JP2617936B2

JP2617936B2 - エンジンの始動充電装置

Info

Publication number: JP2617936B2
Application number: JP62112761A
Authority: JP
Inventors: 茂雄森本; 英彦杉本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1987-05-09
Filing date: 1987-05-09
Publication date: 1997-06-11
Anticipated expiration: 2012-06-11
Also published as: JPS63277499A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、始動用電動機と充電用発電機とを一体化
するとともに、電機子巻線電流および励磁巻線電流を制
御することにより、その発生トルカを必要に応じて自由
に制御することができるエンジンの始動充電装置に関す
る。

〔従来の技術〕従来のエンジンの始動充電装置としては、たとえば第
14図に示すようなものがある（特公昭61−54949号公
報）。この第14図において、１はバッテリ、２は同期機
である。

この同期機２は電機子巻線201、励磁巻線202を有して
おり、励磁巻線202は励磁電流制御回路５により励磁電
流が制御されるようになっている。また、電機子巻線20
1は電機子電流切換回路４により電機子電流を切り換え
るようにしている。この電機子電流切換回路４にはクラ
ンク角度検出器３が接続されている。

一方、上記バッテリ１の負極はアースされ、正極はキ
ースイッチ６に接続されている。キースイッチ６はイグ
ニッション側接点ａとスタート側接点ｂとを有してい
る。スタート側接点ｂは電機子電流切換回路４に接続さ
れ、イグニッション側接点ａは励磁電流制御回路５およ
び三相全波整流回路７の正側出力端に接続されている。

この三相全波整流回路７の負側出力端はアースされて
いる。三相全波整流回路はエンジン始動後に発電機電圧
を直流に変換して取り出すものである。

第15図は第14図に示した電機子電流切換回路の構成を
示したものである。同図において、401はツェナーダイ
オード、402は抵抗、403〜408は電流切換用のトランジ
スタである。

トランジスタ403と404,405と406,407と408はそれぞれ
各対をなし、この各対のトランジスタ間の分岐点はそれ
ぞれ第14図の電機子巻線201のU,V,Wの各相の端子に接続
されている。

トランジスタ403〜408の各ベースには、比較器409〜4
14の出力端が接続されている。比較器409,411,413の各
反転入力端（（−）入力端）はクランク角度検出器３の
U,V,Wの各相の端子に接続されている。

同様にして、比較器410,412,414の非反転入力端
（（＋）入力端）はこのクランク角度検出器３のU,V,W
の各相の端子に接続されている。

比較器409,411,413の非反転入力端はそれぞれ抵抗415
と416との接続点、抵抗419と420との接続点、抵抗423と
424との接続点に接続されている。

抵抗415と416,419と420,423と424の各直列回路はツェ
ナーダイオード401のカソードとアース間に接続されて
いる。

また、比較器410,421,414の反転入力端は抵抗417と41
8との接続点、抵抗421と422との接続点、抵抗425と426
との接続点にそれぞれ接続されている。

抵抗417と418,421と422,425と426の各直列回路はツェ
ナーダイオード401のカソードとアース間に接続されて
いる。

これらの抵抗415〜426はツェナーダイオード401によ
り作られた一定電圧を分圧して比較器409〜414に設定電
圧を与える抵抗である。

次に動作について説明する。まず、励磁電流制御回路
５はバッテリの端子電圧を検出してその電圧値を所定の
値に保つように励磁電流を制御するものである。始動状
態においては、大電流が流れるため、バッテリ１の端子
電圧が低く、励磁電流は最大で一定となる。

次に電機子電流制御回路４の動作について説明する。
比較器409〜414はツェナーダイオード401および抵抗415
〜426から得られる設定電圧とU,V,W各相用のクランク角
度検出器３の出力とを比較してトランジスタ403〜408を
オンオフ動作させるための信号を発生する。

これにより、トランジスタ403と404、トランジスタ40
5と406、トランジスタ407と408の各対のトランジスタは
互いに相補的に動作し、クランク角に応じてオン，オフ
することになる。

たとえば、ある期間にトランジスタ403,406,408がオ
ン、トランジスタ404,405,407がオフとなってバッテリ
１から供給される電流を電機子巻線201のＵ相端子から
Ｖ相およびＷ相へ流し、次の期間にはトランジスタ403,
405,408がオン、トランジスタ404,406,407がオフとなっ
て電機子巻線201のＵ相およびＶ相端子からＷ相端子へ
電流を流し、さらに次の期間にはトランジスタ404,405,
408がオン、トランジスタ403,406,407がオフとなって電
機子巻線201のＶ相端子からＵ相およびＷ相端子へ電流
を流すといったように、クランク角度検出器３の出力信
号に応じて電機子巻線201に流れる電流の方向を切り換
え、電機子巻線201の作る磁界が回転界磁極（図示せ
ず）による磁界に対して常に一定の位相差π/2をもつ回
転磁界になるようにする。

いま、エンジンが停止している状態でキースイッチ６
をスタート位置にすると、前述したように励磁巻線202
および電機子巻線201に電流が流れ、これによって回転
界磁極にトルクが発生し、クランク軸（図示せず）を回
転させる。

界磁極（図示せず）が回り始めると、クランク角度検
出器３が界磁極位置を検出し、電機子巻線201の作り回
転磁界の速度が界磁極の回転速度と同一になるように電
機子電流切換回路４を作動させるので、界磁界はトルク
を得てさらに加速する。このようにして、エンジンを短
時間に始動させることができる。

エンジン始動後、キースイッチ６をイグニッション接
点側ａの位置にすると、同期機２は同期発電機として作
動し、その発生電力は三相全波整流回路７により直流に
変換されてバッテリ１および車両内の電装品へ供給され
る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来のエンジンの始動充電装置は以上のように構成さ
れているので、電機子巻線201に流れる電流は回転界磁
極の位置とバッテリ電圧と電機子巻線201の誘起電圧に
よって一意的に決まり、電機子巻線の電流を制御するこ
とができない。つまり、同期機の発生するトルクを自由
に制御することができないという問題点があった。

また、従来のエンジンの始動充電装置はエンジン始動
後はオルタネータとして機能し、バッテリ１の電圧が設
定電圧となるように励磁電流を制御するだけであったた
め、エンジンの発生するトルクの変動がエンジンの回転
速度の変動となって現われ、時にアイドリング時のよう
にエンジンの回転速度が低い場合には、回転速度の変動
も大きくなり、乗心地が悪くなるといった問題点もあっ
た。

さらに、アイドリング時の乗心地が悪くなるために、
アイドリング回転数を低くすることができず、燃費が悪
くなるという問題点があった。

この発明は、かかる問題点を解決するためになされた
もので、同期機が電動機として動作する場合であって
も、発電機として動作する場合であっても、発生するト
ルクを自由に制御することができ、かつエンジン始動後
にはバッテリおよび車内の電装品へ供給する電力を発電
するとともに、エンジンの発生するトルクの変動を打ち
消し、エンジンの回転速度の変動を小さく抑えることの
できるエンジンの始動充電装置を得ることを目的とす
る。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るエンジンの始動充電装置は、エンジン
の運転状態に応じて同期機の電機子巻線および励磁巻線
に流す電流の指令を与える制御回路とこの電流指令量に
基づいて電力変換装置を制御する信号を発生して電機子
巻線電流を制御する制御信号発生回路と、同期機の励磁
電流を制御する励磁電流制御回路とを設けたものであ
る。

〔作用〕

この発明においては、制御回路は始動時には同期機が
電動機として動作するような電流指令量を出力し、始動
後はバッテリの電圧が設定電圧と等しくなるように電流
指令量を演算し、かつエンジンの回転速度の変動が小さ
くなるような電流指令量を演算して出力し、制御回路か
ら出力される電流指令量どおりに電機子および励磁巻線
に電流が流れるように制御信号発生回路により電力変換
装置を制御する。

〔実施例〕

以下、この発明のエンジンの始動充電装置の実施例を
図について説明する。第１図はその一実施例の構成を示
すブロック図である。この第１図において、バッテリ
１、同期機２は第14図に示した従来例と同じであり、２
はエンジンのクランクシャフトに直結された電動，発電
両用の同期機であり、８はこの同期機２の回転子の位置
を検出する位置検出器、９はバッテリ１の直流電力を同
期機２の電機子巻線に供給する三相交流電力に変換す
る、あるいは同期機２の発生する交流電力を直流に変換
する電力変換装置である。

制御回路10は位置検出器８の出力と始動信号およびバ
ッテリ電圧を入力として同期機２の電機子電流の指令量
と励磁電流の指令量を出力するようにしている。

制御信号発生回路11は制御回路10の出力、すなわち電
機子電流指令量どおりに各相の電機子電流が流れるよう
に電力変換装置９を制御する信号を発生するようにして
いる。

励磁電流制御回路12は制御回路10の出力、すなわち励
磁電流指令量どおりに励磁電流を流す励磁電流制御回路
である。

次に、この発明の動作について説明する。まず、同期
機２の３相電機子電流iu,iv,iwおよび励磁磁束Φ_ｆと発
生トルクTeの関係について述べる。第２図は３相同期機
の等価回路である。同図でRa,Laはそれぞれ電機子巻線
１相分の抵抗とインダクタンス、θは励磁巻線の作る磁
束の方向のＵ相巻線に対する角度、Iaは電機子電流の実
効値（以下、電流実効値という）である。

いま、３相同期機の電機子巻線に次式の電流を流すも
のとする。

このとき、３相電機子電流iu,iv,iwの合成ベクトルは
大きさが方向がＵ相巻線に対しての角度となる。したがって、磁束の方向をＵ相巻線に対
してθとし、その磁束のうち各電機子巻線に鎖交する磁
束の最大値をとすると、同期機２の発生トルクTeは次式で表わされ
る。

Te＝Pm3・IaΦ_ｆ ………（２）ただし、Pm:極対数また、このときの同期機２の電圧方程式は次式とな
る。

ただしＰ＝d/dt Wr:回転子角速度 v_u,v_v,v_w:U,V,W相の端子電圧（２）式より明らかなように３相電機子電流と励磁磁
束と関係を上述のようにすると、同期機２の発生トルク
は磁束Φ_ｆが一定であれば電流実効値Iaに比例し、電流
実効値Iaが一定であれば励磁磁束Φ_ｆに比例する。

たとえば、励磁磁束Φ_ｆを一定とし、回転子角速度Wr
≧０のとき、Ia＞０とすれば、発生トルクは正となり、
同期機は電動機として動作し、Ia＜０とすれば、同期機
は発電機として動作する。また、励磁磁束Φ_ｆは励磁電
流ifで制御できる。

以上により、同期機２の発生トルクを制御するには、
励磁磁束Φ_ｆ、電流実効値Iaを制御すればよいことがわ
かる。たとえば、励磁電流ifを一定として励磁磁束Φ_ｆ
を一定に保てば、発生トルクTeは電流実効値Iaに比例す
る。

したがって、トルクの指令Te^＊つまり電流実効値Iaの
指令Ia^＊を与え、励磁巻線の作る磁束の位置θを検出し
て（１）式に代入すると、各相電機子電流の指令値i
u^＊,iv^＊iw^＊は次式となる。

この指令値どおりに電機子電流を流せばトルク指令Te
^＊どおりのトルクが発生することになる。

第３図は第１図の実施例における制御信号発生回路11
の一具体例を示すブロック図である。第３図において、
減算器1101はＵ相の電機子電流iuとＵ相電流指令値iu^＊
との減算を行って、その減算結果を増幅器1106を経て比
較器1110の第１入力端に加えるようにしている。

減算器1102はＶ相のＶ相電流指令値iv^＊と電機子電流
ivとの減算を行ってその演算結果は増幅器1107を経て比
較器1111の第１入力端に加えるようにしている。

また、Ｕ相とＶ相の電流指令値iu^＊,iv^＊を加算器110
4で加算し、その加算結果を減算器1103に送出するよう
になっている。

さらに、加算器1105はＵ相の電機子電流iuとＶ相の電
機子電流ivとを加算して、その加算結果を減算器1103に
送出するようになっている。

減算器1103は両加算器1104と1105の加算結果を減算し
て、その出力は増幅器1108を介して比較器1112の第１入
力端に加えるようにしている。

比較器1110〜1112の各第２入力端には、三角波発生回
路1109の出力が入力されるようになっている。これらの
比較器1110〜1112はそれぞれ制御信号b1,b3,b5を出力す
るとともに、NOT回路1113,1114,1115を介して制御信号b
2,b4,b6を出力するようにしている。

次に動作について説明する。まず、Ｕ相の１次電流を
制御する場合には、第１図の制御回路10からのＵ相電流
指令値iu^＊とＵ相電流変出回路（図示せず）からのＵ相
電機子電流検出量iuとの間の誤差信号（iu^＊−iu）が減
算器1101で求められ、この誤差信号が増幅器1106で増幅
された後、比較器1110に導入される。

ここで、比較器1110は前記誤差信号の振幅を三角波発
生回路1109から導入された三角波の振幅と比較し、その
振幅誤差が三角波の振幅より大きい期間はその出力であ
る制御信号b1を高レベルにし、そして逆の期間はこれを
低レベルにする。

また、制御信号b2のレベルはNOT回路1113により前述
の制御信号b1と逆レベルになる。なお、Ｖ相の電流につ
いてもＵ相と同様に制御されることは勿論である。

次に、Ｕ相,V相,W相の電流の間には次の関係が成り立
つ。

iw＝−（iu＋iv） ……（５）そこで、第３図ではこの関係を用いて二つの加算器11
04,1105により、それぞれ指令値−iv^＊，−iwを求め、
これから指令値iw^＊と電機子電流iwの誤差信号を減算器
1103で得ている。

なお、その後の動作は前述のＵ相,V相の電流制御の場
合と同様である。

第４図は第１図の実施例における電力変換装置９の一
具体例を示すブロック図である。この第４図において、
T_r1〜T_r6はパワートランジスタ、D1〜D6はダイオードで
ある。パワートランジスタT_r1〜T_r6は３相ブリッジ接続
され、このトランジスタT_r1〜T_r6のエミッタ・コレクタ
間にダイオードD1〜D6がそれぞれ接続されている。

ここで、前述の第３図の制御信号b1〜b6はそれぞれ対
応するパワートランジスタT_r1〜T_r6のベース駆動信号と
なるように構成（ただし、このベース駆動回路は図示せ
ず）されているので、電流誤差に応じた電圧が各相に印
加される。

第３図および第４図で説明した電流制御方式は、いわ
ゆるパルス幅変調（PWM）による制御であり、これは三
角波の周波数を電流誤差の周波数に比べて充分高くする
ことにより、リップル成分の少ない電流制御が容易に行
える特徴をもつ。

第５図は第１図の実施例における励磁電流制御回路12
の一具体例を示すブロック図である。第５図において、
1201は比較器、T_r7はトランジスタ、D7はダイオードで
ある。

比較器1201の第１入力端には、制御回路10からの励磁
電流指令値if^＊と励磁電流ifが入力されるようになって
おり、比較器1201の出力はトランジスタT_r7のベースに
供給するようにしている。

トランジスタT_r7のエミッタはアースされ、コレクタ
はダイオードD7を介してバッテリ１の正極に接続されて
おり、このダイオードD7の両端は同期機２の励磁巻線に
接続するようになっている。

次に動作について説明する。制御回路10からの励磁電
流指令if^＊と励磁電流検出回路（図示せず）からの励磁
電流検出量ifとを比較器1201で比較する。

比較器1201は励磁電流指令if^＊が励磁電流検出量ifよ
り大きい期間はトランジスタT_r7をオンさせ、逆の期間
はトランジスタT_r7をオフさせる。

トランジスタT_r7がオンになると、バッテリ１の電圧
が励磁巻線に加わり、励磁電流を増加させる。励磁電流
が増加し、励磁電流指令より大きくなるとトランジスタ
T_r7はオフし、励磁巻線はダイオードD7で短絡され、励
磁電流はダイオードD7を通って還流し、減少する。

励磁電流が減少し、励磁電流指令より小さくなると、
トランジスタT_r7がオンする。このような動作を繰り返
すことによって、励磁電流は励磁電流指令どおりに流れ
る。

第６図は第１図の実施例における制御回路10の一具体
例を示すブロック図である。同図において、1001は速度
変換器、1002は係数器、1003,1004はROM、1005,1006は
乗算機能を備えたD/A（ディジタル／アナログ）コンバ
ータ、1007は電流指令演算回路である。

速度変換器1001には、位置検出器８より回転子位置の
ディジタル量θｒが入力されるようになっており、この
速度変換器1001の出力端より回転子角速度Nrが電流指令
演算回路1007に送出するようになっている。

電流指令演算回路1007には上記ディジタル量θｒも入
力されるようになっており、電流指令演算回路1007から
電機子電流指令量if^＊が出力され、励磁電流制御回路12
の比較器1201（第５図）に送出するようになっている。

さらに、上記ディジタル量θｒは係数器1002にも入力
されるようになっておりこの係数器1002から出力θがRO
M1003,1004に送出され、ROM1003,1004からそれぞれD/A
コンバータ1005,1006にディジタル信号sinθ，を転送するようになっている。

D/Aコンバータ1005,1006には電流指令演算回路1007か
ら電機子電流の振幅指令Ia^＊が入力されるようになって
おり、D/Aコンバータ1005,1006からそれぞれＵ相,V相の
電機子電流指令量iu^＊,iv^＊が出力されるようになって
いる。

次に動作について説明する。位置検出器８より得られ
る回転子位置のディジタル量θｒは速度変換器1001によ
り回転子角度Nrに変換される。

また、回転子位置のディジタル量θｒは係数器1002に
より係数倍される。この係数は同期機２の極対数と等し
く設定されているので、係数器1002の出力θは電気角で
あらわした回転子位置となる。二つのROM1003,1004は正
弦波信号sinθおよびを記憶させており、この二つのROM1003,1004のアドレス
として係数器1002の出力である電気角の回転子位置θを
入力すると、二つの正弦波のディジタル信号sinθ，が出力される。

この二つの正弦波ディジタル信号sinθ，と電流指令演算回路1007から出力される電機子電流の振
幅指令Ia^＊とをD/Aコンバータ1005,1006で乗算し、Ｕ相
およびＶ相の電機子電流指令量iu^＊およびiv^＊を出力す
る。

次に第６図に示した制御回路10の一具体例電流指令演
算回路1007をマイクロプロセッサを用いて構成した場合
の一具体例について説明する。電流指令演算回路1007は
一定時間間隔で処理される制御Ｉと一定の回転角変位ご
とに処理される制御IIとからなる。まず、制御Ｉの動作
を第７図のフローチャートにしたがって説明する。

まず、第７図のステップ2001において、回転子角変位
θｒおよび回転角速度Nrを検出する。次に、ステップ20
02で回転角速度Nrと第１の基準回転角速度N_r1とを比較
する。回転角速度Nrが第１に基準回転角速度N_r1より小
さければ、ステップ2003で制御IIの処理を停止し、ステ
ップ2004でエンジンの始動信号が入力されたかどうか判
断する。

始動信号が入力されれば、ステップ2005において、電
機子電流の振幅指令Ia^＊を同期機２に流すことのできる
最大の電機子電流の振幅Ia maxとし、励磁電流指令if^＊
を最大の励磁電流if maxとする。

一方、ステップ2004において始動信号が入力されなけ
れば、ステップ2006で電機子電流の振幅指令Ia^＊および
励磁電流指令if^＊を零とする。

ステップ2007で電機子電流の振幅指令Ia^＊および励磁
電流指令if^＊を出力する。また、ステップ2002において
回転角速度Nrが第１の基準回転角速度N_r1以上であれ
ば、ステップ2008で制御IIの動作を許可し、ステップ20
09でバッテリ電圧Vdcを検出する。

ステップ2010では、バッテリ電圧Vdcが設定電圧Vdc^＊
と等しくなるように第１の電機子電流の振幅指令I_a1 ^＊
を演算する。

ここで、ステップ2010の動作をもう少し詳しく説明す
る。制御Ｉの処理回数をｋとすると、第１の電機子電流
の振幅指令I_a1 ^＊はたとえば次式で求める。

これはいわゆる比例、積分制御であり、バッテリ電圧
Vdcが設定電圧Vdc^＊となるように制御できる。

ステップ2011では、回転速度Nrに応じて励磁電流指令
if^＊を変化させる。ここで、ステップ2011の動作につい
て説明する。同期機２の３相電機子端子電圧v_u,v_v,v_wは
３相電機子電流iu,iv,iwおよび励磁磁束Φ_ｆが一定であ
るとすると、前述の（３）式より明らかなように回転子
角速度の増加に伴なって大きくなる。

しかし、３相電機子端子電圧v_u,v_v,v_wの大きさはバッ
テリ電圧の大きさによって制限される。

そこで、バッテリ電圧によって制限される３相電機子
端子電圧以下に各相電圧を抑えるためには、たとえば次
式のように励磁磁束Φ_ｆを制限すればよい。

ここでW_ro:電機子端子電圧がその制限値以下である回転
角速度 Φ_f0:回転角速度がW_ro励磁磁束励磁磁束Φ_ｆは励磁電流ifのある関数として与えられ
るので（７）式を満足するように励磁電流ifを制御す
る。ステップ2012では励磁電流指令if^＊を出力する。

次に制御Ｉの動作を起動手順にしたがって述べる。ま
ず、エンジンが停止している状態で始動信号が入ってい
ない場合には、ステップ2001,2002,2003,2004,2006,200
7の順で動作し、同期機の電機子電流および励磁電流は
零となり、同期機は停止したままであり、また電力の損
失もない。

この状態で始動信号が入った（たとえばキースイッチ
をスタート位置にまわす）ならば、ステップ2001,2002,
2003,2005,2007の順で動作し、電機子電流および励磁電
流は最大値となり、同期機２は最大の正のトルクを発生
し、エンジンを加速する（スタータ動作）。

エンジンが始動しアイドリング状態となると、ステッ
プ2002において、回転角速度Nrが第１の基準回転角速度
N_r1以上となる（ただしN_r1はアイドリング回転角速度よ
り低く設定しておく）ため、ステップ2001,2002,2008,2
009,2010,2011,2012の順で制御が行われる。

このとき、車内の電装品などが電力を消費すればバッ
テリ電圧が低下するため、ステップ2010で第１の電機子
電流の振幅指令I_a1 ^＊は負の値となり、同期機が負のト
ルクを発生し、発電機として動作するようになる。

ただし、この領域では電機子電流の振幅指令Ia^＊は次
に述べる制御IIにおいて出力する。

次に制御IIについて説明する。制御IIは一定の回転角
ごとに処理を行い、回転子の回転角速度、つまりエンジ
ンの回転速度の変動が小さくなるように同期機の発生ト
ルクを調整する。

以下、エンジンの回転速度の変動を小さく抑える方法
について第８図を用いて説明する。エンジンの発生トル
クの変動はたとえば４気筒エンジンでは第８図（ａ）に
示すようにクランク角（同期機の回転角と同じ）180゜
を１サイクルとして変動する。

このようなトルク変動のためにエンジンの回転角速度
は第８図（ｂ）のように変動する。ここで、エンジンの
回転速度を微分すると、第８図（ｃ）のようになり、こ
れはエンジン発生トルクからエンジンの平均発生トルク
を差し引いたトルク、つまりエンジン発生トルクの変動
分を表わす波形となる。

いま、第８図（ｃ）の波形と逆方向のトルクを同期機
が発生したとすると、エンジンおよび同期機の発生する
トルクの和はその平均値が第８図（ａ）に点線で示した
エンジンの平均発生トルクと等しくなり、その変動はエ
ンジンの発生トルクの変動よりも小さくなる。その結
果、エンジンの回転速度の変動も小さくなる。また、同
期機の発生するトルクは正および負の値となるがその平
均トルクは零である。

次に上述のようにエンジンの回転角速度の変動を抑制
する制御方法について制御IIで行う動作の一具体例を第
９図のフローチャートを用いて説明する。

いま、エンジンの発生トルクの変動の１サイクルをｎ
等分し、クランク角に応じて1,2,3,…,nというように番
号を付ける。ステップ2013でエンジン回転角速度Nrおよ
び回転角位置θｒを読み込む。

ステップ2014で回転角位置θｒに応じて、位置番号Ｐ
を１〜ｎのいずれかの値とする。ステップ2015で前回の
回転角速度N_r(P-1)と今回の回転角速度N_r(P)との間の偏
差ΔNrを求める。

ステップ2016でアドレスＰ番地のデータとステップ20
15で求めた回転角速度の偏差ΔNrをゲインKc倍した値と
を加算し、アドレスＰ番地に格納する。

ステップ2017で今回出力する第２の電機子電流の振幅
指令I_a2 ^＊の格納されている番地Ｑを求める。ここで、
ΔＰは、同期機の発生するトルクがエンジンの発生トル
クの変動を打ち消すような位相で加えられるように選ん
だ値である。

ステップ2018,2019では番地Ｑがｎを越えないように
処理している。ステップ2020では、番地Ｑに格納されて
いるデータを読み出し、第２の電機子電流の振幅指令I
_a2 ^＊を決定している。

ここで、第２の電機子電流の振幅指令I_a2 ^＊はエンジ
ンの発生トルクの変動を打ち消すようなトルクを同期機
２に発生させるための電流指令である。

ステップ2021では制御Ｉで求めた第１の電機子電流の
振幅指令I_a1 ^＊と第２の電機子電流の振幅指令I_a2 ^＊とを
加算し、電機子電流の振幅指令Ia^＊を求め、ステップ20
22で出力する。

第９図および後述する第12図に示す制御IIの一具体例
では、学習制御の１周期をエンジンの発生トルクの変動
の１サイクルとしたが、数サイクルとしてもよい。たと
えば、４気筒エンジンの場合には、学習制御の１周期を
エンジンの発生トルクの変動の４サイクル分とすれば、
四つの各気筒が発生するトルクにばらつきがあったとし
ても、それぞれの気筒の発生するトルクに応じてトルク
の変動を打ち消すように同期機はトルクを発生する。

また、制御IIはエンジン始動後常に働かせる必要はな
く、エンジンの回転角速度が大きくなり、慣性効果によ
って回転速度の変動が小さくなる場合には、制御IIを停
止してもよく、あるいは電力変換装置９のスイッチング
素子（第４図の一具体例ではパワートランジスタ）をす
べてオフとし、電力変換装置９を三相全波整流回路とし
て使用し、励磁電流だけを制御してもよい。

第９図の一具体例で述べた制御方式はいわゆる学習制
御を応用したものであり、エンジンの発生トルクの変動
の１サイクルを学習制御の１周期と考え、ｎ分割した各
位置に対応して第２の電機子電流の振幅指令I_a2 ^＊の値
を修正する。この修正は回転角速度の偏差ΔNrが零にな
るまで続くことになる。

したがって、エンジンの回転角速度の変動は徐々に減
少し零となる。さらに、エンジンの運転状態が変わり、
エンジンの発生トルクや発生トルクの変動が変化した場
合でもその状態に合わせて回転速度の変動が減少するよ
うに働く。

以上述べた第６図の電流指令演算回路1007の一具体例
の動作のうち、エンジン始動後の動作の概念図を第10
図，第11図に示す。第10図は車内の電気負荷がない場合
であり、同期機は電動，発電を繰り返して、第10図
（ａ）に示すエンジンの発生トルクの変動分を打ち消す
ようなトルクを第10図（ｂ）のように発生している。第
10図（ｃ）は電機子電流の振幅指令を示す。

第11図は車内の電気負荷が電力を消費している場合で
あり、同期機の発生トルクのうち交流分は第10図の場合
と同じで第11図（ａ）に示すエンジンの発生トルクの変
動を第11図（ｂ）に示すように打ち消すように働き、平
均値（直流分）は車内の電気負荷に電力を供給するため
の発電電力となる。第11図（ｃ）は電機子電流の振幅指
令を示す。

第12図は第９図で示した制御IIの一具体例の他の一具
体例を示したフローチャートである。同図において、第
９図と同一記号および同一符号は同一動作を表わす。

ステップ2023では、回転角速度Nrからその平均回転角
速度N_r0を求める。これは速度の変動周波数よりも低い
カットオフ周波数を持つローパスフィルタをディジタル
的に構成することにより求められる。

ステップ2024で、平均回転角速度N_r0と回転角速度N
_r(P)との間の偏差ΔN_r0を求める。ステップ2025は第９
図のステップ2016の偏差ΔNrを偏差ΔN_r0に変えただけ
で同じ動作である。

ステップ2026は第９図のステップ2017のΔＰを異なる
値ΔPoに変えて番地QEと位置番号Ｐとの位相差を変更し
たものである。

第13図は第６図に示した制御回路10に含まれる電流指
令演算回路1007の他の一具体例の動作を示すフローチャ
ートである。同図において、第７図と同一記号，同一符
号は同一機能，同一動作を表わす。

第13図のステップ2023では、新しい回転角速度N_r(k)
と前回の回転角速度N_r(k-1)との偏差のゲインKd倍して
第３図の電機子電流の振幅指令I_a3 ^＊を演算する。これ
がエンジンの速度変動を抑制するように働く同期機２の
電機子電流の振幅指令となる。

ステップ2024で第１の電機子電流の振幅指令I_a1 ^＊を
第３の電機子電流の振幅指令とを加算して電機子電流の
振幅指令Ia^＊を演算している。

上述の電流指令演算回路ではエンジン始動時、同期機
が一定の最大トルクを出すように電流指令を出力した
が、エンジン始動時にも同期機の発生トルクを可変にし
てもよい。

〔発明の効果〕

この発明は以上説明したとおり、始動時には同期機が
電動機として動作させ、始動後はバッテリの電圧が設定
電圧と等しくなるように電流指令を演算し、かつエンジ
ンの回転速度の変動が小さくなるような電流指令を演算
して出力するようにしたので、同期機の発生トルクを自
由に制御でき、スタータおよびオルタネータ機能を１台
の同期機で発揮でき、エンジンルームの省スペース化に
効果がある。

また、エンジンの発生トルクの変動を打ち消すように
同期機の発生トルクを制御するようにしたので、エンジ
ン回転数の変動を小さく抑えることができ、乗心地がよ
くなるとともに、アイドリング回転数を低くすることが
でき、燃費が向上するという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明のエンジンの始動充電装置の一実施例
を示すブロック図、第２図は第１図の実施例における同
期機の等価回路図、第３図は第１図の実施例における制
御信号発生回路の一具体例を示すブロック図、第４図は
第１図の実施例における電力変換装置の一具体例を示す
回路図、第５図は第１図の実施例における励磁電流制御
回路の一具体例を示すブロック図、第６図は第１図の実
施例における制御回路の一具体例を示すブロック図、第
７図は第６図の実施例に含まれる電流指令演算回路の一
具体例のうち制御Ｉの動作を示したフローチャート、第
８図はエンジンの発生するトルクの変動を示した図、第
９図は第６図の実施例における電流指令演算回路の一具
体例のうち制御IIの動作を示したフローチャート、第10
図および第11図はそれぞれ第６図の実施例における電流
指令演算回路の一具体例の動作の一部を示した図、第12
図は第６図の実施例における電流指令演算回路の一具体
例のうち制御IIの他の動作を示すフローチャート、第13
図は第６図の実施例における電流指令演算回路の他の一
具体例の動作を示すフローチャート、第14図は従来のエ
ンジンの始動充電装置の一例を示すブロック図、第15図
は第14図の従来例における電機子電流制御回路の構成図
である。１……バッテリ、２……同期機、８……位置検出器、９
……電力変換装置、10……制御回路、11……制御信号発
生回路、12……励磁電流制御回路。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】エンジンのクランクシャフトに直結された
電動発電両用の同期機と、上記同期機に接続されたバッテリと、上記バッテリから得られる直流電力を上記同期機に交流
電力として供給しかつ上記同期機が発生する交流電力を
直流電力に変換して上記バッテリを充電する電力変換装
置と、上記同期機の回転子位置を検出する位置検出器と、上記エンジンの運転状態に応じて上記同期機の電機子巻
線および励磁巻線に流す電流の指令を出力する制御回路
と、上記制御回路から出力された電機子巻線電流の指令にし
たがって上記電力変換装置の制御信号を発生して電機子
巻線電流を制御する制御信号発生回路と、上記制御回路から出力された励磁巻線電流の指令にした
がって励磁巻線電流を制御する励磁電流制御回路とを備えてなるエンジンの始動充電装置。
【請求項２】上記制御回路は、上記エンジンの周期的な
回転角速度の変動を抑えるように上記電流の指令を発生
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のエン
ジンの始動充電装置。