JP2601495B2 - 定電流入力型dc−dcコンバータ - Google Patents
定電流入力型dc−dcコンバータInfo
- Publication number
- JP2601495B2 JP2601495B2 JP1642688A JP1642688A JP2601495B2 JP 2601495 B2 JP2601495 B2 JP 2601495B2 JP 1642688 A JP1642688 A JP 1642688A JP 1642688 A JP1642688 A JP 1642688A JP 2601495 B2 JP2601495 B2 JP 2601495B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- fet
- load
- circuit
- constant current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 負荷と並列にFETを接続し、該負荷を流れる電流に基
づいて駆動電源回路及び該駆動電源回路に接続された駆
動回路により該FETをオン/オフ制御し定電流源からの
負荷電圧を制御する定電流入力型DC−DCコンバータに関
し、 負荷が高インピーダンス状態にあっても直ぐにFETを
オンにして負荷構成部品に過大な電圧ストレスを掛けな
いようにすることを目的とし、 第1及び第2の抵抗とで構成され、起動時のみ該第2
の抵抗の分圧により該FETをオンにする分圧回路と、該
駆動電源回路の出力端子にゲートが接続され、該FETの
ゲートと該駆動回路の出力端子との間にドレイン−ソー
ス間が接続され、該駆動電源回路の出力電圧が確立した
起動後であって該駆動回路の駆動出力が発生されない時
にオンとなり該第1の抵抗及び該駆動回路に電流を流す
ことにより該FETをオフにする別のFETとで構成し、起動
後の該FETのオン/オフ動作は該別のFETを介して該駆動
回路により行われるもの。
づいて駆動電源回路及び該駆動電源回路に接続された駆
動回路により該FETをオン/オフ制御し定電流源からの
負荷電圧を制御する定電流入力型DC−DCコンバータに関
し、 負荷が高インピーダンス状態にあっても直ぐにFETを
オンにして負荷構成部品に過大な電圧ストレスを掛けな
いようにすることを目的とし、 第1及び第2の抵抗とで構成され、起動時のみ該第2
の抵抗の分圧により該FETをオンにする分圧回路と、該
駆動電源回路の出力端子にゲートが接続され、該FETの
ゲートと該駆動回路の出力端子との間にドレイン−ソー
ス間が接続され、該駆動電源回路の出力電圧が確立した
起動後であって該駆動回路の駆動出力が発生されない時
にオンとなり該第1の抵抗及び該駆動回路に電流を流す
ことにより該FETをオフにする別のFETとで構成し、起動
後の該FETのオン/オフ動作は該別のFETを介して該駆動
回路により行われるもの。
本発明は定電流入力型DC−DCコンバータに関し、特に
負荷と並列にFETを接続し、該負荷を流れる電流に基づ
いて該FETをオン/オフ制御し定電流源からの負荷電圧
を制御する定電流入力型DC−DCコンバータに関するもの
である。
負荷と並列にFETを接続し、該負荷を流れる電流に基づ
いて該FETをオン/オフ制御し定電流源からの負荷電圧
を制御する定電流入力型DC−DCコンバータに関するもの
である。
DC−DCコンバータには、定電圧型のものと定電流型の
ものとがあり、通信装置用電源回路としては前者の足電
圧型の方が一般的であるが、後者の定電流型の適用も種
々検討されている。
ものとがあり、通信装置用電源回路としては前者の足電
圧型の方が一般的であるが、後者の定電流型の適用も種
々検討されている。
従来の定電流入力型DC−CDコンバータが第3図に示さ
れており、図中、1はFET、PFはFET1の定電流電源(定
電流出力コンバータ)、Zは負荷、Cは定電流電源PFに
並列接続された平滑用コンデンサ、Lは定電流電源PFか
ら負荷Zへの昇圧電圧(ブースト圧)を与えるためのコ
イルであり、負荷Zの両端電圧VZ=コンデンサCの両端
電圧VC+コイルLの両端電圧VLとなる。
れており、図中、1はFET、PFはFET1の定電流電源(定
電流出力コンバータ)、Zは負荷、Cは定電流電源PFに
並列接続された平滑用コンデンサ、Lは定電流電源PFか
ら負荷Zへの昇圧電圧(ブースト圧)を与えるためのコ
イルであり、負荷Zの両端電圧VZ=コンデンサCの両端
電圧VC+コイルLの両端電圧VLとなる。
D1は整流用のダイオード、C1はコンデンサ、R1、R2は
負荷Zの電圧を検出するための抵抗、CTLは抵抗R2の電
圧に基づいてFET1のオン/オフ制御を行う制御回路、ZD
は負荷電流Iを電圧に変換するツェナーダイオード、2
はツェナーダイオードZDの両端電圧から所定の直流電圧
を発生してFET1を駆動するための駆動電源回路で、ツェ
ナーダイオードZDの両端電圧をコンデンサC3に蓄え、ト
ランジスタQ1、Q2を外部の制御信号によって制御するこ
とにより変成器Tの二次側からダイオードブリッジ回路
DBを経てコンデンサC2の両端に所定の電圧を発生する。
このコンデンサC2の両端電圧は、トランジスタTr1〜Tr
3、抵抗R3〜R5及びダイオードD2で構成されFET1を駆動
するための駆動回路3に送られる。この駆動回路3のト
ランジスタTr2は制御回路CTLによってオン/オフ制御さ
れるようになっている。
負荷Zの電圧を検出するための抵抗、CTLは抵抗R2の電
圧に基づいてFET1のオン/オフ制御を行う制御回路、ZD
は負荷電流Iを電圧に変換するツェナーダイオード、2
はツェナーダイオードZDの両端電圧から所定の直流電圧
を発生してFET1を駆動するための駆動電源回路で、ツェ
ナーダイオードZDの両端電圧をコンデンサC3に蓄え、ト
ランジスタQ1、Q2を外部の制御信号によって制御するこ
とにより変成器Tの二次側からダイオードブリッジ回路
DBを経てコンデンサC2の両端に所定の電圧を発生する。
このコンデンサC2の両端電圧は、トランジスタTr1〜Tr
3、抵抗R3〜R5及びダイオードD2で構成されFET1を駆動
するための駆動回路3に送られる。この駆動回路3のト
ランジスタTr2は制御回路CTLによってオン/オフ制御さ
れるようになっている。
次にこの従来例の動作を説明する。
負荷Zに流れる電流はツェナーダイオードZDで電圧に
変換され、この電圧をトランジスタQ1、Q2のオン/オフ
制御によりコンデンサC2の両端に所定の直流電圧を発生
する。
変換され、この電圧をトランジスタQ1、Q2のオン/オフ
制御によりコンデンサC2の両端に所定の直流電圧を発生
する。
今、制御回路CTLによりトランジスタTr2がオフの状態
にあるとすると、コンデンサC2に発生した電圧は、トラ
ンジスタTr3をオンにするとともにトランジスタTr1をオ
フにするので、FET1のゲートG−ソースS間にその電圧
を印加し、FET1をオンにする。
にあるとすると、コンデンサC2に発生した電圧は、トラ
ンジスタTr3をオンにするとともにトランジスタTr1をオ
フにするので、FET1のゲートG−ソースS間にその電圧
を印加し、FET1をオンにする。
これにより、負荷Zの電圧はFET1のドレインD−ソー
スS間の飽和電圧VDSに低下し、実質的に短絡された形
となるので、抵抗R2の電圧を検出する制御回路CTLは今
度は負荷電圧を上げるためにトランジスタTr2をオンに
する。すると、トランジスタTr3がオフになりトランジ
スタTr1はFET1のD−Gを介してオンとなるのでFET1は
オフとなって定電流電源PFからの電圧を負荷Zに供給す
る。
スS間の飽和電圧VDSに低下し、実質的に短絡された形
となるので、抵抗R2の電圧を検出する制御回路CTLは今
度は負荷電圧を上げるためにトランジスタTr2をオンに
する。すると、トランジスタTr3がオフになりトランジ
スタTr1はFET1のD−Gを介してオンとなるのでFET1は
オフとなって定電流電源PFからの電圧を負荷Zに供給す
る。
このようにして制御回路CTLがFET1をオン/オフ動作
させることにより、所定の直流電圧が負荷Zから発生さ
れることになる。
させることにより、所定の直流電圧が負荷Zから発生さ
れることになる。
上記の従来の定電流入力型DC−DCコンバータでは、定
電流電源PFの電源を投入した時又はFET1がオフの時に、
負荷Zが無負荷状態又は高インピーダンス状態にあった
とすると、定電流電源の性質上、定電流電源が所定の定
電流を供給できる最大の電圧まで上昇してしまうため、
負荷Zの両端電圧は過度に大きくなって行く。
電流電源PFの電源を投入した時又はFET1がオフの時に、
負荷Zが無負荷状態又は高インピーダンス状態にあった
とすると、定電流電源の性質上、定電流電源が所定の定
電流を供給できる最大の電圧まで上昇してしまうため、
負荷Zの両端電圧は過度に大きくなって行く。
この場合にも負荷電流Iは流れるが、その量が少しづ
つしか増加しないため、コンデンサC2の両端に発生する
電圧が徐々に高くなって確立(起動完了)しトランジス
タTr3をオンにするまではFET1をオンにできないことに
なる。
つしか増加しないため、コンデンサC2の両端に発生する
電圧が徐々に高くなって確立(起動完了)しトランジス
タTr3をオンにするまではFET1をオンにできないことに
なる。
このため、負荷を構成する各部品に過大なストレスを
与えてしまうという問題点があった。
与えてしまうという問題点があった。
従って、本発明は、負荷と並列にFETを接続し、該負
荷を流れる電流に基づいて該FETをオン/オフ制御し定
電流源からの負荷電圧を制御する定電流入力型DC−DCコ
ンバータにおいて、負荷に高インピーダンス状態にあっ
ても直ぐにFETをオンにして負荷構成部品に過大な電圧
ストレスを掛けないようにすることを目的とする。
荷を流れる電流に基づいて該FETをオン/オフ制御し定
電流源からの負荷電圧を制御する定電流入力型DC−DCコ
ンバータにおいて、負荷に高インピーダンス状態にあっ
ても直ぐにFETをオンにして負荷構成部品に過大な電圧
ストレスを掛けないようにすることを目的とする。
本発明に係る定電流入力型DC−DCコンバータでは、第
1図に概念的に示すように、第1及び第2の抵抗r1、r2
とで構成され、起動時のみ第2の抵抗r2の分圧によりFE
T1をオンにする分圧回路4と、駆動電源回路2の出力端
子にゲートが接続され、FET1のゲートと駆動回路3の出
力端子との間にドレイン−ソース間が接続され、該駆動
電源回路2の出力電圧が確立した起動後であって該駆動
回路3が駆動出力を発生していない時にオンとなって第
1の抵抗r1及び駆動回路3に電流を流すことによりFET1
をオフにする別のFET5と、を備え、起動後のFET1のオン
/オフ動作はFET5を介して駆動回路3により行われるも
のである。
1図に概念的に示すように、第1及び第2の抵抗r1、r2
とで構成され、起動時のみ第2の抵抗r2の分圧によりFE
T1をオンにする分圧回路4と、駆動電源回路2の出力端
子にゲートが接続され、FET1のゲートと駆動回路3の出
力端子との間にドレイン−ソース間が接続され、該駆動
電源回路2の出力電圧が確立した起動後であって該駆動
回路3が駆動出力を発生していない時にオンとなって第
1の抵抗r1及び駆動回路3に電流を流すことによりFET1
をオフにする別のFET5と、を備え、起動後のFET1のオン
/オフ動作はFET5を介して駆動回路3により行われるも
のである。
第1図に示した本発明に係る定電流入力型DC−DCコン
バータにおいては、負荷Zの両端の電圧を分圧回路4で
検出し、第2の抵抗r2の分圧電圧を起動時のみFET1のゲ
ート−ソース間に印加することによりFET1をオンにする
ことができる。
バータにおいては、負荷Zの両端の電圧を分圧回路4で
検出し、第2の抵抗r2の分圧電圧を起動時のみFET1のゲ
ート−ソース間に印加することによりFET1をオンにする
ことができる。
FET1がオンになると、負荷電流が流れるため、駆動電
源回路2の出力端子電圧が上昇し、この電圧が確立(起
動後)とすると、これをゲート電圧としているFET5がオ
ンとなるため、第1の抵抗r1、FET5及び駆動回路3を介
して電流が流れるためFET1のゲート−ソース間を短絡状
態にする。これによりFET1はオフとなる。
源回路2の出力端子電圧が上昇し、この電圧が確立(起
動後)とすると、これをゲート電圧としているFET5がオ
ンとなるため、第1の抵抗r1、FET5及び駆動回路3を介
して電流が流れるためFET1のゲート−ソース間を短絡状
態にする。これによりFET1はオフとなる。
起動後は駆動回路3がFET1を駆動する出力を発生する
か否定かによってFET1のスイッチング動作を行う。
か否定かによってFET1のスイッチング動作を行う。
即ち、駆動回路3がFET1を駆動しない時には、既に確
立した駆動電源回路2の出力電圧によりFET5がオンとな
り、抵抗r1、FET5のD−S、及び駆動回路3を介して電
流が流れ、FET1をオフにする。また、駆動回路3がFET1
を駆動する時には、駆動回路3の出力電圧がFET5の内部
ダイオード作用によりFET1のゲートに印加されてFET1を
オンにする。
立した駆動電源回路2の出力電圧によりFET5がオンとな
り、抵抗r1、FET5のD−S、及び駆動回路3を介して電
流が流れ、FET1をオフにする。また、駆動回路3がFET1
を駆動する時には、駆動回路3の出力電圧がFET5の内部
ダイオード作用によりFET1のゲートに印加されてFET1を
オンにする。
起動後は、このような動作を繰り返すスイッチング動
作が行われる。
作が行われる。
このように、起動時に例え負荷Zが無負荷状態になっ
て負荷電圧が高くなっても分圧回路4によりFET1を直ぐ
にオンにできるので、過度に高くなることはなく、各部
品から過度の電圧ストレスを除去することができる。
て負荷電圧が高くなっても分圧回路4によりFET1を直ぐ
にオンにできるので、過度に高くなることはなく、各部
品から過度の電圧ストレスを除去することができる。
以下、本願発明に係る定電流入力型DC−DCコンバータ
の実施例を説明する。
の実施例を説明する。
第2図は第1図に示した本発明の定電流入力型DC−DC
コンバータにおける点線で示した部分の実施例を示した
もので、この実施例と第3図に示した従来例との差異
は、一点鎖線で示した起動回路STを設けた点である。
コンバータにおける点線で示した部分の実施例を示した
もので、この実施例と第3図に示した従来例との差異
は、一点鎖線で示した起動回路STを設けた点である。
即ち、FET1とを並列接続された分圧回路4を構成する
分圧抵抗r1とr2との分圧点AをFET1のゲートGに接続す
るとともに抵抗r2の両端、即ちFET1のゲートとソース間
にツェナーダイオードZD0を接続する。分圧点Aには、
更にFET5のドレインDが接続され、FET5のソースSは駆
動回路3の出力端子、即ちダイオードD2とトランジスタ
Tr1のコレクタとの接続点に接続され、ゲートGの抵抗r
3を介して駆動電源回路2の出力端子、即ちコンデンサC
2の一端に接続されている。尚、上記の実施例でも、FET
としてMOS−FETを用いる。
分圧抵抗r1とr2との分圧点AをFET1のゲートGに接続す
るとともに抵抗r2の両端、即ちFET1のゲートとソース間
にツェナーダイオードZD0を接続する。分圧点Aには、
更にFET5のドレインDが接続され、FET5のソースSは駆
動回路3の出力端子、即ちダイオードD2とトランジスタ
Tr1のコレクタとの接続点に接続され、ゲートGの抵抗r
3を介して駆動電源回路2の出力端子、即ちコンデンサC
2の一端に接続されている。尚、上記の実施例でも、FET
としてMOS−FETを用いる。
次に上記の実施例における起動回路の動作を説明す
る。
る。
FET1がオフのときに、負荷Zが無負荷状態又は高イン
ピーダンス状態にあれば、定電流電源PFの出力電圧は上
昇して行くが、この電圧は分圧回路4で分圧されてFET1
のゲート電圧となるため、FET1は所定の電圧はオンにな
る。これにより、起動時の無負荷状態での負荷電圧の過
大な上昇を防ぐことができる。
ピーダンス状態にあれば、定電流電源PFの出力電圧は上
昇して行くが、この電圧は分圧回路4で分圧されてFET1
のゲート電圧となるため、FET1は所定の電圧はオンにな
る。これにより、起動時の無負荷状態での負荷電圧の過
大な上昇を防ぐことができる。
この後、負荷電圧Iを流れるので、コンデンサC2の両
端の電圧は徐々に上昇し、この電圧が確立(起動完了)
した時点でFET5がオンとなる(FET5はこれまではオフ状
態を保つ)。
端の電圧は徐々に上昇し、この電圧が確立(起動完了)
した時点でFET5がオンとなる(FET5はこれまではオフ状
態を保つ)。
これにより、トランジスタTr3及びFET1がオン/オフ
制御状態に入る。
制御状態に入る。
この状態で、制御回路CTLがトランジスタTr2をオフに
する時(負荷電圧が高い時)には、トランジスタTr3は
オンとなってダイオードD2及びFET5の内部ダイオード作
用(点線で示す)によりFET1をオンにして負荷電圧を下
げ、トランジスタTr2をオンにする時(負荷電圧が低い
時)には、トランジスタTr3がオフとなり、FET5がオン
となりトランジスタTr1は、抵抗r1からFET5のD−S間
を通って流れる電流によりオンとなる。これと同時にFE
T1の浮遊容量に溜まっていた電荷もFET5及びトランジス
タTr1を流れて消失するとともにFET1はオフになる。
する時(負荷電圧が高い時)には、トランジスタTr3は
オンとなってダイオードD2及びFET5の内部ダイオード作
用(点線で示す)によりFET1をオンにして負荷電圧を下
げ、トランジスタTr2をオンにする時(負荷電圧が低い
時)には、トランジスタTr3がオフとなり、FET5がオン
となりトランジスタTr1は、抵抗r1からFET5のD−S間
を通って流れる電流によりオンとなる。これと同時にFE
T1の浮遊容量に溜まっていた電荷もFET5及びトランジス
タTr1を流れて消失するとともにFET1はオフになる。
この後は、上記の動作を繰り返す。
このようにして、本コンバータの起動時のみ、分圧回
路4が働いてFET1をオンにし、過大な負荷電圧を発生さ
せないようにしている。但し、分圧抵抗r2によりFET1の
ゲート−ソース間に過大な電圧が印加されないようにす
るため、抵抗r2と並列にツェナーダイオードZD0が接続
されている。
路4が働いてFET1をオンにし、過大な負荷電圧を発生さ
せないようにしている。但し、分圧抵抗r2によりFET1の
ゲート−ソース間に過大な電圧が印加されないようにす
るため、抵抗r2と並列にツェナーダイオードZD0が接続
されている。
以上のように、本発明の定電流入力型DC−DCコンバー
タによれば、起動時のみ負荷と並列のFETをオンにし、
起動後は別に設けたFETと駆動回路とによりオン/オフ
制御を行うように構成したので、負荷を構成する各部品
に与える電圧ストレスを低減することができ、このスト
レスの低減によりコンバータ自体を小型化することがで
きるという効果がある。
タによれば、起動時のみ負荷と並列のFETをオンにし、
起動後は別に設けたFETと駆動回路とによりオン/オフ
制御を行うように構成したので、負荷を構成する各部品
に与える電圧ストレスを低減することができ、このスト
レスの低減によりコンバータ自体を小型化することがで
きるという効果がある。
第1図は本発明に係る定電流入力型DC−DCコンバータを
概念的に示したブロック図、 第2図は本発明に係る定電流入力型DC−DCコンバータの
一実施例を示した回路図、 第3図は従来の定電流入力型DC−DCコンバータの一例を
示す図、である。 第1図において、 1、5……FET、 2……駆動電源回路、 3……駆動回路、 4……分圧回路、 r1、r2……抵抗、 Z……負荷、 PF……定電流電源。 図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
概念的に示したブロック図、 第2図は本発明に係る定電流入力型DC−DCコンバータの
一実施例を示した回路図、 第3図は従来の定電流入力型DC−DCコンバータの一例を
示す図、である。 第1図において、 1、5……FET、 2……駆動電源回路、 3……駆動回路、 4……分圧回路、 r1、r2……抵抗、 Z……負荷、 PF……定電流電源。 図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項1】負荷(Z)と並列にFET(1)を接続し、
該負荷(Z)を流れる電流に基づいて駆動電源回路
(2)及び該駆動電源回路(2)に接続された駆動回路
(3)により該FET(1)をオン/オフ制御し定電流源
(PF)からの負荷電圧を制御する定電流入力型DC−DCコ
ンバータにおいて、 第1及び第2の抵抗(r1,r2)とで構成され、起動時の
み該第2の抵抗(r2)の分圧により該FET(1)をオン
にする分圧回路(4)と、 該駆動電源回路(2)の出力端子にゲートが接続され、
該FET(1)のゲートと該駆動回路(3)の出力端子と
の間にドレイン−ソース間が接続され、該駆動電源回路
(2)の出力電圧が確立した起動後であって該駆動回路
(3)の駆動出力が発生されない時にオンとなり該第1
の抵抗(r1)及び該駆動回路(3)に電流を流すことに
より該FET(1)をオフにする別のFET(5)と、 を備え、起動後の該FET(1)のオン/オフ動作は該別
のFET(5)を介して該駆動回路(3)により行われる
ことを特徴とした定電流入力型DC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1642688A JP2601495B2 (ja) | 1988-01-27 | 1988-01-27 | 定電流入力型dc−dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1642688A JP2601495B2 (ja) | 1988-01-27 | 1988-01-27 | 定電流入力型dc−dcコンバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01194863A JPH01194863A (ja) | 1989-08-04 |
JP2601495B2 true JP2601495B2 (ja) | 1997-04-16 |
Family
ID=11915915
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1642688A Expired - Fee Related JP2601495B2 (ja) | 1988-01-27 | 1988-01-27 | 定電流入力型dc−dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2601495B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5024963B2 (ja) * | 2008-07-23 | 2012-09-12 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | エンジン始動装置 |
-
1988
- 1988-01-27 JP JP1642688A patent/JP2601495B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH01194863A (ja) | 1989-08-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6911806B2 (en) | DC to DC converter producing output voltage exhibiting rise and fall characteristics independent of load thereon | |
US4959606A (en) | Current mode switching regulator with programmed offtime | |
US6441597B1 (en) | Method and apparatus for sensing output inductor current in a DC-to-DC power converter | |
US5233508A (en) | Dc/dc voltage converting device | |
US5959442A (en) | Buck converter | |
US7564228B2 (en) | Switching regulator | |
US20020036487A1 (en) | Bootstrap circuit in DC/DC static converters | |
JPS5911420A (ja) | 電圧調整器 | |
JPH0357713B2 (ja) | ||
US8797010B2 (en) | Startup for DC/DC converters | |
JP2601495B2 (ja) | 定電流入力型dc−dcコンバータ | |
JP3238833B2 (ja) | 電源回路 | |
US6115265A (en) | Constant output current load driver | |
US6348784B1 (en) | Switching power supply | |
US5502634A (en) | Regulated auxiliary power supply | |
JPH07264866A (ja) | Ac−dcコンバータ | |
JP2656070B2 (ja) | 定電流入力型dc−dcコンバータ | |
JP2605397B2 (ja) | 多出力スイッチング電源装置の起動回路 | |
JPH041586B2 (ja) | ||
JP2776152B2 (ja) | スイッチングレギュレ−タ | |
JP2596141Y2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2735736B2 (ja) | スイッチング電源 | |
JPH06133539A (ja) | ステップアップdc−dcコンバータ | |
JPH04255459A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP2554736Y2 (ja) | スイッチングレギュレ−タ |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |