JP2554057B2 - 高圧ガス放電灯点灯回路配置 - Google Patents
高圧ガス放電灯点灯回路配置Info
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- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
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- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は交流電源に接続された直流出力端子を有する
全波整流器を具え、それら直流出力端子は、スイッチン
グトランジスタ、チョークコイル、フライトホイールダ
イオード及び蓄積コンデンサを有し、高圧ガス放電灯を
給電する第１回路部分に接続して高い周波数の電流で少
なくとも１個の高圧ガス放電灯を点灯する回路配置に関
するものである。
全波整流器を具え、それら直流出力端子は、スイッチン
グトランジスタ、チョークコイル、フライトホイールダ
イオード及び蓄積コンデンサを有し、高圧ガス放電灯を
給電する第１回路部分に接続して高い周波数の電流で少
なくとも１個の高圧ガス放電灯を点灯する回路配置に関
するものである。
スイッチングトランジスタのデューティサイクル及び
／又はスイッチング周波数は制御装置により制御して交
流電圧源の電流負荷ができるだけ正弦波状となるように
する。
／又はスイッチング周波数は制御装置により制御して交
流電圧源の電流負荷ができるだけ正弦波状となるように
する。
ここに云う“高い周波数の電流”とは周波数が1kHz〜
500kHz、好適には20kHz〜150kHzの周期的に変化する値
の電流を意味するものとする。
500kHz、好適には20kHz〜150kHzの周期的に変化する値
の電流を意味するものとする。
第１回路部分として例えばブースタ即ちアップコンバ
ータを具えるかかる回路配置はヨーロッパ特許公開第59
053号から既知である。一般に、高圧ガス放電灯の電力
消費が130Wの場合には比較的大容量の蓄積コンデンサ例
えば220μF/400Vが用いられている。蓄積コンデンサの
最小寿命を補償するためには比較的多数の電解コンデン
サが必要となる。多数の電解コンデンサを用いない場合
にはコンデンサが高周波電流パルスにより過熱するよう
になる。これがため、蓄積コンデンサとして箔形電解コ
ンデンサを用いる必要がある。しかし、既知の回路配置
において、かかる解決策を講ずる場合には単位体積当り
の蓄積容量が小さいため、蓄積コンデンサに、完全な直
流電圧でなく、幹線電源の周波数の２倍の周波数で脈動
する直流電圧が発生する。しかるに、僅かに変動する直
流電圧を必要とする場合がしばしはある。一定出力の直
流電圧が予め得られるものとすると、通常用いられてい
るブースタ即ちアップコンバータの制御が極めて簡単と
なる。又、高圧ガス放電灯は特性上電圧変動が大きくし
過ぎないようにするのが好適である。その理由は、これ
ら放電灯がその動作電圧以下の電圧で消灯するからであ
る。しかし、放電灯の消灯直後蓄積コンデンサに充分な
電圧（再点弧電圧）が得られる場合には高圧ガス放電灯
を再点弧することができる。
ータを具えるかかる回路配置はヨーロッパ特許公開第59
053号から既知である。一般に、高圧ガス放電灯の電力
消費が130Wの場合には比較的大容量の蓄積コンデンサ例
えば220μF/400Vが用いられている。蓄積コンデンサの
最小寿命を補償するためには比較的多数の電解コンデン
サが必要となる。多数の電解コンデンサを用いない場合
にはコンデンサが高周波電流パルスにより過熱するよう
になる。これがため、蓄積コンデンサとして箔形電解コ
ンデンサを用いる必要がある。しかし、既知の回路配置
において、かかる解決策を講ずる場合には単位体積当り
の蓄積容量が小さいため、蓄積コンデンサに、完全な直
流電圧でなく、幹線電源の周波数の２倍の周波数で脈動
する直流電圧が発生する。しかるに、僅かに変動する直
流電圧を必要とする場合がしばしはある。一定出力の直
流電圧が予め得られるものとすると、通常用いられてい
るブースタ即ちアップコンバータの制御が極めて簡単と
なる。又、高圧ガス放電灯は特性上電圧変動が大きくし
過ぎないようにするのが好適である。その理由は、これ
ら放電灯がその動作電圧以下の電圧で消灯するからであ
る。しかし、放電灯の消灯直後蓄積コンデンサに充分な
電圧（再点弧電圧）が得られる場合には高圧ガス放電灯
を再点弧することができる。
本発明の目的は、できるだけ正弦波状の電源負荷が低
固有損失で得られ、且つ蓄積コンデンサの電圧変動を小
さくして最小可能な蓄積コンデンサを使用し得るように
した少なくとも１個の電圧ガス放電灯を作動させる回路
配置を提供せんとするにある。
固有損失で得られ、且つ蓄積コンデンサの電圧変動を小
さくして最小可能な蓄積コンデンサを使用し得るように
した少なくとも１個の電圧ガス放電灯を作動させる回路
配置を提供せんとするにある。
本発明は交流電源に接続され直流出力端子を有する全
波整流器を具え、これら直流出力端子は、スイッチング
トランジスタ、チョークコイル、フライトホイールダイ
オード及び蓄積コンデンサを有し、高圧ガス放電灯を給
電する第１回路部分に接続して高い周波数の電流で少な
くとも１個の高圧ガス放電灯を点灯する回路配置におい
て、前記蓄積コンデンサと高圧ガス放電灯との間に、少
なくとも１個の電子スイッチング素子を具え、制御装置
により制御し得る第２回路部分を配設し、この制御装置
が、高い周波数の瞬時ランプ電流に比例する実効値の信
号と、前記交流電源の周波数の２倍の周波数の正弦波電
圧及びこの正弦波電圧の少くとも最大振幅の値を有する
直流電圧成分の組合せより成る公称値の信号とを比較す
る比較器を具え、該比較器の出力により、前記第２回路
部分の電子スイッチング素子を制御するようにしたこと
を特徴とする。
波整流器を具え、これら直流出力端子は、スイッチング
トランジスタ、チョークコイル、フライトホイールダイ
オード及び蓄積コンデンサを有し、高圧ガス放電灯を給
電する第１回路部分に接続して高い周波数の電流で少な
くとも１個の高圧ガス放電灯を点灯する回路配置におい
て、前記蓄積コンデンサと高圧ガス放電灯との間に、少
なくとも１個の電子スイッチング素子を具え、制御装置
により制御し得る第２回路部分を配設し、この制御装置
が、高い周波数の瞬時ランプ電流に比例する実効値の信
号と、前記交流電源の周波数の２倍の周波数の正弦波電
圧及びこの正弦波電圧の少くとも最大振幅の値を有する
直流電圧成分の組合せより成る公称値の信号とを比較す
る比較器を具え、該比較器の出力により、前記第２回路
部分の電子スイッチング素子を制御するようにしたこと
を特徴とする。
かかる回路配置によってランプ電流を発生し、このラ
ンプ電流によって、電子スイッチング素子のスイッチン
グ周波数に依存し、通常周波数が1kHz〜500kHz、好適に
は20kHz〜150kHzの高周波数成分を変調する。ランプ電
流は電源周波数の２倍の周波数で脈動し、この電流に直
流成分を重畳する。これがため、所望公称値の信号成分
sin2ωｔを全波整流器の出力側の電圧|sin ωt|から形
成するのが好適であり、そのフーリエ展開には関数cos2
ωｔが１次高調波として含まれるようになる。式sin2ω
ｔ＝（1/2）・（１−cos2ωｔ）に従って、これに直流
分を重畳することによりこれら正弦の２乗を得ることが
できる。
ンプ電流によって、電子スイッチング素子のスイッチン
グ周波数に依存し、通常周波数が1kHz〜500kHz、好適に
は20kHz〜150kHzの高周波数成分を変調する。ランプ電
流は電源周波数の２倍の周波数で脈動し、この電流に直
流成分を重畳する。これがため、所望公称値の信号成分
sin2ωｔを全波整流器の出力側の電圧|sin ωt|から形
成するのが好適であり、そのフーリエ展開には関数cos2
ωｔが１次高調波として含まれるようになる。式sin2ω
ｔ＝（1/2）・（１−cos2ωｔ）に従って、これに直流
分を重畳することによりこれら正弦の２乗を得ることが
できる。
ここに云う“回路部分”とはバック即ちダウンコンバ
ータ、ブースタ、即ちアップコンバータ、バック−ブー
スタコンバータ、フライバックコンバータ、フォーワー
ドコンバータ、プッシュプルコンバータ、ブリッジコン
バータ等のような任意の型のコンバータを意味するもの
とする。
ータ、ブースタ、即ちアップコンバータ、バック−ブー
スタコンバータ、フライバックコンバータ、フォーワー
ドコンバータ、プッシュプルコンバータ、ブリッジコン
バータ等のような任意の型のコンバータを意味するもの
とする。
本発明の好適例では全波整流器に光カプラを接続し、
整流された電源電圧からRC回路を経て公称値の信号を形
成し得るようにする。
整流された電源電圧からRC回路を経て公称値の信号を形
成し得るようにする。
本発明の好適な他の例では第２回路部分をバック即ち
ダウンコンバータとし、公称値の信号は前記電子スイッ
チング素子の電圧降下分からRC回路を経て形成し得るよ
うにする。
ダウンコンバータとし、公称値の信号は前記電子スイッ
チング素子の電圧降下分からRC回路を経て形成し得るよ
うにする。
図面につき本発明を説明する。
第１図に示すアップコンバータを具える少なくとも１
個の高圧ガス放電灯を点灯する回路配置では、交流電源
として作動する例えば220V、50Hzの幹線電源に接続され
る入力端子Ａ及びＢに、高周波フィルタ１を経て４個の
ダイオードを具える全波整流器２を接続する。この全波
整流器２の直流出力端子にはスイッチングトランジスタ
３、チョークコイル４、フライホイールダイオード５及
び蓄積コンデンサ６を具え第１回路部分として用いるア
ップコンバータ（ブースタ）を接続する。蓄積コンデン
サ６には最高で400Vの直流電圧を供給する。この蓄積コ
ンデンサ６はその容量を比較的小さく、例えば1.5μＦ
とする。このコンデンサ６にはこれに並列に、第２回路
部分として作動し、第２スイッチングトランジスタの形
状の電子スイッチング素子７、チョークコイル８及びフ
ライホイールダイオード10を具えるダウンコンバータを
接続する。このダウンコンバータには放電灯９を接続す
る。又、本発明点灯回路配置には電流センサとして用い
られる測定抵抗11を設け、これにより瞬時ランプに比例
する実効値の信号を取り出し、この信号を制御装置12の
入力端子Ｃに供給する。ランプ電流Ｉは後述するように
制御装置12を介して、その入力端子Ｃに供給される整流
された幹線電源電圧から取出した公称値の信号と同様に
変化する。
個の高圧ガス放電灯を点灯する回路配置では、交流電源
として作動する例えば220V、50Hzの幹線電源に接続され
る入力端子Ａ及びＢに、高周波フィルタ１を経て４個の
ダイオードを具える全波整流器２を接続する。この全波
整流器２の直流出力端子にはスイッチングトランジスタ
３、チョークコイル４、フライホイールダイオード５及
び蓄積コンデンサ６を具え第１回路部分として用いるア
ップコンバータ（ブースタ）を接続する。蓄積コンデン
サ６には最高で400Vの直流電圧を供給する。この蓄積コ
ンデンサ６はその容量を比較的小さく、例えば1.5μＦ
とする。このコンデンサ６にはこれに並列に、第２回路
部分として作動し、第２スイッチングトランジスタの形
状の電子スイッチング素子７、チョークコイル８及びフ
ライホイールダイオード10を具えるダウンコンバータを
接続する。このダウンコンバータには放電灯９を接続す
る。又、本発明点灯回路配置には電流センサとして用い
られる測定抵抗11を設け、これにより瞬時ランプに比例
する実効値の信号を取り出し、この信号を制御装置12の
入力端子Ｃに供給する。ランプ電流Ｉは後述するように
制御装置12を介して、その入力端子Ｃに供給される整流
された幹線電源電圧から取出した公称値の信号と同様に
変化する。
スイッチングトランジスタ３のデューティサイクル及
び／又はスイッチング周波数を制御する制御装置13は、
幹線電源の交流電圧から取出した電流ができるだけ正弦
波に変化するように作動する。かかる制御装置は例えば
ドイツ国特許公開第2652275号公報から特に既知であ
る。
び／又はスイッチング周波数を制御する制御装置13は、
幹線電源の交流電圧から取出した電流ができるだけ正弦
波に変化するように作動する。かかる制御装置は例えば
ドイツ国特許公開第2652275号公報から特に既知であ
る。
制御装置12によって蓄積コンデンサ６の電圧変動がで
きるだけ僅かな値となるようにする。かかる制御装置12
の例を第２図につき詳細に説明する。幹線電源周波数の
２倍の周波数の正弦波電圧は、抵抗14、光カプラ15及び
可変抵抗16を経て全波整流器２の直流出力端子に供給さ
れるコンデンサ17の電圧UO＝|sin ωt|（第４図参照）
から形成する。コンデンサ17は可変抵抗16に並列に接続
されている。可変抵抗18及びコンデンサ19を具えるRC回
路によって、比較器20及び21の入力端子に連続的に供給
される公称値の信号の位相を幹線電源電圧の位相に一致
させるようにする。コンデンサ22は、可変抵抗23により
任意に調整し得る直流分をカットオフするように作動す
る。これがため、公称値の信号USOLL＝a sin2ωｔ＋ｂ
（第５図参照）を比較器20及び21の入力端子に供給する
ことができる。上式の定数ｂは零値となるようにするこ
とができ、従って公称値の信号USOLLは、幹線電源周波
数の２倍の周波数の正弦波信号と、この正弦波信号の少
なくとも最大振幅a/2の値の直流分とで構成される。第
５図ではこの直流分を破線ｘ−ｘで示す。
きるだけ僅かな値となるようにする。かかる制御装置12
の例を第２図につき詳細に説明する。幹線電源周波数の
２倍の周波数の正弦波電圧は、抵抗14、光カプラ15及び
可変抵抗16を経て全波整流器２の直流出力端子に供給さ
れるコンデンサ17の電圧UO＝|sin ωt|（第４図参照）
から形成する。コンデンサ17は可変抵抗16に並列に接続
されている。可変抵抗18及びコンデンサ19を具えるRC回
路によって、比較器20及び21の入力端子に連続的に供給
される公称値の信号の位相を幹線電源電圧の位相に一致
させるようにする。コンデンサ22は、可変抵抗23により
任意に調整し得る直流分をカットオフするように作動す
る。これがため、公称値の信号USOLL＝a sin2ωｔ＋ｂ
（第５図参照）を比較器20及び21の入力端子に供給する
ことができる。上式の定数ｂは零値となるようにするこ
とができ、従って公称値の信号USOLLは、幹線電源周波
数の２倍の周波数の正弦波信号と、この正弦波信号の少
なくとも最大振幅a/2の値の直流分とで構成される。第
５図ではこの直流分を破線ｘ−ｘで示す。
この直流分の上限レベルは可変抵抗24を経て比較器20
で調整することができる。又直流分の下限レベルは可変
抵抗25及び抵抗26を経て比較器21で調整することができ
る。コンデンサ33及び34は高周波干渉信号を抑圧するた
めに用いる。ランプ電流に比例し、測定抵抗11で得られ
る実効値の信号をコンデンサ27及びポテンショメータ28
を経て分割し、比較器20及び21に供給する。比較器20及
び21の出力信号を双安定トリガ回路29のリセット入力端
子Ｒ及びセット入力端子Ｓに夫々供給する。この双安定
トリガ回路29の出力端子Ｆの信号によってトランジスタ
７をそれぞれ導通状態及び非導通状態に切換えるように
する。
で調整することができる。又直流分の下限レベルは可変
抵抗25及び抵抗26を経て比較器21で調整することができ
る。コンデンサ33及び34は高周波干渉信号を抑圧するた
めに用いる。ランプ電流に比例し、測定抵抗11で得られ
る実効値の信号をコンデンサ27及びポテンショメータ28
を経て分割し、比較器20及び21に供給する。比較器20及
び21の出力信号を双安定トリガ回路29のリセット入力端
子Ｒ及びセット入力端子Ｓに夫々供給する。この双安定
トリガ回路29の出力端子Ｆの信号によってトランジスタ
７をそれぞれ導通状態及び非導通状態に切換えるように
する。
端子Ｇに供給される例えば12Vの安定化直流電圧は、
これにより制御系を自動的に制御し得るようにすると共
に電子スイッチング素子の電圧供給に用い、しかも抵抗
30及び31を経て比較器20及び21の出力側に供給する。
これにより制御系を自動的に制御し得るようにすると共
に電子スイッチング素子の電圧供給に用い、しかも抵抗
30及び31を経て比較器20及び21の出力側に供給する。
従って制御装置12によって、コンデンサ17の公称値電
圧が上限レベル▲Ｕo SOLL▼に到達する際に、スイッチ
ングトランジスタ７を非導通状態に切換え、公称値電圧
が下限レベル▲Ｕu SOLL▼に到達する際にスイッチング
トランジスタ７を再び導通状態に切換えるようにする
（第６図参照）。スイッチングトランジスタのスイッチ
ング周波数は100Hz周期中変化するがチョークコイル８
の大きさに従って20kHz乃至150kHzの間の値とするのが
好適である。第６図はランプ電流Ｉの変化を示し、この
変化は。スイッチングトランジスタ７のスイッチング周
波数が重畳される第５図に示す公称値の信号の変化に主
として対応する。
圧が上限レベル▲Ｕo SOLL▼に到達する際に、スイッチ
ングトランジスタ７を非導通状態に切換え、公称値電圧
が下限レベル▲Ｕu SOLL▼に到達する際にスイッチング
トランジスタ７を再び導通状態に切換えるようにする
（第６図参照）。スイッチングトランジスタのスイッチ
ング周波数は100Hz周期中変化するがチョークコイル８
の大きさに従って20kHz乃至150kHzの間の値とするのが
好適である。第６図はランプ電流Ｉの変化を示し、この
変化は。スイッチングトランジスタ７のスイッチング周
波数が重畳される第５図に示す公称値の信号の変化に主
として対応する。
本発明によれば50Wの高圧水銀蒸気放電灯の動作中蓄
積コンデンサ６の電圧変動を60V以下とすることができ
た。同時にこれにより幹線電源電流を完全に正弦波状と
することができる。しかし、既知のように実効知のレベ
ルとして一定の直流電圧を選定する場合にはほぼ400Vの
電圧変動が得られる。これにより同一のアップコンバー
タを用いる場合幹線電源に著しい歪みを生ぜしめるよう
になる。かかる欠点を防止するためにはこの種の制御系
に比較的大容量（約10μＦ）のコンデンサ６を用いる必
要がある。
積コンデンサ６の電圧変動を60V以下とすることができ
た。同時にこれにより幹線電源電流を完全に正弦波状と
することができる。しかし、既知のように実効知のレベ
ルとして一定の直流電圧を選定する場合にはほぼ400Vの
電圧変動が得られる。これにより同一のアップコンバー
タを用いる場合幹線電源に著しい歪みを生ぜしめるよう
になる。かかる欠点を防止するためにはこの種の制御系
に比較的大容量（約10μＦ）のコンデンサ６を用いる必
要がある。
第３図に示す本発明回路配置の他の例の制御装置12
は、その大部分を第２図に示す制御装置とほぼ同様に構
成する。しかし、本例では光カプラを用いる代わりに、
公称値の信号をスイッチングトランジスタ７の電圧降下
分から形成して、スイッチングトランジスタ７及び測定
抵抗11を経て電圧を取出し、この電圧を抵抗32を経て可
変抵抗16に供給し得るようにする。
は、その大部分を第２図に示す制御装置とほぼ同様に構
成する。しかし、本例では光カプラを用いる代わりに、
公称値の信号をスイッチングトランジスタ７の電圧降下
分から形成して、スイッチングトランジスタ７及び測定
抵抗11を経て電圧を取出し、この電圧を抵抗32を経て可
変抵抗16に供給し得るようにする。
第２図に示す制御装置を具え、220V,50Hzの幹線交流
電圧及び多くとも400Wの蓄積コンデンサ６の電圧で約90
Vのランプ動作電圧を有する50Wの高圧水銀放電灯を動作
させる実際の回路において回路素子の実際の数値例を以
下に示す。
電圧及び多くとも400Wの蓄積コンデンサ６の電圧で約90
Vのランプ動作電圧を有する50Wの高圧水銀放電灯を動作
させる実際の回路において回路素子の実際の数値例を以
下に示す。
抵抗11 1 Ω 抵抗14 100 ｋΩ 抵抗16 47 ｋΩ 抵抗18 22 ｋΩ 抵抗23 １ ＭΩ 抵抗24 4.7kΩ 抵抗25 4.7kΩ 抵抗26 4.7kΩ 抵抗28 １ ｋΩ 抵抗30 30 ｋΩ 抵抗31 33 ｋΩ コンデンサ 6 1.5μF 400V コンデンサ17 100 nF コンデンサ19 100 nF コンデンサ22 220 nF コンデンサ27 33 nF コンデンサ33 10 nF コンデンサ34 10 nF チョークコイル４ １ mH チョークコイル８ １ mH ダイオード 5 BY229Vバルボ ダイオード10 DSK 5500x TRW 光カプラ 15 CHY 62 ） 比較器20,21 2x 1/4 LM339）バルボ 双安定トリガ回路 29 HEF 4027
第１図は本発明によるアップコンバータを具える少なく
とも１個の高圧ガス放電灯を点灯する回路配置を示すブ
ロック回路図、 第２図は第１図に示す回路配置に用いる制御装置の接続
配置を示す回路図、 第３図は他の制御装置の接続配置を示す回路図、 第４図は第１図の回路配置の全波整流器の出力側の電圧
変化を示す波形図、 第５図は第２及び３図に示される回路配置の公称値の信
号の変化を示す波形図、 第６図はランプ電流の変化を示す波形図である。 １……高周波フィルタ、２……全波整流器 ３……スイッチングトランジスタ 4,8……チョークコイル 5,10……フライトホイールダイオード ６……蓄積コンデンサ ７……電子スイッチング素子 ９……高圧ガス放電灯 11……測定抵抗、12,13……制御装置 14,26……抵抗、15……光カプラ 16,18,23,24,25……可変抵抗 17,19,22,27……コンデンサ 20,21……比較器、28……ポテンショメータ 29……双安定トリガ回路 30,31……抵抗、33,34……コンデンサ
とも１個の高圧ガス放電灯を点灯する回路配置を示すブ
ロック回路図、 第２図は第１図に示す回路配置に用いる制御装置の接続
配置を示す回路図、 第３図は他の制御装置の接続配置を示す回路図、 第４図は第１図の回路配置の全波整流器の出力側の電圧
変化を示す波形図、 第５図は第２及び３図に示される回路配置の公称値の信
号の変化を示す波形図、 第６図はランプ電流の変化を示す波形図である。 １……高周波フィルタ、２……全波整流器 ３……スイッチングトランジスタ 4,8……チョークコイル 5,10……フライトホイールダイオード ６……蓄積コンデンサ ７……電子スイッチング素子 ９……高圧ガス放電灯 11……測定抵抗、12,13……制御装置 14,26……抵抗、15……光カプラ 16,18,23,24,25……可変抵抗 17,19,22,27……コンデンサ 20,21……比較器、28……ポテンショメータ 29……双安定トリガ回路 30,31……抵抗、33,34……コンデンサ
フロントページの続き (72)発明者 アルミン・ヴェーゲネル ドイツ連邦共和国 5100 アーヘン ク ラインマルシェルシュトラーセ 61 (56)参考文献 特開 昭50−98174（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−98175（ＪＰ，Ａ) 特公 昭38−16953（ＪＰ，Ｂ２) 欧州特許出願公開59053（ＥＰ，Ａ)
Claims (3)
- 【請求項１】交流電源に接続され直流出力端子を有する
全波整流器を具え、これら直流出力端子は、スイッチン
グトランジスタ、チョークコイル、フライホイールダイ
オード及び蓄積コンデンサを有し、高圧ガス放電灯を給
電する第１回路部分に接続して高い周波数の電流で少な
くとも１個の高圧ガス放電灯を点灯する回路配置におい
て、前記蓄積コンデンサと高圧ガス放電灯との間に、少
なくとも１個の電子スイッチング素子を具え、制御装置
により制御し得る第２回路部分を配設し、この制御装置
が、高い周波数の瞬時ランプ電流に比例する実効値の信
号と、前記交流電源の周波数の２倍の周波数の正弦波電
圧及びこの正弦波電圧の少くとも最大振幅の値を有する
直流電圧成分の組合せより成る公称値の信号とを比較す
る比較器を具え、該比較器の出力により、前記第２回路
部分の電子スイッチング素子を制御するようにしたこと
を特徴とする高圧ガス放電灯点灯回路配置。 - 【請求項２】全波整流器に光カプラを接続し、整流され
た電源電圧からRC回路を経て公称値の信号を形成するよ
うにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載
の高圧ガス放電灯点灯回路配置。 - 【請求項３】第２回路部分をバック即ちダウンコンバー
タとし、公称値の信号は前記電子スイッチング素子の電
圧降下分からRC回路を経て形成するようにしたことを特
徴とする特許請求の範囲第１項に記載の高圧ガス放電灯
点灯回路配置。
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