JP2551189B2

JP2551189B2 - ディジタル伝送装置

Info

Publication number: JP2551189B2
Application number: JP2045209A
Authority: JP
Inventors: 勇 ▲高▼野
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1990-02-26
Filing date: 1990-02-26
Publication date: 1996-11-06
Anticipated expiration: 2011-11-06
Also published as: JPH03247139A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明はPCM伝送系におけるディジタル伝送装置に関
し、特にGb/s情報を伝送するディジタル伝送装置に関す
る。

（従来の技術）光伝送技術の進歩にともない、大容量／長距離伝送シ
ステムの実現を可能とする為に長波長帯の光デバイス／
単一モードファイバを用いた超高速光伝送技術の検討が
進められている。特に画像、データ、音声の多種多様な
サービスを行う広帯域情報通信ネットワークの実現の為
には、光伝送装置の高速化、安定実用化が期待されてい
る。このような広帯域情報通信ネットワークにおける基
幹伝送系の伝送容量は、分割多重伝送系においては数ギ
ガビット／秒にも達し、その光送受信装置にも広帯域／
高速化が要求される。

通常、PCM再生中継器のもつ基本的機能は、（１）等
化増幅による整形（reshaping）（２）リタイミング（r
etiming）、（３）識別再生（rege−neration）の３つ
の“R"に大別される。その一般的な構成は、第２図に示
すように３つの基本的機能を行う回路を持っている（参
照：“PCM通信の基礎と新技術”産報）。

第２図に示す従来のディジタル伝送装置には、等化し
た波形に対して正しい識別を行わせるためにアイの中央
の時点を与える役目を持つタイミング回路が備えられる
が、一般にPCM伝送系のディジタル伝送装置の場合、伝
送された符号系列自体の中からタイミング成分を抽出す
るタイミング抽出回路202が用いられる。

第３図は従来のタイミング抽出回路の構成を示すブロ
ック図である。このタイミング抽出回路に入力する信号
の符号形式をNRZ符号と仮定する。NRZ符号やバイポーラ
符号等の信号はその信号自体にタイミング成分を保有し
ないから、一般に非線形タイミング抽出法によりタイミ
ング信号を抽出してクロック信号を生成する。

第３図において、入力端子308に入力されたNRZ信号は
微分回路301に入力し、該微分回路301において符号変化
点検出が行われる。両波整流回路302は微分回路301から
出力される信号を両波整流して基本タイミング成分すな
わちfo成分を抽出する。両波整流回路302から出力され
る信号はさらに共振回路（タイミングタンク）に入力し
てfo正弦波成分（クロック信号）が抽出される。第３図
に示すタイミング抽出回路における共振回路としては、
タイミング偏差が重要な特性として重視されるから、温
度特性、経年変化、離調等を考慮して比帯域Ｑを800程
度に設計した弾性表面波フィルタ（SAW）303が用いられ
る（参照：“表面波デバイスとその応用",日刊工業新聞
社）。弾性表面波フィルタ303から出力される信号は、
狭帯域増幅器304に入力されてfo成分のみ増幅され、さ
らにリミッタ増幅器305において振幅リミット増幅され
て出力端子309からクロック信号として出力される。一
方、入力信号の符号形式がRZ符号の場合、信号自体にク
ロック成分を有するから、第３図のタイミング抽出回路
においては、RZ符号の入力信号を直接弾性表面波フィル
タ303に入力すると正弦波クロック信号が抽出される。

また、第２図の識別回路203はタイミング抽出回路202
で抽出されたクロック信号を用いて、受信された信号が
“1"であるか“0"であるかを識別する回路であり、誤り
率特性等伝送特性に直接関係している。この識別回路20
3にはクロック信号の周波数、即ち伝送路のデータ速度
と同じ動作速度が要求される。

（発明が解決しようとする課題）しかしながら、このような従来のディジタル伝送装置
ではタイミング抽出回路のタイミングタンクとして弾性
表面波フィルタを用いており、GHz領域のfo成分のクロ
ック信号を直接生成する形式では、弾性表面波フィルタ
の微細加工上の問題から使用できる周波数領域に限界が
生じると共に、プロセス上の歩留まりが低下するという
問題があり、ひいてはこれを用いたディジタル伝送装置
の生産性の低下にもつながるという欠点があった。

すなわち、弾性表面波フィルタにおいて励振される表
面波の基本周波数ｆは、材料の表面波伝搬速度Ｖと電極
ピッチＬによって決りｆ＝V/Lとなる。従って、励振周
波数がGHz領域の場合、一般に表面波伝搬速度が３×10³
（m/s）であるから、電極幅１μｍ以下のものを作成し
なければならない。具体例として、4Gbpsの光再生中継
器に用いた弾性表面波フィルタの電極幅は、材料として
水晶基盤を用いた場合に0.2μｍであり、その電極長は4
00μｍである（参照：“4Gbps光再生中継器の試作”電
子情報通信学会、昭和62年総合全国大会予稿集）。この
ような電極幅を精度よく加工するためには、ホトエッチ
ングやレーザ加工等の加工技術では限界が生じるから、
弾性表面波フィルタの実現が困難となるとともにGbps領
域におけるディジタル伝送装置のタイミング抽出回路が
実現できなくなるという大きな問題があった。

さらに伝送容量の増大に伴い識別回路の動作速度にも
高速性が要求され、中規模レベルの集積度をもつ識別回
路のIC化、製品化にも難度が増大し、しいては伝送装置
の価格高騰にもつながるという問題があった。

このように、従来のディジタル伝送装置には解決すべ
き課題があった。

（課題を解決するための手段）本発明のディジタル伝送装置は、少なくともタイミン
グ抽出機能と識別機能を有するディジタル伝送装置であ
って、入力信号から基本タイミング成分を抽出する第１
のタイミング抽出フィルタと、該第１のタイミング抽出
フィルタから出力される基本タイミング信号を1/N（Ｎ
は自然数）に分周する分周回路と、該分周回路から出力
される1/N基本タイミング信号と基準信号との理論和処
理を行う理論和回路と、該理論和回路の出力信号から位
相の揃った1/Nタイミング信号を抽出する第２のタイミ
ング抽出フィルタと、該第２のタイミング抽出フィルタ
で抽出された1/Nタイミング信号を入力して1/Nタイミン
グ信号の周波数成分のみ増幅する狭帯域増幅器と、該狭
帯域増幅器から出力される信号を増幅する広帯域増幅器
と、該広帯域増幅器から出力される信号の振幅ピーク検
波を行うピーク値検出回路と、前記狭帯域増幅器から出
力される信号を振幅リミット増幅するリミッタ増幅器
と、該リミッタ増幅器から出力される信号を受けて前記
第２のタイミング抽出フィルタから出力される1/Nタイ
ミング信号と同じ周波数でありそれぞれの位相が1/Nず
つずれたＮ＋１個のクロック信号を生成するクロック生
成回路と、該クロック生成回路から出力されるＮ＋１番
目のクロック信号に一定の遅延時間を与えて前記基準信
号として前記理論和回路に供給する遅延回路と、前記ク
ロック生成回路から出力されるＮ番目までのそれぞれの
クロック信号と前記ピーク値検出回路から出力される信
号との理論積処理をそれぞれ行うＮ個の理論積回路と、
前記入力信号と前記Ｎ個の理論積回路から出力される前
記入力信号の1/N周波数のクロック信号とを受信し1/N周
波数のクロック信号で前記入力信号をラッチして前記入
力信号の識別をそれぞれ行うＮ個のラッチ回路と、該Ｎ
個のラッチ回路からそれぞれ出力される信号の多重化処
理を前記Ｎ個の理論積回路から出力されるクロック信号
を用いて行う多重化回路と、該多重化回路から出力され
る信号の歪を補償して出力する低域通過特性を有する等
化器とから構成されることを特徴とする。

（作用）入力信号から粗いタイミング成分を第１のタイミング
抽出フィルタにより抽出し、その粗いタイミング成分を
分周回路で1/Nの周波数領域に分周した後、高安定なタ
イミングタンクである第２のタイミング抽出フィルタに
より1/Nタイミング信号を生成し、さらに狭帯域増幅器
の出力信号のピーク値検出をピーク値検出回路で行いそ
の出力信号とクロック分配回路のＮ個の出力信号との理
論積処理を行い、その出力信号をＮ個に分割したラッチ
回路に各々供給し、各々1/N周波数で識別した結果の多
重化を行い識別再生信号とする構成をとることにより、
GHz領域におけるタイミング抽出回路の実現性を向上さ
せると共に、同符号連続に対して耐力のあるタイミング
抽出回路を実現することができ、さらに入力信号断時に
タイミング抽出回路で発生するランダム雑音のラッチ回
路への出力を防止することができ、通信システム性能の
向上を図ることができる。

（実施例）次に、本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例のディジタル伝送装置の構
成を示すブロック図である。本実施例における入力信号
の符号形式をRZ（リターントゥゼロ）符号と仮定す
る。

入力端子101に入力したRZ信号は、増幅器102で充分に
増幅されたのちラッチ回路115,116と第１のタイミング
抽出フィルタ103とに入力する。タイミング抽出フィル
タ103は、入力したRZ信号からその周波数foに同期した
タイミング信号を粗い精度で抽出する。したがってこの
タイミング抽出フィルタ103に用いるタイミングタンク
としては、タイミングジッタ量として影響のない程度の
クロック信号を抽出できる比帯域Ｑを有するフィルタで
よい（比帯域Ｑはおよそ500以下）。タイミング抽出フ
ィルタ103で抽出された粗いfo成分のタイミング信号は
分周回路104において任意の分周比Ｎでカウントダウン
される。この分周回路104の分周比は、高いＱのタイミ
ングタンクが実現できる領域まで分周する比率を任意に
選択することができる。本実施例における分周比は２で
ある。分周回路104で1/2に分周されたタイミング信号fo
/2は、理論和回路105に入力する。この理論和回路105
は、遅延回路112から出力される信号と分周回路104から
出力される信号との理論和処理を行い、その理論和信号
を出力する。いま、時間過程として初期を仮定すると、
遅延回路112からの信号は無信号であるからこの理論和
回路105の出力信号としては、分周回路104から出力され
た信号成分が支配的となったfo/2成分の信号が出力され
る。この理論和回路105の出力信号は、タイミング抽出
フィルタ106に入力する。このタイミング抽出フィルタ1
06は理論和回路105の出力信号から位相の揃った1/2のタ
イミング信号を抽出するために、中心周波数をfo/2に設
定すること、タイミング偏差、離調などを考慮してその
比帯域Ｑを高い値に設定する必要がある。特に経年変
化、温度特性を考慮するとタイミング抽出フィルタ106
のタイミングタンクとしては弾性表面波フィルタ（SAW
フィルタ）を用いることが望ましい。

いま仮に第１図において、foを4GHz、分周回路104の
分周比を８とすると、分周回路104から出力される信号
は500MHzとなる。ここでタイミング抽出フィルタ106を
水晶を材料としたタ弾性表面波フィルタとすると、弾性
表面波波長は約6.3μｍである。すだれ状電極のストリ
ップ幅とギャップを等しく選ぶと、ストリップ幅は約1.
6μｍであり、このような電極パターンは通常のフォト
エッチング技術で作成できる。

タイミング抽出フィルタ106で抽出された安定な特性
を持つfo/2のタイミング信号は、狭帯域増幅器107にお
いてfo/2信号成分のみが選択（同調）増幅される。した
がって、この狭帯域増幅器107の出力端におけるfo/2ク
ロック信号は、信号伝送時と信号断時の信号レベル差が
大きくなっている。狭帯域増幅器107の出力信号は、２
分岐されてリミッタ増幅器110と広帯域増幅器108に入力
する。このリミッタ増幅器110に入力したfo/2クロック
信号は、入力パターン変動による振幅変動を抑圧するた
めに充分な信号レベルまで増幅、振幅リミットされる。
リミッタ増幅器110の出力信号は、クロック生成回路111
に供給される。このクロック生成回路111は入力された
信号から、分周比数＋１即ち３個の各々の位相がT/2
（T:1周期の時間）ずれたクロック信号を生成し、１番
目と２番目の信号はそれぞれ理論積回路113,114に入力
する。また３番目の信号は、遅延回路112に入力され一
定の遅延が与えられたのち理論和回路105に供給され
る。したがって、理論和回路105の出力信号としては、
遅延回路112から出力された安定なfo/2クロック信号と
タイミング抽出フィルタ103からの粗いfo成分のタイミ
ング信号を1/2分周した信号との理論和処理を行った結
果としてのfo/2クロック信号が出力される。なお第１図
では、分周比Ｎ＝２を例に取りその構成を示している。

広帯域増幅器108に入力したクロック信号は、線形性
を保ちつつ充分な振幅レベルまで増幅され、ピーク値検
出回路109に出力される。増幅されたクロック信号はfo
成分の信号だけが増幅されているから、信号伝送時と信
号断時の振幅差はさらに大きくなっている。このピーク
値検出回路109は、入力したクロック信号の振幅ピーク
検波を行い、検波結果の直流信号を理論積回路113,114
に対して出力する。理論和回路113,114は、それぞれク
ロック分配回路111から出力されるＮ個のクロック信号
（Ａ）とピーク値検出回路109から出力される直流信号
（Ｂ）との理論積処理（Ｘ＝Ａ・Ｂ）を各々行いＡ＝1,
B＝１のときのみラッチ回路115,116に対して安定なクロ
ック信号（Ｘ）を出力する。

通常、ディジタル伝送装置への入力信号として同符号
が連続した状態も考慮に入れることが重要である。いま
仮に“0"信号が連続して到来したとする。するとタイミ
ング抽出フィルタ103の出力信号はＶ＊exp（−πn/Q）
の振幅特性となる（V:タイミングタンクへの最大入力振
幅、n:ゼロ符号連続数）。即ち、ゼロ符号の連続によっ
て包絡線状に振幅が減少してくる。したがって、もし理
論和回路105がなくタイミング抽出フィルタ103の出力信
号を分周回路104に入力し分周回路104の出力信号をタイ
ミング抽出フィルタ106に直接入力した場合、信号の振
幅値が分周回路104の最小入力レベル以下となったとき
分周回路104の出力は無出力となり、タイミング抽出フ
ィルタ106の出力も無出力となって、結果的にラッチ回
路115,116へのクロック信号Ｘが不安定なものとなり、
通信システムとして誤りを生じる原因となる。

しかし、本発明のディジタル伝送装置におけるタイミ
ング抽出回路では、理論和回路105において、一定遅延
を持った安定なfo/Nのタイミング信号と分周回路104の
出力信号との理論和処理をおこなってその理論和結果で
ある出力信号がタイミング抽出フィルタ106に入力され
ているから、ディジタル伝送装置への入力信号にゼロ連
続が生じてもラッチ回路115,116にたいして安定なfo/N
クロック信号を供給することができる。

また、ディジタル伝送装置においては上述の同符号連
続の他に入力信号がまったく断と成る状態も有り得る。
この場合、従来のタイミング抽出回路においては、リミ
ッタ増幅器がランダム雑音を増幅して識別回路を動作さ
せ、不要雑音を通信回路に送出する。本発明のディジタ
ル伝送装置におけるタイミング抽出回路においても、高
利得のリミッタ増幅器110を有しているが、タイミング
抽出回路として帰還回路を構成しているから、入力信号
断時におけるリミッタ増幅器110の出力信号Ａにおいて
ランダム雑音を発生する。

しかし、本発明においては、ピーク値検出回路109に
おいてクロック信号（狭帯域増幅器107において帯域外
成分は抑圧されている）のピーク値検波を行い、理論積
回路113,114においてピーク値検出結果（Ｂ）とクロッ
ク生成回路111から出力されたクロック信号（Ａ）との
理論積処理（Ｘ＝Ａ・Ｂ）を行うから、ラッチ回路115,
116に対してランダム雑音を出力することはない。

これまでの説明においては、入力信号の符号形式がRZ
符号の場合について述べてきたが、NRZ符号の場合にも
本発明は有効であり、第３図に示した従来のタイミング
抽出回路のごとく微分回路301、両波整流回路302の非線
形手段を経たのち、第１図のタイミング抽出フィルタ10
3に入力することにより同様の機能が得られる。

ラッチ回路115,116は各々入力された入力信号を理論
積回路113,114からそれぞれ出力されたクロック信号に
よりラッチして出力する。従ってこの段階で入力信号は
識別処理が行われることになり、その結果２個の並列デ
ータに変換される。このラッチ回路115,116の出力信号
は多重化回路117で１つの信号に多重化された後、fo/2
の低域通過特性を有する等化器118を経て出力端子119か
ら出力される。したがって、この段階で識別されたあと
並列に展開された入力信号は、元の直列信号に変換され
た信号となり更に、識別再生された信号となっている。

このように、タイミング抽出を行うために必要な高い
比帯域Ｑの弾性表面波フィルタを、1/2分周比の領域で
用いる形態とすることにより、高速PCM信号伝送系のタ
イミング抽出回路の実現性が向上するとともに安定なク
ロック信号で識別動作を行う識別回路が実現できる。

（発明の効果）このように本発明によれば、Gbpsクラスの高速PCM信
号伝送系におけるタイミング抽出回路および識別回路を
実現することができるから、Gbpsクラスの高速PCM信号
伝送系におけるディジタル伝送装置を実現することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、第
２図は従来のディジタル伝送装置の構成を示すブロック
図、第３図は従来のディジタル伝送装置のタイミング抽
出回路の構成を示すブロック図である。 101,308……入力端子、102,201……増幅器、103,106…
…タイミング抽出フィルタ、105……理論和回路、107,3
04……狭帯域増幅器、108……広帯域増幅器、109……ピ
ーク値検出回路、110,305……リミッタ増幅器、111……
クロック生成回路、112……遅延回路、113,114……論理
積回路、115,116……ラッチ回路、117……多重化回路、
118……等化器、119,309……出力端子、202……タイミ
ング抽出回路、203……識別回路、301……微分回路、30
2……両波整流回路、303……弾性表面波フィルタ。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】少なくともタイミング抽出機能と識別機能
を有するディジタル伝送装置において、入力信号から基
本タイミング成分を抽出する第１のタイミング抽出フィ
ルタと、該第１のタイミング抽出フィルタから出力され
る基本タイミング信号を1/N（Ｎは自然数）に分周する
分周回路と、該分周回路から出力される1/N基本タイミ
ング信号と基準信号との理論和処理を行う理論和回路
と、該理論和回路の出力信号から位相の揃った1/Nタイ
ミング信号を抽出する第２のタイミング抽出フィルタ
と、該第２のタイミング抽出フィルタで抽出された1/N
タイミング信号を入力して1/Nタイミング信号の周波数
成分のみ増幅する狭帯域増幅器と、該狭帯域増幅器から
出力される信号を増幅する広帯域増幅器と、該広帯域増
幅器から出力される信号の振幅ピーク検波を行うピーク
値検出回路と、前記狭帯域増幅器から出力される信号を
振幅リミット増幅するリミッタ増幅器と、該リミッタ増
幅器から出力される信号を受けて前記第２のタイミング
抽出フィルタから出力される1/Nタイミング信号と同じ
周波数でありそれぞれの位相が1/NずつずれたＮ＋１個
のクロック信号を生成するクロック生成回路と、該クロ
ック生成回路から出力されるＮ＋１番目のクロック信号
に一定の遅延時間を与えて前記基準信号として前記理論
和回路に供給する遅延回路と、前記クロック生成回路か
ら出力されるＮ番目までのそれぞれのクロック信号と前
記ピーク値検出回路から出力される信号との理論積処理
をそれぞれ行うＮ個の理論積回路と、前記入力信号と前
記Ｎ個の理論積回路から出力される前記入力信号の1/N
周波数のクロック信号とを受信し1/N周波数のクロック
信号で前記入力信号をラッチして前記入力信号の識別を
それぞれ行うＮ個のラッチ回路と、該Ｎ個のラッチ回路
からそれぞれ出力される信号の多重化処理を前記Ｎ個の
理論積回路から出力されるクロック信号を用いて行う多
重化回路と、該多重化回路から出力される信号の歪を補
償して出力する低域通過特性を有する等化器とから構成
されることを特徴とするディジタル伝送装置。