JP2671501B2 - Ｐｃｍ信号受信装置 - Google Patents
Ｐｃｍ信号受信装置Info
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- JP2671501B2 JP2671501B2 JP1137621A JP13762189A JP2671501B2 JP 2671501 B2 JP2671501 B2 JP 2671501B2 JP 1137621 A JP1137621 A JP 1137621A JP 13762189 A JP13762189 A JP 13762189A JP 2671501 B2 JP2671501 B2 JP 2671501B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、PCM信号受信装置に関し、特に、Gb/sとい
う高速の情報伝送系におけるタイミング抽出回路の実現
性の向上を図ったPCM信号受信装置に関するものであ
る。
う高速の情報伝送系におけるタイミング抽出回路の実現
性の向上を図ったPCM信号受信装置に関するものであ
る。
（従来の技術） 光伝送技術の進歩にともない、大容量／長距離伝送シ
ステムの可能性として長波長帯の光デバイス／単一モー
ドファイバを用いた超高速光伝送技術の検討が進めら
れ、特に画像、データ、音声の多種多様なサービスを行
なう広帯域情報通信ネットワークの実現のためには光伝
送装置の高速化、安定実用化が期待されつつある。
ステムの可能性として長波長帯の光デバイス／単一モー
ドファイバを用いた超高速光伝送技術の検討が進めら
れ、特に画像、データ、音声の多種多様なサービスを行
なう広帯域情報通信ネットワークの実現のためには光伝
送装置の高速化、安定実用化が期待されつつある。
このような広帯域情報通信ネットワークにおける基幹
伝送系の伝送容量は、例えば時分割多重伝送系において
は数ギガビット／秒にも達し、その光送受信装置にも広
帯域／高速化が要求される。
伝送系の伝送容量は、例えば時分割多重伝送系において
は数ギガビット／秒にも達し、その光送受信装置にも広
帯域／高速化が要求される。
通常、伝送装置の受信器には、等化した波形に対して
正しい識別を行なわせるためにアイの中央の時点を与え
る役目を持つタイミング回路が備えられ、一般にPCM再
生中継の場合、伝送された符号系列自体の中からタイミ
ング成分を抽出するタイミング抽出回路が用いられる。
正しい識別を行なわせるためにアイの中央の時点を与え
る役目を持つタイミング回路が備えられ、一般にPCM再
生中継の場合、伝送された符号系列自体の中からタイミ
ング成分を抽出するタイミング抽出回路が用いられる。
第２は従来のタイミング抽出回路のブロック構成図で
ある。入力信号の符号形式がNRZ符号であると仮定す
る。NRZ符号やバイポーラ符号等はその信号自体タイミ
ング成分を保有しないから、一般的にこれら符号を受信
する装置では、非線形タイミング抽出法によりタイミン
グ信号を抽出しクロック信号を生成する。
ある。入力信号の符号形式がNRZ符号であると仮定す
る。NRZ符号やバイポーラ符号等はその信号自体タイミ
ング成分を保有しないから、一般的にこれら符号を受信
する装置では、非線形タイミング抽出法によりタイミン
グ信号を抽出しクロック信号を生成する。
第２図において、入力端子１に入力されたNRZ信号は
２分岐され一方は識別回路７に入力される。他方はタイ
ミング抽出回路の微分回路２で符号変化点検出が行なわ
れ、両波整流回路３において両波整流をすることにより
f0成分が抽出される。両波整流回路３の出力信号はさら
に共振回路（タイミングタンク）に印加されf0正弦波成
分（クロック信号）を抽出する。この共振回路として
は、タイミング偏差が重要な特性として重視されるた
め、温度特性、経年変化、離調等を考慮して比帯域Ｑを
800程度に設計した弾性表面波フィルタ（SAW）が用いら
れる（“表面波デバイスとその応用”、日刊工業新聞
社）。一方、入力信号の符号形式がRZの場合、信号自体
にクロック成分を有するため、図において入力された信
号９は直接弾性表面波フィルタ４に印加されて正弦波ク
ロック信号が抽出される。
２分岐され一方は識別回路７に入力される。他方はタイ
ミング抽出回路の微分回路２で符号変化点検出が行なわ
れ、両波整流回路３において両波整流をすることにより
f0成分が抽出される。両波整流回路３の出力信号はさら
に共振回路（タイミングタンク）に印加されf0正弦波成
分（クロック信号）を抽出する。この共振回路として
は、タイミング偏差が重要な特性として重視されるた
め、温度特性、経年変化、離調等を考慮して比帯域Ｑを
800程度に設計した弾性表面波フィルタ（SAW）が用いら
れる（“表面波デバイスとその応用”、日刊工業新聞
社）。一方、入力信号の符号形式がRZの場合、信号自体
にクロック成分を有するため、図において入力された信
号９は直接弾性表面波フィルタ４に印加されて正弦波ク
ロック信号が抽出される。
（発明が解決しようとする課題） このように従来のタイミング抽出回路は、タイミング
タンクとして弾性表面波フィルタを用い、GHz領域のf0
成分のクロック信号を直接に生成する。ところが、この
ような方式のタイミング抽出回路では、弾性表面波フィ
ルタの微細加工上の制限から使用できる周波数領域に限
界が生じるとともに、プロセス上の歩留まりが低下す
る。また、その従来のタイミング抽出回路を用いたPCM
信号受信器の生産性の低下にもつながる。
タンクとして弾性表面波フィルタを用い、GHz領域のf0
成分のクロック信号を直接に生成する。ところが、この
ような方式のタイミング抽出回路では、弾性表面波フィ
ルタの微細加工上の制限から使用できる周波数領域に限
界が生じるとともに、プロセス上の歩留まりが低下す
る。また、その従来のタイミング抽出回路を用いたPCM
信号受信器の生産性の低下にもつながる。
即ち、弾性表面波フィルタにおいて励振される表面波
の基本周波数ｆは、材料の表面波伝搬速度Ｖと電極ピッ
チＬによって決まりｆ＝V/Lとなる。従って、励振周波
数がGHz領域の場合、一般的に表面波伝搬速度が３×103
（m/s）であることから、電極幅が１μｍ以下のものを
作成しなければならない。具体例として、4Gbpsの光再
生中継器に用いた弾性表面波フィルタの電極幅は、材料
として水晶基盤を用いて0.2μｍ、電極長として400μｍ
である（“4Gbps光再生中継器の試作”電子情報通信学
会、昭和62年総合全国大会予稿集）。このような電極幅
を精度よく加工するためには、ホトエッチングやレーザ
加工等の加工技術では限界があるから、弾性表面波フィ
ルタの実現が困難となるとともにGbps領域におけるPCM
信号受信器のタイミング抽出回路が実現できなくなる。
このように、従来のタイミング抽出回路には、扱う周波
数の高域限界に関して解決すべき課題があった。
の基本周波数ｆは、材料の表面波伝搬速度Ｖと電極ピッ
チＬによって決まりｆ＝V/Lとなる。従って、励振周波
数がGHz領域の場合、一般的に表面波伝搬速度が３×103
（m/s）であることから、電極幅が１μｍ以下のものを
作成しなければならない。具体例として、4Gbpsの光再
生中継器に用いた弾性表面波フィルタの電極幅は、材料
として水晶基盤を用いて0.2μｍ、電極長として400μｍ
である（“4Gbps光再生中継器の試作”電子情報通信学
会、昭和62年総合全国大会予稿集）。このような電極幅
を精度よく加工するためには、ホトエッチングやレーザ
加工等の加工技術では限界があるから、弾性表面波フィ
ルタの実現が困難となるとともにGbps領域におけるPCM
信号受信器のタイミング抽出回路が実現できなくなる。
このように、従来のタイミング抽出回路には、扱う周波
数の高域限界に関して解決すべき課題があった。
（課題を解決するための手段） 前述の課題を解決するために、本発明によるPCM信号
受信装置は、受信信号を入力しクロック信号を出力する
タンク回路を備えたタイミング回路と識別回路を少なく
とも有するPCM信号受信装置において、前記受信信号か
ら基本タイミング成分を抽出する第１のタイミング抽出
フィルタと、前記第１のタイミング抽出フィルタに従続
接続する論理和回路と、前記論理和回路の出力信号の繰
り返し周波数を1/Nに分周する分周回路と、前記分周回
路の出力信号から安定なタイミング信号を抽出する第２
のタイミング抽出フィルタと、前記第２のタイミング抽
出フィルタで抽出されたタイミング信号を入力とする狭
帯域増幅器と、前記狭帯域増幅器の出力信号が広帯域増
幅器を介して入力され、ピーク値を検出するピーク値検
出回路と、前記狭帯域増幅器の出力信号を入力するリミ
ッタ増幅器と、前記リミッタ増幅器の出力信号を入力信
号とし、その信号の繰り返し周波数をＮ倍して、その出
力を前記識別回路に供給する逓倍回路と、前記逓倍回路
の出力信号を一定時間遅延して前記論理和回路の入力信
号とする遅延回路と、前記逓倍回路と前記ピーク値検出
回路の出力信号の論理積処理を行ない、その出力信号を
前記識別回路のタイミング信号として供給する。
受信装置は、受信信号を入力しクロック信号を出力する
タンク回路を備えたタイミング回路と識別回路を少なく
とも有するPCM信号受信装置において、前記受信信号か
ら基本タイミング成分を抽出する第１のタイミング抽出
フィルタと、前記第１のタイミング抽出フィルタに従続
接続する論理和回路と、前記論理和回路の出力信号の繰
り返し周波数を1/Nに分周する分周回路と、前記分周回
路の出力信号から安定なタイミング信号を抽出する第２
のタイミング抽出フィルタと、前記第２のタイミング抽
出フィルタで抽出されたタイミング信号を入力とする狭
帯域増幅器と、前記狭帯域増幅器の出力信号が広帯域増
幅器を介して入力され、ピーク値を検出するピーク値検
出回路と、前記狭帯域増幅器の出力信号を入力するリミ
ッタ増幅器と、前記リミッタ増幅器の出力信号を入力信
号とし、その信号の繰り返し周波数をＮ倍して、その出
力を前記識別回路に供給する逓倍回路と、前記逓倍回路
の出力信号を一定時間遅延して前記論理和回路の入力信
号とする遅延回路と、前記逓倍回路と前記ピーク値検出
回路の出力信号の論理積処理を行ない、その出力信号を
前記識別回路のタイミング信号として供給する。
（作用） 上述の本発明では、入力信号から粗いタイミング成分
を抽出し、その粗いタイミング成分を1/Nの周波数領域
に分周した後、高安定なタイミングタンクでクロック信
号を生成する。生成されたタイミング信号を狭帯域増幅
器、逓倍回路において増幅、Ｎ逓倍して２分岐し、一方
の信号をある一定な遅延時間を有する遅延回路を介して
タイミング回路の入力段に設けられたタイミング粗抽出
用フィルタに縦続に接続された論理回路に入力し、粗く
抽出されたタイミング成分との論理和処理を行なう。
を抽出し、その粗いタイミング成分を1/Nの周波数領域
に分周した後、高安定なタイミングタンクでクロック信
号を生成する。生成されたタイミング信号を狭帯域増幅
器、逓倍回路において増幅、Ｎ逓倍して２分岐し、一方
の信号をある一定な遅延時間を有する遅延回路を介して
タイミング回路の入力段に設けられたタイミング粗抽出
用フィルタに縦続に接続された論理回路に入力し、粗く
抽出されたタイミング成分との論理和処理を行なう。
さらに狭帯域増幅器の出力信号のピーク値検出を行な
い、識別回路の出力信号との論理積処理を行なってい
る。その結果、GHz領域におけるタイミング抽出回路の
実現性を向上させることができるとともに、同符号連続
に対して耐力のあるタイミング抽出回路を実現すること
ができ、さらに入力信号断時にタイミング抽出回路で発
生するランダム雑音による識別回路出力点での不要雑音
の発生を防止することができ、通信システム性能の向上
を図ることができる。
い、識別回路の出力信号との論理積処理を行なってい
る。その結果、GHz領域におけるタイミング抽出回路の
実現性を向上させることができるとともに、同符号連続
に対して耐力のあるタイミング抽出回路を実現すること
ができ、さらに入力信号断時にタイミング抽出回路で発
生するランダム雑音による識別回路出力点での不要雑音
の発生を防止することができ、通信システム性能の向上
を図ることができる。
（実施例） 次に本発明の実施例について図面を参照して説明す
る。
る。
第１図は本発明の一実施例であるPCM受信装置のブロ
ック構成図である。なお、以下の説明においては受信信
号の符号形式としてRZ（リターン トゥ ゼロ）符号を
仮定する。
ック構成図である。なお、以下の説明においては受信信
号の符号形式としてRZ（リターン トゥ ゼロ）符号を
仮定する。
入力端９に入力されたRZ受信信号は、識別回路７に入
力されるとともに、第１のタイミング抽出フィルタ18に
印加される。この第１のタイミング抽出フィルタ18で
は、入力されたRZ受信信号からその周波数f0に同期した
クロック信号を粗い精度で抽出する。したがって、用い
るタイミングタンクしては、タイミングジッタ量として
影響のない程度のクロック信号を抽出できる比帯域Ｑを
有するフィルタでよい（およそ500以下）。
力されるとともに、第１のタイミング抽出フィルタ18に
印加される。この第１のタイミング抽出フィルタ18で
は、入力されたRZ受信信号からその周波数f0に同期した
クロック信号を粗い精度で抽出する。したがって、用い
るタイミングタンクしては、タイミングジッタ量として
影響のない程度のクロック信号を抽出できる比帯域Ｑを
有するフィルタでよい（およそ500以下）。
第１のタイミング抽出フィルタ18で抽出された粗いf0
成分のクロック信号は、論理和回路11に入力される。こ
の論理和回路11では、遅延回路13から入力される進号と
第１のタイミング抽出フィルタ18から入力される信号と
の論理和処理を行ない、出力信号を発生する。いま、時
間過程として初期を仮定すると、遅延回路13からの信号
は無信号であるため論理和回路11の出力信号としては、
第１のタイミング抽出フィルタ18から入力された信号成
分が支配的となったf0成分の信号が出力される。
成分のクロック信号は、論理和回路11に入力される。こ
の論理和回路11では、遅延回路13から入力される進号と
第１のタイミング抽出フィルタ18から入力される信号と
の論理和処理を行ない、出力信号を発生する。いま、時
間過程として初期を仮定すると、遅延回路13からの信号
は無信号であるため論理和回路11の出力信号としては、
第１のタイミング抽出フィルタ18から入力された信号成
分が支配的となったf0成分の信号が出力される。
論理和回路11から出力された粗いf0成分のクロック信
号は、1/N分周回路10において任意の分周比でカウント
ダウンされる。この分周回路10の分周比は、高Ｑの第２
のタイミング抽出フィルタ12が実現で得る領域まで、そ
の分周比を任意に選択することができる。
号は、1/N分周回路10において任意の分周比でカウント
ダウンされる。この分周回路10の分周比は、高Ｑの第２
のタイミング抽出フィルタ12が実現で得る領域まで、そ
の分周比を任意に選択することができる。
1/N分周回路10で1/N分周されたクロック信号f0/Nは、
第２のタイミング抽出フィルタ12に入力される。この第
２のタイミング抽出フィルタ12の中心周波数は、f0/Nに
設定され、タイミング偏差、離調などを考慮して高い比
帯域Ｑに設定する必要がある。特に経年変化、温度特性
等を考慮するとタイミングタンクとしては弾性表面波フ
ィルタ（SAWフィルタ）を用いることが望ましい。
第２のタイミング抽出フィルタ12に入力される。この第
２のタイミング抽出フィルタ12の中心周波数は、f0/Nに
設定され、タイミング偏差、離調などを考慮して高い比
帯域Ｑに設定する必要がある。特に経年変化、温度特性
等を考慮するとタイミングタンクとしては弾性表面波フ
ィルタ（SAWフィルタ）を用いることが望ましい。
いま第１図において、f0を4GHz、分周比を８とする
と、f0/Nは500MHzとなる。第２のタイミング抽出フィル
タ12を水晶を材料とした弾性表面波フィルタとすると、
弾性表面波波長は約6.3μｍである。すだれ状電極のス
トリップ幅とギャップを等しく選ぶと、ストリップ幅は
約1.6μｍであり、このような電極パターンは通常のフ
ォトエッチング技術で作成できる。
と、f0/Nは500MHzとなる。第２のタイミング抽出フィル
タ12を水晶を材料とした弾性表面波フィルタとすると、
弾性表面波波長は約6.3μｍである。すだれ状電極のス
トリップ幅とギャップを等しく選ぶと、ストリップ幅は
約1.6μｍであり、このような電極パターンは通常のフ
ォトエッチング技術で作成できる。
第２のタイミング抽出フィルタ12で抽出された安定な
特性を持つf0/Nのクロック信号は、狭帯域増幅器５にお
いてf0/N信号成分のみが選択（同調）増幅される。した
がって、この狭帯域増幅器５の出力端におけるf0/Nクロ
ック信号は、信号伝送時と信号断時の信号レベル差が大
きくなっている。
特性を持つf0/Nのクロック信号は、狭帯域増幅器５にお
いてf0/N信号成分のみが選択（同調）増幅される。した
がって、この狭帯域増幅器５の出力端におけるf0/Nクロ
ック信号は、信号伝送時と信号断時の信号レベル差が大
きくなっている。
狭帯域増幅器５の出力信号は、２分岐されてリミッタ
増幅器６と広帯域増幅器14に入力される。このリミッタ
増幅器６に入力されたクロック信号はタイミング回路へ
の入力パターン変動による振幅変動を抑圧するために充
分な信号レベルまで増幅、振幅リミットされる。
増幅器６と広帯域増幅器14に入力される。このリミッタ
増幅器６に入力されたクロック信号はタイミング回路へ
の入力パターン変動による振幅変動を抑圧するために充
分な信号レベルまで増幅、振幅リミットされる。
リミッタ増幅器６の出力信号は、Ｎ逓倍回路17によっ
て入力端９に入力された受信信号に同期した周波数f0に
Ｎ逓倍される。逓倍回路17から出力されたf0クロック信
号は、２分岐され、一方は遅延回路13に入力され、一定
の遅延が与えられたのち論理和回路11に供給される。
て入力端９に入力された受信信号に同期した周波数f0に
Ｎ逓倍される。逓倍回路17から出力されたf0クロック信
号は、２分岐され、一方は遅延回路13に入力され、一定
の遅延が与えられたのち論理和回路11に供給される。
したがって、論理和回路11の出力信号としては、遅延
回路13から入力された安定なf0クロック信号と第１のタ
イミング抽出フィルタ18からの粗いf0成分のクロック信
号との論理和処理を行なった結果としてのf0クロック信
号が出力される。２分岐された他方の信号は、論理積回
路16に入力される。
回路13から入力された安定なf0クロック信号と第１のタ
イミング抽出フィルタ18からの粗いf0成分のクロック信
号との論理和処理を行なった結果としてのf0クロック信
号が出力される。２分岐された他方の信号は、論理積回
路16に入力される。
広帯域増幅器14に入力されたクロック信号は、線形性
を保ちつつ充分な振幅レベルまで増幅され、ピーク値検
出回路15に入力される。増幅されたクロック信号はf0信
号だけが増幅されているため、信号伝送時と信号断時の
振幅差はさらに大きくなっている。このピーク値検出回
路15では、入力されたクロック信号の振幅ピーク検波を
行ない、直流信号を論理積回路16に対して出力する。
を保ちつつ充分な振幅レベルまで増幅され、ピーク値検
出回路15に入力される。増幅されたクロック信号はf0信
号だけが増幅されているため、信号伝送時と信号断時の
振幅差はさらに大きくなっている。このピーク値検出回
路15では、入力されたクロック信号の振幅ピーク検波を
行ない、直流信号を論理積回路16に対して出力する。
論理積回路16ては、逓倍回路17から入力されたクロッ
ク信号（Ａ）とピーク値検出回路15からの直流信号
（Ｂ）との論理積処理（Ｘ＝Ａ・Ｂ）を行ないＡ＝1,B
＝１のときのみ識別回路７に対して安定なクロック信号
（Ｘ）を出力する。
ク信号（Ａ）とピーク値検出回路15からの直流信号
（Ｂ）との論理積処理（Ｘ＝Ａ・Ｂ）を行ないＡ＝1,B
＝１のときのみ識別回路７に対して安定なクロック信号
（Ｘ）を出力する。
通常、受信信号として同符号が連続した場合も考慮に
入れることが重要である。いま、仮に“0"信号が連続し
て到来したとする。第１のタイミング抽出フィルタ18の
出力信号はＶ＊exp（−πn/Q）の振幅特性となる（ここ
で、V:タイミングタンクへの最大入力振幅、n:ゼロ符号
連続数）、即ち、ゼロ符号の連続によって包絡線状に振
幅が減少してくる。したがって、もし論理和回路11がな
く第１のタイミング抽出フィルタ18の出力信号を直接1/
N分周回路10に入力した場合、その信号の振幅値が分周
回路10の最小入力レベル以下となったとき分周回路10は
誤動作を行ない、結果的に識別回路７へのタイミング信
号Ｘが不安定なものとなり、通信システムとして誤りを
生じる原因となる。
入れることが重要である。いま、仮に“0"信号が連続し
て到来したとする。第１のタイミング抽出フィルタ18の
出力信号はＶ＊exp（−πn/Q）の振幅特性となる（ここ
で、V:タイミングタンクへの最大入力振幅、n:ゼロ符号
連続数）、即ち、ゼロ符号の連続によって包絡線状に振
幅が減少してくる。したがって、もし論理和回路11がな
く第１のタイミング抽出フィルタ18の出力信号を直接1/
N分周回路10に入力した場合、その信号の振幅値が分周
回路10の最小入力レベル以下となったとき分周回路10は
誤動作を行ない、結果的に識別回路７へのタイミング信
号Ｘが不安定なものとなり、通信システムとして誤りを
生じる原因となる。
しかし、本発明のPCM信号受信装置におけるタイミン
グ抽出回路では論理和回路11において、一定遅延を持っ
た安定なf0タイミング信号と第１のタイミング抽出フィ
ルタ18の出力信号との論理和処理を行ない、その結果で
ある出力信号が1/N分周回路10に入力されているため、
受信信号にゼロ連続が生じても識別回路７に対しても安
定なf0クロック信号が供給することができる。
グ抽出回路では論理和回路11において、一定遅延を持っ
た安定なf0タイミング信号と第１のタイミング抽出フィ
ルタ18の出力信号との論理和処理を行ない、その結果で
ある出力信号が1/N分周回路10に入力されているため、
受信信号にゼロ連続が生じても識別回路７に対しても安
定なf0クロック信号が供給することができる。
また、PCM信号受信装置においては、上述の同符号連
続の他の伝送信号が全く断と成る状態も有り得る。この
場合、従来のタイミング抽出回路においては、リミッタ
増幅器がランダム雑音を増幅して識別回路を動作させ、
不要雑音を通信回線に送出する。
続の他の伝送信号が全く断と成る状態も有り得る。この
場合、従来のタイミング抽出回路においては、リミッタ
増幅器がランダム雑音を増幅して識別回路を動作させ、
不要雑音を通信回線に送出する。
本発明のPCM信号受信装置におけるタイミング抽出回
路においても、高利得のリミッタ増幅器６を有し、タイ
ミング抽出回路として帰還回路を構成しているため、伝
送信号断時におけるリミッタ増幅器６の出力信号Ａにお
いてランダム雑音を発生する。しかし、本発明において
は、ピーク値検出回路15においてクロック信号（狭帯域
増幅器５において帯域外成分は抑圧されている）のピー
ク値検波を行ない、論理積回路16においてピーク値検出
結果（Ｂ）と逓倍回路17から出力された信号（Ａ）との
論理積処理（Ｘ＝Ａ・Ｂ）を行なうため、識別回路に対
してランダム雑音を出力することはない。
路においても、高利得のリミッタ増幅器６を有し、タイ
ミング抽出回路として帰還回路を構成しているため、伝
送信号断時におけるリミッタ増幅器６の出力信号Ａにお
いてランダム雑音を発生する。しかし、本発明において
は、ピーク値検出回路15においてクロック信号（狭帯域
増幅器５において帯域外成分は抑圧されている）のピー
ク値検波を行ない、論理積回路16においてピーク値検出
結果（Ｂ）と逓倍回路17から出力された信号（Ａ）との
論理積処理（Ｘ＝Ａ・Ｂ）を行なうため、識別回路に対
してランダム雑音を出力することはない。
これまでの説明においては、受信信号の符号形式がRZ
の場合について述べてきたが、NRZの場合にも本発明は
有効であり、第２図に示した従来例のごとく微分回路
６、両波整流回路７の非線形手段を経たのち、第１図の
第１のタイミング抽出フィルタ18に入力することにより
同様の機能が得られる。
の場合について述べてきたが、NRZの場合にも本発明は
有効であり、第２図に示した従来例のごとく微分回路
６、両波整流回路７の非線形手段を経たのち、第１図の
第１のタイミング抽出フィルタ18に入力することにより
同様の機能が得られる。
（発明の効果） このように本発明によるタイミング抽出回路を用いれ
ば、弾性表面波フィルタに求められる加工精度が緩和さ
れるから、扱う周波数の高域限界が拡大し、高速PCM信
号伝送系におけるタイミング抽出回路の実現性を著しく
向上できる。
ば、弾性表面波フィルタに求められる加工精度が緩和さ
れるから、扱う周波数の高域限界が拡大し、高速PCM信
号伝送系におけるタイミング抽出回路の実現性を著しく
向上できる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成ブロック図、第２
図は従来のタイミング抽出回路の構成を示すブロック図
である。 1,9……入力端、２……微分回路、３……両波整流回
路、４……弾性表面波フィルタ、５……狭帯域増幅器、
６……リミッタ増幅器、７……識別回路、８……出力
端、10……1/N分周回路、11……論理和回路、12……第
２のタイミング抽出フィルタ、13……遅延回路、14……
広帯域増幅器、15……ピーク値検出回路、16……論理積
回路、17……Ｎ逓倍回路、18……第１のタイミング抽出
フィルタ。
図は従来のタイミング抽出回路の構成を示すブロック図
である。 1,9……入力端、２……微分回路、３……両波整流回
路、４……弾性表面波フィルタ、５……狭帯域増幅器、
６……リミッタ増幅器、７……識別回路、８……出力
端、10……1/N分周回路、11……論理和回路、12……第
２のタイミング抽出フィルタ、13……遅延回路、14……
広帯域増幅器、15……ピーク値検出回路、16……論理積
回路、17……Ｎ逓倍回路、18……第１のタイミング抽出
フィルタ。
Claims (1)
- 【請求項１】受信信号を入力しクロック信号を出力する
タンク回路を備えたタイミング回路と識別回路を少なく
とも有するPCM信号受信装置において、前記受信信号か
ら基本タイミング成分を抽出する第１のタイミング抽出
フィルタと、前記第１のタイミング抽出フィルタに従続
接続する論理和回路と、前記論理和回路の出力信号の繰
り返し周波数を1/Nに分周する分周回路と、前記分周回
路の出力信号から安定なタイミング信号を抽出する第２
のタイミング抽出フィルタと、前記第２のタイミング抽
出フィルタで抽出されたタイミング信号を入力とする狭
帯域増幅器と、前記狭帯域増幅器の出力信号が広帯域増
幅器を介して入力され、ピーク値を検出するピーク値検
出回路と、前記狭帯域増幅器の出力信号を入力するリミ
ッタ増幅器と、前記リミッタ増幅器の出力信号を入力信
号とし、その信号の繰り返し周波数をＮ倍して、その出
力を前記識別回路に供給する逓倍回路と、前記逓倍回路
の出力信号を一定時間遅延して前記論理和回路の入力信
号とする遅延回路と、前記逓倍回路と前記ピーク値検出
回路の出力信号の論理積処理を行ない、その出力信号を
前記識別回路のタイミング信号として供給することを特
徴とするPCM信号受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1137621A JP2671501B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | Ｐｃｍ信号受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1137621A JP2671501B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | Ｐｃｍ信号受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH033441A JPH033441A (ja) | 1991-01-09 |
| JP2671501B2 true JP2671501B2 (ja) | 1997-10-29 |
Family
ID=15202954
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1137621A Expired - Fee Related JP2671501B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | Ｐｃｍ信号受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2671501B2 (ja) |
-
1989
- 1989-05-31 JP JP1137621A patent/JP2671501B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH033441A (ja) | 1991-01-09 |
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