
は１つのサイクル中に発生する筈のパルスの１つを検出
できなくなるとフィードバックレジスタに増分を加える
段階と、フィードバックレジスタ内に記憶された値をア
ナログ補正電流に変換する段階と、補正電流をＳＱＵＩ
Ｄに印加（誘導結合）して検出された動作点の移動を補
償する段階とを備えている。これにより、動作点は１つ
の望ましい位置に実効的にロックされ、アナログ信号
と、その動作点に対応する信号値との差の大きさがフィ
ードバックレジスタによって連続的に指示される。 【００１３】本方法は更に、検出されたパルスから、ア
ナログ信号がその検出された先行値から少なくとも１磁
束量子量分より多く変化したか否かを決定する段階と、
アナログ信号のこの変化分に対応する全磁束量子量の数
を記憶させるように整数レジスタを増加させる段階をも
含む。本発明の方法の別の面は、フィードバックレジス
タがあふれた時点（上述したように、これはアナログ信
号が１磁束量子量分だけ変化したことを表している）を
検出する段階と、このあふれを検出した時に整数レジス
タを増加させ、同時にフィードバックレジスタをクリア
する段階とを含む。以上の概要から明らかなように、フ
ィードバックレジスタは所望するデジタル変換されたア
ナログ信号の下位の複数のビットを含み、一方整数レジ
スタはデジタル変換されたアナログ信号の残りの上位の
複数のビットを含むことになる。 【００１４】ＳＱＵＩＤは急速に変化する入力信号も検
出可能であるので、本発明の制御手段はこれらの入力信
号のことをも配慮している。入力信号が装置の動作点を
特性曲線上の次の多値位置へ跳躍させる程急速に変化す
れば、同一方向への２つの移り変わりが検出されるよう
になる。制御手段はこの状況を考慮して整数レジスタを
増減させるので、ディザー信号周波数よりも速く変化す
る信号でさえも本発明の装置によって正しく変換され
る。以上の説明から、本発明が高性能アナログ・デジタ
ル変換器の分野において重要な進歩を提供していること
が明白であろう。具体的に言えば、本発明の変換器は極
めて高い感度を呈しながら、ダイナミックレンジを損な
わず、高いスルーレートの入力信号を処理する能力を有
している。本発明の他の面及び長所は、以下の添付図面
に基づく詳細な説明から明白になるであろう。 【００１５】 【実施例】本発明の超電導アナログ・デジタル（Ａ／
Ｄ）変換器を図１に示す。従来のこの型の高性能Ａ／Ｄ
変換器は、それらの感度、ダイナミックレンジ、及び速
いスルーレートを有する入力信号を処理する能力に限界
があった。本発明による双接合超電導量子干渉素子（Ｓ
ＱＵＩＤ）は、変換すべきアナログ信号の成分から導出
された補正電流をフィードバックすることによって、そ
の磁束・電流特性の１つの望ましい点を動作点として動
作する。アナログ信号が変化すると、補正電流も変化し
て望ましい動作点を維持する。図１に示すように本発明
の変換器は、全体を１０で示す双接合ＳＱＵＩＤと、２
値パルス検出器１２と、制御論理回路１４と、フィード
バックレジスタ１６と、整数レジスタ１８と、ＤＡＣ
２０とを含んでいる。ＳＱＵＩＤ １０は、逆極性に接
続され共通接地端子を有する２つのジョセフソン接合２
２及び２４と、センタータップ付き負荷インダクタ２６
とを有し、ゲート電流源２８が接地とインダクタのセン
タータップとの間に接続されている。種々の電流が３つ
の入力巻線、即ち、ディザー信号入力巻線３０、補正信
号入力巻線３２及びアナログ信号入力巻線３４を通して
負荷インダクタ２６に印加される。（図１においてはこ
れら３つの入力巻線３０、３２、３４は負荷インダクタ
２６に誘導結合、即ち電磁的に結合されていて、それぞ
れの信号電流は電磁誘導によって負荷インダクタ２６に
誘起されるようになっているが、以下これら３つの入力
巻線３０、３２、３４からの信号の供給を単に信号もし
くは電流を印加すると言う。）単一の入力巻線を使用
し、その巻線に適切に抵抗を接続して３つの入力信号を
組合せるような代替方法もあることを理解されたい。 【００１６】デジタル形状に変換すべきアナログ入力信
号電流はアナログ信号入力巻線３４に印加され、高周波
ディザー信号電流はクロック発生器３６からディザー入
力巻線３０へ供給される。公知のようにＳＱＵＩＤ装置
の磁束・電流特性は、図２に示すような周期的に変化す
る関数である。図２に示すように曲線は一定の間隔でヒ
ステリシス効果を呈し、ゲート電流を適切に選択するこ
とによって何れかの磁束値を取ることができる。本発明
の装置では、クロック発生器３６からのディザー信号電
流の振幅は、磁束が閉じたループ４０を辿って磁束・電
流曲線を循環するのに将に十分なように選択されてい
る。点４２及び４４で示されているように磁束が急激に
移り変わる度に、ＳＱＵＩＤから出力パルスが生成され
る。正への移り変わりの場合には出力パルスはＳＱＵＩ
Ｄの出力線４６及び４８の一方に生成され、負への移り
変わりの場合には他方の出力線に生成される。このよう
な双接合ＳＱＵＩＤの動作は、冒頭に記載した相互参照
特許出願に記述されている。装置の動作点が静止動作点
５０上に維持されている限り、装置は２本の出力線４６
及び４８上に交互に出力パルスを生成し続ける。静止動
作点は、ΦO ＝ 2.07×10-15 ウェーバの間隔で周期的
に発生する（即ち、上記 2.07 ×10-15 の 1.5、2.5 ・
・・倍等に発生する）“半磁束量子量”値の１つであ
る。もし装置がこの動作点からずれて例えば５２で示す
領域へ移動すれば、負への移り変わり４４は発生しなく
なる。もしアナログ信号が増加し続ければ、次の（別
の）正への移り変わりが発生して、装置は曲線上の新し
い動作点上で動作するようになる。 【００１７】図２の特性曲線から明白なように、曲線上
の現在の位置はＳＱＵＩＤの２つの正及び負の出力信号
（例えば正の出力信号は出力線４６上に現れる信号と
し、負の出力信号は出力線４８上に現れる信号とする）
の解析から決定することができる。即ち図２において、
高周波ディザー信号のサイクル当たり１つの正のパルス
と１つの負のパルスとが確実に発生するように、ゲート
電流ＩG 、及びディザー信号の振幅φm はＳＱＵＩＤの
上記特性曲線に対してセットされている。これらのパル
スは２値出力パルスである。２つの接合の一方２２もし
くは２４に現れるこれらのパルスの持続時間は極めて短
い（ピコ秒のオーダーである）から、相互に誘導結合さ
れているインダクタ２６、３０、３２、及び３４を通し
てパルスエネルギが結合されることはない。これらの出
力信号は２値パルス検出器１２内で検出される。ディザ
ークロック入力と時間的に関係付けてこれらのパルスを
検出することが、本Ａ／Ｄ変換器成分における内部信号
処理の本質的な部分である。この検出器は、前記相互参
照特許出願に記述されている型の１対のフリップフロッ
プ（図示してない）を含む。クロック発生器３６からの
線６０で示すように、これらのフリップフロップはクロ
ック信号によって動作可能にされる。 【００１８】制御論理回路１４は、線６２で示すように
パルス検出器１２内のフリップフロップを監視し、高周
波ディザークロック信号の各クロックサイクル中に２つ
の接合２２、２４がパルスを生成したか否かと、正のパ
ルス及び負のパルスの両方または何れか一方の数とを感
知する。高周波ディザークロック信号の各クロックサイ
クル中に得られるこの数は制御論理回路１４内で処理さ
れ、デジタルフィードバックレジスタ及び整数レジスタ
内に累積されるデータを生成する。整数レジスタデータ
は、１クロックサイクル内に同一の接合から２つのパル
スが現れるか、もしくはフィードバックレジスタがあふ
れると生成される。制御論理回路１４における正負のパ
ルスの処理を以下に説明する。もしあるクロックサイク
ル中に正及び負両出力信号が検出されれば、これはディ
ザー信号が意図した通りの効果を呈しており、望ましい
動作点でヒステリシスループを循環中であることを表し
ている。換言すれば、この動作点を維持するためには、
装置は何等の措置も必要としないことを意味している。 【００１９】もし正信号は検出されたが負信号が検出さ
れなければ、これは動作点がそのヒステリシスループか
ら正の方向へ移動したことを意味している。即ち、電流
が１磁束量子量よりも小さいある量（つまり端数分）だ
け増加したことを意味する。この時に制御論理回路１４
が取る動作は、フィードバックレジスタへの出力を＋１
にプリセットすることである。次のクロックサイクル中
のアナログ信号は、更に増加し続けるか、その新しいレ
ベルに留まるか、もしくは先行レベルに戻るかの何れか
である。もし次のクロックサイクル中のアナログ信号が
元の動作点付近の先行レベルに戻れば再び正及び負の両
信号が検出されるようになり、制御論理回路は何等の動
作も起こさない。しかしながら、もしアナログ信号が増
加し続けるか、もしくはその新しいレベルに留まれば、
ヒステリシスループを辿ることがないので、１もしくは
それ以上のクロックサイクルにわたって正信号も、負信
号も検出されなくなる。もしこのような事態になれば、
制御論理回路１４はプリセットした値をフィードバック
レジスタへ出力する。上例においては＋１がフィードバ
ックレジスタへ出力され、該レジスタを１だけ増加させ
る。 【００２０】本発明の鍵は、フィードバックレジスタ内
に記憶された値がアナログ値に変換され、補正電流とし
てフィードバックされてＳＱＵＩＤへ印加されることに
ある。アナログ形状への変換はＤＡＣ ２０によって遂
行され、その出力がフィードバック抵抗６８を通して補
正信号巻線３２へ供給されるのである。もしアナログ信
号が減少して負信号は検出されたが、正信号が検出され
なければ、同様の一連の動作が遂行されてフィードバッ
クレジスタ出力は−１の値にプリセットされる。もし次
のサイクルにおいて正信号も、負信号も検出されなけれ
ば、この−１値がフィードバックレジスタ１６へ出力さ
れる。制御論理回路１４は、他の２つの動作も遂行す
る。即ち、もし２もしくはそれ以上の正信号が連続して
検出されれば、これは１クロックサイクル中に入力信号
が元の動作点から別の動作点へ変化したことを意味して
いる。制御論理回路はこのような状態を補償するのでは
なく、その代わりとして整数レジスタ１８へ＋１値を出
力する。同様に、同一クロックサイクル中に２もしくは
それ以上の負信号が連続して検出されれば−１値を整数
レジスタへ出力する。 【００２１】要約すれば、制御論理回路１４は次表の機
能を遂行するのである。次表の“遂行される動作”と
は、ＳＱＵＩＤが始めに図２の下側の曲線（−）で示さ
れている負の状態を取る場合を想定シテの動作である。
もしＳＱＵＩＤが正の状態（＋）に初期化されるものと
すれば、表の第１行の−１は＋１にプリセットとなる。 パルスの検出 遂行される動作 正及び負を検出 出力を−１にプリセット 正だけを検出 出力を＋１にプリセット 正も負も検出しない プリセット値を出力 負だけを検出 出力を−１にプリセット 正をｎ回連続して検出 あふれ出力＝ｎ−１、そして 出力を＋１にプリセット 負をｎ回連続して検出 あふれ出力＝−（ｎ−１）、 そして 出力を−１にプリセット フィードバックレジスタが、アナログ信号と、望ましい
動作点における電流との差を表すデジタル量を常にを含
んでいることは明白である。上述したようにフィードバ
ックレジスタのフルスケール値は、装置の特性曲線上の
隣接する動作点間の間隔に一致している。またフィード
バックレジスタは、入力電流が、動作点を望ましい動作
点の上方へ移動させたのか、もしくは下方へ移動させた
のかを表す符号表示をも含んでいる。 【００２２】フィードバックレジスタがあふれると、こ
れは装置が隣接する動作点間の間隔に相当する補正を遂
行中であることを指示している。この段階で、あふれ信
号は線６９を通して整数レジスタへ印加され、それを＋
１だけ増すかもしくは−１だけ増す。同時にフィードバ
ックレジスタがクリアされてその通常の機能を継続する
が、これは特性曲線上の新しい（補正された）動作点に
おいて遂行されるのである。フィードバックレジスタ及
び整数レジスタは、一緒になってアナログ入力信号に等
価なデジタル値を表している。即ち、デジタル値はフィ
ードバックレジスタ内のＮ個の下位のビットと、整数レ
ジスタ内のより上位のＭ個のビットとの和として得られ
る。より正確に言えば、これらのレジスタは、所与の開
始点に対する入力信号の値を表す。整数レジスタを何れ
かの特定値にセットすると、フィードバックレジスタは
曲線上の隣接動作点間の±１間隔の範囲にわたって補正
を遂行する。 【００２３】他のＳＱＵＩＤ Ａ／Ｄと比較した時の本
発明の主たる長所は、本発明が極めて高感度であるにも
拘わらず、広いダイナミックレンジと、速いスルーレー
トを処理する能力を有していることである。また本装置
はモノリシック極低温構造として実現されるので、事実
上雑音問題から完全に開放された状態で動作する。以上
の説明から、アナログ信号、補正信号、及び高周波ディ
ザー信号の組合せ効果によりもたらされるＳＱＵＩＤ内
の離散した各磁束の移り変わりを感知することによっ
て、装置の高感度が得られることが理解されたであろ
う。上述したような磁束の変化は制御論理回路によって
認識され、それに応じてフィードバックレジスタはＳＱ
ＵＩＤの動作点を望ましい位置に維持する補正信号を発
生するように調整される。 【００２４】ＳＱＵＩＤ量子化装置の通常の感度は、主
として以下の式によって与えられる１磁束量子量の大き
さによって決定される。 ΦO ＝ｈ／２ｅ＝ 2.07 × 10 -15 ウェーバ 但しｈはプランク定数であり、ｅは電子の電荷である。
これに対して本発明の装置の感度は、この１磁束量子量
の端数分に等価な量を検出できる程高くなっており、 ΦO ×２-N によって与えられる。ここに、ＮはＤＡＣ及びフィード
バックレジスタにおける精度のビット数である。この絶
対感度は、部分的に、ＳＱＵＩＤの負荷インダクタンス
と、入力信号との結合効率によっても決定される。これ
らの考察は、直流ＳＱＵＩＤセンサ及び増幅器に関する
ものと同一である。感度は、ＤＡＣの精度及び電流・磁
束曲線に対するディザー信号の振幅の精度にも依存す
る。この振幅は、ＳＱＵＩＤを望ましい動作点にロック
可能ならしめる精度に直接影響を与える。もしディザー
振幅が大き過ぎれば、アナログ信号が変化しているのに
それを検出することができない不感領域を生じてしま
う。 【００２５】上述したように、装置の総合ダイナミック
レンジはビット数Ｎによって制約を受けない。ダイナミ
ックレンジは、 ΦO ×２-M によって与えられる。ここに、Ｍは整数レジスタのビッ
ト数である。変換器のサンプリングレートはフィードバ
ック時定数によって制限され、このフィードバック時定
数はパルス検出時間、フィードバックレジスタにおける
累積時間、ＤＡＣ動作時間、及びアナログ整定時間に必
要な合計時間である。１磁束量子量パルスの幅は数ピコ
秒以内とすることができ、またジョセフソンＤＡＣは0.
5 ナノ秒より短い時間で循環することができる。更に
制御論理回路は比較的簡単である。従って 10 -9 秒程
度の合計ループ時定数、１ GSps （ギガサンプル／秒）
のサンプリングレート、及び約 500 MHz までの帯域幅
を達成できる。クロック周波数は 10 GHz 程度もしくは
それ以上である。 【００２６】ＤＡＣはどのような型のものであっても差
し支えないが、高性能を得るためには、ＤＡＣにもジョ
セフソン接合を使用すべきである。ジョセフソン接合を
使用するＤＡＣの考え得る１つの配列を図３に示す。基
本的にＤＡＣは複数の段からなり、最下位から最上位の
順に７０．１、７０．２、７０．３及び７０．４で示し
てある。最下位段は１つのジョセフソン接合７２を含
み、次の段は２つのジョセフソン接合７４を直列に使用
し、次の段は４つのジョセフソン接合７６を直列に使用
し、そして最上位段は２N のジョセフソン接合７８を直
列に使用している。アナログ形状に変換すべきデジタル
量は、各々が電圧発生器として機能する全ての段に印加
される。発生したこれらの電圧は１つの加算点８０にお
いて加え合わされ、ＤＡＣの出力になる。１つの接合を
各段に使用し、適切な抵抗ラダーを使用してこれらの段
に２値の重み付けを行うような代替設計も可能である。
これらの技術はＤＡＣの分野において公知であり、ここ
では電圧源としてジョセフソン接合を使用しているので
ある。以上により、全Ａ／Ｄ回路は低温に維持され、ま
た高速動作及び経済的な製造が可能になるという長所が
得られる。 【００２７】以上の説明から、本発明がＳＱＵＩＤアナ
ログ・デジタル変換器の分野に重要な進歩をもたらすこ
とが理解されたであろう。具体的に言えば本発明は、ダ
イナミックレンジを犠牲にせず、且つ速い入力スルーレ
ートを処理する能力を有する高感度のアナログ・デジタ
ル変換器を提供したのである。以上の説明から、当業者
ならば、本発明の双接合ＳＱＵＩＤを超電導磁力計とし
ても使用できることが理解されよう。即ち、基本的に
は、入力インダクタ３４に超電導アナログセンサを、具
体的には“アンテナインダクタ”を直接接続することに
よって磁束の「変化」を測定することができるのは明白
である。アンテナインダクタに印加される磁束の変化
が、レンツの法則を満足する電流を入力インダクタ３４
内に発生させる。従って、アンテナインダクタの感度を
測定もしくは知ることによって磁場（の変化）を測定す
ることができる。磁場Ｈが一般化される範囲内では、こ
れは力を測定していることにもなる。磁場（力）の測定
は、実際には電流（変位）の測定から推論される。 【００２８】本発明をその一実施例に関して説明した
が、本発明の思想及び範囲から逸脱することなく様々な
変更を考案することが可能である。従って、本発明は上
記実施例に限定されるものではないことを理解された
い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるアナログ・デジタル変換器のブロ
ック線図である。 【図２】本発明の変換器に使用されるＳＱＵＩＤの磁束
・電流特性曲線を示すグラフである。 【図３】図１のアナログ・デジタル変換器に使用される
デジタル・アナログ変換器の回路図である。 【符号の説明】 １０ 双接合ＳＱＵＩＤ １２ ２値パルス検出器 １４ 制御論理回路 １６ フィードバックレジスタ １８ 整数レジスタ ２０ Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ） ２２、２４ ジョセフソン接合 ２６ 負荷インダクタ ２８ ゲート電流源 ３０ ディザー信号入力巻線 ３２ 補正信号入力巻線 ３４ アナログ信号入力巻線 ３６ クロック発生器 ４０ 閉じたループ（ヒステリシス） ４６、４８ ＳＱＵＩＤの出力線 ５０ 静止動作点 ６８ フィードバック抵抗 ７０ Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ） ７２、７４、７６、７８ ジョセフソン接合 ８０ 加算点
ック線図である。 【図２】本発明の変換器に使用されるＳＱＵＩＤの磁束
・電流特性曲線を示すグラフである。 【図３】図１のアナログ・デジタル変換器に使用される
デジタル・アナログ変換器の回路図である。 【符号の説明】 １０ 双接合ＳＱＵＩＤ １２ ２値パルス検出器 １４ 制御論理回路 １６ フィードバックレジスタ １８ 整数レジスタ ２０ Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ） ２２、２４ ジョセフソン接合 ２６ 負荷インダクタ ２８ ゲート電流源 ３０ ディザー信号入力巻線 ３２ 補正信号入力巻線 ３４ アナログ信号入力巻線 ３６ クロック発生器 ４０ 閉じたループ（ヒステリシス） ４６、４８ ＳＱＵＩＤの出力線 ５０ 静止動作点 ６８ フィードバック抵抗 ７０ Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ） ７２、７４、７６、７８ ジョセフソン接合 ８０ 加算点
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．センタタップ付きの負荷インダクタンスと第１及び
第２のジョセフソン接合とを有する双接合超電導量子干
渉装置ＳＱＵＩＤと、 前記負荷インタクタンスの前記センタタップへ一定のゲ
ート電流を供給する手段と、 変化する被測定磁場に対応して正負双方向に変化するア
ナログ入力電流を前記負荷インダクタンスに誘導結合
し、前記負荷インダクタンスの電流が正の増分変化をし
た時には前記第１のジョセフソン接合にまたがって出力
パルスを生成させ、負の増分変化をした時には前記第２
のジョセフソン接合にまたがって出力パルスを生成させ
る手段と、 補正電流信号を前記負荷インダクタンスに誘導結合し、
前記ＳＱＵＩＤをそれの磁束・電流特性の所望の動作点
に維持する手段と、 高周波ディザー信号を発生し、この信号を前記負荷イン
ダクタンスに誘導結合し、前記補正電流が前記ＳＱＵＩ
Ｄを前記所望の動作点に維持している時に前記ディザー
信号電流の各サイクル中に前記各ジョセフソン接合から
それぞれ１つの出力パルスを発生させる手段と、 前記出力パルスから前記アナログ入力電流に等価なデジ
タル値を生成する手段と、 前記デジタル値から前記補正電流を生成する手段とを備
え、それにより前記補正電流が存在しない時の前記アナ
ログ電流によるＳＱＵＩＤの動作点を、前記所望の動作
点へ移動させる量を前記補正電流が表していることを特
徴とする超電導磁力計。 ２．前記出力パルスから前記アナログ入力電流に等価な
デジタル値を生成する手段は、 前記ＳＱＵＩＤからの前記出力パルスを検出する手段
と、 前記出力パルスから、前記アナログ入力電流が前記動作
点を移動させた量の１磁束量子量以内の端数分を表す第
１の型の増分信号と、前記アナログ入力電流が前記動作
点を移動させた量が１磁束量子量の整数倍分であること
を表す第２の型の増分信号とを生成する制御論理手段と
を含む請求項１に記載の超電導磁力計。 ３．前記出力パルスから前記アナログ入力電流に等価な
デジタル値を生成する手段は、 前記第１の型の増分信号を受けるフィードバックレジス
タと、 前記第２の型の増分信号を受ける整数レジスタと、 前記フィードバックレジスタに結合され、前記フィード
バックレジスタ内に累積された前記第１の型の増分信号
を対応するアナログ信号に変換して前記補正信号を生成
するデジタル・アナログ変換器をも含み、前記補正信号
が前記ＳＱＵＩＤを前記所望の動作点に維持する請求項
２に記載の超電導磁力計。 ４．前記出力パルスから前記アナログ入力電流に等価な
デジタル値を生成する手段は、 前記フィードバックレジスタを前記整数レジスタに接続
し、前記フィードバックレジスタがあふれた時に前記フ
ィードバックレジスタを０にクリアすると共に、前記整
数レジスタを増加せしめるあふれ手段をも含む請求項３
に記載の超電導磁力計。 ５．前記デジタル・アナログ変換器、前記制御論理手
段、及び前記出力パルスを検出する手段は全てジョセフ
ソン接合装置であり、前記磁力計の他の成分と共にモノ
リシックに形成されている請求項４に記載の超電導磁力
計。 ６．双接合超電導量子干渉装置（ＳＱＵＩＤ）を使用し
て磁場を測定する方法において、 磁場をアナログ信号として検出する段階と、 前記アナログ信号を前記ＳＱＵＩＤへ印加する段階と、 ゲート信号を前記ＳＱＵＩＤへ印加し、前記ＳＱＵＩＤ
に周期的なヒステリシスループを有する特性磁束・電流
曲線を発生せしめる段階と、 高周波ディザー信号を前記ＳＱＵＩＤに印加し、前記Ｓ
ＱＵＩＤの動作点が前記ヒステリシスループの１つの中
心の静止点に維持されている限り前記ディザー信号のサ
イクル当たり２つの出力パルスを生成させる段階と、 前記ＳＱＵＩＤからの出力パルスの存否を検出する段階
と、 前記出力パルスから、前記ＳＱＵＩＤに印加された前記
アナログ信号が前記動作点を移動させたか否かを決定す
る段階と、 もし、前記ディザー信号の１つのサイクル中に通常は生
成される筈の２つのパルスの一方が検出されない程十分
に前記動作点が移動していれば、フィードバックレジス
タを増加させる段階と、 前記フィードバックレジスタ内に蓄積された値をアナロ
グ補正信号に変換する段階と、 前記補正信号を前記ＳＱＵＩＤへ印加し、前記動作点の
移動を補償して動作点を前記所定の位置にロックする段
階とを備え、それによりアナログ信号が動作点に対応す
るアナログ信号から異なっている程度をフイードバック
レジスタが常に表しており、そして磁界の測定値をフイ
ードバックレジスタが常に表していることを特徴とする
磁場を測定する方法。 ７．前記アナログ信号がその先行値から少なくとも１磁
束量子量分より大きく変化したか否かを前記出力パルス
から決定する段階と、 前記アナログ信号が変化した全磁束量子量分の数だけ整
数レジスタを増加させて前記数を記録させる段階とをも
備え、前記整数レジスタと前記フィードバックレジスタ
とが一緒になって、前記アナログ入力電流であり、そし
て測定される磁場の大きさを表すデジタル量を指示する
請求項６に記載の方法。 ８．前記アナログ信号が１磁束量子量分だけ増減したこ
とを表している前記フィードバックレジスタのあふれ状
態を検出する段階と、 前記フィードバックレジスタがあふれた時に前記フィー
ドバックレジスタを０にクリアすると共に、前記整数レ
ジスタを増加させる段階をも含む請求項７に記載の方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US797314 | 1985-11-12 | ||
| US06/797,314 US4672359A (en) | 1985-11-12 | 1985-11-12 | Superconducting analog-to-digital converter and digital magnetometer and related method for its use |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP61269477A Division JPS62117419A (ja) | 1985-11-12 | 1986-11-12 | 超導電アナログ／デジタル変換器及びアナログ／デジタル変換方法 |
Publications (2)
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|---|---|
| JPH05291956A JPH05291956A (ja) | 1993-11-05 |
| JP2711043B2 true JP2711043B2 (ja) | 1998-02-10 |
Family
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|---|---|---|---|
| JP61269477A Pending JPS62117419A (ja) | 1985-11-12 | 1986-11-12 | 超導電アナログ／デジタル変換器及びアナログ／デジタル変換方法 |
| JP4076526A Expired - Fee Related JP2711043B2 (ja) | 1985-11-12 | 1992-03-31 | 超電導磁力計及びｓｑｕｉｄを使用して磁場を測定する方法 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61269477A Pending JPS62117419A (ja) | 1985-11-12 | 1986-11-12 | 超導電アナログ／デジタル変換器及びアナログ／デジタル変換方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4672359A (ja) |
| EP (1) | EP0222470B1 (ja) |
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