CN110297236A - 雷达装置 - Google Patents

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Abstract

雷达装置包括：雷达发送电路，从发送阵列天线发送雷达信号；以及雷达接收电路，从接收阵列天线接收在目标中反射了雷达信号的反射波信号，发送阵列天线及接收阵列天线的一方包含相位中心沿第1轴方向配置的多个第1天线，发送阵列天线及接收阵列天线的另一方包含相位中心在与第1轴方向不同的第2轴方向上以第2间隔配置的多个第2天线，多个第1天线包含相位中心以第1间隔布设的多个天线和相位中心以与第1间隔不同的第3间隔布设的多个天线。

Description

雷达装置
技术领域
本发明涉及雷达装置。
背景技术
近年来，在开展使用了包含可得到高分辨率的微波或毫米波的短波长的雷达发送信号的雷达装置的研究。此外，为了提高户外的安全性，除车辆以外，还需要开发在广角范围内探测包含行人的物体(目标)的雷达装置(广角雷达装置)。
此外，作为雷达装置，提出了除接收分支之外，在发送分支中也包括多个天线元件(阵列天线)，通过使用了发送接收阵列天线的信号处理进行波束扫描的结构(有时也称为MIMO(Multiple Input Multiple Output；多输入多输出)雷达)(例如，参照非专利文献1)。
在MIMO雷达中，通过在发送接收阵列天线中的天线元件的配置上下功夫，可以构成最大与发送天线元件数和接收天线元件数之积相等的虚拟的接收阵列天线(以下，称为虚拟接收阵列)。由此，有通过较少的元件数使阵列天线的有效的孔径长度增大的效果。
此外，除垂直方向或水平方向的一维扫描以外，MIMO雷达也可适用于通过垂直方向及水平方向的二维中的波束扫描进行三维定位的情况(例如，参照专利文献1、非专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：特表2017－534881号公报
非专利文献
非专利文献1：P.P.Vaidyanathan，P.Pal，Chun-Yang Chen，"MIMO radar withbroadband waveforms：Smearing filter banks and 2D virtual arrays，"IEEEAsilomar Conference on Signals，Systems and Computers，pp.188-192，2008.
非专利文献2：Direction-of-arrival estimation using signal subspacemodeling，Cadzow.J.A.，Aerospace and Electronic Systems，IEEE Transactions onVolume：28，Issue：1Publication Year：1992，Page(s)：64–79
发明内容
本发明的一方式，有助于提供抑制旁瓣并且确保沿水平方向的高い分辨率的、可三维定位的雷达装置。
本发明的一方式的雷达装置采用结构包括：雷达发送电路，从发送阵列天线发送雷达信号；以及雷达接收电路，从接收阵列天线接收在目标中反射了所述雷达信号的反射波信号，所述发送阵列天线及所述接收阵列天线的一方包含相位中心沿第1轴方向配置的多个第1天线，所述发送阵列天线及所述接收阵列天线的另一方包含相位中心在与所述第1轴方向不同的第2轴方向上以第2间隔配置的多个第2天线，所述多个第1天线包含相位中心以第1间隔布设的多个天线和相位中心以与所述第1间隔不同的第3间隔布设的多个天线。
再者，这些概括性的或具体的方式，可作为系统、方法、集成电路、计算机程序、或存储介质来实现，也可以通过系统、装置、方法、集成电路、计算机程序和存储介质的任意的组合来实现。
根据本发明的一方式，本发明的一方式有助于提供抑制旁瓣并且确保沿水平方向的高分辨率的、可三维定位的雷达装置。
从说明书和附图中将清楚本发明的一方式中的更多的优点和效果。这些优点和/或效果可以由几个实施方式和说明书及附图所记载的特征来分别提供，不需要为了获得一个或一个以上的同一特征而提供全部特征。
附图说明
图1表示实施方式1的雷达装置的结构的一例子的框图。
图2表示实施方式1的雷达发送单元的结构的一例子的框图。
图3表示实施方式1的雷达发送信号的一例子的图。
图4表示实施方式1的控制单元的发送天线的时分切换动作的一例子的图。
图5表示实施方式1的雷达发送信号生成单元的另一结构的一例子的框图。
图6表示实施方式1的雷达接收单元的结构的一例子的框图。
图7表示实施方式1的雷达装置的雷达发送信号的发送定时、以及测量范围的一例子的图。
图8表示用于实施方式1的方向估计单元的动作说明的三维坐标系的图。
图9表示实施方式1的接收阵列天线的接收天线的配置例子1的图。
图10A表示实施方式1的接收阵列天线的接收天线的配置例子1的图。
图10B表示实施方式1的发送阵列天线的发送天线的配置例子1的图。
图10C表示配置例子1的虚拟接收阵列的配置的图。
图11A表示比较例子1的接收阵列天线的接收天线的配置的图。
图11B表示比较例子1的发送阵列天线的发送天线的配置的图。
图11C表示比较例子1的虚拟接收阵列的配置的图。
图12表示配置例子1及比较例子1的二维的波束的第2轴方向为0度的沿第1轴方向的截面图。
图13表示比较例子2的虚拟接收阵列的配置的图。
图14A表示实施方式1的配置例子2的接收阵列天线的接收天线的配置例子2的图。
图14B表示配置例子2的虚拟接收阵列的配置的图。
图15表示配置例子1及配置例子2的二维的波束的第2轴方向为0度的沿第1轴方向的截面图。
图16A表示实施方式2的发送阵列天线的发送天线的配置例子3的图。
图16B表示配置例子3的虚拟接收阵列的配置的图。
图17表示比较例子3的虚拟接收阵列的配置的图。
图18表示配置例子3及比较例子3的二维的波束的第2轴方向为0度的沿第1轴方向的截面图。
图19表示实施方式2的发送阵列天线的发送天线的配置例子4的图。
图20表示实施方式3的雷达接收单元的结构的一例子的框图。
图21表示实施方式3的发送阵列天线的发送天线的配置例子4的图。
图22表示配置例子4的发送阵列天线的天线元件的配置的一例子。
图23表示实施方式3的第1天线组的及第2天线组的时分切换控制的一例子的图。
具体实施方式
例如，作为雷达装置，已知反复发送脉冲波的脉冲雷达装置。在广角范围内探测车辆/行人的广角脉冲雷达的接收信号为混合了来自近距离内存在的目标(例如车辆)和远距离中存在的目标(例如行人)的多个反射波的信号。因此，(1)在雷达发送单元中，研究发送具有较低的距离旁瓣的自相关特性(以下，称为低距离旁瓣特性)的脉冲波或脉冲调制波的结构，(2)在雷达接收单元中，研究具有较宽的接收动态范围的结构。
作为广角雷达装置的结构，列举以下2个结构。
第一结构是，使用窄角(几度左右的波束宽度)的指向性波束，机械式或电子式扫描脉冲波或调制波并发送雷达波，使用宽角的指向性波束接收反射波的结构。在这种结构中，为了得到高分辨率而增加扫描次数，所以对高速移动的目标的跟随性劣化。
第二结构是，在接收分支中，通过由多个天线(多个天线元件)构成的阵列天线接收反射波，使用基于相对天线元件间隔的接收相位差的信号处理算法估计反射波的到来角的方法(Direction of Arrival(DOA)estimation；到达方向估计)的结构。在这种结构中，即使稀疏了发送分支中的发送波束的扫描间隔，也可以在接收分支中估计到来角，所以可以实现扫描时间的缩短，与第一结构比较，可以提高跟随性。例如，在到来方向估计方法中，可列举基于矩阵运算的傅立叶变换、基于逆矩阵运算的Capon法及LP(Linear Prediction；线性预测)法、或基于特征值运算的MUSIC(Multiple Signal Classification；多信号分类)及ESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational InvarianceTechniques；用旋转不变技术估计信号参数)。
此外，除接收分支之外，即使在发送分支中也使用多个天线元件进行波束扫描的MIMO雷达从多个发送天线元件发送使用时分、频分或码分复用的信号，用多个接收天线元件接收在周围物体中反射的信号，从各个接收信号中分离并接收复用的发送信号。
而且，在MIMO雷达中，通过在发送接收阵列天线中的天线元件的配置上下功夫，可以构成最大与发送天线元件数和接收天线元件数之积相等的虚拟的接收阵列天线(虚拟接收阵列)。由此，可以得到以发送天线元件数和接收天线元件数之积表示的传播路径响应，通过适当地配置发送接收天线元件间隔，可以通过较少的元件数虚拟地扩大阵列天线的有效的孔径长度，实现角度分辨率的提高。
这里，作为MIMO雷达中的天线元件结构，大致分为使用一个天线元件的结构(以下，称为单体天线)、和将多个天线元件子阵列化的结构(以下，称为子阵列)。
使用单体天线的情况，与使用子阵列的情况比较，为具有较宽的指向性的特性，但天线增益相对降低。因此，为了提高反射波信号的接收SNR(Signal to Noise Ratio；信噪比)，在接收信号处理中，例如，进行更多的加法处理，或者使用多个单体天线构成天线。
另一方面，使用子阵列的情况下，与使用单体天线的情况比较，在一个子阵列中，包含多个天线元件，所以作为天线的物理性大小变大，可以提高主波束方向的天线增益。具体地说，子阵列的物理性大小为发送信号的无线频率(载波频率)中的波长范围以上。
此外，MIMO雷达除了进行垂直方向或水平方向的一维扫描的情况以外，在进行垂直方向及水平方向的二维中的波束扫描的情况下也可适用(例如，参照专利文献1、非专利文献1)。例如，在用于车载用途等的可进行长距离用的二维波束扫描的MIMO雷达中，除了与水平方向上一维地进行波束扫描的MIMO雷达同等的水平方向的较高分辨率以外，还需要垂直方向的角度估计能力。
然而，为了对于MIMO雷达实现小型化并且低成本而有发送接收分支的天线元件数受到限制的情况。例如，在发送4天线元件左右/接收4天线元件左右这样的限制的情况下，在MIMO雷达的平面性的虚拟接收阵列中垂直方向及水平方向的孔径长度受到限制。因孔径长度的限制，水平方向及水平方向的分辨率下降。
例如，在用于车载用途等的可进行长距离用的二维波束扫描的MIMO雷达中，除了与水平方向上一维地进行波束扫描的MIMO雷达同等的水平方向的较高分辨率以外，还需要垂直方向的角度估计能力。然而，在有天线元件数的限制的情况下，相比进行一维波束扫描的MIMO雷达，孔径长度受到限制。因孔径长度的限制，相比进行一维波束扫描的MIMO雷达，水平方向的分辨率下降。
此外，为了实现降低了误检测的几率的MIMO雷达，期望虚拟接收阵列为使得形成的波束的旁瓣较低的结构。
(实施方式1)
本发明的一方式，可以构成相比一维波束扫描的MIMO雷达抑制了水平方向的角度分离性能的劣化，追加了垂直方向的角度估计能力的可三维定位的MIMO雷达。
以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。再者，在实施方式中，对相同的结构要素附加相同的标号，其说明因重复而省略。
在多个发送天线(发送子阵列)及多个接收天线(接收子阵列)的配置的说明之前，说明雷达装置的结构。具体地说，说明在雷达装置的发送分支中，将多个发送天线时分方式切换，发送被时分复用的不同的雷达发送信号，在接收分支中，将各发送信号分离并进行接收处理的MIMO雷达的结构。
再者，雷达装置的结构不限定于发送时分复用的不同的雷达发送信号的结构。例如，取代被时分复用，雷达发送信号也可以被频分复用或码分复用。即，也可以是在发送分支中，从多个发送天线发送被频分复用的不同的雷达发送信号，在接收分支中，将各发送信号分离并进行接收处理的结构。此外，同样，雷达装置的结构也可以是在发送分支中从多个发送天线发送码分复用的雷达发送信号，在接收分支中进行接收处理的结构。
再者，以下说明的实施方式是一例子，本发明不由以下的实施方式限定。
[雷达装置10的结构]
图1是表示本发明的雷达装置10的结构的一例子的框图。
雷达装置10具有雷达发送单元(也称为发送分支或雷达发送电路)100、雷达接收单元(也称为接收分支或雷达接收电路)200、基准信号生成单元(基准信号生成电路)300、以及控制单元(控制电路)400。
雷达发送单元100基于从基准信号生成单元300接受的基准信号生成高频(无线频率：Radio Frequency)的雷达信号(雷达发送信号)。然后，雷达发送单元100将多个发送天线元件#1～#Nt时分切换，发送雷达发送信号。
雷达接收单元200用多个接收天线元件#1～#Na接收在目标(未图示)中反射的雷达发送信号即反射波信号。雷达接收单元200用从基准信号生成单元300接受的基准信号，通过进行下述的处理动作，进行与雷达发送单元100同步的处理。雷达接收单元200对各接收天线元件#1～#Na中接收的反射波信号进行信号处理，至少进行目标的有无检测或方向估计。再者，目标是雷达装置10检测的对象的物体，例如，包含车辆(包含2轮、3轮、以及4轮)或人。
基准信号生成单元300分别连接到雷达发送单元100及雷达接收单元200。基准信号生成单元300将基准信号供给到雷达发送单元100及雷达接收单元200，使雷达发送单元100及雷达接收单元200的处理同步。
控制单元400对每个雷达发送周期Tr设定雷达发送单元100生成的脉冲码、雷达发送单元100的可变波束控制中设定的相位、以及雷达发送单元100放大信号的电平。然后，控制单元400将指示脉冲码的控制信号(码控制信号)、指示相位的控制信号(相位控制信号)、以及指示发送信号的放大电平的控制信号(发送控制信号)输出到雷达发送单元100。此外，控制单元400将指示雷达发送单元100中的发送子阵列#1～#N的切换(雷达发送信号的输出切换)定时的输出切换信号输出到雷达接收单元200。
[雷达发送单元100的结构]
图2是表示本发明的雷达发送单元100的结构的一例子的框图。
雷达发送单元100具有雷达发送信号生成单元(雷达发送信号生成电路)101、发送变频单元(发送变频电路)105、功率分配器(功率分配电路)106、发送放大单元(发送放大电路)107、以及发送阵列天线108。
再者，以下，作为一例子表示使用了编码脉冲雷达的雷达发送单元100的结构，但不限定于此，例如，对于使用了FM－CW(Frequency Modulated Continuous Wave；调频连续波)雷达的调频的雷达发送信号，同样可适用。
雷达发送信号生成单元101生成为从基准信号生成单元300接受的基准信号的规定倍数的定时时钟(时钟信号)，基于生成的定时时钟生成雷达发送信号。然后，雷达发送信号生成单元101基于来自控制单元100的每个规定的雷达发送周期Tr的码控制信号，在雷达发送周期Tr中反复输出雷达发送信号。
雷达发送信号以y(kt，M)＝I(kT，M)+jQ(kt，M)表示。其中，j表示虚数单位，k表示离散时刻，M表示雷达发送周期的序数。此外，I(kT，M)及Q(kT，M)分别表示第M雷达发送周期中的离散时刻kT中的雷达发送信号(kT，M)的同相分量(In-Phase分量)以及正交分量(Quadrature分量)。
雷达发送信号生成单元101包含码生成单元(码生成电路)102、调制单元(调制电路)103、以及LPF(Low Pass Filter；低通滤波器)104。
码生成单元102基于每个雷达发送周期Tr的码控制信号，生成第M雷达发送周期中的码长L的码序列的码an(M)(n＝1，…，L)(脉冲码)。在码生成单元102中生成的码an(M)中，使用可得到低距离旁瓣特性的脉冲码。作为码序列，例如，可列举Barer码、M序列码、Gold码。再者，码生成单元102中生成的码an(M)可以是相同的码，也可以是包含不同码的码。
调制单元103对于从码生成单元102输出的码an(M)进行脉冲调制(振幅调制、ASK(Amplitude Shift Keying；幅移键控)、脉冲移位键控)或相位调制(PSK：Phase ShiftKeying；相移键控)，将调制信号输出到LPF104。
LPF104将从调制单元103输出的调制信号之中、规定的限制频带以下的信号分量作为基带的雷达发送信号输出到发送变频单元105。
发送变频单元105将从LPF104输出的基带的雷达发送信号，变频为规定的载波频率(RF：Radio Frequency)频带中的雷达发送信号。
功率分配器106将从发送变频单元105输出的无线频带的雷达发送信号分配为Nt个，输出到各发送放大单元107。
发送放大单元107(107－1～107－Nt)基于从控制单元400指示的每个雷达发送周期Tr的发送控制信号，将输出的雷达发送信号放大到规定电平并输出、或将发送输出设为关断。
发送阵列天线108有Nt个发送天线元件#1～#Nt(108－1～108－Nt)。各发送天线元件#1～#Nt分别连接到各自的发送放大单元107－1～107－Nt，发送从各自的发送放大单元107－1～107－Nt输出的雷达发送信号。
图3是表示本发明的雷达发送信号的一例子的图。
在各雷达发送周期Tr之中，在码发送区间Tw的期间发送脉冲码序列，剩余的区间(Tr－Tw)为无信号区间。在码发送区间Tw内包含码长L脉冲码序列。在一个码中，包含L个子脉冲。此外，每一个子脉冲，通过施以使用了No个样本的脉冲调制，在各码发送区间Tw内，包含Nr(＝No×L)个样本。此外，在雷达发送周期Tr中的无信号区间(Tr－Tw)内，包含Nu个样本。
图4表示本发明的控制单元400的各发送天线元件#1～#Nt的时分切换动作的一例子。
在图4中，控制单元400在每个雷达发送周期Tr内，以发送天线元件#1至发送天线元件#Nt的顺序，将进行切换来自各发送天线元件的输出的指示的控制信号(码控制信号、发送控制信号)输出到雷达发送单元100。此外，控制单元400将各发送子阵列的发送输出期间设为(Tr×Nb)，进行将全部的发送子阵列的发送输出期间(Tr×Np)＝(Tr×Nb×Nt)的切换动作反复Nc次的控制。此外，后述的雷达接收单元200基于控制单元400的切换动作进行定位处理。
例如，在从发送天线元件#1发送雷达发送信号的情况下，控制单元400对于连接到发送天线元件#1的发送放大单元107－1，将指示的发送控制信号输出以将输入信号放大到规定电平，对于未连接到发送天线元件#1的发送放大单元107－2～107－Nt，将指示的发送控制信号输出以将发送输出设为关断。
同样，在从发送天线元件#2发送雷达发送信号的情况下，控制单元400对于连接到发送天线元件#2的发送放大单元107－2，将指示的发送控制信号输出以将输入信号放大到规定电平，对于未连接到发送天线元件#2的发送放大单元107，将指示的发送控制信号输出以将发送输出设为关断。
之后，控制单元400对于发送天线元件#3～#Nt顺序地进行同样的控制。以上，说明了控制单元400的雷达发送信号的输出切换动作。
[雷达发送单元100的另一结构]
图5是表示本发明的雷达发送信号生成单元101a的另一结构的一例子的框图。
雷达发送单元100也可以包括图5所示的雷达发送信号生成单元101a，取代雷达发送信号生成单元101。雷达发送信号生成单元101a没有图2所示的码生成单元102、调制单元103及LPF104，取而代之包括图5所示的码存储单元(码存储电路)111及DA转换单元(DA转换电路)112。
码存储单元111预先存储图2所示的码生成单元102中生成的码序列，循环地顺序读出存储的码序列。
DA转换单元112将从码存储单元111输出的码序列(数字信号)转换为模拟的基带信号。
[雷达接收单元200的结构]
图6是表示实施方式1及2的雷达接收单元200的结构的一例子的框图。
雷达接收单元200具有接收阵列天线202、Na个天线系统处理单元(天线系统处理电路)201(201－1～201－Na)、以及方向估计单元(方向估计电路)214。
接收阵列天线202具有Na个接收天线元件#1～#Na(202－1～202－Na)。Na个接收天线元件202－1～202－Na接收在包含测量目标(物体)的反射物体中反射的雷达发送信号即反射波信号，将接收的反射波信号作为接收信号分别输出到对应的天线元件系统处理单元201－1～201－Na。
各天线系统处理单元201(201－1～201－Na)具有无线接收单元(无线接收电路)203和信号处理单元(信号处理电路)207。无线接收单元203及信号处理单元207生成为从基准信号生成单元300接受的基准信号的规定倍数的定时时钟(基准时钟信号)，通过基于生成的定时时钟动作，确保与雷达发送单元100的同步。
无线接收单元203具有放大器(放大电路)204、变频器(变频电路)205、以及正交检波器(正交检波电路)206。具体地说，在第z无线接收单元203中，放大器204将从第z接收天线元件#z接受的接收信号放大至规定电平。其中，z＝1，…，Nr。接着，变频器205将高频频带的接收信号变频为基带频带。接着，正交检波器206将基带频带的接收信号转换为包含了I信号及Q信号的基带频带的接收信号。
各信号处理单元207具有第1AD转换单元(AD转换电路)208、第2AD转换单元(AD转换电路)209、相关运算单元(相关运算电路)210、加法单元(加算电路)211、输出切换单元(输出切换电路)212、以及Nt个多普勒分析单元(多普勒分析电路)213－1～213－Nt。
第1AD转换单元208从正交检波器206输入I信号。第1AD转换单元208对于包含I信号的基带信号，通过进行离散时间中的采样，将I信号转换为数字数据。
第2AD转换单元209从正交检波器206输入Q信号。第2AD转换单元209对于包含Q信号的基带信号，通过进行离散时间中的采样，将Q信号转换为数字数据。
这里，在第1AD转换单元208及第2AD转换单元209的采样中，每个雷达发送信号中的一个子脉冲的时间Tp(＝Tw/L)，进行Ns个离散样本。即，每1子脉冲的过采样数为Ns。
图7表示本发明的雷达装置10的雷达发送信号的发送定时、以及测量范围的一例子。
在以下的说明中，将使用I信号Iz(k，M)及Q信号Qz(k，M)，作为第1AD转换单元208及第2AD转换单元209的输出的第M雷达发送周期Tr[M]的离散时间k中的基带的接收信号表示为复数信号xz(k，M)＝Iz(k，M)+jQz(k，M)。此外，以下，离散时刻k以雷达发送周期(Tr)开始的定时设为基准(k＝1)，信号处理单元207在至雷达发送周期Tr结束前为止的样本点即至k＝(Nr+Nu)Ns/No为止周期性地进行计量。即，k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No。其中，j是虚数单位。
在第z信号处理单元207中，相关运算单元210对每个雷达发送周期Tr进行从第1AD转换单元208及第2AD转换单元209接受的离散样本值xz(k，M)与雷达发送单元100中发送的码长L的脉冲码an(M)(其中，z＝1，…，Na、n＝1，…，L)之间的相关运算。例如，相关运算单元210进行离散样本值xz(k，M)与脉冲码an(M)之间的滑动相关运算。例如，第M雷达发送周期Tr[M]中的离散时刻k的滑动相关运算的相关运算值ACz(k，M)基于式(1)计算。
式(1)中，星号(*)表示复数共轭运算符。
例如，相关运算单元210根据式(1)，在整个k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No的期间进行相关运算。
再者，相关运算单元210不限定于对k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No进行相关运算的情况，也可以根据作为雷达装置10的测量对象的目标的存在范围，限定测量范围(即，k的范围)。通过限定，相关运算单元210中的运算处理量降低。例如，相关运算单元210也可以将测量范围限定为k＝Ns(L+1)，…，(Nr+Nu)Ns/No－NsL。这种情况下，如图7所示，雷达装置10在相当于码发送区间Tw的时间区间内不进行测量。
根据上述的结构，即使在雷达发送信号直接地绕入雷达接收单元200的情况下，在雷达发送信号绕入的期间(至少低于τ1的期间)内也不进行相关运算单元210的处理。因此，雷达装置10可以排除绕入的影响而测量。此外，在限定测量范围(k的范围)的情况下，对于以下说明的加法单元211、输出切换单元212、多普勒分析单元213、以及方向估计单元214的处理，适用同样地限定了测量范围(k的范围)的处理即可。由此，可以削减各结构单元中的处理量，可以降低雷达接收单元200中的功耗。
在第z信号处理单元207中，加法单元211基于从控制单元400输出的输出切换信号，将从第ND发送天线元件#ND连续地发送的雷达发送周期Tr的多次Nb的期间(Tr×Nb)设为单位，使用在每个离散时刻k从相关运算单元210接受的相关运算值ACz(k，M)，进行加法(相干积分)处理。其中，ND＝1，…，Nt，z＝1，…，Na。
整个期间(Tr×Nb)内的加法(相干积分)处理以下式(2)表示。
其中，CIz (ND)(k，m)表示相关运算值的加法值(以下，称为相关加法值)，m表示加法单元211中的加法次数的序数的1以上的整数。此外，z＝1，…，Na。
再者，要得到理想的加法增益，优选在相关运算值的加法区间中，相关运算值的相位分量在某个程度的范围内一致。即，优选加法次数基于作为测量对象的目标的假定最大移动速度来设定。这是因为，目标的假定最大移动速度越大，来自目标的反射波中包含的多普勒频率的变动量越大，具有较强相关的时间期间越短，所以Np(＝N×Nb)为较小的值，加法单元211中的相加产生的增益提高效果减小。
在第z信号处理单元207中，输出切换单元212基于从控制单元400输出的输出切换信号，将CIz (ND)(k，m)择一地切换输出到第ND多普勒分析单元213－ND。这里，CIz (ND)(k，m)是以从第ND发送天线元件连续地发送的雷达发送周期Tr的多次Nb的期间(Tr×Nb)为单位相加的、每个离散时间k的加法结果，其中，ND＝1，…，Nt，z＝1，…，Na。
各信号处理单元207具有与发送天线元件#1～#Nt同数的Nt个多普勒分析单元213－1～213－Nt。多普勒分析单元213(213－1～213－Nt)将在每个离散时间k得到的加法单元211的NC个输出即CIz (ND)(k，NC(w－1)+1)～CIz (ND)(k，NC×w)设为一单位，对齐离散时间k的定时进行相干积分。例如，如以下的式(3)所示，多普勒分析单元213在校正了与2Nf个不同的多普勒频率fsΔΦ对应的相位变动Φ(fs)＝2πfs(Tr×Nb)ΔΦ后，进行相干积分。
其中，FT_CIz (ND)(k，fs，w)是第z信号处理单元207中的第ND多普勒分析单元213－ND中的第w输出，表示对加法单元211的第ND输出的、离散时间k中的多普勒频率fsΔΦ的相干积分结果。其中，ND＝1，…，Nt，fs＝－Nf+1，…，0，Nf，k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No，w为自然数，ΔΦ为相位旋转单位，j为虚数单位，z＝1，…，Na。
由此，各信号处理单元207在雷达发送周期间Tr的多次Nb×Nc的期间(Tr×Nb×Nc)的每个期间得到与每个离散时间k的2Nf个多普勒频率分量对应的相干积分结果即FT_CIz (ND)(k，－Nf+1，w)，…，FT_CIz (ND)(k，Nf－1，w)。
在设为ΔΦ＝1/Nc的情况下，上述多普勒分析单元213的处理等价于将加法单元211的输出以采样间隔Tm＝(Tr×Np)、采样频率fm＝1/Tm进行离散傅立叶变换(DFT)处理。
此外，通过将Nf设为2的乘方的数，多普勒分析单元213可以适用快速傅立叶变换(FFT：Fast Fourier Transform)处理，可以削减运算处理量。再者，在Nf>Nc中，通过在q>Nc的区域中进行设为CIz (ND)(k，Nc(w－1)+1)＝0的零填充处理，多普勒分析单元213同样可以适用FFT处理，可以削减运算处理量。
此外，在多普勒分析单元213中，取代FFT处理，也可以进行逐次地运算上述的式(3)所示的积和运算的处理。即，多普勒分析单元213也可以对于在每个离散时刻k得到的加法单元211的Nc个输出即CIz (ND)(k，Nc(w－1)+q+1)，生成与fs＝－Nf+1，…，0，Nf对应的系数exp[－j2πfsTrNbqΔΦ]，逐次地进行积和运算处理。其中，q＝0，…，Nc－1。
再者，在以下的说明中，将在从第1天线元件系统处理单元201－1的信号处理单元207至第Na天线系统处理单元201－Na的信号处理单元207的每一个中施以同样的处理得到的第w输出FT_CIz (1)(k，fs，w)，…，FT_CIz (Na)(k，fs，w)，如下式(4)(或式(5))那样作为虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)表述。
虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)包含发送天线元件#1～#Nt的数Nt和接收天线元件#1～#Na的数Na之积即Nt×Na个元素。虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)用于后述的、对于来自目标的反射波信号进行基于接收天线元件#1～#Na间的相位差的方向估计的处理的说明。其中，z＝1，…，Na，ND＝1，…，Nt。
此外，在上述的式(4)及式(5)中，起因于来自各发送子阵列的发送时间差的每个多普勒频率(fsΔΦ)的相位旋转被校正。即，将第1发送子阵列(ND＝1)作为基准，对来自第ND发送子阵列的多普勒频率(fsΔΦ)分量的接收信号FT_CIz (Na)(k，fs，w)，乘以exp[－j2πfsΔΦ(ND－1)TrNb]。
以上，说明了信号处理单元207的各结构单元中的处理。
方向估计单元214对于从第1天线元件系统处理单元201－1的信号处理单元207至第Na天线元件系统处理单元201－Na的信号处理单元207输出的第w多普勒分析单元213的虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)，如以下的式(6)表示的那样，通过乘以校正发送阵列天线108间及接收阵列天线202间的相移偏差及振幅偏差的阵列校正值hcal[b]，计算校正了天线间偏差的虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)。再者，b＝1，…，(Nt×Na)。
校正了天线间偏差的虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)是Na×Nr个元素构成的列向量。以下，将虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)的各元素表述为h1(k，fs，w)，…，hNa×Nr(k，fs，w)，用于方向估计处理的说明。
接着，方向估计单元214使用虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)，基于接收天线202-1～202-Na间的反射波信号的相位差进行反射波信号的到来方向的估计处理。
方向估计单元214使方向估计评价函数值PH(θ，k，fs，w)中的方位方向θ设为在规定的角度范围内可变而计算空间分布，将算出的空间分布的极大峰值按从大到小的顺序提取规定数，将极大峰值的方位方向设为到来方向的估计值。
再者，评价函数值PH(θ，k，fs，w)因到来方向估计算法而有各种值。例如也可以用使用了非专利文献2中公开的阵列天线的估计方法。
例如，波束成形法可以如以下的式(7)及式(8)那样表示。
PH(θu，k，fs，w)＝|aH(θu)Hh_after_cal(k，fs，w)|2 (7)
其中，上标H是埃尔米特转置运算符。此外，aH(θu)表示方位方向θu的相对到来波的虚拟接收阵列的方向向量，而θu使进行到来方向估计的方位范围内部以规定的方位间隔β1变化。例如，θu如以下那样设定。
θ11＝θmin+uβ1、u＝0，…，NU
NU＝floor[(θmax-θmin)/β1]+1 (9)
其中，floor(x)是返回不超过实数x的最大整数值的函数。
再者，取代波束成形法，所谓Capon、MUSIC的方法也同样可适用。
图8表示用于本发明的方向估计单元214的动作说明的三维坐标系。
以下说明通过将方向估计单元214的处理适应于图8所示的三维坐标系，在二维方向上进行估计处理的情况。
在图8中，将原点O作为基准的目标物体(目标)PT的位置向量定义为rPT。此外，在图8中，将目标物体PT的位置向量rPT投影在XZ平面上的投影点设为PT’。这种情况下，方位角θ被定义为直线O-PT’和Z轴形成的角度(目标物体PT的X坐标为正的情况下，θ>0)。此外，仰角被定义为在包含目标物体PT、原点O及投影点PT’的平面内的、连接目标物体PT、原点O及投影点PT’的线的角度(目标物体PT的Y坐标为正的情况下，)。再者，以下，将在XY平面内配置发送阵列天线108及接收阵列天线202的情况作为一例子进行说明。
将原点O作为基准的、虚拟接收阵列中的第nva天线元件的位置向量表述为Snva。其中，nva＝1，…，Nt×Na。
基于第1接收天线元件Rx#1的物理位置和原点之间的位置关系确定虚拟接收阵列中的第1(nva＝1)天线元件的位置向量S1。虚拟接收阵列中的其他的天线元件的位置向量S2，…，Snva以第1天线元件的位置向量S1为基准，在保持了由XY平面内存在的发送阵列天线108及接收阵列天线202的元件间隔确定的虚拟接收阵列的相对的配置的状态下被确定。再者，也可以使原点O与第1接收天线元件Rx#1的物理位置一致。
在雷达接收单元200接收来自远方存在的目标物体PT的反射波的情况下，以虚拟接收阵列的第1天线元件中的接收信号作为基准的、第2天线元件中的接收信号的相位差d(rPT，2，1)按以下的式(10)表示。其中，<x，y>是向量x及向量y的内积运算符。
再者，将以虚拟接收阵列的第1天线元件的位置向量为基准的、第2天线元件的位置向量设为元件间向量D(2，1)用下式(11)表示。
D(2，1)＝S2-S1 (11)
同样，在雷达接收单元200接收来自远方存在的目标物体PT的反射波的情况下，以虚拟接收阵列的第nva (r)天线元件中的接收信号为基准的、第nva (t)天线元件中的接收信号的相位差d(rPT，nva (t)，nva (r))按以下的式(12)表示。其中，nva (r)＝1，…，Nt×Na、nva (t)＝1，…，Nt×Na。
再者，将以虚拟接收阵列的第nva (r)天线元件的位置向量为基准的、第nva (t)天线元件的位置向量作为元件间向量D(nva (t)，nva (r))表示为下式(13)。
如上述的式(12)及式(13)所示，以虚拟接收阵列的第nva (r)天线元件中的接收信号为基准的、第nva (t)天线元件中的接收信号的相位差d(rPT，nva (t)，nva (r))依赖于表示在远方存在的目标物体PT的方向的单位向量(rPT/|rPT|)以及元件间向量D(nva (t)，nva (r))。
此外，在同一平面内存在虚拟接收阵列的情况下，在同一平面上存在元件间向量D(nva (t)，nva (r))。方向估计单元214使用这样的元件间向量的全部或一部分，作为在元件间向量所示的位置虚拟地存在天线元件的位置，构成虚拟平面阵列天线，进行二维中的方向估计处理。即，方向估计单元214使用通过对构成虚拟接收阵列的天线元件的插值处理所插值的多个虚拟的天线进行到来方向估计处理。
再者，在虚拟的天线元件重复的情况下，方向估计单元214也可以预先固定地选择重复的天线元件之中的一个天线元件。或者，方向估计单元21也可以使用重复的全部虚拟天线元件中的接收信号施以加法平均处理。
以下，说明使用Nq个元件向量群，构成虚拟平面阵列天线的情况中的、使用了波束成形法的二维中的方向估计处理。
这里，将构成虚拟平面阵列天线的第nq元件间向量表示为D(nva(nq) (t)，nva(nq) (r))。其中，nq＝1，…，Nq。
方向估计单元214使用虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)的各元素即h1(k，fs，w)，…，hNa×N(k，fs，w)，生成以下的式(14)所示的虚拟平面阵列天线元件相关向量hVA(k，fs，w)。
将虚拟平面阵列方向向量表示为下式(15)。
在XY平面内存在虚拟接收阵列的情况下，将表示目标物体PT的方向的单位向量(rPT/|rPT|)与方位角θ及仰角之间的关系表示为下式(16)。
对于计算垂直方向及水平方向的二维空间分布的各角度方向θu、方向估计单元214使用上述的式(16)计算单位向量(rPT/|rPT|)。
而且，方向估计单元214使用虚拟平面阵列天线元件相关向量hVA(k，fs，w)、以及虚拟平面阵列方向向量进行水平方向及垂直方向的二维方向估计处理。
例如，在使用波束成形法的二维中的方向估计处理中，使用虚拟平面阵列天线相关向量hVA(k，fs，w)及虚拟平面阵列方向向量使用以下式(17)所示的二维中的方向估计评价函数计算垂直方向及水平方向的二维空间分布，将作为二维空间分布的最大值或极大值的方位角及仰角方向设为到来方向的估计值。
PVA(θu，Φv，k，fs，w)＝|aVA(θu，Φv)HhVA(k，fs，w)|2 (17)
再者，除波束成形法以外，方向估计单元214也可以使用虚拟平面阵列天线相关向量hVA(k，fs，w)及虚拟平面阵列方向向量适用Capon法或MUSIC法等的高分辨率到来方向估计算法。由此，运算量增加，但可以提高角度分辨率。
再者，上述的离散时间k也可以转换为距离信息并输出。在将离散时间转换为距离信息R(k)时使用下式(18)即可。
其中，Tw表示码发送区间，L表示脉冲码长度，C0表示光速。
此外，多普勒频率信息也可以转换为相对速度分量并输出。在将多普勒频率fsΔΦ转换为相对速度分量vd(fs)时可以使用下式(19)转换。
其中，λ是从发送变频单元105输出的RF信号的载波频率的波长。
[实施方式1的雷达装置10中的天线元件配置]
说明具有以上结构的雷达装置10的发送阵列天线108的Nt个发送天线元件Tx#1～#Nt及接收阵列天线202的Na个接收天线元件Rx#1～#Na的配置。
＜配置例子1＞
图9表示实施方式1的接收阵列天线202的接收天线元件Rx#1～Rx#Na的配置例子1。
如图9所示，接收阵列天线202的Na个接收天线元件Rx#1～Rx#Na沿第1轴配置。Na个接收天线元件Rx#1～Rx#Na以第1间隔dH基本上等间隔地配置，一部分以与第1间隔dH不同的第3间隔du配置。换句话说，在Na个接收天线元件Rx#1～Rx#Na的邻接的接收天线之间的间隔即#Na-1个间隔之中，一部分与第1间隔不同的第3间隔du相等，其他部分与第1间隔dH相等。
图10A表示实施方式1的接收阵列天线202的接收天线元件Rx#1～Rx#8的配置例子1。
在图10A所示的一例子中，接收阵列天线202包括8个接收天线元件Rx#1～Rx#8。8个接收天线元件Rx#1～Rx#8之中直至接收天线元件Rx#1～Rx#7为止，沿第1轴以第1间隔dH等间隔地配置。这里，例如，第1间隔dH与0.5波长相等。剩余的接收天线元件Rx#8距接收天线元件Rx#7以第3间隔2×dH配置。即，接收天线元件Rx#1～Rx#8的一部分被不等间隔地配置。接收天线元件Rx#1～Rx#8的相位中心的合成孔径长度dRx与沿接收天线元件Rx#1～Rx#8的第1轴的宽度即与8×dH相等。
图10B表示实施方式1的发送阵列天线108的发送天线元件Tx#1～Tx#2的配置例子1。
在图10B所示的一例子中，发送阵列天线108包括2个发送天线元件Tx#1及Tx#2。2个接收天线元件Tx#1及Tx#2在第1轴方向上以8×dH的间隔、在垂直于第1轴方向的第2轴方向上以dV的间隔配置。
在一例子中，将在雷达发送信号中使用的波长作为基准，第1间隔dH及第2间隔dV分别可以为0.3波长以上2波长以下，也可以为半波长左右。例如，第1间隔dH及第2间隔dV与0.5波长相等。
第1轴及第2轴可以在图8所示的XY平面上，此外，也可以彼此正交那样配置。例如，第1轴方向为水平方向，第2轴方向为垂直方向。在以下的说明中，为了简单，假设第1轴方向与水平方向一致，第2轴方向与垂直方向一致。
例如，在高速公路中的车辆前方观测的长距离观测的用途中使用图10B所示的发送阵列天线108的情况下，视角(FOV)在水平方向及垂直方向上也可以缩小为窄角。例如，FOV在水平方向上为30度左右、在垂直方向上为10度左右。
接收阵列天线202的接收天线元件的各个元件将图10A所示的点(挂网白圈)设为相位中心，在第2轴方向上扩大孔径长度而缩小垂直方向的波束宽度，可以得到较高的天线增益。此外，发送阵列天线108的发送天线元件的各个元件将图10B所示的点(白圈)设为相位中心，在第1轴方向和第2轴方向上扩大孔径长度，缩小水平方向及垂直方向的波束宽度，可以得到较高的天线增益。再者，各天线元件也可以使用子阵列天线构成，在子阵列天线中附加阵列权重而抑制旁瓣。
对于图10A所示的不等间隔地配置的接收天线元件Rx#1～Rx#8，也可以设置虚拟天线元件。这里，虚拟天线元件是，采取构成的天线元件与其他天线元件物理上同样的结构，不用于雷达信号的发送接收的天线。例如，在接收天线元件Rx#7和接收天线元件Rx#8之间等的不等间隔区域、接收天线元件Rx#1的左侧区域、或接收天线Rx#8的右侧区域中也可以设置虚拟天线元件。通过设置虚拟天线元件，例如，得到将天线的辐射、阻抗匹配、绝缘这样的电气特性的影响均衡的效果。
图10C表示配置例子1的虚拟接收阵列的配置。
如图10C所示，一对虚拟天线元件VA#8及VA#9在第2轴方向上以dV的间隔邻接配置。此外，如图10C所示，虚拟接收阵列的第1轴方向的孔径长度等于16×dH。
通过第1轴方向及第2轴方向上延伸的二维的虚拟接收阵列，构成二维的波束。通过与比较例子1及比较例子2的比较，以下说明实施方式1的接收天线元件Rx#1～Rx#8及发送天线元件Tx#1及Tx#2的配置是在水平方向上具有较高的分辨率、并具有垂直方向的角度估计能力的天线配置。
＜比较例子1＞
图11A表示比较例子1的接收阵列天线的接收天线元件Rx#1～Rx#8的配置。
为了比较，图11A所示的接收天线元件Rx#1～Rx#8的元件数与图10A所示的接收天线元件Rx#1～Rx#8的元件数相等。此外，如图11A所示，接收天线元件Rx#1～Rx#8在第1轴方向上以第1间隔dH等间隔地配置。
图11B表示比较例子1的发送阵列天线的发送天线元件Tx#1及Tx#2的配置。
为了比较，图11B所示的发送天线元件Tx#1及Tx#2的元件数与图11A所示的发送天线元件Tx#1及Tx#2的元件数相等。此外，为使至少一对虚拟接收阵列排列在第2轴方向上，接收天线元件Tx#1及Tx#2在第1轴方向上以7×dH的间隔、在垂直于第1轴方向的第2轴方向上以dV的间隔配置。
图11C表示比较例子1的虚拟接收阵列的配置。
如图11C所示，虚拟接收阵列与图10C所示的本实施方式同样，VA#8和VA#9在第2轴方向上以dV的间隔邻接配置。然而，虚拟接收阵列的第1轴方向的孔径长度为14×dH，小于实施方式1的虚拟接收阵列的第1轴方向的孔径长度即16×dH。
图12是配置例子1及比较例子1的二维的波束的第2轴方向为0度的沿第1轴方向的截面图。
如图12所示，与实施方式1的-3dB对应的6.2度的波束宽度小于比较例子1的7.0度的波束宽度。即，根据实施方式1的天线配置，沿水平方向得到高于比较例子1的天线配置的分辨率。再者，在缩小水平方向的视角的情况下，广角侧的旁瓣的高低对误检测的几率不造成实质性的影响。
＜比较例子2＞
图13表示比较例子2的虚拟接收阵列的配置。
为了比较，比较例子2的接收天线的元件数与图10A所示的接收天线元件Rx#1～Rx#8的元件数相等。而且，比较例子2的发送天线的元件数与图11A所示的发送天线元件Tx#1及Tx#2的元件数相等。
为了使虚拟接收阵列中的第1轴方向的孔径长度最大，将接收天线8元件如图11A所示沿第1轴方向以等间隔配置。而且，将发送天线2元件如图10B所示在第1轴方向上以8×dH的间隔配置。这种情况下，虚拟接收阵列的配置为图13所示的配置。
在使用具备图13所示的配置的虚拟接收阵列的状况下，在同一距离、同一速度中存在多个目标的情况下，例如，在到来方向的垂直方向分量的估计中产生误差。另一方面，在实施方式1的虚拟接收阵列中，由于一对虚拟接收阵列还在第2轴方向上并排，所以即使在同一距离、同一速度中存在多个目标的情况下，垂直方向分量的估计中的误差也减小，检测精度提高。
若发送阵列天线108的发送天线元件Tx#1及Tx#2的沿第1轴方向的间隔与接收阵列天线202的合成孔径长度dR相等，则可以将至少一对虚拟接收阵列在第2轴方向上并排并且可以使虚拟接收阵列的第1轴方向的孔径长度最大，所以是优选的。例如，图10A所示的接收阵列天线202的合成孔径长度dR与图10B所示的发送阵列天线108的发送天线元件Tx#1及Tx#2的间隔都等于8×dH。然而，发送阵列天线108的发送天线元件Tx#1及Tx#2的间隔不限于此，例如，也可以为接收阵列天线202的合成孔径长度dR以下，并且为第1间隔dH的整数倍。通过缩窄发送天线元件Tx#1及Tx#2的第1轴方向的间隔，第2轴方向上排列的虚拟接收阵列的组合增加，垂直方向的精度提高。
在图10A所示的配置例子1中，接收天线元件Rx#7及Rx#8之间的第3间隔du等于2×dH。然而，第3间隔du的大小不限定于此。例如，若扩大第3间隔du，并扩大虚拟接收阵列的孔径长度，则可以缩窄形成的波束的主瓣而提高分辨率。此外，例如，若缩小第3间隔du，并缩小虚拟接收阵列的孔径长度，则可以减小旁瓣电平。
＜配置例子2＞
图10A所示的配置例子1中，接收阵列天线202的端部被不等间隔地配置，使得接收天线元件Rx#7及Rx#8之间的间隔与接收天线元件Rx#1～Rx#7之间的间隔不同。然而，实施方式1的天线配置不限定于配置例子1。
图14A表示实施方式1的配置例子2的接收阵列天线202的接收天线元件Rx#1～Rx#8的配置例子2。
在图14A所示的配置例子2中，接收阵列天线202的内侧被不等间隔地配置，使得接收天线元件Rx#5及Rx#6之间的间隔与接收天线元件Rx#1～Rx#5及接收天线元件Rx#6～Rx#8之间的间隔不同。
图14B表示配置例子2的虚拟接收阵列的配置。
如图14B所示，一对虚拟天线VA#8及VA#9在第2轴方向上以dV的间隔邻接配置。此外，如图14B所示，虚拟接收阵列的第1轴方向的孔径长度等于16×dH。
图15是配置例子1及配置例子2的二维的波束的第2轴方向为0度的沿第1轴方向的截面图。
如图15所示，已知通过在接收阵列天线202中变更不等间隔配置的接收天线元件，旁瓣电平变化。另一方面，即使在接收阵列天线202中变更不等间隔配置的接收天线元件，虚拟接收阵列的孔径长度仍都等于16×dH，对于主瓣宽度，也几乎没有变化。
再者，发送阵列天线108和接收阵列天线202的配置分别不限定于上述的配置。例如，即使调换发送阵列天线108和接收阵列天线202的配置，也得到与调换前同样的虚拟接收阵列，得到与调换前同样的特性。此外，也可以将发送阵列天线108和接收阵列天线202的配置分别左右反转和/或上下反转。
在本发明的实施方式1中，雷达装置10包括：从阵列天线108发送雷达信号的雷达发送单元100；以及从接收阵列天线202接收在目标中反射了雷达信号的反射波信号的雷达接收单元200。而且，发送阵列天线108的发送天线元件Tx#1～Tx#Nt及接收阵列天线202的接收天线元件Rx#1～Rx#Na采用图9、图10A、图10B、或图14A所示的配置。
根据本发明的实施方式1，可以构成抑制水平方向的分辨率的劣化，并具有垂直方向的角度估计能力的虚拟接收阵列，可以构成水平方向上高精度并且进行垂直方向的角度估计的可三维定位的雷达装置。而且，根据本发明的实施方式1，可以构成相比一维波束扫描的MIMO雷达装置，不劣化水平方向的角度分离性能，追加了第2轴方向的角度估计能力的可三维定位的MIMO雷达装置。
(实施方式2)
以下说明发送阵列天线108的发送天线元件Tx#1～Tx#Nt的配置与实施方式1中的天线配置不同的实施方式2。再者，除了发送阵列天线108的发送天线元件Tx#1～Tx#Nt的配置以外，实施方式2的雷达装置10的结构与图1所示的实施方式1的雷达装置10的结构大致是同样的，省略雷达装置10的结构的说明。
[雷达装置10中的天线配置]
＜配置例子3＞
图16A表示实施方式2的发送阵列天线108的发送天线元件Tx#1～Tx#Nt的配置例子3。
在图16A中，发送天线元件#1～#Nt的总数Nt等于4。发送天线元件#1～#4在第2轴方向上以第2间隔dV、并且每隔一个在第1轴方向上偏移第1间隔dH来配置。例如，第1间隔dH及第2间隔dV分别等于0.5波长及0.6波长。
发送阵列天线108的每个天线元件采取以图16A所示的点(白圈)作为相位中心，将孔径长度扩大到在第2轴方向上天线间无干扰程度并缩小垂直方向的波束宽度的结构。在将发送阵列天线108以近距离且广角观测的用途使用的情况下，视角(FOV)也可以在水平方向及垂直方向上较宽地设置。例如，FOV在水平方向上为80度左右，垂直方向上为30度左右。
实施方式2的配置例子3的接收阵列天线202的多个接收天线元件#1～#Na的配置是与图10A所示的配置同样的配置。接收阵列天线202的每个天线元件，使用以图10A所示的点作为相位中心，在第2轴方向上扩大孔径长度而使垂直方向的波束宽度为视角即30度左右的天线元件。
多个发送天线元件#1～#Nt及多个接收天线元件#1～#Na也可以作为具有较宽的波束宽度的天线，以在水平方向上可以观测广角。可以使用子阵列天线构成各天线元件，此外，也可以对子阵列天线附加阵列权重而抑制旁瓣。
对图10A所示的不等间隔地配置的接收天线元件Rx#1～#8，也可以设置虚拟天线元件。例如，在接收天线元件Rx#7和接收天线元件Rx#8之间等的不等间隔区域、接收天线元件Rx#1的左侧区域、或接收天线Rx#8的右侧区域中也可以设置虚拟天线元件。通过设置虚拟天线元件，可得到使天线的辐射、阻抗匹配、绝缘这样的电气特性的影响均衡的效果。
图16B表示配置例子3的虚拟接收阵列的配置。
通过与接收天线元件为等间隔地配置的比较例子3的比较，以下说明实施方式2的接收天线元件Rx#1～Rx#8及发送天线元件Tx#1～Tx#4的配置是水平方向及垂直方向上具有较高的分辨率的天线配置。
＜比较例子3＞
为了比较，比较例子3中的接收天线元件Rx#1～Rx#Na的元件数Na等于图10A所示的接收天线元件Rx#1～Rx#8的元件数8。此外，比较例子3中的发送天线元件Tx#1～Tx#Nx的元件数Nx等于图16A所示的发送天线元件Tx#1～Tx#4的元件数4。
比较例子3中，将接收天线元件Rx#1～Rx#8如图11A所示那样等间隔配置的。此外，发送天线元件Tx#1～Tx#4设为与图16A所示的同样的配置。
图17表示比较例子3的虚拟接收阵列的配置。
如图17所示，比较例子3的虚拟接收阵列的第1轴方向的孔径长度等于8×dH。该孔径长度小于图16B所示的实施方式2的虚拟接收阵列的第1轴方向的孔径长度即9×dH。
图18是配置例子3及比较例子3的二维的波束的第2轴方向为0度的沿第1轴方向的截面图。
如图18所示，相比比较例子3的波束，实施方式2的波束的邻接的旁瓣较低。即，相比比较例子3的天线配置，实施方式2的天线配置的误检测的几率降低。此外，实施方式2的波束宽度比比较例子3的波束宽度小。即，相比比较例子3的天线配置，实施方式2的天线配置得到较高的分辨率。
即使在实施方式2中，也与实施方式1同样，在图10A所示的配置中，接收天线元件Rx#7及Rx#8之间的间隔的第3间隔du也等于2×dH。然而，第3间隔du的大小不限定于此。例如，通过扩大第3间隔du，扩大虚拟接收阵列的孔径长度，可以缩窄所形成的波束的主瓣而提高分辨率。此外，例如，通过缩小第3间隔du，缩小虚拟接收阵列的孔径长度，可以减小旁瓣电平。
此外，即使在实施方式2中，也与实施方式1同样，旁瓣电平因变更在接收阵列天线202中不等间隔配置的接收天线而变化。另一方面，即使变更接收阵列天线202中不等间隔配置的接收天线元件，虚拟接收阵列的孔径长度也不变化，对于主瓣宽度，几乎没有变化。
＜配置例子4＞
图19是表示实施方式2的发送阵列天线108的发送天线元件Tx#1～Tx#4的配置例子4的图。
实施方式2中，如图19所示的配置例子4，即使不偏离第1轴方向而沿第2轴方向以第2间隔dV等间隔地配置的情况下，发送天线元件Tx#2及Tx#4也可得到与图16A所示的配置例子3同样的效果。
即使在实施方式2中，也与实施方式1同样，发送阵列天线108和接收阵列天线202的配置分别不限定于上述的配置。例如，即使调换发送阵列天线108和接收阵列天线202的配置，也可得到与调换前同样的虚拟接收阵列，得到同样的特性。此外，也可以将发送阵列天线108和接收阵列天线202的配置分别左右反转和/或上下反转。
本发明的实施方式2中，雷达装置10包括：从阵列天线108发送雷达信号的雷达发送单元100；以及从接收阵列天线202接收在目标中反射了雷达信号的反射波信号的雷达接收单元200。而且，发送阵列天线108的发送天线元件Tx#1～Tx#Nt及接收阵列天线202的接收天线元件Rx#1～Rx#Na采用例如图16或图19所示的配置。
根据本发明的实施方式2，通过可抑制虚拟接收阵列形成的波束的水平方向的旁瓣，另外可以提高水平方向的分辨率，可以构成降低了误检测的几率的可三维定位的MIMO雷达。
(实施方式3)
以下说明切换使用发送阵列天线108的发送天线元件Tx#1～Tx#Nt的配置的实施方式3。
图20是表示实施方式3的雷达接收单元(雷达接收电路)200a的结构的一例子的框图。
雷达接收单元200a的方向估计单元(方向估计电路)214a具备实施方式1及2的方向估计单元214的功能。而且，方向估计单元214a从控制单元400输入控制信号，基于控制信号，切换雷达装置10的动作模式。关于动作模式，将参照图23而后述。
雷达接收单元200a的方向估计单元214a以外的结构要素与实施方式1及2的雷达接收单元200的结构要素是同样的，省略说明。
[雷达装置10中的天线配置]
以下，为了简单，通过以发送阵列天线108的发送天线元件#Tx1～#Nt的元件数Nt等于6、接收阵列天线202的接收天线元件Rx#1～#Na的元件数Na等以8的情况为例子说明实施方式3。然而，元件数不限定于这些数。
在实施方式3中，与实施方式1及实施方式2同样，接收阵列天线202的接收天线元件Rx#1～#8将等间隔配置作为基础而一部分被不等间隔地配置。例如，接收阵列天线202的配置是与图10A所示的配置同样的配置。
图21表示实施方式3的发送阵列天线108的发送天线元件Tx#1～Tx#6的配置例子4。
发送天线元件Tx#1～Tx#6包含第1发送天线组G1及第2发送天线组G2。
第1发送天线组G1包含发送天线元件Tx#1及Tx#2，该天线配置与图10B所示的实施方式1的配置例子1的发送天线元件Tx#1及Tx#2的配置相同。第1发送天线组G1例如用于长距离窄角的观测用途。
第2发送天线组G2包含发送天线元件Tx#3～Tx#6，该天线配置与图16A所示的实施方式2的配置例子3的发送天线元件Tx#1～Tx#Nt的配置相同。第2发送天线组G2例如用于短距离广角的观测用途。根据观测用途，所使用的发送天线组在第1发送天线组G1或第2发送天线组G2之间被切换。
第1发送天线组G1或第2发送天线组G2分别独立地构成虚拟接收阵列。通过第1发送天线组G1和图10A所示的接收阵列天线202，构成图10C所示的虚拟接收阵列。通过第2发送天线组G2和图10A所示的接收阵列天线202，构成图16B所示的虚拟接收阵列。
图21所示的第1发送天线组G1及第2发送天线组G2，第1轴方向的基本间隔可以是共同的，第2轴方向的基本间隔也可以是不同的间隔。例如，第1发送天线组G1的第1轴方向的基本间隔dH1和第2发送天线组G2的第1轴方向的基本间隔dH2也可以都为0.5波长。此外，例如，第1发送天线组G1的第2轴方向的基本间隔dV1可以等于0.5波长，第2发送天线组G2的第2轴方向的基本间隔dV2也可以等于0.6波长。
如上述，第1发送天线组G1和第2发送天线组G2分别独立地构成虚拟接收阵列。因此，只要物理上无干扰，就可以包含大小地自由地配置第1发送天线组G1和第2发送天线组G2的天线元件。
图22表示实施方式3的配置例子4的发送阵列天线108的各天线元件的配置的一例子。
如图22所示，通过在第1天线组G1的发送天线元件Tx#1及Tx#2之间配置第2天线组G2的发送天线元件，可以减小发送阵列天线108整体的设置面积。
第1发送天线组G1及第2发送天线组G2的各天线元件的结构也可以分别采用适合于视角(FOV)的结构。例如，为了沿水平方向及垂直方向的双方向缩小波束宽度，如图22所示，第1发送天线组G1将各天线元件的孔径长度在第1轴方向及第2轴方向的双方向上扩大。此外，例如，为了沿垂直方向得到相对宽的广角的波束的辐射图案，如图22所示，第2发送天线组G2将各天线元件的孔径长度扩大到天线元件间没有干扰的程度。各天线元件也可以使用子阵列天线构成，在子阵列天线中附加阵列权重而抑制旁瓣。
即使在实施方式3中，也与实施方式1同样，对于图10A所示的不等间隔地配置的接收天线元件Rx#1～Rx#8，也可以设置虚拟天线元件。例如，也可以在接收天线元件Rx#7和接收天线元件Rx#8之间等的不等间隔区域、接收天线元件Rx#1的左侧区域、或接收天线元件Rx#8的右侧区域中设置虚拟天线元件。通过设置虚拟天线元件，例如，可得到将天线的辐射、阻抗匹配、或绝缘这样的电特性的影响均衡的效果。
图23表示实施方式3的第1天线组G1及第2天线组G2的时分切换控制的一例子。
在雷达装置10是时分复用MIMO雷达的情况下，雷达发送单元100基于来自控制单元400的控制信号，在时间上切换用于时分复用发送的天线的组合。如图23所示，在实施长距离窄角的观测的动作模式即长距离模式中，雷达发送单元100将第1发送天线组G1的发送天线元件Tx#1及Tx#2用于时分复用发送。此外，在实施短距离广角的观测的动作模式即短距离模式中，雷达发送单元100将第2发送天线组G2的发送天线元件Tx#3～Tx#6用于时分复用发送。
此外，在同时使用长距离模式和短距离模式的动作模式的情况中，雷达发送单元100在时间上切换用于时分复用发送的第1发送天线组G1及第2发送天线组G2。例如，雷达发送单元100时分地切换使用所有的发送天线Tx#1～Tx#6。例如，如图23所示，在时间区间dur1、dur2、dur7、以及dur8中，将第1天线组G1的发送天线元件Tx#1及Tx#2用于时分复用发送。此外，在时间区间dur3～dur6、dur9、以及dur10中，将第2天线组G2的发送天线Tx#3～Tx#6用于时分复用发送。再者，使用发送天线元件Tx#1～Tx#6的顺序不限定于图23所示的顺序。
再者，在实施方式3中，可用使用图20的雷达接收单元，方向估计单元214a也可以基于从控制单元400输入的表示动作模式的控制信号，切换雷达装置10的动作模式。此外，在实施方式3中，可用使用图2的雷达发送单元，雷达信号生成单元101也可以基于从控制单元400输入的控制信号切换雷达装置10的动作模式。
在一例子中，雷达发送信号生成单元100基于来自控制单元400的指示信息，根据动作模式，也可以将发送周期或发送带宽的信号特性不同的雷达信号发送。例如，在以短距离模式动作的情况下，雷达装置10为了得到更高的距离分辨率，也可以通过比较宽的频带发送雷达信号。另一方面，在以长距离模式动作的情况下，为了观测更快速移动的物体，也可以通过比较快的周期发送雷达信号。
此外，在雷达装置10是通过码分或频分进行复用的MIMO雷达的情况下，雷达发送单元100根据动作模式，也可以切换对第1发送天线组G1及第2发送天线组G2的供电。通过切换供电，选择要使用的发送天线组，切换动作模式。
在本发明的实施方式3中，雷达装置10包括：从发送阵列天线108发送雷达信号的雷达发送单元100；以及从接收阵列天线202接收在目标中反射了雷达信号的反射波信号的雷达接收单元200。而且，雷达装置10与动作模式匹配，将使用的虚拟接收阵列例如在实施方式1及实施方式2中构成的虚拟接收阵列之间切换。
根据本发明的实施方式3，可以构成在分别对应的动作模式中得到在实施方式1及实施方式2中得到的效果的可三维定位的MIMO雷达。
以上，一边参照附图一边说明了各种实施方式，但不言而喻，本发明不限定于这样的例子。只要是本领域技术人员，在权利要求书所记载的范畴内，显然可设想各种变更例或修正例，并认可它们当然属于本发明的技术范围。此外，在不脱离发明的宗旨的范围中，也可以将上述实施方式中的各构成要素任意地组合。
在上述各实施方式中，通过使用硬件构成的例子说明了本发明，但在与硬件的协同中即使用软件也可实现本发明。
此外，用于上述实施方式的说明中的各功能块被典型地作为集成电路即LSI来实现。集成电路控制上述实施方式的说明中使用的各功能块，也可以包括输入和输出。它们既可以单独地由一个芯片构成，也可以包含一部分或全部地由一个芯片构成。这里，设为LSI，但根据集成程度的不同，有时也被称为IC、系统LSI、超大LSI(Super LSI)、特大LSI(UltraLSI)。
此外，集成电路的方法不限于LSI，也可以用专用电路、通用处理器或专用处理器来实现。也可以使用可在LSI制造后可编程的FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)，或者使用可重构LSI内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器(Reconfigurable Processor)。
而且，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术，如果出现能够替代LSI的集成电路化的技术，当然可利用该技术进行功能块的集成化。例如，还存在着适用生物技术等的可能性。
[实施例的总结]
本发明的雷达装置包括：雷达发送电路，从发送阵列天线发送雷达信号；以及雷达接收电路，从接收阵列天线接收在目标中反射了所述雷达信号的反射波信号，所述发送阵列天线及所述接收阵列天线的一方包含相位中心沿第1轴方向配置的多个第1天线，所述发送阵列天线及所述接收阵列天线的另一方包含相位中心在与所述第1轴方向不同的第2轴方向上以第2间隔配置的多个第2天线，所述多个第1天线包含相位中心以第1间隔布设的多个天线和相位中心以与所述第1间隔不同的第3间隔布设的多个天线。
本发明的雷达装置中，所述多个第1天线的邻接的天线的相位中心的间隔除了至少一个间隔以外都与所述第1间隔相等，所述至少一个间隔与所述第3间隔相等。
本发明的雷达装置中，所述第3间隔等于所述第1间隔的整数倍。
本发明的雷达装置中，所述第3间隔等于所述第1间隔的2倍。
本发明的雷达装置中，所述至少一个间隔为一个间隔。
本发明的雷达装置中，所述多个第2天线，相位中心以与所述多个第1天线的相位中心的合成孔径长度相等的间隔配置在第1轴方向上。
本发明的雷达装置中，所述第2天线的元件数等于2。
本发明的雷达装置中，所述多个第2天线，相位中心所配置的范围的第1轴方向的长度为所述多个第1天线的相位中心的合成孔径长度以下，以所述第2间隔的整数倍的间隔配置在所述第2轴方向上。
本发明的雷达装置中，所述多个第2天线，相位中心以所述第2间隔配置在所述第2轴方向上。
本发明的雷达装置中，所述多个第1天线包括构成的虚拟接收阵列不同的第1天线组及第2天线组，所述雷达发送电路及所述雷达接收电路各自切换所述第1天线组及所述第2天线组，进行所述雷达信号的发送及所述反射波信号的接收。
工业实用性
本发明适合探测广角范围的雷达装置，可以装载在车辆上。
标号说明
10 雷达装置
100 雷达发送单元
101，101a 雷达发送信号生成单元
102 码生成单元
103 调制单元
104 LPF
105 发送变频单元
106 功率分配器
107 发送放大单元
108 发送阵列天线
108－1，…，108－Nt 发送天线元件
111 码存储单元
112 DA转换单元
200 雷达接收单元
201－1，…，201－Na 天线系统处理单元
202 接收阵列天线
202－1，…，202－Na 接收天线元件
203 无线接收单元
204 放大器
205 变频器
206 正交检波器
207 信号处理单元
208 第1AD转换单元
209 第2AD转换单元
210 相关运算单元
211 加法单元
212 输出切换单元
213－1，…，213－Nt 多普勒分析单元
214 方向估计单元
300 基准信号生成单元
400 控制单元

Claims (10)

1.雷达装置，包括：
雷达发送电路，从发送阵列天线发送雷达信号；以及
雷达接收电路，从接收阵列天线接收在目标中反射了所述雷达信号的反射波信号，
所述发送阵列天线及所述接收阵列天线的一方包含相位中心沿第1轴方向配置的多个第1天线，
所述发送阵列天线及所述接收阵列天线的另一方包含相位中心在与所述第1轴方向不同的第2轴方向上以第2间隔配置的多个第2天线，
所述多个第1天线包含相位中心以第1间隔布设的多个天线和相位中心以与所述第1间隔不同的第3间隔布设的多个天线。
2.如权利要求1所述的雷达装置，
所述多个第1天线的邻接的天线的相位中心的间隔除了至少一个间隔以外都与所述第1间隔相等，所述至少一个间隔与所述第3间隔相等。
3.如权利要求1所述的雷达装置，
所述第3间隔等于所述第1间隔的整数倍。
4.如权利要求3所述的雷达装置，
所述第3间隔等于所述第1间隔的2倍。
5.如权利要求1所述的雷达装置，
所述至少一个间隔是一个间隔。
6.如权利要求1所述的雷达装置，
所述多个第2天线，相位中心以与所述多个第1天线的相位中心的合成孔径长度相等的间隔配置在第1轴方向上。
7.如权利要求6所述的雷达装置，
所述第2天线的元件数等于2。
8.如权利要求1所述的雷达装置，
所述多个第2天线，相位中心所配置的范围的第1轴方向的长度为所述多个第1天线的相位中心的合成孔径长度以下，以所述第2间隔的整数倍的间隔配置在所述第2轴方向上。
9.如权利要求8所述的雷达装置，
所述多个第2天线，相位中心以所述第2间隔配置在所述第2轴方向上。
10.如权利要求1所述的雷达装置，
所述多个第1天线包括构成的虚拟接收阵列不同的第1天线组及第2天线组，
所述雷达发送电路及所述雷达接收电路各自切换所述第1天线组及所述第2天线组，进行所述雷达信号的发送及所述反射波信号的接收。
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