JP2022551791A - 温度による影響を除去した自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置 - Google Patents
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Abstract
本発明は温度の影響を除去した自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置に関するものであって、本発明に従う温度の影響を除去した自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置は、感知コイルが含まれた共振回路を用いて、前記検出対象物体と前記感知コイルとの間隔変化に対応して変化される前記共振回路での共振周波数変化と前記共振回路の出力電圧の変化を用いて、前記検出対象物体の動き間隔を測定し、別途にダイオード電圧を検出するダイオード電圧検出部を備えて共振回路の出力値に含まれたダイオード電圧を除去することにより温度変化の影響を受けないように構成される。【選択図】図８
Description
本発明はアクチュエータにより制御される自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置に関し、より詳しくは、車両動力伝達装置内のアクチュエータ作動によって動く検出対象物体と感知コイルとの間の間隔変化に対応する感知コイルのインダクタンス変化を、共振回路の同調特性を用いて測定して動力伝達装置の動作状態を確認し、温度による影響が除去された動き間隔測定装置に関する。
一般に、アクチュエータは内部作動子を動くようにする駆動源により一定位置に移動し、駆動源が無くなれば元の位置に戻る作動原理を有している。
また、このようなアクチュエータの駆動源はソレノイドコイルの電磁気力でありえ、モーターコイルの電磁気力でありえ、油圧による圧力でありえるので、内部作動子を動くようにすることができる駆動源であれば、何れにも限定されない。
例えば、ソレノイドアクチュエータの場合、ソレノイドコイルに電流が印加されれば電子力が発生して作動鉄心を移動させて相対物（クラッチなど）に作動力を加えるようになり、ソレノイド電源が切れると作動鉄心が原位置する動作原理を有している。
自動車用動力伝達装置制御用アクチュエータ（例えば、ソレノイドアクチュエータなど）は自動車動力の断続のためのアクチュエータとして主に使われて、適用例に、自動車用差動装置鎖錠装置（ＥＤＬ）、電気ドライブ断続装置（ＥＤＤ）などに使われる。
このようなアクチュエータによって制御される自動車用動力伝達装置１は、図１に図示したように、噛み合い構造が含まれた駆動軸４０と、この駆動軸に噛み合って動力を伝達する移動可能な推進軸５０と、前記推進軸と連結されて共に動く金属材質の検出対象物体２０と、推進軸に作動力を伝達する内部作動子１０と、アクチュエータ駆動源３０を含む自動車用動力伝達装置制御用アクチュエータ６０を備える構成を有する。
このような一般的な自動車用動力伝達装置の実際の作動の有無が分かる手段には、スプリング弾性を用いた機械式スイッチが使用できるが、機械式スイッチの場合、スイッチを作動させるための追加動力が必要になって、アクチュエータ作動力の損失をもたらし、激しい作動によってスイッチ接点部の摩滅が発生するか、または内部部品の破損または固着などにより問題が発生する場合、これをシステム的に確認する方法がない。
更に他の手段には、磁石を用いたホールセンサーが利用できるが、磁石成分が動力伝達装置内の鉄分（Ｉｒｏｎ ｐａｒｔｉｃｌｅ）を吸着させて装置の誤作動を起こすことがある。また、ホールセンサーはソレノイドまたはモーターコイルの電磁気場の影響を受けるので、これを回避するための別途の空間確保及び検出対象物体との間隙維持のための相当に高い水準の加工及び組立公差が求められて、装置のサイズが不要に大きくなったり、高い費用がかかるようになる問題点がある。
したがって、本発明の目的は、前記の従来の問題点が克服できるように自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、アクチュエータの作動時、内部作動子と共に動く検出対象物体の動き間隔を測定することによって、自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置を提供することにある。
本発明の更に他の目的は、温度による影響を最小化するか、温度による影響が除去された自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置を提供することにある。
前記の技術的課題の一部を達成するための本発明の具体化によって、本発明に従う噛み合い構造が含まれた駆動軸と、その駆動軸に噛み合って動力を伝達する移動可能な推進軸と、前記推進軸と連結されて共に動く金属材質の検出対象物体及び前記推進軸に作動力を伝達する内部作動子と、アクチュエータ駆動源を含む自動車用動力伝達装置制御用アクチュエータを備える自動車用動力伝達装置において、前記検出対象物体の動作時、自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置は、特定周波数の矩形波を発生させる矩形波発生器と；前記矩形波発生器から発生した矩形波を正弦波に変えるか、または前記矩形波の基準周波数成分を除外した雑音成分を除去するための低域通過フィルタと；前記低域通過フィルタを通過した信号を増幅し、感知コイルが含まれた共振回路を含んで構成されて、前記検出対象物体と前記感知コイルの間隔変化に対応して変化される前記共振回路の出力電圧を含む出力信号を提供する同調増幅器と；前記同調増幅器の出力信号からバイアス電圧を除去して交流成分の信号のみを出力する直流復元器（ｄｃ ｒｅｓｔｏｒｅｒ）と；前記直流復元器の出力信号から最高電圧値を検出するための最高値検出部と；前記最高値検出部から出力される最高電圧値に含まれた第１ダイオード電圧値を除去するために前記直流復元器と前記最高値検出部で使われたダイオード個数だけの第２ダイオード電圧値を検出するためのダイオード電圧検出部と；前記最高値検出部の最高電圧値と前記ダイオード電圧検出部の第２ダイオード電圧値をディジタル信号に変換して出力するＡＤコンバータと；ディジタル変換された前記第２ダイオード電圧値を用いてディジタル変換された前記最高電圧値に含まれた第１ダイオード電圧値を除去して温度変化によるダイオード電圧の影響を除去し、前記第１ダイオード電圧値が除去された前記最高電圧値を予め格納された比較データと比較することにより前記検出対象物体の動き間隔値を出力する制御部を備える。
前記直流復元器は互いに直列連結されたキャパシタとダイオードとから構成され、前記第２ダイオード電圧値を出力とするクランピング回路から構成できる。
前記ダイオード電圧検出部は、電源電圧（ＶＣＣ）と接地との間に順次に直列連結された抵抗と少なくとも１つのダイオードを用いて構成され、前記第２ダイオード電圧値を出力値とする回路から構成できる。
前記制御部は、前記ＡＤコンバータを通じてディジタル変換された前記最高電圧値から前記第２ダイオード電圧値を足して温度変化によるダイオード電圧の影響を除去することができる。
前記共振回路に特定周波数を有する入力信号源が入力される時、前記感知コイルと前記検出対象物体が最も近くにある時を基準に、前記感知コイルと前記検出対象物体との間の間隔が遠ざかるほど前記同調増幅器の出力電圧が減少する原理を利用するか、または前記感知コイルと前記検出対象物体が最も遠くにある時を基準に、前記感知コイルと前記検出対象物体とのの間隔が近づくほど前記同調増幅器の出力電圧が減少する原理を用いて前記検出対象物体の動き間隔を測定することができる。
本発明によれば、自動車用動力伝達装置の推進軸と連結されて共に動く金属材質の検出対象物体の動きを、感知コイルと検出対象物体との間の間隔変化に対応する感知コイル（Ｌ１）のインダクタンス変化を用いて測定することによって、検出対象物体の動作により自動車用動力伝達装置の制御される動作状態が分かる長所がある。また、温度変化に影響を受けない動き間隔測定装置の具現が可能になる。
以下、本発明の好ましい実施形態が、本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に本発明の徹底した理解を提供する意図の以外の他の意図無しで、添付の図面を参照として詳細に説明される。
図２は、本発明の一実施形態に従うアクチュエータにより制御される自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置の概略構造図である。
図２に図示したように、本発明の一実施形態に従うアクチュエータ６０の制御による自動車用動力伝達装置１の動作状態を確認する動き間隔測定装置１００は前記アクチュエータ６０に備えられる。前記自動車用動力伝達装置１は、噛み合い構造が含まれた駆動軸４０と、この駆動軸に噛み合って動力を伝達する移動可能な推進軸５０と、この推進軸と共に動く金属材質の検出対象物体２０及び前記推進軸に作動力を伝達する内部作動子１０と、アクチュエータ駆動源３０を含む自動車用動力伝達装置制御用アクチュエータ６０を備える構成を有する。前記検出対象物体２０は、アルミニウム、スチール、ステンレススチールなどの多様な金属材質から構成できる。
本発明の一実施形態に従う自動車用動力伝達装置の作動状態を確認する動き間隔測定装置１００は、感知コイルが含まれた共振回路を用いて、前記検出対象物体２０と前記感知コイルとの間隔変化による前記共振回路での共振周波数変化と前記共振回路の出力電圧の変化を用いて前記検出対象物体２０の動き間隔（Ｔ）を測定するようになる。即ち、自動車用動力伝達装置用アクチュエータの作動時、内部作動子１０に連結された検出対象物体２０の動きに従う検出対象物体２０と感知コイルとの間隔を測定することによって、ＥＤＬまたはＥＤＤなどの全体システムの作動状態を感知するようになる。
これによって、発明の一実施形態に従う自動車用動力伝達装置の作動状態を確認する動き間隔測定装置１００は、共振回路を構成する感知コイルが検出対象物体２０の動きにより影響を受ける程度の位置に備えられて、自動車用動力伝達装置用アクチュエータと隣接配置されるべきである。
図３から図５を用いて検出対象物体動き間隔測定の原理を簡単に説明すると、次の通りである。図３は前記動き間隔測定装置１００の測定原理を説明するための共振回路であり、図４及び図５は前記動き間隔測定装置１００の測定原理を説明するためのグラフである。
図３に図示したように、共振回路は入力信号源（Ｉｐｓｉｎ（２πｆ０ｔ））が備えられ、抵抗（Ｒ）、感知コイル（Ｌ）、及びキャパシタ（Ｃ）が並列連結された構造を有する。
入力信号源（Ｉｐｓｉｎ（２πｆ０ｔ））の入力信号の周波数（ｆｏ）が共振周波数（ｆｒ）と一致する時に最大電圧が前記共振回路の両端に示される。ここで、共振周波数（ｆｒ）とＱ（Ｑｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒ）は次の通り示される。
図４は、図３の共振回路で感知コイル（Ｌ）と前記検出対象物体２０が最も近くにある時を基準に共振特性の変化を示すグラフである。
図４に図示したように、図３のような共振特性を有する共振回路で入力信号源（Ｉｐｓｉｎ（２πｆ０ｔ））の周波数を“ｆｏ＝ｆａ”になるように印加すれば、共振特性グラフが最右側のグラフ（Ａ）のように示され、共振回路の出力電圧の大きさは“Ｖａ”となる。この状態で感知コイル（Ｌ）と検出対象物体２０との間の間隔が増えれば、前記感知コイル（Ｌ）のインダクタンスが増加して共振特性は中間の共振回路特性グラフ（Ｂ）に変化するようになり、この際、共振回路の電圧大きさは“Ｖｂ”となる。
前記感知コイル（Ｌ）と検出対象物体２０との間の間隔が更に増えれば、前記感知コイル（Ｌ）のインダクタンスが更に増加して共振特性は左側の共振回路特性グラフ（Ｃ）のように変化するようになり、この際、共振回路の出力電圧大きさは“Ｖｃ”となる。即ち、感知コイル（Ｌ）と検出対象物体２０との間隔が遠ざかるほど共振回路の共振周波数は減少し、共振回路の出力電圧が減少する。このような原理を用いて感知コイル（Ｌ）と検出対象物体２０との間の間隔を測定することができる。
図５は、図３の共振回路で感知コイル（Ｌ）と検出対象物体２０が最も遠くにある時を基準に共振特性の変化を示すグラフである。
図５に図示したように、図３のような共振特性を有する共振回路で入力信号源（Ｉｐｓｉｎ（２πｆ０ｔ））の周波数ｆｏ＝ｆａになるように印加すれば、共振特性グラフが最左側のグラフ（Ｄ）のように示され、共振回路の電圧の大きさは“Ｖａ”となる。感知コイル（Ｌ）と検出対象物体２０との間の間隔が減れば、感知コイル（Ｌ）のインダクタンスが減少して共振特性は中間の共振回路特性グラフ（Ｅ）のように変化するようになり、この際、共振回路の出力電圧は“Ｖｂ”となる。以後、感知コイル（Ｌ）と検出対象物体２０との間の間隔が更に減れば、感知コイル（Ｌ）のインダクタンスが更に減少して共振特性は右側の共振回路特性グラフ（Ｆ）のように変化するようになり、この際、共振回路の出力電圧は“Ｖｃ”となる。
即ち、感知コイル（Ｌ）と検出対象物体２０との間隔が近づくほど、共振回路の周波数は増加し、共振回路の出力電圧が減少する。これを用いて感知コイル（Ｌ）と検出対象物体２０との間の間隔を測定することができる。
これによって、図４のように、感知コイル（Ｌ）と検出対象物体２０が最も近い間隔を基準とする場合には共振回路の特性グラフの左側特性を用い、感知コイル（Ｌ）と検出対象物体が最も遠い間隔を基準とする場合には共振回路の特性グラフの右側特性を用いて、感知コイル（Ｌ）と検出対象物体２０との間隔を測定することができる。
前記の回路は同調増幅器を用いて具現することができる。
図６は本発明の第１実施形態に従う図２の動き間隔を確認する測定装置の具体ブロック図であり、図７は図６の動き間隔を確認する測定装置１００の具現例である回路図を示すものである。図７に図示した具現例は１つの例示であり、他の回路で具現可能であることが当然である。
図６及び図７に図示したように、本発明の第１実施形態に従う動き間隔を確認する測定装置１００は、矩形波発生器１１０、低域通過フィルタ１２０、同調増幅器１３０、検出部１４０、ＡＤコンバータ１５０、及び制御部１６０を備える。以外に、温度補正のための温度センシング部１７０を更に備えることができ、前記検出部１４０と前記温度センシング部１７０から提供される信号選択のためのスイッチング部１８０を更に備えることができる。図７では、制御部１６０を構成するマイクロコントローラ（μＣ）がスイッチング部１８０、ＡＤコンバータ１５０、矩形波発生器１１０、及びメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）１６２などの機能を内蔵することで具現されている。
前記矩形波発生器１１０は特定周波数の矩形波を発生させるためのものであって、前記制御部１６０を構成するマイクロコントローラ（μＣ）に内蔵されたタイマーを用いるか、または通常の技術者によく知られた矩形波発生器を用いて具現可能である。
前記低域通過フィルタ１２０は、前記矩形波発生器１１０で発生した矩形波を正弦波に変えるか、または前記矩形波の基準周波数成分を除外した雑音成分（例えば、２次以上のハーモニックス成分など）を除去するためのものである。前記低域通過フィルタ１２０は、図７に図示したように、抵抗（Ｒ６、Ｒ８）とキャパシタ（Ｃ５）を用いて通常の技術者によく知られた低域通過フィルタで具現可能である。図７の低域通過フィルタ１２０で２つの抵抗（Ｒ６、Ｒ８）は前記矩形波発生器１１０から出力される矩形波の大きさを調整し、キャパシタ（Ｃ５）と共に低域通過濾波器を構成するようになり、この際、低域通過フィルタの遮断周波数“以下の数２”として与えられる。
前記同調増幅器１３０は前記低域通過フィルタ１２０を通過した信号を増幅し、感知コイル（Ｌ１）が含まれた共振回路１３２を含んで構成されて、前記検出対象物体２０と前記感知コイル（Ｌ１）との間隔変化に対応して変化される共振周波数及び変化する共振回路１３２の出力電圧を含む出力信号を提供するようになる。
図７に図示したように、前記同調増幅器１３０は２つのトランジスタ（Ｑ１Ａ、Ｑ２Ａ）とその周辺回路で構成される。前記共振回路１３２は、抵抗（Ｒ３）、キャパシタ（Ｃ１）、及び感知コイル（Ｌ１）の並列構造で図３のような共振回路またはその応用回路で具現可能であり、図７に図示したような回路構造の共振回路の以外に多様な共振回路で具現可能である。インダクタ（Ｌ１）は感知コイルを示し、キャパシタ（Ｃ２）は共振周波数を決定する。抵抗（Ｒ３）はコイルの内部抵抗と共に共振回路の選択もＱを決定する。トランジスタ（Ｑ１Ａ）は増幅機能を遂行し、トランジスタ（Ｑ１Ｂ）はトランジスタ（Ｑ１Ａ）の増幅器が検出部１４０の回路の影響を受けないようにするために緩衝回路（Ｂｕｆｆｅｒ）として使われる。
前記検出部１４０は、前記同調増幅器１３０の出力信号から最高値及び最低値を検出するためのものであって、最高値検出回路１４２及び最低値検出回路１４４を備えることができる。
前記最高値検出回路１４２は前記同調増幅器１３０の出力信号から最高値を検出し、前記最低値検出回路１４４は前記同調増幅器１３０の出力信号から最低値を検出して前記スイッチング部１８０を通じて前記ＡＤコンバータ１５０に提供するようになる。
前記最高値検出回路（ＭＡＸ）１４２は、ダイオード（ＤＮ２）、抵抗（Ｒ９、Ｒ１０）、及びキャパシタ（Ｃ６）から構成されて、図７に図示した回路のように具現できる。以外に、通常の技術者によく知られた他の回路で具現することも可能である。図７の最高値検出回路１４２では“ｄＣＨＧ”信号がロー（Ｌｏｗ）レベルに出力される時にキャパシタ（Ｃ６）が放電されながら前記最高値検出回路１４２が初期化され、ｄＣＨＧ信号がハイ（Ｈｉｇｈ（Ｖｃｃ））レベルになれば前記同調増幅器１３０を構成するトランジスタ（Ｑ１Ｂ）のエミッタに示される最大信号がキャパシタ（Ｃ６）に充電される構成を有するようになる。
前記最低値検出回路（ＭＩＮ）１４４は、ダイオード（ＤＮ１）、抵抗（Ｒ２、Ｒ５）、及びキャパシタ（Ｃ３）で構成されて、図７に図示した回路のような最低値検出回路１４４で具現できる。以外に、通常の技術者によく知られた他の回路で具現することも可能である。図７の最低値検出回路１４４では“ｄＣＨＬ”信号がハイ（Ｈｉｇｈ（ＶＣＣ））レベルに出力される時にキャパシタ（Ｃ３）が“ＶＣＣ－ＶＤ”大きさ（“ＶＤ”はダイオード（ＤＮ１）の電圧）で充電されながら最低値検出回路１４４が初期化され、ｄＣＨＬ信号がロー（Ｌｏｗ）レベルになれば前記同調増幅器１３０を構成するトランジスタ（Ｑ１Ｂ）のエミッタに示される最低信号までキャパシタ（Ｃ３）が放電されてキャパシタ（Ｃ３）に最低値が示されるようになる。
前記ＡＤコンバータ１５０は、前記検出部１４０の最高値（ＭＡＸ）出力信号、最低値（ＭＩＮ）出力信号をディジタル信号に変換して出力するようになる。前記ＡＤコンバータ１５０は、前記マイクロコントローラ（μｃ）に内蔵されることも、別途に具現することも可能である。
前記スイッチング部１８０は、前記検出部１４０の最高値（ＭＡＸ）出力信号、最低値（ＭＩＮ）出力信号、前記温度センシング部１７０の温度検出信号を選択して前記ＡＤコンバータ１５０に提供する機能を遂行する。前記スイッチング部１８０は、図７に図示したように、前記マイクロコントローラ（μＣ）に内蔵されたアナログスイッチで具現することも可能であるが、別途に具現することも可能である。
前記温度センシング部１７０は、現在の温度を検出して温度検出信号を前記ＡＤコンバータに提供する。前記温度センシング部１７０は、抵抗（Ｒ１３）とサーミスタ（ＲＴ１）を備えて図７に図示したような回路構造で具現可能であり、以外に、通常の技術者によく知られた温度センシング回路でも具現可能である。図７で、サーミスタ（ＲＴ１）は温度によって抵抗値が変化する素子であり、前記温度センシング部１７０での出力電圧（ＶＴＭＰ）は”以下の数３” として与えられるようになる。前記温度センシング部１７０は必要によって省略可能である。
前記制御部１６０は、前記矩形波発生器１１０、前記スイッチング部１８０、前記ＡＤコンバータ１５０、及び前記検出部１４０などの動作を制御し、前記マイクロコントローラ（μＣ）とメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）、及び出力回路１６２を含んで構成できる。
前記マイクロコントローラ（μＣ）は、前記矩形波発生器１１０、前記スイッチング部１８０、前記ＡＤコンバータ１５０の機能を含むことができ、前記メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）を内蔵している。これによって、前記マイクロコントローラ（μＣ）は内蔵されたタイマーを用いて前記矩形波を発生し、内蔵されたアナログスイッチとＡＤコンバータを用いて前記同調増幅器１３０の最低値と最高値を読み込むようになり、前記温度センシング部１７０の温度値を読み込むようになる。そして、これら値と内蔵されたメモリ１６２に格納された資料を用いて前記感知コイル（Ｌ１）と検出対象物体２０との間の間隔を測定するようになる。
前記メモリ１６２は、前記最高値及び前記最低値、前記最高値と前記最低値の差値に対応する検出対象物体２０と感知コイル（Ｌ１）の間隔に対する情報と、温度補正のためのデータが格納されている。
前記出力回路（ＯＵＴＰＵＴ）１６２は、ハーフデュプレックス（Ｈａｌｆ－ｄｕｐｌｅｘ）通信とＰＷＭ信号出力が可能であるように抵抗（Ｒ１２、Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６）、ダイオード（Ｄ１）、トランジスタ（Ｑ２）を備えて図７に図示したことのような回路構造で具現可能である。
前記出力回路１６２は、前記マイクロコントローラ（μＣ）が温度補正などの補正を遂行する補正モードである場合には、前記マイクロコントローラ（μＣ）に内蔵された“ＵＡＲＴ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｒｅｃｅｉｖｅｒ／ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）”を用いてＵＡＲＴを用いてハーフデュプレックス（Ｈａｌｆ－ｄｕｐｌｅｘ）通信を行い、前記マイクロコントローラ（μＣ）が補正モードでない場合には“ＵＡＲＴ”は不活性化（ｄｉｓａｂｌｅ）され、前記マイクロコントローラ（μＣ）のＲＸ端子にハイ（Ｈｉｇｈ）信号が出力され、前記マイクロコントローラ（μＣ）のＴＸ端子にＰＷＭ信号が出力されれば、前記出力回路１６２はトランジスタ（Ｑ２）と抵抗（Ｒ１５）を通じてＰＷＭ信号を出力するようになる。
前記制御部１６０は、前記ＡＤコンバータ１５０を通じて出力される最高値と最低値の差を計算し、これを前記メモリ１６２に予め格納された比較データと比較することにより前記プレート２０の動き間隔値を出力するようになる。
前記制御部１６０は、前記同調増幅器１３０の出力信号の最高値と最低値を検出するために周期的に前記検出部１４０の最高値検出回路１４２と前記最低値検出回路１４４に初期化信号を印加する。また、前記制御部１６０は前記ＡＤコンバータ１５０の最高値と最低値の差を計算して出力信号のピーク値を求めて提供し、温度補正を必要とする場合には温度補正を行う。即ち、前記制御部１６０は前記ＡＤコンバータ１５０を通じて出力される最高値と最低値の差値に対して前記温度検出信号を用いて温度補正を遂行した以後に、温度補正された値を前記メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）に格納されたデータを用いて感知コイル（Ｌ１）とプレート２０との間の間隔変化と同調増幅器１３０の出力信号の間の非線形特性を補正して、その結果を出力（ＯＵＴＰＵＴ）として送り出す。これによって、前記検出対象物体２０の動き間隔値を出力するようになる。
前述した本発明の第１実施形態の場合には温度変化に甚大な影響を受けるという問題点がある。通常的に、図７の回路の場合、回路周辺の温度が－４０～１５０℃範囲内で動作するようになるが、この場合、温度によって特性の差が多く示されるようになる。
特に、バイポーラトランジスタ（Ｑ１Ａ）を使用する同調増幅器１３０とダイオード（ＤＮ１、ＤＮ２）を使用する最高値検出回路（ＭＡＸ）１４２と最低値検出回路（ＭＩＮ）１４４は、温度に甚大な影響を受けるという問題点がある。
このような問題点を解決するために、本発明の第２実施形態が具現された。
本発明の第２実施形態は、図８及び図９を通じて説明する。
図８は本発明の第２実施形態に従う図２の動き間隔を確認する測定装置の具体ブロック図であり、図９は図８の動き間隔を確認する測定装置１００の具現例である回路図を示すものである。図９に図示した具現例は１つの例示であり、他の回路で具現可能であることは当然である。
図８及び図９に図示したように、本発明の第２実施形態に従う動き間隔を確認する測定装置１００は、矩形波発生器１１０、低域通過フィルタ１２０、同調増幅器１３０、直流復元器１３５、検出部１４０、ダイオード電圧検出部１９０、ＡＤコンバータ１５０、及び制御部１６０を備える。本発明の第１実施形態とは異なり、本発明の第２実施形態は回路の温度補正を遂行せず、最低値検出部を備えない。しかしながら、渦電流（Ｅｄｄｙ ｃｕｒｒｅｎｔ）による感知コイルの温度特性を補正するための温度センシング部は必要でありえる。
そして、図９の場合に、ＡＤコンバータ１５０と制御部１６０の構成は別途に図示しなかった。これは、本発明の第１実施形態を適用または応用して通常の技術者の水準で具現可能なためである。本発明の第２実施形態の場合に、制御部１６０を構成するマイクロコントローラ（μＣ）がＡＤコンバータ１５０、矩形波発生器１１０、及びメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）１６２などの機能を内蔵することで具現できる。
前記矩形波発生器１１０は、特定周波数の矩形波を発生させるためのものであって、前記制御部１６０を構成するマイクロコントローラ（μＣ）に内蔵されたタイマーを用いるか、または通常の技術者によく知られた矩形波発生器を用いて具現可能である。
前記低域通過フィルタ１２０は、前記矩形波発生器１１０から発生した矩形波を正弦波に変えるか、または前記矩形波の基準周波数成分を除外した雑音成分（例えば、２次以上のハーモニックス成分など）を除去するためのものである。前記低域通過フィルタ１２０は、図９に図示したように、抵抗（Ｒ６、Ｒ８）とキャパシタ（Ｃ５）を用いて通常の技術者によく知られた低域通過フィルタで具現可能である。図９の低域通過フィルタ１２０において、２つの抵抗（Ｒ６、Ｒ８）は前記矩形波発生器１１０から出力される矩形波の大きさを調整し、キャパシタ（Ｃ５）と共に低域通過濾波器を構成するようになり、この際、低域通過フィルタの遮断周波数“以下の数４”として与えられる。
前記同調増幅器１３０は前記低域通過フィルタ１２０を通過した信号を増幅し、感知コイル（Ｌ１）が含まれた共振回路１３２を含んで構成されて、前記検出対象物体２０と前記感知コイル（Ｌ１）の間隔変化に対応して変化される共振周波数及び変化する共振回路１３２の出力電圧を含む出力信号を提供するようになる。
本発明の第１実施形態である図７に図示した同調増幅器の場合には、温度による影響を受ける問題点があると前述したことがある。これを具体的に見ると、図７の同調増幅器１３０の電圧利得（Ａｖ）は、“以下の数５”のように与えられる。ここで、ｇｍ＝ＩＣ／ＶＴ、Ｉｃ＝トランジスタ（Ｑ１Ａ）のコレクタ電流、ＶＴ＝熱電圧、ＲＬ＝トランジスタ（Ｑ１Ａ）のコレクタから眺めた負荷抵抗を意味する。
前記の電圧利得（Ａｖ）の数式において、熱電圧（ＶＴ）は温度に比例して変化するので、同調増幅器１３０の電圧利得が温度によって変化するようになる。これを改善するためにはトランジスタ（Ｑ１Ａ）のエミッタに抵抗を連結して熱電圧（ＶＴ）の影響を減少させる必要がある。
このために、本発明の第２実施形態の同調増幅器１３０は、図９に図示したように、２つのトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）とその周辺回路から構成される。前記共振回路１３２は、抵抗（Ｒ３）、キャパシタ（Ｃ２、Ｃ３）、及び感知コイル（Ｌ１）の並列構造で図３のような共振回路またはその応用回路で具現可能であり、図９に図示したような回路構造の共振回路の以外に多様な共振回路で具現可能である。インダクタ（Ｌ１）は感知コイルを示し、キャパシタ（Ｃ２、Ｃ３）は共振周波数を決定する。抵抗（Ｒ３）はコイルの内部抵抗と共に共振回路の選択度Ｑを決定する。トランジスタ（Ｑ１）は増幅機能を遂行し、トランジスタ（Ｑ２）はトランジスタ（Ｑ１）の増幅器が前記検出部１４０の回路の影響を受けないようにするために緩衝回路（Ｂｕｆｆｅｒ）として使われる。
図９の場合、図７とは異なり、増幅機能を遂行するトランジスタ（Ｑ１）のエミッタに抵抗（Ｒ２０）が追加される。これは、トランジスタ（Ｑ１）の熱電圧（ＶＴ）の影響を減少させるためである。ここで、前記抵抗（Ｒ２０）は、以下の数６になるように設定されて、熱電圧（ＶＴ）による影響、即ち、温度変化による影響が最小化されるようにする。
具体的に、図９の同調増幅器の電圧利得（Ａｖ）は、“以下の数７”となる。ここで、ｇｍ＝ＩＣ／ＶＴ、Ｉｃ＝トランジスタ（Ｑ１）のコレクタ電流、ＶＴ＝熱電圧、ＲＬ＝トランジスタ（Ｑ１）のコレクタから眺めた負荷抵抗を意味する。
図９の同調増幅器の電圧利得（Ａｖ）の数式において、抵抗（Ｒ２０）の大きさが、以下の数８であるので、図９の同調増幅器の電圧利得（Ａｖ）は、“以下の数９”となる。これによって、熱電圧による影響が減少して同調増幅器１３０の電圧利得が温度による影響を少なく受けるようになる。
前記直流復元器（ｄｃ ｒｅｓｔｏｒｅｒ）１３５は、前記同調増幅器１３０の出力信号からバイアス電圧を除去して交流成分の信号のみを出力するようになる。
前記直流復元器１３５は互いに直列連結されたキャパシタ（Ｃ５）とダイオード（Ｄ４）から構成され、ダイオード（Ｄ４）電圧を出力とするクランピング回路から構成できる。これによって、前記同調増幅器１３０の出力信号が前記直流復元器１３５に入力されれば、バイアス電圧は消えて、前記同調増幅器１３０の出力信号の最低値が前記ダイオード（Ｄ４）にクランピングされて出力される。
前記検出部１４０は、前記直流復元器１３５の出力信号から最高電圧値（ＶＭＡＸ）を検出するためのものである。
前記検出部１４０は、ダイオード（Ｄ３）、抵抗（Ｒ２２）、及びキャパシタ（Ｃ７）から構成されて、図９に図示した回路のように具現できる。即ち、前記直流復元器１３５の出力ノードと前記検出部１４０の出力ノードとの間に連結されたダイオード（Ｄ３）と、前記検出部１４０の出力ノードと初期化信号（ｄＣＨＧ）の入力端との間に連結された抵抗（Ｒ２２）と前記検出部１４０の出力ノードと接地との間に連結されたキャパシタ（Ｃ７）で具現可能である。以外に、通常の技術者によく知られた他の回路で具現することも可能である。
図９の検出部１４０では初期化信号である“ｄＣＨＧ”信号がロー（Ｌｏｗ）レベルに出力される時にキャパシタ（Ｃ７）が放電されながら前記検出部１４０が初期化され、ｄＣＨＧ信号がハイ（Ｈｉｇｈ（Ｖｃｃ））レベルになれば前記同調増幅器１３０を構成するトランジスタ（Ｑ２）のエミッタに示される最大電圧値がキャパシタ（Ｃ７）に充電される構成を有するようになる。
前記同調増幅器１３０の出力信号を“Ｖｏ（ｔ）”と仮定すれば、前記直流復元器１３５の出力信号は“Ｖｏ（ｔ）－ＶＤ”となり、前記検出部１４０から出力される最高電圧値（ＶＭＡＸ）は、以下の数１０として与えられる。
前記検出部１４０から出力される最高電圧値（ＶＭＡＸ）は前記ＡＤコンバータ１５０に提供するようになる。
前記検出部１４０から出力される最高電圧値（ＶＭＡＸ）には、前記直流復元器１３５で使われたダイオード（Ｄ４）と前記検出部１４０で使われたダイオード（Ｄ３）により第１ダイオード電圧値（２ＶＤ）が含まれるようになる。前記第１ダイオード電圧値（２ＶＤ）は温度変化に敏感に作用するので、即ち、甚大に温度の影響を受けるので除去する必要がある。このために、前記ダイオード電圧検出部１９０が必要となる。
前記ダイオード電圧検出部１９０は前記直流復元器１３５と前記検出部１４０で使われたダイオード個数だけのダイオード電圧値を検出して前記ＡＤコンバータ１５０に提供するようになる。前記ダイオード電圧検出部１９０から出力されるダイオード電圧値を第２ダイオード電圧値と称することにする。
前記ダイオード電圧検出部１９０は、電源電圧（ＶＣＣ）と接地との間に順次に直列連結された抵抗（Ｒ２１）と少なくとも１つのダイオード（Ｄ１、Ｄ２）を用いて構成され、前記第２ダイオード電圧値を出力値とする回路で図９に図示したように具現できる。以外に、他の回路で具現されることも可能である。
前記ダイオード電圧検出部１９０は、前記検出部１４０から出力される最高電圧値（ＶＭＡＸ）から温度による影響の大きい前記第１ダイオード電圧値（２ＶＤ）を除去するために、これと同一の値を有することと予想される第２ダイオード電圧値（ＶＢＩＡＳ）を生成して前記ＡＤコンバータ１５０に提供するようになる。
前記ダイオード電圧検出部１９０の出力である第２ダイオード電圧値（ＶＢＩＡＳ）は、“ＶＢＩＡＳ＝２ＶＤ”となる。
前記ＡＤコンバータ１５０は前記検出部１４０の最高電圧値（ＶＭＡＸ）と前記ダイオード電圧検出部１９０の出力である第２ダイオード電圧値（ＶＢＩＡＳ）をディジタル信号に変換して出力するようになる。前記ＡＤコンバータ１５０は前記マイクロコントローラ（μｃ）に内蔵されることも、別途に具現することも可能である。
前記制御部１６０は、前記矩形波発生器１１０、前記ＡＤコンバータ１５０、及び前記検出部１４０などの動作を制御し、前記マイクロコントローラ（μＣ）とメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）、及び出力回路１６２を含んで構成できる。
前記マイクロコントローラ（μＣ）は、前記矩形波発生器１１０、前記ＡＤコンバータ１５０の機能を含むことができ、前記メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）を内蔵している。これによって、前記マイクロコントローラ（μＣ）は内蔵されたタイマーを用いて前記矩形波を発生し、内蔵されたアナログスイッチとＡＤコンバータを用いて前記同調増幅器１３０の最高電圧値を読み込むようになる。そして、これら値と内蔵されたメモリ１６２に格納された資料を用いて前記感知コイル（Ｌ１）と検出対象物体２０との間の間隔を測定するようになる。
前記メモリ１６２は、前記最高電値及び前記最低値、前記最高値と前記最適値の差値に対応する検出対象物体２０と感知コイル（Ｌ１）との間隔に対する情報が格納されている。
前記出力回路（ＯＵＴＰＵＴ）１６２は、本発明の第１実施形態を通じて説明した通りである。
前記制御部１６０は、ディジタル変換された前記第２ダイオード電圧値（ＶＢＩＡＳ）を用いてディジタル変換された前記最高電圧値（ＶＭＡＸ）に含まれた第１ダイオード電圧値（２ＶＤ）を除去して温度変化によるダイオード電圧の影響を除去し、前記第１ダイオード電圧値が除去された前記最高電圧値（Ｖｏｐｐ）を予め格納された比較データと比較することにより前記検出対象物体の動き間隔値を出力するようになる。
具体的に、以下の式のように、前記第１ダイオード電圧値を除去するために、ディジタル変換された前記最高電圧値（ＶＭＡＸ）と前記第２ダイオード電圧値（ＶＢＩＡＳ）を足すと、第１ダイオード電圧値が除去されて温度変化によるダイオード電圧の影響は消えるようになる。
ＶＯＰＰ＝ＶＭＡＸ＋ＶＢＩＡＳ
＝｛ｖｏ（ｔ）のピーク値－２ＶＤ｝＋２ＶＤ＝ｖｏ（ｔ）のピーク値
＝｛ｖｏ（ｔ）のピーク値－２ＶＤ｝＋２ＶＤ＝ｖｏ（ｔ）のピーク値
これによって、温度変化に影響を受けない動き間隔測定装置の具現が可能になる。
前記制御部１６０は、前記同調増幅器１３０の出力信号の最高電圧値を検出するために周期的に前記検出部１４０に初期化信号を印加する。また、前記メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）に格納されたデータを用いて感知コイル（Ｌ１）とプレート２０との間の間隔変化と同調増幅器１３０の出力信号との間の非線形特性を補正して、その結果を出力（ＯＵＴＰＵＴ）として送り出す。これによって、前記検出対象物体２０の動き間隔値を出力するようになる。
前述したように、本発明によれば、検出対象物体２０と感知コイル（Ｌ１）との間の間隔変化に対応する感知コイル（Ｌ１）のインダクタンス変化を、共振回路の同調特性を用いて測定することによって、検出対象物体２０の動作により制御される制御装置の動作状態が分かる長所がある。また、温度変化に影響を受けない動き間隔測定装置の具現が可能になる。
前記した実施形態の説明は本発明のより徹底した理解のために図面を参照して例を挙げたことに過ぎないので、本発明を限定する意味として解釈されてはならない。また、本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者において、本発明の基本的原理を逸脱しない範囲内で多様な変化と変更が可能であることは明らかである。
２０：検出対象物体
１１０：矩形波発生器
１２０：低域通過フィルタ
１３０：同調増幅器
１３５：直流復元器
１４０：検出部
１５０：ＡＤコンバータ
１６０：制御部
１９０：ダイオード電圧検出部
１１０：矩形波発生器
１２０：低域通過フィルタ
１３０：同調増幅器
１３５：直流復元器
１４０：検出部
１５０：ＡＤコンバータ
１６０：制御部
１９０：ダイオード電圧検出部
Claims (5)
- 噛み合い構造が含まれた駆動軸と、この駆動軸に噛み合って動力を伝達する移動可能な推進軸と、前記推進軸と連結されて共に動く金属材質の検出対象物体及び前記推進軸に作動力を伝達する内部作動子とアクチュエータ駆動源を含む自動車用動力伝達装置制御用アクチュエータを備える自動車用動力伝達装置における前記検出対象物体の動作時、自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置であって、
特定周波数の矩形波を発生させる矩形波発生器と、
前記矩形波発生器から発生した矩形波を正弦波に変えるか、または前記矩形波の基準周波数成分を除外した雑音成分を除去するための低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタを通過した信号を増幅し、感知コイルが含まれた共振回路を含んで構成されて、前記検出対象物体と前記感知コイルとの間隔変化に対応して変化される前記共振回路の出力電圧を含む出力信号を提供する同調増幅器と、
前記同調増幅器の出力信号からバイアス電圧を除去して交流成分の信号のみを出力する直流復元器（ｄｃ ｒｅｓｔｏｒｅｒ）と、
前記直流復元器の出力信号から最高電圧値を検出するための最高値検出部と、
前記最高値検出部から出力される最高電圧値に含まれた第１ダイオード電圧値を除去するために前記直流復元器と前記最高値検出部で使われたダイオード個数だけの第２ダイオード電圧値を検出するためのダイオード電圧検出部と、
前記最高値検出部の最高電圧値と前記ダイオード電圧検出部の第２ダイオード電圧値をディジタル信号に変換して出力するＡＤコンバータと、
ディジタル変換された前記第２ダイオード電圧値を用いてディジタル変換された前記最高電圧値に含まれた第１ダイオード電圧値を除去して温度変化によるダイオード電圧の影響を除去し、前記第１ダイオード電圧値が除去された前記最高電圧値を予め格納された比較データと比較することにより前記検出対象物体の動き間隔値を出力する制御部と、
を備えることを特徴とする、自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置。 - 前記直流復元器は、互いに直列連結されたキャパシタとダイオードとから構成され、前記第２ダイオード電圧値を出力とするクランピング回路から構成されることを特徴とする、請求項１に記載の自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置。
- 前記ダイオード電圧検出部は、電源電圧（ＶＣＣ）と接地との間に順次に直列連結された抵抗と少なくとも１つのダイオードを用いて構成され、前記第２ダイオード電圧値を出力値とする回路から構成されることを特徴とする、請求項１に記載の自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置。
- 前記制御部は、前記ＡＤコンバータを通じてディジタル変換された前記最高電圧値から前記第２ダイオード電圧値を足して温度変化によるダイオード電圧の影響を除去することを特徴とする、請求項１または３に記載の自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置。
- 前記共振回路に特定周波数を有する入力信号源が入力される時、前記感知コイルと前記検出対象物体が最も近くにある時を基準に前記感知コイルと前記検出対象物体との間の間隔が遠ざかるほど前記同調増幅器の出力電圧が減少する原理を用いるか、または前記感知コイルと前記検出対象物体が最も遠くにある時を基準に前記感知コイルと前記検出対象物体との間隔が近づくほど前記同調増幅器の出力電圧が減少する原理を用いて前記検出対象物体の動き間隔を測定することを特徴とする、請求項１に記載の自動車用動力伝達装置の動作状態を確認する動き間隔測定装置。
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