JP2023013284A

JP2023013284A - Switching converter, controller circuit for the same, and electronic equipment including the switching converter

Info

Publication number: JP2023013284A
Application number: JP2021117343A
Authority: JP
Inventors: 明大河野; Akihiro Kono
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2021-07-15
Filing date: 2021-07-15
Publication date: 2023-01-26

Abstract

To provide a switching converter without RHPZ (Right Half Plane Zero).SOLUTION: An inductor L1 is connected between a switching node SW and an output line 104. A first switch SW1 and a second switch SW2 are connected in series between an input line 102 and a ground line 106. A third switch SW3 is connected between the switching node SW and the input line 102. A flying capacitor C1 is connected between both ends of the third switch SW3 and the first switch SW1. A controller IC 200A drives the first to third switches SW1 to SW3.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本開示は、スイッチングコンバータに関する。 The present disclosure relates to switching converters.

電源電圧より高い電圧を生成するために、昇圧（Ｂｏｏｓｔ）コンバータが使用される。昇圧コンバータは、スイッチングのデューティサイクルに応じて、入力電圧Ｖ_ＩＮを任意の電圧レベルに昇圧することができる。 A Boost converter is used to generate a voltage higher than the power supply voltage. A boost converter can boost the input voltage _VIN to any voltage level depending on the switching duty cycle.

特開２０２０－１８８６７０号公報Japanese Patent Application Laid-Open No. 2020-188670

昇圧コンバータは、伝達関数が右半平面ゼロ（ＲＨＰＺ：Right Half Plane Zero）を有する。ＲＨＰＺは、インダクタの値が大きく、出力電流が大きなアプリケーションにおいて、さまざまな制約を生む。 A boost converter has a right half plane zero (RHPZ) transfer function. RHPZ creates limitations in applications with large inductor values and large output currents.

本開示は係る状況においてなされたものであり、その例示的な目的のひとつは、ＲＨＰＺを持たないスイッチングコンバータの提供にある。 It is in this context that the present disclosure is made, and one of its exemplary objectives is to provide a switching converter without RHPZ.

本開示のある態様のスイッチングコンバータは、入力ラインと、出力ラインと、接地ラインと、スイッチングノードと、スイッチングノードと出力ラインの間に接続されたインダクタと、出力ラインと接続された出力キャパシタと、入力ラインと接地ラインの間に直列に接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、スイッチングノードと入力ラインの間に接続された第３スイッチと、第３スイッチおよび第１スイッチの両端間に接続されたフライングキャパシタと、第１スイッチから第３スイッチを駆動するコントローラ回路と、を備える。 A switching converter according to an aspect of the present disclosure includes an input line, an output line, a ground line, a switching node, an inductor connected between the switching node and the output line, an output capacitor connected to the output line, a first switch and a second switch connected in series between the input line and the ground line; a third switch connected between the switching node and the input line; and a connection across the third switch and the first switch. and a controller circuit for driving the first to third switches.

本開示の別の態様は、スイッチングコンバータのコントローラ回路である。スイッチングコンバータは、入力ラインと、出力ラインと、接地ラインと、スイッチングノードと、スイッチングノードと出力ラインの間に接続されたインダクタと、出力ラインと接続された出力キャパシタと、入力ラインと接地ラインの間に直列に接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、スイッチングノードと入力ラインの間に接続された第３スイッチと、第３スイッチおよび第１スイッチの両端間に接続されたフライングキャパシタと、を備える。コントローラ回路は、第２スイッチおよび第３スイッチがオン、第１スイッチがオフである第１状態と、第２スイッチおよび第３スイッチがオフ、第１スイッチがオンである第２状態と、を交互に繰り返す状態制御部と、状態制御部の出力に応じて、第１スイッチから第３スイッチを駆動する駆動回路と、を備える。 Another aspect of the present disclosure is a controller circuit for a switching converter. A switching converter includes an input line, an output line, a ground line, a switching node, an inductor connected between the switching node and the output line, an output capacitor connected to the output line, and a line between the input line and the ground line. a first switch and a second switch connected in series between; a third switch connected between the switching node and the input line; a flying capacitor connected across the third switch and the first switch; Prepare. The controller circuit alternates between a first state in which the second and third switches are on and the first switch is off and a second state in which the second and third switches are off and the first switch is on. and a drive circuit for driving the first to third switches according to the output of the state control unit.

本開示のさらに別の態様は、スイッチングコンバータである。このスイッチングコンバータは、入力ラインと、出力ラインと、接地ラインと、スイッチングノードと、スイッチングノードと出力ラインの間に接続されたインダクタと、出力ラインと接続された出力キャパシタと、入力ラインと接地ラインの間に直列に接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、入力ラインとスイッチングノードの間に直列に接続された第３スイッチおよび第４スイッチと、第３スイッチおよび第１スイッチの両端間に接続されたフライングキャパシタと、スイッチングノードと接地ラインの間に接続された第５スイッチと、第１スイッチから第５スイッチを駆動するコントローラ回路と、を備える。 Yet another aspect of the present disclosure is a switching converter. The switching converter includes an input line, an output line, a ground line, a switching node, an inductor connected between the switching node and the output line, an output capacitor connected to the output line, the input line and the ground line. a first switch and a second switch connected in series between; a third switch and a fourth switch connected in series between the input line and the switching node; and across the third switch and the first switch. a connected flying capacitor; a fifth switch connected between the switching node and the ground line; and a controller circuit for driving the first through fifth switches.

本開示のさらに別の態様は、スイッチングコンバータのコントローラ回路である。スイッチングコンバータは、入力ラインと、出力ラインと、接地ラインと、スイッチングノードと、スイッチングノードと出力ラインの間に接続されたインダクタと、出力ラインと接続された出力キャパシタと、入力ラインと接地ラインの間に直列に接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、入力ラインとスイッチングノードの間に直列に接続された第３スイッチおよび第４スイッチと、第３スイッチおよび第１スイッチの両端間に接続されたフライングキャパシタと、スイッチングノードと接地ラインの間に接続された第５スイッチと、を備える。コントローラ回路は、第１スイッチ、第４スイッチがオフ、第２スイッチ、第３スイッチ、第５スイッチがオンである第１状態と、第１スイッチ、第４スイッチがオン、第２スイッチ、第３スイッチ、第５スイッチがオフである第２状態と、を交互に繰り返す状態制御部と、状態制御部の出力に応じて、第１スイッチから第５スイッチを駆動する駆動回路と、を備える。 Yet another aspect of the present disclosure is a controller circuit for a switching converter. A switching converter includes an input line, an output line, a ground line, a switching node, an inductor connected between the switching node and the output line, an output capacitor connected to the output line, and a line between the input line and the ground line. a first switch and a second switch connected in series between; a third switch and a fourth switch connected in series between the input line and the switching node; and a switch connected across the third switch and the first switch. and a fifth switch connected between the switching node and the ground line. The controller circuit has a first state where the first switch and the fourth switch are off and the second switch, the third switch and the fifth switch are on, and a first state where the first switch and the fourth switch are on and the second switch and the third switch are on. A state control unit that alternately repeats a second state in which the switch and the fifth switch are off, and a drive circuit that drives the first switch to the fifth switch according to the output of the state control unit.

なお、以上の構成要素を任意に組み合わせたもの、構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。 Arbitrary combinations of the above constituent elements, and mutually replacing constituent elements and expressions in methods, apparatuses, systems, and the like are also effective as embodiments of the present invention.

本開示のある態様によれば、ＲＨＰＺを持たないスイッチングコンバータを提供できる。 According to one aspect of the present disclosure, a switching converter without RHPZ can be provided.

図１は、実施形態１に係るスイッチングコンバータの回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a switching converter according to Embodiment 1. FIG. 図２は、図１のスイッチングコンバータの第１状態の等価回路図である。FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the first state of the switching converter of FIG. 図３は、図１のスイッチングコンバータの第２状態の等価回路図である。FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the switching converter of FIG. 1 in the second state. 図４は、図１のスイッチングコンバータの動作波形図である。FIG. 4 is an operation waveform diagram of the switching converter of FIG. 図５は、実施形態２に係るスイッチングコンバータの回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a switching converter according to the second embodiment. 図６は、図５のスイッチングコンバータの第１状態の等価回路図である。FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of the first state of the switching converter of FIG. 図７は、図５のスイッチングコンバータの第２状態の等価回路図である。FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the switching converter of FIG. 5 in the second state. 図８は、図５のスイッチングコンバータの動作波形図である。FIG. 8 is an operation waveform diagram of the switching converter of FIG. 図９は、スイッチングコンバータを備える電子機器の一例を示す図である。FIG. 9 is a diagram illustrating an example of an electronic device that includes a switching converter.

（実施形態の概要）
本開示のいくつかの例示的な実施形態の概要を説明する。この概要は、後述する詳細な説明の前置きとして、実施形態の基本的な理解を目的として、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化して説明するものであり、発明あるいは開示の広さを限定するものではない。この概要は、考えられるすべての実施形態の包括的な概要ではなく、すべての実施形態の重要な要素を特定することも、一部またはすべての態様の範囲を線引きすることも意図していない。便宜上、「一実施形態」は、本明細書に開示するひとつの実施形態（実施例や変形例）または複数の実施形態（実施例や変形例）を指すものとして用いる場合がある。 (Overview of embodiment)
SUMMARY OF THE INVENTION Several exemplary embodiments of the disclosure are summarized. This summary presents, in simplified form, some concepts of one or more embodiments, as a prelude to the more detailed description that is presented later, and for the purpose of a basic understanding of the embodiments. The size is not limited. This summary is not a comprehensive overview of all possible embodiments, and it is intended to neither identify key elements of all embodiments nor delineate the scope of some or all aspects. For convenience, "one embodiment" may be used to refer to one embodiment (example or variation) or multiple embodiments (examples or variations) disclosed herein.

一実施形態に係るスイッチングコンバータは、入力ラインと、出力ラインと、接地ラインと、スイッチングノードと、スイッチングノードと出力ラインの間に接続されたインダクタと、出力ラインと接続された出力キャパシタと、入力ラインと接地ラインの間に直列に接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、スイッチングノードと入力ラインの間に接続された第３スイッチと、第３スイッチおよび第１スイッチの両端間に接続されたフライングキャパシタと、第１スイッチから第３スイッチを駆動するコントローラ回路と、を備える。 A switching converter according to one embodiment includes an input line, an output line, a ground line, a switching node, an inductor connected between the switching node and the output line, an output capacitor connected to the output line, an input a first switch and a second switch connected in series between the line and the ground line; a third switch connected between the switching node and the input line; and a switch connected across the third switch and the first switch. and a controller circuit that drives the first to third switches.

この構成によると、スイッチングノードの電圧を、２×Ｖ_ＩＮとＶ_ＩＮの２電圧でスイッチングさせることができ、スイッチングのデューティサイクルに応じて、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを、Ｖ_ＩＮ～２×Ｖ_ＩＮの範囲で変化させることができ、したがって昇圧動作を実現できる。一方で、スイッチングコンバータは、降圧型のトポロジーを有しているため、ＲＨＰＺは存在しない。 According to this configuration, the voltage of the switching node can be switched between two voltages, 2×V _IN and V _IN , and the output voltage V _OUT can be changed between V _IN and 2×V _IN according to the switching duty cycle. It can be varied in a range, thus achieving boost operation. On the other hand, the switching converter has a step-down topology, so there is no RHPZ.

また、通常の昇圧コンバータでは、昇圧比が１に近いほど効率が高いが、上記構成では、昇圧比が２倍に近いときの方が高効率となる。したがって、２に近い昇圧比で動作させる場合には、従来の昇圧コンバータに比べて効率も改善できる。 Further, in a normal boost converter, the closer the boost ratio is to 1, the higher the efficiency is, but in the above configuration, the higher the efficiency is when the boost ratio is close to 2 times. Therefore, when operating at a step-up ratio close to 2, the efficiency can also be improved compared to a conventional step-up converter.

一実施形態において、コントローラ回路は、第２スイッチおよび第３スイッチがオン、第１スイッチがオフである第１状態と、第２スイッチおよび第３スイッチがオフ、第１スイッチがオンである第２状態と、を交互に繰り返してもよい。第１状態において、フライングキャパシタが入力電圧Ｖ_ＩＮで充電される。第２状態では、フライングキャパシタの電圧Ｖｃ（＝Ｖ_ＩＮ）が、入力電圧Ｖ_ＩＮと加算され、スイッチングノードに２×Ｖ_ＩＮの電圧を発生させることができる。 In one embodiment, the controller circuit has a first state in which the second and third switches are on and the first switch is off and a second state in which the second and third switches are off and the first switch is on. and , may be alternately repeated. In the first state, the flying capacitor is charged with the input voltage _VIN . In the second state, the flying capacitor voltage Vc (=V _IN ) can be summed with the input voltage V _IN to generate a voltage of 2×V _IN at the switching node.

一実施形態において、第１スイッチから第３スイッチは、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。 In one embodiment, the first through third switches may be N-channel MOSFETs.

一実施形態に係るコントローラ回路は、スイッチングコンバータを制御する。制御対象のスイッチングコンバータは、入力ラインと、出力ラインと、接地ラインと、スイッチングノードと、スイッチングノードと出力ラインの間に接続されたインダクタと、出力ラインと接続された出力キャパシタと、入力ラインと接地ラインの間に直列に接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、スイッチングノードと入力ラインの間に接続された第３スイッチと、第３スイッチおよび第１スイッチの両端間に接続されたフライングキャパシタと、を備える。コントローラ回路は、第２スイッチおよび第３スイッチがオン、第１スイッチがオフである第１状態と、第２スイッチおよび第３スイッチがオフ、第１スイッチがオンである第２状態と、を交互に繰り返す状態制御部と、状態制御部の出力に応じて、第１スイッチから第３スイッチを駆動する駆動回路と、を備える。 A controller circuit according to one embodiment controls a switching converter. A switching converter to be controlled includes an input line, an output line, a ground line, a switching node, an inductor connected between the switching node and the output line, an output capacitor connected to the output line, and an input line. a first switch and a second switch connected in series between the ground line; a third switch connected between the switching node and the input line; and a flying connected across the third switch and the first switch. a capacitor; The controller circuit alternates between a first state in which the second and third switches are on and the first switch is off and a second state in which the second and third switches are off and the first switch is on. and a drive circuit for driving the first to third switches according to the output of the state control unit.

この構成によれば、スイッチングノードの電圧を、２×Ｖ_ＩＮとＶ_ＩＮの２電圧でスイッチングさせることができる。スイッチングのデューティサイクルに応じて、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを、Ｖ_ＩＮ～２×Ｖ_ＩＮの範囲で変化させることができ、したがって昇圧動作を実現できる。一方で、スイッチングコンバータは、降圧型のトポロジーを有しているため、ＲＨＰＺは存在せず、したがってコントローラ回路の位相補償が昇圧コンバータに比べて容易となる。 According to this configuration, the voltage of the switching node can be switched between two voltages of 2× _VIN and _VIN . Depending on the switching duty cycle, the output voltage V _OUT can be varied in the range of V _IN to 2×V _IN , thus achieving step-up operation. On the other hand, since the switching converter has a step-down topology, there is no RHPZ, so the phase compensation of the controller circuit is easier than the step-up converter.

一実施形態に係るスイッチングコンバータは、入力ラインと、出力ラインと、接地ラインと、スイッチングノードと、スイッチングノードと出力ラインの間に接続されたインダクタと、出力ラインと接続された出力キャパシタと、入力ラインと接地ラインの間に直列に接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、入力ラインとスイッチングノードの間に直列に接続された第３スイッチおよび第４スイッチと、第３スイッチおよび第１スイッチの両端間に接続されたフライングキャパシタと、スイッチングノードと接地ラインの間に接続された第５スイッチと、第１スイッチから第５スイッチを駆動するコントローラ回路と、を備える。 A switching converter according to one embodiment includes an input line, an output line, a ground line, a switching node, an inductor connected between the switching node and the output line, an output capacitor connected to the output line, an input a first switch and a second switch connected in series between the line and the ground line; a third switch and a fourth switch connected in series between the input line and the switching node; and a third switch and the first switch. a fifth switch connected between the switching node and the ground line; and a controller circuit for driving the first through fifth switches.

この構成によると、スイッチングノードの電圧を、２×Ｖ_ＩＮと０Ｖの２電圧でスイッチングさせることができ、スイッチングのデューティサイクルに応じて、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを、０～２×Ｖ_ＩＮの範囲で変化させることができ、したがって昇降圧動作（降圧動作および昇圧動作）を実現できる。一方で、スイッチングコンバータは、降圧型のトポロジーを有しているため、ＲＨＰＺは存在しない。 According to this configuration, the voltage of the switching node can be switched between two voltages, 2×V _IN and 0 V, and the output voltage V _OUT can be set in the range of 0 to 2×V _IN according to the switching duty cycle. can be varied, thus buck-boost operation (buck operation and boost operation) can be realized. On the other hand, the switching converter has a step-down topology, so there is no RHPZ.

一実施形態において、コントローラ回路は、第１スイッチ、第４スイッチがオフ、第２スイッチ、第３スイッチ、第５スイッチがオンである第１状態と、第１スイッチ、第４スイッチがオン、第２スイッチ、第３スイッチ、第５スイッチがオフである第２状態と、を交互に繰り返してもよい。第１状態において、フライングキャパシタが入力電圧Ｖ_ＩＮで充電され、スイッチングノードには０Ｖが発生する。第２状態では、フライングキャパシタの電圧Ｖｃ（＝Ｖ_ＩＮ）が、入力電圧Ｖ_ＩＮと加算され、スイッチングノードに２×Ｖ_ＩＮの電圧を発生させることができる。 In one embodiment, the controller circuit has a first state in which the first switch, the fourth switch are off and the second switch, the third switch, and the fifth switch are on; A second state in which the second switch, the third switch, and the fifth switch are off may be alternately repeated. In the first state, the flying capacitor is charged with the input voltage _VIN and 0V is developed at the switching node. In the second state, the flying capacitor voltage Vc (=V _IN ) can be summed with the input voltage V _IN to generate a voltage of 2×V _IN at the switching node.

一実施形態において、第１スイッチから第５スイッチは、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。 In one embodiment, the first through fifth switches may be N-channel MOSFETs.

一実施形態に係るコントローラ回路は、スイッチングコンバータを制御する。制御対象のスイッチングコンバータは、入力ラインと、出力ラインと、接地ラインと、スイッチングノードと、スイッチングノードと出力ラインの間に接続されたインダクタと、出力ラインと接続された出力キャパシタと、入力ラインと接地ラインの間に直列に接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、入力ラインとスイッチングノードの間に直列に接続された第３スイッチおよび第４スイッチと、第３スイッチおよび第１スイッチの両端間に接続されたフライングキャパシタと、スイッチングノードと接地ラインの間に接続された第５スイッチと、を備える。コントローラ回路は、第１スイッチ、第４スイッチがオフ、第２スイッチ、第３スイッチ、第５スイッチがオンである第１状態と、第１スイッチ、第４スイッチがオン、第２スイッチ、第３スイッチ、第５スイッチがオフである第２状態と、を交互に繰り返す状態制御部と、状態制御部の出力に応じて、第１スイッチから第５スイッチを駆動する駆動回路と、を備える。 A controller circuit according to one embodiment controls a switching converter. A switching converter to be controlled includes an input line, an output line, a ground line, a switching node, an inductor connected between the switching node and the output line, an output capacitor connected to the output line, and an input line. a first switch and a second switch connected in series between the ground line; a third switch and a fourth switch connected in series between the input line and the switching node; and across the third switch and the first switch. a flying capacitor connected therebetween; and a fifth switch connected between the switching node and the ground line. The controller circuit has a first state where the first switch and the fourth switch are off and the second switch, the third switch and the fifth switch are on, and a first state where the first switch and the fourth switch are on and the second switch and the third switch are on. A state control unit that alternately repeats a second state in which the switch and the fifth switch are off, and a drive circuit that drives the first switch to the fifth switch according to the output of the state control unit.

この構成によれば、スイッチングノードの電圧を、２×Ｖ_ＩＮと０Ｖの２電圧でスイッチングさせることができる。スイッチングのデューティサイクルに応じて、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを、０～２×Ｖ_ＩＮの範囲で変化させることができ、したがって昇降圧動作を実現できる。一方で、スイッチングコンバータは、降圧型のトポロジーを有しているため、ＲＨＰＺは存在せず、したがってコントローラ回路の位相補償が昇降圧コンバータに比べて容易となる。 According to this configuration, the voltage of the switching node can be switched between two voltages of 2× _VIN and 0V. Depending on the switching duty cycle, the output voltage V _OUT can be varied from 0 to 2×V _IN , thus providing buck-boost operation. On the other hand, since the switching converter has a step-down topology, there is no RHPZ, so the phase compensation of the controller circuit is easier than that of the buck-boost converter.

一実施形態において、コントローラ回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。 In one embodiment, the controller circuit may be monolithically integrated on a single semiconductor substrate. "Integrated integration" includes the case where all circuit components are formed on a semiconductor substrate, and the case where the main components of a circuit are integrated. A resistor, capacitor, or the like may be provided outside the semiconductor substrate. By integrating the circuits on one chip, the circuit area can be reduced and the characteristics of the circuit elements can be kept uniform.

（実施形態）
以下、本発明を好適な実施形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。 (embodiment)
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION The present invention will be described below based on preferred embodiments with reference to the drawings. The same or equivalent constituent elements, members, and processes shown in each drawing are denoted by the same reference numerals, and duplication of description will be omitted as appropriate. Moreover, the embodiments are illustrative rather than limiting the invention, and not all features and combinations thereof described in the embodiments are necessarily essential to the invention.

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。 In this specification, "a state in which member A is connected to member B" refers to a case in which member A and member B are physically directly connected, as well as a case in which member A and member B are electrically connected to each other. It also includes the case of being indirectly connected through other members that do not substantially affect the physical connection state or impair the functions and effects achieved by their combination.

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。 Similarly, "the state in which member C is provided between member A and member B" refers to the case where member A and member C or member B and member C are directly connected, as well as the case where they are electrically connected. It also includes the case of being indirectly connected through other members that do not substantially affect the physical connection state or impair the functions and effects achieved by their combination.

また、「信号Ａ（電圧、電流）が信号Ｂ（電圧、電流）に応じている」とは、信号Ａが信号Ｂと相関を有することを意味し、具体的には、（i）信号Ａが信号Ｂである場合、（ii）信号Ａが信号Ｂに比例する場合、（iii）信号Ａが信号Ｂをレベルシフトして得られる場合、（iv）信号Ａが信号Ｂを増幅して得られる場合、（v）信号Ａが信号Ｂを反転して得られる場合、（vi）あるいはそれらの任意の組み合わせ、等を意味する。「応じて」の範囲は、信号Ａ、Ｂの種類、用途に応じて定まることが当業者には理解される。 Further, "signal A (voltage, current) corresponds to signal B (voltage, current)" means that signal A has a correlation with signal B. Specifically, (i) signal A is signal B, (ii) signal A is proportional to signal B, (iii) signal A is obtained by level-shifting signal B, (iv) signal A is obtained by amplifying signal B. (v) if signal A is obtained by inverting signal B; (vi) or any combination thereof; It is understood by those skilled in the art that the range of "depending on" is determined according to the types of signals A and B and the application.

本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。 The vertical and horizontal axes of the waveform diagrams and time charts referred to in this specification are enlarged or reduced as appropriate for ease of understanding, and each waveform shown is also simplified for ease of understanding. or exaggerated or emphasized.

（実施形態１）
図１は、実施形態１に係るスイッチングコンバータ１００Ａの回路図である。スイッチングコンバータ１００Ａは、入力ライン１０２の入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧し、出力ライン１０４に昇圧後の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを発生する。スイッチングコンバータ１００Ａは、フライングキャパシタＣ１、出力キャパシタＣ２、インダクタＬ１、第１スイッチＳＷ１～第３スイッチＳＷ３、抵抗Ｒ１，Ｒ２およびコントローラＩＣ（Integrated Circuit）２００Ａを備える。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram of a switching converter 100A according to the first embodiment. The switching converter 100A boosts an input voltage V _IN on an input line 102 and generates a boosted output voltage V _OUT on an output line 104 . The switching converter 100A includes a flying capacitor C1, an output capacitor C2, an inductor L1, first to third switches SW1 to SW3, resistors R1 and R2, and a controller IC (Integrated Circuit) 200A.

インダクタＬ１は、スイッチングノードＳＷと出力ライン１０４の間に接続される。出力キャパシタＣ２は、出力ライン１０４と接続される。第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２は、入力ライン１０２と接地ライン１０６の間に直列に接続される。第３スイッチＳＷ３は、スイッチングノードＳＷと入力ライン１０２の間に接続される。フライングキャパシタＣ１は、第３スイッチＳＷ３および第１スイッチＳＷ１の両端間に接続される。本実施形態において、第１スイッチＳＷ１から第３スイッチＳＷ３は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。 Inductor L1 is connected between switching node SW and output line 104 . Output capacitor C 2 is connected to output line 104 . A first switch SW1 and a second switch SW2 are connected in series between the input line 102 and the ground line 106 . A third switch SW3 is connected between the switching node SW and the input line 102 . A flying capacitor C1 is connected across the third switch SW3 and the first switch SW1. In this embodiment, the first switch SW1 to the third switch SW3 are N-channel MOSFETs.

第１スイッチＳＷ１～第３スイッチＳＷ３およびフライングキャパシタＣ１を、スイッチング回路１１０Ａと称する。 The first switch SW1 to third switch SW3 and the flying capacitor C1 are referred to as a switching circuit 110A.

コントローラＩＣ２００Ａは、第１スイッチＳＷ１から第３スイッチＳＷ３を駆動し、スイッチングノードＳＷに、２つの電圧レベルＶ_ＩＮおよび２×Ｖ_ＩＮをとるスイッチング電圧Ｖ_ＳＷを発生させる。 The controller IC 200A drives the first switch SW1 through the third switch SW3 to generate a switching voltage V _SW on the switching node SW, which takes two voltage levels V _IN and 2×V _IN .

たとえばコントローラＩＣ２００Ａは、第１状態φ１および第２状態φ２を交互に繰り返す。
・第１状態φ１
第２スイッチＳＷ２および第３スイッチＳＷ３：ＯＮ
第１スイッチＳＷ１：ＯＦＦ
・第２状態φ２
第２スイッチＳＷ２および第３スイッチＳＷ３：ＯＦＦ
第１スイッチＳＷ１：ＯＮ For example, the controller IC 200A alternately repeats the first state φ1 and the second state φ2.
・First state φ1
Second switch SW2 and third switch SW3: ON
First switch SW1: OFF
・Second state φ2
Second switch SW2 and third switch SW3: OFF
First switch SW1: ON

コントローラＩＣ２００Ａは、駆動回路２１０Ａ、状態制御部２２０Ａ、フィードバック回路２３０を備え、ひとつの半導体基板に集積化された機能ＩＣである。コントローラＩＣ２００ＡのゲートピンＧ１～Ｇ３は、第１スイッチＳＷ１～第３スイッチＳＷ３のゲートと接続される。またコントローラＩＣ２００ＡのフィードバックピンＦＢには、スイッチングコンバータ１００Ａの出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じたフィードバック信号Ｖ_ＦＢがフィードバックされる。抵抗Ｒ１，Ｒ２は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを分圧し、フィードバック信号Ｖ_ＦＢを生成する。 The controller IC 200A is a functional IC that includes a drive circuit 210A, a state control section 220A, and a feedback circuit 230, and is integrated on one semiconductor substrate. Gate pins G1 to G3 of the controller IC 200A are connected to the gates of the first switch SW1 to the third switch SW3. A feedback signal V _FB corresponding to the output voltage V _OUT of the switching converter 100A is fed back to the feedback pin FB of the controller IC 200A. Resistors R1 and R2 divide the output voltage V _OUT to produce a feedback signal V _FB .

抵抗Ｒ１，Ｒ２は、コントローラＩＣ２００Ａに集積化されてもよい。また、複数のスイッチＳＷ１～ＳＷ３は、コントローラＩＣ２００Ａに集積化されてもよい。 Resistors R1 and R2 may be integrated into controller IC 200A. Also, the plurality of switches SW1 to SW3 may be integrated into the controller IC 200A.

状態制御部２２０Ａはコントロールロジックであり、第１スイッチＳＷ１～第３スイッチＳＷ３のオン、オフを規定する制御信号Ｓ_１～Ｓ_３を生成し、スイッチングコンバータ１００Ａの状態を制御する。 The state control unit 220A is a control logic, generates control signals S ₁ to S ₃ that specify ON/OFF of the first switch SW1 to the third switch SW3, and controls the state of the switching converter 100A.

駆動回路２１０Ａは、状態制御部２２０Ａの出力Ｓ_１～Ｓ_３に応じて、第１スイッチＳＷ１から第３スイッチＳＷ３を駆動する。駆動回路２１０Ａは、３個のドライバＤｒ１～Ｄｒ３を含む。 The drive circuit 210A drives the first switch SW1 to the third switch SW3 according to the outputs S ₁ to S ₃ of the state control section 220A. Drive circuit 210A includes three drivers Dr1 to Dr3.

フィードバック回路２３０は、フィードバック信号Ｖ_ＦＢと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差がゼロに近づくように、第１状態φ１と第２状態φ２の時間比率を制御する。フィードバック回路２３０については、一般的なＤＣ／ＤＣコンバータと同様に構成することができ、たとえばパルス幅変調器やパルス周波数変調器を含むことができる。また制御方式は特に限定されず、電圧モードのコントローラであってもよいし、ピーク電流モードや平均電流モードのコントローラであってもよいし、あるいは、リップル制御、具体的にはヒステリシス制御（Bang-Bang制御）やボトム検出オン時間固定、ピーク検出オフ時間固定のコントローラであってもよい。 The feedback circuit 230 controls the time ratio between the first state φ1 and the second state φ2 so that the error between the feedback signal V _FB and the reference voltage V _REF approaches zero. Feedback circuit 230 can be configured in the same manner as a general DC/DC converter, and can include, for example, a pulse width modulator and a pulse frequency modulator. The control method is not particularly limited, and may be a voltage mode controller, a peak current mode controller, or an average current mode controller, or ripple control, specifically hysteresis control (Bang- Bang control), fixed bottom detection ON time, and fixed peak detection OFF time.

以上がスイッチングコンバータ１００Ａの構成である。続いてその動作を説明する。 The above is the configuration of the switching converter 100A. Next, the operation will be explained.

図２は、図１のスイッチングコンバータ１００Ａの第１状態φ１の等価回路図である。第１状態φ１では、第２スイッチＳＷ２および第３スイッチＳＷ３がオンであり、第１スイッチＳＷ１がオフである。第１状態φ１では、Ｖ_ＳＷ＝Ｖ_ＩＮであり、フライングキャパシタＣ１は、入力電圧Ｖ_ＩＮで充電される。つまりフライングキャパシタＣ１の両端間電圧Ｖｃは、入力電圧Ｖ_ＩＮと等しくなる。 FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the first state φ1 of the switching converter 100A of FIG. In the first state φ1, the second switch SW2 and the third switch SW3 are on, and the first switch SW1 is off. In the first state φ1, V _SW =V _IN and the flying capacitor C1 is charged with the input voltage V _IN . That is, the voltage Vc across the flying capacitor C1 is equal to the input voltage _VIN .

第１状態φ１におけるインダクタＬ１の両端間電圧ΔＶ_Ｌ１は、ΔＶ_Ｌ１＝Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴとなり、負電圧となる。したがってインダクタＬ１の電流Ｉ_Ｌは時間とともに、傾き（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌで減少する。 The voltage ΔV _L1 across the inductor L1 in the first state φ1 is ΔV _L1 =V _IN −V _OUT , which is a negative voltage. Therefore, current I _L in inductor L1 decreases with time with a slope of (V _IN -V _OUT )/L.

図３は、図１のスイッチングコンバータ１００Ａの第２状態φ２の等価回路図である。第２状態φ２では、第２スイッチＳＷ２および第３スイッチＳＷ３がオフであり、第１スイッチＳＷ１がオンである。第２状態φ２では、Ｖ_ＳＷ＝２×Ｖ_ＩＮとなる。 FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the second state φ2 of the switching converter 100A of FIG. In the second state φ2, the second switch SW2 and the third switch SW3 are off, and the first switch SW1 is on. In the second state φ2, V _SW =2×V _IN .

第２状態φ２におけるインダクタＬ１の両端間電圧ΔＶ_Ｌ２は、ΔＶ_Ｌ２＝２×Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴとなり、正電圧となる。したがってインダクタＬ１の電流Ｉ_Ｌは時間とともに、傾き（２×Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌで増大する。 The voltage ΔV _L2 across the inductor L1 in the second state φ2 is ΔV _L2 =2×V _IN −V _OUT , which is a positive voltage. Therefore, current I _L in inductor L1 increases with time with a slope of (2×V _IN −V _OUT )/L.

図４は、図１のスイッチングコンバータ１００Ａの動作波形図である。図４にはインダクタＬ１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌが示される。第２状態φ２において、コイル電流Ｉ_Ｌが増大する。第２状態φ２の時間をｔ_ＯＮとするとき、コイル電流Ｉ_Ｌの増加量ΔＩ_ＯＮは、
ΔＩ_ＯＮ＝（２×Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ×ｔ_ＯＮ
となる。 FIG. 4 is an operation waveform diagram of the switching converter 100A of FIG. FIG. 4 shows the coil current IL flowing through the inductor _L1 . In the second state _φ2 , the coil current IL increases. When the time of the second state _φ2 is _tON , the increase amount _ΔION of the coil current IL is
ΔI _ON =(2×V _IN -V _OUT )/L×t _ON
becomes.

第１状態φ１において、コイル電流Ｉ_Ｌが減少する。第１状態φ１の時間をｔ_ＯＦＦとするとき、コイル電流Ｉ_Ｌの減少量ΔＩ_ＯＦＦ（絶対値）は、
ΔＩ_ＯＦＦ＝｜（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）｜／Ｌ×ｔ_ＯＦＦ
＝（Ｖ_ＯＵＴ－Ｖ_ＩＮ）／Ｌ×ｔ_ＯＦＦ
となる。 In the first state _φ1 , the coil current IL decreases. When the time of the first state φ1 is t _OFF , the amount of decrease ΔI _OFF (absolute value) of the coil current I _L is
ΔI _OFF =|(V _IN −V _OUT )|/L×t _OFF
=(V _OUT -V _IN )/L×t _OFF
becomes.

定常状態において、コイル電流Ｉ_Ｌの平均値が一定であるとき、ΔＩ_ＯＮ＝ΔＩ_ＯＦＦが成り立つ。したがって、式（１）を得る。
（２×Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ×ｔ_ＯＮ＝（Ｖ_ＯＵＴ－Ｖ_ＩＮ）／Ｌ×ｔ_ＯＦＦ …（１） In steady state, when the average value of the coil current I _L is constant, ΔI _ON =ΔI _OFF . Therefore, we obtain equation (1).
(2×V _IN -V _OUT )/L×t _ON =(V _OUT -V _IN )/L×t _OFF (1)

デューティサイクルｄを、
ｄ＝ｔ_ＯＮ／（ｔ_ＯＮ＋ｔ_ＯＦＦ）
とすると、式（２）を得る。
Ｖ_ＯＵＴ＝（１＋ｄ）・Ｖ_ＩＮ Let the duty cycle d be
d= _tON /( _tON + _tOFF )
Then, formula (2) is obtained.
V _OUT =(1+d)·V _IN

つまり、デューティサイクルｄを０～１の範囲で変化させることにより、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを、Ｖ_ＩＮ～２×Ｖ_ＩＮの間で変化させることができ、昇圧動作を実現できる。 In other words, by varying the duty cycle d in the range of 0 to 1, the output voltage V _OUT can be varied between V _IN and 2×V _IN , thereby achieving boosting operation.

以上がスイッチングコンバータ１００Ａの動作である。続いてその利点を説明する。 The above is the operation of the switching converter 100A. Next, its advantages will be explained.

図１を参照する。スイッチングコンバータ１００Ａと一般的な降圧コンバータ（Ｂｕｃｋコンバータ）を比較すると、一般的な降圧コンバータは、インダクタＬ１の一端のスイッチング電圧Ｖ_ＳＷは０ＶとＶ_ＩＮの２電圧でスイッチングするのに対して、図１のスイッチングコンバータ１００Ａでは、スイッチング電圧Ｖ_ＳＷは、Ｖ_ＩＮと２×Ｖ_ＩＮの間でスイッチングする。スイッチングコンバータ１００Ａは、降圧コンバータのハイサイドトランジスタ（スイッチングトランジスタ）とローサイドトランジスタ（同期整流トランジスタ）を、スイッチング回路１１０Ａで置き換えたものと把握することができる。つまりスイッチングコンバータ１００Ａは、昇圧可能であるが、回路トポロジーは、降圧コンバータのそれと同様であり、したがって、ＲＨＰＺを有しない。これによりコントローラＩＣ２００Ａの設計に際して、位相補償が容易となる。つまり図１のフィードバック回路２３０は、降圧コンバータのフィードバック回路と同様に構成できる。 Please refer to FIG. Comparing the switching converter 100A and a general buck converter, the general buck converter switches the switching voltage _VSW at one end of the inductor L1 at two voltages, 0V and _VIN . 1 switching converter 100A, the switching voltage V _SW switches between V _IN and 2×V _IN . It can be understood that the switching converter 100A replaces the high-side transistor (switching transistor) and low-side transistor (synchronous rectification transistor) of the step-down converter with a switching circuit 110A. That is, the switching converter 100A is capable of boosting, but the circuit topology is similar to that of a buck converter and therefore does not have RHPZ. This facilitates phase compensation when designing the controller IC 200A. That is, the feedback circuit 230 of FIG. 1 can be configured in the same manner as the feedback circuit of a step-down converter.

また、通常の昇圧コンバータ（Ｂｏｏｓｔコンバータ）では、昇圧比が１に近いほど効率が高いが、スイッチングコンバータ１００Ａでは、昇圧比が２倍に近いときの方が高効率となる。したがって、２に近い昇圧比で動作させる場合には、従来の昇圧コンバータに比べて効率も改善できる。 Also, in a normal boost converter (Boost converter), the closer the boost ratio is to 1, the higher the efficiency is, but in the switching converter 100A, the higher the efficiency is when the boost ratio is close to 2 times. Therefore, when operating at a step-up ratio close to 2, the efficiency can also be improved compared to a conventional step-up converter.

（実施形態２）
図５は、実施形態２に係るスイッチングコンバータ１００Ｂの回路図である。スイッチングコンバータ１００Ｂは、入力ライン１０２の入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧または降圧し、出力ライン１０４に昇圧後または降圧後の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを発生する。スイッチングコンバータ１００Ｂは、フライングキャパシタＣ１、出力キャパシタＣ２、インダクタＬ１、第１スイッチＳＷ１～第５スイッチＳＷ５、抵抗Ｒ１，Ｒ２およびコントローラＩＣ（Integrated Circuit）２００Ｂを備える。 (Embodiment 2)
FIG. 5 is a circuit diagram of a switching converter 100B according to the second embodiment. The switching converter 100B steps up or down an input voltage V _IN on an input line 102 and generates a stepped-up or stepped-down output voltage V _OUT on an output line 104 . The switching converter 100B includes a flying capacitor C1, an output capacitor C2, an inductor L1, first to fifth switches SW1 to SW5, resistors R1 and R2, and a controller IC (Integrated Circuit) 200B.

インダクタＬ１は、スイッチングノードＳＷと出力ライン１０４の間に接続される。出力キャパシタＣ２は、出力ライン１０４と接続される。 Inductor L1 is connected between switching node SW and output line 104 . Output capacitor C 2 is connected to output line 104 .

スイッチング回路１１０Ｂは、第１スイッチＳＷ１～第５スイッチＳＷ５およびフライングキャパシタＣ１を含む。スイッチング回路１１０Ｂは、図１のスイッチング回路１１０Ａに、第４スイッチＳＷ４および第５スイッチＳＷ５を追加した構成を有する。第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２は、入力ライン１０２と接地ライン１０６の間に直列に接続される。第３スイッチＳＷ３および第４スイッチＳＷ４は、入力ライン１０２とスイッチングノードＳＷの間に接続される。第５スイッチＳＷ５は、スイッチングノードＳＷと接地ライン１０６の間に接続される。フライングキャパシタＣ１は、第３スイッチＳＷ３および第１スイッチＳＷ１の両端間に接続される。本実施形態において、第１スイッチＳＷ１から第５スイッチＳＷ５は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。 The switching circuit 110B includes a first switch SW1 to a fifth switch SW5 and a flying capacitor C1. The switching circuit 110B has a configuration in which a fourth switch SW4 and a fifth switch SW5 are added to the switching circuit 110A of FIG. A first switch SW1 and a second switch SW2 are connected in series between the input line 102 and the ground line 106 . A third switch SW3 and a fourth switch SW4 are connected between the input line 102 and the switching node SW. A fifth switch SW5 is connected between the switching node SW and the ground line 106 . A flying capacitor C1 is connected across the third switch SW3 and the first switch SW1. In this embodiment, the first switch SW1 to the fifth switch SW5 are N-channel MOSFETs.

コントローラＩＣ２００Ｂは、第１スイッチＳＷ１から第５スイッチＳＷ５を駆動し、スイッチングノードＳＷに、２つの電圧レベル０Ｖおよび２×Ｖ_ＩＮをとるスイッチング電圧Ｖ_ＳＷを発生させる。 The controller IC200B drives the first switch SW1 through the fifth switch SW5 to generate a switching voltage V _SW on the switching node SW that takes two voltage levels 0V and 2×V _IN .

たとえばコントローラＩＣ２００Ｂは、第１状態φ１および第２状態φ２を交互に繰り返す。
・第１状態φ１
第１スイッチＳＷ１、第４スイッチＳＷ４：ＯＦＦ
第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３、第５スイッチＳＷ５：ＯＮ
・第２状態φ２
第１スイッチＳＷ１、第４スイッチＳＷ４：ＯＮ
第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３、第５スイッチＳＷ５：ＯＦＦ For example, the controller IC 200B alternately repeats the first state φ1 and the second state φ2.
・First state φ1
First switch SW1, fourth switch SW4: OFF
Second switch SW2, third switch SW3, fifth switch SW5: ON
・Second state φ2
First switch SW1, fourth switch SW4: ON
Second switch SW2, third switch SW3, fifth switch SW5: OFF

コントローラＩＣ２００Ｂは、駆動回路２１０Ｂ、状態制御部２２０Ｂ、フィードバック回路２３０を備え、ひとつの半導体基板に集積化された機能ＩＣである。コントローラＩＣ２００ＢのゲートピンＧ１～Ｇ５は、第１スイッチＳＷ１～第５スイッチＳＷ５のゲートと接続される。またコントローラＩＣ２００ＢのフィードバックピンＦＢには、スイッチングコンバータ１００Ｂの出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じたフィードバック信号Ｖ_ＦＢがフィードバックされる。抵抗Ｒ１，Ｒ２は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを分圧し、フィードバック信号Ｖ_ＦＢを生成する。 The controller IC 200B is a functional IC that includes a drive circuit 210B, a state control section 220B, and a feedback circuit 230, and is integrated on one semiconductor substrate. Gate pins G1 to G5 of the controller IC 200B are connected to the gates of the first switch SW1 to the fifth switch SW5. A feedback signal V _FB corresponding to the output voltage V _OUT of the switching converter 100B is fed back to the feedback pin FB of the controller IC 200B. Resistors R1 and R2 divide the output voltage V _OUT to produce a feedback signal V _FB .

抵抗Ｒ１，Ｒ２は、コントローラＩＣ２００Ｂに集積化されてもよい。また、複数のスイッチＳＷ１～ＳＷ５は、コントローラＩＣ２００Ｂに集積化されてもよい。 Resistors R1 and R2 may be integrated into controller IC 200B. Also, the plurality of switches SW1 to SW5 may be integrated into the controller IC 200B.

状態制御部２２０Ｂは、第１スイッチＳＷ１～第５スイッチＳＷ５のオン、オフを規定する制御信号Ｓ_１～Ｓ_５を生成し、スイッチングコンバータ１００Ｂの状態を制御する。 The state control unit 220B generates control signals S ₁ to S ₅ that specify ON/OFF of the first switch SW1 to the fifth switch SW5, and controls the state of the switching converter 100B.

駆動回路２１０Ｂは、状態制御部２２０Ｂの出力Ｓ_１～Ｓ_５に応じて、第１スイッチＳＷ１から第５スイッチＳＷ５を駆動する。駆動回路２１０Ｂは、３個のドライバＤｒ１～Ｄｒ５を含む。 The drive circuit 210B drives the _first switch SW1 to the _fifth switch SW5 according to the outputs S1 to S5 of the state control section 220B. Drive circuit 210B includes three drivers Dr1 to Dr5.

フィードバック回路２３０は、フィードバック信号Ｖ_ＦＢと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差がゼロに近づくように、第１状態φ１と第２状態φ２の時間比率を制御する。フィードバック回路２３０については、一般的なＤＣ／ＤＣコンバータと同様に構成することができる。 The feedback circuit 230 controls the time ratio between the first state φ1 and the second state φ2 so that the error between the feedback signal V _FB and the reference voltage V _REF approaches zero. Feedback circuit 230 can be configured in the same manner as a general DC/DC converter.

以上がスイッチングコンバータ１００Ｂの構成である。続いてその動作を説明する。 The above is the configuration of the switching converter 100B. Next, the operation will be explained.

図６は、図５のスイッチングコンバータ１００Ｂの第１状態φ１の等価回路図である。第１状態φ１では、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３および第５スイッチＳＷ５がオンであり、第１スイッチＳＷ１、第４スイッチＳＷ４がオフである。第１状態φ１では、Ｖ_ＳＷ＝０Ｖであり、フライングキャパシタＣ１は、入力電圧Ｖ_ＩＮで充電される。つまりフライングキャパシタＣ１の両端間電圧Ｖｃは、入力電圧Ｖ_ＩＮと等しくなる。 FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of the first state φ1 of the switching converter 100B of FIG. In the first state φ1, the second switch SW2, the third switch SW3 and the fifth switch SW5 are on, and the first switch SW1 and the fourth switch SW4 are off. In the first state φ1, V _SW =0V and the flying capacitor C1 is charged with the input voltage V _IN . That is, the voltage Vc across the flying capacitor C1 is equal to the input voltage _VIN .

第１状態φ１におけるインダクタＬ１の両端間電圧ΔＶ_Ｌ１は、ΔＶ_Ｌ１＝－Ｖ_ＯＵＴとなり、負電圧となる。したがってインダクタＬ１の電流Ｉ_Ｌは時間とともに、傾き（－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌで減少する。 The voltage ΔV _L1 across the inductor L1 in the first state φ1 is ΔV _L1 =−V _OUT , which is a negative voltage. Therefore, current I _L in inductor L1 decreases with time with a slope of (-V _OUT )/L.

図７は、図５のスイッチングコンバータ１００Ｂの第２状態φ２の等価回路図である。第２状態φ２では、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３および第５スイッチＳＷ５がオフであり、第１スイッチＳＷ１、第４スイッチＳＷ４がオンである。第２状態φ２では、Ｖ_ＳＷ＝２×Ｖ_ＩＮとなる。 FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the second state φ2 of the switching converter 100B of FIG. In the second state φ2, the second switch SW2, the third switch SW3 and the fifth switch SW5 are off, and the first switch SW1 and the fourth switch SW4 are on. In the second state φ2, V _SW =2×V _IN .

図８は、図５のスイッチングコンバータ１００Ｂの動作波形図である。図８にはインダクタＬ１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌが示される。第２状態φ２において、コイル電流Ｉ_Ｌが増大する。第２状態φ２の時間をｔ_ＯＮとするとき、コイル電流Ｉ_Ｌの増加量ΔＩ_ＯＮは、
ΔＩ_ＯＮ＝（２×Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ×ｔ_ＯＮ
となる。 FIG. 8 is an operation waveform diagram of the switching converter 100B of FIG. FIG. 8 shows the coil current IL flowing through the inductor _L1 . In the second state _φ2 , the coil current IL increases. When the time of the second state _φ2 is _tON , the increase amount _ΔION of the coil current IL is
ΔI _ON =(2×V _IN -V _OUT )/L×t _ON
becomes.

第１状態φ１において、コイル電流Ｉ_Ｌが減少する。第１状態φ１の時間をｔ_ＯＦＦとするとき、コイル電流Ｉ_Ｌの減少量ΔＩ_ＯＦＦ（絶対値）は、
ΔＩ_ＯＦＦ＝｜－Ｖ_ＯＵＴ｜／Ｌ×ｔ_ＯＦＦ
＝Ｖ_ＯＵＴ／Ｌ×ｔ_ＯＦＦ
となる。 In the first state _φ1 , the coil current IL decreases. When the time of the first state φ1 is t _OFF , the amount of decrease ΔI _OFF (absolute value) of the coil current I _L is
ΔI _OFF = |−V _OUT |/L×t _OFF
= V _OUT /L x t _OFF
becomes.

定常状態において、コイル電流Ｉ_Ｌの平均値が一定であるとき、ΔＩ_ＯＮ＝ΔＩ_ＯＦＦが成り立つ。したがって、式（３）を得る。
（２×Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ×ｔ_ＯＮ＝Ｖ_ＯＵＴ／Ｌ×ｔ_ＯＦＦ …（３） In steady state, when the average value of the coil current I _L is constant, ΔI _ON =ΔI _OFF . Therefore, we obtain equation (3).
(2 x V _IN - V _OUT )/L x t _ON = V _OUT /L x t _OFF (3)

デューティサイクルｄを、
ｄ＝ｔ_ＯＮ／（ｔ_ＯＮ＋ｔ_ＯＦＦ）
とすると、式（４）を得る。
Ｖ_ＯＵＴ＝２ｄ・Ｖ_ＩＮ Let the duty cycle d be
d= _tON /( _tON + _tOFF )
Then, formula (4) is obtained.
V _OUT =2d·V _IN

つまり、デューティサイクルｄを０～１の範囲で変化させることにより、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを、０～２×Ｖ_ＩＮの間で変化させることができ、昇降圧動作を実現できる。 That is, by changing the duty cycle d in the range of 0 to 1, the output voltage V _OUT can be changed in the range of 0 to 2×V _IN , and the step-up/step-down operation can be realized.

以上がスイッチングコンバータ１００Ｂの動作である。続いてその利点を説明する。 The above is the operation of the switching converter 100B. Next, its advantages will be explained.

図５を参照する。スイッチングコンバータ１００Ｂと一般的な降圧コンバータ（Ｂｕｃｋコンバータ）を比較すると、一般的な降圧コンバータは、インダクタＬ１の一端のスイッチング電圧Ｖ_ＳＷは０ＶとＶ_ＩＮの２電圧でスイッチングするのに対して、図５のスイッチングコンバータ１００Ｂでは、スイッチング電圧Ｖ_ＳＷは、０Ｖと２×Ｖ_ＩＮの間でスイッチングする。スイッチングコンバータ１００Ｂは、降圧コンバータのハイサイドトランジスタ（スイッチングトランジスタ）とローサイドトランジスタ（同期整流トランジスタ）を、スイッチング回路１１０Ｂで置き換えたものと把握することができる。つまりスイッチングコンバータ１００Ｂは、昇降圧動作が可能であるが、回路トポロジーは、降圧コンバータのそれと同様であり、したがって、ＲＨＰＺを有しない。これによりコントローラＩＣ２００Ｂの設計に際して、位相補償が容易となる。つまり図５のフィードバック回路２３０は、降圧コンバータのフィードバック回路と同様に構成できる。 Please refer to FIG. Comparing the switching converter 100B with a general step-down converter (Buck converter), the general step-down converter switches the switching voltage V _SW at one end of the inductor L1 at two voltages, 0 V and _VIN . 5 switching converter 100B, the switching voltage V _SW switches between 0V and 2×V _IN . It can be understood that the switching converter 100B replaces the high-side transistor (switching transistor) and low-side transistor (synchronous rectification transistor) of the step-down converter with the switching circuit 110B. That is, the switching converter 100B is capable of buck-boost operation, but the circuit topology is similar to that of a buck converter, and therefore does not have RHPZ. This facilitates phase compensation when designing the controller IC 200B. That is, the feedback circuit 230 of FIG. 5 can be configured in the same manner as the feedback circuit of a step-down converter.

また、通常の昇降圧コンバータ（Ｂｕｃｋ－Ｂｏｏｓｔコンバータ）では、昇圧比が１に近いほど効率が高いが、スイッチングコンバータ１００Ｂでは、昇圧比が２倍に近いときの方が高効率となる。したがって、２に近い昇圧比で動作させる場合には、従来の昇降圧コンバータに比べて効率も改善できる。 Further, in a normal buck-boost converter, the closer the boost ratio is to 1, the higher the efficiency is, but in the switching converter 100B, the higher the efficiency is when the boost ratio is close to 2 times. Therefore, when operating at a step-up ratio close to 2, the efficiency can be improved compared to the conventional buck-boost converter.

（変形例）
上述した実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なことが当業者に理解される。以下、こうした変形例について説明する。 (Modification)
Those skilled in the art will understand that the above-described embodiments are examples, and that various modifications can be made to combinations of each component and each processing process. Such modifications will be described below.

実施形態１において、コントローラＩＣ２００Ａは、スイッチング回路１１０Ａを、第１状態φ１と第２状態φ２とを交互に切り換えたが、本開示はそれに限定されない。たとえば軽負荷状態では、第１状態φ１と第２状態φ２に加えて、第３状態φ３の三状態を切り換えてもよい。第３状態φ３は、すべてのスイッチＳＷ１～ＳＷ３がオフである。 In the first embodiment, the controller IC 200A alternately switches the switching circuit 110A between the first state φ1 and the second state φ2, but the present disclosure is not limited thereto. For example, in a light load state, three states of a third state φ3 in addition to the first state φ1 and the second state φ2 may be switched. In the third state φ3, all switches SW1 to SW3 are off.

実施形態２において、コントローラＩＣ２００Ｂは、スイッチング回路１１０Ｂを、第１状態φ１と第２状態φ２とを交互に切り換えたが、本開示はそれに限定されない。たとえば軽負荷状態では、第１状態φ１と第２状態φ２に加えて、第３状態φ３の三状態を切り換えてもよい。第３状態φ３は、すべてのスイッチＳＷ１～ＳＷ５がオフである。 In the second embodiment, the controller IC 200B alternately switches the switching circuit 110B between the first state φ1 and the second state φ2, but the present disclosure is not limited thereto. For example, in a light load state, three states of a third state φ3 in addition to the first state φ1 and the second state φ2 may be switched. In the third state φ3, all switches SW1 to SW5 are off.

実施形態１あるいは実施形態２において、複数のスイッチＳＷ１～ＳＷ５をトランジスタで構成したが、一部のスイッチは、ダイオードであってもよい。 In Embodiment 1 or Embodiment 2, the plurality of switches SW1 to SW5 are composed of transistors, but some of the switches may be diodes.

（用途）
図９は、スイッチングコンバータ１００を備える電子機器７００の一例を示す図である。電子機器７００は、内部回路７１０および電源回路７２０を備える。内部回路７１０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やメモリ、ＬＡＮ（Local Area Network）のインタフェース回路などを含みうる。電源回路７１０は、入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧し（もしくは降圧し）、内部回路７１０に供給する。上述の昇降圧コンバータ１００は、電源回路７２０として用いることができる。 (Application)
FIG. 9 is a diagram showing an example of an electronic device 700 that includes the switching converter 100. As shown in FIG. Electronic device 700 includes an internal circuit 710 and a power supply circuit 720 . The internal circuit 710 can include a CPU (Central Processing Unit), a memory, a LAN (Local Area Network) interface circuit, and the like. The power supply circuit 710 boosts (or steps down) the input voltage _VIN and supplies it to the internal circuit 710 . The buck-boost converter 100 described above can be used as the power supply circuit 720 .

電子機器７００はサーバーに限定されず、車載機器であってもよい。その他、電子機器７００は、産業機器、ＯＡ（Office Automation）機器であってもよいし、オーディオ機器などの民生機器であってもよい。 Electronic device 700 is not limited to a server, and may be an in-vehicle device. In addition, the electronic device 700 may be an industrial device, an OA (Office Automation) device, or a consumer device such as an audio device.

実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにさまざまな変形例が存在すること、またそうした変形例も本開示に含まれ、また本発明の範囲を構成しうることは当業者に理解されるところである。 The embodiments are examples, and it should be noted that there are various modifications in the combination of each component and each processing process, and such modifications are included in the present disclosure and can constitute the scope of the present invention. It is understood by those skilled in the art.

１００スイッチングコンバータ
１０２入力ライン
１０４出力ライン
１０６接地ライン
１１０スイッチング回路
２００コントローラＩＣ
２１０駆動回路
２２０状態制御部
２３０フィードバック回路
ＳＷ１第１スイッチ
ＳＷ２第２スイッチ
ＳＷ３第３スイッチ
ＳＷ４第４スイッチ
ＳＷ５第５スイッチ
Ｃ１フライングキャパシタ
Ｃ２出力キャパシタ
Ｌ１インダクタ 100 switching converter 102 input line 104 output line 106 ground line 110 switching circuit 200 controller IC
210 drive circuit 220 state control unit 230 feedback circuit SW1 first switch SW2 second switch SW3 third switch SW4 fourth switch SW5 fifth switch C1 flying capacitor C2 output capacitor L1 inductor

Claims

an input line;
an output line;
a ground line;
a switching node;
an inductor connected between the switching node and the output line;
an output capacitor connected to the output line;
a first switch and a second switch connected in series between the input line and the ground line;
a third switch connected between the switching node and the input line;
a flying capacitor connected across the third switch and the first switch;
a controller circuit that drives the third switch from the first switch;
A switching converter.

The controller circuit comprises:
a first state in which the second switch and the third switch are on and the first switch is off;
a second state in which the second switch and the third switch are off and the first switch is on;
2. The switching converter of claim 1, which alternates between .

3. The switching converter according to claim 1, wherein said first switch to said third switch are N-channel MOSFETs.

A controller circuit for a switching converter,
The switching converter is
an input line;
an output line;
a ground line;
a switching node;
an inductor connected between the switching node and the output line;
an output capacitor connected to the output line;
a first switch and a second switch connected in series between the input line and the ground line;
a third switch connected between the switching node and the input line;
a flying capacitor connected across the third switch and the first switch;
with
The controller circuit comprises:
a first state in which the second switch and the third switch are on and the first switch is off; a second state in which the second switch and the third switch are off and the first switch is on; A state control unit that alternately repeats
a drive circuit that drives the first switch to the third switch according to the output of the state control unit;
a controller circuit.

an input line;
an output line;
a ground line;
a switching node;
an inductor connected between the switching node and the output line;
an output capacitor connected to the output line;
a first switch and a second switch connected in series between the input line and the ground line;
a third switch and a fourth switch connected in series between the input line and the switching node;
a flying capacitor connected across the third switch and the first switch;
a fifth switch connected between the switching node and the ground line;
a controller circuit that drives the first to fifth switches;
A switching converter.

The controller circuit comprises:
a first state in which the first switch and the fourth switch are off and the second switch, the third switch and the fifth switch are on;
a second state in which the first switch and the fourth switch are on and the second switch, the third switch and the fifth switch are off;
6. The switching converter of claim 5, which alternates between .

7. The switching converter according to claim 5, wherein said first switch to said fifth switch are N-channel MOSFETs.

A controller circuit for a switching converter,
The switching converter is
an input line;
an output line;
a ground line;
a switching node;
an inductor connected between the switching node and the output line;
an output capacitor connected to the output line;
a first switch and a second switch connected in series between the input line and the ground line;
a third switch and a fourth switch connected in series between the input line and the switching node;
a flying capacitor connected across the third switch and the first switch;
a fifth switch connected between the switching node and the ground line;
with
The controller circuit has a first state in which the first switch and the fourth switch are off and the second switch, the third switch and the fifth switch are on, and a state in which the first switch and the fourth switch are on. a state control unit that alternately repeats ON, a second state in which the second switch, the third switch, and the fifth switch are OFF;
a drive circuit that drives the first switch to the fifth switch according to the output of the state control unit;
a controller circuit.

9. The controller circuit according to claim 4 or 8, monolithically integrated on one semiconductor substrate.

A switching converter comprising a controller circuit according to claim 4 or 8.

An electronic device comprising the switching converter according to any one of claims 1 to 3, 5 to 7, and 10.