JP2023510174A

JP2023510174A - アンテナ・アレイによって生み出されたビームを形作るためのシステム及び方法

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Publication number: JP2023510174A
Application number: JP2022540356A
Authority: JP
Inventors: ハレル、トム; ロムニッツ、ユヴァル; ハイヤット、イラン; チャヤット、ナフタリ; ホフマン、ダミアン; ロン、オレル; ポポフ、マーク
Original assignee: バヤーイメージングリミテッド
Priority date: 2019-12-31
Filing date: 2020-12-31
Publication date: 2023-03-13
Also published as: US20230251347A1; US11630184B2; EP4062555A4; WO2021137191A1; US20220206107A1; EP4062555A1

Abstract

１８０度の位相偏移を、伝送される信号に適用するように構成された各伝送アンテナに関連付けられた二位相調整器、及び命令を二位相調整器に送るように構成されたコントローラを有する、ＱＰＳＫビーム形成をシミュレートするためのアンテナ・アレイ・システム及び方法。受信アンテナは、受信信号を保存するように動作可能なメモリ、及び９０度位相偏移を、メモリに格納された選択済みの受信信号に適用するように動作可能であり、さらに、メモリに格納された受信信号を合計するように動作可能な処理ユニットを備えるポスト・プロセッサに接続される。最適化されたアンテナ・アレイ構成が開示される。

Description

本出願は、２０１９年１２月３１日に提出された米国仮特許出願第６２／９５５，４８７号、２０２０年６月１０日に提出された米国仮特許出願第６３／０３７，０２１号、及び２０２０年８月３１日に提出された米国仮特許出願第６３／０７２，３１６号からの優先権の利益を主張し、その内容が全体として参照により組み込まれる。

本明細書における本開示は、アンテナ・アレイによって生み出されたビームを形作るためのシステム及び方法に関する。詳細には、本開示は、例えば四位相偏移変調（ＱＰＳＫ：ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ）ビーム形成などの多位相偏移変調（ＭＰＳＫ：ｍｕｌｔｉｐｌｅ－ｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ）ベースのビーム形成をシミュレートするために、事後処理を二位相偏移信号に適用することに関する。ＭＩＭＯレーダー・ベースの画像化に最適化されたアンテナ・アレイの設計が開示される。

レーダーの利用は、ＲＦＩＣ及び信号技術の発展に伴って、ますます広く普及したものになりつつある。レーダー・センサには、完全な闇、霧、もや、及び雨の中で動作するという長所がある。レーダーは、低コスト、低電力消費量、及び高精度という長所を有する電子システムである。スペース・シャトル・トポグラフィック・ミッション、光学系、地質工学マッピング、気象学的検出などを含む様々な用途において著しく利用され得る。レーダー・システムの作業効率は、広いカバレッジ、高い指向性、高い利得、及び低い信号対雑音比を有する信頼でき安定したレーダー信号に基づく。

アンテナによって実現可能な指向性は、動作周波数における波長に対するその物理サイズに依存する。これは、機械的に誘導されるビームと電子的に誘導されるビームの両方に当てはまることである。電子ビームの誘導は、アンテナ素子から／へ信号の位相を、所与の方向に揃えることを伴う。アンテナ・アレイのビーム形状は、アレイにおける各アンテナ素子に適用される位相偏移に依存する。典型的には、各アンテナ素子は、アンテナ素子への信号経路に沿った伝送回線及び増幅器に関連した先験的実装依存位相偏移を有する。追加の位相偏移が適用されない場合、結果のビームは、典型的には、明確に定義されたビーム形状を有さず、反射されたビームが受信される方向は判定しにくい。

高指向性ビームを実現するよく知られた方法は、異なる要素からの伝送が、所与の伝搬方向にコヒーレントに組み合わさるように、各経路に沿った位相偏移を、対応するアンテナ素子に適用することである。それでも、任意の位相偏移を適用することは、実装複雑性を招き、時には、粗い位相制御に頼る必要がある。粗い位相制御の実例は、２つ又は４つの可能な位相の１つを選択することであり、一方で、より細かい制御は、各位相制御経路における８個又は１６個の位相値の選択を可能にし得る。

伝送されるビームへの指向性は、二位相偏移変調（ＢＰＳＫ：ｂｉｎａｒｙｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ）ベースのビーム形成を通じて実現され得る。これは、選択されたアンテナを介して伝送される信号に０度又は１８０度位相偏移を適用することによって実現され得る。それでも、ＢＰＳＫビーム形成キャリアには、標準的には、最適な所望の位相と実際の位相との間の、粗い位相量子化と大きい差による不利がある。ＢＰＳＫビーム形成は、標準的には、伝送エネルギーの約６０％を浪費し得る著しいサイドローブを引き起こす。サイドローブの低減は、例えば、１８０度ではなく９０度毎など、位相のより細かい制御を必要とする。位相制御の９０度の粒度では、エネルギーの２０％しか、サイドローブに奪われない。

実例として、画像化のコンテキストでは、伝送アンテナは、いくつかの時間間隔にわたって様々なコード・シーケンスでスキャンされ得る（例えば、経時的にアンテナ間で切り替えること、又はＨａｄａｍａｒｄコードでアンテナをコーディングすること、又は特有の方向に向けてビーム形成すること）。指向特性は、エンコード行列の反転と組み合わされた、帰納的ビーム形成によって再現されることが可能である。移動しているターゲットからの反射は、画像化に有害な様式で、これらの時間間隔にわたる位相回転を生み出し得る。良いビーム形成器を生成する理由は、各時間間隔において異なる方向にエネルギーを濃縮することが、位相回転の効果を低減させるということから生まれる。さらに、アップチャープ又はダウンチャープなど、周波数の範囲にわたる伝送スイープが時間周期にわたって伝送される場合、時間間隔の間の遅延が、さらに増加される。

結果として、ターゲットの位置を正確に特定するのが非常に困難になり得る。

米国特許第７，４８３，３６７号米国特許第１０，０２０，８３６（Ｂ２）号米国特許第１０，８０４，９５４（Ｂ２）号

したがって、走行車両を囲む領域における物体を正確に検知するために使用され得る効果的なレーダー・センサの必要性が残っている。本明細書で説明される発明は、上述の必要性に対処する。

本開示の主題の１つの態様によれば、例えばサイドローブを低減させることによって、アンテナ・アレイによって生み出されたビームを形作るためのシステムが導入される。様々なシステムが、少なくとも１つの二位相調整器を含み得る。位相調整器などが、１８０度の位相偏移を、伝送される信号に選択的に適用するように構成され動作可能であり得る。コントローラは、命令を少なくとも１つの二位相調整器に送るように構成され得る。システムは、また、少なくとも１つの受信アンテナと、受信信号を保存するように動作可能なメモリ、及び９０度位相偏移を、メモリに格納された選択済みの受信信号に適用するように動作可能であり、さらに、メモリに格納された受信信号を合計するように動作可能な処理ユニットを備えるポスト・プロセッサとを含み得る。

さらに別の態様では、アンテナ・アレイにおける四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）ビーム形成をシミュレートするための方法が教示され、アレイの各アンテナは、二位相調整器を介して共通トランスミッタに接続される。方法は、アレイの各伝送アンテナに必要な複素ＱＰＳＫ誘導ベクトルを判定することを含み得る。誘導ベクトルは、典型的には、０度及び１８０度から選択された実数成分、並びに９０度及び２７０度から選択された虚数成分を有する。

したがって、トランスミッタは、振動信号を生成する。第１の時間間隔中、１８０度の実数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する各伝送アンテナに対して、前記二位相調整器は、１８０度位相偏移を、伝送される信号に適用する。第２の時間間隔中、１８０度の虚数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する各伝送アンテナに対して、前記二位相調整器は、１８０度位相偏移を、伝送される信号に適用する。ポスト・プロセッサは、９０度位相偏移を、第２の時間間隔中に受信された信号に適用するために使用され得、ポスト・プロセッサは、第１の時間間隔中に受信された信号を、第２の時間間隔中に受信された９０度位相偏移信号に合計し得る。任意選択として、トランスミッタは、各時間間隔中に周波数の範囲にわたって振動信号をスイープし得る。

したがって、様々な実例によれば、コントローラは、アンテナ・アレイにおける四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）ビーム形成をシミュレートするためのシステムを提供し得、システムは、トランスミッタ、アンテナを備える。コントローラは、アレイの各アンテナに必要な複素誘導ベクトルを判定することであって、複素誘導ベクトルが、０度及び１８０度から選択された実数成分、並びに９０度及び２７０度から選択された虚数成分を含む、判定することと、第１の時間間隔中、１８０度の実数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する各アンテナに対して、１８０度位相偏移を、伝送される信号に適用するように二位相調整器に命令することと、第２の時間間隔中、１８０度の虚数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する各アンテナに対して、１８０度位相偏移を、伝送される信号に適用するように二位相調整器に命令することとを行うように動作可能であり得、前記ポスト・プロセッサは、９０度位相偏移を、第２の時間間隔中に受信された信号に適用することと、第１の時間間隔中に受信された信号を、第２の時間間隔中に受信された９０度位相偏移信号に合計することとを行うように動作可能である。

任意選択として、専用の二位相調整器が、アレイの各伝送アンテナに提供される。追加又は代替として、独立制御スイッチが、各伝送アンテナを発振器に接続する。

適切であれば、利得制御ユニットが各伝送アンテナに関連付けられ得、コントローラは、命令を利得制御ユニットに送るようにさらに構成される。したがって、各伝送アンテナに対して、コントローラは、関連付けられた誘導ベクトルの実数成分に必要な振幅ＡＲを選択することと、第１の時間間隔中、第１の利得ＧＲを、伝送される信号に適用するように、関連付けられた利得制御ユニットに命令することと、関連付けられた誘導ベクトルの虚数成分に必要な振幅Ａｌを選択することと、第２の時間間隔中に、第２の利得Ｇｌを、伝送される信号に適用するように、関連付けられた利得制御ユニットに命令することであって、第２の利得Ｇｌが、ＧＲとＡｌ対ＡＲの比との積に等しい、命令することとを行うように動作可能であり得る。様々に、各アンテナが、専用の二位相調整器を有し得るか、共通の二位相調整器が、複数のアンテナに接続され得る。

さらに別の態様において、アンテナ・アレイにおける四位相偏移変調（ＱＰＳＫ：ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｋｅｙ）ビーム形成をシミュレートするための方法が教示され、アレイの各アンテナは、二位相調整器（ｂｉｎａｒｙｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｅｒ）を介して共通トランスミッタに接続される。方法は、アレイの各伝送アンテナのために、必要な複素ＱＰＳＫ誘導ベクトルを判定することを含み得る。誘導ベクトルは、典型的には、０度及び１８０度から選択された実数成分と、９０度及び２７０度から選択された虚数成分とを有する。

したがって、トランスミッタは、振動信号を生成する。第１の時間間隔中、１８０度の実数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する各伝送アンテナのために、前記二位相調整器は、伝送される信号に１８０度位相偏移を適用する。第２の時間間隔中、１８０度の虚数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する各伝送アンテナのために、前記二位相調整器は、伝送される信号に１８０度位相偏移を適用する。ポスト・プロセッサは、９０度位相偏移を、第２の時間間隔中に受信された信号に適用するために使用され得、ポスト・プロセッサは、第１の時間間隔中に受信された信号を、第２の時間間隔中に受信された９０度位相偏移された信号に合計し得る。任意選択として、トランスミッタは、各時間間隔中に周波数の範囲にわたって振動信号をスイープし得る。

実施例をより良く理解するため、及び実施例がどのように実行され得るかを示すために、純粋に実例として、添付の図面をここで参照する。

ここで詳しく図面を具体的に参照しながら、示された詳細が、実例としてのもの、及び選択された実施例の例証的議論のためだけのものであり、最も有用であり、原理及び概念的態様の説明を容易に理解されると思われるものを提供するために提示されることを強調する。この点に関して、基本的な理解に必要なものより詳細に構造上の詳細を示すことは試みられず、図面とともに行われる説明は、様々な選択された実施例がどのように実践され得るかを当業者に明らかにする。

０度又は１８０度だけ、選択されたアンテナの位相をＢＰＳＫ位相偏移させることによって誘導ベクトルがどのように生成され得るかを示す図である。１８０度だけ、アンテナへの信号を位相偏移させるための可能なＢＰＳＫメカニズムを示す図である。０度、９０度、１８０度、又は２７０度だけ、選択されたアンテナの位相をＱＰＳＫ位相偏移させることによって誘導ベクトルがどのように生成され得るかを示す図である。０度、９０度、１８０度、又は２７０度だけ、アンテナへの信号を位相偏移させるための可能な直交変調メカニズムを示す図である。四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）ビーム形成をシミュレートするためのシステムの、第１の実施例の選択された要素を概略的に表すブロック図である。第１の実施例の各伝送アンテナから伝送された信号の位相がどのように経時的に変化し得るかについての実例を示すプロフィールの可能なセットを示すグラフのセットである。第１の実施例のシステムで四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）ビーム形成をシミュレートするための方法において選択されるステップを示すフローチャートである。各アンテナが利得制御ユニットに接続された、四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）ビーム形成をシミュレートするためのシステムの、第２の実施例の選択された要素を概略的に表すブロック図である。第２の実施例の各伝送アンテナから伝送された信号の位相がどのように経時的に変化し得るかについての実例を示すプロフィールの可能なセットを示すグラフのセットである。第２の実施例のシステムで四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）ビーム形成をシミュレートするための方法において選択されるステップを示すフローチャートである。第３の実施例による全てのアンテナによって共有される、偏移された共通の二位相を含むシステムのブロック図である。第３の実施例の各伝送アンテナから伝送された信号の位相がどのように経時的に変化し得るかについての実例を示すプロフィールの可能なセットを示すグラフのセットである。専用のクラスタ変調器を介して共通の発振器に接続されたクラスタ化された伝送アンテナを含むシステムのブロック図である。同相励振を伴う３２素子アレイのアレイ力率を示すグラフである。ランダム位相励振を伴う３２素子アレイのアレイ力率を示すグラフである。相補配列ベースの励振を伴う３２素子アレイのアレイ力率を示すグラフである。可能な伝送アンテナ・アレイを示す図である。可能な正方形の伝送アンテナ・アレイを示す図である。可能な２列の伝送アンテナ・アレイを示す図である。可能なずれた２列のアンテナ・アレイを示す図である。可能なＬ形状のＭＩＭＯアンテナ・アレイを示す図である。可能なパイ形状のＭＩＭＯアンテナ・アレイを示す図である。可能な枠形状のＭＩＭＯアンテナ・アレイを示す図である。可能なスプリット・フレームのＭＩＭＯアンテナ・アレイを示す図である。多重入出力（ＭＩＭＯ：ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ）アレイにおけるアンテナの配置のための様々なトポロジを示す図である。多重入出力（ＭＩＭＯ）アレイにおけるアンテナの配置のための様々なトポロジを示す図である。多重入出力（ＭＩＭＯ）アレイにおけるアンテナの配置のための様々なトポロジを示す図である。多重入出力（ＭＩＭＯ）アレイにおけるアンテナの非対称配置のための可能な代替のトポロジを示す図である。多重入出力（ＭＩＭＯ）アレイにおけるアンテナの非対称配置のための可能な代替のトポロジを示す図である。多重入出力（ＭＩＭＯ）アレイにおけるアンテナの非対称配置のための可能な代替のトポロジを示す図である。多重入出力（ＭＩＭＯ）アレイにおけるアンテナの非対称配置のための可能な代替のトポロジを示す図である。多重入出力（ＭＩＭＯ）アレイにおけるアンテナの非対称配置のための可能な代替のトポロジを示す図である。このような非対称配置の可能な視野を示す図である。伝送アンテナと受信アンテナの各ペアの間の中間点における仮想素子を備える仮想アレイがどのように構築されるかを示す概略図である。伝送アンテナと受信アンテナの各ペアの間の中間点における仮想素子を備える仮想アレイがどのように構築されるかを示す概略図である。中心の空所を除く連続仮想アレイを取得するために、フレーム・アレイにおける線セグメントをずらすことを示す図である。中心の空所を除く連続仮想アレイを取得するために、フレーム・アレイにおける線セグメントをずらすことを示す図である。様々な実施例による、補助サブアレイが中心の空所を埋めるためにどのように使用され得るかを示す図である。様々な実施例による、補助サブアレイが中心の空所を埋めるためにどのように使用され得るかを示す図である。アレイ・オブ・アレイ方式で合成アレイの構築を誘導するためのマザー・アレイとして機能し得る例示的なフレーム・アレイを示す図である。図１２Ａのマザー・アレイに対応する可能な合成アレイを示す図である。アレイ・オブ・アレイ方式で合成アレイの構築を誘導するように機能し得る可能な線形アレイを示す図である。図１３Ａのマザー・アレイに対応する可能な合成アレイを示す図である。

本開示の態様は、レーダー・アレイによって生み出された伝送ビームを形作るためのシステム及び方法に関する。詳細には、サイドローブを低減させるため、並びに、超半球（ｓｕｐｅｒ－ｈｅｍｉｓｐｈｅｒｉｃａｌ）のレーダー・カバレッジにわたって利得及び位相直線性を増加させるためのシステム及び方法が説明される。

サイドローブを低減させるために、アレイの各アンテナによって伝送される信号は、必要な時間位相偏移プロフィールに従って二位相偏移され得る。例えば、四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）ビーム形成など、複数の位相偏移ビーム形成をシミュレートするために、処理後の方法が、複数の時間周期にわたって受信された反射信号に適用され得る。典型的には、レシーバとトランスミッタは、信号が組み合わされる時間間隔中に一貫した結果を生み出すように同期され得る。

必要に応じて、本発明の詳細な実施例が本明細書で開示されるが、開示の実施例が、様々な及び代替の形式で具体化され得る本発明の実例にすぎないことが理解されよう。図は必ずしも拡大縮小されないが、特定の構成要素の詳細を示すために、いくつかの特徴が誇張又は最小化されることがある。したがって、本明細書で開示される固有の構造的且つ機能的な詳細は、限定するものと解釈されるべきではなく、本発明を様々に用いるための、当業者に教示するための代表的な基礎にすぎない。

本開示の様々な実施例において、複数の命令を実行するためのコンピューティング・プラットフォーム又は分散コンピューティング・システムなどのデータ・プロセッサによって、本明細書で説明されるような１つ又は複数のタスクが実施され得る。任意選択として、データ・プロセッサは、命令、データ、又は同様のものを格納するための揮発性メモリを含むか、これにアクセスする。追加又は代替として、データ・プロセッサは、命令及び／又はデータを格納するための、例えば、磁気ハード・ディスク、フラッシュ・ドライブ、取外し可能媒体、又は同様のものなどの、不揮発性ストレージにアクセスし得る。

本明細書における本開示のシステム及び方法は、その用途において、「発明を実施するための形態」に示された又は図面及び実例に示された構造の詳細及び構成要素又は方法の配置に限定され得ないことに特に留意されたい。本開示のシステム及び方法は、他の実施例を行うこと、又は様々なやり方及び技術で実践及び実行されることが可能であり得る。

本明細書で説明されるものと同様又は同等の代替方法及び材料が、本開示の実施例の実践又はテストにおいて使用され得る。それでも、特定の方法及び材料が、例証のためだけに本明細書で説明される。材料、方法、及び実例は、必ずしも限定するためのものではない。

本明細書で説明されるものと同様又は同等の代替方法及び材料が、本開示の実施例の実践又はテストにおいて使用され得る。それでも、特定の方法及び材料が、例証のためだけに本明細書で説明される。材料、方法、及び実例は、必ずしも限定するためのものではない。したがって、様々な実施例が、必要に応じて、様々な手順又は構成要素を省略、代用、又は追加し得る。例えば、方法は、説明されたものとは異なる順序で実施され得、しかも、様々なステップが、追加、省略、又は組み合わされ得る。さらに、一定の実施例について説明された態様及び構成要素が、他の様々な実施例において組み合わされ得る。

ここで図１Ａ及び図１Ｂを参照する。図１Ａは、誘導ベクトルがＢＰＳＫ位相偏移によってどのように生成され得るかを示す。人工位相偏移がないと、アンテナのアレイは、（「アレイ要因」と呼ばれる）所望の誘導方向への波動伝搬によって生成された位相に加えて、電子回路及び同様のものの性質による位相偏移の範囲を生じ得る。位相のこの範囲は、図１Ａ（ｉ）の円の範囲で表される。図に示されたフェーザは、一貫して辻褄が合わない。円の左側内部の位相を生じるアンテナ全てに、１８０度位相偏移を選択的に追加することによって、図１Ａ（ｉｉ）に示されているように、これらのフェーザを部分的に揃え、したがって、所望の誘導方向に向かってエネルギーを放つことができる。したがって、アレイの各アンテナ１１１６は、図１Ｂに示されているように、二位相調整器１１１４を介して信号生成発振器１１１２に接続されてもよい。実際にはＢＰＳＫメカニズムが誘導ベクトル１１１０を生成し得るが、結果として生じるビームは、著しいサイドローブ及び大きい損失をこうむる。

さらなる位相偏移オプションを提供することによって、より効率的な誘導ベクトルが生成され得る。図１Ｃ及び図１Ｄを参照すると、図１Ｃ（ｉｉｉ）に示されているものなどの位相の範囲は、必要に応じて、０度、９０度、１８０度、又は２７０度だけ、各伝送信号を選択的に偏移させること（ＱＰＳＫ）によって、図１Ｃ（ｉｖ）に示されているものなどの、ネット誘導ベクトル１１３０にコンバートされ得る。

図１Ｄは、アレイのアンテナ１１４８においてこのような位相偏移を生み出すための可能なハードウェア配置１１４０を示す。アレイの各アンテナ１１４８は、同相アーム（Ｒｅ）及び直角位相アーム（Ｉｍ）という、２つの並列アームを有する位相偏移メカニズムを介して信号生成発振器１１４２に接続されてもよい。

同相アーム（Ｒｅ）は、必要に応じて、振動信号に１８０度位相偏移を追加するために選択的に活性化され得る第１の二位相調整器１１４４を含む。代替として、第１の二位相調整器を活性化させないことによって、信号は、伝送アンテナに同相で移送される。

直角位相アーム（Ｉｍ）は、第２の二位相調整器１１４６及び４分の１サイクル位相調整器１１４５を含む。４分の１サイクル位相調整器１１４５は、振動信号に９０度位相偏移を追加するように構成される。したがって、第２の二位相調整器１１４６が活性化されない場合、９０度位相偏移が、アンテナに移送される信号に適用される。代替として、第２の二位相調整器が、さらなる１８０度位相偏移を追加するために活性化される場合、２７０度の全位相偏移が、必要に応じて、アンテナに移送される信号に適用される。

図１Ｄに示されているものなどの、このようなハードウェア直交変調メカニズムは、全般的な誘導ベクトルを著しく改善し得ることが理解されよう。それでも、配置は、図１Ｂの簡単な二位相調整器１１２０より著しく多くのハードウェア要素を必要とする。アンテナ自体の物理的に近くに位置する必要があり得る４分の１サイクル位相調整器を含む各アンテナのための直角位相アームの追加は、アンテナ・アレイ回路の設計者に著しいハードウェア制限をかける。

二位相調整器要素だけを使用した、改善された誘導ベクトルを生成するための可能な解決策が、ここで説明される。

ここで図２Ａのブロック図を参照すると、アンテナ・アレイ１２００における四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）ビーム形成をシミュレートするためのシステムの第１の実施例の選択された要素が表されている。システムは、トランスミッタ１２５０、アンテナ・アレイ１２１０、各伝送アンテナに関連付けられた二位相調整器１２２０、コントローラ１２３０、受信アンテナ１２４０、及びポスト・プロセッサ１２６０を含む。

トランスミッタ１２５０は、アンテナ・アレイ１２１０による伝送のために振動信号を生成するように構成され動作可能である。適切であれば、トランスミッタ１２５０は、周波数の範囲を通じてスイープする信号、又はチャープを生成するようにさらに動作可能であってもよいことに留意されたい。

アンテナ・アレイ１２１０は、いくつかのアンテナＡ１～Ａｎを含む。各アンテナは、必要な位相偏移と同時に発振器１２７０によって生成された信号を伝送するように動作可能である。アレイにおけるアンテナ全てから伝送される信号を重ね合わせると、特徴的な形状を有する全般的な信号ビームを生じることに気づくであろう。

各伝送アンテナＡｎに関連付けられた二位相調整器１２２０は、必要に応じて、振動信号に１８０度の位相偏移を選択的に適用するように構成され動作可能である。代替として、二位相調整器１２２０が活性化されない場合、位相偏移は、振動信号に適用されない。したがって、関連付けられたアンテナによって伝送される信号は、必要に応じて、発振器１２７０によって生み出された振動信号と同相又は逆位相である。

コントローラ１２３０は、必要なアンテナだけが、位相偏移された信号を伝送するように、活性化命令を二位相調整器１２２０に送るように構成される。

（１つ又は複数の）受信アンテナ１２４０は、ターゲットから反射された帰還信号を受信するように構成される。

ポスト・プロセッサ１２６０は、受信信号を操作するように動作可能であり、メモリ１２８０素子及び処理ユニット１２９０を含む。メモリ素子１２８０は、受信信号を保存するように動作可能である。処理ユニットは、メモリ１２８０に格納された選択された受信信号に位相偏移を適用するように動作可能であり、メモリ１２８０に格納された受信信号を合計するようにさらに動作可能である。

特定の実例では、処理ユニットは、選択された受信信号に９０度位相偏移を適用し、これらを他の受信信号と合計して、必要な出力信号を生み出してもよい。

したがって、コントローラは、アレイの各アンテナに必要な複素誘導ベクトルＣ＝Ｒ＋ｊＩを判定するように動作可能であってもよい。複素誘導ベクトルＣは、＋１及び－１から選択されたバイナリ実数成分Ｒ、並びに＋１及び－１から選択されたバイナリ虚数成分Ｉを含む。＋１の値は、位相偏移が必要ないことを示し、－１の成分は、位相偏移が必要であることを示す。したがって、実数成分は、０度及び１８０度から選択された必要な位相偏移を表すことができ、虚数成分は、９０度及び２７０度から選択された必要な位相偏移を表すことができ、全てが、Ｒ＝＋１、Ｉ＝＋１の組合せに関連している。

ここで図２Ｂのグラフを参照すると、第１の実施例の各伝送アンテナＡ１～Ａｎから伝送された信号の位相Ｓ１～Ｓｎがどのように経時的に変化し得るかについての実例を示すプロフィールの可能なセットを示す。

各アンテナの位相偏移は、所与の時間間隔Δｔの間、固定されたままであることに留意されたい。各アンテナＡｎは、その時の必要な誘導ベクトルＣｉによって判定された一意のプロフィールを受信する。各複素誘導ベクトルＣｉは、２つの連続的な時間間隔Δｔｉ、Δｔｉ＋１の間の必要な位相偏移を判定し得る。

第１の時間間隔Δｔｉ中、コントローラは、伝送される信号に１８０度位相偏移を適用するように、－１の実数成分Ｒｉに関連付けられた誘導ベクトルＣｉを有するアンテナＡ１～Ａｎの二位相調整器１２２０に命令する。

第２の時間間隔Δｔｉ＋１中、コントローラは、伝送される信号に１８０度位相偏移を適用するように、－１の虚数Ｉ成分に関連付けられた誘導ベクトルＣｉを有するアンテナの二位相調整器１２２０に命令する。

したがって、ポスト・プロセッサ１２６０は、第１の時間間隔及び第２の時間間隔中に受信された反射信号をメモリに格納するように動作可能であり得る。プロセッサ・ユニットは、次に、第１の時間間隔中に受信された信号を第２の時間間隔中に受信された９０度位相偏移された信号に合計する前に、第２の時間間隔中に受信された信号に９０度位相偏移を適用し得る。

ポスト・プロセッサからの結果の出力信号は、直角位相偏移された信号の特性を有することになる。

ここで図２Ｃのフローチャートを参照すると、アレイ１２１０のアンテナが各二位相調整器１２２０を介して共通トランスミッタに接続される図２Ａのシステムで、四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）ビーム形成をシミュレートするための方法１４００の選択されるステップが示されている。

アレイの各伝送アンテナのために、＋１及び－１から選択された実数成分Ｒ、並びに＋１及び－１から選択されたバイナリ虚数成分Ｉを含む、必要な複素ＱＰＳＫ誘導ベクトルＣが判定される１４１０。

トランスミッタは、二位相調整器を介して各アンテナに伝えられる振動信号を生成する１４２０。任意選択として、各伝送される信号は、各時間間隔中に周波数の範囲にわたってスイープし得る。

第１の時間間隔中１４３０、＋１の実数成分Ｒに関連付けられた誘導ベクトルを有する各伝送アンテナのために、関連付けられた二位相調整器が、伝送される信号に１８０度位相偏移を適用し１４３２、アンテナが信号を伝送し１４３４、受信された信号が、ポスト・プロセッサのメモリに格納される１４３６。

第２の時間間隔中１４４０、＋１の虚数成分Ｉに関連付けられた誘導ベクトルを有する各伝送アンテナのために、関連付けられた二位相調整器が、伝送される信号に１８０度位相偏移を適用し１４４２、アンテナが信号を伝送し１４４４、受信された信号が、ポスト・プロセッサのメモリに格納される１４４６。

ポスト・プロセッサは、次に、第２の時間間隔中１４４０に受信された信号に９０度位相偏移を適用し１４５０、第１の時間間隔中に受信された信号を第２の時間間隔中に受信された９０度位相偏移された信号に合計し得る１４６０。

本明細書で説明されるシステム及び方法の特定の特徴は、シミュレートされた様式で、強化されたビーム形成器の長所をシミュレートするため、及びそこから利益を得るために、いくつかの時間間隔にわたって受信された信号の線形結合である。この特徴は、当業者には明らかな、また、実例としてここで言及される、様々な形式で拡張することができる。

１つの拡張では、位相の特定の選択肢（例えば、４位相ＱＰＳＫ、８位相８－ＰＳＫ等）、又は利得を使用したビーム形成をトランスミッタが既にサポートしている場合、Ｍ個の時間間隔にわたるＭ個の符号語（２つ以上）の組合せは、要因Ｍによって位相のより大きい選択肢を生成するために使用することができる（例えば、シミュレートされた８－ＰＳＫを生成するために、ＢＰＳＫを伴う４個の時間間隔又はＱＰＳＫを伴う２個の時間間隔を使用する）。

シミュレートされたＱＰＳＫ方式は、代替として、伝送アンテナ毎に所望のフェーザＣを取ることと、Ｘ＝Ｓｇｎ（Ｒｅ｛Ｃ・ｅ^－ｊφ｝）を伝送することと（ここでφは、第１の間隔の間、０であり、第２の間隔の間、９０度である）、次に、ｅ^ｊφを掛けることによって受信されたものにおけるこの位相を補償することとによって、説明することができる。本発明の別の拡張では、「変調」位相φのシーケンスは、経時的に異なる方式で、例えば異なるスキャンされた周波数又はフレームで、選ぶことができる。

本発明の別の拡張では、Ｍ個の間隔にわたって受信された信号は、（本明細書で説明されるようなＱＰＳＫの場合のａ_１＝１、ａ_２＝ｊではなく）ユニット・ゲインを必ずしも有していない任意のフェーザａ_１，．．ａ_Ｍと組み合わされる。これらのＭ個の間隔にわたるビーム形成符号語は、ａ_１，．．ａ_Ｍで重み付けされたこれらの線形結合が、（サイドローブ・レベルへの高いピークなどの）所望の特性を生ずるやり方で選ばれる。

二位相調整器及び２つの時間間隔を使用することによって、ＱＰＳＫ（４位相）ビーム形成を実装するための上記で説明された方法は、例証のためだけに提示される。この方法は、ｎ個の時間間隔にわたって位相の任意の偶数２ｎを実装するようにさらに一般化され得る。例えば、３つの時間間隔では、６－ＰＳＫ変調が実現され得る。

Ｎ個の時間間隔の間、以下の条件に従って、トランスミッタが特定のアンテナに１８０度位相偏移を選択的に適用する方法が実装されてもよい。ｎ番目の時間間隔において、ｎ＊１８０／Ｎ度だけ回転された誘導ベクトルの実数値が負の場合、１８０度位相偏移がｋ番目のアンテナに適用される。したがって、以下の公式が真の場合、ｋ番目のアンテナに対して１８０度位相偏移が適用され、
Ｒｅａｌ（Ｃ_ｋ＊ｅ^{－ｊ＊φ［ｎ］}）＜０
ここで、Ｃ_ｋは、誘導ベクトルのｋ番目の成分であり、φ_ｎ＝πｎ／Ｎは、回転シーケンスである。

したがって、適切であれば、ポスト・プロセッサにおいて、全ての時間間隔において受信された信号の総和の前に、ｎ番目の時間間隔の間、φｎラジアンの回転が適用され得る。

本明細書で説明されるものなどの方法は、Ｎ個の時間間隔にわたって伝送された信号の中間値が、所望の尺度を満たすように、Ｎ個の位相偏移シーケンスのセットを選ぶことによって、所望のビーム形成器のためのさらなる尺度を組み込むために拡張され得る。例えば、アポディゼーションのための利得制御、及びトランスミッタ利得均一化のために、固有の伝送アンテナのための効果的な減衰が必要とされ得る。これは、アナログ利得制御がなくても、固有の伝送アンテナのために固有の回転シーケンスを使用することによって実現され得、例えば、各アンテナの誘導ベクトルは、例えば角度ステップ（１－ａ）＊φｎだけ回転され得、ここで、ａの値は、各伝送アンテナに適するように具体的に選択される。

説明される方法を適用するのに必要な複数の時間間隔は、他の目的のためにさらに使用されてもよい。１つの可能な実施例では、各フレーム内のドップラー処理を可能にするため、チャネル・コヒーレンス時間より長くなり得る統合時間を可能にするため、及びターゲットの速度に関する情報を取得するために、複数の時間間隔が使用され得る。スキャンされることになる各空間トランスミッタ方向は、Ｎ個の時間間隔を含み得、ドップラー後処理は、視線速度に対応し得る間隔の間の線形の位相偏移を求めてサーチし得る。これは、例えば、時間間隔にわたる高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して、実装され得る。

適切であれば、各時間間隔はそれ自体が、時間間隔の期間中経時的に、段階的周波数連続波、チャープ、又は他のいくつかの周波数関数を使用して、複数の周波数にわたって伝送された信号をスイープすることを含み得ることに留意されたい。したがって、上記で説明されたように、時間間隔の間でビーム形成器を変えることによって、サイドローブ・レベルは、典型的には、任意の所与の速度における位相量子化により、低減されるはずである。それでも、関連するビーム形成量子化誤差が、他の速度におけるサイドローブを生成し得る。

サイドローブを生成する量子化ノイズの大部分が、固有の用途において予想されるものより高い視線速度に対応する高い周波数に限定されるように、時間間隔の間、固有の順序を選択することによって、生成されたサイドローブのスペクトル形状が制御され得ることが現在の方法のもう１つの特徴である。必要であれば、ｎ番目の時間間隔の間の位相回転φｎ（ここでｎは、０からＮ－１までの任意の整数値を取り得る）は、以下のように選択され得、
φ_ｎ＝π^＊［（ｎ^＊（Ｎ－１）／２）ｍｏｄＮ］
ここで「ｍｏｄ」は、所与の整数で割った余りを返すモジュロ演算であり、Ｎが４の整数倍であると仮定される。上記のように、１８０度回転は、Ｒｅａｌ（Ｃｋ^＊ｅ－ｊ^＊φ［ｎ］）＜０の場合のみ、トランスミッタにおいて適用され得、ポスト・プロセッサは、φｎだけ回転を適用する。時間間隔のこのような並べ替えにより、サイドローブ電力の大部分は、ドップラーのＮｙｑｕｉｓｔ周波数に存在する。

ドップラーのＮｙｑｕｉｓｔ周波数における、より高いレベルのサイドローブが、上記で言及されたものと同様の構築において回避されなければならないような応用例では、４Ｄ空間におけるこれらのサイドローブの正確な位置の演繹的な推定は、レーダーのダイナミック・レンジを著しく悪化させることなく、実際の標的と方法アーチファクトとの間で制約及び区別するために使用されることが可能である。１つのこのような実例は、ドップラー成分ｖ_ｍを有する疑いのある４Ｄボクセル

を取り除き得、ドップラー成分ｖ_ｍは、４Ｄボクセル

に関する幾何学的制約を満たし、その折りたたまれたドップラー成分－ｖ_ｎ、すなわち－｜｜ｖ_ｍ-ｖ_ｎ｜-ｖ_ｍａｘ｜≦δ_Ｖからのいくつかのドップラー分解能ビン（δ_Ｖ）の間隔に常駐する。

適する要件として、量子化ノイズのスペクトル形状を最適化するように、位相回転シーケンス、又は誘導ベクトルのシーケンスにおける順序を選択するために、他の構造が使用され得ることが理解されよう。

上記の構造では、既知の必要な誘導ベクトルが、二位相選択のためにφ_ｎだけ回転される。代替アプローチは、例えば、必要な誘導ベクトルが既知でない場合、Ｒｅａｌ（Ｈ（｛ｂ_ｋ｝）^＊ｅｘｐ（ｊ^＊φ_ｎ））の値が最大値ｌであるトランスミッタにおける位相選択を求めてサーチすることを伴い得、ここで、Ｈ（｛ｂ_ｋ｝）は、固有の位相選択ｂ_ｋとの所望の空間方向の全ての伝送アンテナの組合せを表すフェーザである。このような最大化は、例えば、（２^ＫのオプションがあるＫ個の伝送アンテナによる）全ての二位相の組合せにまたがる網羅的なサーチによる、様々なやり方で実施することができる。Ｈは、例えば所望の空間方向に位置する参照ターゲットによって反射された電磁波の直接測定の分析によって、取得され得る。

時間間隔の数は、例えば、サイドローブ・レベル、（場合によっては、間隔を追加することによって長くなった統合時間を使用した）信号対雑音比（ＳＮＲ）、及びドップラー推定解像度の観点から、必要なビーム形成精度を実現するように選択され得る。その一方で、時間間隔の数は、電子コンポーネントのメモリ容量及び処理能力、並びにフレーム内のぼけの回避など、他の要因によって限定され得る。したがって、選択される時間間隔の実際の数は、これら全ての考慮の妥協であり得る。

いくつかの空間方向が他より重要になり得るので、必要なＳＮＲ及びドップラー解像度の観点から、より多くの時間間隔がこれらの好ましい方向に、及び、より少ない時間間隔が他のより低い優先度の方向にアロケートされることが好ましくなり得る。

このスキャン方式は、ＡＤＡＳ（高度運転支援システム）又は自律運転のために使用される外部カー・レーダー・センサなどの様々な用途で使用され得る。このような用途では、関心のある水平角度範囲（方位範囲）が、典型的には、関心のある垂直角度範囲（高度範囲）より広いことが理解されよう。これは、カー・レーダー・センサが一般的に道路表面の下をスキャンする必要がないからである。したがって、サイドローブが高い優先高度範囲の外側になるように、垂直線形配列でトランスミッタのアンテナを並べることが好ましくなり得る。レシーバのアンテナは、直角に向けられた水平線形配列で配置され得る。

他の可能な用途は、部屋、競技場、ゴール・ライン、又は同様のものなどの、囲まれた空間の監視を含み得る。さらに他の用途は、場合によっては、ボディ・スキャンのための大きいアレイを使用した、ターゲット領域内の物体の追跡を伴い得る。さらに他の用途が、当業者には思いつくであろう。

ビーム形成に依存する獲得方式を適用することは、限定的な利用可能な処理及びメモリ容量で４Ｄ画像を構築すること、又は代替として、スキャンされた４Ｄ容積を著しく増加させ、ＳＮＲを最適化することの観点で特に効率的になり得る。１つのこのような認識は、獲得処理パイプラインを構築することであるはずであり、獲得処理パイプラインでは、［Ｎ］ビームからの固有の角スライス又は立体角（ビーム［ｎ］）は、前のビーム（ｎ－１）を処理しつつ、ビーム形成を通じて照らされている。これは、上述のものなどの応用例に長所をもたらし、より単純な処理ユニットの使用を可能にし、メモリ制約並びに結果の熱の散逸及び製品サイズを低減させる。

このようなインターリーブ方式は、ビーム毎の獲得プロフィールを変更すること、より大きくより複雑なアリーナのカバーを可能にすること、例えば、短距離の広い視野の高分解能及び低速標的にほとんどビームをアロケートしないこと、並びに長距離の高速の狭い視野及び限定的な分解能シナリオに他のビームをアロケートすることに拡張されることが可能である。インターリーブするビーム及びプロフィールは、単一フレーム内の、又は各連続フレーム間の、任意の特定のレベルで管理されることが可能である。

ここで、図３Ａのブロック図を参照すると、図３Ａは、直交振幅変調（ＱＡＭ）ビーム形成がシミュレートされ得るような、各アンテナが利得制御ユニット１５５０に接続されたシステムの第２の実施例の選択された要素を概略的に表す。

図２Ａの第１の実施例のシステムに示された構成要素に加えて、専用利得制御ユニット１５３０は、各伝送アンテナに関連付けられる。したがって、コントローラは、複素誘導ベクトルによって判定された必要な利得によって、伝送された信号を増幅するように、利得制御ユニットに命令するようにさらに構成される。

コントローラは、やはり、アレイの各アンテナに必要な複素誘導ベクトルＣ＝Ｒ＋ｊＩを判定するように動作可能であってもよい。ここで、それでも、誘導ベクトルは、範囲＋１＞Ｒ＞－１から選択された連続的な実数成分Ｒ、及び範囲＋１＞Ｉ＞－１から選択された連続的な虚数成分Ｉを有してもよい。

したがって、コントローラは、関連付けられた誘導ベクトルの実数成分に必要な振幅Ｒを選択し、第１の時間間隔中、関連付けられた第１の利得ＧＲを、伝送される信号に適用するように、関連付けられた利得制御ユニットに命令するようにさらに動作可能であってもよい。同様に、コントローラは、関連付けられた誘導ベクトルの虚数成分に必要な振幅Ｉを選択し、第２の時間間隔中、第２の利得ＧＩを、伝送される信号に適用するように、関連付けられた利得制御ユニットに命令するように動作可能であり、第２の利得ＧＩは、ＧＲとＩ対Ｒの絶対比率との積に等しい。

図３Ｂに示されたグラフのセットを参照すると、各時間周期中に各アンテナによって生み出された結果の信号は、したがって、振幅変調され、位相変調され得る。

ここで図３Ｃのフローチャートを参照すると、アレイのアンテナが、関連付けられた二位相調整器及び利得制御ユニット１５３０を介して共通トランスミッタにそれぞれ接続される図３Ａのシステムで直交振幅変調（ＱＡＭ）ビーム形成をシミュレートするための方法の選択されるステップが示されている。

アレイの各伝送アンテナのために、範囲＋１＞Ｒ＞－１から選択された実数成分Ｒ、及び範囲＋１＞Ｉ＞－１から選択された虚数成分Ｉを含む、必要な複素ＱＰＳＫ誘導ベクトルＣが判定される１６１０。

トランスミッタは、二位相調整器を介して各アンテナに伝えられる振動信号を生成する１６２０。任意選択として、各伝送される信号は、各時間間隔中に周波数の範囲にわたってスイープし得る。

第１の時間間隔中１６３０、負の実数成分Ｒに関連付けられた誘導ベクトルを有する各伝送アンテナに対して、関連付けられた二位相調整器は、伝送される信号に１８０度位相偏移を適用する１６３２。関連付けられた利得制御ユニットは、第１の値ＧＲ＝｜Ｒ｜Ｇ０だけ信号を増幅させ１６３３、アンテナは、増幅された信号を伝送し１６３４、受信された信号は、ポスト・プロセッサのメモリに格納される１６３６。

第２の時間間隔中１６４０、負の虚数成分Ｉに関連付けられた誘導ベクトルを有する各伝送アンテナに対して、関連付けられた二位相調整器は、伝送される信号に１８０度位相偏移を適用する１６４２。関連付けられた利得制御ユニットは、第２の値ＧＩ＝｜Ｉ｜Ｇ０だけ信号を増幅させる１６４３。次に、アンテナは、増幅された信号を伝送し１６４４、受信された信号は、やはり、ポスト・プロセッサのメモリに格納される１６４６。

したがって、ポスト・プロセッサが、第２の時間１６４０間隔中に受信された信号に９０度位相偏移を適用し１６５０、これらの信号を第１の時間間隔中に受信された信号と合計すると１６６０、結果として生じる信号は、必要な任意の値の仮想位相偏移を有し得る。

本明細書で説明されるシステムは、各アンテナに専用の二位相調整器を含むが、図４Ａに示されているように、位相調整器のない代替のシステムが、追加の時間間隔を利用することによって動作し得ることにさらに留意されたい。

このようなシステムの使用は、位相偏移のない、第１の時間周期の間、＋１の実数成分を有するこれらのアンテナだけを活性化させることと、１８０度の位相偏移がレシーバにおいて適用される、第２の時間周期の間、－１の実数成分を有するこれらのアンテナだけを活性化させることと、位相偏移のない、第３の時間周期の間、＋１の虚数成分を有するこれらのアンテナだけを活性化させることと、第４の時間周期の間、－１の虚数成分を有するこれらのアンテナだけを活性化させることと、レシーバにおいて１８０度の位相偏移を適用することとによって可能にされ得る。

システムの各アンテナが、図４Ａに示されているものなどの、独立して制御可能な接続スイッチ１７４０を有する場合、発振器１７７０から直接的に、又は後処理中に、このような位相偏移を適用することが可能であり得ることにさらに留意されたい。追加又は代替として、共通の二位相調整器が、必要に応じて、複数の伝送アンテナに接続されてもよい。

このようなシステムの実例によって生み出された信号プロフィールの実例が、図４Ｂに提示されている。ポスト・プロセッサは、第１の時間周期、第２の時間周期、第３の時間周期、及び第４の時間周期のそれぞれからの受信信号をメモリに格納し得る。

４つの信号は、０度、１８０度、９０度、２７０度位相偏移を第１、第２、第３、及び第４のステップにそれぞれ適用した後、レシーバによって合計され得る。これら全ての信号を合計することによって、位相調整器のないシミュレートされたＱＰＳＫ誘導ベクトルが、システムにおいて実現され得る。

複数の時間間隔にわたって受信された信号の線形結合のさらなる拡張が、当業者には思いつくであろう。

ここで、図５のブロック図を参照すると、図５は、アンテナ専用の増幅器５３２及び位相調整器５３４を含む利得制御ユニット５３０に、各アンテナＡ_１～５、Ｂ_１～５が接続されたシステム５００の多重化された実施例の選択された素子を概略的に表す。

多重化された実施例のシステム５００では、個々のアンテナＡ_１～５、Ｂ_１～５は、クラスタ５４０Ａ、５４０Ｂにグループ化され得ることにさらに留意されたい。各クラスタ５４０Ａ、５４０Ｂは、専用のクラスタ変調器５２０Ａを介して位相同期ループ・チャープ発振器（ＰＬＬ）５１０に接続され得、ここで、各アンテナ・クラスタは、に接続される。

このようなクラスタ化されたシステム５００は、周波数変調連続波伝送（ＦＭＣＷ）を周波数分割多重（ＦＤＭ）レーダー方式と組み合わせてもよいことが理解されよう。必要であれば、ビーム形成と同時伝送の両方を提供し得ることが、このような実施例の特徴である。

フェーズド・アレイの理論は、空間ビーム・パターンが、「素子要因」と「アレイ要因」の積によって支配されると規定することにさらに留意されたい。「素子要因」は、通常広く、空間のかなりの部分を照らす単一のアンテナ素子の放射パターンから生じる。アレイ要因は、

のｎ個の素子に対する合計を表し、ここで、ｋ_ｒは、空間方向及び波長に関連するものであり、ｒ_ｎは、素子ロケーションであり、φ_ｎは、ロケーションｒ_ｎにおけるアンテナ素子に適用される信号の位相である。線形又は平面アレイのケースでは、アレイのビーム・パターンが、１次元又は２次元フーリエ変換に関するものであることがよく認識されている。

したがって、フェーズド・アレイ・システムは、所与の方向に一貫して辻褄が合うように伝送を引き起こすことになる位相を選択することによって、所与の方向に伝送される電力を最大化するように設計され得る（したがって、名称「フェーズド・アレイ」）。このようなケースでは、Ｎ個の素子が、空間内の他の方向を犠牲にして、（Ｎではなく）Ｎの２乗（Ｎ^２）の要因による電力集積を作り出すことができる。

様々な状況で、Ｎ個のトランスミッタの集約電力の増加を享受するが、所与の方向の電力の一貫した集積を回避することが有益であることに留意されたい。実例として、これらは、安全性閾値を超過しないように効果的な放射電力を限定すること、空間内のどこかにある他のシステムとの干渉を回避すること、又は許可されたＥＩＲＰの規制の閾値を超過するのを回避することが必要な場合を含む。

したがって、最大ＥＩＲＰを増加させるのではなく、低減させることになる励振位相の組合せを設計することが有用である。場合によっては、励振位相配列のファミリがこの尺度を満たすことが望ましい。

ランダムに選ばれた配列は、完全に一貫した集積を回避する可能性があるが、レーザ・スペックル・パターンと同様に、いくつかの「輝点」を残す可能性もある。多くの素子Ｎ及びランダムに選択された位相を用いると、最も強い方向の放射が、平均でおよそｌｎ（Ｎ）倍になる可能性がある。したがって、最大値ＥＩＲＰの厳格な制御が望まれる場合、より体系的なアプローチが必要になる。

これらのフーリエ変換の低いピークを伴う配列の理論がうまく発展している。変換ドメインにおける電力が元のドメインにおける電力と同様なので、これは、時には、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ－ｔｏ－ＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ）問題と呼ばれる。この理論が成功裏に適用されたドメインは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調の分野であり、周波数ドメインにおける配列は、時間ドメインにコンバートされ、電力増幅器の歪みを回避するために、大きいピークを回避することが望ましい。

低ＰＡＰＲ配列が、ピークＥＩＲＰ低減のために使用され得ることにさらに留意されたい。（Ｎ．Ｃｈａｙａｔらによる）米国特許第７，４８３，３６７号は、全体として参照により本明細書に組み込まれるが、ＯＦＤＭ伝送における「プリアンブル」として使用するために、低ＰＡＰＲ配列のファミリの構築を説明している。構築は、１９４０年代にＭａｒｃｅｌＪ．ゴレイによって発明された「相補配列」に基づく。相補配列は、配列のペアであり、これらの自己相関は、デルタ関数になる。必然的に、配列のそれぞれは、最大２（３ｄＢ）のＰＡＰＲを明らかに有する。相補配列の性質への導入は、米国特許第７，４８３，３６７号及びその参照において見つけることができ、この全てが、全体として参照により本明細書に組み込まれる。

よく知られた構築が、多くの長さでの配列のファミリの生成を可能にする。よく知られた「ダブリング構築」は、長さ２^ｍの配列を生成することを可能にする。Ａ_ｎ及びＢ_ｎが、長さｎの相補配列の場合、Ａ_２ｎ＝［Ａ_ｎＢ_ｎ］及びＢ_２ｎ＝［Ａｎ－Ｂ_ｎ］は、長さ２ｎの相補配列である。したがって、［１１］及び［１－１］が、長さ２の相補配列の場合、［１１１－１］及び［１１－１１］は、長さ４の相補配列であり、［１１１－１１１－１１］及び［１１１－１－１－１１－１］は、長さ８の相補配列である。

相補配列のためのダブリング構築は、Ｈａｄａｍａｒｄ行列及びＨａｄａｍａｒｄコードに密接に関連したものである。例えば、Ｈａｄａｍａｒｄ行列Ｈ［８＊８］の行は、以下の通りである。
１１１１１１１１
１－１１－１１－１１－１
１１－１－１１１－１－１
１－１－１１１－１－１１
１１１１１１１１
１－１１－１１－１１－１
１１－１－１１１－１－１
１－１－１１１－１－１１

相補配列［１１１－１１１－１１］で乗算されると、結果の行列Ｃ［８＊８］において、以下の通りである。
１１１－１１１－１１
１－１１１１－１－１－１
１１１－１－１－１１－１
１－１１１－１１１１
１１－１１１１１－１
１－１－１－１１－１１１
１１－１１－１－１－１１
１－１－１－１－１１－１－１

行は全て、行が互いに直角の元のＨａｄａｍａｒｄ行列の性質を維持しつつ、相補配列である。ちなみに、相補配列のファミリを生成するこの方法は、８０２．１１ｂワイヤレスＬＡＮ規格において使用されるＣＣＫ（相補型符号変調）方法に関する。

配列は、高い方の次元にさらに拡張され得る。特に、ゴレイのダブリング構築は、元の配列以外の次元のサブアレイを結びつけることによって、２（又はそれより多）次元の配列のフォーメーションを可能にすることがわかった。例えば、配列［１１］及び［１－１］は、２つの２＊２相補アレイを形成するために使用されることが可能であり、
１１
１－１
及び
１１
－１１
は、相補２＊２アレイである。例えば、相補２Ｄパターンを形成するために、任意の方向ベクトルによって配列をずらすことが可能である。
１１０
０１－１
及び
１１０
０－１１
又は代替として、
１１０
０００
０１－１
及び
１１０
０００
０－１１

同様に、Ａ及びＢが、長さＮの相補列ベクトルであるとき、［ＡＢ］及び［Ａ－Ｂ］は、サイズＮ×２の２Ｄ相補アレイである。同様に、行配列Ａ及びＢを垂直にスタックすることによって、サイズ２×Ｎの相補アレイが取得される。

このような相補配列は、低ＰＡＰＲの配列に従って、異なる素子から伝送された信号に位相を適用することによってビーム形成に適用され得ることがわかった。任意の方向の最大値ＥＩＲＰは、空間平均を超える小さい要因に従って限定され得る。したがって、ゴレイ相補配列に従って０／１８０位相が適用される場合、最大で２のピーク対平均ＥＩＲＰ要因が保証される。

１つの応用例では、ＭＩＭＯレーダーが、複数の伝送アンテナ素子から伝送し、複数の受信アンテナ素子で受信する。全ての伝送アンテナから全ての受信アンテナまでのレスポンスを測定することによって、処理は、散乱体の空間分布を再構築し続ける。レスポンスを測定するために、１つのアンテナから一度に伝送することができるはずであるが、より効率的な（伝送電力の観点での）方法は、複数のアンテナから同時に伝送することであるはずである。位相を各伝送素子に適用すること、及び複数の位相の組合せを伝送することにより、ここで、レスポンスのセットに、複数のビーム形成ベクトルから成る「ビーム形成行列」とは逆の行列を掛けることによって、複数の素子からのレスポンスを解決することができる。

伝送の全てが空間方向の全ての強い照明を回避することが望まれる場合、互いに直角であること、及び全てが低ＰＡＰＲの性質を有することが好ましいビーム形成署名ベクトルのファミリが必要である。

上記に示されたような、修正されたＨａｄａｍａｒｄ行列などのファミリを使用することによって、このゴールを達成するビーム形成署名配列のセットを有することができる。

実例として、図６Ａのグラフは、同相励振を有する３２素子アレイのアレイ力率を示し、これは、はるかに低いピーク値を有するランダム位相励振及び相補配列ベースの励振を有する３２素子アレイのアレイ力率を示す図６Ｂ及び図６Ｃと比較され得る。

場合によっては、このゴールは、実用的制約のもとで近似されることが可能である。１つのこのようなケースは、トランシーバとアンテナ素子との間の伝送回線が、追加の位相偏移を有するときであり、追加の位相偏移は、位相調整器によって補償される必要がある。このようなケースでは、限定的な分解能（例えば、２、４、又は８位相）の位相偏移が許容される場合、位相の最適なセットは、最も近い実現可能な値に量子化されることが可能である。このようなケースでは、低ＰＡＰＲを有することのゴールは、非最適な様式だが、依然として、ランダムに選ばれた署名配列より実質的に良い性能で達成される。例えば、実用的制約のもとでのＰＡＰＲは、相補配列のための２（３ｄＢ）の理論上の制限ではなく、３（５ｄＢ）又は４（６ｄＢ）の要因を超過しないように設計され得る。

他のケースでは、配列は、数的に最適化されることが可能である。例えば、ＯＦＤＭ変調の技術分野では、ＰＡＰＲを実質的に低減させるために位相の小さいサブセットを修正することで始めることによる、「ＰＡＰＲ低減」のための技法が知られている。手順は、ＰＡＰＲのゴールが満たされるまで、数回反復されることが可能である。

低ＰＡＰＲの性質を有するシーケンスのいずれかのファミリ又は個々のシーケンスが、ピークＥＩＲＰ低減のために使用されることが可能であり、相補配列は１つの具体的実例にすぎない。他の実例は、ＣＡＺＡＣ（一定振幅ゼロ自己相関（ｃｏｎｓｔａｎｔａｍｐｌｉｔｕｄｅｚｅｒｏａｕｔｏ－ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ））配列、Ｚａｄｏｆｆ－Ｃｈｕ配列等である。

上述の性質は、指定されたロケーションにおいてゼロ以外の値を有する配列の低ＰＡＰＲの性質が満たされる限り、１次元、２次元、又は低密度アレイ形状に対して使用されることが可能である。具体的な関心がある実例は、素子の２つの平行な列（又は行）である。「フレーム」ＭＩＭＯアレイ又は「パイ形状」ＭＩＭＯアレイにおいてこのような構成に遭遇する。このようなケースでは、Ａ及びＢが相補配列の場合、配列Ａに従って素子の一方の列を、及び配列Ｂに従って素子の他方の列を同調させると、低ＰＡＰＲの性質を有する２次元相補配列になる。

低密度アレイ形状のケースでは、低密度アレイ形状の励振位相は、低ＰＡＰＲの性質を達成するように設計され、追加の２Ｄ空間段階位相パターンを励振に適用することによって、励振位相のさらなるセットが形成され得る。段階位相パターンを適用することは、低ＰＡＰＲビーム形状の角偏移と同等であり、したがって、その低ＰＡＰＲの性質を維持する。これは、レーダー空間画像再構築に必要なように、任意の数の低ＰＡＰＲパターンの生成を可能にする。

図７Ａ～図７Ｈに示されたものなどの伝送アレイと受信アレイの様々な組合せが使用され得、図７Ａは、可能な伝送線形アンテナ・アレイを示し、図７Ｂは、可能な正方形の伝送アンテナ・アレイを示し、図７Ｃは、可能な２列の伝送アンテナ・アレイを示し、図７Ｄは、可能なずれた２列のアンテナ・アレイを示し、図７Ｅは、可能なＬ形状のＭＩＭＯアンテナ・アレイを示し、図７Ｆは、可能なパイ形状のＭＩＭＯアンテナ・アレイを示し、図７Ｇは、可能なフレーム形状のＭＩＭＯアンテナ・アレイを示し、図７Ｈは、可能なスプリット・フレームのＭＩＭＯアンテナ・アレイを示す。

図８Ａ～図８Ｃを参照すると、いくつかのアレイ・トポロジが、Ｌ形状アレイ８００Ａ、パイ形状８００Ｂ、及びフレーム・アレイ８００Ｃを含む。このようなトポロジは、（角分解能、視野、及び信号対雑音比などの）可能な到達可能なシステム・トレードオフを限定し得る。

驚くことに、異なる指向性値のアンテナを使用して、Ｌ形状とパイ形状のアレイ・トポロジを組み合わせることによって、ＭＩＭＯ及びビーム形成アレイのより効率的な利用が生み出され得ることがわかった。このような斬新なアレイ・トポロジは、アレイの異なるエッジを越えて無指向性（ワイド・ビーム）と指向性のアンテナの組合せを使用し得、例えば、アリーナの選択されたセクタにわたるアレイ性能の強化を可能にする。

ここで、図８Ｄを参照すると、実例として、組み合わせられたアレイの１つの可能な実施例が、第１の非対称アレイ８００Ｄである。非対称アレイは、パイ形状アレイの第１の区間８１０Ｄに沿って多くの伝送ポートをワイド・ビーム・アンテナ８１２に、及び、パイ形状アレイの第２の区間８２０Ｄに沿って少ない伝送ポートを指向性アンテナ８２２に接続することによって、生み出され得る。

図８Ｇを参照すると、非対称アレイ８００Ｄは、Ｌ形状アレイの垂直軸上の高ＳＮＲ（信号対雑音比）及び高角分解能の大部分を提供することに留意されたい。これは、垂直視野内の狭いスライス８４４にわたる水平角分解能を２倍にしつつ、広い垂直視野８４２及び狭い垂直視野８４８を生み出し得る。したがって、強化された水平角分解能が、視野の中心領域８４６において達成される。

指向性アンテナと無指向性アンテナとの間のポートの配分は、全般的なシステム要件（異なる角セクタにわたるＳＮＲ及び分解能）から導出されることが可能である。

非限定的な実例では、２つの非対称ブランチ８１０、８２０から平衡レスポンスを取得するための１つの可能な方法は、およそ

及び、アンテナ間隔

になるように、指向性アンテナのビーム幅を選ぶことによるものであり、ここで、Ｎ_ｄは、指向性アンテナの数であり、Ｎ_ｎｄは、ワイド・ビーム・アンテナの数であり、η_１及びη_２は、認識要因である。

非対称アレイの他の可能な実施例が、図８Ｅ及び図８Ｆに表されている。図８Ｅを具体的に参照すると、ずれたブランチ・アレイ８００Ｅでは、指向性アンテナは、垂直軸にわたってずらされ得る。このような配置は、ずれたブランチ８２０Ｅの視野を拡張し得る（グレーティング・ローブ拒絶(grating-lobes rejection)）。

図８Ｆを具体的に参照すると、高指向性アンテナ８２０Ｆの水平拡張アレイ８００Ｆでは、水平分解能のさらなる強化のために、水平軸にわたって拡張され得る。

トランスミッタの非対称アレイだけがここで示されているが、さらなる他の実施例が、受信アンテナの同様に修正されたアレイを含み得ることが理解されよう。

さらに、受信アンテナと伝送アンテナの利得及び指向性は異なり、システム性能を最適化するように調節されてもよい。例えば、第１の非対称アレイでは、受信ポートのために弱指向性（ｓｌｉｇｈｔｌｙ－ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ）アンテナが実装され得、この指向性は、指向性伝送アンテナと無指向性伝送アンテナとの間のものであり、Ｄ_{ｔｘ，ｄｎ}＜Ｄ_ｒｘ＜Ｄ_ｔｘ，ｄである。

このトポロジ上での可能な伝送方式は、ＭＩＭＯ伝送、又は伝送アンテナのアナログ・ビーム形成を様々に使用し、時間ドメイン多重化（ＴＤＭ）、直交符号化（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ－ｃｏｄｉｎｇ）（例えば、Ｈａｄａｍａｒｄエンコーディング）、周波数ドメイン多重化（ＦＤＭ、例えば、ブランチ毎に異なるＲＦ周波数を使用したもの）、又は他の方法を、必要に応じて使用することによって、２つの伝送ブランチを組み合わせ得る。

図８Ｈを参照すると、図５に関して上記で説明されたものなどの、多重化クラスタを提供するのに必要な複数のチップがアレイに接続され得る。トランスミッタの２つの垂直アレイがそれぞれ、伝送される信号を多重化するために使用されるＦＤＭを用いたビーム形成を受け得る。

ＭＩＭＯレーダー・アンテナ・システムのコンテキストでは、「仮想アレイ」（ＶＡ：ｖｉｒｔｕａｌａｒｒａｙ）の概念が、重要な役割を演じる。ロケーションｒ_Ｔにおける伝送アンテナから方向ｎの標的への信号、及びロケーションｒ_Ｒにおける受信アンテナに戻る信号は、ｅｘｐ（ｊ＊ｋ_０＊（ｎ＊（ｒ_Ｔ＋ｒ_Ｒ）））、すなわちｅｘｐ（ｊ＊２＊ｋ_０＊（ｎ＊（ｒ_Ｔ＋ｒ_Ｒ）／２））に比例する。複数のアンテナ素子を有する伝送アレイ及び受信アレイについて、全てのロケーションのコレクション（ｒ_Ｔ＋ｒ_Ｒ）／２（伝送素子と受信素子との間の中間地点）は、伝送アンテナ・アレイと受信アンテナ・アレイの組合せのＶＡと表される。このアイデアは、図９Ａに例示されている。線形等間隔（ｅｑｕｉｓｐａｃｅｄ）伝送アンテナ・アレイが、（黒い正方形で表された）アンテナ９０１ａ～９０１ｂから構成され、線形等間隔受信アンテナ・アレイが、（白い正方形で表された）アンテナ９０２ａ～９０２ｂから構成される。２つの線形アレイのＶＡは、ロケーションの正方形アレイであり、そのコーナが９０３ａ～９０３ｄである。仮想アレイの素子９０３ａは、伝送素子９０１ａを受信素子９０２ａと接続する線９０４ａに沿った中間地点である。同様に、仮想アレイの素子９０３ｄは、伝送素子９０１ｂを受信素子９０２ｂと接続する線９０４ｄに沿った中間地点である、などである。言及に値するのは、一様な間隔のグリッド上に置かれた仮想アレイを有することが、効率的なＦＦＴベースのＭＩＭＯレーダー信号処理アルゴリズムを容易にするということである。

図９Ｂを参照すると、アイデアは、複数の線形セグメント・サブアレイを有するアレイに、詳細には、２つの並列線形伝送サブアレイ９１１ａ及び９１１ｂと、２つの線形受信サブアレイ９１２ａ及び９１２ｂとから成る「フレーム・アレイ」に、容易に拡張される。このケースの正方形の仮想アレイは、（明瞭さのために断続線でそれぞれが囲まれた）４つのサブアレイ９１３ａ～９１３ｄから構成される。ＶＡサブアレイ９１３ａは、伝送サブアレイ９１１ａ及び受信サブアレイ９１２ａに属すアンテナの組合せから構成される。同様に、ＶＡサブアレイ９１３ｂは、９１１ｂと９１２ａの組合せであり、９１３ｃは、９１１ａと９１２ｂの組合せであり、９１３ｄは、９１１ｂと９１２ｂの組合せである。空所が残らないようにＶＡサブアレイ９１３ａ～９１３ｄの相対ロケーションを実現することは、最も外側の伝送アンテナが、最も外側の受信アンテナに極めて近くなるようなロケーションに、伝送サブアレイ９１１ａ～９１１ｂと受信サブアレイ９１２ａ～９１２ｂを置く必要があり得る。この近さは、隣接した強く連結された伝送アンテナ素子から生じる強い信号による受信アンテナ素子の「ブラインディング」により、有害になり得る。

ＴＸ－ＲＸ素子の近さによる強い連結の問題は、以下で提示される解決策のセットのトピックである。図１０Ａを参照すると、「フレーム・アレイ」アンテナ素子セグメント１０１１ａ～１０１１ｂ及び１０１２ａ～１０１２ｂは、末端のＴＸ及びＲＸアンテナ素子が、アレイ内の他のアンテナの間の距離と同じくらい小さい間隔になるように動かされている。結果のＶＡサブアレイ１０１３ａ～１０１３ｄは、適宜動かされている。サブアレイ１０１３ａ～１０１３ｄは、さらに、一様なグリッド上にあるが、空所１０１４が作り出され、そこには、ＶＡ素子がない。不完全なＶＡは、空間処理中にサイドローブを引き起こす。この空所がＶＡアレイの小部分である場合、受けるサイドローブは低い。

ＴＸ及びＲＸアンテナ素子の間隔をさらにもっと空けることが望ましくなり得る。図１０Ｂを参照すると、「フレーム・アレイ」アンテナ素子セグメント１０１１ａ～１０１１ｂ及び１０１２ａ～１０１２ｂは、さらにもっと動かされており、したがって、末端のＴＸ及びＲＸアンテナ素子の間隔は、さらに増大する。正方形のＶＡサブアレイ１０１３ａ～１０１３ｄはさらに隣接しているが、空所１０１４は、ＶＡの中心の９＝３＊３個の欠落した素子まで増大される。これは、空間サイドローブのさらなる増大を引き起こす。低ＰＡＰＲビーム形成のコンテキストでは、注目すべきは、伝送サブアレイをずらすことは、さらに、上述のように、２Ｄ相補配列の使用を可能にするということである。

サイドローブをさらに低減させるために、ＦＦＴベースの処理中に適用される重み付け（ウィンドウイング）により、そのインパクトが低減されるので、ＶＡの外側境界の不規則な形状には通常、ほとんど効果がない。

ずれたフレームのＶＡにおける空所の問題に対する解決策が本明細書で提示される。図１１Ａ及び図１１Ｂを参照すると、解決策は、補助の伝送サブアレイ及び受信サブアレイ１１２１及び１１２２を追加することによって形成される。実例では、３＊３の仮想サブアレイ１１２３に寄与する３つの伝送アンテナ素子と３つの受信アンテナ素子を含む。この仮想サブアレイは、サブアレイ１１１３ａ～１１１３ｄの間の空所を埋め、連続したＶＡを作り出す。当然、この解決策は、許容されるＴＸ－ＲＸアンテナ間隔の限界に達するように、異なる量のずらしに拡大縮小されることが可能である。図１１Ａ及び図１１Ｂは、サブアレイ１１２１と１１２２の２つの可能な配置を示す。

ＴＸ素子とＲＸ素子との間の近さの問題に対するさらなる解決策が、実例として図１２Ａ及び図１２Ｂに提示されている。解決策は、ネストされたアレイ又はＫｒｏｎｅｋｅｒのような、アレイ・オブ・アレイの階層式構造で決まる。図１２Ａは、図１０Ａに示されたものと同様だが、線形セグメント毎に４つのアンテナがある、「ずれたフレーム」構造を示している。図１２Ａの「ずれたフレーム」は、図１２Ｂに示されたものなどの、アレイ・オブ・アレイ方式で素子サブアレイの配置を誘導するマザー・アレイとして機能する。

図１２Ｂは、図１２Ａのマザー・アレイの各アンテナ・ロケーションが、素子サブアレイ、この場合、４つの密接に詰め込まれたアンテナの線形アレイで置き換えられた合成アレイを示す。この実例では、１２０１などの各ＴＸ素子が、例えば１２２１などの４つの水平に動かされた素子の素子サブアレイで置き換えられ、１２０２などの各ＲＸ素子は、例えば１２２２などの４つの垂直に動かされた素子の素子サブアレイで置き換えられる。結果の仮想アレイは、元のＶＡ内の素子をそれぞれが置き換える素子のクラスタから構成され、例えば、元のＶＡの素子１２０３はクラスタ１２２３になり、クラスタ１２２３自体が１６個のＶＡ素子を含む。

図１２Ａの元のマザー・アレイを上記で説明した実例では、ＶＡには、その中心に空所１２１４があり、結果として、対応する階層式構造の合成アレイのＶＡは、同様にその中心に空所１２２４があることに留意されたい。図１１Ａ及び図１１Ｂに例示されたものなどの、中心に空所がないマザー・アレイを使用することによって、結果の合成アレイは、中心に空所がない対応する連続したＶＡを有し得ることが理解されよう。

階層式構造は、大きいアレイの実用的なモジュール構築をうまく容易にすることにさらに留意されたい。実例として、２４個のアンテナ及び対応するＡＳＩＣを有するプリント回路モジュールが構築され得、このモジュールは、その後、より大きいアレイを構築するために繰り返し使用される。モジュール間の相互接続は、例えば、全体として本明細書に組み込まれる米国特許第１０，０２０，８３６（Ｂ２）号、米国特許第１０，８０４，９５４（Ｂ２）号、及び関連出願で説明される技法に従い得る。

階層式構造技法は、さらに、例えば、セキュリティ・スキャン・システムなどの、近距離（いわゆる「ニア・フィールド」）ＭＩＭＯレーダー画像化システムで使用するための、大きいアレイの構築を容易にする。実例として、繰り返し使用される、６つの素子の１次元「マザー・アレイ」を見よう。繰り返す配列はＴＴＲＴＲＲであり、単一のレシーバの前にある２つのトランスミッタが、これ自体の後に、２つのレシーバの前にある単一のトランスミッタがある。図１３Ａは、このような１次元アレイ、及びこれによって形成された対応する１次元のＶＡを示す。ＶＡ内の各素子（例えば１３０３）について、線は、ＶＡ素子のフォーメーションに関与するＴＸ（例えば１３０１）及びＲＸ（例えば１３０２）素子を示す。１次元配列が確立されると、大きいアレイは、線形セグメントで構成された素子の「タイル」によって置き換えられ、例えば、トランジット素子１３０１が、伝送素子１３１１のタイルと置き換えられ、受信素子１３０２が、受信素子１３１２のタイルと置き換えられる。単一の伝送タイル及び単一の受信タイルが、完全なＶＡを有することを保証することによって、合成アレイも、完全なＶＡを有することが保証される。

正方形アレイを使用する上記の議論の全体を通して示された原理は、２Ｄ平面の異なる方向に異なる数の素子を有する長方形アレイに適用可能であることにさらに留意されたい。図１３Ｂは、この原理を示し、素子の素子は、正方形の形状ではなく長方形の形状を有する。さらに、図１３Ｂの素子サブアレイは、アレイ又はサブアレイにおいて、伝送アンテナの数が受信アンテナの数と同じである必要がないことを示す。この性質には、例えば、トランスミッタ又は伝送ビーム・パターンをスキャンするのに必要な時間を短くすることが望ましいときはいつでも、又は、伝送素子のコストが実質的に受信素子のコストより高い場合に、応用性がある。

本明細書で使用される技術的且つ科学的な用語は、本開示が関係する当業者によって一般に理解されるものと同じ意味を有するはずである。それでも、本出願から成熟する特許の存続期間中、多くの関連システム及び方法が開発されることになると予想される。したがって、コンピューティング・ユニット、ネットワーク、ディスプレイ、メモリ、サーバ及び同様のものなどの用語の範囲は、このような全ての新しい技術を演繹的に含むことが意図される。

本明細書で使用されるように、用語「約（ａｂｏｕｔ）」は、少なくとも±１０％を指す。

用語「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」、「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」、「含む（ｉｎｃｌｕｄｅｓ）」、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」、「有する（ｈａｖｉｎｇ）」及びその同根語は、「含むがこれらに限定されない（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇｂｕｔｎｏｔｌｉｍｉｔｅｄｔｏ）」を意味し、挙げられた構成要素が含まれるが、全体的に他の構成要素を除外しないことを示す。このような用語は、用語「から成る（ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇｏｆ）」及び「から本質的に成る（ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇｅｓｓｅｎｔｉａｌｌｙｏｆ）」を包含する。

句「から本質的に成る」は、構成物又は方法が、追加の成分及び／又はステップを含み得るが、追加の成分及び／又はステップが、特許請求される構成物又は方法の基本的且つ斬新な特性を実質的に変化させない場合のみであることを意味する。

本明細書で使用されるように、単数形「ａ」、「ａｎ」、及び「ｔｈｅ」は、別途文脈が明確に指示しない限り、複数形の参照を含み得る。例えば、用語「化合物」又は「少なくとも１つの化合物」は、複数の化合物を含み、これらの混合を含む得る。

単語「例示的」は、「実例、事例、又は例証として機能する」を意味するために本明細書で使用される。「例示的」と表現された任意の実施例は、必ずしも、他の実施例より好ましい又は有利であると解釈されることも、他の実施例からの特徴の組込みを除外することも行われるべきではない。

単語「任意選択として」は、本明細書では、「提供される実施例もあれば、提供されない実施例もある」を意味するために使用される。本開示の任意の特定の実施例は、このような特徴が競合しない限り、複数の「任意選択の」特徴を含み得る。

本明細書で数値の範囲が示されるときはいつでも、示された範囲内の任意の引用された数（分数又は整数）を含むことが意図される。第１の指示番号と第２の指示番号と「の間の範囲／範囲（ｒａｎｇｉｎｇ／ｒａｎｇｅｂｅｔｗｅｅｎ）」、及び第１の指示番号「から（ｆｒｏｍ）」第２の指示番号「までの（ｔｏ）」「範囲／範囲（ｒａｎｇｉｎｇ／ｒａｎｇｅ）」という句は本明細書では区別なく使用され、第１と第２の指示番号、及びその間の全ての分数番号及び整数番号を含むことが意図される。したがって、範囲の形式の表現は、単に便宜上及び簡潔さのためのものであり、本開示の範囲に対する柔軟性のない限定と解釈されるべきでないことを理解されたい。したがって、範囲の表現は、可能な小範囲全て、及びこの範囲内の個々の数値を具体的に開示したものと考えられるべきである。例えば、１から６までなどの範囲の表現は、１から３まで、１から４まで、１から５まで、７から４まで、７から６まで、３から６まで等、並びに、例えば、１、７、３、４、５、及び６などのこの範囲内の個々の数字、並びに、非整数の中間値などの小範囲を具体的に開示したものと考えられるべきである。これは、範囲の広さに関わらず適用される。

明瞭さのために、別々の実施例のコンテキストにおいて説明される本開示の特定の特徴は、同様に、単一の実施例において組み合わせて提供されてもよいことが理解されている。逆に、簡潔さのために、単一の実施例のコンテキストで説明される本開示の様々な特徴は、同様に、別々に、又は任意の適切な小結合で、又は本開示の任意の他の説明される実施例において適するように、提供されてもよい。様々な実施例のコンテキストにおいて説明される特定の特徴は、これらの要素がない実施例が無効でない限り、これらの実施例の不可欠の特徴と考えられるべきではない。

本開示は、その固有の実施例と併用して説明されてきたが、多くの代替形態、変更形態、及び変形形態が当業者には明らかであることは明白である。したがって、添付の特許請求の範囲の精神及び広範な範囲に含まれる全てのこのような代替形態、変更形態、及び変形形態を包含することが意図される。

本明細書において言及される全ての公報、特許、及び特許出願は、各個々の公報、特許、又は特許出願が、参照により本明細書に組み込まれると具体的且つ個別に示された場合と同じ程度まで、本明細書において本明細書に参照により全体として組み込まれる。さらに、本出願における任意の参照の引用又は確認は、このような参照が、本開示に対する従来技術として利用可能であるという容認と解釈されてはならない。セクションの見出しが使用される限り、これらは、必ずしも限定するものと解釈されるべきではない。

開示の主題の範囲は、添付の特許請求の範囲によって定義され、上記で説明された様々な特徴の結合と小結合の両方、並びにその変形形態及び変更形態を含み、これらは、前述の説明を読むと当業者に思いつくはずである。

Claims

アンテナ・アレイにおける四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）ビーム形成をシミュレートするためのシステムであって、
振動信号を生成するように構成され動作可能なトランスミッタと、
アンテナ・アレイと、
各伝送アンテナに関連付けられた二位相調整器であって、前記二位相調整器が、１８０度の位相偏移を、前記伝送される信号に選択的に適用するように構成され動作可能な、二位相調整器と、
命令を前記二位相調整器に送るように構成されたコントローラと、
少なくとも１つの受信アンテナと、
受信信号を保存するように動作可能なメモリ、及び９０度位相偏移を、前記メモリに格納された選択済みの受信信号に適用するように動作可能であり、さらに、前記メモリに格納された受信信号を合計するように動作可能な処理ユニットを備えるポスト・プロセッサであって、受信信号を操作するように動作可能である、ポスト・プロセッサと
を備え、
前記コントローラが、
前記アレイの各アンテナに必要な複素誘導ベクトルを判定することであって、前記複素誘導ベクトルが、０度及び１８０度から選択された実数成分、並びに９０度及び２７０度から選択された虚数成分を含む、判定することと、
第１の時間間隔中、１８０度の実数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する各アンテナに対して、１８０度位相偏移を、前記伝送される信号に適用するように前記二位相調整器に命令することと、
第２の時間間隔中、１８０度の虚数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する各アンテナに対して、１８０度位相偏移を、前記伝送される信号に適用するように前記二位相調整器に命令することと
を行うように動作可能であり、
前記ポスト・プロセッサが、
９０度位相偏移を、前記第２の時間間隔中に受信された信号に適用することと、
前記第１の時間間隔中に受信された前記信号を、前記第２の時間間隔中に受信された９０度位相偏移信号に合計することと
を行うように動作可能である、
システム。
各伝送アンテナに関連付けられた利得制御ユニットをさらに備え、前記コントローラが、命令を前記利得制御ユニットに送るようにさらに構成され、
各伝送アンテナに対して、前記コントローラが、
前記関連付けられた誘導ベクトルの前記実数成分に必要な振幅ＡＲを選択することと、
前記第１の時間間隔中、第１の利得ＧＲを、前記伝送される信号に適用するように、前記関連付けられた利得制御ユニットに命令することと、
前記関連付けられた誘導ベクトルの前記虚数成分に必要な振幅Ａｌを選択することと、
前記第２の時間間隔中、第２の利得Ｇｌを、前記伝送される信号に適用するように、前記関連付けられた利得制御ユニットに命令することであって、前記第２の利得Ｇｌが、ＧＲとＡｌ対ＡＲの比との積に等しい、命令することと
を行うように動作可能である、請求項１に記載のシステム。
各アンテナが、専用の位相調整器を有する、請求項１に記載のシステム。
各アンテナが、専用の二位相調整器を有する、請求項１に記載のシステム。
前記トランスミッタが、クラスタにグループ化された複数の伝送アンテナを備える、請求項１に記載のシステム。
位相調整器が、複数のアンテナに接続される、請求項５に記載のシステム。
位相調整器が、二位相調整器を備える、請求項６に記載のシステム。
前記トランスミッタが、クラスタにグループ化された複数の伝送アンテナ、及び共通位相同期ループ・チャープ発振器（ＰＬＬ）発振器を備え、前記伝送アンテナの各クラスタが、専用のクラスタ変調器を介して前記共通位相同期ループ発振器に接続される、請求項１に記載のシステム。
前記アンテナ・アレイが、線形アンテナ・アレイ、正方形の伝送アンテナ・アレイ、２列のアレイ、ずれた２列のアレイ、Ｌ形状のアレイ、パイ形状のアレイ、フレーム・アレイ、及びその組合せから成るグループから選択される、請求項１に記載のシステム。
前記アンテナ・アレイが、非対称アレイを備える、請求項１に記載のシステム。
前記非対称アレイが、第１の区間に沿って配置されたワイド・ビーム・アンテナのアレイ、及び第２の区間に沿って配置された方向アンテナのアレイを備える、請求項１０に記載のシステム。
前記非対称アレイが、高指向性アンテナの水平拡張アレイを備える、請求項１に記載のシステム。
前記非対称アレイが、高指向性アンテナのずれたアレイを備える、請求項１に記載のシステム。
アンテナ・アレイにおける四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）ビーム形成をシミュレートするための方法であって、前記アレイの各アンテナが、二位相調整器を介して共通トランスミッタに接続され、前記方法が、
前記アレイの各伝送アンテナに対して、０度及び１８０度から選択された実数成分、並びに９０度及び２７０度から選択された虚数成分を含む必要な複素ＱＰＳＫ誘導ベクトルを判定するステップと、
前記トランスミッタが、振動信号を生成するステップと、
第１の時間間隔中、１８０度の実数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する各伝送アンテナに対して、前記二位相調整器が、１８０度位相偏移を、前記伝送される信号に適用するステップと、
第２の時間間隔中、１８０度の虚数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する各伝送アンテナに対して、前記二位相調整器が、１８０度位相偏移を、前記伝送される信号に適用するステップと、
ポスト・プロセッサが、９０度位相偏移を、前記第２の時間間隔中に受信された信号に適用するステップと、
前記ポスト・プロセッサが、前記第１の時間間隔中に受信された前記信号を、前記第２の時間間隔中に受信された９０度位相偏移信号に合計するステップと
を含む、方法。
前記トランスミッタが前記振動信号を生成する前記ステップが、前記トランスミッタが各時間間隔中に周波数の範囲にわたってスイープするステップを含む、請求項１に記載の方法。
各伝送アンテナに対して、
前記関連付けられた誘導ベクトルの前記実数成分に必要な振幅ＡＲを選択するステップと、
前記第１の時間間隔中、第１の利得ＧＲを、前記伝送される信号に適用するステップと、
前記関連付けられた誘導ベクトルの前記虚数成分に必要な振幅Ａｌを選択するステップと、
前記第２の時間間隔中、第２の利得Ｇｌを、前記伝送される信号に適用するステップであって、前記第２の利得Ｇｌが、ＧＲとＡｌ対ＡＲの比との積に等しい、ステップと
をさらに含む、請求項１に記載の方法。
アンテナ・アレイにおける四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）ビーム形成をシミュレートするための方法であって、前記アレイの各アンテナが、独立制御可能な接続スイッチを介して共通トランスミッタ発振器に選択的に接続され、前記方法が、
前記アレイの各伝送アンテナに対して、０度及び１８０度から選択された実数成分、並びに９０度及び２７０度から選択された虚数成分を含む必要な複素ＱＰＳＫ誘導ベクトルを判定するステップと、
前記トランスミッタが、振動信号を生成するステップと、
第１の時間間隔中、０度の実数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する伝送アンテナだけを前記共通トランスミッタ発振器に接続し、前記トランスミッタ発振器が、第１の時間間隔伝送信号を生成するステップと、
第２の時間間隔中、１８０度の実数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する伝送アンテナだけを前記共通トランスミッタ発振器に接続し、前記トランスミッタ発振器が、第２の時間間隔伝送信号を生成するステップと、
第３の時間間隔中、９０度の虚数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する伝送アンテナだけを前記共通トランスミッタ発振器に接続し、前記トランスミッタ発振器が、第３の時間間隔伝送信号を生成するステップと、
第４の時間間隔中、２７０度の虚数成分に関連付けられた誘導ベクトルを有する伝送アンテナだけを前記共通トランスミッタ発振器に接続し、前記トランスミッタ発振器が、第４の時間間隔伝送信号を生成するステップと、
ポスト・プロセッサが、０度位相偏移を、前記第１の時間間隔中に受信された信号に適用するステップと、
ポスト・プロセッサが、１８０度位相偏移を、前記第２の時間間隔中に受信された信号に適用するステップと、
ポスト・プロセッサが、９０度位相偏移を、前記第３の時間間隔中に受信された信号に適用するステップと、
ポスト・プロセッサが、２７０度位相偏移を、前記第４の時間間隔中に受信された信号に適用するステップと、
前記ポスト・プロセッサが、前記第１の時間間隔中に受信された前記信号、前記第２の時間間隔中に受信された１８０度位相偏移信号、前記第３の時間間隔中に受信された９０度位相偏移信号、及び前記第４の時間間隔中に受信された２７０度位相偏移信号を合計するステップと
を含む、方法。