JP2023170852A - Power conversion device and power conversion method - Google Patents
Power conversion device and power conversion method Download PDFInfo
- Publication number
- JP2023170852A JP2023170852A JP2022082919A JP2022082919A JP2023170852A JP 2023170852 A JP2023170852 A JP 2023170852A JP 2022082919 A JP2022082919 A JP 2022082919A JP 2022082919 A JP2022082919 A JP 2022082919A JP 2023170852 A JP2023170852 A JP 2023170852A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current command
- command
- current
- feedforward
- power conversion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 94
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 17
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 121
- 230000004044 response Effects 0.000 claims abstract description 15
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims description 87
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 41
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 claims description 32
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 19
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 7
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 6
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 2
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000001687 destabilization Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Images
Abstract
Description
本開示は、電力変換装置及び電力変換方法に関する。 The present disclosure relates to a power conversion device and a power conversion method.
特許文献1には、トルク/電流を最大とするように直軸電流指令値を算出し、電動機の速度が大きい場合には、電動機の端子電圧が電力変換器の最大出力電圧に等しくなるように直軸電流指令値を算出する電力変換方法が開示されている。
本開示は、出力電圧の飽和の迅速な抑制と、電動機への出力電流の安定性との両立に有効な電力変換装置を提供する。 The present disclosure provides a power conversion device that is effective in quickly suppressing output voltage saturation and achieving stability in output current to a motor.
本開示の一側面に係る電力変換装置は、電源と、電動機との間で電力変換を行う電力変換回路と、駆動力指令に対応する駆動力を電動機に発生させるように、電動機の磁極方向に垂直な方向に対応する第1電流指令を算出する第1電流演算部と、電動機の特性パラメータと、第1電流指令とに基づいて、電動機の誘起電圧を打ち消すためのフィードフォワード電流指令を算出するフィードフォワード演算部と、第1電流指令の変化に応じたフィードフォワード電流指令の変化を抑制するフィルタと、フィルタを経たフィードフォワード電流指令に基づいて、電動機の磁極方向に対応する第2電流指令を算出する第2電流演算部と、第1電流指令と第2電流指令とに基づく電流を電動機に供給するように電力変換回路を制御する制御部と、を備える。 A power conversion device according to one aspect of the present disclosure includes a power conversion circuit that performs power conversion between a power source and an electric motor, and a power conversion circuit that converts power between a power source and an electric motor, and a power conversion circuit that converts power between a power source and an electric motor, and a power conversion circuit that converts electric power between a power source and an electric motor, and a power conversion circuit that converts electric power between a power source and an electric motor. a first current calculation unit that calculates a first current command corresponding to the vertical direction; and a feedforward current command for canceling the induced voltage of the motor based on the characteristic parameters of the motor and the first current command. a feedforward calculation unit, a filter that suppresses a change in the feedforward current command according to a change in the first current command, and a second current command that corresponds to the magnetic pole direction of the motor based on the feedforward current command that has passed through the filter. It includes a second current calculation unit that calculates the current, and a control unit that controls the power conversion circuit to supply the electric motor with a current based on the first current command and the second current command.
本開示の他の側面に係る電力変換方法は、駆動力指令に対応する駆動力を電動機に発生させるように、電動機の磁極方向に垂直な方向に対応する第1電流指令を算出することと、電動機の特性パラメータと、第1電流指令とに基づいて、電動機の誘起電圧を打ち消すためのフィードフォワード電流指令を算出することと、第1電流指令の変化に応じたフィードフォワード電流指令の変化を抑制するフィルタリングをフィードフォワード電流指令に施すことと、フィルタリングが施されたフィードフォワード電流指令に基づいて、電動機の磁極方向に対応する第2電流指令を算出することと、第1電流指令と第2電流指令とに基づく電流を電動機に供給するように電力変換回路を制御することと、を含む。 A power conversion method according to another aspect of the present disclosure includes calculating a first current command corresponding to a direction perpendicular to the magnetic pole direction of the electric motor so as to cause the electric motor to generate a driving force corresponding to the driving force command; Calculating a feedforward current command for canceling the induced voltage of the motor based on the characteristic parameters of the motor and the first current command, and suppressing changes in the feedforward current command in response to changes in the first current command. applying filtering to the feedforward current command, calculating a second current command corresponding to the magnetic pole direction of the motor based on the filtered feedforward current command, and calculating the first current command and the second current command. and controlling the power conversion circuit to supply the electric motor with a current based on the command.
本開示によれば、出力電圧の飽和の迅速な抑制と、電動機への出力電流の安定性との両立に有効な電力変換装置を提供することができる。 According to the present disclosure, it is possible to provide a power conversion device that is effective in quickly suppressing output voltage saturation and achieving stability in output current to a motor.
以下、実施形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。説明において、同一要素又は同一機能を有する要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。 Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the drawings. In the description, the same elements or elements having the same function are given the same reference numerals, and redundant description will be omitted.
〔駆動システム〕
図1に示す駆動システム1は、電動機3の動力によって駆動対象物を駆動するシステムである。駆動システム1は、電動機3と、磁極位置センサ4と、電力変換装置2とを備える。電動機3は、例えば同期電動機である。同期電動機の具体例としては、SPM(Surface Permanent Magnet)電動機が挙げられる。電動機3は、突極性を有する同期電動機であってもよい。突極性を有するとは、回転座標系の座標軸間でインダクタンスが異なることを意味する。回転座標系は、電動機3の磁極位置に同期して回転する座標系である。突極性を有する同期電動機の具体例としては、IPM(Interior Permanent Magnet)電動機等が挙げられる。IPM電動機の磁極位置は、例えば、鉄心に埋め込まれた永久磁石が形成する界磁の磁極の位置である。
[Drive system]
A
磁極位置センサ4は、電動機3の磁極位置を検出するセンサである。磁極位置は、例えば電気角で表される。磁極位置センサ4の例としては、ホールセンサ等が挙げられる。
The magnetic
電力変換装置2は、駆動力を発生させるための電力を電動機3に供給する。例えば電力変換装置2は、電力変換回路10と、制御回路100とを有する。
電力変換回路10は、電源9(例えば電力系統)と、電動機3との間で電力変換を行う。例えば電力変換回路10は、電源9から供給される一次側電力を二次側電力に変換して電動機3に供給する。一次側電力は直流電力であってもよく、交流電力であってもよい。二次側電力は交流電力である。以下、一次側電力及び二次側電力が三相交流電力である場合の電力変換回路10の構成を例示する。
The
電力変換回路10は、整流回路11と、平滑コンデンサ14と、インバータ回路15と、電流センサ16とを有する。整流回路11は、例えば複数のダイオード12を含むダイオードブリッジ回路であり、一次側電力を直流電力に変換して直流母線13P,13Nに出力する。平滑コンデンサ14は、直流母線13P,13Nにおける直流電圧を平滑化する。
インバータ回路15は、上記直流電力と二次側電力との間の電力変換を行う。例えばインバータ回路15は、力行状態において、直流電力を二次側電力に変換して電動機3に供給し、回生状態において、電動機3が発電する二次側電力を直流電力に変換する。例えばインバータ回路15は、複数のスイッチング素子17を有し、複数のスイッチング素子17のオン・オフを切り替えることによって上記電力変換を行う。
The
スイッチング素子17は、例えばパワーMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)又はIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等であり、ゲート駆動信号に応じてオン・オフを切り替える。
The
電流センサ16は、インバータ回路15と電動機3との間に流れる電流(以下、「二次側電流」という。)を検出する。例えば電流センサ16は、二次側電力の全相(U相、V相及びW相)の電流を検出するように構成されていてもよいし、二次側電力のいずれか二相の電流を検出するように構成されていてもよい。零相電流が生じない限り、U相、V相、及びW相の電流の合計はゼロなので、二相の電流を検出する場合にも全相の電流の情報が得られる。
以上に示した電力変換回路10の構成はあくまで一例である。電力変換回路10の構成は、一次側電力を二次側電力に変換して電動機3に供給し得る限りにおいていかようにも変更可能である。例えば、整流回路11は交流電力を直流電力に変換するPWMコンバータ回路であってもよい。電力変換回路10は、直流化を経ることなく一次側電力と二次側電力との双方向の電力変換を行うマトリクスコンバータ回路であってもよい。電源電力が直流電力である場合に、電力変換回路10は整流回路11を有していなくてもよい。
The configuration of the
制御回路100は、駆動力指令(例えばトルク指令)に対応する駆動力(例えばトルク)を電動機3に発生させるための制御指令を生成し、制御指令に追従する二次側電力を生成するように電力変換回路10を制御する。制御指令は、少なくとも電圧指令を含む。制御回路100は、電圧指令に対応する二次側電圧を電動機3に印加するように電力変換回路10を制御する。
The
電力変換回路10が電動機3に発生させ得る駆動力には、出力電圧の飽和に起因する限界がある。以下、電力変換回路10が電動機3に発生させ得る最大の駆動力を「最大駆動力」という。出力電圧の飽和は、電動機3における誘起電圧の上昇によって生じる。誘起電圧は、電動機3の動作速度(例えばロータの回転速度)が高くなるにつれて大きくなるので、電動機3の動作速度が高くなるほど最大駆動力は小さくなる。出力電圧の飽和は、誘起電圧を打ち消すための弱め界磁電流を電動機3に出力することで抑制し得る。このため、弱め界磁電流の供給によって、駆動力のレンジ(最大駆動力の大きさ)を拡大することができる。また、電動機3が追従可能な動作速度のレンジを拡大することもできる。
There is a limit to the driving force that the
弱め界磁電流の供給のために、制御回路100は、駆動力指令に対応する駆動力を電動機3に発生させるように、電動機3の磁極方向に垂直な方向に対応する第1電流指令を算出することと、電動機3の特性パラメータと、第1電流指令とに基づいて、電動機3の誘起電圧を打ち消すためのフィードフォワード電流指令を算出することと、第1電流指令の変化に応じたフィードフォワード電流指令の変化を抑制するフィルタリングをフィードフォワード電流指令に施すことと、フィルタリングが施されたフィードフォワード電流指令に基づいて、電動機3の磁極方向に対応する第2電流指令を算出することと、第1電流指令と第2電流指令とに基づく電流を電動機3に供給するように電力変換回路10を制御することと、を実行するように構成されている。
In order to supply the field weakening current, the
フィードフォワード電流指令に基づいて第2電流指令を算出する構成によれば、駆動力のレンジを拡大し、動作速度のレンジを拡大するための第2電流指令を迅速に算出することができる。しかしながら、第1電流指令と第2電流指令との間に相互影響のループが形成されるので、二次側電流の安定性が低下し得る。これに対し、制御回路100は、第1電流指令の変化に応じたフィードフォワード電流指令の変化を抑制するフィルタリングを行う。これにより、第1電流指令が第2電流指令に及ぼす影響を抑制し、出力電流の安定性の低下を抑制することができる。従って、出力電圧の飽和の迅速な抑制と、電動機3への出力電流の安定性との両立に有効である。
According to the configuration in which the second current command is calculated based on the feedforward current command, it is possible to quickly calculate the second current command for expanding the range of driving force and the range of operating speed. However, since a mutual influence loop is formed between the first current command and the second current command, the stability of the secondary current may decrease. In contrast, the
図1に示すように、制御回路100は、機能上の構成(以下、「機能ブロック」という。)として、電流指令生成部120と、座標変換部111と、角速度演算部112と、電圧演算部113と、座標変換部114と、制御部115とを有し、これらの機能ブロックによる処理を所定の制御周期で繰り返す。電流指令生成部120は、各制御周期において、上述した第1電流指令及び第2電流指令を算出する。例えば電流指令生成部120は、回転座標系において第1電流指令及び第2電流指令を算出する。
As shown in FIG. 1, the
電動機3の磁極位置は、電動機3のステータを基準とした電気角で表される。例えば図2に示す固定座標系FCは、電動機3のステータに固定された座標系であり、直交する二つの座標軸として、α軸とβ軸とを有する。電動機3が回転型である場合、固定座標系FCの原点(α軸とβ軸との交点)は、電動機3のロータの回転中心に一致する。α軸は、電動機3のいずれか一相(例えばU相)のコイルへ向かう。例えば磁極位置PPは、α軸に対する電気角で表される。以下、磁極位置PPを表す電気角を、磁極方向θという。
The magnetic pole position of the
図2に示す回転座標系RCは、磁極位置の回転に同期して回転する座標系であり、直交する二つの座標軸として、d軸とq軸とを有する。回転座標系RCの原点(d軸とq軸との交点)は、固定座標系FCの原点に一致する。d軸は、磁極位置PPへ向かう。 The rotating coordinate system RC shown in FIG. 2 is a coordinate system that rotates in synchronization with the rotation of the magnetic pole position, and has a d-axis and a q-axis as two orthogonal coordinate axes. The origin of the rotating coordinate system RC (the intersection of the d-axis and the q-axis) coincides with the origin of the fixed coordinate system FC. The d-axis points toward the magnetic pole position PP.
電流指令生成部120は、第1電流指令として、q軸方向の電流指令であるq軸電流指令Iq*を算出し、第2電流指令として、d軸方向の電流指令であるd軸電流指令Id*を算出する。q軸方向の電流は、q軸方向の磁束を発生させる電流であり、d軸方向の電流は、d軸方向の磁束を発生させる電流である。電流指令生成部120の構成については後述する。以下、d軸方向の電流を「d軸電流」といい、q軸方向の電流を「q軸電流」という。
The current
図1に戻り、座標変換部111は、各制御周期において、電流センサ16により検出されたU相電流Iu、V相電流Iv及びW相電流Iwに座標変換を行って、d軸電流Id及びq軸電流Iqを算出する。例えば座標変換部111は、U相電流Iu、V相電流Iv、及びW相電流Iwに3相/2相変換を行ってα軸電流Iα及びβ軸電流Iβを算出し、α軸電流Iα及びβ軸電流Iβに磁極方向θによる座標変換を行ってd軸電流Id及びq軸電流Iqを算出する。
Returning to FIG. 1, the coordinate
角速度演算部112は、各制御周期において、磁極位置PPの角周波数ω(固定座標系FCに対する回転座標系RCの角周波数ω)を算出する。例えば角速度演算部112は、磁極位置センサ4が検出する磁極方向θに基づいて角周波数ωを算出する。例えば角速度演算部112は、磁極位置センサ4により検出された磁極方向θと、一つ前の制御周期で磁極位置センサ4により検出された磁極方向θとの差を制御周期で除算して角周波数ωを算出する。
The angular
電圧演算部113は、各制御周期において、d軸電流指令Id*とq軸電流指令Iq*とに基づいて電圧指令を算出する。例えば電圧演算部113は、d軸電流指令Id*とd軸電流Idとの偏差を縮小するための指令値に対し、q軸電流Iqと、角周波数ωとに基づく非干渉化を行ってd軸電圧指令Vd*を算出する。また、電圧演算部113は、q軸電流指令Iq*とq軸電流Iqとの偏差を縮小するための指令値に対し、d軸電流Idと、磁石磁束Φmと、角周波数ωとに基づく非干渉化を行ってq軸電圧指令Vq*を算出する。一例として、電圧演算部113は、次式に基づいてd軸電圧指令Vd*及びq軸電圧指令Vq*を算出する。
Vd*=Kd(Id*-Id)-ω・Lq・Iq* ・・・(1)
Vq*=Kq(Iq*-Iq)+ω・Ld・Id*+ω・Φm ・・・(2)
Kd:d軸電流ゲイン
Lq:q軸インダクタンス
Kq:q軸電流ゲイン
Ld:d軸インダクタンス
Φm:磁石磁束
The
Vd*=Kd(Id*-Id)-ω・Lq・Iq*...(1)
Vq*=Kq(Iq*-Iq)+ω・Ld・Id*+ω・Φm...(2)
Kd: d-axis current gain Lq: q-axis inductance Kq: q-axis current gain Ld: d-axis inductance Φm: Magnet magnetic flux
なお、式(1)においては、d軸電流指令Id*とd軸電流Idとの偏差を縮小するために比例演算を行う例を示しているが、電圧演算部113は、d軸電流指令Id*とd軸電流Idとの偏差を縮小するために比例・積分演算を行ってもよく、比例・積分・微分演算を行ってもよい。同様に、式(2)においては、q軸電流指令Iq*とq軸電流Iqとの偏差を縮小するために比例演算を行う例を示しているが、電圧演算部113は、q軸電流指令Iq*とq軸電流Iqとの偏差を縮小するために比例・積分演算を行ってもよく、比例・積分・微分演算を行ってもよい。d軸電圧指令Vd*及びq軸電圧指令Vq*は、変調率(直流母線13P,13N間の電圧の大きさに対する比率)であってもよい。
Note that although Equation (1) shows an example in which a proportional calculation is performed to reduce the deviation between the d-axis current command Id* and the d-axis current Id, the
座標変換部114は、各制御周期において、電圧演算部113により検出されたd軸電圧指令Vd*及びq軸電圧指令Vq*に座標変換を行って、U相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*、及びW相電圧指令Vw*を算出する。例えば座標変換部114は、d軸電圧指令Vd*及びq軸電圧指令Vq*に磁極方向θによる座標変換を行ってVα*及びVβ*を算出し、Vα*及びVβ*に2相/3相変換を行ってU相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*、及びW相電圧指令Vw*を算出する。
In each control cycle, the coordinate
制御部115は、各制御周期において、第1電流指令と第2電流指令とに基づく電流を電動機3に供給するように電力変換回路10を制御する。例えば制御部115は、電圧演算部113が算出した電圧指令に基づく電圧を電動機3に印加するように電力変換回路10を制御する。例えば制御部115は、電動機3のU相、V相、及びW相に、U相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*、及びW相電圧指令Vw*に対応する電圧をそれぞれ印加するように、複数のスイッチング素子17のオン・オフを切り替える。
The
図3は、電流指令生成部120の構成を例示するブロック図である。電流指令生成部120は、機能ブロックとして、フィードフォワード演算部122と、フィルタ130と、第2電流演算部123と、第1電流演算部121とを有する。フィードフォワード演算部122は、電動機3の特性パラメータと、第1電流指令とに基づいて、電動機3の誘起電圧を打ち消すためのフィードフォワード電流指令を算出する。
FIG. 3 is a block diagram illustrating the configuration of the current
電動機3の特性パラメータの例としては、電機子抵抗R、d軸インダクタンスLd、及びq軸インダクタンスLq等が挙げられる。例えばフィードフォワード演算部122は、次式によりフィードフォワード電流指令Idffを算出する。
Idff=[-Φm+{(Vlim/ω)2-(Lq・Iq*)2}1/2]/Ld ・・・(3)
Vlim:電圧上限値
Examples of characteristic parameters of the
Idff=[-Φm+{(Vlim/ω) 2- (Lq・Iq*) 2 } 1/2 ]/Ld...(3)
Vlim: Voltage upper limit value
なお、電圧上限値は、電力変換回路10が電動機3に印加し得る電圧の大きさの上限値であり、直流母線13P,13N間の電圧の大きさに応じて定まる。フィードフォワード電流指令Idffの生成時点において、q軸電流指令Iq*の算出は完了していないので、フィードフォワード演算部122は、一つ前の制御周期で算出されたq軸電流指令Iq*をフィードフォワード電流指令Idffの算出に用いる。
Note that the voltage upper limit is the upper limit of the voltage that the
フィルタ130は、q軸電流指令Iq*の変化に応じたフィードフォワード電流指令Idffの変化を抑制するフィルタ処理をフィードフォワード電流指令Idffに対して行う。例えばフィルタ130は、第1電流指令のうち所定の周波数帯域の成分を抽出する抽出フィルタ131を含んでもよく、抽出フィルタ131により抽出された成分に基づいてフィードフォワード電流指令を補正してもよい。抽出フィルタ131の例としては、ハイパスフィルタ、又はバンドパスフィルタ等が挙げられる。
The
第1電流指令と第2電流指令との間のループに乗り易い成分をフィードフォワード電流指令から選択的に除去することで、出力電圧の飽和抑制の迅速性がフィルタ130により低下することを抑制することができる。
By selectively removing components that tend to get into the loop between the first current command and the second current command from the feedforward current command, the speed of saturation suppression of the output voltage is suppressed from being reduced by the
フィルタ130は、フィードフォワード電流指令Idffのうち所定の周波数帯域の成分を抽出する第2抽出フィルタ132を更に含み、第2抽出フィルタ132を経たフィードフォワード電流指令Idffを、抽出フィルタ131により抽出された成分に基づいて補正してもよい。第2抽出フィルタ132の例としては,ローパスフィルタ,ノッチフィルタ等が挙げられる。第2抽出フィルタ132と抽出フィルタ131との併用により、出力電圧の飽和抑制の迅速性と、出力電流の安定性とのバランスをより適切に調節することができる。
The
例えばフィルタ130は、補正部133を更に含む。抽出フィルタ131がハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタである場合、補正部133は、抽出フィルタ131により抽出された成分の少なくとも一部をフィードフォワード電流指令から除去する。
For example, the
一例として、抽出フィルタ131はハイパスフィルタであり、補正部133は、抽出フィルタ131により抽出された成分に所定の補正ゲインKを乗算した値を、第2抽出フィルタ132を経たフィードフォワード電流指令Idffから減算する。抽出フィルタ131がハイパスフィルタである場合に、第2抽出フィルタ132のカットオフ周波数は抽出フィルタ131のカットオフ周波数よりも高くてもよい。出力電圧の飽和抑制の迅速性と、出力電流の安定性とのバランスをより適切に調節することができる。
As an example, the
第2電流演算部123は、フィルタ130を経たフィードフォワード電流指令Idffに基づいて、d軸電流指令Id*を算出する。第1電流演算部121は、駆動力指令(例えばトルク指令T*)に対応する駆動力を電動機3に発生させるように、q軸電流指令Iq*を算出する。
The second
第1電流演算部121は、トルク指令T*と、第2電流演算部123が算出したd軸電流指令Id*とに基づいてq軸電流指令Iq*を算出してもよい。例えば第1電流演算部121は、次式によりq軸電流指令Iq*を算出する。
Iq*=T*/[Pn{Φm+(Ld-Lq)Id*}] ・・・(4)
Pn:電動機3の極対数
The first
Iq*=T*/[Pn{Φm+(Ld-Lq)Id*}] ...(4)
Pn: Number of pole pairs of
d軸電流指令Id*に基づくことで、より適切なq軸電流指令Iq*を算出することができる。d軸電流指令Id*は、フィルタ130を経たフィードフォワード電流に基づいているので、d軸電流指令Id*に基づくことによるq軸電流指令Iq*の不安定化は抑制される。
Based on the d-axis current command Id*, a more appropriate q-axis current command Iq* can be calculated. Since the d-axis current command Id* is based on the feedforward current that has passed through the
制御回路100は、力依存演算部140と、モード選択部150とを更に有してもよい。力依存演算部140は、駆動力指令(例えばトルク指令T*)に基づいて力依存電流指令Idtを算出する。例えば力依存演算部140は、トルク指令T*に基づいて、MTPA(Maximum Torque Per Ampere)制御を行うように力依存電流指令Idtを算出する。MTPA制御とは、電動機3に通流する電流に対する駆動力の比率を最大にする制御である。
The
力依存演算部140は、力依存電流指令Idtの変化とトルク指令T*の変化との関係を表すように予め定められた電流プロファイル141と、トルク指令T*とに基づいて力依存電流指令Idtを算出してもよい。力依存電流指令Idtを容易に算出することができる。力依存演算部140が、上記MTPA制御を行うように力依存電流指令Idtを算出する場合、電流プロファイル141は、MTPA制御における力依存電流指令Idtの変化と駆動力指令の変化との関係を表すように予め定められる。電流プロファイル141は、実機試験又はシミュレーション等により予め生成可能である。電流プロファイル141は、近似関数として保持されていてもよく、離散的なテーブルとして保持されていてもよい。
The force-
力依存演算部140は、MTPAとは異なる制御を行うように力依存電流指令Idtを算出してもよい。例えば力依存演算部140は、消費電力に対する駆動力の比率を最大にする効率最大化制御を行うように力依存電流指令Idtを算出してもよい。力依存演算部140は、二次側電力の力率を最大にする力率最大化制御を行うように力依存電流指令Idtを算出してもよい。いずれの制御においても、電流プロファイル141は、実機試験又はシミュレーション等により予め生成可能である。
The force-
モード選択部150は、力依存電流指令Idtに基づきd軸電流指令Id*を算出する第1モードと、フィードフォワード電流指令Idffに基づきd軸電流指令Id*を算出する第2モードと、のいずれかを力依存電流指令Idtとフィードフォワード電流指令Idffとの比較に基づいて選択する。モード選択部150が、第1モードと第2モードとのいずれかを選択する場合、第2電流演算部123は、モード選択部150により選択されたモードでd軸電流指令Id*を算出する。第1モードと第2モードとの適切な切り替えによって、第2電流指令による出力電圧の飽和抑制と、駆動力指令に対する出力電流の適正化との両立を図ることができる。
The
モード選択部150は、力依存電流指令Idtの絶対値がフィードフォワード電流指令Idffの絶対値よりも大きい場合に第1モードを選択し、力依存電流指令Idtの絶対値がフィードフォワード電流指令Idffの絶対値よりも大きい場合に第2モードを選択してもよい。第1モードと第2モードとを、容易且つ適切に切り替えることができる。
The
モード選択部150は、力依存電流指令Idtの絶対値とフィードフォワード電流指令Idffの絶対値との差に基づいて、第1モードと第2モードとを切り替えてもよい。例えばモード選択部150は、力依存電流指令Idtの絶対値とフィードフォワード電流指令Idffの絶対値との差が第1閾値を超えるのに応じて第2モードを第1モードに切り替え、力依存電流指令Idtの絶対値とフィードフォワード電流指令Idffの絶対値との差が第2閾値を下回るのに応じて第1モードを第2モードに切り替えてもよい。第1閾値と第2閾値とは同じ値(例えばゼロ)であってもよく、互いに異なる値であってもよい。例えば第1閾値は第2閾値より大きくてもよい。第1閾値が正の値であり、第2閾値が負の値であってもよい。
The
図4は、力依存電流指令と、フィードフォワード電流指令との関係を例示するグラフであり、横軸はd軸電流指令Id*を表し、縦軸はq軸電流指令Iq*を表している。定トルク曲線L11,L12,L13,L14のそれぞれは、一定の駆動力指令に対応するd軸電流指令Id*とq軸電流指令Iq*との関係を表す。定トルク曲線L11は駆動力指令が第1の値である場合を表す。定トルク曲線L12は駆動力指令が第1の値よりも大きい第2の値である場合を表す。定トルク曲線L13は駆動力指令が第2の値よりも大きい第3の値である場合を表す。定トルク曲線L14は駆動力指令が第3の値よりも大きい第4の値である場合を表す。 FIG. 4 is a graph illustrating the relationship between the force-dependent current command and the feedforward current command, where the horizontal axis represents the d-axis current command Id*, and the vertical axis represents the q-axis current command Iq*. Each of the constant torque curves L11, L12, L13, and L14 represents the relationship between the d-axis current command Id* and the q-axis current command Iq* corresponding to a constant driving force command. Constant torque curve L11 represents the case where the driving force command is the first value. Constant torque curve L12 represents a case where the driving force command is a second value larger than the first value. Constant torque curve L13 represents a case where the driving force command is a third value larger than the second value. Constant torque curve L14 represents a case where the driving force command is a fourth value larger than the third value.
MTPA曲線L21は、MTPA制御におけるd軸電流Idとq軸電流Iqとの関係を表す。力依存演算部140が、MTPA制御を行うように力依存電流指令Idtを算出する場合、力依存電流指令Idtは、d軸電流Id及びq軸電流IqがMTPA曲線L21上に位置するように算出される。例えば、駆動力指令が第1の値である場合、定トルク曲線L11とMTPA曲線L21との交点JP11におけるd軸電流Idが力依存電流指令Idtとして算出される。駆動力指令が第2の値である場合、定トルク曲線L12とMTPA曲線L21との交点JP12におけるd軸電流Idが力依存電流指令Idtとして算出される。駆動力指令が第3の値である場合、定トルク曲線L13とMTPA曲線L21との交点JP13におけるd軸電流Idが力依存電流指令Idtとして算出される。駆動力指令が第4の値である場合、定トルク曲線L14とMTPA曲線L21との交点JP14におけるd軸電流Idが力依存電流指令Idtとして算出される。
MTPA curve L21 represents the relationship between d-axis current Id and q-axis current Iq in MTPA control. When the force-
電圧制限楕円L31は、出力電圧と電圧上限値が等しい状態におけるd軸電流Idとq軸電流Iqとの関係を表す。フィードフォワード電流指令Idffは、d軸電流Id及びq軸電流Iqが電圧制限楕円L31上に位置するように算出される。例えば、駆動力指令が第1の値である場合、定トルク曲線L11と電圧制限楕円L31との交点JP21におけるd軸電流Idがフィードフォワード電流指令Idffとして算出される。駆動力指令が第2の値である場合、定トルク曲線L12と電圧制限楕円L31との交点JP22におけるd軸電流Idがフィードフォワード電流指令Idffとして算出される。駆動力指令が第3の値である場合、定トルク曲線L13と電圧制限楕円L31との交点JP23におけるd軸電流Idがフィードフォワード電流指令Idffとして算出される。駆動力指令が第4の値である場合、定トルク曲線L14と電圧制限楕円L31との交点JP24におけるd軸電流Idがフィードフォワード電流指令Idffとして算出される。 Voltage limit ellipse L31 represents the relationship between d-axis current Id and q-axis current Iq in a state where the output voltage and the voltage upper limit value are equal. The feedforward current command Idff is calculated such that the d-axis current Id and the q-axis current Iq are located on the voltage restriction ellipse L31. For example, when the driving force command is the first value, the d-axis current Id at the intersection JP21 of the constant torque curve L11 and the voltage limit ellipse L31 is calculated as the feedforward current command Idff. When the driving force command is the second value, the d-axis current Id at the intersection JP22 of the constant torque curve L12 and the voltage limit ellipse L31 is calculated as the feedforward current command Idff. When the driving force command is the third value, the d-axis current Id at the intersection JP23 of the constant torque curve L13 and the voltage limit ellipse L31 is calculated as the feedforward current command Idff. When the driving force command is the fourth value, the d-axis current Id at the intersection JP24 of the constant torque curve L14 and the voltage limit ellipse L31 is calculated as the feedforward current command Idff.
電圧制限楕円L31よりも内側においては、力依存電流指令Idtの絶対値がフィードフォワード電流指令Idffの絶対値よりも大きい。例えば交点JP11におけるd軸電流Idの絶対値は、交点JP21におけるd軸電流Idの絶対値よりも大きく、交点JP12におけるd軸電流Idの絶対値は、交点JP22におけるd軸電流Idの絶対値よりも大きい。このような場合、モード選択部150は第1モードを選択し、第2電流演算部123は力依存電流指令Idtに基づいてd軸電流指令Id*を算出する。
Inside the voltage limiting ellipse L31, the absolute value of the force-dependent current command Idt is larger than the absolute value of the feedforward current command Idff. For example, the absolute value of the d-axis current Id at the intersection JP11 is greater than the absolute value of the d-axis current Id at the intersection JP21, and the absolute value of the d-axis current Id at the intersection JP12 is greater than the absolute value of the d-axis current Id at the intersection JP22. It's also big. In such a case, the
電圧制限楕円L31よりも外側においては、力依存電流指令Idtの絶対値がフィードフォワード電流指令Idffの絶対値よりも小さい。例えば交点JP14におけるd軸電流Idの絶対値は、交点JP24におけるd軸電流Idの絶対値よりも大きい。このような場合、モード選択部150は第2モードを選択し、第2電流演算部123はフィードフォワード電流指令Idffに基づいてd軸電流指令Id*を算出する。
Outside the voltage limiting ellipse L31, the absolute value of the force-dependent current command Idt is smaller than the absolute value of the feedforward current command Idff. For example, the absolute value of the d-axis current Id at the intersection JP14 is larger than the absolute value of the d-axis current Id at the intersection JP24. In such a case, the
図3に戻り、制御回路100は、フィードバック演算部124を更に有してもよい。フィードバック演算部124は、電圧指令と、電圧指令に基づいて電力変換回路10が電動機3に印加する電圧との偏差(以下、「電圧偏差」という。)を縮小させるようにフィードバック電流指令Idfbを算出する。制御回路100がフィードバック演算部124を有する場合、第2電流演算部123は、フィードフォワード電流指令Idffと、フィードバック電流指令Idfbとに基づいてd軸電流指令Id*を算出してもよい。フィードバックとフィードフォワードとの組合せによって、出力電圧の飽和を迅速かつ適切に抑制することができる。
Returning to FIG. 3, the
上述のように、モード選択部150が、第1モードと第2モードとのいずれかを選択する場合、第2電流演算部123は、上記第2モードにおいて、フィードフォワード電流指令Idffとフィードバック電流指令Idfbとに基づいてd軸電流指令Id*を算出してもよい。
As described above, when the
例えば制御回路100は、弱め界磁演算部127を更に有する。弱め界磁演算部127は、フィードフォワード電流指令Idffと、フィードバック電流指令Idfbとに基づいて弱め界磁電流指令Idfwを算出する。一例として、弱め界磁演算部127は、フィードフォワード電流指令Idffからフィードバック電流指令Idfbを合算して弱め界磁電流指令Idfwを算出する。第2電流演算部123は、弱め界磁演算部127が算出した弱め界磁電流指令Idfwに基づいてd軸電流指令Id*を算出する。
For example, the
「電圧指令に基づいて電力変換回路10が電動機3に印加する電圧」は、電圧センサ等によって実際に検出される電圧であってもよく、複数のスイッチング素子17のオン期間から逆算される電圧であってもよい。フィードバック演算部124は、電圧偏差に比例演算、比例・積分演算、又は比例・積分・微分演算等を行ってフィードバック電流指令Idfbを算出する。
“The voltage applied to the
フィードバック演算部124は、電圧偏差として、電力変換回路10が電動機3に印加し得る最大電圧(上記電圧上限値Vlim)と、電圧指令V*との偏差を算出し、算出した偏差に比例演算、比例・積分演算、又は比例・積分・微分演算等を行ってフィードバック電流指令Idfbを算出してもよい。
The
電圧指令V*を実質的に超える電圧を電力変換回路10が出力することはないので、上記電圧偏差が正の値となることはないが、電圧指令V*と電圧上限値Vlimとの偏差は正の値となり得る。これに対応し、制御回路100は、リミッタ125を更に有してもよい。リミッタ125は、弱め界磁演算部127が算出した弱め界磁電流指令Idfwをゼロ以下に制限する。例えばリミッタ125は、弱め界磁電流指令Idfwが正の値である場合に、弱め界磁電流指令Idfwをゼロに変更する。弱め界磁電流指令Idfwがゼロ以下である場合、リミッタ125は弱め界磁電流指令Idfwの値を変更しない。第2電流演算部123は、リミッタ125を経た弱め界磁電流指令Idfwに基づいてd軸電流指令Id*を算出する。
Since the
フィードバック電流指令Idfbの合算により算出される弱め界磁電流指令Idfwをゼロ以下に制限することによって、正のフィードバック電流指令Idfbによって弱め界磁電流指令Idfwが正の値となることが防止される。フィードバック電流指令Idfbではなく、弱め界磁電流指令Idfwにリミッタ125がかけられるので、弱め界磁電流指令Idfwの算出時に、特性パラメータの誤差等によるフィードフォワード電流指令Idffの誤差を、フィードバック電流指令Idfbの減算によって正方向にも補正することが可能となる。
By limiting the field weakening current command Idfw calculated by adding up the feedback current commands Idfb to zero or less, the field weakening current command Idfw is prevented from taking a positive value due to the positive feedback current command Idfb. Since the
例えば、電圧指令V*が電圧上限値Vlimよりも小さく、出力電圧の飽和が生じていないにもかかわらず、負の方向に過大なフィードフォワード電流指令Idffが算出されて第2モードが選択される場合に、正のフィードバック電流指令Idfbの合算によって、弱め界磁電流指令Idfwが負の方向に過大となることを抑制することができる。従って、出力電圧の飽和をより適切に抑制することができる。 For example, even though the voltage command V* is smaller than the voltage upper limit value Vlim and the output voltage is not saturated, an excessive feedforward current command Idff in the negative direction is calculated and the second mode is selected. In this case, by adding up the positive feedback current commands Idfb, it is possible to prevent the field weakening current command Idfw from becoming excessively large in the negative direction. Therefore, saturation of the output voltage can be suppressed more appropriately.
制御回路100は、フィードフォワード電流指令Idffをゼロ以下に制限するフィードフォワードリミッタ126を更に有してもよい。例えばフィードフォワードリミッタ126は、フィードフォワード電流指令Idffが正の値である場合に、フィードフォワード電流指令Idffをゼロに変更する。フィードフォワード電流指令Idffがゼロ以下である場合、フィードフォワードリミッタ126はフィードフォワード電流指令Idffの値を変更しない。モード選択部150は、フィードフォワードリミッタ126を経たフィードフォワード電流指令Idffと、フィードバック電流指令Idfbとに基づいて、第1モードと第2モードとを切り替えてもよい。弱め界磁演算部127は、フィードフォワードリミッタ126を経たフィードフォワード電流指令Idffと、フィードバック電流指令Idfbとに基づいて弱め界磁電流指令Idfwを算出してもよい。フィードフォワード電流指令Idffから、明らかな誤差成分を除去することで、フィードフォワード電流指令Idffとフィードバック電流指令Idfbとの相補作用をより有効に活用することができる。
The
モード選択部150は、第1スイッチ151と、第2スイッチ152とを有してもよい。第1スイッチ151は、力依存電流指令Idtの絶対値がフィードフォワード電流指令Idffの絶対値よりも小さい場合に力依存電流指令Idtをゼロにする。例えば第1スイッチ151は、力依存電流指令Idtの絶対値とフィードフォワード電流指令Idffの絶対値との差に基づいて、力依存電流指令Idtによる値を力依存演算部140による演算結果とする第1状態と、力依存電流指令Idtをゼロにする第2状態とを切り替える。例えば第1スイッチ151は、力依存電流指令Idtの絶対値とフィードフォワード電流指令Idffの絶対値との差が上記第1閾値を超えるのに応じて第2状態を第1状態に切り替え、力依存電流指令Idtの絶対値とフィードフォワード電流指令Idffの絶対値との差が上記第2閾値を下回るのに応じて第1状態を第2状態に切り替える。
The
第2スイッチ152は、力依存電流指令Idtの絶対値がフィードフォワード電流指令Idffの絶対値よりも大きい場合にフィードフォワード電流指令Idffをゼロにする。例えば第2スイッチ152は、力依存電流指令Idtの絶対値とフィードフォワード電流指令Idffの絶対値との差に基づいて、フィードフォワード電流指令Idffによる値をゼロとする第1状態と、フィードフォワード電流指令Idffをフィードフォワード演算部122による演算結果とする第2状態とを切り替える。例えば第1スイッチ151は、力依存電流指令Idtの絶対値とフィードフォワード電流指令Idffの絶対値との差が上記第1閾値を超えるのに応じて第2状態を第1状態に切り替え、力依存電流指令Idtの絶対値とフィードフォワード電流指令Idffの絶対値との差が上記第2閾値を下回るのに応じて第1状態を第2状態に切り替える。
The
弱め界磁演算部127は、第2スイッチ152を経たフィードフォワード電流指令Idffと、フィードバック電流指令Idfbとに基づいて弱め界磁電流指令Idfwを算出し、第2電流演算部123は、弱め界磁電流指令Idfwと、第1スイッチ151を経た力依存電流指令Idtとを合算してd軸電流指令Id*を算出する。第1スイッチ151及び第2スイッチ152によれば、上記第1モードと、上記第2モードとを容易且つ適切に切り替えることができる。第1スイッチ151及び第2スイッチ152は、ソフトウェアスイッチであってもよい。
The field-weakening
以上においては、電動機3に磁極位置センサ4が設けられている場合を例示したが、電動機3に磁極位置センサ4が設けられていなくてもよい。この場合、制御回路100は、センサレスにて磁極方向θを推定し、磁極方向θの推定結果に基づいて上述した処理を行うように構成されていてもよい。
In the above, the case where the
図5は、制御回路100のハードウェア構成を例示するブロック図である。図5に示すように、例えば制御回路100は、一以上のプロセッサ191と、メモリ192と、ストレージ193と、入出力ポート194と、スイッチング制御回路195とを有する。
FIG. 5 is a block diagram illustrating the hardware configuration of the
ストレージ193は、フラッシュメモリ又はハードディスク等の不揮発性の記憶媒体を含む。ストレージ193は、駆動力指令に対応する駆動力を電動機3に発生させるように、電動機3の磁極方向に垂直な方向に対応する第1電流指令を算出することと、電動機3の特性パラメータと、第1電流指令とに基づいて、電動機3の誘起電圧を打ち消すためのフィードフォワード電流指令を算出することと、第1電流指令の変化に応じたフィードフォワード電流指令の変化を抑制するフィルタリングをフィードフォワード電流指令に施すことと、フィルタリングが施されたフィードフォワード電流指令に基づいて、電動機3の磁極方向に対応する第2電流指令を算出することと、第1電流指令と第2電流指令とに基づく電流を電動機3に供給するように電力変換回路10を制御することと、を制御回路100に実行させるためのプログラムを記憶している。例えばストレージ193は、上述した各機能ブロックを制御回路100に構成させるためのプログラムを記憶している。
メモリ192は、ストレージ193からロードされたプログラムと、当該プログラムの実行過程で生成されるデータとを一時的に記憶する。一以上のプロセッサ191は、メモリ192が記憶するプログラムを実行することで、各機能ブロックとして制御回路100を機能させる。入出力ポート194は、一以上のプロセッサ191からの指令に応じて、磁極位置センサ4と、電流センサ16との間で電気信号の入出力を行う。スイッチング制御回路195は、一以上のプロセッサ191からの指令に応じて、複数のスイッチング素子17のオン・オフを切り替える。以上のハードウェア構成はあくまで一例であり、適宜変更可能である。例えば、各機能ブロックの少なくともいずれかが、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)等の専用の回路素子により構成されていてもよい。
The
〔電力変換手順〕
続いて、電力変換方法の一例として、制御回路100が実行する電力変換手順を例示する。この手順は、駆動力指令に対応する駆動力を電動機3に発生させるように、電動機3の磁極方向に垂直な方向に対応する第1電流指令を算出することと、電動機3の特性パラメータと、第1電流指令とに基づいて、電動機3の誘起電圧を打ち消すためのフィードフォワード電流指令を算出することと、第1電流指令の変化に応じたフィードフォワード電流指令の変化を抑制するフィルタリングをフィードフォワード電流指令に施すことと、フィルタリングが施されたフィードフォワード電流指令に基づいて、電動機3の磁極方向に対応する第2電流指令を算出することと、第1電流指令と第2電流指令とに基づく電流を電動機3に供給するように電力変換回路10を制御することと、を含む。
[Power conversion procedure]
Next, as an example of a power conversion method, a power conversion procedure executed by the
図6に示すように、制御回路100は、ステップS01,S02を実行する。ステップS01では、座標変換部111が、電流センサ16により検出されたU相電流Iu、V相電流Iv、及びW相電流Iwに上述の座標変換を行って、d軸電流Id及びq軸電流Iqを算出する。ステップS02では、角速度演算部112が、磁極位置センサ4により検出された磁極方向θに基づいて角周波数ωを算出する。
As shown in FIG. 6, the
次に、制御回路100はステップS03,S04,S05を実行する。ステップS03では、電流指令生成部120が、d軸電流指令Id*及びq軸電流指令Iq*を算出する。ステップS03の具体的内容については後述する。ステップS04では、電圧演算部113が、d軸電流指令Id*とq軸電流指令Iq*とに基づいてd軸電圧指令Vd*とq軸電圧指令Vq*とを算出する。座標変換部114が、d軸電圧指令Vd*及びq軸電圧指令Vq*に座標変換を行って、U相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*及びW相電圧指令Vw*を算出する。ステップS05では、電動機3のU相、V相、及びW相に、U相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*、及びW相電圧指令Vw*に対応する電圧をそれぞれ印加するように、制御部115が複数のスイッチング素子17のオン・オフを開始させる。
Next, the
次に、制御回路100はステップS06を実行する。ステップS06では、座標変換部111が、上記制御周期の経過を待機する。その後、制御回路100は処理をステップS01に戻す。制御回路100は以上の処理を繰り返し実行する。
Next, the
図7は、ステップS03におけるd軸電流指令Id*及びq軸電流指令Iq*の算出手順を例示するフローチャートである。図7に示すように、制御回路100は、ステップS11,S12,S13,S14を実行する。ステップS11では、力依存演算部140が、トルク指令T*に基づいて力依存電流指令Idtを算出する。ステップS12では、フィードフォワード演算部122が、電動機3の特性パラメータと、q軸電流指令Iq*とに基づいて、フィードフォワード電流指令Idffを算出する。例えばフィードフォワード演算部122は、一つ前の制御周期で算出されたq軸電流指令Iq*に基づいてフィードフォワード電流指令Idffを算出する。ステップS13では、フィルタ130が、q軸電流指令Iq*の変化に応じたフィードフォワード電流指令Idffの変化を抑制する上述のフィルタ処理をフィードフォワード電流指令Idffに対して行う。ステップS14では、フィードフォワードリミッタ126が、フィードフォワード電流指令Idffをゼロ以下に制限する。
FIG. 7 is a flowchart illustrating the procedure for calculating the d-axis current command Id* and the q-axis current command Iq* in step S03. As shown in FIG. 7, the
次に、制御回路100はステップS15を実行する。ステップS15では、力依存電流指令Idtの絶対値がフィードフォワード電流指令Idffの絶対値以上であるか否かをモード選択部150が確認する。ステップS15において、力依存電流指令Idtの絶対値がフィードフォワード電流指令Idffの絶対値以上であると判定した場合、制御回路100はステップS16を実行する。ステップS16では、第2スイッチ152がフィードフォワード電流指令Idffをゼロに変更する。ステップS15において、力依存電流指令Idtの絶対値がフィードフォワード電流指令Idffの絶対値未満であると判定した場合、制御回路100はステップS17を実行する。ステップS17では、第1スイッチ151が力依存電流指令Idtをゼロに変更する。
Next, the
ステップS16又はステップS17の次に、制御回路100はステップS21,S22,S23,S24を実行する。ステップS21では、弱め界磁演算部127が、フィードフォワード電流指令Idffとフィードバック電流指令Idfbとに基づいて弱め界磁電流指令Idfwを算出する。ステップS22では、リミッタ125が、弱め界磁電流指令Idfwをゼロ以下に制限する。ステップS23では、第2電流演算部123が、力依存電流指令Idtと、弱め界磁電流指令Idfwとに基づいてd軸電流指令Id*を算出する。ステップS24では、トルク指令T*と、第2電流演算部123が算出したd軸電流指令Id*とに基づいて、第1電流演算部121がq軸電流指令Iq*を算出する。以上でd軸電流指令Id*及びq軸電流指令Iq*の算出手順が完了する。
After step S16 or step S17, the
〔まとめ〕
以上に説明したように、電力変換装置2は、電源9と、電動機3との間で電力変換を行う電力変換回路10と、駆動力指令に対応する駆動力を電動機3に発生させるように、電動機3の磁極方向に垂直な方向に対応する第1電流指令を算出する第1電流演算部121と、電動機3の特性パラメータと、第1電流指令とに基づいて、電動機3の誘起電圧を打ち消すためのフィードフォワード電流指令を算出するフィードフォワード演算部122と、第1電流指令の変化に応じたフィードフォワード電流指令の変化を抑制するフィルタ130と、フィルタ130を経たフィードフォワード電流指令に基づいて、電動機3の磁極方向に対応する第2電流指令を算出する第2電流演算部123と、第1電流指令と第2電流指令とに基づく電流を電動機3に供給するように電力変換回路10を制御する制御部115と、を備える。
〔summary〕
As explained above, the
フォワード電流指令に基づいて第2電流指令を算出する構成によれば、駆動力のレンジを拡大するための第2電流指令を迅速に算出することができる。しかしながら、第1電流指令と第2電流指令との間に相互影響のループが形成されるので、二次側電流の安定性が低下し得る。これに対し、この電力変換装置2は、第1電流指令の変化に応じたフィードフォワード電流指令の変化を抑制するフィルタ130を更に備える。これにより、第1電流指令が第2電流指令に及ぼす影響を抑制し、出力電流の安定性の低下を抑制することができる。従って、出力電圧の飽和の迅速な抑制と、電動機3への出力電流の安定性との両立に有効である。
According to the configuration in which the second current command is calculated based on the forward current command, the second current command for expanding the range of driving force can be quickly calculated. However, since a mutual influence loop is formed between the first current command and the second current command, the stability of the secondary current may decrease. In contrast, this
第1電流演算部121は、駆動力指令と、第2電流指令とに基づいて第1電流指令を算出してもよい。第2電流指令に基づくことで、より適切な第1電流指令を算出することができる。第2電流指令は、フィルタ130を経たフィードフォワード電流に基づいているので、第2電流指令に基づくことによる第1電流指令の不安定化は抑制される。
The first
フィルタ130は、第1電流指令のうち所定の周波数帯域の成分を抽出する抽出フィルタ131を含み、抽出フィルタ131により抽出された成分に基づいてフィードフォワード電流指令を補正してもよい。フィードフォワード電流指令から、ループに乗り易い成分を選択的に除去することで、出力電圧の飽和抑制の迅速性がフィルタ130により低下することを抑制することができる。
The
フィルタ130は、フィードフォワード電流指令に対する第2抽出フィルタ132を更に含み、第2抽出フィルタ132を経たフィードフォワード電流指令を、抽出された成分に基づいて補正してもよい。第2抽出フィルタ132と抽出フィルタ131との併用により、出力電圧の飽和抑制の迅速性と、出力電流の安定性とのバランスをより適切に調節することができる。
The
抽出フィルタ131は、第1電流指令に対するハイパスフィルタであり、第2抽出フィルタ132はローパスフィルタであり、第2抽出フィルタ132のカットオフ周波数は抽出フィルタ131のカットオフ周波数よりも高くてもよい。第2抽出フィルタ132と抽出フィルタ131のカットオフ周波数の設定により、出力電圧の飽和抑制の迅速性と、出力電流の安定性とのバランスをより適切に調節することができる。
The
駆動力指令に基づいて力依存電流指令を算出する力依存演算部140と、力依存電流指令に基づき第2電流指令を算出する第1モードと、フィードフォワード電流指令に基づき第2電流指令を算出する第2モードと、のいずれかを力依存電流指令とフィードフォワード電流指令との比較に基づいて選択するモード選択部150と、を更に備え、第2電流演算部123は、モード選択部150により選択されたモードで第2電流指令を算出してもよい。第1モードと第2モードとの適切な切り替えによって、第2電流指令による出力電圧の飽和抑制と、駆動力指令に対する出力電流の適正化との両立を図ることができる。
A force-
力依存演算部140は、力依存電流指令の変化と駆動力指令の変化との関係を表すように予め定められた電流プロファイル141と、駆動力指令とに基づいて力依存電流指令を算出してもよい。力依存電流指令を容易に算出することができる。
The force-
モード選択部150は、力依存電流指令の絶対値がフィードフォワード電流指令の絶対値よりも大きい場合に第1モードを選択し、力依存電流指令の絶対値がフィードフォワード電流指令の絶対値よりも大きい場合に第2モードを選択してもよい。第1モードと第2モードとを、容易且つ適切に切り替えることができる。
The
第1電流指令と、第2電流指令とに基づいて電圧指令を算出する電圧演算部113を更に備え、制御部115は、電圧指令に基づく電圧を電動機3に印加するように電力変換回路10を制御してもよい。電力変換回路10を容易に制御することができる。
The
電圧指令と、電圧指令に基づいて電力変換回路10が電動機3に印加する電圧との偏差を縮小させるようにフィードバック電流指令を算出するフォードバック演算部を更に備え、第2電流演算部123は、フィードフォワード電流指令と、フィードバック電流指令とに基づいて第2電流指令を算出してもよい。フィードバックとフィードフォワードとの組合せによって、出力電圧の飽和を迅速かつ適切に抑制することができる。
The second
フィードバック演算部124は、偏差として、電圧指令と、電力変換回路10が電動機3に印加し得る最大電圧との偏差を算出し、電力変換装置2は、フィードフォワード電流指令と、フィードバック電流指令とに基づく弱め界磁電流指令をゼロ以下に制限するリミッタ125を更に備え、第2電流演算部123は、リミッタ125を経た弱め界磁電流指令に基づいて第2電流指令を算出してもよい。電圧指令と、電力変換回路10が電動機3に印加し得る最大電圧との偏差は、電力変換回路10が電圧指令に対応する電圧を電動機3に印加し得る場合において負の値となり得る。このため、特性パラメータの誤差等によるフィードフォワード電流指令の誤差を、フィードバック電流指令の減算によって正方向にも補正することが可能となる。電圧指令と、電力変換回路10が電動機3に印加し得る最大電圧とに基づき算出される偏差によれば、フィードバック電流指令に起因して弱め界磁電流指令が正になってしまうことも考えられるが、この現象はリミッタ125によって防止される。従って、出力電圧の飽和をより適切に抑制することができる。
The
駆動力指令に基づいて力依存電流指令を算出する力依存演算部140と、力依存電流指令の絶対値がフィードフォワード電流指令の絶対値よりも小さい場合に力依存電流指令をゼロにする第1スイッチ151と、力依存電流指令の絶対値がフィードフォワード電流指令の絶対値よりも大きい場合にフィードフォワード電流指令をゼロにする第2スイッチ152と、を更に備え、第2電流演算部123は、フィードフォワード電流指令と、フィードバック電流指令とに基づく弱め界磁電流指令と、力依存電流指令とに基づいて第2電流指令を算出してもよい。力依存電流指令に基づき第2電流指令を算出する第1モードと、フィードフォワード電流指令に基づき第2電流指令を算出する第2モードとを容易且つ適切に切り替えることができる。
a force-
以上、実施形態について説明したが、本開示は必ずしも上述した実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で様々な変更が可能である。 Although the embodiments have been described above, the present disclosure is not necessarily limited to the embodiments described above, and various changes can be made without departing from the gist thereof.
2…電力変換装置、10…電力変換回路、9…電源、3…電動機、113…電圧演算部、115…制御部、121…第1電流演算部、122…フィードフォワード演算部、130…フィルタ、131…抽出フィルタ、132…第2抽出フィルタ、123…第2電流演算部、140…力依存演算部、141…電流プロファイル、150…モード選択部、124…フィードバック演算部、125…リミッタ、151…第1スイッチ、152…第2スイッチ、126…フィードフォワードリミッタ。 2... Power converter, 10... Power converter circuit, 9... Power source, 3... Electric motor, 113... Voltage calculation section, 115... Control section, 121... First current calculation section, 122... Feedforward calculation section, 130... Filter, 131... Extraction filter, 132... Second extraction filter, 123... Second current calculation section, 140... Force dependent calculation section, 141... Current profile, 150... Mode selection section, 124... Feedback calculation section, 125... Limiter, 151... First switch, 152...Second switch, 126...Feed forward limiter.
Claims (13)
駆動力指令に対応する駆動力を前記電動機に発生させるように、前記電動機の磁極方向に垂直な方向に対応する第1電流指令を算出する第1電流演算部と、
前記電動機の特性パラメータと、前記第1電流指令とに基づいて、前記電動機の誘起電圧を打ち消すためのフィードフォワード電流指令を算出するフィードフォワード演算部と、
前記第1電流指令の変化に応じた前記フィードフォワード電流指令の変化を抑制するフィルタと、
前記フィルタを経た前記フィードフォワード電流指令に基づいて、前記電動機の前記磁極方向に対応する第2電流指令を算出する第2電流演算部と、
前記第1電流指令と前記第2電流指令とに基づく電流を前記電動機に供給するように前記電力変換回路を制御する制御部と、
を備える電力変換装置。 a power conversion circuit that performs power conversion between a power source and an electric motor;
a first current calculation unit that calculates a first current command corresponding to a direction perpendicular to a magnetic pole direction of the electric motor so as to cause the electric motor to generate a driving force corresponding to the driving force command;
a feedforward calculation unit that calculates a feedforward current command for canceling the induced voltage of the motor based on a characteristic parameter of the motor and the first current command;
a filter that suppresses a change in the feedforward current command in response to a change in the first current command;
a second current calculation unit that calculates a second current command corresponding to the magnetic pole direction of the motor based on the feedforward current command that has passed through the filter;
a control unit that controls the power conversion circuit to supply the electric motor with a current based on the first current command and the second current command;
A power conversion device comprising:
請求項1記載の電力変換装置。 The first current calculation unit calculates the first current command based on the driving force command and the second current command.
The power conversion device according to claim 1.
請求項1記載の電力変換装置。 The filter includes an extraction filter that extracts a component in a predetermined frequency band from the first current command, and corrects the feedforward current command based on the component extracted by the extraction filter.
The power conversion device according to claim 1.
請求項3記載の電力変換装置。 The filter further includes a second extraction filter that extracts a component in a predetermined frequency band from the feedforward current command, and the feedforward current command that has passed through the second extraction filter is extracted from the first extraction filter that has passed through the extraction filter. Correct based on current command,
The power conversion device according to claim 3.
前記第2抽出フィルタは、前記フィードフォワード電流指令に対するローパスフィルタであり、
前記第2抽出フィルタのカットオフ周波数は前記抽出フィルタのカットオフ周波数よりも高い、
請求項4記載の電力変換装置。 The extraction filter is a high pass filter for the first current command,
The second extraction filter is a low-pass filter for the feedforward current command,
the cutoff frequency of the second extraction filter is higher than the cutoff frequency of the extraction filter;
The power conversion device according to claim 4.
前記力依存電流指令に基づき前記第2電流指令を算出する第1モードと、前記フィードフォワード電流指令に基づき前記第2電流指令を算出する第2モードと、のいずれかを前記力依存電流指令と前記フィードフォワード電流指令との比較に基づいて選択するモード選択部と、
を更に備え、
前記第2電流演算部は、前記モード選択部により選択されたモードで前記第2電流指令を算出する、
請求項1~5のいずれか一項記載の電力変換装置。 a force-dependent calculation unit that calculates a force-dependent current command based on the driving force command;
Either a first mode in which the second current command is calculated based on the force-dependent current command or a second mode in which the second current command is calculated based on the feedforward current command is used as the force-dependent current command. a mode selection unit that selects a mode based on comparison with the feedforward current command;
further comprising;
The second current calculation unit calculates the second current command in the mode selected by the mode selection unit.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 5.
請求項6記載の電力変換装置。 The force-dependent calculation unit calculates a force-dependent current command based on the driving force command and a current profile that is predetermined to represent a relationship between a change in the force-dependent current command and a change in the driving force command. do,
The power conversion device according to claim 6.
請求項6記載の電力変換装置。 The mode selection unit selects the first mode when the absolute value of the force-dependent current command is larger than the absolute value of the feedforward current command, and the mode selection unit selects the first mode when the absolute value of the force-dependent current command is larger than the absolute value of the feedforward current command. selecting the second mode when the absolute value of
The power conversion device according to claim 6.
前記制御部は、前記電圧指令に基づく電圧を前記電動機に印加するように前記電力変換回路を制御する、
請求項1~5のいずれか一項記載の電力変換装置。 further comprising a voltage calculation unit that calculates a voltage command based on the first current command and the second current command,
The control unit controls the power conversion circuit to apply a voltage based on the voltage command to the electric motor.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 5.
前記第2電流演算部は、前記フィードフォワード電流指令と、前記フィードバック電流指令とに基づいて前記第2電流指令を算出する、
請求項9記載の電力変換装置。 further comprising a feedback calculation unit that calculates a feedback current command so as to reduce a deviation between the voltage command and the voltage applied by the power conversion circuit to the motor based on the voltage command,
The second current calculation unit calculates the second current command based on the feedforward current command and the feedback current command.
The power conversion device according to claim 9.
前記電力変換装置は、
前記フィードフォワード電流指令と、前記フィードバック電流指令とに基づく弱め界磁電流指令をゼロ以下に制限するリミッタを更に備え、
前記第2電流演算部は、前記リミッタを経た前記弱め界磁電流指令に基づいて前記第2電流指令を算出する、
請求項10記載の電力変換装置。 The feedback calculation unit calculates, as the deviation, a deviation between a maximum voltage that the power conversion circuit can apply to the motor and the voltage command,
The power conversion device includes:
further comprising a limiter that limits a field weakening current command based on the feedforward current command and the feedback current command to zero or less,
The second current calculation unit calculates the second current command based on the field weakening current command that has passed through the limiter.
The power conversion device according to claim 10.
前記力依存電流指令の絶対値が前記フィードフォワード電流指令の絶対値よりも小さい場合に前記力依存電流指令をゼロにする第1スイッチと、
前記力依存電流指令の絶対値が前記フィードフォワード電流指令の絶対値よりも大きい場合に前記フィードフォワード電流指令をゼロにする第2スイッチと、
を更に備え、
前記第2電流演算部は、前記フィードフォワード電流指令と、前記フィードバック電流指令とに基づく弱め界磁電流指令と、前記力依存電流指令とに基づいて前記第2電流指令を算出する、
請求項10記載の電力変換装置。 a force-dependent calculation unit that calculates a force-dependent current command based on the driving force command;
a first switch that sets the force-dependent current command to zero when the absolute value of the force-dependent current command is smaller than the absolute value of the feedforward current command;
a second switch that sets the feedforward current command to zero when the absolute value of the force-dependent current command is greater than the absolute value of the feedforward current command;
further comprising;
The second current calculation unit calculates the second current command based on the feedforward current command, a field weakening current command based on the feedback current command, and the force-dependent current command.
The power conversion device according to claim 10.
前記電動機の特性パラメータと、前記第1電流指令とに基づいて、前記電動機の誘起電圧を打ち消すためのフィードフォワード電流指令を算出することと、
前記第1電流指令の変化に応じた前記フィードフォワード電流指令の変化を抑制するフィルタリングを前記フィードフォワード電流指令に施すことと、
前記フィルタリングが施された前記フィードフォワード電流指令に基づいて、前記電動機の前記磁極方向に対応する第2電流指令を算出することと、
前記第1電流指令と前記第2電流指令とに基づく電流を前記電動機に供給するように電力変換回路を制御することと、
を含む電力変換方法。 calculating a first current command corresponding to a direction perpendicular to a magnetic pole direction of the electric motor so as to cause the electric motor to generate a driving force corresponding to the driving force command;
Calculating a feedforward current command for canceling the induced voltage of the motor based on a characteristic parameter of the motor and the first current command;
applying filtering to the feedforward current command to suppress a change in the feedforward current command according to a change in the first current command;
Calculating a second current command corresponding to the magnetic pole direction of the motor based on the filtered feedforward current command;
controlling a power conversion circuit to supply the electric motor with a current based on the first current command and the second current command;
power conversion methods including;
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2022082919A JP2023170852A (en) | 2022-05-20 | 2022-05-20 | Power conversion device and power conversion method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2022082919A JP2023170852A (en) | 2022-05-20 | 2022-05-20 | Power conversion device and power conversion method |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2023170852A true JP2023170852A (en) | 2023-12-01 |
Family
ID=88927669
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2022082919A Pending JP2023170852A (en) | 2022-05-20 | 2022-05-20 | Power conversion device and power conversion method |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2023170852A (en) |
-
2022
- 2022-05-20 JP JP2022082919A patent/JP2023170852A/en active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4082444B1 (en) | Vector controller for permanent magnet synchronous motor | |
JP5257365B2 (en) | Motor control device and control method thereof | |
US10498277B2 (en) | Drive system and inverter | |
JP4895703B2 (en) | Motor control device | |
US9054623B2 (en) | Motor control device | |
JP3627683B2 (en) | Motor control device | |
US10696141B2 (en) | Synchronous motor control device and method of controlling synchronous motor | |
JP3674741B2 (en) | Control device for permanent magnet synchronous motor | |
JP2008220100A (en) | Motor controller | |
JP2019097341A (en) | Motor controller and motor system | |
JP2009189146A (en) | Control unit for electric motor | |
JP2012138982A (en) | Motor controller and electric apparatus | |
JP4007309B2 (en) | Motor control device and motor control method | |
JP2023170852A (en) | Power conversion device and power conversion method | |
KR102409792B1 (en) | Control device of permanent magnet synchronization electric motor, microcomputer, electric motor system, and driving method of permanent magnet synchronization electric motor | |
JP7009861B2 (en) | Motor control device | |
JP6733579B2 (en) | Motor drive | |
JP2004120854A (en) | Controller for motor | |
JP7095760B1 (en) | Control device, magnetic flux estimation device and magnetic flux estimation method | |
JP4526628B2 (en) | AC motor control device | |
JP2019161854A (en) | Motor control method and motor control apparatus | |
WO2023073823A1 (en) | Control device of rotating machine, and electric power steering device | |
US20230198438A1 (en) | Rotary machine control device | |
JP2011072190A (en) | Ac motor controller | |
JP2024039465A (en) | Power conversion device and power conversion method |