JP2024037070A - 無線電力伝送システム、無線送電回路及び無線受電回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】電磁的に結合される一対のコイルの結合度の変動に対して、出力電圧等を一定にすることができる無線電力伝送システム等を提供する。【解決手段】無線電力伝送システムは、送電インダクタを含む第１のＬＣ共振回路を含むインバータであって、入力電圧を所定のスイッチング周波数及び所定のデューティ比でスイッチングして、スイッチングされた交流電圧を送電インダクタから送電するインバータを備える無線送電回路と、無線受電回路とを備える。無線受電回路は、送電インダクタと電磁的に結合された受電インダクタを含む第２のＬＣ共振回路を含む整流回路であって、受電インダクタにより受電した交流電圧を整流して整流電圧を出力する整流回路と、第１のレギュレータからの出力電圧を検出し、検出された出力電圧に基づいて、出力電圧が所定電圧になるように整流電圧を制御して、出力電圧を出力する第１のレギュレータとを備える。【選択図】図１
Description
本発明は、電磁的に結合された無線送電回路及び無線受電回路を含む無線電力伝送システムと、前記無線電力伝送システムのための無線送電回路と、前記無線電力伝送システムのための無線受電回路とに関する。
従来、例えば無線搬送車（ＡＧＶ（Automatic Guided Vehicle)）、電気自動車（ＥＶ（Electric Vehicle））などの移動体はリチウムイオンバッテリーなどの充電池を搭載している。この充電池を充電するときは、ＡＧＶを充電ステーションまで移動させた後、ＡＧＶに搭載された受電コイルを、充電ステーションの送電コイルに電磁的に結合させて非接触充電システムにおいて非接触充電を行う。
Samer Aldhaher, et al., "Load-Independent Class E/EF Inverters and Rectifiers for MHz-Switching Applications," IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.33, No.10, October 2018.
上述のように、受電コイルを送電コイルに電磁的に結合させて非接触充電を行っているが、以下のような変化要素が存在する。
（変化要素Ａ）充電池の充電残量又は負荷となる装置の動作が変化すると、負荷が変化する。
（変化要素Ｂ）コイル間の位置ズレにより、送受電コイルの結合度ｋが変化する。
（変化要素Ａ）充電池の充電残量又は負荷となる装置の動作が変化すると、負荷が変化する。
（変化要素Ｂ）コイル間の位置ズレにより、送受電コイルの結合度ｋが変化する。
すなわち、電圧又は電流に係る出力特性を変化させることが難しくなり、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）又はゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）などのソフトスイッチングを達成することが難しくなるという課題があった。
この課題を解決するために、非特許文献１の図３２（本願図６）では、「発明者の知見」で後述するように、Ｅ級インバータと整流回路とを組み合わせることにより、「変化要素Ａ」では、出力電圧を一定にして前記ソフトスイッチングを達成することができ、「変化要素Ｂ」では、前記ソフトスイッチングを達成できるが出力電圧を一定することができないという課題があった。すなわち、結合度ｋの変動に対して、電圧又は電流に係る出力特性が変化するという課題が残っている。
本発明の目的は従来例の課題を解決し、結合度ｋの変動に対して、出力電圧又は出力電流を一定にすることができる無線電力伝送システム、前記無線電力伝送システムのための無線送電回路及び無線受電回路を提供することにある。
本発明の第１の態様に係る無線電力伝送システムは、
無線送電回路と、無線受電回路とを備える無線電力伝送システムであって、
前記無線送電回路は、
送電インダクタを含む第１のＬＣ共振回路を含むインバータであって、入力電圧を所定のスイッチング周波数及び所定のデューティ比でスイッチングして、スイッチングされた交流電圧を前記送電インダクタから送電するインバータを備え、
前記無線受電回路は、
前記送電インダクタと電磁的に結合された受電インダクタを含む第２のＬＣ共振回路を含む整流回路であって、前記受電インダクタにより受電した交流電圧を整流して整流電圧を出力する整流回路と、
第１のレギュレータからの出力電圧を検出し、前記検出された出力電圧に基づいて、前記出力電圧が所定電圧になるように前記整流電圧を制御して、前記出力電圧を出力する第１のレギュレータとを備える。
無線送電回路と、無線受電回路とを備える無線電力伝送システムであって、
前記無線送電回路は、
送電インダクタを含む第１のＬＣ共振回路を含むインバータであって、入力電圧を所定のスイッチング周波数及び所定のデューティ比でスイッチングして、スイッチングされた交流電圧を前記送電インダクタから送電するインバータを備え、
前記無線受電回路は、
前記送電インダクタと電磁的に結合された受電インダクタを含む第２のＬＣ共振回路を含む整流回路であって、前記受電インダクタにより受電した交流電圧を整流して整流電圧を出力する整流回路と、
第１のレギュレータからの出力電圧を検出し、前記検出された出力電圧に基づいて、前記出力電圧が所定電圧になるように前記整流電圧を制御して、前記出力電圧を出力する第１のレギュレータとを備える。
本発明の第２の態様に係る無線電力伝送システムは、前記第１の態様に係る無線電力伝送システムにおいて、
前記無線送電回路はさらに、前記インバータの前段に設けられた第２のレギュレータを備え、
前記第２のレギュレータは第２の電流制御トランジスタを含み、
前記第２のレギュレータは、
（Ａ）前記第２のレギュレータからの出力電流を検出し、前記検出された出力電流に基づいて、前記第２の電流制御トランジスタを制御することで、前記出力電流が所定電流になるように前記入力電圧を制御して、前記出力電流を前記インバータに出力する定電流モードと、
（Ｂ）前記第２の電流制御トランジスタを一定のデューティ比で制御することで前記入力電圧を制御して、前記出力電圧を前記インバータに出力する定時比率モードと、
の動作モードを有し、
前記第１のレギュレータは、
（Ａ）前記第１のレギュレータからの出力電圧を検出し、前記検出された出力電圧に基づいて、前記出力電圧が所定電圧になるように前記整流電圧を制御して、前記出力電圧を出力する定電圧モードに加えて、
（Ｂ）前記第１のレギュレータからの出力電流を検出し、前記検出された出力電流に基づいて、前記出力電流が所定電流になるように前記整流電圧を制御して、前記出力電圧を出力する定電流モードの動作モードを有し、
前記第１のレギュレータはさらに、
前記定電圧モードと前記定電流モードとの間の選択的な切り替え時に、動作モード切替信号を前記第２のレギュレータに対して送信し、もしくは、前記第２のレギュレータからの動作モード切替信号を受信する第１の通信回路を備え、
前記第２のレギュレータはさらに、
前記定時比率モードと前記定電流モードの間の選択的な切り替え時に、動作モード切替信号を前記第１のレギュレータに対して送信し、もしくは、前記第１のレギュレータからの動作モード切替信号を受信する第２の通信回路を備え、
前記第１のレギュレータが前記定電圧モードで動作するとき、前記第２のレギュレータは前記定時比率モードで動作し、
前記第１のレギュレータが前記定電流モードで動作するとき、前記第２のレギュレータは前記定電流モードで動作するように構成される。
前記無線送電回路はさらに、前記インバータの前段に設けられた第２のレギュレータを備え、
前記第２のレギュレータは第２の電流制御トランジスタを含み、
前記第２のレギュレータは、
（Ａ）前記第２のレギュレータからの出力電流を検出し、前記検出された出力電流に基づいて、前記第２の電流制御トランジスタを制御することで、前記出力電流が所定電流になるように前記入力電圧を制御して、前記出力電流を前記インバータに出力する定電流モードと、
（Ｂ）前記第２の電流制御トランジスタを一定のデューティ比で制御することで前記入力電圧を制御して、前記出力電圧を前記インバータに出力する定時比率モードと、
の動作モードを有し、
前記第１のレギュレータは、
（Ａ）前記第１のレギュレータからの出力電圧を検出し、前記検出された出力電圧に基づいて、前記出力電圧が所定電圧になるように前記整流電圧を制御して、前記出力電圧を出力する定電圧モードに加えて、
（Ｂ）前記第１のレギュレータからの出力電流を検出し、前記検出された出力電流に基づいて、前記出力電流が所定電流になるように前記整流電圧を制御して、前記出力電圧を出力する定電流モードの動作モードを有し、
前記第１のレギュレータはさらに、
前記定電圧モードと前記定電流モードとの間の選択的な切り替え時に、動作モード切替信号を前記第２のレギュレータに対して送信し、もしくは、前記第２のレギュレータからの動作モード切替信号を受信する第１の通信回路を備え、
前記第２のレギュレータはさらに、
前記定時比率モードと前記定電流モードの間の選択的な切り替え時に、動作モード切替信号を前記第１のレギュレータに対して送信し、もしくは、前記第１のレギュレータからの動作モード切替信号を受信する第２の通信回路を備え、
前記第１のレギュレータが前記定電圧モードで動作するとき、前記第２のレギュレータは前記定時比率モードで動作し、
前記第１のレギュレータが前記定電流モードで動作するとき、前記第２のレギュレータは前記定電流モードで動作するように構成される。
従って、本発明に係る無線電力伝送システムによれば、結合度ｋの変動に対して、出力電圧又は出力電流を一定にすることができる。
以下、本発明に係る実施形態及び変形例について図面を参照して説明する。なお、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付している。
（発明者の知見）
図６は、非特許文献１の図３２において開示された従来例１に係る無線電力伝送システムのための負荷非依存同期型Ｅ級整流回路の構成を示す回路図である。図６において、負荷非依存同期型Ｅ級整流回路は、直列インダクタＬｓと、共振キャパシタＣｒｅｓと、スイッチングＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、スイッチングＭＯＳトランジスタという。）Ｑ５１と、インダクタＬ５１及びキャパシタＣ５１，ＣＤＣからなるπ型平滑回路とを備えて構成される。ここで、「負荷非依存」とは、二次電池など、回路の出力に接続される負荷の抵抗値又はインピーダンス値が変動しても回路の出力特性（電圧、電流、又は電力）が一定となる状態を意味し、当該負荷非依存により、負荷によらずソフトスイッチングを達成することができる。
図６は、非特許文献１の図３２において開示された従来例１に係る無線電力伝送システムのための負荷非依存同期型Ｅ級整流回路の構成を示す回路図である。図６において、負荷非依存同期型Ｅ級整流回路は、直列インダクタＬｓと、共振キャパシタＣｒｅｓと、スイッチングＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、スイッチングＭＯＳトランジスタという。）Ｑ５１と、インダクタＬ５１及びキャパシタＣ５１，ＣＤＣからなるπ型平滑回路とを備えて構成される。ここで、「負荷非依存」とは、二次電池など、回路の出力に接続される負荷の抵抗値又はインピーダンス値が変動しても回路の出力特性（電圧、電流、又は電力）が一定となる状態を意味し、当該負荷非依存により、負荷によらずソフトスイッチングを達成することができる。
以上のように構成された図６の整流回路において、誘導された交流電圧は直列インダクタＬｓに印加され、ゲート制御電圧ｖｇｓ５に従ってスイッチングＭＯＳトランジスタＱ５１によりスイッチングされかつ整流された後、負荷抵抗ＲＬに整流後の直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。
図７は、非特許文献１の図１７において開示された従来例２に係る無線電力伝送システムのための負荷非依存同期型ＥＦ級インバータの構成を示す回路図である。図７のＥＦ級インバータは、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ６１と、入力インダクタＬ６１と、キャパシタＣ６１，Ｃ６２，Ｃ６３，Ｃｓと、インダクタＬ６２、Ｌ６３，Ｌｓとを備えて構成される。ここで、キャパシタＣ６２，Ｃ６３と、インダクタＬ６２、Ｌ６３とにより所定の共振周波数を有する第１のＬＣ共振回路を構成し、インダクタＬｓ及びキャパシタＣｓにより所定の共振周波数を有する第２のＬＣ共振回路を構成する。
以上のように構成された図７のインバータにおいて、交流電圧は入力インダクタＬ６１を介してスイッチングＭＯＳトランジスタＱ６１に印加され、ゲート制御電圧ｖｇｓ６に従ってスイッチングＭＯＳトランジスタＱ６１によりスイッチングされ前記共振回路で所定の共振周波数成分のみがフィルタリングされた後、フィルタリングされた交流電圧が負荷抵抗ＲＬに出力される。
図６及び図７から明らかなように、Ｅ級インバータと整流回路とを組み合わせることにより、負荷の変化（変化要素Ａ）に対しては出力電圧を一定にして前記ソフトスイッチングを達成することができ、結合度ｋ（変化要素Ｂ）に対しては前記ソフトスイッチングを達成できるが、出力電圧を一定にすることができないという課題があった。すなわち、結合度ｋの変動に対して、電圧又は電流に係る出力特性が変化するという課題が残っている。本発明に係る実施形態では、結合度ｋの変動に対して、出力電圧又は出力電流を一定にすることができる無線電力伝送システムを提案する。
（実施形態１）
図１は実施形態１に係る無線電力伝送システムの構成例を示す回路図である。図１において、無線電力伝送システムは、インバータ２と、整流回路３と、ポストレギュレータ４とを備えて構成される。ここで、インバータ２は「無線送電回路」を構成し、整流回路３及びポストレギュレータ４は「無線受電回路」を構成する。
図１は実施形態１に係る無線電力伝送システムの構成例を示す回路図である。図１において、無線電力伝送システムは、インバータ２と、整流回路３と、ポストレギュレータ４とを備えて構成される。ここで、インバータ２は「無線送電回路」を構成し、整流回路３及びポストレギュレータ４は「無線受電回路」を構成する。
図１において、直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎはインバータ２によりスイッチングされた後、整流回路３により整流され、整流された直流電圧はポストレギュレータ４により所定の出力電圧になるように電圧制御され、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷抵抗ＲＬに出力される。なお、インバータ２の送電インダクタＬｔと、整流回路３の受電インダクタＬｒとは結合度ｋで電磁的に結合するように近接されて設けられる。
図１において、インバータ２は、入力インダクタＬｃ（チョークコイル）と、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、充放電用直列キャパシタＣｓと、共振キャパシタＣ２と、共振インダクタＬ２と、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔと、制御回路２０とを備えて構成される。直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎは入力インダクタＬｃを介して入力された後、制御回路２０からのゲート制御電圧（ゲート制御信号）ｖｇｓ１に従ってスイッチングＭＯＳトランジスタＱ１によりスイッチングされる。ここで、制御回路２０は、一定のスイッチング周波数ｆｓｗ及び一定のデューティ比（時比率）を有するＰＷＭ信号であるゲート制御電圧ｖｇｓ１を発生してスイッチングＭＯＳトランジスタＱ１のゲート（制御端子）に印加することで、入力電圧Ｖｉｎはスイッチングされる。スイッチされた入力電圧Ｖｉｎは直列キャパシタＣｓにより充電された後、放電されて、キャパシタＣ２，Ｃｔ及びインダクタＬ２，Ｌｔからなる直列ＬＣ共振回路２１（損失抵抗も考慮すると、実質的にはＲＬＣ共振回路）に入力され、所定の共振周波数の成分のみが抽出されて、当該交流電圧のエネルギーは送電インダクタＬｔを介して整流回路３の受電インダクタＬｒで受電される。
以上のように構成されたインバータ２は負荷非依存ＥＦ級インバータを構成しているが、本発明はこれに限らず、図４Ａ～図４Ｇを参照して後述するように、例えば負荷非依存Ｅ級インバータなどで構成してもよい。
整流回路３は、受電インダクタＬｒと、受電キャパシタＣｒと、ハーフブリッジ型整流のためのダイオードＤ１，Ｄ２と、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。整流回路３において、受電インダクタＬｒにより受電された交流電圧は、受電インダクタＬｒ及び受電キャパシタＣｒからなる直列ＬＣ共振回路３１により所定の共振周波数の成分のみが抽出された後、ダイオードＤ１，Ｄ２により整流される。ここで、整流回路３の直列ＬＣ共振回路３１の共振周波数と、インバータ２の直列ＬＣ共振回路２１の共振周波数とは例えば実質的に同一となるように設定される。次いで、整流後の電圧は平滑キャパシタＣｆにより平滑された後、平滑電圧はポストレギュレータ４のスイッチングＭＯＳトランジスタＱ２のソース及びドレインを介してインダクタＬｐｏｓｔ及びダイオードＤｐｏｓｔに入力される。
以上のように構成された整流回路３は、電流駆動型Ｄ級整流回路を構成しているが、本発明はこれに限らず、図５Ａ～図５Ｆを参照して後述するように、例えばリアクタンス成分にロバストな整流回路などで構成してもよい。
ポストレギュレータ４は、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ２と、平滑インダクタＬｐｏｓｔ（チョークコイル）と、半波整流ダイオードＤｐｏｓｔと、平滑キャパシタＣｐｏｓｔと、電圧検出用分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２と、電流検出用抵抗ＲＣ２と、電流検出電圧増幅用差動増幅器４１と、電流制御用制御回路４０と、ゲートドライバ４２とを備えて構成される。
以上のように構成されたポストレギュレータ４において、整流回路３からの整流電圧は、制御回路４０からゲートドライバ４２を介してゲート（制御端子）に印加されるＰＷＭゲート信号に従ってスイッチングＭＯＳトランジスタＱ２によりその電流が制御された後、ダイオードＤｐｏｓｔにより半波整流される。整流電圧は、平滑インダクタＬｐｏｓｔ及び平滑キャパシタＣｐｏｓｔからなる平滑回路により平滑された後、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷抵抗ＲＬに出力される。ここで、出力電圧Ｖｏｕｔは分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２により分圧されて、分圧電圧は出力電圧Ｖｏｕｔの電圧検出用電圧として制御回路４０に入力される。一方、負荷抵抗ＲＬに流れる出力電流Ｉｏｕｔは、電流検出用抵抗ＲＣ２により検出され、出力電流Ｉｏｕｔに実質的に比例する検出用電圧が差動増幅器４１により増幅された後、制御回路４０に入力される。
実施形態１において、ポストレギュレータ４はバックコンバータとして出力電圧一定モード（ＣＶモード：定電圧モード）で動作し、制御回路４０は電圧検出用電圧に基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧となるようにスイッチングＭＯＳトランジスタＱ２のゲートに印加するＰＷＭゲート信号のデューティ比を制御する。なお、ポストレギュレータ４をブーストコンバータ又はバック／ブーストコンバータとして構成してもよい。
以上のように構成された無線電力伝送システムにおいて、負荷非依存Ｅ級インバータ２とリアクタンス成分に依存しない整流回路３とを用いることで、インバータ２の共振回路２１と、整流回路３の共振回路３１とを電磁的に結合するように組み合わせ、負荷がどの範囲で変動しても他の回路パラメータ（入力電圧Ｖｉｎ，スイッチング周波数ｆｓｗ，デューティ比など）を変化させることなく、ソフトスイッチング（ＺＶＳ）及び一定の出力（一定の出力電圧Ｖｏｕｔ又は一定の出力電流Ｉｏｕｔ）を実現することができる。
さらに、整流回路３の後段にポストレギュレータ４を具備し、定電圧制御をすることで、結合度ｋの変動に対しても、ポストレギュレータ４のデューティ比を制御することで、インバータ２から後段を見たインピーダンスが一定に見えるため、ソフトスイッチング（ＺＶＳ）及び一定の出力（一定の出力電圧Ｖｏｕｔ又は一定の出力電流Ｉｏｕｔ）を実現することができる。
ここで、インバータ２から後段を見たインピーダンスが一定に見えると、なぜ出力が一定になるのかについて補足説明する。ここで、図１の無線電力伝送システムにおいて、インバータ２の入力端子から後段を見たときの利得Ｇは次式で表される。
Ｇ＝Ｖｏｅｑ／Ｖｉｎ （１）
ここで、Ｖｏｅｑは、インバータ２から後段を見たときの等価負荷抵抗Ｒｅｑに印加される電圧の実効値である。ここで、等価負荷抵抗Ｒｅｑは次式で表される。
Ｒｅｑ＝（π２ｋ２ω２ＬｔＬｒＤｐｏｓｔ
２）／２ＲＬ （２）
ここで、ωは交流電圧の周波数であり、Ｄｐｏｓｔはポストレギュレータ４のデューティ比である。
式（２）から明らかなように、例えば結合度ｋが比較的大きい場合は、ポストレギュレータ４のデューティ比（時比率のＯＮ時間）Ｄｐｏｓｔを小さくする一方、結合度ｋが比較的小さい場合はポストレギュレータ４のデューティ比（時比率のＯＮ時間）Ｄｐｏｓｔを大きくするように制御することで、等価負荷抵抗ＲＬｅｑを一定になるように制御でき、これによって、等価負荷抵抗ＲＬｅｑにかかる電圧Ｖｏｅｑ（式（１））を一定になるように制御できる。なお、実施形態１においては、結合度ｋが変動したときに、制御回路４０が、所望の出力電圧Ｖｏｕｔ（インピーダンス一定）になるようにポストレギュレータ４のデューティ比を算出することで、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧となるように制御できる。
以上説明したように、実施形態１によれば、結合度ｋの変動に対して、出力電圧Ｖｏｕｔを一定にすることができる無線電力伝送システムを提供できる。
（実施形態２）
図２は実施形態２に係る無線電力伝送システムの構成例を示す回路図である。図２において、実施形態２に係る無線電力伝送システムは、図１の実施形態１に係る無線電力伝送システムに比較して以下の点が異なる。
（１）直流電源１とインバータ２との間に、アンテナ６３Ａを備える通信回路６３及び制御回路６０を含むプリレギュレータ６を挿入するように設けた。
（２）ポストレギュレータ４に代えて、通信回路６３と無線通信を行う通信回路４３をさらに含むポストレギュレータ４Ａを備えた。
（３）ポストレギュレータ４Ａは、制御回路４０に接続され、ユーザが動作モードの切り替えを操作する操作部４５をさらに備える。
（４）プリレギュレータ６は、制御回路６０に接続され、ユーザが動作モードの切り替えを操作する操作部６５をさらに備える。
以下、相違点について説明する。
図２は実施形態２に係る無線電力伝送システムの構成例を示す回路図である。図２において、実施形態２に係る無線電力伝送システムは、図１の実施形態１に係る無線電力伝送システムに比較して以下の点が異なる。
（１）直流電源１とインバータ２との間に、アンテナ６３Ａを備える通信回路６３及び制御回路６０を含むプリレギュレータ６を挿入するように設けた。
（２）ポストレギュレータ４に代えて、通信回路６３と無線通信を行う通信回路４３をさらに含むポストレギュレータ４Ａを備えた。
（３）ポストレギュレータ４Ａは、制御回路４０に接続され、ユーザが動作モードの切り替えを操作する操作部４５をさらに備える。
（４）プリレギュレータ６は、制御回路６０に接続され、ユーザが動作モードの切り替えを操作する操作部６５をさらに備える。
以下、相違点について説明する。
図２において、プリレギュレータ６及びインバータ２は「無線送電回路」を構成し、整流回路３及びポストレギュレータ４Ａは「無線受電回路」を構成する。
プリレギュレータ６は、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ３と、平滑インダクタＬｐｒｅ（チョークコイル）と、半波整流ダイオードＤｐｒｅと、平滑キャパシタＣｐｒｅと、電流検出用抵抗ＲＣ１と、電流検出電圧増幅用差動増幅器６１と、電流制御用制御回路６０と、ゲートドライバ６２とを備えて構成される。
以上のように構成されたプリレギュレータ６において、直流電源１からの直流電圧Ｖｉｎは、制御回路６０からゲートドライバ６２を介してゲート（制御端子）に印加されるＰＷＭゲート信号に従ってスイッチングＭＯＳトランジスタＱ３によりその電流が制御された後、ダイオードＤｐｒｅにより半波整流される。整流電圧は、平滑インダクタＬｐｒｅ及び平滑キャパシタＣｐｒｅからなる平滑回路により平滑された後、出力電圧が電流検出用抵抗ＲＣ１を介してインバータ２の入力インダクタＬｃに出力される。電流検出用抵抗ＲＣ１に流れる入力電流Ｉｉｎは、当該電流検出用抵抗ＲＣ１により検出され、入力電流Ｉｉｎに実質的に比例する検出用電圧が差動増幅器６１により増幅された後、制御回路６０に入力される。
以上のように構成されたプリレギュレータ６は出力電流一定モード（ＣＣモード：定電流モード）もしくは所定の一定デューティ比モードで動作する。ＣＣモードにおいて、制御回路６０は比例成分制御モードで動作し、入力電流Ｉｉｎが所定電流となるようにスイッチングＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに印加するＰＷＭゲート信号のデューティ比を制御する。一方、一定デューティ比モードのときに、制御回路６０は、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに印加するＰＷＭゲート信号のデューティ比を所定値である一定値に設定する。
ポストレギュレータ４Ａは、実施形態１で説明したように、出力電圧一定モード（ＣＶモード）又は出力電流一定モード（ＣＣモード）のいずれかで動作可能であって、ユーザによる操作部４５を用いた動作モードの切り替え時に、動作モード切替信号をプリレギュレータ６の制御回路６０に無線送信するために、アンテナ４３Ａを有する通信回路４３をさらに備える。プリレギュレータ６の制御回路６０は、制御回路４０からのＣＶモードの動作モード切替信号に応答してプリレギュレータ６が一定デューティ比モードで動作するように設定する。一方、プリレギュレータ６の制御回路６０は、制御回路４０からのＣＣモードの動作モード切替信号に応答してプリレギュレータ６がＣＣモードで動作するように設定する。
なお、各動作モードを示す動作モード切替信号は、例えばポストレギュレータ４Ａにおいてユーザが制御回路４０に接続された操作部４５を用いて切り替え操作を行うことで発生し、当該動作モード切替信号は常時送受信するものではなく、動作モードを切り換えるときのみ送受信する。また、動作モード切替信号はプリレギュレータ６においてユーザが制御回路６０に接続された操作部６５を用いて切り替え操作を行うことで発生するようにしてもよく、この場合は、動作モード切替信号は、制御回路６０から通信回路６３，４３を介して制御回路４０に送信される。
実施形態２において、
（Ａ）無線電力伝送システムがＣＣモードであるとき、
プリレギュレータ６はＣＣモードで動作し、ポストレギュレータ４ＡはＣＣモードで動作する。
（Ｂ）無線電力伝送システムがＣＶモードであるとき、
プリレギュレータ６は一定デューティ比モード（定時比率モード）で動作し、ポストレギュレータ４ＡはＣＶモードで動作する。
（Ａ）無線電力伝送システムがＣＣモードであるとき、
プリレギュレータ６はＣＣモードで動作し、ポストレギュレータ４ＡはＣＣモードで動作する。
（Ｂ）無線電力伝送システムがＣＶモードであるとき、
プリレギュレータ６は一定デューティ比モード（定時比率モード）で動作し、ポストレギュレータ４ＡはＣＶモードで動作する。
次いで、実施形態１のＣＶモードの動作と、実施形態２のＣＣモードの動作について、図３等を参照して以下に説明する。図３は実施形態１のときに出力電圧を一定にできることを説明するための等価回路図である。
実施形態１のＣＶモードでは、
（１）直流電源１から後段を見たときに、出力電圧が一定のＣＶモードで制御され、
（２）インバータ２から後段を見たときに、出力電流が一定のＣＣモードで制御され、
（３）整流回路３から後段を見たときに、出力電圧が一定のＣＶモードで制御され、
（４）ポストレギュレータ４から後段を見たときに、出力電圧が一定のＣＶモードで制御される。
（１）直流電源１から後段を見たときに、出力電圧が一定のＣＶモードで制御され、
（２）インバータ２から後段を見たときに、出力電流が一定のＣＣモードで制御され、
（３）整流回路３から後段を見たときに、出力電圧が一定のＣＶモードで制御され、
（４）ポストレギュレータ４から後段を見たときに、出力電圧が一定のＣＶモードで制御される。
図３において、インバータ２の送電インダクタＬｔより後段の回路を見たときの等価回路７を、等価インダクタＬｅｑと等価抵抗Ｒｅｑの直列回路で表すと、等価抵抗Ｒｅｑは式（２）と同様に次式で表される。
Ｒｅｑ
＝（ｋ２ω２ＬｔＬｒ）／（ＲＬ＋ｒＬｒ）＋ｒＬｔ
≒（π２ｋ２ω２ＬｔＬｒＤｐｏｓｔ ２）／２ＲＬ （３）
＝（ｋ２ω２ＬｔＬｒ）／（ＲＬ＋ｒＬｒ）＋ｒＬｔ
≒（π２ｋ２ω２ＬｔＬｒＤｐｏｓｔ ２）／２ＲＬ （３）
ここで、ｒＬｒは受電インダクタＬｒの損失抵抗であり、ｒＬｔは送電インダクタＬｔの損失抵抗である。式（３）から明らかなように、実施形態１に係る無線電力伝送システム全体では、ＣＶモードで制御される。
次いで、実施形態２のＣＣモードでは、
（１）直流電源１から後段を見たときに、出力電圧が一定のＣＶモードで制御され、
（２）プリレギュレータ６から後段を見たときに、出力電流が一定のＣＣモードで制御され、
（３）インバータ２から後段を見たときに、出力電圧が一定のＣＶモードで制御され、
（４）整流回路３から後段を見たときに、出力電流が一定のＣＣモードで制御され、
（５）ポストレギュレータ４Ａから後段を見たときに、出力電流が一定のＣＣモードで制御される。
（１）直流電源１から後段を見たときに、出力電圧が一定のＣＶモードで制御され、
（２）プリレギュレータ６から後段を見たときに、出力電流が一定のＣＣモードで制御され、
（３）インバータ２から後段を見たときに、出力電圧が一定のＣＶモードで制御され、
（４）整流回路３から後段を見たときに、出力電流が一定のＣＣモードで制御され、
（５）ポストレギュレータ４Ａから後段を見たときに、出力電流が一定のＣＣモードで制御される。
すなわち、実施形態２に係る無線電力伝送システム全体では、この場合、ＣＣモードで制御される。
以上説明したように、実施形態２によれば、実施形態１では負荷抵抗ＲＬへの出力がＣＶ（定電圧）特性だったことに対し、プリレギュレータ６を追加してデューティ制御することにより、ポストレギュレータ４ＡによりＣＣモードにより一定電流の出力が可能となる。このとき、ポストレギュレータ４Ａのデューティ制御は実施形態１に係るポストレギュレータ４の場合と等しい。プリレギュレータ６の構成要素の１つである入力インダクタＬｐｒｅ（チョークコイル）に流れる電流Ｉｉｎを検出して、この電流値が一定になるようデューティ制御するため、プリレギュレータ６の制御は送電側でクローズしている。
送受電間の通信を追加する理由は、無線電力伝送システム全体において、ＣＶモードに加えＣＣモードができるようになったことで、ＣＣモードとＣＶモードとを切り替えるタイミングで送受電間の制御の同期をとる必要があるためである。無線電力伝送システムのＣＶモードでは、プリレギュレータ６のデューティ制御を停止して一定のデューティ比とし、ポストレギュレータ４ＡをＣＶモードで実施形態１と同様な回路として動作させ、デューティ比制御する。なお、無線電力伝送システムのＣＣモードでは、プリレギュレータ６及びポストレギュレータ４ＡをＣＣモードで動作させる。
実施形態２の構成により、負荷非依存でソフトスイッチング及び結合度ｋの変動に対応していた実施形態１の効果に加え、ＣＣモード又はＣＶモードでの充電（負荷が二次電池のとき）が行える。送受電間の通信はＣＣモードとＣＶモードの切替時のみでよいため、通信の途絶による出力電圧もしくは電流が過大となるリスクがない。
（変形例）
次いで、図１及び図２のインバータ２に代えて使用可能なインバータの変形例について以下に説明する。
次いで、図１及び図２のインバータ２に代えて使用可能なインバータの変形例について以下に説明する。
（インバータ２の変形例１）
図４Ａは図１及び図２のインバータ２の変形例１に係るインバータ２Ａの構成例を示す回路図である。図４Ａにおいて、インバータ２Ａは、入力インダクタＬｉと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、直列キャパシタＣｓと、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔとを備えて構成される。
図４Ａは図１及び図２のインバータ２の変形例１に係るインバータ２Ａの構成例を示す回路図である。図４Ａにおいて、インバータ２Ａは、入力インダクタＬｉと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、直列キャパシタＣｓと、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔとを備えて構成される。
以上のように構成されたインバータ２Ａにおいて、直流電源１から入力電圧Ｖｉｎは、入力インダクタＬｉを介してスイッチングＭＯＳトランジスタＱ１に入力された後、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１よりスイッチングされる。スイッチングされた電圧は、キャパシタＣｓ，Ｃｔ及び送電インダクタＬｔからなるＬＣ共振回路により所定の共振周波数成分のみがフィルタリングされた後、フィルタリングされた交流電圧が送電インダクタＬｔから送電される。ここで、インバータ２Ａは、負荷非依存Ｅ級インバータを構成し、ＺＶＳモードで動作し、ＣＶモードで動作することができる。
（インバータ２の変形例２）
図４Ｂは図１及び図２のインバータ２の変形例２に係るインバータ２Ｂの構成例を示す回路図である。図４Ｂにおいて、インバータ２Ｂは、入力インダクタＬｉと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、直列キャパシタＣｓと、キャパシタＣ２と、インダクタＬ２と、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔとを備えて構成される。
図４Ｂは図１及び図２のインバータ２の変形例２に係るインバータ２Ｂの構成例を示す回路図である。図４Ｂにおいて、インバータ２Ｂは、入力インダクタＬｉと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、直列キャパシタＣｓと、キャパシタＣ２と、インダクタＬ２と、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔとを備えて構成される。
以上のように構成されたインバータ２Ｂにおいて、直流電源１から入力電圧Ｖｉｎは、入力インダクタＬｉを介してスイッチングＭＯＳトランジスタＱ１に入力された後、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１よりスイッチングされる。スイッチングされた電圧は、キャパシタＣｓ，Ｃ２，Ｃｔ及びインダクタＬ２、送電インダクタＬｔからなるＬＣ共振回路により所定の共振周波数成分のみがフィルタリングされた後、フィルタリングされた交流電圧が送電キャパシタＣｔを介して送電インダクタＬｔから送電される。ここで、インバータ２Ｂは、負荷非依存Ｅ級インバータを構成し、ＺＶＳモードで動作し、ＣＣモードで動作することができる。
（インバータ２の変形例３）
図４Ｃは図１及び図２のインバータ２の変形例３に係るインバータ２Ｃの構成例を示す回路図である。図４Ｃにおいて、インバータ２Ｃは、インダクタＬｓと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、直列キャパシタＣｓと、インダクタＬｃと、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔとを備えて構成される。
図４Ｃは図１及び図２のインバータ２の変形例３に係るインバータ２Ｃの構成例を示す回路図である。図４Ｃにおいて、インバータ２Ｃは、インダクタＬｓと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、直列キャパシタＣｓと、インダクタＬｃと、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔとを備えて構成される。
以上のように構成されたインバータ２Ｃにおいて、直流電源１から入力電圧Ｖｉｎは、インダクタＬｃ，Ｌｓを介してスイッチングＭＯＳトランジスタＱ１に入力された後、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１よりスイッチングされる。スイッチングされた電圧は、キャパシタＣｓ，Ｃｔ及び送電インダクタＬｔからなるＬＣ共振回路により所定の共振周波数成分のみがフィルタリングされた後、フィルタリングされた交流電圧が送電インダクタＬｔから送電される。ここで、インバータ２Ｃは、負荷非依存逆Ｅ級インバータを構成し、ＺＣＳモードで動作し、ＣＣモードで動作することができる。
（インバータ２の変形例４）
図４Ｄは図１及び図２のインバータ２の変形例４に係るインバータ２Ｄの構成例を示す回路図である。図４Ｄにおいて、インバータ２Ｄは、インダクタＬ１，Ｌｃと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、キャパシタＣ１と、送電キャパシタＣｔと、分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２と、キャパシタＣｆ及びインダクタＬｆからなる帰還回路と、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔとを備えて構成される。
図４Ｄは図１及び図２のインバータ２の変形例４に係るインバータ２Ｄの構成例を示す回路図である。図４Ｄにおいて、インバータ２Ｄは、インダクタＬ１，Ｌｃと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、キャパシタＣ１と、送電キャパシタＣｔと、分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２と、キャパシタＣｆ及びインダクタＬｆからなる帰還回路と、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔとを備えて構成される。
以上のように構成されたインバータ２Ｄにおいて、直流電源１から入力電圧Ｖｉｎは、分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２により分圧された分圧電圧はスイッチングＭＯＳトランジスタＱ１へのゲート電圧となるとともに、前記帰還回路のインダクタＬｆを介して送電インダクタＬｔに帰還される。また、入力電圧ＶｉｎはインダクタＬｃ，Ｌ１を介してスイッチングＭＯＳトランジスタＱ１に入力された後、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１よりスイッチングされる。スイッチングされた電圧はキャパシタＣ１を介して、キャパシタＣｔ及びインダクタＬｔからなる共振回路により所定の共振周波数成分のみがフィルタリングされた後、送電インダクタＬｔから送電される。ここで、インバータ２Ｄは、負荷非依存逆Ｅ級反結合型発振インバータを構成し、ＺＣＳモードで動作し、ＣＶモードで動作することができる。
（インバータ２の変形例５）
図４Ｅは図１及び図２のインバータ２の変形例５に係るインバータ２Ｅの構成例を示す回路図である。図４Ｅにおいて、インバータ２Ｅは、インダクタＬ１，Ｌｃと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、キャパシタＣ１と、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔとを備えて構成される。
図４Ｅは図１及び図２のインバータ２の変形例５に係るインバータ２Ｅの構成例を示す回路図である。図４Ｅにおいて、インバータ２Ｅは、インダクタＬ１，Ｌｃと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、キャパシタＣ１と、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔとを備えて構成される。
以上のように構成されたインバータ２Ｅにおいて、直流電源１から入力電圧Ｖｉｎは、インダクタＬｃ，Ｌ１を介してスイッチングＭＯＳトランジスタＱ１に入力された後、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１よりスイッチングされる。スイッチングされた電圧はインダクタＬ１及びキャパシタＣ１を介して、送電キャパシタＣｔ及び送電インダクタＬｔからなる共振回路により所定の共振周波数成分のみがフィルタリングされた後、送電インダクタＬｔから送電される。ここで、インバータ２Ｅは、負荷非依存逆Ｅ級インバータを構成し、ＺＣＳモードで動作し、ＣＶモードで動作することができる。
（インバータ２の変形例６）
図４Ｆは図１及び図２のインバータ２の変形例６に係るインバータ２Ｆの構成例を示す回路図である。図４Ｆにおいて、インバータ２Ｆは、インダクタＬｃ，Ｌｓと、キャパシタＣｓと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、キャパシタＣ１と、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔとを備えて構成される。
図４Ｆは図１及び図２のインバータ２の変形例６に係るインバータ２Ｆの構成例を示す回路図である。図４Ｆにおいて、インバータ２Ｆは、インダクタＬｃ，Ｌｓと、キャパシタＣｓと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、キャパシタＣ１と、送電キャパシタＣｔと、送電インダクタＬｔとを備えて構成される。
以上のように構成されたインバータ２Ｆにおいて、直流電源１から入力電圧Ｖｉｎは、インダクタＬｃ，Ｌｓを介してスイッチングＭＯＳトランジスタＱ１に入力された後、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１よりスイッチングされる。スイッチングされた電圧はキャパシタＣｓ、インダクタＬｓ及びキャパシタＣ１を介して送電キャパシタＣｔ及び送電インダクタＬｔからなる共振回路により所定の共振周波数成分のみがフィルタリングされた後、送電インダクタＬｔから送電される。ここで、インバータ２Ｆは、負荷非依存Ｅ級インバータを構成し、ＺＶＳモードで動作し、ＣＣモードで動作することができる。
（インバータ２の変形例７）
図４Ｇは図１及び図２のインバータ２の変形例７に係るインバータ２Ｇの構成例を示す回路図である。図４Ｇにおいて、インバータ２Ｇは、図４Ｂのインバータ２Ｂをプッシュプル型インバータに変形したものであり、インバータ２Ｂの構成に比較して、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１ａと、直列キャパシタＣｓａと、インダクタＬｉａ，Ｌ２ａ及びキャパシタＣ２ａをさらに備える。なお、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１ａは制御回路２０からのゲート制御電圧ｖｇｓ１ａによりスイッチングされる。
図４Ｇは図１及び図２のインバータ２の変形例７に係るインバータ２Ｇの構成例を示す回路図である。図４Ｇにおいて、インバータ２Ｇは、図４Ｂのインバータ２Ｂをプッシュプル型インバータに変形したものであり、インバータ２Ｂの構成に比較して、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１ａと、直列キャパシタＣｓａと、インダクタＬｉａ，Ｌ２ａ及びキャパシタＣ２ａをさらに備える。なお、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１ａは制御回路２０からのゲート制御電圧ｖｇｓ１ａによりスイッチングされる。
以上のように構成されたインバータ２Ｇにおいて、直流電源１から入力電圧Ｖｉｎは、入力インダクタＬｉ，Ｌｉａを介してそれぞれスイッチングＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ１ａに入力された後、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ１ａよりスイッチングされる。スイッチングされた各電圧はそれぞれ、キャパシタＣｓ，Ｃ２，Ｃｔ及びインダクタＬ２、送電インダクタＬｔからなるＬＣ共振回路、及びキャパシタＣｓａ，Ｃ２ａ及びインダクタＬ２ａ、送電インダクタＬｔからなるＬＣ共振回路により所定の共振周波数成分のみがフィルタリングされた後、フィルタリングされた交流電圧がキャパシタＣｔを介して送電インダクタＬｔから送電される。ここで、インバータ２Ｇは、プッシュプル型負荷非依存ＥＦ級インバータを構成し、ＺＶＳモードで動作し、ＣＣモードで動作することができる。
次いで、図１及び図２の整流回路３に代えて使用可能な整流回路の変形例について以下に説明する。
（整流回路３の変形例１）
図５Ａは図１及び図２の整流回路３の変形例１に係る整流回路３Ａの構成例を示す回路図である。図５Ａにおいて、整流回路３Ａは、受電インダクタＬｒと、受電キャパシタＣｒと、ダイオードＤ１，Ｄ２と、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。
図５Ａは図１及び図２の整流回路３の変形例１に係る整流回路３Ａの構成例を示す回路図である。図５Ａにおいて、整流回路３Ａは、受電インダクタＬｒと、受電キャパシタＣｒと、ダイオードＤ１，Ｄ２と、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。
以上のように構成された整流回路３Ａにおいて、交流電圧は受電インダクタＬｒで受電された後、受電キャパシタＣｒを介して、ダイオードＤ１，Ｄ２で半波整流された後、平滑キャパシタＣｆにより平滑されて負荷抵抗ＲＬに出力される。ここで、整流回路３Ａは、ハーフブリッジ型電流駆動Ｄ級整流回路を構成する。
（整流回路３の変形例２）
図５Ｂは図１及び図２の整流回路３の変形例２に係る整流回路３Ｂの構成例を示す回路図である。図５Ｂにおいて、整流回路３Ｂは、受電インダクタＬｒと、受電キャパシタＣｒと、ダイオードＤ１～Ｄ４と、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。
図５Ｂは図１及び図２の整流回路３の変形例２に係る整流回路３Ｂの構成例を示す回路図である。図５Ｂにおいて、整流回路３Ｂは、受電インダクタＬｒと、受電キャパシタＣｒと、ダイオードＤ１～Ｄ４と、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。
以上のように構成された整流回路３Ｂにおいて、交流電圧は受電インダクタＬｒで受電された後、受電キャパシタＣｒを介して、ダイオードＤ１～Ｄ４で全波整流された後、平滑キャパシタＣｆにより平滑されて負荷抵抗ＲＬに出力される。ここで、整流回路３Ｂは、フルブリッジ型電流駆動Ｄ級整流回路を構成する。
（整流回路３の変形例３）
図５Ｃは図１及び図２の整流回路３の変形例３に係る整流回路３Ｃの構成例を示す回路図である。図５Ｃにおいて、整流回路３Ｃは、受電インダクタＬｒと、平滑キャパシタＣｆａと、ダイオードＤ１，Ｄ２と、平滑インダクタＬｆと、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。
図５Ｃは図１及び図２の整流回路３の変形例３に係る整流回路３Ｃの構成例を示す回路図である。図５Ｃにおいて、整流回路３Ｃは、受電インダクタＬｒと、平滑キャパシタＣｆａと、ダイオードＤ１，Ｄ２と、平滑インダクタＬｆと、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。
以上のように構成された整流回路３Ｃにおいて、交流電圧は受電インダクタＬｒで受電された後、平滑キャパシタＣｆａにより平滑される。平滑された電圧は、ダイオードＤ１，Ｄ２で全波整流された後、平滑インダクタＬｆ及び平滑キャパシタＣｆにより平滑されて負荷抵抗ＲＬに出力される。ここで、整流回路３Ｃは、ハーフブリッジ型電圧駆動Ｄ級整流回路を構成する。
（整流回路３の変形例４）
図５Ｄは図１及び図２の整流回路３の変形例４に係る整流回路３Ｄの構成例を示す回路図である。図５Ｄにおいて、整流回路３Ｄは、受電インダクタＬｒと、平滑キャパシタＣｒと、ダイオードＤ１～Ｄ４と、平滑インダクタＬｆと、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。
図５Ｄは図１及び図２の整流回路３の変形例４に係る整流回路３Ｄの構成例を示す回路図である。図５Ｄにおいて、整流回路３Ｄは、受電インダクタＬｒと、平滑キャパシタＣｒと、ダイオードＤ１～Ｄ４と、平滑インダクタＬｆと、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。
以上のように構成された整流回路３Ｄにおいて、交流電圧は受電インダクタＬｒで受電された後、平滑キャパシタＣｒにより平滑される。平滑された電圧は、ダイオードＤ１～Ｄ４で全波整流された後、平滑インダクタＬｆ及び平滑キャパシタＣｆにより平滑されて負荷抵抗ＲＬに出力される。ここで、整流回路３Ｄは、フルブリッジ型電圧駆動Ｄ級整流回路を構成する。
（整流回路３の変形例５）
図５Ｅは図１及び図２の整流回路３の変形例５に係る整流回路３Ｅの構成例を示す回路図である。図５Ｅにおいて、整流回路３Ｅは、受電インダクタＬｒと、平滑キャパシタＣｓと、直列キャパシタＣｒと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ４と、平滑インダクタＬｃと、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。
図５Ｅは図１及び図２の整流回路３の変形例５に係る整流回路３Ｅの構成例を示す回路図である。図５Ｅにおいて、整流回路３Ｅは、受電インダクタＬｒと、平滑キャパシタＣｓと、直列キャパシタＣｒと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ４と、平滑インダクタＬｃと、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。
以上のように構成された整流回路３Ｅにおいて、交流電圧は受電インダクタＬｒで受電された後、インダクタＬｒ及びキャパシタＣｒ，Ｃｓからなる所定の共振周波数を有する共振回路によりフィルタリングされる。フィルタリングされた交流電圧は、所定のゲート制御電圧ｖｇｓ４に従ってスイッチングＭＯＳトランジスタＱ４によりスイッチングされた後、平滑インダクタＬｃ及び平滑キャパシタＣｆにより平滑された後、負荷抵抗ＲＬに出力される。ここで、整流回路３Ｅは、負荷非依存Ｅ級整流回路を構成する。
（整流回路３の変形例６）
図５Ｆは図１及び図２の整流回路３の変形例６に係る整流回路３Ｆの構成例を示す回路図である。図５Ｆにおいて、整流回路３Ｆは、受電インダクタＬｒと、受電キャパシタＣｒと、インダクタＬ２と、キャパシタＣ２と、平滑キャパシタＣｓと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ４と、平滑インダクタＬｃと、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。
図５Ｆは図１及び図２の整流回路３の変形例６に係る整流回路３Ｆの構成例を示す回路図である。図５Ｆにおいて、整流回路３Ｆは、受電インダクタＬｒと、受電キャパシタＣｒと、インダクタＬ２と、キャパシタＣ２と、平滑キャパシタＣｓと、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ４と、平滑インダクタＬｃと、平滑キャパシタＣｆとを備えて構成される。
以上のように構成された整流回路３Ｆにおいて、交流電圧は受電インダクタＬｒで受電された後、インダクタＬｒ、受電キャパシタＣｒ、インダクタＬ２及びキャパシタＣ２からなる所定の共振周波数を有する共振回路によりフィルタリングされる。フィルタリングされた交流電圧は、所定のゲート制御電圧ｖｇｓ４に従ってスイッチングＭＯＳトランジスタＱ４によりスイッチングされた後、平滑インダクタＬｃ及び平滑キャパシタＣｆにより平滑された後、負荷抵抗ＲＬに出力される。ここで、整流回路３Ｆは、負荷非依存ＥＦ級整流回路を構成する。
（他の変形例）
以上の実施形態及び変形例において、ポストレギュレータ４，４Ａ及びプリレギュレータ６は、例えば昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ、降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ、もしくは昇降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータであってもよい。
以上の実施形態及び変形例において、ポストレギュレータ４，４Ａ及びプリレギュレータ６は、例えば昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ、降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ、もしくは昇降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータであってもよい。
以上の実施形態及び変形例において、ＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４，Ｑ１ａを用いているが、本発明はこれに限らず、例えばバイポーラトランジスタなどの他の種類のトランジスタを用いてもよい。
以上の実施形態において、通信回路４３，６３は、無線通信を用いた無線通信回路であるが、本発明はこれに限らず、有線通信を用いた有線通信回路であってもよい。
以上詳述したように、本発明によれば、結合度ｋの変動に対して、出力電圧又は出力電流を一定にすることができる無線電力伝送システム、前記無線電力伝送システムのための無線送電回路及び無線受電回路を提供できる。当該無線電力伝送システムは、ＡＧＶやＥＶなどの移動体に対する給電に適用でき、また、製造ラインのパレット、もしくはロボットアーム等に使用されるスリップリング（回転体）に対する給電に適用できる。
１ 直流電源
２ インバータ
３ 整流回路
４，４Ａ ポストレギュレータ
５ 負荷
６ プリレギュレータ
７ 後段等価回路
２０ 制御回路
２１ 共振回路
３１ 共振回路
４０ 制御回路
４１ 差動増幅器
４２ ゲートドライバ
４３ 通信回路
４３Ａ アンテナ
４５ 操作部
６０ 制御回路
６１ 差動増幅器
６２ ゲートドライバ
６３ 通信回路
６３Ａ アンテナ
６５ 操作部
Ｃ１，Ｃ２，Ｃｆ，Ｃｆａ，Ｃｐｏｓｔ，Ｃｐｒｅ，Ｃｒ，Ｃｓ，Ｃｔ，Ｃ５１～Ｃ６３，Ｃｒｅｓ，ＣＤＣ キャパシタ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄｐｒｅ，Ｄｐｏｓｔ ダイオード
Ｌ１，Ｌ２，Ｌｃ，Ｌｅｑ，Ｌｉ，Ｌｐｏｓｔ，Ｌｐｒｅ，Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔ，Ｌ５１～Ｌ６３ インダクタ
Ｑ１～Ｑ４，Ｑ５１，Ｑ６１ ＭＯＳトランジスタ
ＲＣ１，ＲＣ２，Ｒｄ１，Ｒｄ２，Ｒｅｑ，ｒＬ２ 抵抗
ＲＬ 負荷抵抗
２ インバータ
３ 整流回路
４，４Ａ ポストレギュレータ
５ 負荷
６ プリレギュレータ
７ 後段等価回路
２０ 制御回路
２１ 共振回路
３１ 共振回路
４０ 制御回路
４１ 差動増幅器
４２ ゲートドライバ
４３ 通信回路
４３Ａ アンテナ
４５ 操作部
６０ 制御回路
６１ 差動増幅器
６２ ゲートドライバ
６３ 通信回路
６３Ａ アンテナ
６５ 操作部
Ｃ１，Ｃ２，Ｃｆ，Ｃｆａ，Ｃｐｏｓｔ，Ｃｐｒｅ，Ｃｒ，Ｃｓ，Ｃｔ，Ｃ５１～Ｃ６３，Ｃｒｅｓ，ＣＤＣ キャパシタ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄｐｒｅ，Ｄｐｏｓｔ ダイオード
Ｌ１，Ｌ２，Ｌｃ，Ｌｅｑ，Ｌｉ，Ｌｐｏｓｔ，Ｌｐｒｅ，Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔ，Ｌ５１～Ｌ６３ インダクタ
Ｑ１～Ｑ４，Ｑ５１，Ｑ６１ ＭＯＳトランジスタ
ＲＣ１，ＲＣ２，Ｒｄ１，Ｒｄ２，Ｒｅｑ，ｒＬ２ 抵抗
ＲＬ 負荷抵抗
Claims (9)
- 無線送電回路と、無線受電回路とを備える無線電力伝送システムであって、
前記無線送電回路は、
送電インダクタを含む第１のＬＣ共振回路を含むインバータであって、入力電圧を所定のスイッチング周波数及び所定のデューティ比でスイッチングして、スイッチングされた交流電圧を前記送電インダクタから送電するインバータを備え、
前記無線受電回路は、
前記送電インダクタと電磁的に結合された受電インダクタを含む第２のＬＣ共振回路を含む整流回路であって、前記受電インダクタにより受電した交流電圧を整流して整流電圧を出力する整流回路と、
第１のレギュレータからの出力電圧を検出し、前記検出された出力電圧に基づいて、前記出力電圧が所定電圧になるように前記整流電圧を制御して、前記出力電圧を出力する第１のレギュレータとを備える、
無線電力伝送システム。 - 前記第１のレギュレータは、前記整流回路からの交流電圧に係る電流を制御する第１の電流制御トランジスタを含み、前記第１の電流制御トランジスタの制御端子に対する制御信号のデューティ比を制御することにより、前記検出された出力電圧に基づいて、前記出力電圧が所定電圧になるように前記整流電圧を制御する、
請求項１に記載の無線電力伝送システム。 - 前記インバータは、Ｅ級インバータ、逆Ｅ級インバータ、ＥＦ級インバータ、もしくは逆Ｅ級反結合型発振インバータを含み、
前記整流回路は、Ｄ級整流回路、Ｅ級整流回路、もしくはＥＦ級整流回路を含み、
前記第１のレギュレータは、ＤＣ－ＤＣコンバータを含む、
請求項１に記載の無線電力伝送システム。 - 前記無線送電回路はさらに、前記インバータの前段に設けられた第２のレギュレータを備え、
前記第２のレギュレータは第２の電流制御トランジスタを含み、
前記第２のレギュレータは、
（Ａ）前記第２のレギュレータからの出力電流を検出し、前記検出された出力電流に基づいて、前記第２の電流制御トランジスタを制御することで、前記出力電流が所定電流になるように前記入力電圧を制御して、前記出力電流を前記インバータに出力する定電流モードと、
（Ｂ）前記第２の電流制御トランジスタを一定のデューティ比で制御することで前記入力電圧を制御して、前記出力電圧を前記インバータに出力する定時比率モードと、
の動作モードを有し、
前記第１のレギュレータは、
（Ａ）前記第１のレギュレータからの出力電圧を検出し、前記検出された出力電圧に基づいて、前記出力電圧が所定電圧になるように前記整流電圧を制御して、前記出力電圧を出力する定電圧モードに加えて、
（Ｂ）前記第１のレギュレータからの出力電流を検出し、前記検出された出力電流に基づいて、前記出力電流が所定電流になるように前記整流電圧を制御して、前記出力電圧を出力する定電流モードの動作モードを有し、
前記第１のレギュレータはさらに、
前記定電圧モードと前記定電流モードとの間の選択的な切り替え時に、動作モード切替信号を前記第２のレギュレータに対して送信し、もしくは、前記第２のレギュレータからの動作モード切替信号を受信する第１の通信回路を備え、
前記第２のレギュレータはさらに、
前記定時比率モードと前記定電流モードの間の選択的な切り替え時に、動作モード切替信号を前記第１のレギュレータに対して送信し、もしくは、前記第１のレギュレータからの動作モード切替信号を受信する第２の通信回路を備え、
前記第１のレギュレータが前記定電圧モードで動作するとき、前記第２のレギュレータは前記定時比率モードで動作し、
前記第１のレギュレータが前記定電流モードで動作するとき、前記第２のレギュレータは前記定電流モードで動作するように構成される、
請求項１～３のうちのいずれか１つに記載の無線電力伝送システム。 - 前記第２のレギュレータは、ＤＣ－ＤＣコンバータを含む、
請求項４に記載の無線電力伝送システム。 - 請求項１～３のうちのいずれか１つに記載の無線電力伝送システムのための無線送電回路であって、
前記無線送電回路は、前記インバータを備える、
無線送電回路。 - 請求項１～３のうちのいずれか１つに記載の無線電力伝送システムのための無線受電回路であって、
前記無線受電回路は、前記整流回路と、前記第１のレギュレータを備える、
無線受電回路。 - 請求項４に記載の無線電力伝送システムのための無線送電回路であって、
前記無線送電回路は、前記第２のレギュレータと、前記インバータを備える、
無線送電回路。 - 請求項４に記載の無線電力伝送システムのための無線受電回路であって、
前記無線受電回路は、前記整流回路と、前記第１のレギュレータを備える、
無線受電回路。
Priority Applications (2)
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|---|---|---|---|
| JP2022141717A JP2024037070A (ja) | 2022-09-06 | 2022-09-06 | 無線電力伝送システム、無線送電回路及び無線受電回路 |
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|---|---|---|---|
| JP2022141717A JP2024037070A (ja) | 2022-09-06 | 2022-09-06 | 無線電力伝送システム、無線送電回路及び無線受電回路 |
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Family Applications (1)
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| JP6525775B2 (ja) * | 2015-07-07 | 2019-06-05 | キヤノン株式会社 | 送電装置及びその制御方法 |
| US10170940B2 (en) * | 2016-05-04 | 2019-01-01 | Imperial Innovations Limited | Wireless power transfer system |
| JP6884201B2 (ja) * | 2017-04-03 | 2021-06-09 | 三菱電機株式会社 | 非接触給電システム |
| GB201808844D0 (en) * | 2018-05-30 | 2018-07-11 | Imperial Innovations Ltd | Wireless power transmission system and method |
| CN110654253B (zh) * | 2019-10-31 | 2021-11-19 | 西安交通大学 | 一种用于电动汽车无线充电系统最优效率的联合控制方法 |
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- 2022-09-06 JP JP2022141717A patent/JP2024037070A/ja active Pending
-
2023
- 2023-08-21 WO PCT/JP2023/029990 patent/WO2024053376A1/ja unknown
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