JP2571915B2 - 点火装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ガス、石油などの各種燃料を点火する直列
インバータ方式の点火装置を改良した点火装置に関し、
例えば、ライター、ガス・レンジ、暖房機器、各機関な
どに用いる点火装置、特に、内燃機関用として最適な点
火装置を提供するものである。

従 来 技 術 公知技術として、第２図に示す点火方式が知られてい
る。図中で11は直流電源、２と３はサイリスタ、４はコ
ンデンサ（転流用）、12は、１次コイル12aと２次コイ
ル12bを有する点火コイル、10は点火用放電ギャップ
（点火プラグも含む。）である。

尚、外部などから与えられる点火信号に基づいてサイ
リスタ２、３が交互にオン状態となる様に、スイッチン
グ制御信号としてトリガー信号を出力するトリガー信号
発生回路は図示していない。

この点火方式は第３図に示す直列インバータを利用し
たものである。図中で13は転流リアクトル、14は負荷で
ある。（このトリガー回路は図示せず。） 参 考:1964年、ジョン・ウィリィ・アンド・サンズ社
（John Wiley ＆ Sons,Inc.）出版の『プリンシプルズ
・オブ・インバータ・サーキッツ（Principles of Inve
rter Circuits）』、訳本:1968年、コロナ社出版の『イ
ンバータ回路』 以下、この直列インバータの動作について簡単に述べ
る。このトリガー回路（図示せず。）がサイリスタ２、
３を交互にトリガーすると、コンデンサ４と転流リアク
トル13が形成する直列共振回路によって負荷14にほぼ正
弦波状のプラス、マイナスの電流が交互に断続的に流れ
る。

ここで、特に注意しなければならない事は、サイリス
タ２、３が同時にオン状態になると、これらが直流電源
11の出力を短絡してしまうことである。これは絶対に避
けなければならない。

そこで、サイリスタ２、３それぞれのオンによって負
荷14に電流が流れる期間と期間の間に休止期間を設け
て、一方のサイリスタ２（あるいは３）がターン・オフ
した後、少し時間を置いて他方のサイリスタ３（あるい
は２）をターン・オンさせる様にしている。つまり、そ
うなる様に前記トリガー回路は一定のタイミングでサイ
リスタ２、３それぞれのトリガー信号を出力して、サイ
リスタ２、３を交互にオン制御する。こうして、サイリ
スタ２、３は休止期間中にそれぞれのターン・オフを完
了させる。

そして、もう１つ注意しなければならない事は、前書
の訳本『インバータ回路』の115ページから122ページま
でに記載されている通り、例えば負荷14が重負荷（例：
抵抗値ゼロに近い抵抗。）の場合、コンデンサ４と転流
リアクトル13の各振動電圧の大きさが電源電圧の大きさ
の数倍に達してしまうので、サイリスタ２、３を含め各
構成部品の耐電圧に気を付ける必要がある、ことであ
る。尚、その各振動電圧の大きさはコンデンサ４のキャ
パシタンス、転流リアクトル13のインダクタンス及び負
荷14の大きさ（つまり、エネルギー消費の大きさ）によ
って変動する。

さて、第２図の点火装置は、点火コイル12の１次コイ
ル12aを第３図の負荷14としてこの直列インバータに接
続し、さらに、この点火コイル12が転流リアクトル13の
役目を果たすので、転流リアクトル13を省略したものと
考えることができる。

あるいは、転流リアクトル13の磁気エネルギーを電気
エネルギーに戻して取り出すために、転流リアクトル13
の代わりに点火コイル12に取り換え、負荷14は無駄なの
で抵抗ゼロとしたと考えることもできる。

ただし、この点火装置の場合、外部などから与えられ
る点火信号に基づく点火期間の間そのインバータ動作を
行う。

また、この点火装置がスパークを発生する動作は、CD
I（コンデンサ放電点火）方式と同様になるが、この点
火装置はコンデンサ４の放電時だけでなく、充電時にも
スパークを発生する。従って、サイリスタ２、３を交互
にトリガーし続ければ、直流電源11の供給エネルギーが
許す限り、全体のスパーク期間をいくらでも延ばすこと
ができる。

以上の事は、サイリスタ２、３の代わりに２つの可制
御スイッチング手段としてトランジスタの様に自己保持
機能を持たない可制御スイッチング手段２つを使う場合
も同様である。この場合、前述したトリガー信号発生回
路の代わりにスイッチング制御手段としてオン・オフ信
号発生回路が各可制御スイッチング手段に前述したトリ
ガー信号の代わりにオン・オフ信号を出力して、両可制
御スイッチング手段を交互にオン制御する。

発明が解決しようとする問題点 しかしながら、従来の点火装置には『電源短絡が起き
易い』という第１の問題点が有る。

（第１の問題点） つまり、従来の点火装置では１次コイル12aの電流が
ほぼゼロになる時点からサイリスタ２又は３のターン・
オフ動作が始まり、その時点以降にそのターン・オフが
完了するので、サイリスタ２、３が同時にオン状態に成
って直流電源11を短絡し易いのである。

もし、１次コイル12aの電流がゼロになる前からサイ
リスタ２又は３のターン・オフ動作が始まるのであれ
ば、そのターン・オフ完了時点は早まり、サイリスタ
２、３は従来より同時にオン状態に成り難くなり、電源
短絡も従来より起き難くなる。

第１の問題点があるため、直列インバータの説明の所
で述べた通り、電源短絡を防ぐために負荷14（この場合
は１次コイル12a等）に電流が流れる期間と期間の間に
休止期間を設けなければならないので、必ずスパークの
発生が断続的となる。

しかも、個々のスパーク期間は、１次側からみた点火
コイル12のインダクタンスとコンデンサ４のキャパシタ
ンスで決まる共振周期のほぼ半分になり、この半周期が
前記インダクタンスと前記キャパシタンスのばらつき、
温度変化および経時変化などにより長くなると、その分
だけ休止期間は短くなるので、休止期間はあらかじめ長
目に設定しておきたい。

これは、この半周期とこの休止期間の和が前記トリガ
ー信号のタイミングによって固定されているため、この
半周期が長くなれば、この休止期間は短くなる、からで
ある。

だから、もし、電源短絡が起き難ければ、電源短絡を
起こさずに休止期間を短くすることができるので、休止
期間をできるだけ短くし、できれば休止期間を無くして
スパークの発生を連続的にして、点火性能を向上させる
こともできる。

この事はサイリスタ２、３の代わりに両可制御スイッ
チング手段としてトランジスタの様に自己保持機能を持
たない可制御スイッチング手段２つを使う場合も同様で
ある。この場合、各オン期間は考えられる最長の半周期
に固定され、各可制御スイッチング手段は１次コイル12
aの電流がゼロになる時点もしくはその時点後にオフ制
御され、このターン・オフ動作が始まるので、両可制御
スイッチング手段が同時にオン状態に成って直流電源11
を短絡し易いのである。

それから、『スパーク等によるエネルギー消費の大き
さによってはコンデンサ（４）と１次コイル（12a）の
各振動電圧の大きさが電源電圧の大きさの数倍に達して
しまう』という第２の問題点が有る。

（第２の問題点） 第２の問題点が有るとサイリスタ２、３等の可制御ス
イッチング手段を含め各構成部品に耐電圧の大きい部品
を使用しなければならないし、しかも、大きな振動電圧
に対して耐久性を上げなければならないので、第２の問
題点はコスト・アップ要因となる。また、大きな振動電
圧は外部へ漏洩してしまう電磁波ノイズ等の増大に結び
付く。

尚、その各振動電圧の大きさは、直列インバータの説
明の所で述べた通り、コンデンサ４のキャパシタンス、
１次側からみた点火コイル12のインダクタンス、及び、
負荷14の大きさ（つまり、スパーク等によるエネルギー
消費の大きさ）によって変化してしまう。

そこで、本発明は『電源短絡が起き難く』しかも『そ
の各振動電圧の大きさを電源電圧の大きさ以内に抑える
ことができる』点火装置を提供することを目的としてい
る。（発明の目的） 問題点を解決するための手段 即ち、本発明は、 直流電源と、 コンデンサと、 第１の１次コイル、第２の１次コイル及び２次コイル
を有する点火コイルと、 前記第１の１次コイルと直列接続された第１の非可制
御スイッチング手段と、 前記第２の１次コイルと直列接続され、前記第１の非
可制御スイッチング手段と同時にオン状態のときに前記
第１、第２の１次コイル及び前記第１の非可制御スイッ
チング手段と共に第１の環路を前記両１次コイルが生じ
る磁界の向きが同じになる様に形成する第２の非可制御
スイッチング手段と、 オン状態のときに前記直流電源、前記第１の１次コイ
ル、前記第１の非可制御スイッチング手段および前記コ
ンデンサと共に第２の環路を形成する第１の可制御スイ
ッチング手段と、 オン状態のときに前記コンデンサ、前記第２の非可制
御スイッチング手段および前記第２の１次コイルと共に
第３の環路を形成する第２の可制御スイッチング手段
と、 点火信号に基づいて前記第１、第２の可制御スイッチ
ング手段を交互にオン制御するスイッチング制御手段を
有する点火装置である。

尚、環路とは英語でループ（LOOP）のことである。

作用 第１図（イ）に基づいてその作用を説明する。第１図
（イ）、（ロ）それぞれは前記構成例を簡略化した本発
明１つずつの回路図であるが、次の通り図中の各構成要
素は前述した各構成要素に相当する。

ａ）直流電源１が前述した直流電源に。

ｂ）サイリスタ２、３が前述した第１、第２の可制御ス
イッチング手段に。

ｃ）コンデンサ４が前述したコンデンサに。

ｄ）１次コイル7a、7b、２次コイル7c及び点火コイル７
が前述した第１、第２の１次コイル、２次コイル及び点
火コイルに。

ｅ）ダイオード５、６が前述した第１、第２の非可制御
スイッチング手段に。

ｆ）ダイオード５、６が同時オンのとき１次コイル7a、
7bと共に形成する環路が前述した第１の環路に。

ｇ）サイリスタ２がオンのとき直流電源１、１次コイル
7a、ダイオード５及びコンデンサ４と共に形成する環路
が前述した第２の環路に。

ｈ）サイリスタ３がオンのときコンデンサ４、ダイオー
ド６及び１次コイル7bと共に形成する環路が前述した第
３の環路に。

尚、前述したスイッチング制御手段に相当するトリガ
ー信号発生回路は省略したが、点火信号に基づく点火期
間の間このトリガー信号発生回路がサイリスタ２、３そ
れぞれのトリガー信号を出力して、サイリスタ２、３を
交互にオン制御する。

以下、第１図（イ）の回路を中心にその動作ついて述
べる。尚、説明を分かり易くするために図中の各回路部
品の機能は一部理想的なものであるとする。また、１次
コイル7a、7bの巻数は同じである必要はないが、説明を
分かり易くするために同じとする。

第４図は、第１図（イ）の各部動作波形を示したもの
で、左側の（イ）はサイリスタ２がターン・オンしてか
らの各部動作波形であり、右側の（ロ）はサイリスタ３
がターン・オンしてからの各部動作波形である。

ただし、第１図（イ）において黒丸印の付いた方の、
１次コイル7a、7bの各端子の電位を基準にして１次コイ
ル7a、7bの電圧を表わしており、１次コイル7a、7bの電
圧波形は同じになる。また、１次コイル7a、7bの電流は
ダイオード５、６の順方向の向きをプラスとして表わし
てある。さらに、最初のコンデンサ４の電圧はゼロであ
る。

先ず、サイリスタ２がトリガーされてターン・オンす
ると、サイリスタ２は直流電源１、１次コイル7a、ダイ
オード５及びコンデンサ４と共に環路（前述した第２の
環路に相当。）を形成する。このため、最初のコンデン
サ４の電圧はゼロだから、その電源電圧が１次コイル7a
に印加されるので、高電圧が２次コイル7cに誘起され、
その高電圧が点火用放電ギャップ10の絶縁破壊電圧に達
すると、点火用放電ギャップ10でスパークが発生する。

このサイリスタ２のターン・オン直後、１次コイル7a
に印加される電圧の極性は図下側がプラスであるから、
１次コイル7bに誘起される電圧の極性も図下側がプラス
である。しかも、１次コイル7aの電流がダイオード５を
流れている間ダイオード５はオン状態にあるから、１次
コイル7a、7bの両電圧の和がダイオード６に逆向きに印
加され、ダイオード６はオフ状態にある。

その後、コンデンサ４が充電されて行き、そのコンデ
ンサ電圧が直流電源１の電圧と同じになると、そのコン
デンサ電圧と電源電圧の和はゼロになるので、１次コイ
ル7aに印加される電圧はゼロになり、１次コイル7bに誘
起される電圧もゼロになる。こうなると、ダイオード６
の逆印加電圧となっていた１次コイル7a、7bの両電圧の
和もゼロになるから、それまでその逆印加電圧のためオ
フ状態にあったダイオード６がオン状態に移行し始め、
ダイオード５、６が１次コイル7a、7bの直列回路の両端
を短絡して１次コイル7a、7bに対してフライホイール
（FLYWHEEL）ダイオードの役目を果たす様になる。

ただし、厳密に言えば、ダイオード６がターン・オン
するのは１次コイル7a、7bの両電圧の和がダイオード
５、６の両順電圧の和に達する時である。この時、１次
側に電流を流すエネルギー源は磁気エネルギーを蓄積し
た点火コイル７であるから、ダイオード５、６の両順電
圧が等しいとすれば、１次コイル7aはダイオード５の順
電圧分の電圧を出力し、１次コイル7bにはその順電圧と
同じ電圧が誘起される。

その結果、点火コイル７に蓄えられた磁気エネルギー
による１次側の電流は、オン状態にあるダイオード５、
６及び１次コイル7a、7bが形成する環路（前述した第１
の環路に相当。）を流れる様になるため、コンデンサ４
とサイリスタ２を流れていた電流は途切れ、コンデンサ
４は直流電源１の電圧以上には充電されず、その電源電
圧と同じになる。（コンデンサ４に関して第２の問題点
の半分が解決。） この間の各部動作波形は第４図（イ）の（１）〜
（５）の様になる。１次コイル7a、7bの電圧は、第４図
（イ）の（１）の様に一旦直流電源１の電圧の大きさま
で上がった後、コンデンサ４の電圧がゼロから直流電源
１の電圧に充電されるのに伴い下降するが、この電圧の
下降は前記フライホイール・ダイオードの作用によりゼ
ロで止まる。従って、１次コイル7a、7bそれぞれのピー
ク電圧の大きさは直流電源１の電圧の大きさと同じにな
る。（１次コイル7a、7bに関して第２の問題点の半分が
解決。） 一方、１次コイル7a、7bの電流波形は第４図（イ）の
（２）と（３）の様に変わった波形になる。

尚、これらの電流波形は後述する第５図（イ）、
（ロ）に示す実施例において実際に観測した電流波形に
基づいている。その観測方法は、第５図（イ）の回路に
おいてダイオード５のアノードとアース間、ダイオード
６のカソードとアース間それぞれに電流波形観測用の低
抵抗を１つずつ接続し、点火コイル18、点火用放電ギャ
ップ10、ダイオード５、６及びその両低抵抗などをシー
ルドし、各低抵抗のアース側ではない端子からリード線
を１つずつ貫通型コンデンサを介してそのシールドの外
に引き出し、オシロスコープで各低抵抗の電圧波形を観
る、という方法である。

また、各使用部品や各回路定数などは後で実施例の所
で記述する通りである。

さらに、ダイオード５、６に高耐電圧、大電流容量の
ダイオードを実際に使う場合、各ダイオードに順方向電
圧が印加されてからターン・オンするまでのターン・オ
ン・タイムつまりターン・オン遅れが有る上に、各ダイ
オードに逆方向電圧が印加されてからターン・オフする
までのターン・オフ・タイムつまりターン・オン遅れが
有るので、実際の各電流波形は第４図（イ）の（２）と
（３）等の様にきれいにはならない。

さて、１次コイル7aの電流は第４図（イ）の（２）の
様にそのピーク値まで、すなわち、サイリスタ２のター
ン・オンからその４分の１周期まで、コンデンサ４と点
火コイル７の共振回路によって決まる電流となる。それ
から、１次コイル7aの電流は、その４分の１周期後その
ピーク値から途中の値（前述の実際に観測した電流波形
の場合そのピーク値のおよそ半分。）まで立下がり、そ
して、その途中の値を初期値としてその電流経路内のイ
ンダクタンスと抵抗の時定数で決まる期間の間流れ続
け、ゼロになる。

第４図（イ）の（２）の様に１次コイル7aの電流波形
がその４分の１周期経った時点で段差が現われる理由を
本発明者は次の様に考える。サイリスタ２のターン・オ
ンからその４分の１周期までは、「１次側からみた点火
コイル７のインダクタンス」は「『１次コイル7aを通じ
て』１次側からみた点火コイル７のインダクタンス」に
なるので、そのインダクタンス（スパーク発生時）はほ
ぼ１次コイル7aのリーケージ・インダクタンスと２次コ
イル7cのリーケージ・インダクタンスの和になる。

しかし、その４分の１周期後、ダイオード６のターン
・オンによってダイオード５、６が１次コイル7a、7bの
直列回路の両端を短絡して両１次コイルに共通の電流が
流れる様にするため、点火コイル７の１次側コイルは１
次コイル7aではなく『１次コイル7a、7bが一体化した一
体化１次コイル』となる。

その結果、その４分の１周期後、「１次側からみた点
火コイル７のインダクタンス」は「『その一体化１次コ
イルを通じて』１次側からみた点火コイル７のインダク
タンス」になるので、そのインダクタンス（スパーク発
生時）はほぼその一体化１次コイルのリーケージ・イン
ダクタンスと２次コイル7cのリーケージ・インダクタン
スの和になる。

例えば、簡単に考えて両１次コイルの巻数が同じなら
ば、この一体化１次コイルの巻数は各１次コイルの巻数
の２倍になり、しかも、インダクタンスは巻数の２乗に
比例するから、その一体化１次コイルの自己インダクタ
ンスは各１次コイルの自己インダクタンスの４倍にな
る。従って、その一体化１次コイルのリーケージ・イン
ダクタンスについても大幅に増加することが予測でき
る。

そこで、サイリスタ２のターン・オンからその４分の
１周期までの「１次側からみた点火コイル７のインダク
タンス」よりその４分の１周期後の「それ」の方が大き
いと、サイリスチ２のターン・オンからその４分の１周
期経った時点でそのインダクタンスが急激に変化するた
めに点火コイル７の１次側電流はエネルギー保存法則に
より不連続に低下する。その不連続に低下する理由は次
の通りである。一般的に、コイルの蓄積エネルギーは次
式で表わされる。

Ｅ＝LI²/2 ただし、E:蓄積エネルギー L:コイルのインダクタンス I:コイルに流れている電流 点火コイル７の蓄積エネルギーはその４分の１周期時
点の直前直後において急激に放出されることはなくエネ
ルギー保存法則によりほとんど一定と見なせるから、そ
の蓄積エネルギーの境界条件を満足するために、「１次
側からみた点火コイル７のインダクタンス」が例えば簡
単に４倍になったとすれば、「１次側電流の２乗」は４
分の１になり、そして、「１次側電流」は４分の１の平
方根つまり２分の１になる。

前述の実際に観測した１次コイル7aの電流の場合、そ
のピーク値に達した直後およそ半分に落ちたところをみ
ると、「１次側からみた点火コイル７のインダクタン
ス」はおよそ４倍に増加したと推測できる。

それから、１次コイル7bの電流は第４図（イ）の
（３）の様にサイリスタ２のターン・オンからその４分
の１周期まで、すなわち、前記フライホイール・ダイオ
ードの作用が行われないうちは電流が流れないので、ゼ
ロである。

しかし、その４分の１周期後、すなわち、そのフライ
ホイール・ダイオード作用が行われている間、１次コイ
ル7aと同じ電流が１次コイル7bに流れるので、１次コイ
ル7bの電流波形は１次コイル7aの電流波形と同じにな
る。

サイリスタ２の電流は前述した通りそのフライホイー
ル・ダイオード作用のために第４図（イ）の（４）の様
に途中で切れるので、すなわち、そのターン・オンから
４分の１周期後に切れるので、この切れる時点からサイ
リスタ２はそのターン・オフ・タイムを経てターン・オ
フする。

従って、サイリスタ２のターン・オフ動作はサイリス
タ２のターン・オンによって発生したスパークが終了す
るかなり前から始まるので、サイリスタ２のターン・オ
フは従来より早く完了する。その結果、サイリスタ２、
３は同時にオン状態になり難くなり、電源短絡は起き難
くなる。（第１の問題点の半分が解決。） このため、次のサイリスタ３のターン・オンまでにサ
イリスタ２のターン・オフ動作を完了させるために設け
る休止期間を短くすることができる。さらに、サイリス
タ２にターン・オフ・タイムの短い高速用サイリスタを
使えば、この休止期間を無くすことができる。従来の点
火装置（第２図）では、１次コイル12aの電流が切れた
時点からサイリスタ２又は３のターン・オフ動作が始ま
るので、これらに高速用サイリスタを用いてもスパーク
が発生している期間と期間の間に必ず休止期間が必要で
ある。

次に、サイリスタ３がトリガーされてターン・オンす
ると、サイリスタ３はコンデンサ４、ダイオード６及び
１次コイル7bと共に環路（前述の第３の環路に相当。）
を形成する。このため、このときコンデンサ４の電圧は
直流電源１の電圧と同じだから、その電源電圧が１次コ
イル7bに印加されるので、高電圧が２次コイル7cに誘起
され、その高電圧が点火用放電ギャップ10の絶縁破壊電
圧に達すると、点火用放電ギャップ10でスパークが発生
する。

このサイリスタ３のターン・オン直後、１次コイル7b
に印加される電圧の極性は図下側がプラスであるから、
１次コイル7aに誘起される電圧の極性も図下側がプラス
である。しかも、１次コイル7bの電流がダイオード６を
流れている間ダイオード６はオン状態にあるから、１次
コイル7a、7bの両電圧の和がダイオード５に逆向きに印
加され、ダイオード５はオフ状態にある。

その後、コンデンサ４が放電して行き、そのコンデン
サ電圧がゼロになると、１次コイル7bに印加される電圧
はゼロになるので、１次コイル7aに誘起される電圧もゼ
ロになる。こうなると、ダイオード５は逆印加電圧とな
っていた１次コイル7a、7bの両電圧の和もゼロになるか
ら、それまでその逆印加電圧のためにオフ状態にあった
ダイオード５がオン状態に移行し始め、ダイオード５、
６が１次コイル7a、7bの直列回路の両端を短絡して１次
コイル7a、7bに対してフライホイール・ダイオードの役
目を果たす様になる。

ただし、厳密に言えば、ダイオード５がターン・オン
するのは１次コイル7a、7bの両電圧の和がダイオード
５、６の両順電圧の和に達する時である。この時、１次
側に電流を流すエネルギー源は磁気エネルギーを蓄積し
た点火コイル７であるから、ダイオード５、６の両順電
圧が等しいとすれば、１次コイル7bはダイオード６の順
電圧分の電圧を出力し、１次コイル7aにはその順電圧と
同じ電圧が誘起される。

その結果、点火コイル７に蓄えられた磁気エネルギー
による１次側の電流は、オン状態にあるダイオード５、
６及び１次コイル7a、7bが形成する環路（前述した第１
の環路に相当。）を流れる様になるため、サイリスタ３
とコンデンサ４を流れていた電流は途切れ、コンデンサ
４は反対向きに充電されず、そのコンデンサ電圧はゼロ
のままとなる。（コンデンサ４に関して第２の問題点の
残り半分が解決。） この間の各部動作波形は第４図（ロ）の（１）〜
（５）の様になる。１次コイル7a、7bの電圧は、第４図
（ロ）の（１）の様に一旦コンデンサ４の充電電圧（直
流電源１の電圧の大きさと同じ。）の大きさに上がった
後、コンデンサ４が放電するのに伴い下降するが、この
電圧の下降は前記フライホイール・ダイオードの作用に
よりゼロで止まる。従って、１次コイル7a、7bのピーク
電圧の大きさは直流電源１の電圧の大きさと同じにな
る。（１次コイル7a、7bに関して第２の問題点の残り半
分が解決。） 一方、１次コイル7a、7bの電流波形はサイリスタ２が
ターン・オンする場合と同様に変わった波形になる。１
次コイル7bの電流は第４図（ロ）の（３）の様にそのピ
ーク値まで、すなわち、サイリスタ３のターン・オンか
らその４分の１周期まで、コンデンサ４と点火コイル７
の共振回路によって決まる電流となる。それから、１次
コイル7bの電流は、その４分の１周期後そのピーク値か
ら途中の値（前述の実際に観測した電流波形の場合その
ピーク値のおよそ半分。）まで立下がり、そして、その
途中の値を初期値としてその電流経路内のインダクタン
スと抵抗の時定数で決まる期間の間流れ続け、ゼロにな
る。

また、１次コイル7aの電流は第４図（ロ）の（２）の
様にサイリスタ３のターン・オンからその４分の１周期
まで、すなわち、前述したフライホイール・ダイオード
作用が行われないうちは電流が流れないので、ゼロであ
る。

しかし、その４分の１周期後、すなわち、前記フライ
ホイール・ダイオード作用が行われている時は、１次コ
イル7bと同じ電流が１次コイル7aに流れるので、１次コ
イル7aの電流波形は１次コイル7bの電流波形と同じにな
る。

サイリスタ３の電流は前述した通り前記フライホイー
ル・ダイオード作用のために第４図（ロ）の（５）の様
に途中で切れるので、すなわち、サイリスタ３のターン
・オンからその４分の１周期後に切れるので、この切れ
る時点からサイリスタ３はそのターン・オフ・タイムを
経てターン・オフする。

従って、サイリスタ３のターン・オフ動作はサイリス
タ３のターン・オンによって発生したスパークが終了す
るかなり前から始まるので、サイリスタ３のターン・オ
フは従来より早く完了する。その結果、サイリスタ２、
３は同時にオン状態に成り難くなり、電源短絡は起き難
くなる。（第１の問題点の残り半分が解決。） このため、次のサイリスタ２のターン・オンまでにサ
イリスタ３のターン・オフ動作を完了させるために設け
る休止期間を短くすることができる。さらに、サイリス
タ３にターン・オフ・タイムの短い高速用サイリスタを
使えば、この休止期間を無くすことができる。

後は同様に前述のトリガー信号発生回路（図示せ
ず。）がトリガー信号を出力する回数に応じてスパーク
が繰り返される。

以上の動作を極端に言えば、前記フライホイール・ダ
イオードの作用が行われ、１次コイル7a、7bに電流が流
れているときでも、一方のサイリスタ２（あるいは３）
がオフ状態にあれば、点火コイル７の磁心が飽和しない
限り、他方のサイリスタ３（あるいは２）をターン・オ
ンさせても大丈夫なのである。

この場合、後述する第６図（ロ）の電流波形の様にス
パークとスパークの間に休止期間は無いか、あるいは、
有るとしてもほんの僅かで済み、１次側電流もスパーク
電流も途切れない。

ところで、１次コイル7a、7bに流れる電流は常に同一
方向の磁界を発生する様に流れる脈流になるので、直流
成分と交流成分を含む。この交流成分の一部を除き、残
りの交流成分がスパークの発生、維持に寄与する。そし
て、この直流成分はエネルギーの無駄使いとなる。

尚、説明を分かり易くするために直流電源１、ダイオ
ード５、６及びサイリスタ２、３などの回路部品の機能
は一部理想的なものとし、また、１次コイル7a、7bの電
流の直流成分などを無視して説明して来たが、実際には
この直流成分などやスイッチング損失や電圧降下などが
あるので、各部動作波形は実際と多少違う。しかし、本
発明の効果は少しも損われない。

また、前述した第１又は第２の可制御スイッチング手
段としてトランジスタ等の様に自己保持機能を持たない
可制御スイッチング手段を用いた場合も、以上説明した
作用は同様であり、前述した第１、第２の問題点は解決
される。第１の問題点に対しては、第４図（イ）の
（５）に示す電流通流期間の様にその可制御スイッチン
グ手段のターン・オンから４分の１周期以降にそれをオ
フ制御しても構わなくなる、からである。

実施例 以下、本発明の実施例について説明する。その回路図
を第５図（イ）、（ロ）に分けて示す。第５図（イ）は
この実施例の高電圧発生部で、第１図（イ）の回路を変
形している。第５図（ロ）はこの実施例のトリガー信号
発生回路で前述のスイッチング制御手段に相当し、スイ
ッチング制御信号としてトリガー信号を出力する。

15はプラス12ボルトの直流電源、S1は電源スイッチ、
C1、C2は電源コンデンサ、16はプラス５ボルトの３端子
レギュレータ（7805）である。

端子CT1は端子CT1′と、端子CT2は端子CT2′と、端子
CT4は端子CT4′と、という具合にそれぞれを接続する。
端子CT3に点火信号を入力する。

トランジスタTR4、TR5を中心に非安定マルチバイブレ
ータを形成している。この非安定マルチバイブレータの
発振動作を制御するのが、トランジスタTR3を中心とす
るスイッチング回路である。さらに、このスイッチング
回路は前記点火信号とトランジスタTR5の出力信号に従
う。

この出力信号は、前記点火信号の立ち下がりによって
後述のトリガー信号のタイミングが狂わない様に、この
スイッチング回路のオフ動作を前記非安定マルチバイブ
レータの発振周期に同期させている。

前記非安定マルチバイブレータの各出力の変化（立ち
下がり）を捉えるのが、抵抗R4とコンデンサC3、及び、
抵抗R16とコンデンサC6などが形成する各微分回路であ
る。前記非抵抗マルチバイブレータと前記各微分回路な
どによって動作するトランジスタTR1、TR7が、時間を置
いて交互にパルス状のトリガー信号を出力する。

17はマイナス出力（約マイナス325ボルト前後）のDC
−DCコンバータで、電源コンデンサC8（3.3マイクロ・
ファラッドを４個並列接続。）と共に直流電源１（第１
図）を構成する。抵抗R24、R25（各１オーム）は、万が
一、点火ノイズなどによって電源短絡が起きた場合のサ
イリスタ２、３｛各SH16J13、（株）東芝製｝の保護抵
抗である。

コンデンサC9、C10（各0.1〜0.2マイクロ・ファラッ
ド）、C11（0.01マイクロ・ファラッド、１キロ・ボル
ト耐圧）は点火ノイズなどに対する対策である。この他
にも、シールドなどの点火ノイズ対策をした方が良い。

特に、ダイオード５、６とコンデンサC11を含め、点
火コイル18と点火用放電ギャップ10をシールドし、コン
デンサ４に接続する点火コイル18のリード線を貫通コン
デンサを通して取り出す方法が効果的である。

尚、ダイオード５、６に富士電機（株）製のERD27−1
0、ERD77−10を、点火コイル18に日本電装（株）製の02
9700−5551｛トヨタ自動車（株）の部品番号90919−021
46｝を、コンデンサ４に１マイクロ・ファラッドを２個
直列接続したもの、ダイオードD9、D10に（株）東芝製
の1S1588を、、抵抗R21、R26に51オームを、抵抗R22、R
23に750オームを、それぞれ用いた。

効果 先ず、実験データを基に『電源短絡が起き難い』とい
う効果について述べる。

第５図（イ）、（ロ）の実施例の端子CT3にパルス幅
約1.3ミリ・セカンド、周期約6.1ミリ・セカンドの点火
信号を入力すると、２次コイル18cの電流は第６図の
（イ）と（ロ）の様になる。ただし、第６図（イ）と
（ロ）では前記非安定マルチバイブレータの発振周期
（トリガー間隔）が違っており、（イ）の方が長い。

第６図（イ）では休止期間（電流値ゼロの所）がスパ
ークが発生している期間と期間の間にあるが、第６図
（ロ）ではこの休止期間はかなり短くなったり、あるい
は、全く無かったりして、本発明の効果をはっきりと表
わしている。（第１の効果の実例） ただし、この電流波形の記録に際しては、第５図
（イ）の点火用放電ギャップ10とアース間に抵抗10オー
ムを挿入し、この両端の電圧波形を貫通コンデンサを通
してシールドの外に取り出した。

この『電源短絡が起き難い』という効果については
『作用』の項で詳しく述べた通りである。要するに、前
述の第１、第２の可制御スイッチング手段（サイリスタ
又はトランジスタ等）の各ターン・オフ動作が、そのタ
ーン・オンによって発生したスパークが終了するかなり
前から始まるので、あるいは、オフ制御によって始める
ことができる様になるので、そのターン・オフが早く完
了する。このため、両可制御スイッチング手段が同時に
オン状態に成り難くなり、電源短絡も起き難くなるので
ある。（第１の効果） 次に、『コンデンサと１次コイルの各振動電圧の大き
さを電源電圧の大きさ以内に抑えることができる』とい
う効果についても『作用』の項で詳述した通り、。両ダ
イオード（５、６）が両１次コイル（7a、7b等）に対し
て行うフライホイール・ダイオード作用によって各１次
コイル（7a、7b等）のピーク電圧の大きさは第４図の、
（イ）の（１）と、（ロ）の（１）の様に直流電源１の
電圧の大きさと同じになる。（第２の効果） この事は、サイリスタ等の可制御スイッチング手段を
含め各構成部品に耐電圧の低い部品を使用できるし、あ
るいは、耐久性の維持の面でも有利になるので、コスト
・ダウンに結び付く。そして、低い振動電圧は外部へ漏
洩してしまう電磁波ノイズ等の低下に結び付く。

尚、もし、サイリスタやダイオード等のオン電圧など
による電圧降下が無ければ、つまり、それらの機能が理
想的ならば、両方の大きさは全く同じになる。

また、第２の効果は２次側最大出力電圧の安定化に繋
がる。

最後に、第５図（イ）、（ロ）の実施例では前述の第
１、第２の可制御スイッチング手段として２つのサイリ
スタを用いる例を示したが、トランジスタの様に自己保
持機能を持たない可制御スイッチング手段２つを用いる
方法も可能である。この場合、前述のスイッチング制御
手段は、これらの可制御スイッチング手段をオン、オフ
させるオン・オフ信号を出力するオン・オフ信号発生回
路となる。

例えば、このオン・オフ信号発生回路は、第５図
（ロ）の非安定マルチバイブレータの各出力によって２
つの単安定マルチバイブレータをトリガーし、各単安定
マルチバイブレータの準安定状態の期間を第４図の、
（イ）の（４）と、（ロ）の（５）に示す各電流の通電
期間に合わせ、各単安定マルチバイブレータの出力信号
に従って前記可制御スイッチング手段それぞれを動作さ
せる様に、構成すれば良い。

【図面の簡単な説明】

第１図（イ）、（ロ）それぞれは本発明の実施例の簡略
化した回路を１つずつ示す回路図、 第２図は従来の点火装置の、簡略化した回路を示す回路
図、 第３図はよく知られている直列インバータの、簡略化し
た回路を示す回路図、 第４図は、第１図（イ）に示す回路の各部動作波形を説
明する説明図、 第５図（イ）、（ロ）は本発明の１実施例の回路を示す
回路図、 第６図（イ）、（ロ）はどちらも第５図（イ）、（ロ）
の実施例に含まれる２次コイル18cの電流波形を示す波
形図、である。 （符号の説明） １、11、15……直流電源、２、３……サイリスタ、４…
…コンデンサ（転流用）、５〜６……ダイオード、７、
12、18……点火コイル、7a、7b、12a、18a、18b……１
次コイル、7c、12b、18c……２次コイル、10……点火用
放電ギヤップ、13……転流リアクトル、14……負荷、16
……３端子レギュレータ、17……DC−DCコンバータ（マ
イナス出力）、S1……電源スイッチ、C1、C2、C8……電
源コンデンサ、C3〜C6、C9〜C11……コンデンサ、CT1〜
CT4、CT1′、CT2′、CT4′……端子、TR1〜TR7……トラ
ンジスタ、R1〜R19、R21〜R26……抵抗、D1〜D10……ダ
イオード。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源と、 コンデンサと、 第１の１次コイル、第２の１次コイル及び２次コイルを
   有する点火コイルと、 前記第１の１次コイルと直列接続された第１の非可制御
   スイッチング手段と、 前記第２の１次コイルと直列接続され、前記第１の非可
   制御スイッチング手段と同時にオン状態のときに前記第
   １、第２の１次コイル及び前記第１の非可制御スイッチ
   ング手段と共に第１の環路を前記両１次コイルが生じる
   磁界の向きが同じになる様に形成する第２の非可制御ス
   イッチング手段と、 オン状態のときに前記直流電源、前記第１の１次コイ
   ル、前記第１の非可制御スイッチング手段および前記コ
   ンデンサと共に第２の環路を形成する第１の可制御スイ
   ッチング手段と、 オン状態のときに前記コンデンサ、前記第２の非可制御
   スイッチング手段および前記第２の１次コイルと共に第
   ３の環路を形成する第２の可制御スイッチング手段と、 点火信号に基づいて前記第１、第２の可制御スイッチン
   グ手段を交互にオン制御するスイッチング制御手段を有
   することを特徴とする点火装置。