JP2502277B2 - Noise suppression circuit - Google Patents

Noise suppression circuit

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JP2502277B2
JP2502277B2 JP59276828A JP27682884A JP2502277B2 JP 2502277 B2 JP2502277 B2 JP 2502277B2 JP 59276828 A JP59276828 A JP 59276828A JP 27682884 A JP27682884 A JP 27682884A JP 2502277 B2 JP2502277 B2 JP 2502277B2
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はVTRやビデオデイスク(VD)等において映
像信号(画像信号)を再生する際に使用するノイズ抑圧
回路、特に広い周波数帯域に亘つてノイズを有効に抑圧
できるノイズ抑圧回路に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial field of application] The present invention relates to a noise suppression circuit used when a video signal (image signal) is reproduced in a VTR, a video disk (VD) or the like, and particularly to a wide frequency band. The present invention relates to a noise suppression circuit that can effectively suppress noise.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

VTRやビデオデイスク等においては、映像信号の再生
系に通常のノイズ抑圧回路が設けられている。
In a VTR, a video disc, etc., a normal noise suppression circuit is provided in the video signal reproduction system.

第13図はこのような再生系に設けられるノイズ抑圧回
路(10)の従来例を示す。
FIG. 13 shows a conventional example of a noise suppressing circuit (10) provided in such a reproducing system.

この図において、端子(1)に供給された入力映像信
号SI(第14図A)は1次のハイパスフイルタ(2)に供
給されて、第15図に示すような周波数帯域に制限された
ノイズ成分を含む高域映像信号SH(第14図B)が抽出さ
れ、これがアンプ(3)を介してリミツタ(4)に供給
されて高域映像信号が抑圧されることによつて、第14図
Cに示すように殆どノイズ成分のみのリミツタ出力SL
得られる。リミツタ出力SLはさらに、ボリユーム(5)
でレベル調整されたのち原映像信号SIと共に、加算器
(6)で加算さる。このときリミツタ出力SLは反転され
た状態で加えられる。
In this figure, the input video signal S I (Fig. 14A) supplied to the terminal (1) is supplied to the primary high-pass filter (2) and is limited to the frequency band as shown in Fig. 15. The high-frequency video signal S H (FIG. 14B) containing the noise component is extracted, and this is supplied to the limiter (4) via the amplifier (3) to suppress the high-frequency video signal. As shown in FIG. 14C, the limiter output S L having almost no noise component is obtained. Limiter output S L is further VOLUME (5)
After being level-adjusted in step S1, it is added in the adder (6) together with the original video signal S I. At this time, the limiter output S L is added in an inverted state.

その結果、原映像信号SI中に含まれるノイズ成分にリ
ミツタ出力SLが逆相加算されるので、第14図Dに示すよ
うにノイズ成分の抑圧された出力映像信号SOが端子
(7)に得られる。
As a result, since the limiter output S L is added in anti-phase to the noise component contained in the original video signal S I , the output video signal S O in which the noise component is suppressed as shown in FIG. ) Is obtained.

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problems to be solved by the invention]

ところで、このようなノイズ抑圧回路(10)では特定
の周波数帯域のノイズしか充分に抑圧することが出来
ず、全周波数帯域に亘つて分布するノイズを有効に抑圧
出来ない欠点がある。
By the way, such a noise suppression circuit (10) can sufficiently suppress only noise in a specific frequency band, and has a drawback that noise distributed over the entire frequency band cannot be effectively suppressed.

すなわち、ハイパスフイルタ(2)の位相特性は第16
図曲線aで示すものとなり、アンプ(3)を含むリミツ
タ(4)の伝播遅延時間による位相特性は曲線bで示す
ものとなるから、端子(1)からボリユーム(5)まで
の総合的な位相特性は曲線cのようになる。
That is, the phase characteristic of the high pass filter (2) is the 16th
The curve a shows the curve, and the phase characteristic due to the propagation delay time of the limiter (4) including the amplifier (3) shows the curve b. Therefore, the total phase from the terminal (1) to the volume (5) is shown. The characteristic is as shown by the curve c.

一方、原映像信号SIは位相特性が付与されずに加算器
(6)に供給されるため、出力映像信号SOとして出力さ
れるSL成分の位相特性は曲線cとは逆相となるだけであ
り、その結果、位相が零となる角周波数ωO及びその周
波数を含む近傍の帯域しかノイズは有効に抑圧すること
ができず、その他の周波数帯域に存在するノイズ成分は
残留してしまう。
On the other hand, since the original video signal S I is supplied to the adder (6) without being given the phase characteristic, the phase characteristic of the S L component output as the output video signal S O has a phase opposite to that of the curve c. As a result, the noise can be effectively suppressed only in the angular frequency ω O where the phase is zero and the vicinity band including the frequency, and the noise component existing in other frequency bands remains. .

つまり、第17図に示すように、入力映像信号SI中に含
まれるノイズ成分の大きさ(ノイズ電力)を曲線dで示
せば、出力映像信号SO中に残留するノイズ電力は曲線e
のようになるから、位相が零となる角周波数ωOのとき
ノイズ抑圧効果が最大となり、それ以外は充分な抑圧効
果が得られない。そればかりか、高域の周波数領域では
入力よりもノイズ電力が増加する場合がある。従つて、
S/N改善の効果はあまり期待することができない。
That is, as shown in FIG. 17, if the magnitude of the noise component (noise power) included in the input video signal S I is represented by the curve d, the noise power remaining in the output video signal S O is the curve e.
Therefore, the noise suppression effect is maximum at the angular frequency ω O where the phase is zero, and the other noise suppression effects are not sufficient. In addition, the noise power may increase more than the input in the high frequency region. Therefore,
The effect of S / N improvement cannot be expected very much.

そこで、この発明はこのような従来の問題点を解決し
たもので、全周波数帯域に亘つてほぼ一様にノイズ成分
を抑圧することのできるノイズ抑圧回路を提案するもの
である。
Therefore, the present invention solves such a conventional problem, and proposes a noise suppression circuit capable of suppressing a noise component almost uniformly over the entire frequency band.

〔問題点を解決するための技術的手段〕[Technical means for solving problems]

上述の問題点を解決するため、この発明では第1図に
示すように、原映像信号SIの伝送系に1次位相等化器
(15)が設けられると共に、ノイズ成分を抽出する信号
伝送系には2次のハイパスフイルタ(11)が設けられ
る。
In order to solve the above problems, according to the present invention, as shown in FIG. 1, a primary phase equalizer (15) is provided in the transmission system of the original video signal S I and the signal transmission for extracting the noise component is performed. The system is provided with a secondary high pass filter (11).

そして、それらの位相特性が固定位相差のみを有し、
その他の特性が完全に一致するように、夫夫の位相定数
が選定される。
And those phase characteristics have only a fixed phase difference,
The respective phase constants are selected so that the other characteristics are completely the same.

〔作用〕[Action]

この構成によれば、2次ハイパスフイルタ(11)の位
相特性は第3図曲線fのようになり、また1次位相等化
器(15)の位相特性は曲線gのようになるから、全周波
数帯域にわたり両者の位相差はπ(=180°)となる。
従つて、第2図に示すリミツタ出力SLと1次位相等化器
(15)を通過した原映像信号SIと同相加算すれば、出力
映像信号SOのノイズは全周波数帯域に亘つて抑圧され
る。
According to this configuration, the phase characteristic of the secondary high-pass filter (11) is as shown by the curve f in FIG. 3, and the phase characteristic of the primary phase equalizer (15) is as shown by the curve g. The phase difference between them is π (= 180 °) over the frequency band.
Therefore, if in-phase addition is performed with the limiter output S L shown in FIG. 2 and the original video signal S I that has passed through the primary phase equalizer (15), the noise of the output video signal S O is spread over the entire frequency band. Oppressed.

このことをノイズ電力を参考にして考察してみると、
第4図のようになる。同図の曲線hは入力のノイズ電力
であり、曲線iは出力ノイズ電力であつて、これからも
明らかなように出力ノイズ電力はハイパスフイルタ(1
1)の低域カツトオフ周波数ωC以上の帯域では充分に抑
圧されることが容易に理解できる。
Considering this with reference to noise power,
It looks like Figure 4. The curve h in the same figure is the input noise power, and the curve i is the output noise power. As is apparent from this, the output noise power is the high pass filter (1
It is easy to understand that it is sufficiently suppressed in the band above the low cutoff frequency ω C of 1).

〔実施例〕〔Example〕

第1図はこの発明に係るノイズ抑圧回路(10)の一例
を示す系統図であつて、端子(1)に供給された入力映
像信号SIは2次ハイパスフイルタ(11)に供給されて、
第14図に示すと同様にノイズ成分を含む高域映像信号SH
が抽出され(第2図B)、これがアンプ(12)を介して
リミツタ(13)に供給されて高域映像信号が抑圧された
殆どノイズ成分だけのリミツタ出力SL(同図C)が出力
され、これがさらにレベル調整用のボリユーム(14)を
介して加算器(17)に供給される。
FIG. 1 is a system diagram showing an example of a noise suppression circuit (10) according to the present invention, in which an input video signal S I supplied to a terminal (1) is supplied to a secondary high-pass filter (11),
Similar to that shown in Fig. 14, the high-frequency video signal S H containing a noise component
Is extracted (Fig. 2B) and is supplied to the limiter (13) via the amplifier (12) to suppress the high frequency image signal and output the limiter output S L (Fig. C) of almost only noise components. This is further supplied to the adder (17) via the level adjusting volume (14).

入力映像信号SIはさらに1次位相等化器(15)にて位
相等化されたのち、遅延回路(16)を介して上述の加算
器(17)に供給される。遅延回路(16)はアンプ(12)
及びリミツタ(13)によつて生ずる伝播遅延時間を補償
するためのものである。
The input video signal S I is further phase-equalized by the primary phase equalizer (15) and then supplied to the adder (17) via the delay circuit (16). Delay circuit (16) is an amplifier (12)
And the propagation delay time caused by the limiter (13).

なお、1次位相等化器(15)を通過した原映像信号SI
とリミツタ出力SLとは同相加算される。
The original video signal S I that has passed through the primary phase equalizer (15)
And the limiter output S L are added in phase.

ところで、上述した1次位相等化器(15)の伝達関数
HEQ(s)(ただし、s=jωであり、ωは入力角周波
数を示す)は、 であり、そのときの位相特性φEQ(s)は となり、これを図示すれば、第3図曲線gのようにな
る。
By the way, the transfer function of the above-mentioned first-order phase equalizer (15)
H EQ (s) (where s = jω and ω is the input angular frequency) is And the phase characteristic φ EQ (s) at that time is If this is illustrated, it becomes like the curve g in FIG.

これに対し、2次ハイパスフイルタ(11)の伝達関数
HHPF(s)は、一般的に、 ただし、ωCはカツトオフ角周波数で1MHz程度 で与えられるから、今 となるように、2次ハイパスフイルタ(11)のQC(=0.
5)を選んだ場合には、(3)式は次のようになる。
On the other hand, the transfer function of the second-order high-pass filter (11)
H HPF (s) is generally However, since ω C is given at a cutoff angular frequency of about 1 MHz, Q C (= 0. Of the second-order high-pass filter (11).
When (5) is selected, equation (3) is as follows.

QCを上述のように選んだときの位相特性φHPF(s)は となる。これを図示すると第3図曲線fとなる。そのた
め、(2)式で示される位相特性φEQ(s)のなかで、 ωO=ωC …(8) に選定した場合には、1次位相等化器(15)の位相特性
φEQ(s)は、 となる。その結果、(7),(9)式から明らかなよう
に、1次位相等化器(15)の位相と、2次ハイパスフイ
ルタ(11)の位相とは、πの固定位相値を除き全く一致
する。すなわち、曲線fとgとは全周波数帯域に亘り、
πだけ位相シフトされただけで、各周波数における位相
量はπなる固定位相を除き180°完全に一致することに
なる。
The phase characteristic φ HPF (s) when Q C is selected as described above is Becomes This is shown in FIG. 3 as curve f. Therefore, among the (2) phase characteristic phi EQ of formula (s), omega O = when selected omega to C ... (8), the phase characteristics phi EQ primary phase equalizer (15) (S) is Becomes As a result, as is clear from the equations (7) and (9), the phase of the primary phase equalizer (15) and the phase of the secondary high-pass filter (11) are completely different except for the fixed phase value of π. Match. That is, the curves f and g are over the entire frequency band,
Even if the phase is shifted by π, the amount of phase at each frequency completely matches 180 ° except for the fixed phase of π.

従つて、第1図に示すように伝播遅延時間による位相
特性を含めたリミツタ出力SLと、同じく伝播遅延時間に
相当する時間だけ遅延された原映像信号SIとを、加算器
(17)で同相加算すれば、リミツタ出力SLによつて原映
像信号SI中に混入したノイズ成分を、全周波数帯域に亘
り有効に抑圧することができる。
Therefore, as shown in FIG. 1, the limiter output S L including the phase characteristics due to the propagation delay time and the original video signal S I also delayed by the time corresponding to the propagation delay time are added to the adder (17). In-phase addition allows noise components mixed in the original video signal S I due to the limiter output S L to be effectively suppressed over the entire frequency band.

すなわち、第4図に示すように原映像信号、つまり入
力映像信号SI中に存在するノイズ電力は、曲線hに示す
如く全周波数帯域に一様な強さで分布する。これをノイ
ズ抑圧回路(10)に供給すると、カツトオフ角周波数ω
C以上の周波数帯域では曲線iに示すようにノイズ電力
が一様に抑圧される。
That is, as shown in FIG. 4, the noise power existing in the original video signal, that is, the input video signal S I , is distributed with a uniform intensity over the entire frequency band as shown by the curve h. When this is supplied to the noise suppression circuit (10), the cutoff angular frequency ω
In the frequency band above C , the noise power is suppressed uniformly as shown by the curve i.

なお、カツトオフ角周波数ωC付近の周波数帯域では
ノイズ電力が充分抑圧されていないが、これはノイズ抑
圧回路(10)自体が入力映像信号SI中に含まれるノイズ
成分のうち、比較的高域側に存在するノイズ成分を抑圧
することを目的とするためで、低域側のノイズ成分には
抑圧操作を施していないためである。
Although the noise power is not sufficiently suppressed in the frequency band near the cutoff angular frequency ω C , this is because the noise suppression circuit (10) itself has a relatively high frequency range among the noise components included in the input video signal S I. This is for the purpose of suppressing the noise component existing on the side, and for suppressing the noise component on the low frequency side.

さて、上述した2次のハイパスフイルタ(11)は第5
図に示すようなR,C,L構成のハイパスフイルタを使用す
ることができる。一方、1次位相等化器(15)は第9図
に示すような変成器TとコンデンサCを使用した等化器
を使用することができる。
By the way, the above-mentioned secondary high-pass filter (11) is the fifth
A high pass filter having an R, C, L configuration as shown in the figure can be used. On the other hand, as the primary phase equalizer (15), an equalizer using a transformer T and a capacitor C as shown in FIG. 9 can be used.

第5図に示す2次のハイパスフイルタ(11)を使用し
た場合、 のように、各位相定数を選定すれば、(6)式に示す伝
達関数HHPF(s)と、(7)式に示す位相特性φ
HPF(s)を得ることができる。
When using the secondary high-pass filter (11) shown in Fig. 5, If each phase constant is selected, the transfer function H HPF (s) shown in equation (6) and the phase characteristic φ shown in equation (7)
HPF (s) can be obtained.

第6図〜第8図はこの発明において使用できる2次の
ハイパスフイルタ(11)の他の例を示す。すなわち、第
6図に示すようなC,R構成の1次のハイパスフイルタ(1
1A),(11B)を2個使用し、これらをバツフーアンプ
(11C)を介して縦続接続しても2次のハイパスフイル
タ(11)を構成することができ、また第7図に示すよう
に、R,L構成の1次のハイパスフイルタ(12A),(12
B)を2個使用し、これらをバツフーアンプ(11C)を介
して縦続接続しても2次のハイパスフイルタ(11)を構
成することができる。さらに、第8図に示すようなC,R
構成の1次のハイパスフイルタ(13A)とR,L構成の1次
のハイパスフイルタ(13B)を使用し、これらをバツフ
ーアンプ(11C)を介して縦続接続しても2次のハイパ
スフイルタ(11)を構成することができる。
6 to 8 show another example of the secondary high-pass filter (11) usable in the present invention. That is, as shown in FIG. 6, the primary high-pass filter (1
If two 1A) and (11B) are used and these are cascade-connected via a buffer amplifier (11C), a secondary high-pass filter (11) can be constructed, and as shown in FIG. Primary high-pass filter (12A), (12
A second-order high-pass filter (11) can be configured by using two B) and connecting them in series via a buffer amplifier (11C). Furthermore, as shown in Fig. 8, C, R
A high-pass filter (13A) of the primary configuration and a high-pass filter (13B) of the R, L configuration are used, and these are connected in cascade via a buffer amplifier (11C). Can be configured.

第10図はこの発明に係るノイズ抑圧回路(10)の他の
実施例を示す。この例は2次のハイパスフイルタと、2
次のローパスフイルタを組合せて、第3図曲線fの位相
特性を得るようにした場合である。
FIG. 10 shows another embodiment of the noise suppressing circuit (10) according to the present invention. In this example, the second-order high-pass filter and 2
This is a case where the following low-pass filters are combined to obtain the phase characteristics of the curve f in FIG.

この場合、ローパスフイルタ(21)としては2次のラ
グ・リード(Lag−Lead)ローパスフイルタが使用さ
れ、これがリミツタ(13)の次段に接続され、ローパス
フイルタ(21)の後段にはアンプ(22)を介してリミツ
タ(23)がさらに接続される。
In this case, a secondary Lag-Lead low pass filter is used as the low pass filter (21), which is connected to the next stage of the limiter (13), and an amplifier ( The limiter (23) is further connected via 22).

この構成において、2次のハイパスフイルタ(11)の
カツトオフ周波数は、第1図に示した場合よりも、より
高いカツトオフ周波数に設定される。この例では2〜3M
Hzに設定される。
In this configuration, the cutoff frequency of the secondary high-pass filter (11) is set to a higher cutoff frequency than that shown in FIG. 2-3M in this example
Set to Hz.

このように、2次のハイパスフイルタ(11)のカツト
オフ周波数を高く選んだ場合には、このハイパスフイル
タ(11)で抽出される入力映像信号SIの高域成分が少な
くなつて、出力映像信号SOの高域特性が改善されるから
である。
In this way, when the cutoff frequency of the secondary high-pass filter (11) is selected to be high, the high frequency components of the input video signal S I extracted by this high-pass filter (11) are reduced and the output video signal is reduced. This is because the high frequency characteristics of S O are improved.

さて、第10図の構成において、2次のローパスフイル
タ(21)の伝達関数HLPF(s)は、 で与えられる。ここに、Kは定数、ωH,ωLは2次ロー
パスフイルタ特性の形状を決めるパラメータであつて、
ωHは高域側の肩の部分の角周波数、ωLは低域側の肩の
部分の角周波数であり、ωH>ωLである。
Now, in the configuration of FIG. 10, the transfer function H LPF (s) of the quadratic low-pass filter (21) is Given in. Where K is a constant and ω H and ω L are parameters that determine the shape of the secondary low-pass filter characteristic.
ω H is the angular frequency of the shoulder portion on the high frequency side, ω L is the angular frequency of the shoulder portion on the low frequency side, and ω H > ω L.

さて、この構成において、フイルタ(11)と(21)と
によつてノイズ成分の受ける伝達特性は、 となる。そこで、 となるように、2次のローパスフイルタ(21)の位相定
数を選定すれば、(12)式に示される伝達特性は、 となり、第1図に示す2次のハイパスフイルタ(11)を
使用したときとその伝達特性が等価になるから、第10図
の場合も、1次位相等化器(15)の角周波数ωOに対
し、 ωL=ωO …(15) となるように、2次のローパスフイルタ(21)のωL
選定すれば、この構成でも第3図に示すような位相特性
が得られ、ノイズ成分を全周波数帯域に亘つて有効に抑
圧することができる。
Now, in this configuration, the transfer characteristics that the noise component receives by the filters (11) and (21) are: Becomes Therefore, If the phase constant of the second-order low-pass filter (21) is selected so that, the transfer characteristic shown in equation (12) becomes Therefore, since the transfer characteristics are equivalent to those when the secondary high-pass filter (11) shown in FIG. 1 is used, the angular frequency ω O of the primary phase equalizer (15) is also in the case of FIG. hand, so that the ω L = ω O ... (15 ), if selected omega L of the secondary low-pass filter (21), the phase characteristic as shown in FIG. 3 in this configuration is obtained, noise The component can be effectively suppressed over the entire frequency band.

なお、第10図の構成において、遅延回路(16)の遅延
時間は、アンプ(12),(22)及びリミツタ(13),
(23)を含めた総合の伝播遅延時間に設定される。
In the configuration shown in FIG. 10, the delay time of the delay circuit (16) is equal to that of the amplifiers (12), (22) and the limiter (13),
It is set to the total propagation delay time including (23).

第11図はこの発明のさらに他の実施例を示す。 FIG. 11 shows still another embodiment of the present invention.

上述したような映像信号の再生装置では、一般にノイ
ズ抑圧回路(10)の前段に、ローパスフイルタを設け、
再生された映像信号の帯域を制限した上でこのノイズ抑
圧回路(10)に供給してノイズの抑圧処理を実行してい
る。この場合、第11図に示すローパスフイルタ(30)に
よつて生ずる遅延特性を補償するため、このローパスフ
イルタ(30)とノイズ抑圧回路(10)との間には位相等
化器(31)が設けられる。
In the video signal reproducing apparatus as described above, a low-pass filter is generally provided in front of the noise suppressing circuit (10),
The band of the reproduced video signal is limited and then supplied to this noise suppression circuit (10) to execute noise suppression processing. In this case, a phase equalizer (31) is provided between the low-pass filter (30) and the noise suppression circuit (10) in order to compensate for the delay characteristic generated by the low-pass filter (30) shown in FIG. It is provided.

すなわち、ローパスフイタ(30)の遅延特性が、第12
図曲線jに示すものであるときは、この遅延特性を補償
できるように位相等化器(31)の位相特性が付与され、
第12図曲線mで示される特性とする。この場合、第13図
のような従来例では、入力映像信号SIが直接加算器
(6)に供給される構成となされているために、このと
きの位相等化器(31)としては、第12図に示す曲線kで
示される1次位相等化器と、曲線lで示される2次位相
等化器を使用する必要がある。
That is, the delay characteristic of the low-pass filter (30) is
In the case of the curve j shown in the figure, the phase characteristic of the phase equalizer (31) is added so as to compensate for this delay characteristic,
The characteristic is shown by the curve m in FIG. In this case, in the conventional example as shown in FIG. 13, since the input video signal S I is directly supplied to the adder (6), the phase equalizer (31) at this time is It is necessary to use the primary phase equalizer indicated by the curve k shown in FIG. 12 and the secondary phase equalizer indicated by the curve l.

従つて、従来では位相等化器(31)の構成が複雑化す
る欠点があつた。
Therefore, the conventional structure has a drawback that the structure of the phase equalizer (31) is complicated.

ところが、この発明のように構成する場合には、原映
像信号の伝送系に、1次位相等化器(15)がすでに設け
られているために、この1次位相等化器(15)をローパ
スフイルタ(30)における遅延特性補償用の位相等化器
としても流用できる。従つて、位相等化器(31)として
は、2次位相等化器だけで構成することができ、その構
成を簡略化できる効果がある。
However, in the case of the configuration according to the present invention, since the primary phase equalizer (15) is already provided in the transmission system of the original video signal, the primary phase equalizer (15) is used. It can also be used as a phase equalizer for delay characteristic compensation in the low-pass filter (30). Therefore, the phase equalizer (31) can be configured by only the secondary phase equalizer, and the configuration can be simplified.

ローパスフイルタ(30)の遅延特性が第12図曲線jで
はなく、これよりも高域側で遅延量が増加するような特
性となつている場合には、1次及び2次の位相等化器を
多段に亘つて縦続接続しなければならないが、このよう
な場合にも、この発明によれば1次位相等化器(15)の
分だけ、位相等化器(31)の構成を簡略化できるもので
ある。
If the delay characteristic of the low-pass filter (30) is not the curve j in FIG. 12 but the delay amount increases on the higher frequency side than this, then the primary and secondary phase equalizers Must be cascade-connected in multiple stages, but in such a case, according to the present invention, the structure of the phase equalizer (31) is simplified by the amount of the primary phase equalizer (15). It is possible.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

以上説明したように、この発明では原映像信号SIの伝
送系に1次位相等化器を設け、ノイズ成分を抽出する信
号伝送系に2次のハイパスフイルタを設けて、それらの
位相特性が固定位相差のみを有し、その他の特性が完全
に一致するように、夫夫の位相定数を選定したものであ
る。
As described above, according to the present invention, the primary phase equalizer is provided in the transmission system of the original video signal S I , and the secondary high-pass filter is provided in the signal transmission system for extracting the noise component so that their phase characteristics are The phase constants of the two are selected so that they have only a fixed phase difference and the other characteristics completely match.

この構成によれば、全周波数帯域にわたり両者の位相
差がπ(=180°)となるため、出力映像信号SOのノイ
ズ成分を全周波数帯域に亘つて抑圧することができる。
According to this configuration, the phase difference between them becomes π (= 180 °) over the entire frequency band, so that the noise component of the output video signal S O can be suppressed over the entire frequency band.

従つて、従来よりも優れたノイズ抑圧効果が発揮さ
れ、再生画質を大幅に改善することができる。
Therefore, the noise suppression effect superior to the conventional one is exhibited, and the reproduced image quality can be significantly improved.

さらに、従来のノイズ抑圧回路では、リミツタ出力SL
に含まれる映像信号の高域成分によつて、原映像信号SI
の高域成分が減算されるために、高域特性が劣化する欠
点がある。これに対し、この発明では従来よりも大きな
S/N改善効果が得られるため、ボリユーム(14)を絞つ
て従来と同程度のS/N改善効果を得る場合には、それに
伴つてリミツタ出力SLに含まれる映像信号の高域成分
(2次ハイパスフイルタ(11)によつて生ずる正及び負
の輪郭パルス成分)もそのレベルが非常に小さくなつて
いることから、これによつて原映像信号SIの高域成分が
減算される割合も少なくなる。
Furthermore, in the conventional noise suppression circuit, the limiter output S L
By the high-frequency component of the video signal contained in connexion, the original image signal S I
Since the high frequency component of is subtracted, the high frequency characteristic is deteriorated. On the other hand, in the present invention,
Since the S / N improvement effect can be obtained, if the volume (14) is narrowed down to obtain the same S / N improvement effect as the conventional one, the high frequency component of the video signal included in the limiter output S L ( The level of the positive and negative contour pulse components generated by the secondary high-pass filter (11) is also extremely small, so that the high frequency component of the original video signal S I is subtracted by this. Also less.

従つて、この場合には上述の効果に加え、出力映像信
号SOの高域特性を従来よりも改善することができる。
Therefore, in this case, in addition to the effects described above, the high frequency characteristics of the output video signal S O can be improved as compared with the conventional case.

【図面の簡単な説明】 第1図はこの発明に係るノイズ抑圧回路の一例を示す系
統図、第2図はその動作説明に供する波形図、第3図及
び第4図は同じくその動作説明に供する特性曲線図、第
5図〜第8図は2次ローパスフイルタの一例を示す構成
図、第9図は1次位相等化器の一例を示す構成図、第10
図及び第11図はこの発明の他の例を示す系統図、第12図
は第11図の動作説明に供する特性曲線図、第13図は従来
のノイズ抑圧回路の系統図、第14図はその動作説明に供
する波形図、第15図〜第17図は同じくその動作説明に供
する特性曲線図である。 (10)はノイズ抑圧回路、(11)は2次ハイパスフイル
タ、(13),(23)はリミツタ、(15)は1次位相等化
器、(21)は2次ローパスフイルタ、(17)は加算器、
SIは原(入力)映像信号、SHは高域映像信号、SLはリミ
ツタ出力、SOは出力映像信号である。
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a system diagram showing an example of a noise suppressing circuit according to the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram for explaining its operation, and FIGS. 3 and 4 are also for explaining its operation. FIG. 5 to FIG. 8 are characteristic curve diagrams to be provided, FIG. 5 to FIG. 8 are configuration diagrams showing an example of a secondary low-pass filter, FIG. 9 is a configuration diagram showing an example of a primary phase equalizer, and FIG.
11 and 12 are system diagrams showing another example of the present invention, FIG. 12 is a characteristic curve diagram for explaining the operation of FIG. 11, FIG. 13 is a system diagram of a conventional noise suppression circuit, and FIG. 14 is Waveform diagrams for explaining the operation, and FIGS. 15 to 17 are characteristic curve diagrams for similarly explaining the operation. (10) is a noise suppression circuit, (11) is a secondary high-pass filter, (13) and (23) are limiters, (15) is a primary phase equalizer, (21) is a secondary low-pass filter, (17). Is an adder,
S I is the original (input) video signal, S H is the high frequency video signal, S L is the limiter output, and S O is the output video signal.

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】入力映像信号が1次位相等化器と2次ハイ
パスフイルタとに供給され、上記2次ハイパスフイルタ
より出力されるノイズ成分を含んだ高域映像信号がリミ
ツタにてレベル制限され、レベル制限されたこの高域映
像信号と、上記1次位相等化器より出力された原映像信
号とが加算されると共に、上記2次ハイパスフイルタの
位相特性と1次位相等化器の位相特性が全周波数帯域に
亘つて180度の位相を有するように夫々の位相定数が選
定されてなるノイズ抑圧回路。
1. An input video signal is supplied to a primary phase equalizer and a secondary high pass filter, and a high band video signal containing a noise component output from the secondary high pass filter is level-limited by a limiter. , The level-limited high-frequency video signal is added to the original video signal output from the primary phase equalizer, and the phase characteristics of the secondary high-pass filter and the phase of the primary phase equalizer are added. A noise suppression circuit in which each phase constant is selected so that the characteristic has a phase of 180 degrees over the entire frequency band.
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