JP2597692B2 - タッチ座標検出装置 - Google Patents
タッチ座標検出装置Info
- Publication number
- JP2597692B2 JP2597692B2 JP31056588A JP31056588A JP2597692B2 JP 2597692 B2 JP2597692 B2 JP 2597692B2 JP 31056588 A JP31056588 A JP 31056588A JP 31056588 A JP31056588 A JP 31056588A JP 2597692 B2 JP2597692 B2 JP 2597692B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- terminal
- touch
- touch panel
- integrator
- counting
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Position Input By Displaying (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 抵抗膜が設けられたタッチパネルの各端子からみたイ
ンピーダンスを測定してタッチパネル上の接触位置座標
を検出するタッチ座標検出装置に関し、 ノイズによる接触位置座標の誤検出を防止することを
目的とし、 タッチパネルへの指示体の接触前及び接触中の夫々に
おける該タッチパネルの各端子からみたインピーダンス
に応じて、発振周波数が変化するようにされた位相同期
ループ構成の可変発振器の出力信号を、計数手段により
計数して得られた各計数値に基づいて前記指示体の該タ
ッチパネルへの接触位置座標を検出するタッチ座標位置
検出装置において、前記可変発振器内の電圧制御発振器
へ位相誤差信号を制御電圧に変換して供給する積分器の
時定数を、該積分器の出力制御電圧のノイズによる変化
が設定レベル以下に抑えられる大なる値に設定する手段
と、任意の前記一定期間の計数終了後、次の前記一定期
間の計数を開始するまでの計数休止期間を、前記タッチ
パネルへの指示体の接触直後の前記積分器の出力制御電
圧の不安定期間よりも大に設定する手段と、を具備する
よう構成する。
ンピーダンスを測定してタッチパネル上の接触位置座標
を検出するタッチ座標検出装置に関し、 ノイズによる接触位置座標の誤検出を防止することを
目的とし、 タッチパネルへの指示体の接触前及び接触中の夫々に
おける該タッチパネルの各端子からみたインピーダンス
に応じて、発振周波数が変化するようにされた位相同期
ループ構成の可変発振器の出力信号を、計数手段により
計数して得られた各計数値に基づいて前記指示体の該タ
ッチパネルへの接触位置座標を検出するタッチ座標位置
検出装置において、前記可変発振器内の電圧制御発振器
へ位相誤差信号を制御電圧に変換して供給する積分器の
時定数を、該積分器の出力制御電圧のノイズによる変化
が設定レベル以下に抑えられる大なる値に設定する手段
と、任意の前記一定期間の計数終了後、次の前記一定期
間の計数を開始するまでの計数休止期間を、前記タッチ
パネルへの指示体の接触直後の前記積分器の出力制御電
圧の不安定期間よりも大に設定する手段と、を具備する
よう構成する。
本発明はタッチ座標検出装置に係り、特に抵抗膜が設
けられたタッチパネルの各端子からみたインピーダンス
を測定してタッチパネル上の接触位置座標を検出するタ
ッチ座標検出装置に関する。
けられたタッチパネルの各端子からみたインピーダンス
を測定してタッチパネル上の接触位置座標を検出するタ
ッチ座標検出装置に関する。
第５図は本出願人が特開昭60-181913号公報で開示し
た従来のタッチ座標検出装置の原理構成図を示す。同図
中、10は基板上に設けられた抵抗膜で、タッチパネルを
構成しており、その両端に端子ＬとＲが設けられてい
る。
た従来のタッチ座標検出装置の原理構成図を示す。同図
中、10は基板上に設けられた抵抗膜で、タッチパネルを
構成しており、その両端に端子ＬとＲが設けられてい
る。
端子Ｌは演算増幅器で構成したボルテージホロア11を
介して端子Ｒに接続される一方、可変発振器12の出力端
子13に接続されている。可変発振器12は正弦波を出力す
る第１の出力端子13と、パルスを出力する第２の出力端
子14とを有している。
介して端子Ｒに接続される一方、可変発振器12の出力端
子13に接続されている。可変発振器12は正弦波を出力す
る第１の出力端子13と、パルスを出力する第２の出力端
子14とを有している。
端子Ｒは上記のボルテージホロア11の出力端子に接続
されている。従って、抵抗膜10上への接触が何もないと
きには、端子ＬとＲの各電位は常に同電位になるため、
抵抗膜10には電流は流れない。
されている。従って、抵抗膜10上への接触が何もないと
きには、端子ＬとＲの各電位は常に同電位になるため、
抵抗膜10には電流は流れない。
ここで、端子Ｌとアース間の浮遊容量をCSX，端子Ｒ
とアース間の浮遊容量をCS1-Xとすると、端子Ｒが極め
て小なるボルテージホロア11の出力インピーダンスに接
続されているので無視できるから、端子Ｌ（端子13）か
らみたインピーダンスはCSXとみなせる。
とアース間の浮遊容量をCS1-Xとすると、端子Ｒが極め
て小なるボルテージホロア11の出力インピーダンスに接
続されているので無視できるから、端子Ｌ（端子13）か
らみたインピーダンスはCSXとみなせる。
この状態において、第５図に示すように人間が指15を
抵抗膜10上の任意の位置Ｐに接触したものとすると、接
触位置Ｐは等価的に人体容量CBを介して接地されたこと
になる。端子Ｌ及びＲの電位は可変発振器12の出力信号
電位で、通常は正又は負のいずれかの電位となっている
から、上記の指タッチにより端子Ｌ及びＲにおける電位
（これらは指タッチ時も常に同電位である）と人体容量
CBの接地側電位（アース電位）との間に電位差が生じ、
端子Ｌと指15との間で電流が流れ、かつ、端子Ｒと指15
との間で電流が流れる。なお、ボルテージホロア11の入
力インピーダンスは理想的には無限大であるから、端子
Ｌからボルテージホロア11を経由して端子Ｒへ電流が流
れることはない。
抵抗膜10上の任意の位置Ｐに接触したものとすると、接
触位置Ｐは等価的に人体容量CBを介して接地されたこと
になる。端子Ｌ及びＲの電位は可変発振器12の出力信号
電位で、通常は正又は負のいずれかの電位となっている
から、上記の指タッチにより端子Ｌ及びＲにおける電位
（これらは指タッチ時も常に同電位である）と人体容量
CBの接地側電位（アース電位）との間に電位差が生じ、
端子Ｌと指15との間で電流が流れ、かつ、端子Ｒと指15
との間で電流が流れる。なお、ボルテージホロア11の入
力インピーダンスは理想的には無限大であるから、端子
Ｌからボルテージホロア11を経由して端子Ｒへ電流が流
れることはない。
ここで、接触位置Ｐと端子Ｌとの間の抵抗値をRX，接
触位置Ｐと端子Ｒとの間の抵抗値をR1-Xとすると、浮遊
容量CS1-Xは極めて低いボルテージホロア11の出力イン
ピーダンスに接続されているので無視できるから、端子
Ｌからみたインピーダンスは、 CX＝CSX＋CB｛R1-X／（RX＋R1-X）｝ （１） で表わされる容量値CXとなる。
触位置Ｐと端子Ｒとの間の抵抗値をR1-Xとすると、浮遊
容量CS1-Xは極めて低いボルテージホロア11の出力イン
ピーダンスに接続されているので無視できるから、端子
Ｌからみたインピーダンスは、 CX＝CSX＋CB｛R1-X／（RX＋R1-X）｝ （１） で表わされる容量値CXとなる。
次に、ボルテージホロア11の入力端子を端子Ｒに切換
接続し、かつ、ボルテージホロア11の出力端子を端子Ｌ
に切換接続し、同様にして端子Ｒからみたインピーダン
スを求めると、 C1-X＝CS1-X＋CB｛RX／（RX＋R1-X）｝ （２） で表わされる容量値C1-Xが得られる。
接続し、かつ、ボルテージホロア11の出力端子を端子Ｌ
に切換接続し、同様にして端子Ｒからみたインピーダン
スを求めると、 C1-X＝CS1-X＋CB｛RX／（RX＋R1-X）｝ （２） で表わされる容量値C1-Xが得られる。
また、端子L,Rの各位置座標を夫々０，１に
規格化すると、接触位置Ｐの位置座標Ｘは、 Ｘ＝R1-X／（RX＋R1-X） （３） で表わされる。
規格化すると、接触位置Ｐの位置座標Ｘは、 Ｘ＝R1-X／（RX＋R1-X） （３） で表わされる。
従って、（１）〜（３）式からRX，R1-X及びCBを消去
して位置座標Ｘを求めると次式が得られる。
して位置座標Ｘを求めると次式が得られる。
Ｘ＝（C1-X−CS1-X）／｛（CX−CSX）＋（C1-X−
CS1-X）｝ （４） 他方、前記した可変発振器12は位相同期ループ（PL
L）の構成であり、ボルテージホロア11の入力端子に接
続されている端子13からみたインピーダンス（これは実
質的には前記合成容量値C1-X又はCXの逆数）に比例した
周波数で発振出力されるように構成されている。従っ
て、第５図に示した構成の場合には合成容量値CXに反比
例した周波数で可変発振器12は発振しており、このとき
の端子14からの発振出力パルスを一定期間計数すること
で、次式 Ｃ＝K/N （５） （ただし、Ｎは上記の計数値、Ｋは定数） に基づき、そのときのＣの値（ここではCX）を算出する
ことができる。
CS1-X）｝ （４） 他方、前記した可変発振器12は位相同期ループ（PL
L）の構成であり、ボルテージホロア11の入力端子に接
続されている端子13からみたインピーダンス（これは実
質的には前記合成容量値C1-X又はCXの逆数）に比例した
周波数で発振出力されるように構成されている。従っ
て、第５図に示した構成の場合には合成容量値CXに反比
例した周波数で可変発振器12は発振しており、このとき
の端子14からの発振出力パルスを一定期間計数すること
で、次式 Ｃ＝K/N （５） （ただし、Ｎは上記の計数値、Ｋは定数） に基づき、そのときのＣの値（ここではCX）を算出する
ことができる。
また、CSXは指15をタッチしていないとき（すなわ
ち、CB＝Ｏ）に（５）式に基づいて算出することがで
き、更に端子L,Rとボルテージホロア11との入出力との
接続関係を逆にすることにより、上記と同様にしてC1-X
とCS1-Xとを夫々算出することができる。従って、これ
らより算出した各値を（４）式に代入することにより、
前記位置座標Ｘを算出することができる。
ち、CB＝Ｏ）に（５）式に基づいて算出することがで
き、更に端子L,Rとボルテージホロア11との入出力との
接続関係を逆にすることにより、上記と同様にしてC1-X
とCS1-Xとを夫々算出することができる。従って、これ
らより算出した各値を（４）式に代入することにより、
前記位置座標Ｘを算出することができる。
可変発振器12は前記したようにPLL構成であり、位相
誤差信号を積分器を通して制御電圧に変換して電圧制御
発振器（VCO）の出力発振周波数を可変制御する。このV
COから位相比較回路への伝送路の途中に端子13が設けら
れ、またVCOの別途パルスを出力する端子が端子14であ
る。
誤差信号を積分器を通して制御電圧に変換して電圧制御
発振器（VCO）の出力発振周波数を可変制御する。このV
COから位相比較回路への伝送路の途中に端子13が設けら
れ、またVCOの別途パルスを出力する端子が端子14であ
る。
上記の積分器は第６図（Ａ）に示す如く、指タッチが
あるとその出力電圧がタッチされていないときに比し大
となり、可変発振器内のVCOの出力発振周波数が低下す
る。
あるとその出力電圧がタッチされていないときに比し大
となり、可変発振器内のVCOの出力発振周波数が低下す
る。
しかるに、人体の指15が抵抗膜10（厳密には抵抗膜10
に被着されている絶縁膜）に接触するときに、ノイズが
人体に飛来している場合、このノイズが指15を介してタ
ッチパネルに印加され、これが第６図（Ｂ）に17で示す
如く積分器出力電圧に重畳されてしまうため、VCOの出
力発振周波数が乱されてしまう。
に被着されている絶縁膜）に接触するときに、ノイズが
人体に飛来している場合、このノイズが指15を介してタ
ッチパネルに印加され、これが第６図（Ｂ）に17で示す
如く積分器出力電圧に重畳されてしまうため、VCOの出
力発振周波数が乱されてしまう。
従って、従来は上記のノイズによりインピーダンス
（実質的には前記容量Ｃ）の測定に誤差が生じ、結果と
して抵抗膜10へのタッチ位置座標とその検出座標との間
にずれを起こすという問題があった。
（実質的には前記容量Ｃ）の測定に誤差が生じ、結果と
して抵抗膜10へのタッチ位置座標とその検出座標との間
にずれを起こすという問題があった。
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、ノイズに
よる接触位置座標の誤検出を防止することができるタッ
チ座標検出装置を提供することを目的とする。
よる接触位置座標の誤検出を防止することができるタッ
チ座標検出装置を提供することを目的とする。
本発明のタッチ座標検出装置は、タッチパネルの各端
子からみたインピーダンスに夫々応じて発振周波数が変
化するようにされた位相同期ループ構成の可変発振器の
出力信号を一定期間毎に計数して得られた各計数値に基
づいて指示体のタッチパネルへの接触位置座標を検出す
るタッチ座標検出装置において、前記可変発振器内の電
圧制御発振器へ制御電圧を供給するための積分器の時定
数を、ノイズによる出力電圧変化が設定レベル以下とす
るよう大なる値に設定する手段と、計数休止期間を積分
器の出力制御電圧の不安定期間よりも大に設定する手段
とを備えたものである。
子からみたインピーダンスに夫々応じて発振周波数が変
化するようにされた位相同期ループ構成の可変発振器の
出力信号を一定期間毎に計数して得られた各計数値に基
づいて指示体のタッチパネルへの接触位置座標を検出す
るタッチ座標検出装置において、前記可変発振器内の電
圧制御発振器へ制御電圧を供給するための積分器の時定
数を、ノイズによる出力電圧変化が設定レベル以下とす
るよう大なる値に設定する手段と、計数休止期間を積分
器の出力制御電圧の不安定期間よりも大に設定する手段
とを備えたものである。
前記積分器は位相同期ループ（PLL）内において、位
相比較器からの位相誤差信号を積分して電圧制御発振器
の制御電圧に変換し、この制御電圧により電圧制御発振
器の出力発振周波数を可変制御するために元来設けられ
ている回路である。
相比較器からの位相誤差信号を積分して電圧制御発振器
の制御電圧に変換し、この制御電圧により電圧制御発振
器の出力発振周波数を可変制御するために元来設けられ
ている回路である。
本発明はこの積分器の時定数を大にすることによっ
て、積分器の出力電圧（制御電圧）の急激な変化を抑
え、これにより第４図（Ｂ）に示す如く、タッチパネル
に接触する指示体にノイズが飛来した場合でも、出力電
圧のノイズによる変化を設定レベル以下に抑えるように
したものである。
て、積分器の出力電圧（制御電圧）の急激な変化を抑
え、これにより第４図（Ｂ）に示す如く、タッチパネル
に接触する指示体にノイズが飛来した場合でも、出力電
圧のノイズによる変化を設定レベル以下に抑えるように
したものである。
ただし、積分器の時定数を大にすると、タッチパネル
に指示体が接触した時でも、第４図（Ａ）に示す如く積
分器出力電圧は急激に変化せず緩やかに変化することに
なる。この積分器出力電圧がタッチ直後、所定の定常レ
ベルに到達するまでの期間（第４図（Ａ）にＴで示す）
は不安定期間である。
に指示体が接触した時でも、第４図（Ａ）に示す如く積
分器出力電圧は急激に変化せず緩やかに変化することに
なる。この積分器出力電圧がタッチ直後、所定の定常レ
ベルに到達するまでの期間（第４図（Ａ）にＴで示す）
は不安定期間である。
そこで、本発明では可変発振器の出力信号を一定期間
計数し終った後、次の一定期間の計数を開始するまでの
計数休止期間を、上記の不安定期間より長く設定するこ
とにより、不安定期間における可変発振器の出力信号の
計数を大略行なわないようにすることができる。
計数し終った後、次の一定期間の計数を開始するまでの
計数休止期間を、上記の不安定期間より長く設定するこ
とにより、不安定期間における可変発振器の出力信号の
計数を大略行なわないようにすることができる。
第１図は本発明の一実施例の要部の回路系統図を示
す。同図中、20は可変発振器、21はタッチパネルであ
る。可変発振器20は電圧制御発振器（VCO）22と、VCO22
の出力信号（正弦波）が供給される掛算器23及び全帯域
通過フィルタ（APF）24と、掛算器23の出力信号の低周
波数成分だけを波する低域フィルタ（LPF）25と、LPF
25の出力信号を積分してVCO22へ制御電圧として供給す
る積分器26とからなり、PLLの構成とされている。
す。同図中、20は可変発振器、21はタッチパネルであ
る。可変発振器20は電圧制御発振器（VCO）22と、VCO22
の出力信号（正弦波）が供給される掛算器23及び全帯域
通過フィルタ（APF）24と、掛算器23の出力信号の低周
波数成分だけを波する低域フィルタ（LPF）25と、LPF
25の出力信号を積分してVCO22へ制御電圧として供給す
る積分器26とからなり、PLLの構成とされている。
積分器26は増幅器27とその帰還路に設けられたコンデ
ンサ28,29及びスイッチ30とから構成されており、ノイ
ズが問題にならないような場所でタッチパネルが使用さ
れるときはスイッチ30はオフとされているが、本実施例
ではスイッチ30をオンとして容量値をコンデンサ28及び
29の両容量値の和とし、積分時定数を大にしてノイズを
抑圧するようにしたものである。
ンサ28,29及びスイッチ30とから構成されており、ノイ
ズが問題にならないような場所でタッチパネルが使用さ
れるときはスイッチ30はオフとされているが、本実施例
ではスイッチ30をオンとして容量値をコンデンサ28及び
29の両容量値の和とし、積分時定数を大にしてノイズを
抑圧するようにしたものである。
また、VCO22は同一周波数の正弦波とパルスとを出力
し、正弦波は掛算器23及びAPF24よりなる位相比較器へ
供給すると共に、端子31を介してタッチパネル21へ供給
し、一方パルスは端子32より後述の如く計数のために出
力される。
し、正弦波は掛算器23及びAPF24よりなる位相比較器へ
供給すると共に、端子31を介してタッチパネル21へ供給
し、一方パルスは端子32より後述の如く計数のために出
力される。
端子31からタッチパネル21をみたインピーダンス（実
質的には静電容量）は第５図の従来装置と同様の原理に
より、指示体のタッチパネルへの接触位置に応じて変化
し、このインピーダンスの変化がAPF24の位相特性を可
変するよう構成されている。
質的には静電容量）は第５図の従来装置と同様の原理に
より、指示体のタッチパネルへの接触位置に応じて変化
し、このインピーダンスの変化がAPF24の位相特性を可
変するよう構成されている。
可変発振器20は掛算器23の２入力信号の位相差が90°
になるようにVCO22の発振周波数を可変制御するように
動作するため、APF24の上記の特性変化によって結局VCO
22の出力発振周波数も変化することになる。
になるようにVCO22の発振周波数を可変制御するように
動作するため、APF24の上記の特性変化によって結局VCO
22の出力発振周波数も変化することになる。
スイッチ30がオフのときの本実施例の構成は、本出願
人が先に特開昭61-292731号公報にて開示した発明と同
様であり、VCO22の発振周期をＴとし、APF24の位相特性
を定める抵抗Ｒと容量ＣのうちＲは既知であるので、T/
（２πＲ）なる演算により容量C,すなわちタッチパネル
21へのタッチ位置座標に応じた容量（前記C1-X，
CS1-X，CSX）が算出できる。このPLLは1/（２πCR）で
決まる周波数において、掛算器23の２入力信号の位相差
を90°とする一次のAPF24を使用しているからである。
人が先に特開昭61-292731号公報にて開示した発明と同
様であり、VCO22の発振周期をＴとし、APF24の位相特性
を定める抵抗Ｒと容量ＣのうちＲは既知であるので、T/
（２πＲ）なる演算により容量C,すなわちタッチパネル
21へのタッチ位置座標に応じた容量（前記C1-X，
CS1-X，CSX）が算出できる。このPLLは1/（２πCR）で
決まる周波数において、掛算器23の２入力信号の位相差
を90°とする一次のAPF24を使用しているからである。
また、LPF25は上記の公開公報に開示されているよう
に、ノイズ抑圧用であり、掛算器23の出力位相誤差信号
中に含まれるノイズを抑圧する。すなわち、このLPF25
はノイズ抑圧専用に新たに設けられたものであるが、ノ
イズ抑圧効果は必ずしも十分でなかった。
に、ノイズ抑圧用であり、掛算器23の出力位相誤差信号
中に含まれるノイズを抑圧する。すなわち、このLPF25
はノイズ抑圧専用に新たに設けられたものであるが、ノ
イズ抑圧効果は必ずしも十分でなかった。
本実施例はタッチパネル21に飛来し、第１図に破線で
示す如き経路で伝播するノイズを、既存のPLLでPLLの動
作のためにもともと使用されていた積分器を、第１図に
26で示す如く、スイッチ30をオンすることで積分時定数
を大にする構成とすることにより、更に一層ノイズを抑
圧できるようにしたものである。
示す如き経路で伝播するノイズを、既存のPLLでPLLの動
作のためにもともと使用されていた積分器を、第１図に
26で示す如く、スイッチ30をオンすることで積分時定数
を大にする構成とすることにより、更に一層ノイズを抑
圧できるようにしたものである。
ただし、積分時定数を大にすると第４図（Ａ）に示し
たように、積分器出力電圧が本来のタッチ入力時におい
て急峻に変化しなくなるので、不安定期間Ｔよりも長く
計数休止期間を設ける。
たように、積分器出力電圧が本来のタッチ入力時におい
て急峻に変化しなくなるので、不安定期間Ｔよりも長く
計数休止期間を設ける。
第２図はこの計数休止期間等を説明するための本発明
の一実施例の全体構成図を示す。同図中、第１図と同一
構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。こ
の第２図に示す構成は可変発振器20及びタイミング発生
器35などを除いて本出願人が先に特願昭63-158654号で
提案した装置と大略同様であるので、主として上記の計
数休止期間に関連のある回路部分について、第３図を併
せ参照して説明する。
の一実施例の全体構成図を示す。同図中、第１図と同一
構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。こ
の第２図に示す構成は可変発振器20及びタイミング発生
器35などを除いて本出願人が先に特願昭63-158654号で
提案した装置と大略同様であるので、主として上記の計
数休止期間に関連のある回路部分について、第３図を併
せ参照して説明する。
第２図において、タッチパネル21は抵抗膜の左右端部
の対向する位置に端子L1〜LnとR1〜Rnとが対をなして形
成され、かつ、抵抗膜の上下端部の対向する位置に端子
U1〜UmとD1〜Dmとが対をなして形成されている。
の対向する位置に端子L1〜LnとR1〜Rnとが対をなして形
成され、かつ、抵抗膜の上下端部の対向する位置に端子
U1〜UmとD1〜Dmとが対をなして形成されている。
36,37,38及び39は夫々アナログスイッチアレイで、タ
イミング発生器35からのセレクト信号がアナログスイッ
チアレイ36及び37には直接に、またアナログスイッチア
レイ38及び39にはインバータ40,41を介して夫々供給さ
れることにより、アナログスイッチアレイ36及び37が夫
々選択される期間とアナログスイッチアレイ38及び39が
夫々選択される期間とが交互に得られるように構成され
ている。
イミング発生器35からのセレクト信号がアナログスイッ
チアレイ36及び37には直接に、またアナログスイッチア
レイ38及び39にはインバータ40,41を介して夫々供給さ
れることにより、アナログスイッチアレイ36及び37が夫
々選択される期間とアナログスイッチアレイ38及び39が
夫々選択される期間とが交互に得られるように構成され
ている。
アナログスイッチアレイ36及び37,そして38及び39は
タイミング発生器35からのスイッチ素子駆動パルスによ
り、対向する一対のスイッチ素子が同時にオンとされ、
かつ、オンとなる一対のスイッチ素子が順次一方向へ走
査される。
タイミング発生器35からのスイッチ素子駆動パルスによ
り、対向する一対のスイッチ素子が同時にオンとされ、
かつ、オンとなる一対のスイッチ素子が順次一方向へ走
査される。
また、42は切換スイッチで、タイミング発生器35から
の切換パルスにより、ボルテージホロア43（第５図に示
したボルテージホロア11に相当）の入力端子及び可変発
振器20の端子31を、アナログスイッチアレイ36,37,38,
及び39に順番に切換接続する。
の切換パルスにより、ボルテージホロア43（第５図に示
したボルテージホロア11に相当）の入力端子及び可変発
振器20の端子31を、アナログスイッチアレイ36,37,38,
及び39に順番に切換接続する。
以上のことから、セレクト信号、切換パルス及びスイ
ッチ素子駆動パルスにより、ボルテージホロア43の入力
端子及び可変発振器20の端子31に接続される端子はまず
L1〜Lnが順次に一定期間ずつ接続され、次にR1〜Rn，U1
〜Um，D1〜Dmが夫々順次に一定期間ずつ接続され、か
つ、ボルテージホロア43の出力端子には、その入力端子
及び端子31に接続されている端子に対向する端子が一定
期間ずつ接続されることになる。
ッチ素子駆動パルスにより、ボルテージホロア43の入力
端子及び可変発振器20の端子31に接続される端子はまず
L1〜Lnが順次に一定期間ずつ接続され、次にR1〜Rn，U1
〜Um，D1〜Dmが夫々順次に一定期間ずつ接続され、か
つ、ボルテージホロア43の出力端子には、その入力端子
及び端子31に接続されている端子に対向する端子が一定
期間ずつ接続されることになる。
このような構成の本出願人の提案になるタッチ座標検
出装置において、本実施例はタイミング発生器35の出力
トリガパルスの周期と単安定マルチバイブレータ（以下
M.Mと記す）44の時定数の設定により、前記計数休止期
間を所定値にしたものである。
出装置において、本実施例はタイミング発生器35の出力
トリガパルスの周期と単安定マルチバイブレータ（以下
M.Mと記す）44の時定数の設定により、前記計数休止期
間を所定値にしたものである。
すなわち、タイミング発生器35は第３図ａに示すスイ
ッチ素子駆動パルスに同期して第３図ｂに示すトリガパ
ルスを発生してM.M44に供給し、これをその立ち下がり
でトリガする。M.M44はこのトリガの度に第３図ｃに示
す如く、一定期間Twハイレベルのパルスを出力する。
ッチ素子駆動パルスに同期して第３図ｂに示すトリガパ
ルスを発生してM.M44に供給し、これをその立ち下がり
でトリガする。M.M44はこのトリガの度に第３図ｃに示
す如く、一定期間Twハイレベルのパルスを出力する。
上記のパルスｃと可変発振器30の端子32から取り出さ
れた第３図ｄに示す発振パルスとは夫々２入力AND回路4
5に供給され、パルスｃのハイレベル期間Twだけ発振パ
ルスｄがAND回路45を通してカウンタ46に供給され、こ
こで計数される。カウンタ46はトリガパルスｂが供給さ
れるマイクロコンピュータ47の出力パルスにより、トリ
ガパルスｂの立ち下がり時点でクリアされる構成とされ
ている。また、マイクロコンピュータ47はトリガパルス
ｂの立ち上がり時点でカウンタ46の計数値Ｎを内部のレ
ジスタに取り込む構成とされている。
れた第３図ｄに示す発振パルスとは夫々２入力AND回路4
5に供給され、パルスｃのハイレベル期間Twだけ発振パ
ルスｄがAND回路45を通してカウンタ46に供給され、こ
こで計数される。カウンタ46はトリガパルスｂが供給さ
れるマイクロコンピュータ47の出力パルスにより、トリ
ガパルスｂの立ち下がり時点でクリアされる構成とされ
ている。また、マイクロコンピュータ47はトリガパルス
ｂの立ち上がり時点でカウンタ46の計数値Ｎを内部のレ
ジスタに取り込む構成とされている。
従って、最初のスイッチ素子駆動パルスａにより端子
L1がボルテージホロア43の入力端子に、端子R1が出力端
子に夫々接続されたものとすると、その接続状態でTwの
一定期間、発振パルスｄをカウンタ46により計数して得
られた計数値が、トリガパルスｂの立ち上がりでマイク
ロコンピュータ47内のレジスタに取り込まれ、その直後
のトリガパルスｂの立ち下がりでカウンタ46がクリアさ
れる。
L1がボルテージホロア43の入力端子に、端子R1が出力端
子に夫々接続されたものとすると、その接続状態でTwの
一定期間、発振パルスｄをカウンタ46により計数して得
られた計数値が、トリガパルスｂの立ち上がりでマイク
ロコンピュータ47内のレジスタに取り込まれ、その直後
のトリガパルスｂの立ち下がりでカウンタ46がクリアさ
れる。
クリア後に上記レジスタに記憶されていた計数値に基
づいて前記（５）式に基づいて端子L1からタッチパネル
21をみたインピーダンスが演算算出されて図示しないメ
モリに記憶される。
づいて前記（５）式に基づいて端子L1からタッチパネル
21をみたインピーダンスが演算算出されて図示しないメ
モリに記憶される。
カウンタ46のこのクリア時点直前では次のスイッチ素
子駆動パルスａにより端子L2，R2が夫々ボルテージホロ
ア43の入力端子、出力端子に切換接続されており、この
クリア時点直後から再びカウンタ46により一定期間Tw，
発振パルスｄの計数が行なわれる。
子駆動パルスａにより端子L2，R2が夫々ボルテージホロ
ア43の入力端子、出力端子に切換接続されており、この
クリア時点直後から再びカウンタ46により一定期間Tw，
発振パルスｄの計数が行なわれる。
以下、上記と同様にして、タッチパネル21の左辺の端
子L3〜Lnをボルテージホロア43の入力端子に順次接続し
て各々の計数値を求め、次に右辺の端子R1〜Rn，上辺の
端子U1〜Um，下辺の端子D1〜Dmの順で順番にボルテージ
ホロア43の入力端子に切換接続すると共に、その都度計
数値とそれに基づくインピーダンス算出値とが得られ
る。
子L3〜Lnをボルテージホロア43の入力端子に順次接続し
て各々の計数値を求め、次に右辺の端子R1〜Rn，上辺の
端子U1〜Um，下辺の端子D1〜Dmの順で順番にボルテージ
ホロア43の入力端子に切換接続すると共に、その都度計
数値とそれに基づくインピーダンス算出値とが得られ
る。
従って、カウンタ46は第３図に示すパルスｃのローレ
ベル期間Toは計数を休止しており、本実施例ではこの計
数休止期間Toが前記した積分器26のスイッチ30のオン時
の出力電圧の不安定期間Ｔより大なる値となるように、
M.M44の時定数とトリガパルスｂの周期とが設定されて
いる。これにより、前記した積分器出力電圧の不安定期
間中に計数値を得ることが極めて少なくなり、測定誤差
の発生を防止することができる。
ベル期間Toは計数を休止しており、本実施例ではこの計
数休止期間Toが前記した積分器26のスイッチ30のオン時
の出力電圧の不安定期間Ｔより大なる値となるように、
M.M44の時定数とトリガパルスｂの周期とが設定されて
いる。これにより、前記した積分器出力電圧の不安定期
間中に計数値を得ることが極めて少なくなり、測定誤差
の発生を防止することができる。
上述の如く、本発明によれば、可変発振器内の積分器
の時定数を大にすると共に、積分器出力電圧の不安定期
間よりも長い期間インピーダンス測定のための計数を休
止するようにしたため、タッチパネルから飛来するノイ
ズによる可変発振器の発振周波数の変動を大幅に抑圧す
ることができ、よってタッチ位置座標を高精度で検出す
ることができ、また上記不安定期間の影響を殆ど受ける
ことなく正確なタッチ位置座標の検出ができる等の特長
を有するものである。
の時定数を大にすると共に、積分器出力電圧の不安定期
間よりも長い期間インピーダンス測定のための計数を休
止するようにしたため、タッチパネルから飛来するノイ
ズによる可変発振器の発振周波数の変動を大幅に抑圧す
ることができ、よってタッチ位置座標を高精度で検出す
ることができ、また上記不安定期間の影響を殆ど受ける
ことなく正確なタッチ位置座標の検出ができる等の特長
を有するものである。
第１図は本発明の一実施例の要部の回路系統図、 第２図は本発明の一実施例の全体構成図、 第３図は第２図の動作説明用タイムチャート、 第４図は本発明の可変発振器内の積分器出力電圧の説明
図、 第５図は従来のタッチ座標検出装置の原理構成を示す
図、 第６図は従来の可変発振器内の積分器出力電圧の説明図
である。 図において、20は可変発振器、21はタッチパネル、22は
電圧制御発振器（VCO）、26は積分器、27は増幅器、28,
29はコンデンサ、30はスイッチ、35はタイミング発生
器、44は単安定マルチバイブレータ（M.M）、45はAND回
路、46はカウンタ、47はマイクロコンピュータ を示す。
図、 第５図は従来のタッチ座標検出装置の原理構成を示す
図、 第６図は従来の可変発振器内の積分器出力電圧の説明図
である。 図において、20は可変発振器、21はタッチパネル、22は
電圧制御発振器（VCO）、26は積分器、27は増幅器、28,
29はコンデンサ、30はスイッチ、35はタイミング発生
器、44は単安定マルチバイブレータ（M.M）、45はAND回
路、46はカウンタ、47はマイクロコンピュータ を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】タッチパネル（21）への指示体の接触前及
び接触中の夫々における該タッチパネル（21）の各端子
からみたインピーダンスに応じて、発振周波数が変化す
るようにされた位相同期ループ構成の可変発振器（20）
の出力信号を、計数手段（46）により計数して得られた
各計数値に基づいて前記指示体の該タッチパネル（21）
への接触位置座標を検出するタッチ座標位置検出装置に
おいて、 前記可変発振器（20）内の電圧制御発振器（22）へ位相
誤差信号を制御電圧に変換して供給する積分器（26）の
時定数を、該積分器（26）の出力制御電圧のノイズによ
る変化が設定レベル以下に抑えられる大なる値に設定す
る手段（28,29,30）と、 任意の前記一定期間の計数終了後、次の前記一定期間の
計数を開始するまでの計数休止期間を、前記タッチパネ
ル（21）への指示体の接触直後の前記積分器（26）の出
力制御電圧の不安定期間よりも大に設定する手段（35,4
4,45）と、 を具備したことを特徴とするタッチ座標検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31056588A JP2597692B2 (ja) | 1988-12-08 | 1988-12-08 | タッチ座標検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31056588A JP2597692B2 (ja) | 1988-12-08 | 1988-12-08 | タッチ座標検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02156322A JPH02156322A (ja) | 1990-06-15 |
| JP2597692B2 true JP2597692B2 (ja) | 1997-04-09 |
Family
ID=18006774
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31056588A Expired - Fee Related JP2597692B2 (ja) | 1988-12-08 | 1988-12-08 | タッチ座標検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2597692B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2771478B2 (ja) * | 1995-06-20 | 1998-07-02 | 静岡日本電気株式会社 | 表示機能付き無線選択呼出受信機 |
| JP4942729B2 (ja) * | 2008-05-21 | 2012-05-30 | 三菱電機株式会社 | タッチパネル、およびそれを備えた表示装置 |
-
1988
- 1988-12-08 JP JP31056588A patent/JP2597692B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02156322A (ja) | 1990-06-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7250773B2 (en) | Circuit for detecting difference in capacitance | |
| US8847896B2 (en) | Adaptive high dynamic range surface capacitive touchscreen controller | |
| EP2413098A1 (en) | Angular speed sensor | |
| JP2597692B2 (ja) | タッチ座標検出装置 | |
| JP2928273B2 (ja) | 粉体センサ | |
| US6608425B2 (en) | Vibrating gyroscope, electronic device using the same, and self-diagnosis method for vibrating gyroscope | |
| JPH05207749A (ja) | インバータ装置 | |
| US6483356B2 (en) | Sinusoidal signal generating circuit providing small phase difference with respect to reference signal and apparatus for driving oscillating element with circuit | |
| JPS6063685A (ja) | 座標入力装置用雑音除去回路 | |
| JPH0720521A (ja) | 手ブレ検出装置 | |
| JPH11258074A (ja) | 静電容量型力学量検出装置 | |
| US4310794A (en) | Capacitive probe detection systems | |
| JP5589171B2 (ja) | 物理量検出装置用回路 | |
| JP2641749B2 (ja) | タッチ座標検出装置 | |
| JP2007278968A (ja) | 液面レベル検出装置 | |
| JP2565986B2 (ja) | タッチ座標入力装置 | |
| JPS61292731A (ja) | 座標検出装置 | |
| JP3356888B2 (ja) | 静電容量式センサの信号処理回路 | |
| JPH0530089B2 (ja) | ||
| JP2004347493A (ja) | 異常検出機能を持つ静電容量式センサ装置 | |
| JP2000088577A (ja) | 静電容量検出型振動ジャイロの検出回路 | |
| JPS5915411B2 (ja) | ケイスウカイロ | |
| JPH0744104Y2 (ja) | 接続回路 | |
| JPS6237725A (ja) | 座標検出装置 | |
| JP2006153715A (ja) | 振動ジャイロ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |