JP2022180091A - 圧縮係数計算装置およびレーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】送信側の電力増幅器の歪み成分を補償することでサイドローブレベルを低減させる。【解決手段】送信信号増幅器２５から出力される増幅処理後の送信信号に基づくモニタ信号の逆行列と増幅処理前の送信信号におけるパルス圧縮結果とを用いて前記モニタ信号をパルス圧縮したときに前記パルス圧縮結果になるパルス圧縮係数を計算して、受信信号のパルス圧縮処理を行うパルス圧縮部４４へと前記パルス圧縮係数を供給する。【選択図】図１

Description

この発明は、圧縮係数計算装置およびレーダ装置に関し、特に、パルス圧縮処理を行うレーダ装置に適用して好適な技術に関する。

固体化レーダ装置の１つとしてパルス圧縮レーダ装置が知られている（特許文献１参照）。パルス圧縮技術が用いられることにより、尖頭電力が小さい固体化送信機においても遠探知距離や高分解能を実現することが可能となる。

再公表特許ＷＯ２０１６／１２５４００号公報

ところで、パルス圧縮処理ではサイドローブが生じ、それがレンジ方向に現れることによって物標の誤検出が起こる、という問題がある。送信信号（そして、送信信号を基に作成されるパルス圧縮係数）と受信信号との相関が低くなると、サイドローブレベルが高くなる。この要因として、送信側の電力増幅器による歪みが挙げられる。すなわち、送信側の電力増幅器によって送信波形が歪んだ状態で空中線から放射／送信されることにより、受信した際に送信信号（パルス圧縮係数）と受信信号との相関が低くなり、サイドローブレベルが高くなる。

そこでこの発明は、送信側の電力増幅器の歪み成分を補償することでサイドローブレベルを低減させることが可能な、圧縮係数計算装置およびレーダ装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、この発明に係る圧縮係数計算装置は、送信信号増幅器から出力される増幅処理後の送信信号に基づくモニタ信号の逆行列と増幅処理前の前記送信信号におけるパルス圧縮結果とを用いて前記モニタ信号をパルス圧縮したときに前記パルス圧縮結果になるパルス圧縮係数を計算して、受信信号のパルス圧縮処理を行うパルス圧縮部へと前記パルス圧縮係数を供給する、ことを特徴とする。

この発明に係る圧縮係数計算装置は、前記モニタ信号の逆行列をＭｏｎ^-1とするとともに前記パルス圧縮結果を表す行列をＣｏｍｐ_iとして、前記パルス圧縮係数の行列Ｃｏｅｆ_dを Ｃｏｅｆ_d ＝ Ｍｏｎ^-1・Ｃｏｍｐ_i によって計算する、ようにしてもよい。

この発明に係るレーダ装置は、上記のような圧縮係数計算装置を備える、ことを特徴とする。

この発明に係る圧縮係数計算装置によれば、送信信号増幅器から出力される増幅処理後の送信信号に基づくモニタ信号と増幅処理前の送信信号におけるパルス圧縮結果とを利用してパルス圧縮係数を計算するようにしているので、送信側の電力増幅器（即ち、送信信号増幅器）の歪み成分を補償することができ、サイドローブレベルを低減させることが可能となり、延いてはレンジサイドローブを改善して（言い換えると、レンジサイドローブの影響を排除して）例えばレーダの性能を向上させることが可能となる。

この発明に係る圧縮係数計算装置によれば、また、経年劣化などによって送信側の電力増幅器（即ち、送信信号増幅器）の歪み特性が変化した場合においても、歪み補償圧縮係数の更新・供給のみにより、すなわち送受信を停止することなく、送信側の電力増幅器（即ち、送信信号増幅器）の歪み成分を補償してサイドローブレベルを低減させることができるので、保守作業を必要とすることなく（つまり、例えばレーダ装置の運用状態を維持したままで）歪み成分を補償してサイドローブレベルを継続的に低減させることが可能となる。

この発明に係るレーダ装置によれば、パルス圧縮処理を行うレーダ装置において上記の作用効果を奏することが可能となる。

この発明の実施の形態に係る圧縮係数計算装置を含む実施の形態におけるレーダ装置の信号処理の仕組みの概略構成を示す機能ブロック図である。 図１のレーダ装置の信号処理の仕組みにおける処理手順を示すフロー図である。 図１の圧縮係数計算装置の処理体系を説明する図であり、図４乃至図８の相互関係を説明する図である。 送信波形（即ち、理想的な受信波形）の例を示す図である。 図４の送信波形（即ち、理想的な受信波形）におけるパルス圧縮結果（即ち、理想パルス圧縮結果）を示す図である。 増幅処理による歪み成分を含む受信波形（即ち、増幅出力モニタ信号）の例を示す図である。 図５の理想パルス圧縮結果と図６の増幅出力モニタ信号とに基づいて計算される歪み成分を補償するパルス圧縮係数（即ち、歪み補償圧縮係数）を示す図である。 図７の歪み成分を補償するパルス圧縮係数（即ち、歪み補償圧縮係数）を用いた場合のパルス圧縮結果と歪み成分を補償しないパルス圧縮係数を用いた場合のパルス圧縮結果との比較を示す図である。 送信パルスのパルス長ごとの、増幅処理による歪み成分を含む受信波形（即ち、増幅出力モニタ信号）の例を示す図である。（Ａ）はパルス長が３２μ秒の例である。（Ｂ）はパルス長が６４μ秒の例である。（Ｃ）はパルス長が１２８μ秒の例である。 図９の増幅出力モニタ信号についての歪み成分を補償するパルス圧縮係数（即ち、歪み補償圧縮係数）を示す図である。（Ａ）はパルス長が３２μ秒の例である。（Ｂ）はパルス長が６４μ秒の例である。（Ｃ）はパルス長が１２８μ秒の例である。 図１０の歪み成分を補償するパルス圧縮係数（即ち、歪み補償圧縮係数）を用いた場合のパルス圧縮結果と歪み成分を補償しないパルス圧縮係数を用いた場合のパルス圧縮結果との比較を示す図である。（Ａ）はパルス長が３２μ秒の例である。（Ｂ）はパルス長が６４μ秒の例である。（Ｃ）はパルス長が１２８μ秒の例である。

以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。なお、以下では、この発明の特徴的な構成について説明し、レーダ装置としての従来と同様の仕組みについては概略を説明するに留めたり説明を省略したりする。また、各図では、複素信号を構成する実部（Ｉ信号；別言すると、同相成分（Ｉn-phase component），Ｉ信号成分）を伝送する信号線と虚部（Ｑ信号；別言すると、直交成分（Ｑuadrature component），Ｑ信号成分）を伝送する信号線とをまとめて１本の信号線で表示している。

図１は、この発明の実施の形態に係る圧縮係数計算装置３を含む実施の形態におけるレーダ装置の信号処理の仕組み１の概略構成を示す機能ブロック図である。実施の形態におけるレーダ装置の信号処理の仕組み１は、送信信号処理部２と、圧縮係数計算装置３を含む受信信号処理部４と、サーキュレータ５と、空中線６と、を有するとともに、送信信号処理部２，圧縮係数計算装置３，および受信信号処理部４と協働する機序として数値制御発振器７と局部発振器８とを有する。

レーダ装置の信号処理の仕組み１は、パルス状電波（別言すると、パルス信号）を放射／送信した後に物標からの反射波（物標信号などとも呼ばれる）を捕捉／受信する種々のレーダ装置に組み込まれ得る。レーダ装置の信号処理の仕組み１が組み込まれるレーダ装置としては、具体的には例えば気象レーダ装置や港湾監視レーダ装置が挙げられる。

数値制御発振器７は、所定の発振器周波数ｆおよび初期位相φ₀に従って、正弦波ｓｉｎ(ｆ，φ₀)の信号および余弦波ｃｏｓ(ｆ，φ₀)の信号を生成して出力する。

局部発振器８は、所定の局部周波数を有するローカル信号を生成して出力する。

（送信信号処理部）
送信信号処理部２は、送信信号を生成して空中線６へと送出するための仕組みであり、送信種信号発生器２１，複素乗算器２２，Ｄ／Ａ変換器２３，送信側ミキサ２４，および送信信号増幅器２５を有する。

送信種信号発生器２１は、所定の時間間隔（別言すると、所定の送信周期）で、送信種信号（具体的には、パルス信号／パルス波形の、複素数形態の同相成分であるＩ信号と直交成分であるＱ信号；尚、デジタル信号である）を生成して出力する。

複素乗算器２２は、送信種信号発生器２１から出力される送信種信号の入力を受けるとともに数値制御発振器７から出力される正弦波ｓｉｎ(ｆ，φ₀)の信号や余弦波ｃｏｓ(ｆ，φ₀)の信号の入力を受け、前記送信種信号の同相成分であるＩ信号と前記正弦波ｓｉｎ(ｆ，φ₀)の信号とを用いてミキシングを行い、また、前記送信種信号の直交成分であるＱ信号と前記余弦波ｃｏｓ(ｆ，φ₀)の信号とを用いてミキシングを行い、ミキシング処理後の送信種信号を出力する。

Ｄ／Ａ変換器２３（Ｄigital to Ａnalog converter）は、複素乗算器２２から出力されるミキシング処理後の送信種信号（尚、デジタル信号である）の入力を受け、前記送信種信号をアナログ信号に変換して送信信号として出力する。

送信側ミキサ２４は、Ｄ／Ａ変換器２３から出力される送信信号（尚、中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＩＦ）である）の入力を受けるとともに局部発振器８から出力されるローカル信号の入力を受け、前記送信信号と前記ローカル信号とを混合することによって前記送信信号を高周波数（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）へと周波数変換（即ち、中間周波数から高周波数へのアップコンバート）して出力する。

なお、局部発振器８と送信側ミキサ２４との組み合わせが複数組設けられて、複数段の周波数変換処理が行われるようにしてもよい。

送信信号増幅器２５は、具体的には電力増幅器によって構成され、送信側ミキサ２４から出力される送信信号の入力を受け、前記送信信号を所定の信号レベルまで増幅して出力する。

サーキュレータ５は、送信信号処理部２（具体的には、送信信号増幅器２５）から出力される増幅処理後の送信信号の入力を受けるとともに空中線６から出力される受信高周波信号の入力を受け、送信時における前記送信信号の送信信号処理部２（具体的には、送信信号増幅器２５）から空中線６への伝送と、受信時における前記受信高周波信号の空中線６から受信信号処理部４への伝送と、の切り換えを行う。

空中線６は、サーキュレータ５から出力される送信信号の入力を受け、前記送信信号を（パルス状電波／パルス信号として）空間へと放射／送信するとともに、前記送信信号が物標で反射して戻ってくる反射波信号を捕捉／受信して受信高周波信号として出力する。

（受信信号処理部）
受信信号処理部４は、空中線６から出力される受信高周波信号を取り込んで前記受信高周波信号を周波数変換するとともにデジタル信号に変換して信号処理を行うための仕組みであり、受信側ミキサ４１，Ａ／Ｄ変換器４２，直交検波器４３，およびパルス圧縮部４４を有する。

受信側ミキサ４１は、サーキュレータ５から出力される受信高周波信号の入力を受けるとともに局部発振器８から出力されるローカル信号の入力を受け、前記受信高周波信号と前記ローカル信号とを混合することによって前記受信高周波信号を受信中間周波信号へと周波数変換（即ち、高周波数から中間周波数へのダウンコンバート）して出力する。

なお、送信信号処理部２と同様に、局部発振器８と受信側ミキサ４１との組み合わせが複数組設けられて、複数段の周波数変換処理が行われるようにしてもよい。

Ａ／Ｄ変換器４２（Ａnalog to Ｄigital converter）は、受信側ミキサ４１から出力される受信中間周波信号（尚、アナログ信号である）の入力を受け、前記受信中間周波信号をデジタル信号に変換して出力する。

直交検波器４３は、Ａ／Ｄ変換器４２から出力されるデジタル変換された受信中間周波信号の入力を受けるとともに数値制御発振器７から出力される正弦波ｓｉｎ(ｆ，φ₀)の信号や余弦波ｃｏｓ(ｆ，φ₀)の信号の入力を受け、前記受信中間周波信号を直交検波して出力する。直交検波器４３は、具体的には、受信中間周波信号と同位相のＩ信号および受信中間周波信号とπ／２だけ位相が異なるＱ信号から構成される複素信号を生成して受信信号として出力する。

パルス圧縮部４４は、具体的にはＦＩＲフィルタを含んで構成され（ＦＩＲ：Ｆinite Ｉmpulse Ｒesponse の略）、直交検波器４３から出力される同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号とから構成される複素信号である受信信号の入力を受けるとともに圧縮係数計算装置３の逆行列演算部３６から出力される歪み補償圧縮係数の入力を受け、前記歪み補償圧縮係数を用いて前記受信信号のパルス圧縮処理（即ち、パルス幅の圧縮処理）を行い、パルス圧縮処理後のＩ信号およびＱ信号を生成して出力する。

（圧縮係数計算装置）
実施の形態に係る圧縮係数計算装置３は、送信信号増幅器２５から出力される増幅処理後の送信信号に基づくモニタ信号の逆行列と増幅処理前の送信信号におけるパルス圧縮結果とを用いて前記モニタ信号をパルス圧縮したときに前記パルス圧縮結果になるパルス圧縮係数を計算して、受信信号のパルス圧縮処理を行うパルス圧縮部４４へと前記パルス圧縮係数を供給する、ようにしている。

圧縮係数計算装置３は、送信信号増幅器２５の歪み特性に応じた歪み成分を補償してサイドローブレベルを低減させるための仕組みであり、補償用ミキサ３１，Ａ／Ｄ変換器３２，直交検波器３３，理想結果計算部３４，理想結果記憶部３５，および逆行列演算部３６を有する。

なお、理想結果計算部３４，理想結果記憶部３５，および逆行列演算部３６は、例えばＤＳＰ（Ｄigital Ｓignal Ｐrocessor の略）が用いられて構成されるようにしてもよい。

補償用ミキサ３１は、送信信号処理部２（具体的には、送信信号増幅器２５）から出力される増幅処理後の送信信号（尚、高周波数である）の入力を受けるとともに局部発振器８から出力されるローカル信号の入力を受け、前記送信信号と前記ローカル信号とを混合することによって前記送信信号を中間周波信号へと周波数変換（即ち、高周波数から中間周波数へのダウンコンバート）して出力する。

なお、送信信号処理部２と同様に、局部発振器８と補償用ミキサ３１との組み合わせが複数組設けられて、複数段の周波数変換処理が行われるようにしてもよい。

Ａ／Ｄ変換器３２は、補償用ミキサ３１から出力される中間周波信号（尚、アナログ信号である）の入力を受け、前記中間周波信号をデジタル信号に変換して出力する。

直交検波器３３は、Ａ／Ｄ変換器３２から出力されるデジタル変換された中間周波信号の入力を受けるとともに数値制御発振器７から出力される正弦波ｓｉｎ(ｆ，φ₀)の信号や余弦波ｃｏｓ(ｆ，φ₀)の信号の入力を受け、前記中間周波信号を直交検波して出力する。直交検波器３３は、具体的には、中間周波信号と同位相のＩ信号および中間周波信号とπ／２だけ位相が異なるＱ信号から構成される複素信号を生成して出力する。圧縮係数計算装置３の直交検波器３３から出力される複素信号のことを「増幅出力モニタ信号」と呼ぶ。

直交検波器３３から出力される増幅出力モニタ信号は、送信信号増幅器２５による増幅処理によって歪んだ（言い換えると、送信信号増幅器２５の歪み特性に応じた歪み成分を含む）送信波形／受信波形である。

理想結果計算部３４は、送信信号増幅器２５による増幅処理に伴う歪みが無い理想的な受信波形（受信信号）におけるパルス圧縮結果を計算して出力する。理想結果計算部３４から出力されるパルス圧縮結果を「理想パルス圧縮結果」と呼ぶ。理想的な受信波形（受信信号）は、すなわち送信種信号発生器２１から出力される送信種信号であり、つまり増幅処理前の送信信号である。

理想結果記憶部３５は、具体的には種々のデータなどを記憶する機能を備える記憶領域として構成され、理想結果計算部３４から出力される理想パルス圧縮結果の入力を受け、前記理想パルス圧縮結果を記憶する。

逆行列演算部３６は、直交検波器３３から出力される増幅出力モニタ信号の入力を受けるとともに理想結果記憶部３５に記憶されている理想パルス圧縮結果を参照し、前記増幅出力モニタ信号（即ち、送信信号増幅器２５による増幅処理によって歪んだ送信波形／受信波形）をパルス圧縮したときに前記理想パルス圧縮結果（即ち、増幅処理前であるために送信信号増幅器２５による増幅処理に伴う歪みが無い送信波形／理想的な受信波形におけるパルス圧縮結果）になるようなバルス圧縮係数を逆行列演算によって計算して出力する。逆行列演算部３６から出力されるパルス圧縮係数のことを「歪み補償圧縮係数」と呼ぶ。

ここで、パルス圧縮部４４（具体的には、ＦＩＲフィルタ）によるパルス圧縮結果は下記の数式１に従って計算される。
（数１）Ｃｏｍｐ ＝ Ｒｘ・Ｃｏｅｆ
ここに、Ｃｏｍｐ：パルス圧縮結果
Ｒｘ ：受信信号
Ｃｏｅｆ：パルス圧縮係数

上記の数式１は、下記の数式２のように行列形式で表される。なお、下記の数式２において、ｌ_dは受信データ長を表し、ｌはフィルタタップ数を表す。

そして、パルス圧縮係数Ｃｏｅｆは、受信信号Ｒｘの逆行列Ｒｘ^-1を用いて下記の数式３のように計算できる。
（数３）Ｃｏｍｐ ＝ Ｒｘ・Ｃｏｅｆ
Ｒｘ^-1・Ｃｏｍｐ ＝ Ｒｘ^-1・Ｒｘ・Ｃｏｅｆ
Ｒｘ^-1・Ｃｏｍｐ ＝ Ｃｏｅｆ

したがって、パルス圧縮結果Ｃｏｍｐを理想パルス圧縮結果Ｃｏｍｐ_iとするとともに受信信号Ｒｘを増幅出力モニタ信号Ｍｏｎ（逆行列：Ｍｏｎ^-1）とすることにより、増幅出力モニタ信号（即ち、送信信号増幅器２５による増幅処理によって歪んだ送信波形／受信波形）をパルス圧縮したときに理想パルス圧縮結果（即ち、増幅処理前であるために送信信号増幅器２５による増幅処理に伴う歪みが無い送信波形／理想的な受信波形におけるパルス圧縮結果）になるようなバルス圧縮係数として、歪み補償圧縮係数Ｃｏｅｆ_dが、下記の数式４に従って求められる。
（数４）Ｃｏｅｆ_d ＝ Ｍｏｎ^-1・Ｃｏｍｐ_i

逆行列演算部３６によって計算される歪み補償圧縮係数は、送信信号増幅器２５による増幅処理によって歪んだ（言い換えると、送信信号増幅器２５の歪み特性に応じた歪み成分を含む）送信波形／受信波形である増幅出力モニタ信号（図３，図６参照）に対して、理想的な受信波形（即ち、送信波形）についての理想パルス圧縮結果（即ち、増幅処理前であるために送信信号増幅器２５による増幅処理に伴う歪みが無い送信波形／理想的な受信波形におけるパルス圧縮結果；図３，図４，図５参照）となるように逆算して求められるので、送信信号増幅器２５の歪み特性に応じた歪み成分を補償するパルス圧縮係数となっている（図３，図７参照）。

このため、歪み補償圧縮係数を用いることにより、送信信号増幅器２５による増幅処理によって歪んだ受信波形（受信信号）についても、歪み成分を補償した信号としてパルス圧縮が行われて、サイドローブレベルが改善される（図３，図８参照）。

図８に示す例では、歪み成分を補償する圧縮係数（即ち、歪み補償圧縮係数）が用いられることにより、歪み成分を補償しない圧縮係数が用いられる場合と比べて、２５ ｄＢ 程度サイドローブレベルが低減する。なお、図４乃至図８について、増幅出力モニタ信号は実際の観測結果であり、パルス圧縮結果はシミュレーションによる計算結果である。また、図８は、歪み成分を補償する圧縮係数（即ち、歪み補償圧縮係数）を用いた場合と歪み成分を補償しない圧縮係数を用いた場合との各々の最大値が０で正規化された結果を示している。

逆行列演算部３６によって計算される歪み補償圧縮係数は、受信信号処理部４のパルス圧縮部４４へと供給される。

パルス圧縮部４４は、逆行列演算部３６から出力される歪み補償圧縮係数を用いて、直交検波器４３から出力される同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号とから構成される複素信号である受信信号のパルス圧縮処理を行い、パルス圧縮処理後の信号を出力する。

なお、受信信号処理部４よりも後段の構成は、言い換えると、パルス圧縮部４４から出力されるパルス圧縮処理後の信号の利用方法は、この発明において必須の構成や利用方法ではなく、また、様々な構成や利用方法があり得るので具体的な説明は省略するものの、例えば、圧縮係数計算装置３を含む信号処理の仕組み１が気象レーダ装置へと組み込まれて、受信信号処理部４（具体的には、パルス圧縮部４４）から出力されるパルス圧縮処理後の信号に対して周知の所定の処理が施されて表示用信号が生成されて表示装置（図示していない）へと入力され、前記表示装置においてレーダ画像（別言すると、エコー画像）として表示されることが考えられる。

（動作）
次に、上記のような構成の圧縮係数計算装置３を含む実施の形態におけるレーダ装置の信号処理の仕組み１の処理手順について図２も参照しながら説明する。

送信種信号発生器２１から出力される送信種信号（具体的には、パルス信号／パルス波形の、複素数形態の同相成分であるＩ信号と直交成分であるＱ信号；尚、デジタル信号である）が複素乗算器２２によってミキシングされるとともにＤ／Ａ変換器２３によってアナログ信号に変換されて送信信号として出力される（ステップＳ１）。

Ｄ／Ａ変換器２３から出力される送信信号が送信側ミキサ２４によって中間周波数（ＩＦ）から高周波数（ＲＦ）へと周波数変換（即ち、アップコンバート）されて出力される（ステップＳ２）。

送信側ミキサ２４から出力される送信信号が送信信号増幅器２５によって増幅されて出力される（ステップＳ３）。この際、送信信号増幅器２５による増幅処理によって送信信号が歪む。

送信信号増幅器２５から出力される増幅処理後の送信信号（尚、高周波数である）が補償用ミキサ３１によって中間周波数に周波数変換（即ち、ダウンコンバート）されたうえでＡ／Ｄ変換器３２によってデジタル信号に変換されるとともに直交検波器３３によって直交検波されて、複素信号（即ち、Ｉ信号およびＱ信号）が増幅出力モニタ信号として逆行列演算部３６へと供給される（ステップＳ４）。

逆行列演算部３６により、増幅出力モニタ信号がパルス圧縮されたときに理想パルス圧縮結果になるようなパルス圧縮係数が計算されて歪み補償圧縮係数として出力される（ステップＳ５）。

逆行列演算部３６から出力される歪み補償圧縮係数が用いられてパルス圧縮部４４によって受信信号のパルス圧縮処理が行われる（ステップＳ６）。

なお、逆行列演算部３６による歪み補償圧縮係数の計算および出力（言い換えると、歪み補償圧縮係数の更新）は、手動で行われるようにしてもよいし、自動で行われるようにしてもよい。

また、逆行列演算部３６による歪み補償圧縮係数の計算および出力（言い換えると、歪み補償圧縮係数の更新）が行われる間隔は、特定の時間長さに限定されるものではなく、例えば経年劣化などによる送信信号増幅器２５の歪み特性の変化に的確に対応する歪み補償圧縮係数が用いられて受信信号のパルス圧縮処理が適切に行われ得ることが考慮されるなどしたうえで、適当な時間長さに適宜設定される。また、例えば、グランドクラッタを意図的に受信した際のサイドローブレベルが増大している場合に歪み補償圧縮係数の計算および出力（言い換えると、歪み補償圧縮係数の更新）が行われるようにしてもよい。

実施の形態に係る圧縮係数計算装置３によれば、送信信号増幅器２５から出力される増幅処理後の送信信号に基づく増幅出力モニタ信号と増幅処理前の送信信号におけるパルス圧縮結果（即ち、理想パルス圧縮結果）とを利用してパルス圧縮係数（即ち、歪み補償圧縮係数）を計算するようにしているので、送信側の電力増幅器（即ち、送信信号増幅器２５）の歪み成分を補償することができ、サイドローブレベルを低減させることが可能となり、延いてはレンジサイドローブを改善して（言い換えると、レンジサイドローブの影響を排除して）例えばレーダの性能を向上させることが可能となる。

以下に、この発明に係る圧縮係数計算装置の作用効果の検証例として、送信パルスのパルス長が異なる条件下での圧縮係数計算装置の動作の検証例を図９乃至図１１を用いて説明する。

図９乃至図１１は、具体的には、送信種信号発生器２１から出力される送信種信号（送信パルス）のパルス長が３２μ秒，６４μ秒，および１２８μ秒のそれぞれの場合の増幅出力モニタ信号（図９），歪み補償圧縮係数（図１０），およびパルス圧縮結果（図１１）を示す。なお、図９乃至図１１について、増幅出力モニタ信号は実際の観測結果であり、パルス圧縮結果はシミュレーションによる計算結果である。また、図１１は、歪み成分を補償するパルス圧縮係数（即ち、歪み補償圧縮係数）を用いた場合と歪み成分を補償しないパルス圧縮係数を用いた場合との各々の最大値が０で正規化された結果を示している。

図９乃至図１１に示す結果から、送信パルスのパルス長がどのような条件であっても、増幅出力モニタ信号を利用して計算される歪み補償圧縮係数が用いられることにより、サイドローブレベルが低減することが確認される。

実施の形態に係る圧縮係数計算装置３によれば、また、経年劣化などによって送信側の電力増幅器（即ち、送信信号増幅器２５）の歪み特性が変化した場合においても、歪み補償圧縮係数の更新・供給のみにより、すなわち送受信を停止することなく、送信側の電力増幅器（即ち、送信信号増幅器２５）の歪み成分を補償してサイドローブレベルを低減させることができるので、保守作業を必要とすることなく（つまり、例えばレーダ装置の運用状態を維持したままで）歪み成分を補償してサイドローブレベルを継続的に低減させることが可能となる。

以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。

具体的には、上記の実施の形態では図１に概略構成を示すレーダ装置（例えば、気象レーダ装置）の信号処理の仕組み１にこの発明に係る圧縮係数計算装置３が組み込まれるようにしているが、この発明に係る圧縮係数計算装置が組み込まれ得る仕組みは図１に概略構成を示すレーダ装置の信号処理の仕組み１に限定されるものではなく、他の仕組みにこの発明に係る圧縮係数計算装置が組み込まれるようにしてもよい。

また、上記の実施の形態では理想結果計算部３４によって計算された理想パルス圧縮結果が理想結果記憶部３５に記憶されるようにしているが、理想パルス圧縮結果の与えられ方は上記の実施の形態における態様に限定されるものではなく、圧縮係数計算装置３の処理系外（さらに、レーダ装置の信号処理の仕組み１の処理系外）で計算された理想パルス圧縮結果が記憶媒体や通信機能などを介して取り込まれて理想結果記憶部３５に記憶されるようにしてもよい。

１ レーダ装置の信号処理の仕組み
２ 送信信号処理部
２１ 送信種信号発生器
２２ 複素乗算器
２３ Ｄ／Ａ変換器
２４ 送信側ミキサ
２５ 送信信号増幅器
３ 圧縮係数計算装置
３１ 補償用ミキサ
３２ Ａ／Ｄ変換器
３３ 直交検波器
３４ 理想結果計算部
３５ 理想結果記憶部
３６ 逆行列演算部
４ 受信信号処理部
４１ 受信側ミキサ
４２ Ａ／Ｄ変換器
４３ 直交検波器
４４ パルス圧縮部
５ サーキュレータ
６ 空中線
７ 数値制御発振器
８ 局部発振器

Claims (3)

1. 送信信号増幅器から出力される増幅処理後の送信信号に基づくモニタ信号の逆行列と増幅処理前の前記送信信号におけるパルス圧縮結果とを用いて前記モニタ信号をパルス圧縮したときに前記パルス圧縮結果になるパルス圧縮係数を計算して、
   受信信号のパルス圧縮処理を行うパルス圧縮部へと前記パルス圧縮係数を供給する、
   ことを特徴とする圧縮係数計算装置。
2. 前記モニタ信号の逆行列をＭｏｎ^-1とするとともに前記パルス圧縮結果を表す行列をＣｏｍｐ_iとして、前記パルス圧縮係数の行列Ｃｏｅｆ_dを Ｃｏｅｆ_d ＝ Ｍｏｎ^-1・Ｃｏｍｐ_i によって計算する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の圧縮係数計算装置。
3. 請求項１または２に記載の圧縮係数計算装置を備える、
   ことを特徴とするレーダ装置。

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