JP2023163364A - 電力変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子間電圧を抑制するとともに、ノイズを低減することができる電力変換回路。【解決手段】電力変換回路１は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１と負荷との間に接続される第１共振回路２と、第２共振回路Ｌ４，Ｃ４と第３共振回路Ｌ５，Ｃ５を備える。第２共振回路Ｌ４，Ｃ４は、スイッチング素子Ｑ１の第１端子とアース電位とに接続される。第３共振回路Ｌ５，Ｃ５は、スイッチング素子Ｑ１の第２端子とアース電位とに接続される。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換回路に関する。

Ｅ級を含む電圧共振型の電力変換回路は、スイッチング素子の両端電圧がゼロの時にターンオンするゼロ電圧スイッチングによって低損失なスイッチング動作を行う。これにより、スイッチング素子の駆動周波数を高周波化してインダクタやキャパシタなどの受動部品を小型化することができる。

しかし、電圧共振によりスイッチング素子間電圧が増大する。このため、スイッチング素子として、耐圧が高いものを使用する必要があり、スイッチング素子の高コスト化、導通損失の増大を招く。このため、駆動周波数よりも高い共振周波数を有するＬＣ直列共振回路をスイッチング素子と並列に付加することで、ピーク電圧を抑制させることができる。これにより、スイッチング素子の低耐圧化が可能となり、低コスト、導通損失の抑制が可能となる。

特開２０１７－１８４５００号公報

しかしながら、特許文献１の電力変換回路では、高周波、かつ高電圧で駆動する電力変換器の課題となる電磁ノイズに対し、フィルタの段数を削減するようなノイズ抑制効果は得られない。このため、ノイズフィルタの多段化が必要であり、電力変換回路の大型化・高コストを招いてしまう。また、スイッチング素子と並列に接続したＬＣ直列共振回路によりノイズが発生してしまう。

本発明は、スイッチング素子間電圧を抑制するとともに、ノイズを低減することができる電力変換回路を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換回路は、スイッチング素子と、スイッチング素子と負荷との間に接続される第１共振回路と、さらに第２共振回路と第３共振回路を備える。第２共振回路は、スイッチング素子の第１端子とアース電位とに接続される。第３共振回路は、スイッチング素子の第２端子とアース電位とに接続される。

本発明によれば、スイッチング素子間電圧を抑制するとともに、ノイズを低減することができる電力変換回路を提供することができる。

図１は本発明の第１の実施形態に係る電力変換回路の回路図である。 図２（ａ）は第１の実施形態に係る電力変換回路の構成図である。図２（ｂ）はピーク電圧抑制として機能する回路図である。図２（ｃ）はピーク電圧抑制共振回路へのコモンモード電流の流出を示す図である。図２（ｄ）はピーク電圧抑制共振回路のフィルタ特性を示す図である。 図３は本発明の第２の実施形態に係る電力変換回路の回路図である。 図４は本発明の第３の実施形態に係る電力変換回路の回路図である。 図５は本発明の第３の実施形態に係る電力変換回路のピーク電圧抑制共振回路の２つのインダクタの磁気結合ありと磁気結合なしのフィルタ特性を示す図である。 図６はピーク電圧抑制共振回路の実装例を示す図である。 図７は本発明の第４の実施形態に係る電力変換回路の回路図である。 図８は本発明の第５の実施形態に係る電力変換回路の回路図である。

以下、本発明のいくつかの実施形態に係る電力変換回路を、図面を参照しながら詳細に説明する。各実施形態に係る電力変換回路の図中の同一または相当部分には、同一符号を付してその説明を省略する。

（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る電力変換回路の回路図である。第１の実施に係る電力変換回路１は、入力側に接続された入力電源から供給された電力をスイッチング素子Ｑ１をオン・オフさせることにより所定の電力に変換し、変換された電力を出力側に接続された負荷に電力を供給する。

電力変換回路１は、Ｅ級電力変換回路であり、Ｅ級インバータ回路１１と、図示しない整流回路とを有する。Ｅ級インバータ回路１１は、チョークコイルＬ１，Ｌ２、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ１と並列に接続されたキャパシタＣ１、ＬＣ共振回路２を有する。Ｅ級インバータ回路１１は、スイッチング素子Ｑ１が高周波、かつ高電圧でオン・オフを繰り返すことで高周波の交流電流を生成する。整流回路は、Ｅ級インバータ回路１１で生成された高周波電流を整流する。

直流電源からなる入力電源の入力正極端子Ｐとスイッチング素子Ｑ１の一端との間には、チョークコイルＬ１が接続されている。入力電源の入力負極端子Ｎとスイッチング素子Ｑ１の他端との間には、チョークコイルＬ２が接続されている。

スイッチング素子Ｑ１は、一端がチョークコイルＬ１の一端に接続され、他端がチョークコイルＬ２の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、例えばＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)などのユニポーラトランジスタで構成される。スイッチング素子Ｑ１は、制御部５からのオン・オフ制御信号によりオン動作とオフ動作とを切り替える。

キャパシタＣ１は、単体の部品のキャパシタが配置されることもあれば、スイッチング素子Ｑ１として使用されるＭＯＳＦＥＴの寄生容量を利用することで個別の部品としては配置されないこともある。

整流回路は、ダイオードとダイオードに並列に接続された整流側シャントキャパシタと出力チョークインダクタを有する、いわゆるＥ級整流器を配置することもあれば、ブリッジ接続された４つのダイオードからなるいわゆるＤ級整流器を配置することもある。

電力変換回路の動作周波数を高周波にするほど、使用されるインダクタやキャパシタなどの受動部品に要求されるインダクタンス値やキャパシタンス値が小さくなり、電力変換回路を小型化することができる。

ＬＣ共振回路２は、インダクタＬ３とキャパシタＣ３とからなり、インダクタＬ３とキャパシタＣ３とによる共振周波数は、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数と略同じであり、第１共振回路を構成する。

ＬＣ共振回路２は、スイッチング素子Ｑ１がオフ動作時にインダクタＬ３とキャパシタＣ３との共振によりスイッチング素子Ｑ１の電圧を正弦波状に上昇させ、スイッチング素子Ｑ１がターンする時に正弦波状にゼロ付近又はゼロまで下降させる。この時にスイッチング素子Ｑ１をターンオンすることでターンオン損失をゼロにする。

いわゆるゼロ電圧スイッチングを行うことができることから、駆動周波数を高周波化しても損失を低減することが可能で、電力変換回路を小型化できる。

（第１の実施形態の特徴的な構成）
第１の実施形態の特徴的な構成として、スイッチング素子Ｑ１のピーク電圧を抑制するために共振するピーク電圧抑制共振回路３を設けている。ピーク電圧抑制共振回路３は、インダクタＬ４とキャパシタＣ４との直列共振回路と、インダクタＬ５とキャパシタＣ５との直列共振回路とからなる。

インダクタＬ４とキャパシタＣ４との直列共振回路において、インダクタＬ４の一端がチョークコイルＬ１の一端とスイッチング素子Ｑ１の一端とに接続され、インダクタＬ４の他端にキャパシタＣ４の一端が接続される。キャパシタＣ４の他端はアース電位Ｐ１に接続される。

インダクタＬ５とキャパシタＣ５との直列共振回路において、インダクタＬ５の一端がチョークコイルＬ２の一端とスイッチング素子Ｑ１の他端とに接続され、インダクタＬ５の他端にはキャパシタＣ５の一端が接続される。キャパシタＣ５の他端はアース電位Ｐ１に接続される。

インダクタＬ４とキャパシタＣ４との直列共振回路は、第２共振回路を構成する。イＬ４ンダクタＬ５とキャパシタＣ５との直列共振回路は、第３共振回路を構成する。

インダクタＬ４のインダクタンス値とインダクタＬ５のインダクタンス値とは同一値である。キャパシタＣ４のキャパシタンス値とキャパシタＣ５のキャパシタンス値とは、同一値である。チョークコイルＬ１，Ｌ２のそれぞれのインダクタンス値に対して、インダクタＬ４，Ｌ５のインダクタンス値は十分に小さい。

次に、第１の実施形態に係る電力変換回路の動作について図２を参照しながら説明する。図２（ａ）に示す電力変換回路は、スイッチング素子Ｑ１のピーク電圧抑制の機能として図２（ｂ）に示す等価回路になる。スイッチング素子Ｑ１の両端間にインダクタＬとキャパシタＣが接続される。インダクタＬとキャパシタＣとの共振周波数ｆ_LCは、式（１）で表される。

ｆ_LC＝１／｛２π（ＬＣ）^１／２｝…（１）

共振周波数ｆ_LCは、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせるための駆動周波数f_SWよりも高い周波数である。

次に、図２（ｃ）を参照して、ピーク電圧抑制共振回路３によるスイッチング素子Ｑ１のピーク電圧抑制としての機能と、ピーク電圧抑制共振回路３とチョークコイルＬ１，Ｌ２とによりノイズを抑制するノイズフィルタ機能について説明する。

まず、ピーク電圧抑制共振回路３によるピーク電圧抑制としての機能について説明する。チョークコイルＬ１とチョークコイルＬ２との間にインダクタＬ４とインダクタＬ５とが直列に接続されているので、インダクタンス値は２Ｌとなる。また、チョークコイルＬ１とチョークコイルＬ２との間にキャパシタＣ４とキャパシタＣ５とが直列に接続されているので、キャパシタンス値はＣ／２となる。

インダクタンス２ＬとキャパシタンスＣ／２とを乗算すると、ＬＣとなり、共振周波数ｆ_LCは、式（１）で表され、このときの共振回路は、図２（ｂ）に示す直列共振回路となる。ピーク電圧抑制共振回路３は、スイッチング素子Ｑ１間で共振回路として形成するため、スイッチング素子Ｑ１のピーク電圧を抑制することができる。このため、スイッチング素子Ｑ１の低耐圧化／低コスト、低損失化を実現できる。

次に、ピーク電圧抑制共振回路３とチョークコイルＬ１，Ｌ２とによりノイズを抑制するフィルタ機能について説明する。ノイズとしては、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングによるノイズやＬＣ共振回路２によるノイズが発生する。

入力正極端子Ｐとアース電位Ｐ１との間にはチョークコイルＬ１とインダクタＬ４とキャパシタＣ４とが接続される。入力負極端子Ｎとアース電位Ｐ１との間にはチョークコイルＬ２とインダクタＬ５とキャパシタＣ５とが接続される。チョークコイルＬ１とチョークコイルＬ２とのインダクタンス値は同一値であり、その値をＬｃとする。

電力変換回路１は、スイッチング素子Ｑ１などによる寄生容量を介し、コモンモード電流がアース電位Ｐ１に流出する。コモンモード電流はキャパシタＣ４とインダクタＬ４とを流れ、チョークコイルＬ１で抑制される。また、コモンモード電流はキャパシタＣ５とインダクタＬ５とを流れ、チョークコイルＬ２で抑制される。チョークコイルＬ１，Ｌ２は、コモンモードチョークコイルとして機能する。

チョークコイルＬ１とインダクタＬ４とキャパシタＣ４とは、ローパスフィルタとして機能する。チョークコイルＬ２とインダクタＬ５とキャパシタＣ５とは、ローパスフィルタフィルタとして機能する。チョークコイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値に対してインダクタＬ５，Ｌ６のインダクタンス値は十分に小さい。このため、インダクタＬ５，Ｌ６を無視すると、各々のローパスフィルタの遮断周波数ｆcは、チョークコイルＬ１（又はＬ２）とキャパシタＣ４（又はＣ５）とで決定され、以下の式（２）で表される。

ｆc＝１／｛２π（Ｌ１Ｃ４）^１／２｝…（２）

チョークコイルＬ１のインダクタンス値がインダクタＬ４のインダクタンス値よりも十分に大きいため、ローパスフィルタの遮断周波数ｆcは、図２（ｄ）に示す共振周波数ｆ_LCよりも十分に低い周波数となる。図２（ｄ）に示す周波数特性おいて、遮断周波数ｆcの位置は、周波数特性の利得０ｄＢから３ｄＢ減衰した位置である。ローパスフィルタは、遮断周波数ｆcよりも高い周波数になるほど、フィルタの減衰特性が良く、ノイズを抑制する効果が大きい。

（第１の実施形態に係る電力変換回路の効果）
第１の実施形態に係る電力変換回路によれば、ピーク電圧抑制共振回路３は、スイッチング素子Ｑ１間で共振回路として形成するため、スイッチング素子Ｑ１のピーク電圧を抑制することができる。また、ピーク電圧抑制共振回路３は、コモンモード電流をカットするノイズフィルタとしても機能する。このため、ノイズ抑制効果によるフィルタ段数を削減し、電力変換回路１の小型化・低コスト化ができる。

また、駆動周波数f_SWよりも高い共振周波数f_LCを有する第２共振回路と第３共振回路とを設けることで、スイッチング素子間の電圧が抑制するだけでなく、ノイズフィルタとして機能する。これにより、スイッチング素子の低耐圧化／低コスト、低損失化の実現とともに、ノイズ抑制効果によるフィルタ段数を削減し、電力変換回路の小型化・低コスト化ができる。

また、Ｅ級電力変換回路において、駆動周波数f_SWよりも高い共振周波数f_LCを有する第２共振回路と第３共振回路を設けたことで、スイッチング素子間の電圧が抑制する。また、ピーク電圧抑制共振回路３とチョークコイルＬ１，Ｌ２とは、コモンモード電流をカットするノイズフィルタとしても機能する。これにより、スイッチング素子Ｑ１の低耐圧化／低コスト、低損失化の実現とともに、ノイズ抑制効果によるフィルタ段数を削減し、電力変換回路の小型化・低コスト化ができる。

また、第２共振回路と第３共振回路はインダクタとキャパシタの直列接続で形成されることで、チューニングが容易である。その上、スイッチング素子の低耐圧化／低コスト、低損失化、ノイズ抑制効果によるフィルタ段数を削減し、電力変換回路の小型化・低コスト化ができる。

（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換回路を示す回路図である。図３の電力変換回路は、高周波のＥ級ＰＦＣ（power factor correction）回路を構成し、入力電源は、交流を電力変換回路１ａに出力する。高周波のＥ級ＰＦＣ回路は、図１に対して、スイッチング素子が少なくとも２つの直列接続されたスイッチ群Ｑ１，Ｑ２からなることを特徴とする。

その他の構成は、図１に示す構成と同じであるので、ここでは、スイッチ群Ｑ１，Ｑ２の構成と動作についてのみ説明する。

スイッチ群Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との直列回路からなる。スイッチング素子Ｑ１の一端がチョークコイルＬ１の一端に接続され、スイッチング素子Ｑ２の一端がチョークコイルＬ２の一端に接続される。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのオン動作とオフ動作は、制御部５ａにより制御される。

Ｅ級ＰＦＣ回路に入力される電圧は、交流電圧となり、交流電圧の極性によりスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２のうち、制御部５ａが一方をスイッチング動作させ、他方を導通させる。これにより、ＰＦＣ動作が可能となり、力率が改善される。

入力電圧が交流であること、２つの スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作は、第１の実施形態に係る電力変換回路とは異なるが、ノイズ抑制の作用効果は、第１の実施形態に係る電力変換回路と同様である。

（第２の実施形態に係る電力変換回路の効果）
第２の実施形態に係る電力変換回路によれば、Ｅ級ＰＦＣ電力変換回路において、駆動周波数f_SWよりも高い共振周波数f_LCを有する第２共振回路と第３共振回路を設けたことで、スイッチング素子間の電圧が抑制する。また、ピーク電圧抑制共振回路３とチョークコイルＬ１，Ｌ２とは、コモンモード電流をカットするノイズフィルタとしても機能する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の低耐圧化／低コスト、低損失化を実現するとともに、ノイズ抑制効果によるフィルタ段数を削減し、電力変換回路の小型化・低コスト化ができる。

（第３の実施形態）
図４は本発明の第３の実施形態に係る電力変換回路の回路図である。第３の実施形態に係る電力変換回路は、第２共振回路Ｌ４ａ，Ｃ４のインダクタＬ４ａと第３共振回路Ｌ５ａ，Ｃ５のインダクタＬ５ａとは、磁気結合していることを特徴とする。

ノーマルモード電流は、Ａ→Ｌ４ａ→Ｃ４→Ｐ１→Ｃ５→Ｌ５ａ→ＢのループＬＰ１で流れる。このため、ノーマルモードにおける磁気結合はインダクタＬ４ａ，Ｌ５ａの磁束を強め合う。

一方、コモンモード電流は、スイッチング素子Ｑ１の寄生容量Ｃ６を介してアース電位Ｐ１を通り、Ｃ４→Ｌ４ａ→Ａと、Ｃ５→Ｌ５ａ→ＢとのループＬＰ２で流れる。この場合、コモンモードにおける磁気結合はインダクタＬ４ａ，Ｌ５ａの磁束を打ち消す。

このため、スイッチグ素子Ｑ１の駆動周波数f_SWよりも高いノーマルモード共振周波数f_{LC_N}を有し、かつノーマルモード共振周波数f_{LC_N}よりも高いコモンモード時の共振周波数f_{LC_C}を有する。

ノーマルモード共振周波数f_{LC_N}は、式（３）で表される。

ｆ_{LC_N}＝１／｛２π（Ｌ_{_N}Ｃ）^１／２｝＞f_SW…（３）

Ｌ_{_N}はインダクタＬ４ａ，Ｌ５ａの磁束を強め合うときのインダクタンス値である。

コモンモード共振周波数は、式（４）で表される。

f_{LC_C}＝１／｛２π（Ｌ_{_} Ｃ）^１／２｝＞f_SW…（４）

Ｌ_{_ C} はインダクタＬ４ａ，Ｌ５ａの磁束を打ち消すときのインダクタンス値である。

図５は本発明の第３の実施形態に係る電力変換回路のピーク電圧抑制共振回路の２つのインダクタの磁気結合ありと磁気結合なしのフィルタ特性を示す図である。磁気結合なしの場合よりも磁気結合ありの場合の方がピーク電圧を抑制する共振周波数が高くなる。

これにより、スイッチ素子Ｑ１の低耐圧化／低コスト、低損失化の実現とともに、さらにより高周波帯域までノイズ抑制効果を発揮することができ、フィルタ段数を削減し、電力変換回路の小型化・低コスト化ができる。

図６は、図４におけるピーク電圧抑制共振回路の実装例を示す。図６では、磁気材料からなるコア６を貫通して流れるコモンモード電流のループＬＰ２とノーマルモード電流のループＬＰ１を示す。インダクタＬ４ａとインダクタＬ５ａとは磁性部品からなるコア６を用いてそれぞれ磁気結合しており、ノーマルモードにおける磁気結合は磁束を強め合い、コモンモードにおける磁気結合は磁束を打ち消すように形成されるように設置される。

（第３の実施形態に係る電力変換回路の効果）
第３の実施形態に係る電力変換回路によれば、第２共振回路と第３共振回路のインダクタンス成分はそれぞれ磁気結合し、ノーマルモードにおける磁気結合は、磁束を強め合い、コモンモードにおける磁気結合は、磁束を打ち消すように形成されている。このため、スイッチング素子の駆動周波数f_SWよりも高いノーマルモード共振周波数f_{LC_N}を有し、かつノーマルモード共振周波数f_{LC_N}よりも高いコモンモード時の共振周波数f_{LC_C}を有する。これにより、スイッチング素子の低耐圧化／低コスト、低損失化の実現とともに、さらにより高周波帯域までノイズ抑制効果を発揮することができフィルタ段数を削減し、電力変換回路の小型化・低コスト化ができる。

また、第２共振回路と第３共振回路のインダクタンス成分は磁性部品からなるコア６を用いてそれぞれ磁気結合しているため、所望のノーマルモード共振周波数ｆ_{LC_N}を最短で得られることで、小型化が可能となる。さらに、最短により、より高周波帯域までノイズ抑制効果を発揮することができフィルタ段数を削減し、電力変換回路の小型化・低コスト化ができる。

（第４の実施形態）
図７は本発明の第４の実施形態に係る電力変換回路の回路図である。電力変換回路は、スイッチ群Ｑ１，Ｑ２と、スイッチ群Ｑ１，Ｑ２に並列に接続されたコンデンサＣ１と、チョークコイルＬ１，Ｌ２と、直列ＬＣ共振回路Ｌ３ａ，Ｃ３ａ、Ｌ３ｂ，Ｃ３ｂとを有する高周波のＥ級ＰＦＣ回路からなる。

チョークコイルＬ２の一端とスイッチング素子Ｑ２の一端には、スイッチング素子Ｑ２の寄生容量と放熱部材７ａの寄生容量とによる静電容量Ｃ７を介して放熱部材７ａの一端が接続され、放熱部材７ａの他端はインダクタＬ７の一端に接続されている。

チョークコイルＬ１の一端とスイッチング素子Ｑ１の一端には、スイッチング素子Ｑ１の寄生容量と放熱部材７ｂの寄生容量とによる静電容量Ｃ８を介して放熱部材７ｂの一端が接続され、放熱部材７ｂの他端はインダクタＬ８の一端に接続されている。

放熱部材７ａ，７ｂは、例えばヒートシンクからなる。放熱部材７ａは、スイッチング素子Ｑ２に発生する熱を放熱し、放熱部材７ｂは、スイッチング素子Ｑ１に発生する熱を放熱する。

（第４の実施形態に係る電力変換回路の効果）
第４の実施形態に係る電力変換回路によれば、放熱部材７ａ，７ｂとスイッチ群Ｑ１，Ｑ２とに寄生する静電容量Ｃ７，Ｃ８をピーク電圧抑制共振回路３のキャパシタ成分として活用することで、実装するキャパシタを削減でき、コスト低減ができる。

（第５の実施形態）
図８は本発明の第５の実施形態に係る電力変換回路の回路図である。第５の実施形態に係る電力変換回路は、図７に示す第４の実施形態に係る電力変換回路に対して、チョークコイルＬ２の一端とスイッチング素子Ｑ２の一端に絶縁性の熱伝導部材８ａの一端を接続し、熱伝導部材８ａの他端を放熱部材７ａの一端に接続している。

チョークコイルＬ１の一端とスイッチング素子Ｑ１の一端に絶縁性の熱伝導部材８ｂの一端を接続し、熱伝導部材８ｂの他端を放熱部材７ｂの一端に接続している。熱伝導部材８ａ，８ｂは、絶縁性を有するので、キャパシタンス成分を有する。

（第５の実施形態に係る電力変換回路の効果）
第５の実施形態に係る電力変換回路によれば、放熱部材７ａ，７ｂとスイッチ群Ｑ１，Ｑ２との間に熱伝導部材８ａ，８ｂを設けることで、ピーク電圧抑制共振回路３のキャパシタ成分として活用することで、実装するキャパシタを削減でき、コスト低減ができる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を放熱することができる。

なお、第１の実施形態に係る電力変換回路乃至第５の実施形態に係る電力変換回路では、２つのチョークコイルＬ１，Ｌ２を設けたが、チョークコイルＬ１，Ｌ２の一方のみを設ける構成としてもよい。

また、本発明は、第１乃至第５の実施形態に係る電力変換回路に限定されるものではなく、第１乃至第５の実施形態に係る電力変換回路の内のいくつの実施形態に係る電力変換回路を組わせて用いても良い。

１ 電力変換回路
２ ＬＣ共振回路
３，３ｂ ピーク電圧抑制共振回路
５，５ａ 制御部
６ コア
７ａ，７ｂ 放熱部材
８ａ，８ｂ 熱伝導部材
１１ Ｅ級インバータ回路
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｌ１，Ｌ２ チョークコイル
Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ７，Ｌ８ インダクタ
Ｃ１～Ｃ５ シャントキャパシタ

Claims (9)

1. スイッチング素子と、前記スイッチング素子と負荷との間に接続される第１共振回路とを備える電力変換回路において、
   前記スイッチング素子の第１端子とアース電位とに接続される第２共振回路と、
   前記スイッチング素子の第２端子と前記アース電位とに接続される第３共振回路とを備える電力変換回路。
2. 前記第２共振回路と前記第３共振回路は、前記スイッチング素子の駆動周波数よりも高い共振周波数を有する請求項１記載の電力変換回路。
3. 前記スイッチング素子に並列に接続されたコンデンサと、
   複数の入力端子と前記スイッチング素子とに接続された少なくとも１つのチョークコイルと、
   前記スイッチング素子の少なくとも一端に接続されるインダクタとキャパシタとからなる前記第１共振回路と、
   を有する高周波のＥ級回路である請求項１記載の電力変換回路。
4. 前記スイッチング素子は、少なくとも２つの直列接続されたスイッチ群であり、
   前記スイッチ群に並列に接続されたコンデンサと、
   複数の入力端子と前記スイッチング素子との間に接続された少なくとも１つのチョークコイルと、
   前記スイッチ群の少なくとも一端に接続されるインダクタとキャパシタとからなる前記第１共振回路と
   を有する高周波のＥ級力率改善回路である請求項１記載の電力変換回路。
5. 前記第２共振回路と前記第３共振回路は、インダクタとキャパシタとが直列に接続されて形成される請求項１乃至４のいずれか１項記載の電力変換回路。
6. 前記第２共振回路と前記第３共振回路の前記インダクタのインダクタンス成分は、それぞれ磁気結合し、ノーマルモードにおける磁気結合は、磁束を強め合い、コモンモードにおける磁気結合は、磁束を打ち消すように形成される請求項５記載の電力変換回路。
7. 前記第２共振回路と前記第３共振回路の前記インダクタのインダクタンス成分は、磁性部品を用いてそれぞれ磁気結合している請求項６記載の電力変換回路。
8. 前記第２共振回路と前記第３共振回路のキャパシタ成分は、放熱部材と前記スイッチング素子で形成される寄生容量である請求項５記載の電力変換回路。
9. 前記放熱部材と前記スイッチング素子との間に絶縁性の熱伝導部材を配置する請求項８記載の電力変換回路。

Images