JP2547588B2 - 超伝導回路 - Google Patents
超伝導回路Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
- H03K19/195—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using superconductive devices
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- Y10S505/00—Superconductor technology: apparatus, material, process
- Y10S505/825—Apparatus per se, device per se, or process of making or operating same
- Y10S505/856—Electrical transmission or interconnection system
- Y10S505/857—Nonlinear solid-state device system or circuit
- Y10S505/86—Gating, i.e. switching circuit
- Y10S505/861—Gating, i.e. switching circuit with josephson junction
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はジョセフソン素子を使ったパラメトロン型の
超伝導回路に係わり、特に動作余裕の広い超伝導回路に
関する。
超伝導回路に係わり、特に動作余裕の広い超伝導回路に
関する。
（従来の技術） ジョセフソン効果を有する超伝導素子（以下、ジョセ
フソン素子と称す）を使ったパラメトロン型のスイッチ
ング回路である量子磁束パラメトロンは当技術分野では
公知であり、昭和59年度理化学研究所シンポジュウム予
稿集第１−３頁及び48−73頁、昭和60年度理化学研究所
シンポジユム予稿集第１−13頁、昭和61年理化学研究所
シンポジウム予稿集第53−58頁に開示されている。量子
磁束パラメトロンは量子化された直流磁束を信号媒体と
して使う、新しい動作原理に基づくスイッチング回路
で、極めて小さな消費電力で高速の動作を行うため、計
算機素子として優れている。また、微弱な信号を高い利
得で増幅するため、磁気センサーの様なアナログ回路と
して優れた性質を持っている。
フソン素子と称す）を使ったパラメトロン型のスイッチ
ング回路である量子磁束パラメトロンは当技術分野では
公知であり、昭和59年度理化学研究所シンポジュウム予
稿集第１−３頁及び48−73頁、昭和60年度理化学研究所
シンポジユム予稿集第１−13頁、昭和61年理化学研究所
シンポジウム予稿集第53−58頁に開示されている。量子
磁束パラメトロンは量子化された直流磁束を信号媒体と
して使う、新しい動作原理に基づくスイッチング回路
で、極めて小さな消費電力で高速の動作を行うため、計
算機素子として優れている。また、微弱な信号を高い利
得で増幅するため、磁気センサーの様なアナログ回路と
して優れた性質を持っている。
量子磁束パラメトロンを含む量子磁束素子はジョセフ
ソン素子を用いた新しい概念に基づく超伝導デバイスで
あるため、回路の動作を説明するためには一般化磁束、
一般化位相等の新しいパラメータを使って説明したほう
が理解しやすい。磁束量子素子を含めた超伝導回路で特
徴的な事項は以下に示される。
ソン素子を用いた新しい概念に基づく超伝導デバイスで
あるため、回路の動作を説明するためには一般化磁束、
一般化位相等の新しいパラメータを使って説明したほう
が理解しやすい。磁束量子素子を含めた超伝導回路で特
徴的な事項は以下に示される。
１）超伝導回路では、定常状態における主要な素子の発
生する電圧は零であるから、回路動作を決定する「キル
ヒホッフの第２法則（閉ループにそって加算した電圧の
和は零である）」は自明である。
生する電圧は零であるから、回路動作を決定する「キル
ヒホッフの第２法則（閉ループにそって加算した電圧の
和は零である）」は自明である。
２）「キルヒホッフの第２の法則」にかかわる法則が
「フラクソイドの量子化法則」である。フラクソイドの
量子化法則については、例えば電気学会「ジョセフソン
効果《基礎と応用》」、昭和53年５月コロナ社に詳細に
開示されている。この法則によれば、超伝導ループ内の
フラクソイドは磁束量子（2.07×10-15wb）の整数倍に
等しい。
「フラクソイドの量子化法則」である。フラクソイドの
量子化法則については、例えば電気学会「ジョセフソン
効果《基礎と応用》」、昭和53年５月コロナ社に詳細に
開示されている。この法則によれば、超伝導ループ内の
フラクソイドは磁束量子（2.07×10-15wb）の整数倍に
等しい。
第2A図および第2B図は超伝導磁束量子素子で使う主要
な回路素子であるインダクタとジョセフソン素子をそれ
ぞれ示している。以下に、二つの素子を用いて新しい回
路パラメータを導入する。第2A図のインダクタの電圧と
電流の関係は（１）式で表される。
な回路素子であるインダクタとジョセフソン素子をそれ
ぞれ示している。以下に、二つの素子を用いて新しい回
路パラメータを導入する。第2A図のインダクタの電圧と
電流の関係は（１）式で表される。
ｖ＝Ｌ（di/dt） （１） ここで（１）式を積分すれば（１′）式を得る。
∫vdt＝Li （１′） 式（１′）の電圧積分∫vdtはインダクタンスでは磁
束に相当するが、さらに広くインダクタンス以外の拡張
性も考え、これを一般化磁束と呼ぶことにする。即ち、
一般化磁束Φは（１″）式で表現するものとする。
束に相当するが、さらに広くインダクタンス以外の拡張
性も考え、これを一般化磁束と呼ぶことにする。即ち、
一般化磁束Φは（１″）式で表現するものとする。
Φ＝∫vdt （１″） 一方、第2B図のジョセフソン素子の特性式は（2a）、
（2b）式で表わされる。
（2b）式で表わされる。
ここで、Imはジョセフソン素子の臨界電流、φはジョ
セフソン素子の位相角、 は規格化プランク定数、ｅは電子電荷である。磁束量子
Φ０は（３）式で表される。
セフソン素子の位相角、 は規格化プランク定数、ｅは電子電荷である。磁束量子
Φ０は（３）式で表される。
Φ０＝h/2e （３） （2b）式を積分し、（１″）式で導入した一般化磁束
Φを使えば（４）式が成立する。
Φを使えば（４）式が成立する。
Φ＝Φ０・φ/2π （４） この（４）式は、ジョセフソン素子の位相角を素子の
一般化磁束Φで表現できることを示している。
一般化磁束Φで表現できることを示している。
また、（４）式の変形である（４′）式を使えばイン
ダクタの位相も定義できる。従って、（４′）で定義さ
れる位相φを一般化位相と呼ぶことにする。
ダクタの位相も定義できる。従って、（４′）で定義さ
れる位相φを一般化位相と呼ぶことにする。
φ＝２πΦ／Φ０ （４′） 以上より、ジョセフソン素子を含む超伝導回路は、一
般化磁束、または一般化位相で表現できることがわか
る。一方、「フラクソイドの量子化法則」に関して、回
路の初期条件で「フラクソイドの量子化条件」が成立し
ていれば、キルヒホッフの第１、第２法則で動作する回
路が「フラクソイドの量子化条件」を以降満足すること
は明らかである。初期状態において、電流、電圧、一般
化位相、一般化磁束全てが零であれば、回路が「フラク
ソイドの量子化条件」を満足していることは明らかであ
り、今後これを上記回路の初期条件とする。
般化磁束、または一般化位相で表現できることがわか
る。一方、「フラクソイドの量子化法則」に関して、回
路の初期条件で「フラクソイドの量子化条件」が成立し
ていれば、キルヒホッフの第１、第２法則で動作する回
路が「フラクソイドの量子化条件」を以降満足すること
は明らかである。初期状態において、電流、電圧、一般
化位相、一般化磁束全てが零であれば、回路が「フラク
ソイドの量子化条件」を満足していることは明らかであ
り、今後これを上記回路の初期条件とする。
（発明が解決しようとする問題点） 次に、従来公知の量子磁束パラメトロンの有する問題
点を説明する。
点を説明する。
第３図は従来公知の量子パラメトロンの回路構成図で
ある。量子磁束パラメトロンは二つのジョセフソン素子
10、11と二つの励振インダクタ12、13からなる超伝導ル
ープ15から構成される。この超伝導ループ15の近傍には
励振線20が置かれ、励振線20のインダクタ12′、13′と
超伝導ループ15の励振インダクタ12、13が磁気的に結合
している。従って、励振線20に流れる励振電流により量
子磁束パラメトロンは励振される。量子磁束パラメトロ
ンには配線16を介して入力信号が印加され、出力信号は
超伝導ループ15に接続された負荷インダクタ14に現れ
る。この回路では、入力信号が確定した後励振すると、
入力信号に対応して増幅された出力信号を負荷インダク
タ14から得られる。量子磁束パラメトロンで励振とは、
励振電流を流し、励振インダクタ12、13の一般化位相が
各々π付近になるように磁束を印加することである。第
４図は入力磁束が磁束量子の５％の場合での励振位相と
出力電流との関係の例を示す。第４図で励振位相がπの
場合に最も大きな電流が負荷に流れるが、励振位相が0.
6πより小さくなるか1.4πより大きくなると急激に出力
電流は小さくなる。これは、量子磁束パラメトロンの励
振電流範囲がπを中心として±40％の範囲内であること
を示している。励振電流範囲は入力信号の大きさに依存
し、入力信号が小さい程励振電流範囲は小さくなる。例
えば、入力信号が零の場合の励振電流範囲は高々±10％
でしかない。この励振電流範囲は量子磁束パラメトロン
の動作余裕を決める。
ある。量子磁束パラメトロンは二つのジョセフソン素子
10、11と二つの励振インダクタ12、13からなる超伝導ル
ープ15から構成される。この超伝導ループ15の近傍には
励振線20が置かれ、励振線20のインダクタ12′、13′と
超伝導ループ15の励振インダクタ12、13が磁気的に結合
している。従って、励振線20に流れる励振電流により量
子磁束パラメトロンは励振される。量子磁束パラメトロ
ンには配線16を介して入力信号が印加され、出力信号は
超伝導ループ15に接続された負荷インダクタ14に現れ
る。この回路では、入力信号が確定した後励振すると、
入力信号に対応して増幅された出力信号を負荷インダク
タ14から得られる。量子磁束パラメトロンで励振とは、
励振電流を流し、励振インダクタ12、13の一般化位相が
各々π付近になるように磁束を印加することである。第
４図は入力磁束が磁束量子の５％の場合での励振位相と
出力電流との関係の例を示す。第４図で励振位相がπの
場合に最も大きな電流が負荷に流れるが、励振位相が0.
6πより小さくなるか1.4πより大きくなると急激に出力
電流は小さくなる。これは、量子磁束パラメトロンの励
振電流範囲がπを中心として±40％の範囲内であること
を示している。励振電流範囲は入力信号の大きさに依存
し、入力信号が小さい程励振電流範囲は小さくなる。例
えば、入力信号が零の場合の励振電流範囲は高々±10％
でしかない。この励振電流範囲は量子磁束パラメトロン
の動作余裕を決める。
量子磁束パラメトロンは２端子デバイスである。この
ため、信号の伝搬方向を決めるため基本的には位相が60
度互いにずれた３相の交流電源を励振電流に使う。ま
た、回路の動作余裕、性能を向上ずるためにはさらに多
相の交流電源で駆動することも可能である。以降では、
基本的な３相励振を使って説明を行うが、さらに多相の
交流電源による励振に関しても同様な説明ができること
は明らかである。この３相励振方法に関しては例えば、
昭和59年度理化学研究所シンポジウム予稿集第１−３頁
及び48−78頁、昭和60年度理化学研究所シンポジウム予
稿集第１−13頁、昭和61年度理化学研究所シンポジウム
予稿集第53−58頁に開示されている。この方法では各位
相間で励振電流の重なりあった時点で信号が量子磁束パ
ラメトロンから次の量子磁束パラメトロンに送り出され
ている。この励振方法では、各励振位相間で励振電流の
重なりが多いほど安定した信号の伝達を行えることは明
らかである。量子磁束パラメトロンを例えば10GHzのよ
うな高周波で動作させるには正弦波による励振が望まし
い。第5A図および第5B図に３相の正弦波で励振する場合
の励振電流の重なり具合を示した。第5A図のバイポーラ
正弦波で励振すると、位相が60度つづずれているため、
電流は励振電流の最大値71％以下でしか重なり合わな
い。また、第5B図のユニポーラ正弦波で励振すると、位
相が120度づつずれているため、電流励振電流の最大値
で75％以下でしか重なり合わない。従って、励振電流が
最大の時の励振位相をπにすると、信号が伝搬する時
点、即ち、相間で励振電流が重なり合う時点での電流値
が小さく、このため出力電流が小さくなって、信号が正
常に送れないか、送れても回路の動作余裕が極めて小さ
いことになる。また、励振電流を大きくして、信号伝送
時の励振電流を大きくすると、最大電流時の励振が深く
なり、第４図の特性からそれが原因で出力波形に電流の
へこみを生ずる（第10図参照）。この出力信号のへこみ
は回路誤動作の原因となり避けなければならない。この
様に、従来公知の量子磁束パラメトロンでは、３層の正
弦波で励振する場合、相間における電流の重なりが小さ
いため、動作余裕が狭い欠点があった。
ため、信号の伝搬方向を決めるため基本的には位相が60
度互いにずれた３相の交流電源を励振電流に使う。ま
た、回路の動作余裕、性能を向上ずるためにはさらに多
相の交流電源で駆動することも可能である。以降では、
基本的な３相励振を使って説明を行うが、さらに多相の
交流電源による励振に関しても同様な説明ができること
は明らかである。この３相励振方法に関しては例えば、
昭和59年度理化学研究所シンポジウム予稿集第１−３頁
及び48−78頁、昭和60年度理化学研究所シンポジウム予
稿集第１−13頁、昭和61年度理化学研究所シンポジウム
予稿集第53−58頁に開示されている。この方法では各位
相間で励振電流の重なりあった時点で信号が量子磁束パ
ラメトロンから次の量子磁束パラメトロンに送り出され
ている。この励振方法では、各励振位相間で励振電流の
重なりが多いほど安定した信号の伝達を行えることは明
らかである。量子磁束パラメトロンを例えば10GHzのよ
うな高周波で動作させるには正弦波による励振が望まし
い。第5A図および第5B図に３相の正弦波で励振する場合
の励振電流の重なり具合を示した。第5A図のバイポーラ
正弦波で励振すると、位相が60度つづずれているため、
電流は励振電流の最大値71％以下でしか重なり合わな
い。また、第5B図のユニポーラ正弦波で励振すると、位
相が120度づつずれているため、電流励振電流の最大値
で75％以下でしか重なり合わない。従って、励振電流が
最大の時の励振位相をπにすると、信号が伝搬する時
点、即ち、相間で励振電流が重なり合う時点での電流値
が小さく、このため出力電流が小さくなって、信号が正
常に送れないか、送れても回路の動作余裕が極めて小さ
いことになる。また、励振電流を大きくして、信号伝送
時の励振電流を大きくすると、最大電流時の励振が深く
なり、第４図の特性からそれが原因で出力波形に電流の
へこみを生ずる（第10図参照）。この出力信号のへこみ
は回路誤動作の原因となり避けなければならない。この
様に、従来公知の量子磁束パラメトロンでは、３層の正
弦波で励振する場合、相間における電流の重なりが小さ
いため、動作余裕が狭い欠点があった。
この問題を解決する手段として、例えば、集積回路
内、または回路の近傍で正弦波をクリップし、台形波に
して回路に供給する手段が考えられる。これを実現する
一つの方法として、例えば、,P.C.Arnett,D.J.Herrell,
“REGULATED AC POWER FOR JOSEPHSON INTERFEROMETER
LAQTCHING LOGIC CIRCUIT",IEEE TRANSACTION ON MAGNE
TICS,VOL.MAG−15,NO.1,PP.554−557,（1979）に開示さ
れている方法を応用できる。ここに開示されている方法
は、ジョセフソン素子の電圧電流特性の非線型性を利用
したもので、複数個のジョセフソン素子を直列に接続し
て構成した電圧レギュレータを電源配線に接続する構成
である。しかし、この方法はレギュレータの消費電力が
極めて大きく、例えば、500回路のレギュレータには5mW
も必要である。量子磁束パラメトロンは回路当たり1nW
程度であり、百万個で高々1mWしか消費しない。この様
な低い消費電力の量子磁束パラメトロンにさきに上げた
電圧レギュレータを採用することは極めて不利であり、
現実的には採用できない。
内、または回路の近傍で正弦波をクリップし、台形波に
して回路に供給する手段が考えられる。これを実現する
一つの方法として、例えば、,P.C.Arnett,D.J.Herrell,
“REGULATED AC POWER FOR JOSEPHSON INTERFEROMETER
LAQTCHING LOGIC CIRCUIT",IEEE TRANSACTION ON MAGNE
TICS,VOL.MAG−15,NO.1,PP.554−557,（1979）に開示さ
れている方法を応用できる。ここに開示されている方法
は、ジョセフソン素子の電圧電流特性の非線型性を利用
したもので、複数個のジョセフソン素子を直列に接続し
て構成した電圧レギュレータを電源配線に接続する構成
である。しかし、この方法はレギュレータの消費電力が
極めて大きく、例えば、500回路のレギュレータには5mW
も必要である。量子磁束パラメトロンは回路当たり1nW
程度であり、百万個で高々1mWしか消費しない。この様
な低い消費電力の量子磁束パラメトロンにさきに上げた
電圧レギュレータを採用することは極めて不利であり、
現実的には採用できない。
本発明の目的は、量子磁束パラメトロンの動作余裕を
広くし、特に、多相の正弦波励振電流で励振した場合、
信号が正常に送られることを可能とすることにある。こ
れによって、高い周波数帯域で、高速の論理動作あるい
はメモリ動作を可能とし、ひいては高性能の計算機を実
現することにある。
広くし、特に、多相の正弦波励振電流で励振した場合、
信号が正常に送られることを可能とすることにある。こ
れによって、高い周波数帯域で、高速の論理動作あるい
はメモリ動作を可能とし、ひいては高性能の計算機を実
現することにある。
（問題点を解決するための手段） 本発明では、量子磁束パラメトロンの励振インダクタ
あるいはこれと磁気的に結合する励振線のインダクタ部
分に、ジョセフソン素子を含む回路を並列接続して、こ
の部分に位相レギュレータ（磁束レギュレータ）を構成
することにより上述した問題点を解決した。
あるいはこれと磁気的に結合する励振線のインダクタ部
分に、ジョセフソン素子を含む回路を並列接続して、こ
の部分に位相レギュレータ（磁束レギュレータ）を構成
することにより上述した問題点を解決した。
（実施例） 以下、本発明を実施例に基づいて説明する。第6A図お
よび第6B図は本発明で用いる位相レギュレータの例であ
る。第6A図に示す位相レギュレータはジョセフソン素子
100とインダクタ101が並列に接続されている。ジョセフ
ソン素子100およびインダクタ101の両端の位相をφと
し、電流をｉとすれば（１′）式、（2a）式より（５）
式を得る。
よび第6B図は本発明で用いる位相レギュレータの例であ
る。第6A図に示す位相レギュレータはジョセフソン素子
100とインダクタ101が並列に接続されている。ジョセフ
ソン素子100およびインダクタ101の両端の位相をφと
し、電流をｉとすれば（１′）式、（2a）式より（５）
式を得る。
ｉ＝φ・Φ0/（２πLr）＋Im・sinφ （５） （５）式で、Lrはインダクタ101のインダクタンスで
ある。（５）式で表される位相と電流の関係は第７図に
示される。第6A図に示される位相レギュレータの目的と
する特性は電流ｉが大幅に変化しても位相φの変化量が
小さいことにある。第７図で、位相φが２π付近の動作
点では、電流量が大幅に変化してもそれに対する位相の
変化量は小さい。このことから、第6A図に示す回路は位
相が２πの位相レギュレータ回路と考えることができ
る。（５）式を微分すれば（６）式を得る。
ある。（５）式で表される位相と電流の関係は第７図に
示される。第6A図に示される位相レギュレータの目的と
する特性は電流ｉが大幅に変化しても位相φの変化量が
小さいことにある。第７図で、位相φが２π付近の動作
点では、電流量が大幅に変化してもそれに対する位相の
変化量は小さい。このことから、第6A図に示す回路は位
相が２πの位相レギュレータ回路と考えることができ
る。（５）式を微分すれば（６）式を得る。
di/dφ＝Φ0/（２πLr）＋Im・cosφ （６） （６）式を使って、第6A図に示す位相レギュレータの
設計を行うことができる。特徴となるパラメータ特性は
位相φがπと２πの時の（６）式の値である。
設計を行うことができる。特徴となるパラメータ特性は
位相φがπと２πの時の（６）式の値である。
位相レギュレータとしての平滑特性を良くするために
は、（7b）式で表される勾配を大きくすればよい。この
ためには、並列に接続したジョセフソン素子の臨界電流
を大きくするか、インダクタンスを小さくすればよい。
しかし、（7b）式から、いかに素子特性を選んでも勾配
は無限大になることはない。一方、量子磁束パラメトロ
ンでは、励振電流の立ち上がりが速いほど外部からの雑
音の影響が入り難く、回路動作の面から望ましい。第７
図において、位相がφ＝πの時の勾配値は励振電流の立
ち上がりの速さを表している。もし、ジョセフソン素子
の臨界電流をIm＝Φ0/（２πLr）にすれば、（7a）式よ
り位相がφ＝πの勾配値は零となり、第７図の特性曲線
ａの様に極めて急峻な励振電流の立ち上がりを実現でき
る。さらに、臨界電流をこの値よりも大きくすると、第
７図の曲線ｂに示す様な特性を示し、点線で示す様にヒ
ステリシス現象を起こす。この場合は、励振電流の立ち
上がりは電流のジャンプ現象により極めて速くなり、ま
た励振電流の立ち上がりと立ち下がりの値がちがう。こ
れは、例えば、励振時刻を遅延させるためには有効な回
路構成を提供する。第6A図の位相レギュレータはインダ
クタ101とジョセフソン素子101で超伝導ループを構成し
ている。この為、超伝導ループでの共鳴現象を抑制する
ためには第6B図に示す様にダンピング抵抗110を挿入す
ることが有効である。第１図は本発明の第１実施例の回
路図である。第１図の実施例では、第３図に示す従来の
量子磁束パラメトロンの励振インタクタ12、13にジョセ
フソン素子100aを並列接続し、位相レギュレータとして
の機能を持たせた構成である。この回路構成で、励振イ
ンダクタ12、13は第6A図に示すインダクタ101に相当す
る。量子磁束パラメトロンを励振するには、励振インダ
クタ12、13の位相を各々πにすることである。従って、
励振磁には励振インダクタ12、13を直列に接続した励振
インダクタ全体の位相差は２πとする。第6A図に示す回
路は位相を２πにクランプする位相レギュレータであ
り、第6A図の位相レギュレータが第１図の量子磁束パラ
メトロンに導入されていることになるのである。なお、
励振電流は電源30から供給される。第１図の回路は超伝
導ループを含む。この超伝導ループの共振現象を抑制す
るためには、第８図に示すようにダンピング抵抗200、2
01、110を挿入することが有効である。
は、（7b）式で表される勾配を大きくすればよい。この
ためには、並列に接続したジョセフソン素子の臨界電流
を大きくするか、インダクタンスを小さくすればよい。
しかし、（7b）式から、いかに素子特性を選んでも勾配
は無限大になることはない。一方、量子磁束パラメトロ
ンでは、励振電流の立ち上がりが速いほど外部からの雑
音の影響が入り難く、回路動作の面から望ましい。第７
図において、位相がφ＝πの時の勾配値は励振電流の立
ち上がりの速さを表している。もし、ジョセフソン素子
の臨界電流をIm＝Φ0/（２πLr）にすれば、（7a）式よ
り位相がφ＝πの勾配値は零となり、第７図の特性曲線
ａの様に極めて急峻な励振電流の立ち上がりを実現でき
る。さらに、臨界電流をこの値よりも大きくすると、第
７図の曲線ｂに示す様な特性を示し、点線で示す様にヒ
ステリシス現象を起こす。この場合は、励振電流の立ち
上がりは電流のジャンプ現象により極めて速くなり、ま
た励振電流の立ち上がりと立ち下がりの値がちがう。こ
れは、例えば、励振時刻を遅延させるためには有効な回
路構成を提供する。第6A図の位相レギュレータはインダ
クタ101とジョセフソン素子101で超伝導ループを構成し
ている。この為、超伝導ループでの共鳴現象を抑制する
ためには第6B図に示す様にダンピング抵抗110を挿入す
ることが有効である。第１図は本発明の第１実施例の回
路図である。第１図の実施例では、第３図に示す従来の
量子磁束パラメトロンの励振インタクタ12、13にジョセ
フソン素子100aを並列接続し、位相レギュレータとして
の機能を持たせた構成である。この回路構成で、励振イ
ンダクタ12、13は第6A図に示すインダクタ101に相当す
る。量子磁束パラメトロンを励振するには、励振インダ
クタ12、13の位相を各々πにすることである。従って、
励振磁には励振インダクタ12、13を直列に接続した励振
インダクタ全体の位相差は２πとする。第6A図に示す回
路は位相を２πにクランプする位相レギュレータであ
り、第6A図の位相レギュレータが第１図の量子磁束パラ
メトロンに導入されていることになるのである。なお、
励振電流は電源30から供給される。第１図の回路は超伝
導ループを含む。この超伝導ループの共振現象を抑制す
るためには、第８図に示すようにダンピング抵抗200、2
01、110を挿入することが有効である。
第９図から第13図は本発明を検証するために行った回
路シミュレーション例である。励振電流は第5A図に示す
バイポーラ正弦波である。量子磁束パラメトロンの回路
定数は、ジョセフソン素子の臨界電流が50μＡ、励振イ
ンダクタンスは各々1.8pH、負荷インダクタンスは5pHで
ある。第９図、第10図は位相レギュレータを採用しない
場合即ち第３図に示す構成の場合の例である。第９図の
例においては励振電流の最大値で、励振位相が丁度πに
なるように励振電流を設定した場合で、この図より有効
な励振電流は正弦波の周期の高々50％弱しかないことか
わかる。さらに、有効な領域を増加させようとして励振
電流を増加すると第10図に示すように出力電流波形にへ
こみを生じる。第11図、第12図、第13図は本発明による
位相レギュレータを採用した場合の例である。位相レギ
ュレータを構成するために励振インダクタ12、13に並列
に臨界電流200μＡのジョセフソン素子100aを接続し
た。この様に回路パラメータを選択すると、（7a）式で
示される位相πにおける勾配が負値となり、位相のレギ
ュレート特性はヒステリシス特性を持ち、極めて急峻に
量子磁束パラメトロンを励振できる。ダンピング抵抗11
0は２Ωである。第11図は第９図の励振電流条件と同じ
である。第11図の場合、第９図に比べヒステリシス特性
により、パルスの立ち下がり側で有効な励振電流領域が
延び、それについて出力信号の持続時間も延びている。
第12図は第10図の励振電流条件と同じである。第12図の
場合は位相レギュレータのため、励振電流を多く流して
も励振位相がクリップされ出力信号波形にへこみを生じ
ない。また、有効な励振電流領域が増大し、正弦励振内
で出力信号の持続する時間を延長できる。この為、多相
励振に於ける信号の伝送が容易となる。第13図は第12図
の場合でダンピング抵抗110を除去した場合である。波
形に共振による振動を含む。この振動は誤動作の原因に
なる。従って、ダンピング抵抗110を挿入することは回
路の安定動作から重要である。第９図から第13図はバイ
ポーラ交流電流で量子磁束パラメトロンを駆動した場合
であるが、さらに第5B図に示すユニポーラ交流波形で駆
動すると回路の動作余裕を大きく取れる。ユニポーラ交
流波形とは平均値が零の正弦波に直流をオフセットとし
て加えた場合の回路動作のシミュレーション波形であ
る。バイポーラ励振波形に比べユニポーラ励振では、レ
ギュレータによる励振電流の平均化特性が増加し、回路
の動作余裕を増すことができる。
路シミュレーション例である。励振電流は第5A図に示す
バイポーラ正弦波である。量子磁束パラメトロンの回路
定数は、ジョセフソン素子の臨界電流が50μＡ、励振イ
ンダクタンスは各々1.8pH、負荷インダクタンスは5pHで
ある。第９図、第10図は位相レギュレータを採用しない
場合即ち第３図に示す構成の場合の例である。第９図の
例においては励振電流の最大値で、励振位相が丁度πに
なるように励振電流を設定した場合で、この図より有効
な励振電流は正弦波の周期の高々50％弱しかないことか
わかる。さらに、有効な領域を増加させようとして励振
電流を増加すると第10図に示すように出力電流波形にへ
こみを生じる。第11図、第12図、第13図は本発明による
位相レギュレータを採用した場合の例である。位相レギ
ュレータを構成するために励振インダクタ12、13に並列
に臨界電流200μＡのジョセフソン素子100aを接続し
た。この様に回路パラメータを選択すると、（7a）式で
示される位相πにおける勾配が負値となり、位相のレギ
ュレート特性はヒステリシス特性を持ち、極めて急峻に
量子磁束パラメトロンを励振できる。ダンピング抵抗11
0は２Ωである。第11図は第９図の励振電流条件と同じ
である。第11図の場合、第９図に比べヒステリシス特性
により、パルスの立ち下がり側で有効な励振電流領域が
延び、それについて出力信号の持続時間も延びている。
第12図は第10図の励振電流条件と同じである。第12図の
場合は位相レギュレータのため、励振電流を多く流して
も励振位相がクリップされ出力信号波形にへこみを生じ
ない。また、有効な励振電流領域が増大し、正弦励振内
で出力信号の持続する時間を延長できる。この為、多相
励振に於ける信号の伝送が容易となる。第13図は第12図
の場合でダンピング抵抗110を除去した場合である。波
形に共振による振動を含む。この振動は誤動作の原因に
なる。従って、ダンピング抵抗110を挿入することは回
路の安定動作から重要である。第９図から第13図はバイ
ポーラ交流電流で量子磁束パラメトロンを駆動した場合
であるが、さらに第5B図に示すユニポーラ交流波形で駆
動すると回路の動作余裕を大きく取れる。ユニポーラ交
流波形とは平均値が零の正弦波に直流をオフセットとし
て加えた場合の回路動作のシミュレーション波形であ
る。バイポーラ励振波形に比べユニポーラ励振では、レ
ギュレータによる励振電流の平均化特性が増加し、回路
の動作余裕を増すことができる。
第14図は本発明の他の実施例である。この実施では、
位相レギュレータを励振線20側のインダクタ12′、13′
に構成したものである。この構成でも第１図と同じレギ
ュレータ効果を実現できることは明らかである。第15図
は第14図で回路の共振現象を抑制するためにダンピング
抵抗110b、200、201を挿入した例である。
位相レギュレータを励振線20側のインダクタ12′、13′
に構成したものである。この構成でも第１図と同じレギ
ュレータ効果を実現できることは明らかである。第15図
は第14図で回路の共振現象を抑制するためにダンピング
抵抗110b、200、201を挿入した例である。
第16A図および第16B図は本発明の他の実施例で使う位
相レギュレータの別の形態を示すものである。この回路
はジョセフソン接合100に直列の直流位相をバイアスと
して印加しようとするものである。第16A図では、ジョ
セフソン素子100にトランス155を直列に接続し、トラン
ス155に直流電源157より直流電流を供給する構成であ
る。直流電流により発生した磁束が直流位相を発生す
る。第16B図はジョセフソン素子100にインダクタ156を
接続し、インダクタ156に直流電源157より直流電流を流
す構成である。この回路でも第16B図と同様に直流電流
により発生した磁束が直流位相を発生する。17図は本発
明で使用する他の位相レギュレータの例である。この回
路では、第16A図または第16B図に示した回路にインダク
タ101を並列に接続した構造となっている。ここで、第1
6A図または第16B図に示した直流位相を発生する回路は
直流位相発生器102として表している。第17図の回路の
位相φと電流の関係を以下に示す。例えば、直流位相発
生器102の位相をπまたは−πとすれば直流は（８）式
で表される。
相レギュレータの別の形態を示すものである。この回路
はジョセフソン接合100に直列の直流位相をバイアスと
して印加しようとするものである。第16A図では、ジョ
セフソン素子100にトランス155を直列に接続し、トラン
ス155に直流電源157より直流電流を供給する構成であ
る。直流電流により発生した磁束が直流位相を発生す
る。第16B図はジョセフソン素子100にインダクタ156を
接続し、インダクタ156に直流電源157より直流電流を流
す構成である。この回路でも第16B図と同様に直流電流
により発生した磁束が直流位相を発生する。17図は本発
明で使用する他の位相レギュレータの例である。この回
路では、第16A図または第16B図に示した回路にインダク
タ101を並列に接続した構造となっている。ここで、第1
6A図または第16B図に示した直流位相を発生する回路は
直流位相発生器102として表している。第17図の回路の
位相φと電流の関係を以下に示す。例えば、直流位相発
生器102の位相をπまたは−πとすれば直流は（８）式
で表される。
ｉ＝φ・Φ0/（２πLr）＋Im・sin（φ±π） ＝φ・Φ0/（２πLr）−Im・sin（φ） （８） 式（８）の位相φと電流ｉとの関係は第18図に示され
る。第18図で、位相φがπ付近の動作点では、電流量が
大幅に変化してもそれに対する位相の変化量は小さい。
このことから、第17図に示す回路は位相がπの位相レギ
ュレータ回路と考えることができる。第19図は第17図に
示す位相レギュレータを使った本発明の実施例である。
第19図の実施例では、第３図に示す従来の量子磁束パラ
メトロンの励振インダクタ12にジョセフソン素子100cと
直流位相発生器102cの直列接続、励振インダクタ13にジ
ョセフソン素子100c′と直流位相発生器102′の直列接
続を接続し各々を位相レギュレータとしての機能をもた
せた構成である。この回路構成で、第17図に示すインダ
クタ101は第19図の励振インダクタ12、13に相当するこ
とは言うまでもない。量子磁束パラメトロンの励振とは
インダクタ12、13の位相を各々πにすることである。ま
た、第17図の位相レギュレータは位相πで位相をレギュ
レートする特性を持つ。従って、第19図の実施例は第１
図の実施例と同様に有効な励振電流の範囲を広げること
が出来る。第20図は、第19図の回路動作を確実にするた
め、共振現象による振動を抑制する手段を示している。
ここでは、励振インダクタ12、13に各々ダンピング抵抗
110c、110c′を、ジョセフソン素子10、11に各々ダンピ
ング抵抗200、201を並列に接続してある。第21図は本発
明のさらに別の実施例である。第21図の実施例において
は、位相レギュレータを励振線20側のインダクタ12′、
13′に構成したものである。このために、インダクタ1
2′にジョセフソン接合100dと直流位相発生器102dの直
列接続、励振インダクタ13′にジョセフソン素子100d′
と直流位相発生器102d′の直列接続を接続し各々を位相
レギュレータとしての機能を持たせた構成である。この
構成でも第19図と同じレギュレータ効果を実現できるこ
とは明らかである。第22図は第21図で回路の共振現象を
抑制するためにダンピング抵抗110d、110d′、200、201
を挿入した例である。
る。第18図で、位相φがπ付近の動作点では、電流量が
大幅に変化してもそれに対する位相の変化量は小さい。
このことから、第17図に示す回路は位相がπの位相レギ
ュレータ回路と考えることができる。第19図は第17図に
示す位相レギュレータを使った本発明の実施例である。
第19図の実施例では、第３図に示す従来の量子磁束パラ
メトロンの励振インダクタ12にジョセフソン素子100cと
直流位相発生器102cの直列接続、励振インダクタ13にジ
ョセフソン素子100c′と直流位相発生器102′の直列接
続を接続し各々を位相レギュレータとしての機能をもた
せた構成である。この回路構成で、第17図に示すインダ
クタ101は第19図の励振インダクタ12、13に相当するこ
とは言うまでもない。量子磁束パラメトロンの励振とは
インダクタ12、13の位相を各々πにすることである。ま
た、第17図の位相レギュレータは位相πで位相をレギュ
レートする特性を持つ。従って、第19図の実施例は第１
図の実施例と同様に有効な励振電流の範囲を広げること
が出来る。第20図は、第19図の回路動作を確実にするた
め、共振現象による振動を抑制する手段を示している。
ここでは、励振インダクタ12、13に各々ダンピング抵抗
110c、110c′を、ジョセフソン素子10、11に各々ダンピ
ング抵抗200、201を並列に接続してある。第21図は本発
明のさらに別の実施例である。第21図の実施例において
は、位相レギュレータを励振線20側のインダクタ12′、
13′に構成したものである。このために、インダクタ1
2′にジョセフソン接合100dと直流位相発生器102dの直
列接続、励振インダクタ13′にジョセフソン素子100d′
と直流位相発生器102d′の直列接続を接続し各々を位相
レギュレータとしての機能を持たせた構成である。この
構成でも第19図と同じレギュレータ効果を実現できるこ
とは明らかである。第22図は第21図で回路の共振現象を
抑制するためにダンピング抵抗110d、110d′、200、201
を挿入した例である。
（発明の効果） 以上説明したごとく、本発明によると励振電流のレギ
ュレーション効果により有効な励振電流の範囲を広くす
ることができ、多相の正弦波交流励振電源で信号を正確
に伝送できる。また、励振電流の立ち上がりを拘束にで
きるため量子磁束パラメトロンの励振磁に受ける雑音の
影響を少なく出来、雑音に起因する回路の不安定を排除
できる。さらに、速い立ち上がり時間を実現することに
より、速い周期で量子磁束パラメトロンを動作させるこ
とができる様になる。従って、本発明は高速かつ高安定
度の処理システムを構築するのに有効である。
ュレーション効果により有効な励振電流の範囲を広くす
ることができ、多相の正弦波交流励振電源で信号を正確
に伝送できる。また、励振電流の立ち上がりを拘束にで
きるため量子磁束パラメトロンの励振磁に受ける雑音の
影響を少なく出来、雑音に起因する回路の不安定を排除
できる。さらに、速い立ち上がり時間を実現することに
より、速い周期で量子磁束パラメトロンを動作させるこ
とができる様になる。従って、本発明は高速かつ高安定
度の処理システムを構築するのに有効である。
第１図は本発明の第１実施例の回路構成図、 第2A図および第2B図はそれぞれ超伝導磁束量子回路の主
要回路要素であるインダクタとジセフソン素子の記号を
示す図、 第３図は従来公知の量子磁束パラメトロンの回路構成
図、 第４図は入力磁束が磁束量子の５％の場合での励振位相
と出力電流との関係を示すグラフ、 第5A図および第5B図は３相の正弦波で励振する場合の励
振する場合の励振電流の重なり具合を示すグラフ、 第6A図および第6B図は本発明で用いる位相レギュレータ
の例を示す回路図、 第７図は第6A図の回路に対する位相φと電流ｉとの関係
を示すグラフ、 第８図は第１図に示された第１実施例にダンピング抵抗
を付した回路構成図、 第９図および第10図は第３図に示された従来公知の量子
磁束パラメトロンにおける励振電流と出力信号電流との
関係を示す図、 第11図から第13図は位相レギュレータを採用した本発明
における励振電流と出力信号電流との関係を示す図、 第14図は本発明の第２実施例の回路構成図、 第15図は第14図に示された実施例にダンピング抵抗を付
した回路構成図、 第16A図および第16B図は本発明の別の実施例で用いられ
る直流位相発生器の回路構成図、 第17図は本発明で用いられる他の位相レギュレータの回
路構成図、 第18図は第17図の回路に対する位相φと電流ｉとの関係
を示すグラフ、 第19図は第17図に示される位相レギュレータを使用する
本発明のさらに別の実施例の回路構成図、 第20図は第19図に示された実施例にダンピング抵抗を付
した回路構成図、 第21図は本発明のさらに別の実施例であり、励振線のイ
ンダクタに位相レギュレータが構成された回路構成図、 第22図は第21図に示された実施例にダンピング抵抗を付
した回路構成図、 第23図は第８図に示される回路をユニポーラ励振した場
合のインダクタ電流と出力電流との関係を示す図。 10,11……ジョセフソン素子、 12,13……励振インダクタ、 12′、13′……励振線のインダクタ、 14……負荷インダクタ、 15……超伝導ループ、16……配線、 20……励振線、30……電流源 100,100a,100b,100c,100c′,100d,100d′……ジョセフ
ソン素子、101……インダクタ、 110,110b,110c,110c′,110d,110d′,200,201……ダンピ
ング抵抗、102,102c,102c′,102d,102d′……直流位相
発生器、 155……トランス、156……インダクタ、 157……直流電源。
要回路要素であるインダクタとジセフソン素子の記号を
示す図、 第３図は従来公知の量子磁束パラメトロンの回路構成
図、 第４図は入力磁束が磁束量子の５％の場合での励振位相
と出力電流との関係を示すグラフ、 第5A図および第5B図は３相の正弦波で励振する場合の励
振する場合の励振電流の重なり具合を示すグラフ、 第6A図および第6B図は本発明で用いる位相レギュレータ
の例を示す回路図、 第７図は第6A図の回路に対する位相φと電流ｉとの関係
を示すグラフ、 第８図は第１図に示された第１実施例にダンピング抵抗
を付した回路構成図、 第９図および第10図は第３図に示された従来公知の量子
磁束パラメトロンにおける励振電流と出力信号電流との
関係を示す図、 第11図から第13図は位相レギュレータを採用した本発明
における励振電流と出力信号電流との関係を示す図、 第14図は本発明の第２実施例の回路構成図、 第15図は第14図に示された実施例にダンピング抵抗を付
した回路構成図、 第16A図および第16B図は本発明の別の実施例で用いられ
る直流位相発生器の回路構成図、 第17図は本発明で用いられる他の位相レギュレータの回
路構成図、 第18図は第17図の回路に対する位相φと電流ｉとの関係
を示すグラフ、 第19図は第17図に示される位相レギュレータを使用する
本発明のさらに別の実施例の回路構成図、 第20図は第19図に示された実施例にダンピング抵抗を付
した回路構成図、 第21図は本発明のさらに別の実施例であり、励振線のイ
ンダクタに位相レギュレータが構成された回路構成図、 第22図は第21図に示された実施例にダンピング抵抗を付
した回路構成図、 第23図は第８図に示される回路をユニポーラ励振した場
合のインダクタ電流と出力電流との関係を示す図。 10,11……ジョセフソン素子、 12,13……励振インダクタ、 12′、13′……励振線のインダクタ、 14……負荷インダクタ、 15……超伝導ループ、16……配線、 20……励振線、30……電流源 100,100a,100b,100c,100c′,100d,100d′……ジョセフ
ソン素子、101……インダクタ、 110,110b,110c,110c′,110d,110d′,200,201……ダンピ
ング抵抗、102,102c,102c′,102d,102d′……直流位相
発生器、 155……トランス、156……インダクタ、 157……直流電源。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−219220（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−193612（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−82533（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−66681（ＪＰ，Ａ)
Claims (6)
- 【請求項１】二つのジョセフソン素子と二つの励振イン
ダクタで超伝導ループを構成し、この超伝導ループに負
荷インダクタが接続され、前記励振インダクタに磁気結
合したインダクタを有する量子磁束パラメトロン型超伝
導回路において、 前記励振インダクタまたはこの励振インダクタに磁気結
合した前記インダクタに、ジョセフソン素子を含む回路
が並列に接続されていることを特徴とする超伝導回路。 - 【請求項２】前記並列に接続されている回路が、前記二
つの励振インダクタの直列接続に１個のジョセフソン素
子が並列に接続されて成っていることを特徴とする特許
請求の範囲第（１）項記載の超伝導回路。 - 【請求項３】前記並列に接続されている回路が、前記二
つの励振インダクタに磁気結合した前記インダクタの直
列接続に１個のジョセフソン素子が並列に接続されて成
っていることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記
載の超伝導回路。 - 【請求項４】前記並列に接続されている回路が、前記励
振インダクタにジョセフソン素子と直流位相発生手段と
の直列接続回路が並列に接続されて成っていることを特
徴とする特許請求の範囲（１）項記載の超伝導回路。 - 【請求項５】前記並列に接続されている回路が、励振イ
ンダクタに磁気結合した前記インダクタにジョセフソン
素子と直流位相発生手段との直列接続回路が並列に接続
されて成っていることを特徴とする特許請求の範囲第
（１）項記載の超伝導回路。 - 【請求項６】前記並列に接続されている回路と並列に抵
抗が接続されていることを特徴とする特許請求の範囲第
（１）項から第（５）項いずれか１項記載の超伝導回
路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62226202A JP2547588B2 (ja) | 1987-09-09 | 1987-09-09 | 超伝導回路 |
| US07/242,210 US4916335A (en) | 1987-09-09 | 1988-09-09 | Superconducting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62226202A JP2547588B2 (ja) | 1987-09-09 | 1987-09-09 | 超伝導回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6468124A JPS6468124A (en) | 1989-03-14 |
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