JP2022528376A - ブラシレス永久磁石モータの回転子の位置を決定する方法 - Google Patents

Abstract

ブラシレス永久磁石モータ１４の回転子１８の位置を決定する方法１００は、相巻線２２の励磁中にモータ１４の相巻線２２を流れる相電流を測定するステップ１０２と、相巻線の励磁中にモータの相巻線にかかる電圧を測定するステップ１０３とを含む。方法１００は、測定した相電流および測定した電圧を使って相巻線２２に誘起される逆起電力の位相を算出するステップ１０４を含む。方法１００は、算出した相巻線２２に誘起される逆起電力の位相を使って相巻線２２に誘起される逆起電力のゼロクロス点を決定するステップ１０６２を含む。方法１００は、相巻線２２に誘起される逆起電力がゼロクロス点にあるときのブラシレス永久磁石モータの回転子１８の整列位置を決定するステップ１０８を含む。

Description

本発明はブラシレス永久磁石モータの回転子の位置を決定する方法に関する。

ブラシレス永久磁石モータの相巻線を正確な時間に整流させるには、回転子の位置を知っておくことが不可欠である。ブラシレス永久磁石モータには、回転子の位置を示す信号を出力するホール効果センサが搭載されていることが多い。センサの部品コストは比較的安価であるが、センサをモータに内蔵すると、モータの設計および製造が複雑になることが多い。さらに、センサが出力する信号は、モータ内で生成される電磁ノイズの影響を受けやすい。

回転子の位置を間接的に決定するセンサレス方式が知られている。永久磁石モータの場合、相巻線に誘起される逆起電力の極性の遷移を使用して、回転子の位置を決定することができる。多相モータの場合、回転子の位置は、非励磁相巻線に誘起される逆起電力を検出することによって決定することができる。単相モータの場合、他の相巻線がないため、この種の制御は実行不可能である。しかし、回転子の位置は、逆起電力の極性の遷移が予想される電気周波のいくつかのポイントで励磁を一時停止することによって、決定することができる。あいにく、励磁を一時停止すると、モータに投入することのできる電力が減少するという欠点がある。

上記の欠点を軽減させるセンサレス方式は、ＰＣＴ特許出願国際公開第２０１３／１３２２４９Ａ１号で提案されている。この方式は、上記の欠点をある程度軽減させることができるが、その方式では複雑なハードウェア構成が利用されるため、モータの制御システムの全体的なコストを増加させてしまう可能性がある。

本発明の第１の態様によれば、ブラシレス永久磁石モータの回転子の位置を決定する方法を提供し、該方法は、相巻線の励磁中にモータの相巻線を流れる相電流を測定するステップと、相巻線の励磁中にモータの相巻線にかかる電圧を測定するステップと、測定した相電流および測定した電圧を使用して、相巻線に誘起された逆起電力の位相を算出するステップと、算出した相巻線に誘起された逆起電力の位相を使って、相巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点を決定するステップと、相巻線に誘起される逆起電力がゼロクロス点にあるときの、ブラシレス永久磁石モータの回転子の整列位置を決定するステップとを含む。

本発明の第１の態様に係る方法は、主に測定した相電流および測定した電圧を使って、相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップと、算出した相巻線に誘起される逆起電力の位相を使って、相巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点を決定するステップと、相巻線に誘起される逆起電力がゼロクロス点にあるときのブラシレス永久磁石モータの回転子の整列位置を決定するステップとを含んでいるという理由で、方法として有利であるといえる。

特に、ブラシレス永久磁石モータの逆起電力はほぼ正弦波状であり、過去の測定やシミュレーション、あるいはリアルタイムの算出から、相巻線に誘起される逆起電力の振幅や周波数を得ることができる可能性のあることが知られている。測定した瞬時相電流および測定した電圧を使って相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出することにより、この情報を既知の振幅および周波数と合わせて使用することで、相巻線に誘起される逆起電力の波形を比較的正確に表現することができる。相巻線に誘起される逆起電力の波形の表現を使用して、相巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点を決定し、これにより、相巻線に誘起される逆起電力がゼロクロス点にあるときの回転子の整列位置を決定することができる。

また、本発明の第１の態様に係る方法は、相巻線の励磁周期外にあるゼロクロス点の決定を可能とするので、有利である。特に、上記の方法で相巻線に誘起される逆起電力の表現を利用することにより、それらが相巻線の励磁周期内にあるかどうかにかかわらず、ゼロクロス点を決定することができる。これにより、例えば、回転子の位置がハードウェアによって決定される配置と比較して、より広い範囲の電力にわたって効率的な動作が可能となる。特に、ゼロクロス点を励磁周期中のみに決定することができるモータは、本発明の第１の態様に係る方法に従って制御されるモータと比較して、所定の電力に対する動作効率が低い可能性がある、というのも、励磁周期外にあるゼロクロス点は正確に決定することができず、非効率な整流につながるからである。

本方法は、ハードウェアを使用するのではなく、例えばソフトウェアを使用して実行することができる。従って、本発明の第１の態様による方法を実施するための制御システムの構成部品数および／または全体的なコストは、例えば、逆起電力のゼロクロス点がハードウェアを使用して予測または算出される方式よりも低減させることができる。

相巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点とは、正極性逆起電力値から負極性逆起電力値、またはその逆の遷移中に逆起電力値がゼロに達する点である。

相巻線に誘起される逆起電力の位相は、下記の式によって算出することができる：

式中、Eは相巻線に誘起される逆起電力、Lは相巻線のインダクタンス、Iは相巻線を流れる相電流、Rは相巻線の抵抗、V_PHは相巻線にかかる電圧である。

本方法は、例えば、相巻線に印加される各励磁パルス、または相巻線に印加される１つおきの励磁パルスなど、相巻線に印加される複数の励磁パルスで相電流を測定するステップを含んでもよい。相巻線に印加される各励磁パルスで相電流を測定するステップは、決定されたゼロクロス点の精度を高めることができるため、有益である。本方法は、各励磁パルスを相巻線に印加する開始時、および各励磁パルスを相巻線に印加する終了時に相電流を測定するステップを含んでもよい。本方法は、相巻線に各励磁パルスを印加するほぼ全期間にわたって相電流を測定するステップを含んでもよい。

モータの相巻線を流れる電流を測定するステップは、モータの相巻線を流れる平均相電流を測定するステップ、および／またはモータの相巻線を流れる瞬時相電流を測定するステップを含んでもよい。

相巻線の励磁中にモータの相巻線にかかる電圧を測定するステップは、相巻線の励磁中にモータの相巻線にかけられる平均DC電圧および／または瞬間DC電圧を測定するステップを含んでもよい。

本方法は、相巻線に誘起される逆起電力の決定されたゼロクロス点に対して相巻線を整流するステップを含んでもよい。例えば、本方法は、決定されたゼロクロス点に対して相巻線の整流を早めるステップ、決定されたゼロクロス点と同期して相巻線を整流するステップ、および／または決定されたゼロクロス点に対して相巻線の整流を遅らせるステップを含んでもよい。

相巻線に誘起される逆起電力がゼロクロス点にあるときのブラシレス永久磁石モータの回転子の整列位置を決定するステップは、逆起電力が将来のゼロクロス点にあるときの回転子の将来の整列位置を決定するステップを含んでもよい。例えば、算出した相巻線に誘起される逆起電力の位相を使って相巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点を決定するステップは、相巻線に誘起される逆起電力の将来のゼロクロス点を決定するステップを含んでもよい。

相巻線に誘起される逆起電力は、例えば、振幅と周波数を有する正弦波形を含んでもよい。相巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点を決定するステップは、算出した相巻線に誘起される逆起電力の位相、相巻線に誘起される逆起電力の振幅を表す振幅、および相巻線に誘起される逆起電力の周波数を表す周波数のうちのいずれかまたは任意の組み合わせを利用するステップを含んでもよい。

相巻線に誘起される逆起電力の振幅を表す振幅は、予め決定された振幅を含んでもよく、および／または相巻線に誘起される逆起電力の周波数を表す周波数は、予め決定された周波数を含んでもよい。例えば、予め決定された振幅および／または予め決定された周波数は、事前の測定またはシミュレーションで得ることができ、ブラシレス永久磁石モータのコントローラのメモリに保存することができる。相巻線に誘起される逆起電力の振幅を表す振幅は、例えばリアルタイムで算出される振幅を含んでもよい、および／または相巻線に誘起される逆起電力の周波数を表す周波数は、例えばリアルタイムで算出される周波数を含んでもよい。相巻線に誘起される逆起電力の振幅を表す振幅、および／または相巻線に誘起される逆起電力の周波数を表す周波数は、速度に依存してもよい。例えば、ブラシレス永久磁石モータの回転子の回転速度が速くなると、振幅および／または周波数が大きくなる可能性がある。

相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップは、下記の式：

を積分して、積分逆起電力を表す関係、例えば、積分逆起電力、相巻線を流れる積分および／または瞬時相電流、ならびに相巻線にかけられた積分電圧との関係を得るステップを含んでもよい。上記式を積分するステップは、相巻線に印加される励磁パルスの開始時と終了時の位相角によって設定される境界間で、式を積分するステップを含んでもよい。

相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップは、積分された逆起電力を相巻線に誘起される逆起電力を表す正弦波の積分に等しくするステップを含んでもよい。相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップは、積分された逆起電力を表す関係を相巻線に誘起される逆起電力を表す正弦波の積分に等しくするステップを含んでもよい。

相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップは、測定した瞬時相電流および測定した電圧を使って少なくとも１つの瞬時逆起電力値を算出するステップを含んでもよい。相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップは、相巻線にかかる電圧、モータのDC供給電圧、相巻線のインダクタンスおよび相巻線の抵抗のいずれか、または任意の組み合わせを使って、少なくとも１つの瞬時逆起電力値を算出するステップを含んでもよい。相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップは、測定した瞬時相電流のほぼすべての値に対して瞬時逆起電力値を算出するステップを含んでもよい。

瞬時逆起電力値は下記の式を用いて算出することができる。

式中、Eは相巻線に誘起される逆起電力、Lは相巻線のインダクタンス、Iは相巻線を流れる瞬時相電流、Rは相巻線の抵抗、V_PHは相巻線にかかる電圧である。相巻線のインダクタンスは相巻線の自己インダクタンスおよび相巻線の相互インダクタンス、例えば、相巻線の自己インダクタンスと相巻線の相互インダクタンスの差を含んでいてもよい。

測定した瞬時相電流を使って少なくとも１つの瞬時逆起電力値を算出するステップは、相巻線に印加される複数の励磁パルス、例えば相巻線に印加される各励磁パルスにわたる瞬時逆起電力値を算出するステップを含んでもよい。測定した瞬時相電流を使って少なくとも１つの瞬時逆起電力値を算出するステップは、各励磁パルスを相巻線に印加する開始時および終了時に瞬時逆起電力値を算出するステップを含んでもよい。

相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップは、算出した瞬時逆起電力値を積分するステップ、例えば、相巻線に印加される励磁パルスの開始および終了時に位相角によって設定される境界間で、算出した瞬時逆起電力値を積分するステップを含んでもよい。これは、巻線に誘起される逆起電力の位相の算出を可能にすると同時に、測定した瞬時相電流を使って瞬時逆起電力値を算出する間に混入する可能性のあるノイズ、例えば、微分を介して混入するノイズを除去することができるので、有益である。

本方法は、積分算出した瞬時逆起電力値を正規化するステップを含んでもよい。

本発明の第２の態様によれば、コントローラを備えるブラシレス永久磁石モータが提供され、該コントローラは、相巻線の励磁中にモータの相巻線を流れる瞬時相電流を測定し、相巻線の励磁中にモータの相巻線にかかる電圧を測定し、測定した瞬時相電流および測定した電圧を使って相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出し、算出した相巻線に誘起される逆起電力の位相を使って相巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点を決定し、相巻線に誘起される逆起電力がゼロクロス点にあるときのブラシレス永久磁石モータの回転子の整列位置を決定するように構成されている。

本発明の第３の態様によれば、相巻線の励磁中にモータの相巻線を流れる瞬時相電流を測定し、相巻線の励磁中にモータの相巻線にかかる電圧を測定し、測定した瞬時相電流および測定した電圧を使って相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出し、算出した相巻線に誘起される逆起電力の位相を使って相巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点を決定し、相巻線に誘起される逆起電力がゼロクロス点にあるときのブラシレス永久磁石モータの回転子の整列位置を決定する、ブラシレス永久磁石モータのコントローラを動作させるための機械可読命令を含むデータキャリアが提供される。

本発明の態様の好適な特徴は、適切な場合、本発明の他の態様にも同様に適用することができる。

本発明をよりよく理解し、本発明をどのように実施することができるかをより明確に示すために、例えば以下の図面を参照して本発明を説明する。

本発明によるモータシステムのブロック図である。 図１のモータシステムの概略図である。 モータシステムのコントローラからの制御信号に応じた図１のモータシステムのインバータの許可状態を詳しく示したものである。 本発明による方法を示す概略フローチャートである。 図４の方法の一部を示す、逆起電力とサンプリングのグラフである。

図１および図２のモータシステム１０は、ＡＣ主電源１２によって電力が供給され、ブラシレスモータ１４および制御システム１６を備えている。ここで説明する実施形態は、ＡＣ主電源１２によって電力が供給されるブラシレス永久磁石モータに関するものであるが、本明細書の教示は、当業者であればすぐに分かるような適切な変更を加えれば、ＤＣ電源によって電源の供給されるブラシレス永久磁石モータにも適用可能であると理解されたい。

モータ１４は４極固定子２０に対して回転する４極永久磁石回転子１８を備える。導線が固定子２０に巻かれ、（例えば、直列または並列に）結合されて単相巻線２２を形成している。本明細書に記載されている実施形態は単相ブラシレス永久磁石モータ１４に関するものであるが、本明細書の教示は、当業者であればすぐに分かるような適切な変更を加えれば、多相、例えば３相のブラシレス永久磁石モータにも適用可能であることが理解されよう。

制御システム１６は、整流器２４、ＤＣリンクフィルタ２６、インバータ２８、ゲートドライバモジュール３０、主電源電圧センサ３２、電流センサ３４、逆起電力センサ３６、およびコントローラ３８を備える。ここでの逆起電力センサ３６は、コントローラの一部であり、コントローラ３６で実際に実行されるアルゴリズムを含むことは、当業者であれば理解できるであろう。

整流器２４は、ＡＣ主電源１２の出力を整流してＤＣリンク電圧を提供する全波ブリッジＤ１～Ｄ４である。

ＤＣリンクフィルタ２６は、インバータ２８のスイッチングから生じる比較的高い周波数のリップルを平滑化するコンデンサＣ１を備える。

インバータ２８は、ＤＣリンク電圧を相巻線２２に結合する４つの電源スイッチＱ１～Ｑ４のフルブリッジを備える。スイッチＱ１～Ｑ４はそれぞれフリーホイールダイオードを含む。

ゲートドライバモジュール３０は、コントローラ３８から受信した制御信号に応じて、スイッチＱ１～Ｑ４の開閉を駆動する。

主電源電圧センサ３２は、信号V_DCをコントローラ３８に出力し、また、以下により詳述するように、定常モードにおけるモータシステム１０の動作状態を決定する逆起電力センサ３６にも出力する。

電流センサ３４は、インバータ２８の下側に配置された検出抵抗器R1を備える。電流センサ３４にかかる電圧は、電流検知信号I_SENSEとして、逆起電力センサ３６およびコントローラ３８に出力される。

逆起電力センサ３６はデジタル信号BEMFを生成し、これは、コントローラ３８により、ゲートドライバモジュール３０に提供する信号を決定するために使用される。

コントローラ３８は、プロセッサ、メモリデバイス、および複数の周辺機器（例えば、ＡＤＣ、コンパレータ、タイマなど）を有するマイクロコントローラを備える。メモリデバイスは、プロセッサが実行するための命令、およびプロセッサが使用する制御パラメータ（例えば、電流制限、立ち上がり時間閾値、速度閾値、フリーホイール期間、早まる期間、遅延期間、通電期間など）を格納する。

コントローラ３８は、モータ１４の動作を制御する役割を担っており、４つの電源スイッチＱ１～Ｑ４のそれぞれを制御する４つの制御信号Ｓ１～Ｓ４を生成する。制御信号はゲートドライバモジュール３０に出力され、それに応じてゲートドライバモジュール３０はスイッチＱ１～Ｑ４の開閉を駆動する。

図３は、コントローラ３８から出力される制御信号Ｓ１～Ｓ４に応じたスイッチＱ１～Ｑ４の許可状態をまとめたものである。以下、「セット」および「クリア」という用語は、信号がそれぞれハイおよびロー、またはその逆に論理的にプルされたことを示すために使用される。図３から分かるように、コントローラ３８は、相巻線２２を左から右に励磁するために、Ｓ１およびＳ４をセットし、Ｓ２およびＳ３をクリアする。逆に、コントローラ３８は、相巻線２２を右から左に励磁するために、Ｓ２およびＳ３をセットし、Ｓ１およびＳ４をクリアする。コントローラ３８は、相巻線２２をフリーホイールするために、Ｓ１およびＳ３をクリアし、Ｓ２およびＳ４をセットする。フリーホイーリングにより、相巻線２２内の電流がインバータ２８のローサイドループの周りを再循環することができる。本実施形態において、電源スイッチＱ１～Ｑ４は両方向に導通することができる。従って、コントローラ３８は、フリーホイーリング中に両方のローサイドスイッチＱ２，Ｑ４を閉じ、電流が効率の低いダイオードではなくスイッチＱ２，Ｑ４を流れるようにする。インバータ２８は一方向のみに導通する電源スイッチを備えることが考えられる。この場合、コントローラ３８はＳ１，Ｓ２，Ｓ３をクリアし、Ｓ４をセットして相巻線２２ が左から右にフリーホイールするようにする。そして相巻線２２を右から左にフリーホイールするために、コントローラ３８は、Ｓ１，Ｓ３，Ｓ４をクリアしてＳ２をセットする。そして、インバータ２８のローサイドループ内の電流は、閉じたローサイドスイッチ（例えば、Ｑ４）を通って下向きに流れ、次に、開いたローサイドスイッチ（例えば、Ｑ２）のダイオードを通って上向きに流れる。

コントローラ３８は回転子１８の速度に応じて３つのモードのうちの１つのモードで動作する。回転子１８が静止しているとき、コントローラ３８は起動モードで動作し、これはただ単に回転子１８を順方向に移動させ始めるために使用される。回転子１８が前進すると、コントローラ３８は加速モードに切り替わる。コントローラ３８は、回転子１８の速度が速度閾値を超えるまで加速モードで動作し、その後、定常モードに切り替わる。各動作モード内で、コントローラ３８は専用の回転子センサを必要とせず、モータ１４を制御するための別の方式を採用する。

４５．起動モード
コントローラ３８は、起動モードで動作しているとき、回転子１８の位置を決定しようとしない。その代わりに、コントローラ３８は、回転子１８が置かれた位置に関係なく、回転子１８が順方向に確実に駆動される所定の順序で相巻線２２を励磁する。

起動モードの詳細は本発明に関連性がないため、簡潔のためにここでは説明しない。適切な起動モードは、例えば、ＰＣＴ特許出願国際公開第２０１３／１３２２４９Ａ１号に記載されている起動モードであり得る。

４７．加速モード
加速モードで動作する場合、コントローラ３８は回転子１８の位置を知る必要があるので、コントローラ３８は、回転子１８の位置を決定するための第１のセンサレス方式を動作させる。センサレス方式の詳細は本発明に関連性がないため、簡潔のためにここでは説明しない。適切な加速モードおよび第１のセンサレス制御方式は、例えば、ＰＣＴ特許出願国際公開第２０１３／１３２２４９Ａ１号に記載されている加速モードおよび第１のセンサレス制御方式であり得る。

４８．定常モード
定常モードで動作する場合、コントローラ３８は、回転子１８の位置を決定するために第２のセンサレス方式を採用し、第２のセンサレス方式は、本発明による方法に対応する。

一般に１００と示す本発明による方法を、図４に概略的に示す。

方法１００は、相巻線２２の励磁中に相巻線２２を流れる瞬時相電流を測定するステップ１０２と、相巻線２２の励磁中に相巻線２２にかかる平均ＤＣ電圧を測定するステップ１０３とを含む。相巻線２２に誘起される逆起電力の位相は、測定した瞬時相電流および測定した平均ＤＣ電圧を使用して算出する（ステップ１０４）。相巻線２２に誘起される逆起電力のゼロクロス点は、算出した相巻線２２に誘起される逆起電力の位相を使って決定する（ステップ１０６）。相巻線２２に誘起される逆起電力がゼロクロス点にあるときの回転子１８の整列位置を決定する（ステップ１０８）。

方法１００では、逆起電力センサ３６を利用し、以下に説明するように、逆起電力センサ３６は、逆起電力のゼロクロス点を示すデジタル信号BEMFを出力する。

顕著な飽和や突極性がない場合、相巻線２２の電圧方程式は次のように表すことができる：

式中、Eは相巻線２２に誘起される逆起電力、Lは相巻線２２のインダクタンス、Iは相巻線２２を流れる瞬時相電流、Rは相巻線２２の抵抗、そしてV_PHは相巻線２２にかかる電圧である。インダクタンスLはさらに、L_sで表される相巻線２２の自己インダクタンスとL_mで表される相巻線２２の相互インダクタンスとの間の差に分けることができる。

図２からわかるように、そして上述の様に、逆起電力センサ３６、すなわちコントローラ３８は主電源電圧センサ３２から信号V_DCを受信し、信号V_DCは相巻線２２にかかる相電圧V_PHを表すと考えることができる。また、逆起電力センサ３６は電流センサ３４から信号I-_SENSEを受信し、これは相巻線２２を流れる瞬時相電流を表している。電流センサ３４、すなわち検出抵抗器Ｒ１の性質を考慮し、信号I_SENSEは、相巻線２２の励磁中、すなわち励磁パルスが相巻線２２に送達されるときにのみ、逆起電力センサ３６およびコントローラ３８に出力される。

既知の量である相巻線２２のインダクタンスLおよび抵抗Rを、信号V_DCおよびI_SENSEと組み合わせて使用することで、逆起電力センサ３６は、励磁パルスが相巻線２２に送達される際に、上記の相巻線２２の電圧方程式を使って瞬間逆起電力値を算出することもできる。

相巻線が励磁されているときに逆起電力のゼロクロス点が発生する場合があり、そのような場合には、瞬間逆起電力の算出値を使用して逆起電力のゼロクロスを示すことが考えられる。しかし実際には、瞬間逆起電力の算出値は、とりわけ（電圧方程式の微分成分によって発生する可能性のある）信号のノイズのため、不正確になる可能性がある。さらに、このため、相巻線が励磁されていないときにゼロクロス点が発生する場合に、逆起電力のゼロクロス点を正確に決定することはできない。従って、相巻線２２に誘起される逆起電力のゼロクロス点を決定する別の方法を提供することが望ましく、本願の発明者らは、以下に記載するような方法を考案した。

第１の方法は、上述の信号V_DCおよびI_SENSEを取り込んで、上述の様に、励磁パルスが相巻線２２に供給される際の相巻線２２の電圧方程式を使い、瞬時逆起電力の値を算出するステップを含む。そして、瞬時逆起電力値を積分してノイズを除去し、相巻線２２に誘起される逆起電力を表す正弦波と等しくして、相巻線２２に誘起される逆起電力の位相が算出できるようにする。そしてこの位相は相巻線２２に誘起される逆起電力のゼロクロスを決定するために使用することができる。

これらのステップは、以下の第２の方法に関して概説するものと概ね同じであるが、ここで重要なのは、瞬時逆起電力の算出値を積分することである。瞬時逆起電力の各算出値を積分することは、計算負荷が大きく、この方法を実際に使用するには処理能力、ひいてはサイズとコストが法外なものになる可能性がある。

したがって、本願の発明者らは以下に説明する第２の方法を考えた。

逆起電力方程式を積分すると、下記に示す方程式が得られる：

式中、－ａおよびａは、それぞれ、相巻線２２への励磁パルス印加開始時および終了時の境界値である。この式を使用して、測定間隔にわたる逆起電力積分の推定値を得ることができるが、この推定値は正規化する必要がある。

相巻線２２に誘起される逆起電力はまた、以下の式を有する正弦波形によってかなり正確に近似することができる：

式中、E(t)は逆起電力、Aは逆起電力の振幅、ωは逆起電力の角周波数（ラジアン／秒）、φは逆起電力の位相をラジアンで表したものである。Noise(t) は逆起電力信号に存在するノイズを表す。

逆起電力方程式のノイズ成分の積分はゼロに近いため、事実上無視することができる。

F_sを-hからhまでの測定間隔にわたるサンプリング周波数とし、sをサンプル単位の時間、tを秒単位の時間とし、s=F_stとすると、測定した相電流およびV_DC値から算出した値bemf_intは、サンプル単位の間隔[-ｈ,ｈ]に関する正弦波逆起電力波形の推定積分値として表すこともできる。

s=(F_s/ ω)xを代入すると、下記の式が得られる。

上記の積分の正規化定数はA.（Fs /ω）であることがわかり、Fsはサンプリング周波である。また、積分限界

は、逆起電力の角度をラジアンで表した測定間隔の半分であることが確認できる。

振幅Aは、モータ速度に線形に依存し、通常、モータ固有の定数M_100Kで表され、これは、100,000 RPMの速度における振幅をボルトで表したものである。この定数はモータの構造に依存し、温度に応じてわずかに変化し、モータ１４の再同期段階における特性評価によって決定することができる。よって振幅は次の式で求められる。

式中、f_RPM はモータ速度をRPMで表したものである。

従って、逆起電力の積分の正規化定数は以下のようになる。

（60Fs）/（2・10⁵）は、4極モータの100,000 RPM、つまりM定数が指定されている速度での電気周期あたりのサンプル数に等しい。これは周波数正規化係数と考えることができるが、M.10³は振幅正規化係数と考えることができる。

従って、逆起電力の振幅および周波数が既知の値の場合、以下の関係、すなわち

を使用して、相巻線２２に誘起される逆起電力の位相を算出することができることが分かる（単位振幅、周期２π）。

上記の逆起電力の積分式から、下記がわかる：

次に、測定した瞬時相電流、相巻線にかかる、測定した平均電圧値を利用し、分母の引数をラジアンに変換することにより、sinφの値を求めることができる。そして、アークサイン関数を適用することで、位相、φ、が得られる。

位相を算出する（ステップ１０４）と、所定の回転子速度に関してメモリに保存された既知の振幅および／または周波数値、または所定の回転子速度に関して実際に算出した振幅および／または周波数値を、位相と組み合わせて使用し、例えば逆起電力波形の表現を用いて、相巻線２２に誘起される逆起電力のゼロクロス点を決定することができ（ステップ１０６）、瞬時逆起電力の仮想算出値に対するこのような表現の例を図５に示す。ノイズを含む瞬間逆起電力の仮想算出値を図５に２００で示し、近似曲線セグメントを２０４で示す。

相巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点は、回転子１８の整列位置に対応する。次に、逆起電力のゼロクロス点に関する情報はコントローラ３８によって使用され、ゼロクロス点に対して進んだ整流、ゼロクロス点と同期した整流、またはゼロクロス点に対して遅れた整流など、モータ１４の相巻線２２を所望の方法で整流する。

測定した瞬時相電流および測定した電圧を使って相巻線２２に誘起される逆起電力を算出することにより、この情報を既知の振幅および周波数と合わせて使用することで、相巻線に誘起される逆起電力の波形を比較的正確に表すことができる。相巻線に誘起される逆起電力の波形は、次に、相巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点を決定するために使用され、このようにして、相巻線に誘起される逆起電力がゼロクロス点にあるときの回転子の整列位置を決定する。

方法１００は、ゼロクロス点を、ゼロクロス点が相巻線の励磁周期外にある場合に決定できるようにすることができる。特に、相巻線に誘起される逆起電力を上述の方法で利用することにより、ゼロクロス点を、それらが相巻線の励起周期内にあるかどうかに関係なく、決定することができる。これにより、例えば回転子の位置をハードウェアで決定する配置に対して、より幅広い出力範囲での効率的な動作が可能となる。特に、ゼロクロス点が励磁周期中にのみ決定できるモータは、本発明の第１の態様による方法に従って制御されるモータと比較して、所定の電力に対する動作効率が低くなる可能性がある、というのも、励磁周期外にあるゼロクロス点は正確に決定することができず、整流が非効率となるためである。

方法１００はハードウェアではなくソフトウェアを使用して実行される。従って、方法１００を実行する制御システムの構成部品の数および／または全体的なコストを、例えばハードウェアを使って逆起電力のゼロクロス点を予想または算出する方式と比較して、減らすことができる。

Claims (16)

1. ブラシレス永久磁石モータの回転子の位置を決定する方法であって、前記モータの相巻線を流れる瞬時相電流を、前記相巻線の励磁中に測定するステップと、前記相巻線の励磁中に、該相巻線にかかる電圧を測定するステップと、測定した前記瞬時相電流および測定した前記電圧を使って前記相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップと、算出した前記相巻線に誘起される逆起電力の前記位相を使って前記相巻線に誘起される前記逆起電力のゼロクロス点を決定するステップと、前記相巻線に誘起される前記逆起電力が前記ゼロクロス点にあるときの、前記ブラシレス永久磁石モータの前記回転子の整列位置を決定するステップとを含む方法。
2. 前記相巻線に誘起される逆起電力の前記位相を下記の式：
   

   

   を用いて算出する、請求項１に記載の方法であって、式中、Eは前記相巻線に誘起される逆起電力、Lは前記相巻線のインダクタンス、Iは前記相巻線を流れる相電流、Rは前記相巻線の抵抗、V_PHは前記相巻線にかかる電圧である。
3. 前記相巻線に印加される複数の励磁パルスの相電流を測定するステップを含む、請求項１または２に記載の方法。
4. 前記相巻線に印加される各励磁パルスの相電流を測定するステップを含む、請求項３に記載の方法。
5. 前記モータの前記相巻線を流れる電流を測定するステップは、前記モータの前記相巻線を流れる平均相電流を測定するステップ、および／または前記モータの前記相巻線を流れる瞬時相電流を測定するステップを含む、請求項１～４のいずれか一項に記載の方法。
6. 前記相巻線の励磁中に前記モータの前記相巻線にかかる電圧を測定するステップは、前記相巻線の励磁中に前記モータの前記相巻線にかかる平均DC電圧、および／または瞬時DC電圧を測定するステップを含む、請求項１～５のいずれか一項に記載の方法。
7. 前記相巻線に誘起される逆起電力の決定された前記ゼロクロス点に対して前記相巻線を整流するステップを含む、請求項１～６のいずれか一項に記載の方法。
8. 前記相巻線に誘起される逆起電力のゼロクロス点を決定するステップは、算出した前記相巻線に誘起される逆起電力の位相、前記相巻線に誘起される逆起電力の振幅を表す振幅、および前記相巻線に誘起される逆起電力の周波数を表す周波数のうちのいずれかまたは任意の組み合わせを利用するステップを含んでもよい、請求項１～７のいずれか一項に記載の方法。
9. 前記相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップは、下記の式：
   

   

   を積分して、積分した逆起電力を表す関係を得るステップを含む、請求項１～８のいずれか一項に記載の方法。
10. 前記相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップは、積分した逆起電力を、前記相巻線に誘起される逆起電力を表す正弦波の積分に等しくするステップを含む、請求項９に記載の方法。
11. 前記相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップは、積分した逆起電力を表す関係を、前記相巻線に誘起される逆起電力を表す正弦波の積分と等しくするステップを含む、請求項１０に記載の方法。
12. 前記相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップは、測定した前記瞬時相電流および測定した前記電圧を使って、少なくとも１つの瞬時逆起電力値を算出するステップを含む、請求項１～８のいずれか一項に記載の方法。
13. 瞬時逆起電力値は下記の式：
    

    

    を用いて算出される、請求項１２に記載の方法。
14. 前記相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出するステップは、算出した瞬時逆起電力値を積分するステップを含む、請求項１２または１３に記載の方法。
15. コントローラを備えるブラシレス永久磁石モータであって、前記コントローラは、相巻線の励磁中にモータの前記相巻線を流れる瞬時相電流を測定し、前記相巻線の励磁中に前記モータの前記相巻線にかかる電圧を測定し、測定した前記瞬時相電流および測定した前記電圧を使って前記相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出し、算出した前記相巻線に誘起される逆起電力の前記位相を使って、前記相巻線に誘起される前記逆起電力のゼロクロス点を決定し、前記相巻線に誘起される前記逆起電力が前記ゼロクロス点にあるときの前記ブラシレス永久磁石モータの回転子の整列位置を決定するように構成されるブラシレス永久磁石モータ。
16. 相巻線の励磁中にモータの前記相巻線を流れる瞬時相電流を測定し、前記相巻線の励磁中に前記モータの前記相巻線にかかる電圧を測定し、測定した前記瞬時相電流および測定した前記電圧を使って前記相巻線に誘起される逆起電力の位相を算出し、算出した前記相巻線に誘起される逆起電力の前記位相を使って前記相巻線に誘起される前記逆起電力のゼロクロス点を決定し、前記相巻線に誘起される前記逆起電力が前記ゼロクロス点にあるときのブラシレス永久磁石モータの回転子の整列位置を決定する、ブラシレス永久磁石モータのコントローラを操作するための機械可読命令を備えるデータキャリア。

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