JP2523186B2 - 導波路ダイバ―シチ信号分離器及び該導波路ダイバ―シチ信号分離器を用いたダイバ―シチ受信システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は放射波通信の分野、より詳細には、この通信
のためのダイバーシチ受信装置に関する。

マイクロ波無線のような放射波通信における安定した
動作に対する大きな制約はマルチパスフェーディング
（multipath fading）の問題であるが、これは、結果と
して、一時的な完全な失敗或はシステム故障を起こす。
マルチパス フェーディングは伝送された信号が受信ア
ンテナの所に２つ或はそれ以上の経路を介して破壊的な
位相関係にて到着した時に発生する。この破壊的な位相
関係は狭い周波数バンドを通じて任意の時間に空間の比
較的狭い領域においてのみ発生することが発見された。
結果として、多くの受信システムは、マルチパス フェ
ーディングの期間に故障時間を低減するためにダイバー
シチ信号として知られる代わりの信号を使用する。この
ダイバーシチ信号は周波数ダイバーシチの場合は異なる
キャリヤ周波数にて送信及び受信され、又空間ダイバー
シチの場合は主アンテナから垂直に離れて位置されたア
ンテナによって受信される。更に、ダイバーシチ信号が
単に主信号の代わりに用いられることも、或はこの２つ
の信号がある形式の位相或は振幅調節を使用して組合せ
られることもある。

最近、単一のパラボリック ディッシュ アンテナ及
び２つのモノパルス タイプのフィードの使用による一
層の改良が観察されている。1987年度通信に関するIEEE
国際会議（IEEE International Conference on Communi
cations）、1987年７月７日−10日、ページ23.5.1−23.
5.11にE.H.リン（E.H.Lin）らによって掲載の論文［ダ
ブル ビーム ディッュ アンテナを使用するライン・
オブ・サイト マイクロ波経路上の角度ダイバーシチ
（Angle Diversity on Line−of−Sight Micro wave Pa
ths Using Dual−Beam Dish Antenna）］において詳細
に説明の周知の機構においては、フィードの片方が少し
異なる対応する垂直角度からのアンテナによって受信さ
れる信号をピックアップするためにアンテナの焦点ポイ
ントより少し上に、そして他方が少し下に位置される。
この構成を使用するダイバーシチ システムは、従っ
て、“角度ダイバーシチ”と呼ばれる。この周知の角度
ダイバーシチ システムは故障時間に関しては空間ダイ
バーシチ システムよりもかなり優れるが、バンド幅の
点においては制約を持ち、又、主信号とダイバーシチ信
号との間のクロスオーバーのポイントの所で約6dBの信
号損失を持つ。更に、この使用を他のアンテナ構成いか
に拡張するか知られていない。

然し、現在、単一のホーン反射器アンテナが4GHz及び
6GHz周波数バンドの両方において（垂直及び水平偏波の
両方の）同時信号を受信する幾千ものマイクロ波伝送シ
ステムが動作している。現在のデジタル通信の普及及び
将来のより高い伝送速度に対する必要性から、現在のア
ンテナ及びこれらサポーティング タワーをこれら高速
デジタル サービスに対して使用することが強く要望さ
れる。デジタル サービスに由来するエラーフリー伝送
に対する要求から、角度ダイバーシチの長所をこれらシ
ステムにも適用することの必要性が存在する。

本発明の１つの目的は、さまざまなタイプのアンテナ
とともに広い周波数バンドを通じて使用が可能な改良さ
れた角度ダイバーシチ受信を提供する信号分離器を提供
することにある。

本発明のもう１つの目的は、マルチモード信号から派
生される角度ダイバーシチ信号を生成するための導波路
信号分離器を提供することにある。

本発明の第３の目的は、水平及び垂直に偏波された信
号の両方を広い周波数のバンドを通じて効果的にダイバ
ーシチ保護する単一のアンテナから離れて動作する角度
ダイバーシチ受信システムを提供することにある。

発明の要旨 本発明は、放射された信号がアンテナ開口にボアサイ
トから外れた角度にて入ったとき高次モードが生成され
るという事実に依存する。本発明によると、導波路ダイ
バーシチ信号トランスジューサは１つのマルチモード入
力セクション、セプタムによって２つの出力導波路を形
成するように二つに分岐された１つの出力セクション、
及びこの入力及び出力セクションの間に結合された分離
高次モードをこの出力導波路の片方或は両方内を伝搬す
る基本モードに変換するためのモード トランスジュー
サを含む。信号分離器が受信アンテナに結合されると、
この２つの出力導波路は夫々ダイバーシチ受信システム
のための主及びダイバーシチ信号を提供する。

詳細な説明 本発明を具備する角度ダイバーシチ システム（angl
e diversity system）が第１図に一部絵図にて、そして
一部ブロック図にて示される。第１図において、ピラミ
ッド形ラッパ反射器２が伝送された信号を受信するよう
に整合される。通常、アンテナ用語では“フラワーポッ
ト（flowepot）”と呼ばれるがラッパから導波路のトラ
ンジションユニット４は受信された信号をダイバーシチ
信号分離器６に接続するが、分離器６は主及びダイバー
シチ信号を対応する出力ポート８及び10内に分離する。
ジュアル トランジション導波路セクション12は夫々長
方形の出力ポート８及び10と個々の正方形の導波路セク
ション14及び16の間に滑らかなトランジションを提供す
る。導波路セクション14及び16に結合されたペアの偏波
結合器18及び20は夫々水平及び垂直に偏波された信号を
分離する。水平に偏波された信号は経路22及び24を介し
てマジックTee26或は類似のdB結合デバイスに導電され
る。このマジックTeeの１つの出力は総和パターン信号
を、他方の出力の差パターン信号をダイバーシチ組合せ
網28に結合し、組合せ網28は受信機30に対して１つの信
号を選択する。類似の方法で、マジックTee32は垂直に
偏波された主及びダイバーシチ信号から総和及び差パタ
ーン信号を生成するが、これらは受信機36に対する１つ
の信号が選択されるように組合せ網34に導電される。

ダイバーシチ信号分離器６を除いて、第１図のシステ
ムの要素の全ては当分野において周知である。ダイバー
シチ組合せ網28及び34の機能はこれらの対応する受信機
30及び36により一貫して十分な信号を提供することにあ
る。この目的を達成するため、これらは、これらの対応
する入力信号の１つの或は複数のパラメータを検出する
ための検出手段を含み、又ある１つの実施態様において
は、これら入力信号のどちらかを対応する受信機に接続
するためのスイッチ手段を含む。これらはこれら入力信
号を時分割ベースにて組合わせることであるとみなすこ
とができる。もう１つの実現においては、これらは受信
機にパスされた信号が主及びダイバーシチ信号の１つの
組合せとなるような位相及び／或は振幅調節手段を使用
する連続組合せ手段（continous combining means）を
含む。この連続組合せユニットの例が1979年７月10日に
X.L.シーストランド（K.L.Seastrand）に公布された合
衆国特許第4,160,952号及び1983年２月８日にR.P.ヘッ
ケン（R.P.Hecken）に公布された合衆国特許第4,373,20
7号にみられる。

本発明のダイバーシチ信号分離器の１つの実施態様が
第２図に組み立て図にて示される。この実施態様におい
ては、信号分離器６は夫々長方形の導波路の二半分38及
び40、及び１つの導電性セプタム（conductive septu
m）42を含む。信号分離器６の入力端44の所でセプタム4
2の内側部分が導波路の二半分38及び40の内側壁と水平
となるように切除されている。従って、平面FFと定義さ
れる入力端44の所で、信号分離器６は長方形の断面のオ
ープン導波路となる。平面TTと定義される出力端46の所
で、セプタム42は分離器６を２つの長方形の断面の独立
した導波路に分割する詰った導電壁を形成する。入力端
44と出力端46の間において、セプタム42の平面内の一連
のポスト48がオープンの正方形の入力と二又に割れられ
た出力（bifurcated output）の間のモード トランス
ジューサ トランジション（mode transducing transit
ion）を形成する。

第１図及び第２図に示されるような導波路構造は完全
に相反する伝送をサポートすることが知られている。こ
こではこの事実に基づいて、第１図の装置の動作がビー
ム形成の観点から一般性を欠かないようにアンテナが受
信しているのではなく送信している場合を想定して説明
される。第３図のテーブルはある励起状態下において第
１図のシステム内の様々な位置に存在する電場パターン
を示す。

信号Vsvが第１図の導波路装置にマジックTee32の総和
ポートを介して加えられたものと想定する。分離器６の
２つの長方形の導波路セクション内に存在する平面Ｔ−
Ｔ内の結果としての電場が第３図の第１行の第２列目の
所にアンテナ開口から導波路を下に向かってみた方向か
ら示される。アンテナに向かってのモード トランシス
ジュサのジューサの出力の所、つまり平面Ｆ−Ｆの所の
正方形の導波路内の電場が第３列目に示される。これは
基本モードTE₁₀の電場である。この基本モードはアンテ
ナ開口の平面Ａ−Ａの所の第４列目内に示されるパター
ンに変換され、第３図の最後の行に示されるようなボア
サイト上にローブ最大を持つ従来の遠距離電磁界アンテ
ナ パターンを与える。この信号がマジックTee32の総
和ポートに供給することによってこのように形成される
ことからこのパターンは総和パターンと呼ばれる。

信号V_dvをマジックTee32の差ポートに供給すると、第
３図の第２行目に示されるセットの電場が形成される。
この電場分布は２つの高次モードTE₁₁−TM₁₁の組合せで
あると考えることができる。遠距離電磁界放射パターン
はボアサイト（boresight）上にゼロを持ち、この上下
にサイドローブを持つ。このパターンは差パターンとも
呼ばれる。同様に、水平偏波については、第３図の３行
目と４行目がモードの形成及び対応する総和及び差パタ
ーンの送り出し（launching）を説明する。第３図に説
明される角度ダイバーシチのこの特定の形式はモード
ダイバーシチとも呼ばれる。

この分析、及び相反が存在するという事実から、第１
図の装置がマルチパス フェーディングの原因となる様
々な指向性ビームからシステム性能を維持するために有
効ダイバーシチ信号を派生するために使用できることが
理解できる。

最適の動作のためには、第１図の装置は導波路接合ポ
イントの所に正確な位相整合を必要とする。但し、この
システムは、数百フィートを通じての広がりを持ち、正
方形の導波路セクション14及び16をアンテナ タワーの
頂点付近に位置し、組合せ器28及び34を通常はタワーの
足の所の建物内に設置される。偏波結合器18及び20は、
従って、好ましくは直接に導波路セクション14及び16に
接続され、マジックTee26及び32からの総和及び差出力
と組合せユニット28及び34を接続するロング ラン（lo
ng run）は、好ましくは、基本モード楕円導波路を使用
して横断される。一般に、この装置は１つの共通キャリ
ヤ周波数バンドをカバーするバンド幅を持つ。

かなり広いバンド幅を持ち、厳しい位相要件を欠く１
つの好ましい実施態様が第４図に示される。この構成は
第１図の構成と類似するが、マジックTeeが要求されな
いだけ単純である。つまり、偏波結合器18及び20の出力
が直接に結合器28及び34に接続できる。

第１図の場合と同一の理由によって、第４図の実施態
様の動作は、アンテナが受信でなく送信している場合の
ビームの形成を考察することによってより簡単に説明が
可能である。第５図のテーブルはこの説明のために使用
される。信号V_1Hを第４図の偏波結合器20の水平偏波出
力に加えると、結果として第５図の第１行目に示される
ような電場分布が得られる。平面Ｔ−Ｔの所では２つの
導波路の片方のみが信号を運ぶため、平面Ｆ−Ｆの所の
電場は第３列目に示される２つのモードTE₀₁−TE₀₂の差
からなるものとみなすことができる。

これは最後の行に示されるようにボアサイトから水平
に下方向に傾いた遠距離電磁場アンテナパターンを与え
る。同様に、信号V_2Hを結合器18の水平偏波出力に加え
ると、結果として、第５図の第２行目に示されるような
２つのモードTE₀₁及びTE₀₂の総和を表わす上方向に傾い
た遠距離電磁場パターンが与えられる。結合器20及び18
の垂直に偏波した出力に加えることによって得られる対
応する上及び下を向いたビームの形成が夫々残りの２列
に示される。

第５図との関連で行なわれた説明は、２つのモード例
えば、TE₀₁或はTE₀₂が厳密にイン フェーズ或はアウト
オブ フェーズにて、TE₀₁＋TE₀₂或はTE₀₁−TE₀₂のよ
うに加えられるものと想定した。角度ダイバーシチ ア
プリケーションにおいては（モノパルス レーダー ア
プリケーションの場合とは異なり）厳密なイン フェー
ズ或はアウト オブ フェーズ加算は必要なく、任意の
位相シフトが許容される。正方形の開口から送り出され
た遠距離電磁場パターンを考察する。第6a図はＥ電場強
度の基本モードTE₀₁に対するボアサイトからの仰角の関
数としてのプロットであり、第6b図は高次モードTE₀₂に
対する類似のプロットである。第7a図はそれらの間の相
対位相差γが０゜及び180゜の２つのパターンのベクト
ル加法を示す。これらカーブの全てはdBにてプロットさ
れているため、加算を行なう前に線形電圧スケールに変
換することが必要である。前述のごとく電圧は隣接する
ローブ内において反転することに注意する。カーブ41は
第５図のテーブルの第２行目に示されるような基本及び
高次モードのイン フェーズ加法、つまりTE₀₁＋TE₀₂を
表わす。カーブ42は180゜位相シフトを持つTE₀₂パター
ンの同一の加法を表わす。これは第５図の第１行に示さ
れるようなTE₀₁−TE₀₂である。カーブ41及42は、従って
夫々信号V_2H及びV_1Hの遠距離パターンを表わす。カーブ
41及び42の交点は最大信号ポイントより3dB下に発生す
ることに注意する。この観察の意味することは、本発明
による角度ダイバーシチ受信システムにおいては、基本
及び高次モードがイン フェーズに主及びダイバーシチ
信号を派生するために加算及び減算されたとき、ボアサ
イト クロスオーバーポイントは最大主信号強度より3d
Bのみ下であるということである。これはオフセット
フィードを使用する角度ダイバーシチ ディッシュ ア
ンテナにおいてみられる典型的な6dBより小さな損失で
ある。

次に第7b図のカーブの説明に移るが、ここでは、第６
図と同一のパターンが加えられるが、ここではこれらの
間の位相差γは90゜である。カーブ43はこの２つのモー
ドのベクトル加法を表わす。これはTE₀₁＋TE₀₂及びTE₀₁
−TE₀₂に対するものと同一であり、ここでも総和パター
ンのピークの3dbのみ下に１つのピークを持つ。第7c図
はこれら合成信号の位相シフトを仰角の関数として示
す。カーブ44はこれらモードの総和の位相を表わし、カ
ーブ45はこれらモードの差の位相を表わす。これら振幅
パターンは実際には同一であるが、仰角とともにこの２
つのパターンに対するものと符号が反対の１つの強い位
相シフトが存在することに注意する。これは角度ダイバ
ーシチを機能させるのに十分なものである。この発見は
重大な意味をもち、これはこれらモード間の位相シフト
をコントロールする必要がないことを意味する。このコ
ントロールは第４図の構成においては広いバンドの周波
数を通じて達成することは非常に困難である。これは様
々な異なるモードがアンテナのラッパ部分を異なる速度
にて伝搬し、従って（開口平面Ａ−Ａにおいて）周波数
の関数として異なる位相関係を持つためである。第7a図
のパターンによって示される状況においては、個々のビ
ームを横断してのこの位相シフトは一定であることにも
注意する。

これら信号間の位相関係角度γは第４図の実施態様に
おいてはコントロールする必要がないため、これら信号
は様々な周囲の構造によって導波路セクション14及び16
から偏波結合器18及び20の入力に好都合にガイドでき
る。これら要素は数百フィート離され、セクション14及
び16はアンテナ タワーの頂上付近に位置され、結合器
18及び20はタワーの脚部に位置される。もう１つの実施
態様においては、正方形の導波路がこの距離を通じて延
長される。更に別の実施態様においては、正方形の導波
路がラッパ反射器設備において通常使用される大きなオ
ーバーモード低損失円形導波路にじょうご状に張り出さ
れる。第３の実施態様においては、偏波結合器18及び20
が直接にセクション14及び16に接続され、マルチバンド
動作が要求される場合は、バンド分離網が加えられる。
通常、偏波結合器及びバンド分離網は１つの共通のユニ
ットに統合される。この場合は楕円基本モード導波路が
使用され、個々が個々の偏波及び周波数バンドに対して
通常タワーの脚部の建物内に位置する組合せ器28及び34
に接続するために使用される。その他の接続構成も考え
られる。

ここに説明の発明のもう１つの長所はパターン オフ
セット角度の周波数によるスケーリングである。これは
ビーム形成における導波路モードの使用に起因する。パ
ラボリック反射器の焦点平面内のオフセット フィード
により、パータン傾斜角度はこれらが幾何オプティクス
によって決定されるため固定される。これはボアサイト
の所の周波数とともに変動するクロスオーバー損失の原
因となるが、これは一般には、6dBより低減することは
不可能である。

第２図に示されるモード トランスジューシング分離
器６は、周知のアプローチを使用して設計が可能であ
る。このモード トランスジューサは、本質的には、3d
B方向性結合器であり、優勢モード導波路セクション14
及び16内に動作する２つの出力ポート及び平面Ｆ−Ｆ内
の総和及び差モードによって表わされる他の２つのター
ミナルを持つ。この導波路セクションの寸法は、勿論、
動作周波数に於て所望のモードが伝搬できるようなもの
に選択される。第３図或は第５図に示されるように、要
求されるモードの全ての結合に加えて、モード トラン
スジュサは大きな反射を回避できるように両方向からみ
て非常に良好なインピーダンス整合を提供しなければな
らない。

第２図に示される好結果のアプローチはセプタムから
の距離が増加すると、ポストは薄くなり、これらの間の
距離は大きくなる。当分野において当業者の周知の他の
結合技術も可能である。但し、ここに選択された構造
は、幾つかの固有の長所を持つ。第１に、このポスト
アレイ構造は、その電場がポストに平行な入りモード、
例えば、TE₀₁のみを摂動する。第２に、TE₀₁モードか
ら、これはポストに対して平行の方向に電場の変動を持
たないモード、つまり、TE_0mモードのみを励起する。第
３に、これらポストは集中されるため、ｍが奇数のみと
なる。最後に、この構造は分析上対応する導波路セクシ
ョンによって分離される一連の誘導子として表わすこと
ができ、この分析により、この構造は望ましくないTE₀₃
モードを除去するように設計できる。これは伝搬モード
であるため、TE₀₃の励起は受信信号に対する損失を表わ
すこととなる。

構造を簡単にするため、このポスト アレイ、つまり
“ハープ（harp）”は、二半分の導波路38及び40の間に
挟むことができる両面印刷配線基板上に形成することが
できる。セプタムもこの基板の一部とすることができ
る。第８図はこの４及び6GHzバンドを横断して十分に、
また両偏波にて動作できるこの構成の寸法をインチにて
示す。

この好結果の構成内の印刷配線基板は0.32インチ厚の
低損失誘電体であり、個々のサイドに0.01インチ厚の銅
パターンを持つ、平面FFの所の大きなマルチモード導波
路セクションは3.644平方インチであり、平面TTの所の
長方形セクションは1.79インチ×3.644インチであり、
0.64インチのセプタムを持つ。導波路セクション14及び
16は1.79平方インチである。モード トランスジューサ
のアンテナ端の所に挿入された２つの点線導電パターン
はインピーダンスを一層整合させるための容量性要素を
形成する。

ここでは、単一のピラミッド形ホーン反射器アンテナ
からの改良された角度ダイバーシチを提供するのに良く
動作する構造について説明されたが、本発明の原理及び
範囲は他の構造及び他のアンテナにも適用できることは
明白である。一例として、これは限定を意味するもので
はないが、円錐形ホーン反射器からの信号を円形導波路
及び円形から正方形へのトランジションを介してダイバ
ーシチ信号分離器に導くことも可能である。これに加え
て、第１図及び第４図内のピラミッド形ラッパ反射アン
テナに接続されたアセンブリを中心フィード或はオフセ
ット フィードされるパラボリック アンテナ或はカセ
グレイン アンテナ内の焦点フィードとして使用し、改
良された角度ダイバーシチ性能を達成することも可能で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を具備する角度ダイバーシチシステムを
示し； 第２図は本発明による信号分離器の詳細を示し； 第３図は第１図の実施態様の動作を説明するのに有効な
電場分布のテーブルであり； 第４図は本発明を具備する好ましい角度ダイバーシチ
システムを示し； 第５図は第４図の実施態様の動作を説明するのに有効な
電場分布のテーブルであり； 第6a図及び第6b図は第４図の実施態様の動作を説明する
のに有効な正方形の開口からの遠距離場パターンのプロ
ットであり； 第７図は第６図のパターンの加法を示すセットのプロッ
トであり；そして 第８図は本発明によるモード分離器の１つの実施態様の
寸法を示す詳細な図面である。 ＜主要部分の符号の説明＞ ピラミッド形ラッパ反射器……２ トランジションユニット……４ ダイバーシチ信号分離器……６ 出力ポート……８、10 ジュアルトランジション導波路セクション……12 偏波結合器……18、20 マジックTee……26、32

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 チュン‐リ レン アメリカ合衆国 01810 マサチューセ ッツ，アンドーヴァー，ピルグリム ド ライヴ ２ (56)参考文献 ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＴ ＥＣＨＮＯＬＯＧＹ，Ｖｏｌ．ＣＯＭ− 15，Ｎｏ．４，Ａｕｇｕｓｔ 1967，ｐ ａｇｅｓ 597−603，Ｅ．Ｔ．ＨＡＲＫ ＬＥＳＳ ｅｔ ａｌ“Ｅｘｃｉｔａｔ ｉｏｎ ｏｆ ｈｉｇｈｅｒ−ｏｒｄｅ ｒ ａｎｔｅｎｎａ ｍｏｄｅｓ ｂｙ ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｐｒｏｐａｇａ ｔｉｏｎ"

Claims (13)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】受信されたアンテナ信号の基本モード及び
   高次モードの両方をサポートするマルチモード入力セク
   ション、 ２つの導波路が形成されるように導電性セプタムによっ
   て二股に分けられた出力セクション、及び 該入力セクションと該出力セクションとの間にあって、
   分離高次モードを該二股に分けられた出力セクション内
   を伝搬する基本モードに変換するためのモード トラン
   スジューサ手段を含むことを特徴とする導波路ダイバー
   シチ信号分離器。
2. 【請求項２】請求項１に記載の導波路ダイバーシチ信号
   分離器において、 該マルチモード入力セクションが正方形の断面を持ち、
   該導波路が長方形の断面を持つことを特徴とする導波路
   ダイバーシチ信号分離器。
3. 【請求項３】請求項２に記載の導波路ダイバーシチ信号
   分離器において、 ２つの別個の正方形出力ポートを形成すべく、該出力セ
   クションの該対応する長方形の導波路に結合されている
   導波路トランジション手段が更に含まれることを特徴と
   する導波路ダイバーシチ信号分離器。
4. 【請求項４】請求項１に記載の導波路ダイバーシチ信号
   分離器において、 該トランスジューサ手段が対面する導波路面を接続する
   該セプタムの平面内にアレイの平行の導電性のポストを
   含むことを特徴とする導波路ダイバーシチ信号分離器。
5. 【請求項５】請求項４に記載の導波路ダイバーシチ信号
   分離器において、 該ポストが低損失誘電基板上の導電性経路から成ること
   を特徴とする導波路ダイバーシチ信号分離器。
6. 【請求項６】請求項４に記載の導波路ダイバーシチ信号
   分離器において、 該セプタムに最も近いアレイのポストが該セプタムから
   最も遠いポストよりも厚いことを特徴とする導波路ダイ
   バーシチ信号分離器。
7. 【請求項７】請求項４に記載の導波路ダイバーシチ信号
   分離器において、 該セプタムに最も近い該アレイのポストが該セプタムか
   ら最も遠いアレイより互いに狭いことを特徴とする導波
   路ダイバーシチ信号分離器。
8. 【請求項８】請求項４に記載の導波路ダイバーシチ信号
   分離器において、 該対面する導波路面から電気的に絶縁された容量性の要
   素を形成する少なくとも１つのポストが更に含まれるこ
   とを特徴とする導波路ダイバーシチ信号分離器。
9. 【請求項９】伝送された信号の改良された信号を受信手
   段に提供するためのダイバーシチ受信システムにおい
   て、該システムが、 該伝送された信号を受信するための受信アンテナ手段、 該アンテナ手段に結合され、該受信された主信号及びダ
   イバーシチ信号を得るためのダイバーシチ信号分離手
   段、 該主信号と該ダイバーシチ信号を結合して該改良された
   信号を生成するための組合せ手段、及び 該改良された信号を該受信手段に接続するための手段を
   含み、ここで 該ダイバーシチ信号分離手段が該受信された信号の基本
   モード及び高次モードの両方をサポートするためのマル
   チモード入力セクションを含み、該システムが更に、 導電性のセプタムによって２つの導波路を形成するよう
   に二股に分けられ、該主信号及び該ダイバーシチ信号を
   生成するための出力セクション、及び 該入力セクションと出力セクションとの間にあって分離
   高次モードを該二股に分けられた出力セクション内に伝
   搬する基本モードに変換するためのモード トランスジ
   ューサ手段を含むことを特徴とするダイバーシチ受信シ
   ステム。
10. 【請求項１０】請求項９に記載のダイバーシチ受信シス
    テムにおいて、 該組合せ手段が該主信号と該ダイバーシチ信号を時分割
    ベースにて組合せ該改良された信号を生成するためのス
    イッチング手段を含むことを特徴とするダイバーシチ受
    信システム。
11. 【請求項１１】請求項９に記載のダイバーシチ受信シス
    テムにおいて、 該組合せ手段が該主信号と該ダイバーシチ信号を連続的
    に組合せて該改良された信号を生成することを特徴とす
    るダイバーシチ受信システム。
12. 【請求項１２】請求項11に記載のダイバーシチ受信シス
    テムにおいて、 該組合せ手段が該主信号と該ダイバーシチ信号とを結合
    して総和信号及び差信号を生成するための結合手段及び
    該総和信号及び差信号を時分割ベースにて組合せるため
    のスイッチング手段を含むことを特徴とするダイバーシ
    チ受信システム。
13. 【請求項１３】請求項11に記載のダイバーシチ受信シス
    テムにおいて、 該組合せ手段が該主信号と該ダイバーシチ信号を結合し
    てそれらの総和及び差を生成するための結合手段、及び
    該総和及び差を連続的に組合せるための総和及び差信号
    組合せ手段を含むことを特徴とするダイバーシチ受信シ
    ステム。