JP2022135569A - ブラシレスモータの制御装置及び電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】ベクトル制御を用いてブラシレスモータをより効率的に制御することが可能なブラシレスモータの制御装置及びそれを備えた電気機器を提供する。【解決手段】ベクトル制御によりブラシレスモータを駆動する制御装置であって、ベクトル制御の１周期の前半と後半で、ベクトル制御のパラメータを変更する。各相の電流は、スイッチング素子Ｑ４～Ｑ６が共にオンのときに行う。各相の電流に基づき、前半と後半のパラメータを決定する。パラメータの変更は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ３が共にオフのとき、及びスイッチング素子Ｑ４～Ｑ６が共にオフのときに行う。【選択図】図１４

Description

本発明は、ブラシレスモータの制御装置及びそれを備えた電気機器に関する。

電気機器、例えば電動工具の駆動源として、ブラシレスモータが用いられる。ブラシレスモータの制御方法として、ベクトル制御が知られている。

特開２００５－１０２３７１号公報

本発明は、ベクトル制御を用いてブラシレスモータをより効果的に制御することが可能なブラシレスモータの制御装置及びそれを備えた電気機器を提供することを目的とする。

本発明のある態様は、ブラシレスモータの制御装置である。この装置は、
ロータと、複数のステータコイルを有するステータと、を備えたブラシレスモータと、
複数の上側及び下側スイッチング素子を有し、前記複数のステータコイルに複数相の出力電圧を出力する駆動回路と、
前記複数の上側スイッチング素子を共にオフするか又は前記複数の下側スイッチング素子を共にオフする第１状態と、前記第１状態とは異なる状態である第２状態とを、所定の周期で交互に繰り返すよう前記駆動回路を制御するとともに、前記ロータの位置に応じて前記複数相の出力電圧の各々のデューティ比を設定するベクトル制御を実行する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記所定の周期の１周期において、前記複数相の出力電圧のうち少なくとも１相の出力電圧のデューティ比の設定を複数回実行するよう構成された、ことを特徴とする。
この態様によれば、制御パラメータの変更タイミングが増えるため、ブラシレスモータをより効果的に制御することができる。

前記ブラシレスモータの制御装置は、前記制御部に接続されて前記ロータの位置に関する情報であるロータ位置情報を検出するよう構成されたロータ位置検出部を有し、
前記制御部は、前記第１状態において、前記ロータ位置検出部によって検出された前記ロータ位置情報に基づいて、前記ロータの位置を特定するとともに、特定された前記ロータの位置に応じて、前記複数相の出力電圧のデューティ比をそれぞれ設定するよう構成されてもよい。

前記制御部は、前記所定の周期の１周期における前半と後半で前記デューティ比が異なるように前記パルス幅変調を実行してもよい。

前記制御部は、前記複数相の出力電圧のデューティ比を、前記第１状態と、前記第２状態と、の双方において変更してもよい。

前記所定の周期の１周期を前記１周期の中心で二分割した場合、前記複数の上側又は下側スイッチング素子のいずれかのオン時間又はオフ時間が前記中心に対して非対称であってもよい。

前記所定の周期の１周期を前記１周期の中心で二分割した場合、前記複数の上側又は下側スイッチング素子のうちいずれかのスイッチング素子がオン状態とオフ状態の一方から他方に切り替わるタイミングから前記中心までの時間が、前記中心から前記いずれかのスイッチング素子がオン状態とオフ状態の他方から一方に切り替わるタイミングまでの時間と異なってもよい。

前記制御部は、前記第１状態のときに特定した前記ロータの位置を基に、前記第１状態の後の最初の前記第２状態における、前記デューティ比を決定してもよい。

本発明の別の態様は、前記ブラシレスモータの制御装置と、前記ブラシレスモータの制御装置により駆動される出力部と、を備える、ことを特徴とする、電気機器である。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法やシステムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、ベクトル制御を用いてブラシレスモータをより効果的に制御することが可能なブラシレスモータの制御装置及びそれを備えた電気機器を提供できる。

本発明の実施の形態に係る電気機器１の平面図。 電気機器１の側断面図。 図２のブラシレスモータ６を、ステータコイル３ｈを省略した状態で軸方向から見た図。 ブラシレスモータ６のステータを軸方向から見た図。 ブラシレスモータ６の制御装置４０の回路ブロック図。 ベクトル制御におけるｄｑ座標系の定義を示す模式図。 ｄｑ座標系における電流ベクトルＩdqの一例とその電流位相角βの説明図。 (Ａ)は、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電流ベクトルＩu、Ｉv、Ｉwの一例とそれらを合成した電流ベクトルＩuvwを示す図。(Ｂ)は、電流ベクトルＩdq（＝Ｉuvw）及びそのｄ成分とｑ成分である電流ベクトルＩd、Ｉqを示す図。 ベクトル制御におけるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフの組合せのパターン１～６及びそれぞれにおける出力電圧ベクトルの説明図。 ベクトル制御におけるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフの組合せのパターン７～８及びそれぞれにおける出力電圧ベクトルの説明図。 (Ａ)は、ベクトル制御における目的電圧ベクトル及びその合成方法の一例を示す説明図。(Ｂ)は、当該目的電圧ベクトルを生成するためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフのタイムチャート。 (Ａ)は、比較例のベクトル制御におけるロータ位置Ｒ１、Ｒ２と出力電圧ベクトルＶ１、Ｖ２の説明図。(Ｂ)は、実施の形態のベクトル制御におけるロータ位置Ｒ１、Ｒ２と出力電圧ベクトルＶ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ２ａ、Ｖ２ｂの説明図。 (Ａ)は、比較例のベクトル制御における出力電圧ベクトルＶ１の成分図。(Ｂ)は、比較例のベクトル制御における出力電圧ベクトルＶ２の成分図。(Ｃ)は、出力電圧ベクトルＶ１、Ｖ２を生成するためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフのタイムチャート。 (Ａ)は、実施の形態のベクトル制御における出力電圧ベクトルＶ１ａの成分図。(Ｂ)は、実施の形態のベクトル制御における出力電圧ベクトルＶ１ｂの成分図。(Ｃ)は、実施の形態のベクトル制御における出力電圧ベクトルＶ２ａの成分図。(Ｄ)は、実施の形態のベクトル制御における出力電圧ベクトルＶ２ｂの成分図。(Ｅ)は、出力電圧ベクトルＶ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ２ａ、Ｖ２ｂを生成するためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフのタイムチャート。 (Ａ)は、比較例のベクトル制御における、ロータの電気角での１周分に対応する出力電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の説明図。(Ｂ)は、出力電圧ベクトルＶ１～Ｖ６を生成するためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフのタイムチャート。 (Ａ)は、実施の形態のベクトル制御における、ロータの電気角での１周分に対応する出力電圧ベクトルＶ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ２ａ、Ｖ２ｂ、・・・Ｖ６ａ、Ｖ６ｂの説明図。(Ｂ)は、出力電圧ベクトルＶ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ２ａ、Ｖ２ｂ、・・・Ｖ６ａ、Ｖ６ｂを生成するためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフのタイムチャート。 図１５(Ｂ)及び図１６(Ｂ)のタイムチャートを相ごとに並べた比較図。 実施の形態のベクトル制御の概略フローチャート。

以下において、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材等には同一の符号を付し、適宜重複した説明は省略する。実施の形態は、発明を限定するものではなく例示である。実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本実施の形態は、電気機器１に関する。図１により、電気機器１における互いに直交する前後、上下、左右方向を定義する。電気機器１は、電動工具の一例であるＡＣ駆動のグラインダ（ディスクグラインダ）であり、外部の交流電源６０（図５）からの供給電力で動作する。電気機器１は、回転具としての砥石２を備え、研削作業や切断作業等に用いられる。電気機器１は、ハウジング３と、ギヤケース４と、を備える。

ハウジング３は、全体として略円筒形状を成す例えば樹脂成形体である。ハウジング３の後端部から、交流電源６０（図５）に接続するための電源コード６２が延びる。ギヤケース４は、例えばアルミ合金等の金属製のケース本体１０と、ケース本体１０の開口部を塞ぐパッキングランド１１と、を有する。ケース本体１０は、ハウジング３の前端部に取り付けられる。

電気機器１は、ハウジング３の内部に、ブラシレスモータ６及びファン８を備える。ファン８は、ブラシレスモータ６等の冷却用であって、ブラシレスモータ６の出力軸６ａに設けられ、出力軸６ａと一体に回転する。ファン８は、ブラシレスモータ６の前方に位置する。出力軸６ａの前端部に、第１ベベルギヤ２１が設けられる。

ギヤケース４の内部には、２つの軸受（ニードルベアリング１２及びボールベアリング１３）が設けられ、これら軸受によってスピンドル２０が回転自在に保持される。スピンドル２０は、ブラシレスモータ６の出力軸６ａと直交する。スピンドル２０の一端は、パッキングランド１１を貫通して外部に突出する。スピンドル２０の他端は、ギヤケース４内に位置する。

スピンドル２０の他端には第２ベベルギヤ２２が設けられる。第２ベベルギヤ２２は、第１ベベルギヤ２１と噛み合う。ブラシレスモータ６の回転は、第１ベベルギヤ２１及び第２ベベルギヤ２２によって回転方向が９０度変換されるとともに、回転速度が減速されてスピンドル２０に伝達される。すなわち、スピンドル２０はブラシレスモータ６によって回転駆動される。

砥石２は、ホイルワッシャ及びロックナットによってスピンドル２０に固定され、スピンドル２０と一体的に回転する。ホイルガード１４は、パッキングランド１１に取り付けられて砥石２の約半分を覆い、研削作業時に発生する切削粉や火花等の飛散を防止する。スピンドル２０及び砥石２は、出力部の例示である。

電気機器１は、ブラシレスモータ６の駆動、停止をユーザが指示するためのスイッチ５を備える。スイッチ５は、ハウジング３の左部側面に露出する。ユーザがスイッチ５を操作すると、交流電源６０（図３）からブラシレスモータ６に電力が供給され、ブラシレスモータ６の出力軸６ａが回転する。出力軸６ａの回転により、第１ベベルギヤ２１及び第２ベベルギヤ２２によって出力軸６ａに連結されているスピンドル２０が回転し、スピンドル２０に固定されている砥石２が回転する。

電気機器１は、ハウジング３内に、基板９を備える。基板９は、ブラシレスモータ６の後方に位置する。基板９は、後述のインバータ回路４２（図５）を成す複数のスイッチング素子１５を搭載する。複数のスイッチング素子１５は、図５に示すスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６に対応する。基板９は、図５に示す制御装置４０のうちブラシレスモータ６を除く各部材を搭載する。

ブラシレスモータ６は、出力軸６ａの周囲に設けられて出力軸６ａと一体に回転するロータコア６ｂ、ロータコア６ｂに挿入保持された複数のロータマグネット（永久磁石）６ｃ、ロータコア６ｂの外周を囲むように設けられたステータコア６ｅ、及び、ステータコア６ｅに設けられた複数のステータコイル６ｈを含む。ロータコア６ｂとロータマグネット６ｃは、ブラシレスモータ６のロータ（回転子）を構成する。ステータコア６ｅとステータコイル６ｈは、ブラシレスモータ６のステータ（固定子）を構成する。ブラシレスモータ６は、ここでは４極６スロット構成であり、ロータマグネット６ｃは４個、ステータコイル６ｈは６個である。

ステータコア６ｅは、図３に示すように、円筒状（環状）のヨーク部６ｆと、ヨーク部６ｆから径方向内側に突出する複数の突極部（ティース部）６ｇと、を含む。各突極部６ｇに、ステータコイル６ｈが設けられる。図４に示すように、ステータコイル６ｈは、Ｕ相コイルＵ１、Ｕ２、Ｖ相コイルＶ１、Ｖ２、及びＷ相コイルＷ１、Ｗ２を有する。ステータコイル６ｈは、ブラシレスモータ６の軸周り方向において、Ｖ相コイルＶ２、Ｕ相コイルＵ１、Ｗ相コイルＷ２、Ｖ相コイルＶ１、Ｕ相コイルＵ２、Ｗ相コイルＷ１の順に設けられている。各相のステータコイル６ｈは、図５に示すようにＹ結線（スター結線）される。

図５は、ブラシレスモータ６を制御する制御装置４０の回路ブロック図である。図５では、ブラシレスモータ６の各相に２つずつ存在するステータコイル６ｈを簡略的に１つで示している。制御装置４０は、制御部４１、駆動回路としてのインバータ回路４２、電圧検出回路４３、増幅回路４４、及び整流回路６１を有する。

整流回路６１は、例えばダイオードブリッジ及び平滑コンデンサを含み、交流電源６０から供給される交流を直流に変換する。電圧検出回路４３は、整流回路６１の出力電圧（インバータ回路４２の入力側の電圧）を検出し、制御部４１に送信する。インバータ回路４２は、整流回路６１の出力する直流電力を、ブラシレスモータ６の駆動電力に変換し、ブラシレスモータ６に供給する。インバータ回路４２は、三相ブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を含む。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ３は上側スイッチング素子であり、スイッチング素子Ｑ４～Ｑ６は下側スイッチング素子である。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４は、Ｕ相コイルの一端に接続される。スイッチング素子Ｑ１はＵ相上側スイッチング素子であり、スイッチング素子Ｑ４はＵ相下側スイッチング素子である。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５は、Ｖ相コイルの一端に接続される。スイッチング素子Ｑ２はＶ相上側スイッチング素子であり、スイッチング素子Ｑ５はＶ相下側スイッチング素子である。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ６は、Ｗ相コイルの一端に接続される。スイッチング素子Ｑ３はＷ相上側スイッチング素子であり、スイッチング素子Ｑ６はＷ相下側スイッチング素子である。

シャント抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗは、電流検出部の例示であり、それぞれＵ、Ｖ、Ｗの各相のステータコイル６ｈに流れる電流（各相の電流）の経路の低電位側に設けられ、各相の電流を電圧に変換する。増幅回路４４は、シャント抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗの各両端の電圧を増幅し、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電流検出信号として制御部４１に送信する。

制御部４１は、例えばマイクロコントローラであり、ユーザによるスイッチ５の操作に応じて、整流回路６１の出力電圧及び各相の電流を監視しながら、インバータ回路４２の制御、すなわちスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフの制御を通じて、ブラシレスモータ６の駆動を制御する。制御部４１は、ブラシレスモータ６のロータ回転位置及び角速度を、インバータ回路４２の入力側の電圧と各相の電流に基づき、センサレスで検出する。制御部４１によるブラシレスモータ６の駆動制御は、ベクトル制御である。ベクトル制御は、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ：Space Vector Pulse Width Modulation）とも呼ばれる。

図６は、ベクトル制御におけるｄｑ座標系の定義を示す模式図である。図７は、ｄｑ座標系における電流ベクトルＩdqの一例とその電流位相角βの説明図である。なお、ベクトル制御の説明には電気角を用いる。ブラシレスモータ６は４極６スロット構成のため、ブラシレスモータ６の機械角１８０度は電気角３６０度に対応する。図６では、ブラシレスモータ６の機械角１８０度分の構成を３６０度に展開した模式図で示している。図６におけるブラシレスモータ６の１周（電気角３６０度分の回転）は、ブラシレスモータ６の機械的な半周（機械角１８０度）に対応する。

ブラシレスモータ６は、ロータマグネット６ｃが作る磁束の方向をｄ軸、それと磁気的に直交する方向をｑ軸としたｄｑ座標系（図６）における、電流ベクトルＩdqの方向（図７に示す電流位相角β）によって、トルクや回転数の特性が変化する。トルクや回転数の特性が適切になるように電流ベクトルＩdqを制御することができれば、ブラシレスモータ６を高効率で駆動することが可能となる。ベクトル制御は、電流ベクトルＩdqを制御することである。

ｄｑ座標系における電流ベクトルＩdqは、図８(Ａ)に示す、インバータ回路４２のＵ、Ｖ、Ｗの各相のステータコイル６ｈの中心軸（ｕ軸、ｖ軸、ｗ軸）を三軸とするｕｖｗ座標系上で各相の電流ベクトルＩu、Ｉv、Ｉwを合成した電流ベクトルＩuvwを、図８(Ｂ)に示すようにｄｑ座標系へ変換した電流ベクトルを指す。このため、ベクトル制御を行うためには、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電流の制御が必要である。Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電流を制御するには、ｕｖｗ座標系上で任意方向の電圧ベクトルをブラシレスモータ６（ステータコイル６ｈ）に印加できるように、インバータ回路４２（スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６）のスイッチング制御を行う必要がある。

インバータ回路４２の通電パターンには、図９(Ａ)～(Ｆ)及び図１０(Ａ)～(Ｂ)に示すように、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の上側（ハイサイド）、下側（ローサイド）のどちらのスイッチング素子を通電させるかによって、８つの通電パターンが存在する。図９(Ａ),(Ｂ)では、最終的な電圧ベクトルの元になった各相の電圧成分を併せて示している。

図９(Ａ)に示す通電パターン１では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ５、Ｑ６がオンで、それ以外はオフである。この場合、各相の電圧ベクトルを合成するとＵ軸のプラス方向（Ｕ方向）を向いた電圧ベクトルが得られる。

図９(Ｂ)に示す通電パターン２では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ６がオンで、それ以外はオフである。この場合、各相の電圧ベクトルを合成するとＷ軸のマイナス方向（Ｗ－方向）を向いた電圧ベクトルが得られる。

図９(Ｃ)に示す通電パターン３では、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオンで、それ以外はオフである。この場合、各相の電圧ベクトルを合成するとＶ軸のプラス方向（Ｖ方向）を向いた電圧ベクトルが得られる。

図９(Ｄ)に示す通電パターン４では、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４がオンで、それ以外はオフである。この場合、各相の電圧ベクトルを合成するとＵ軸のマイナス方向（Ｕ－方向）を向いた電圧ベクトルが得られる。

図９(Ｅ)に示す通電パターン５では、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５がオンで、それ以外はオフである。この場合、各相の電圧ベクトルを合成するとＷ軸のプラス方向（Ｗ方向）を向いた電圧ベクトルが得られる。

図９(Ｆ)に示す通電パターン６では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がオンで、それ以外はオフである。この場合、各相の電圧ベクトルを合成するとＶ軸のマイナス方向（Ｖ－方向）を向いた電圧ベクトルが得られる。

このように、通電パターン１～６では、６０度間隔で向きが異なる電圧ベクトルがブラシレスモータ６（ステータコイル６ｈ）に印加される。

図１０(Ａ)に示す通電パターン７では、下側のスイッチング素子Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６がオンで、それ以外はオフである。図１０(Ｂ)に示す通電パターン８では、上側のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３がオンで、それ以外はオフである。通電パターン７、８では、０ベクトルがブラシレスモータ６（ステータコイル６ｈ）に印加される。通電パターン７、８の一方が第１状態、他方が第２状態に対応する。

以下、通電パターン１～８の各々による電圧ベクトルを「基底ベクトル」と呼ぶ。単一の通電パターンで印加できる電圧ベクトルは基底ベクトルの方向に限られるため、任意方向の電圧ベクトルを印加するには、２つ以上の基底ベクトルを合成して出力する必要がある。

図１１(Ａ)は、基底ベクトルの合成による目的電圧ベクトルの生成方法の一例を示す。この例では、目的電圧ベクトルは、Ｕ方向の基底ベクトル（通電パターン１）、Ｗ－方向の基底ベクトル（通電パターン２）、及び０ベクトルの基底ベクトル（通電パターン７、８）に分解できる。このため、インバータ回路４２の通電パターン１、２、７、８を、それぞれの基底ベクトルの長さの割合に応じた時間（ｔ１、ｔ２、ｔ７、ｔ８）だけ持続すれば、目的電圧ベクトルを出力することができる。０ベクトルの基底ベクトルは、電圧ベクトルの絶対値（長さ）の調整のために必要となる。

図１１(Ｂ)は、図１１(Ａ)に示す目的電圧ベクトルを生成するためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフのタイムチャートである。ベクトル制御においては、図１１(Ｂ)の左端の時点（すなわち１回目の通電パターン７の時点）において、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電流を検出してロータ位置及びロータ角速度を特定する。そして特定されたロータ位置及びロータ角速度に応じて、ブラシレスモータ６（ステータコイル６ｈ）に印加すべき電圧ベクトルを設定する。電圧ベクトルは、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に印加される電圧をそれぞれパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）することにより設定される。そして図１１(Ｂ)の右端の時点（すなわち２回目の通電パターン７の時点）において、再びＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流を検出してロータ位置及びロータ角速度を特定し、特定されたロータ位置及びロータ角速度に応じて、ブラシレスモータ６（ステータコイル６ｈ）に印加すべき電圧ベクトルを設定しなおす。よって、図１１(Ｂ)の左端の時点から図１１(Ｂ)の右端の時点までがパルス幅変調（ＰＷＭ）の１周期であり、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）の１周期となる。Ｕ、Ｖ、Ｗの各相をＰＷＭで駆動する場合、図１１(Ｂ)のようにＰＷＭの１周期内の各通電パターンの時間の比率がｔ１：ｔ２：ｔ７：ｔ８となるように各相のデューティ比を設定すれば、図１１(Ａ)に示す目的電圧ベクトルを出力できる。ＳＶＰＷＭでは、このようにして任意の目的電圧ベクトルを出力する。

図１２(Ａ)は、比較例のベクトル制御におけるロータ位置Ｒ１、Ｒ２と出力電圧ベクトルＶ１、Ｖ２の説明図である。図１３(Ａ),(Ｂ)は、出力電圧ベクトルＶ１、Ｖ２の成分図である。図１３(Ｃ)は、出力電圧ベクトルＶ１、Ｖ２を生成するためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフのタイムチャートである。

比較例のベクトル制御では、ある周期の最初におけるロータ位置Ｒ１及びロータ角速度に適した出力電圧ベクトルＶ１を、当該周期の間、印加し続ける。そして次の周期では、当該次の周期の最初におけるロータ位置Ｒ２及びロータ角速度に適した出力電圧ベクトルＶ２を、当該周期の間、印加し続ける。ロータ位置は、周期の最初に検出したインバータ回路４２の入力側の電圧と各相の電流からセンサレスで検出する。

比較例のベクトル制御において出力電圧ベクトルは、図１３(Ｃ)に示すように、ＰＷＭによるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフの波形（オン時間又はオフ時間の長さと時間的な位置）が１周期の中心、すなわち各相の電流を検出してから次に各相の電流を検出するまでの検出間隔の中心に対して対称となる制御（以下「対称制御」）により生成する。対称制御では、ＰＷＭの１周期（ベクトル制御の１周期）に出力できる電圧ベクトルは１方向に限定される。対称制御では、ＰＷＭの１周期の中心を挟んだ前半と後半で、ベクトル制御のパラメータが同じである。ベクトル制御のパラメータは、各通電パターン、すなわちスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフの組み合わせの各々に対する時間配分（各相のデューティ比）を含む。

比較例のベクトル制御には、次の課題がある。すなわち、ロータ位置は周期の中でも常に変化するため、周期の最初に決めた出力電圧が、周期の後半では適切ではなくなっている可能性がある。具体的には、ロータ位置に対する電圧ベクトルの角度が周期の後半において最適値からのずれが大きくなる可能性がある。電圧ベクトルの最適値に対する角度ずれは、電流脈動を引き起こし、トルク脈動とそれによる振動の要因となる。ここで、周期を一定とすれば、高速回転になるほど、周期の中でのロータ位置の変化も大きくなり、こうした課題が顕著となる。例えば周期を0.1ms（周波数を10kHz）とした場合においてロータ回転数が30,000rpmのとき、ロータは機械角で約18度（電気角で約36度）回転する。

図１２(Ｂ)は、本実施の形態のベクトル制御におけるロータ位置Ｒ１、Ｒ２と出力電圧ベクトルＶ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ２ａ、Ｖ２ｂの説明図である。図１４(Ａ)～(Ｄ)は、出力電圧ベクトルＶ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ２ａ、Ｖ２ｂの成分図である。図１４(Ｅ)は、出力電圧ベクトルＶ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ２ａ、Ｖ２ｂを生成するためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフのタイムチャートである。本実施の形態のベクトル制御においても、周期の最初に検出したインバータ回路４２の入力側の電圧と各相の電流からロータ位置をセンサレスで検出する点は、前述の比較例と同じである。

本実施の形態のベクトル制御では、ある周期の最初におけるロータ位置Ｒ１及びロータ角速度に適した出力電圧ベクトルＶ１ａを当該周期の前半に印加し、当該周期の後半では出力電圧ベクトルＶ１ｂを印加する。出力電圧ベクトルＶ１ｂは、出力電圧ベクトルＶ１ａに対して「ロータの角速度×ＰＷＭの半周期の時間」の角度だけ位相が進んだ電圧ベクトルである。すなわち、出力電圧ベクトルＶ１ｂを導出するために各相の電流を別途検出してロータ位置を導出することはない。

そして次の周期では、当該次の周期の最初におけるロータ位置Ｒ２及びロータ角速度に適した出力電圧ベクトルＶ２ａを当該次の周期の前半に印加し、当該次の周期の後半では出力電圧ベクトルＶ２ｂを印加する。出力電圧ベクトルＶ２ｂは、出力電圧ベクトルＶ１ｂと同様に、出力電圧ベクトルＶ２ａに対して「ロータの角速度×ＰＷＭの半周期の時間」の角度だけ位相が進んだ電圧ベクトルである。

本実施の形態のベクトル制御において出力電圧ベクトルは、図１４(Ｅ)に示すように、ＰＷＭによるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の少なくともいずれかのオンオフの波形（オン時間又はオフ時間の長さと時間的な位置）が１周期の中心、すなわち各相の電流を検出してから次に各相の電流を検出するまでの検出間隔の中心に対して非対称となる制御（以下「非対称制御」）により生成する。すなわち、オンオフの波形の１周期の中心に対して前半と後半でオン時間が異なる。各相の電流は、図１０(Ａ)に示す通電パターン７でスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御しているときに検出する。また、１周期の中心では、図１０(Ｂ)に示す通電パターン８でスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御する。

非対称制御では、ＰＷＭの各周期（ベクトル制御の各周期）において、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の少なくともいずれかのスイッチング素子がオン状態とオフ状態の一方から他方に切り替わるタイミングから周期の中心までの時間が、前記中心から前記いずれかのスイッチング素子がオン状態とオフ状態の他方から一方に切り替わるタイミングまでの時間と異なる。

図１４(Ｅ)の左側の周期では、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態からオン状態に切り替わるタイミングから周期の中心までの時間が、前記中心からスイッチング素子Ｑ２がオン状態からオフ状態に切り替わるタイミングまでの時間よりも短い。また、スイッチング素子Ｑ５がオン状態からオフ状態に切り替わるタイミングから周期の中心までの時間が、前記中心からスイッチング素子Ｑ５がオフ状態からオン状態に切り替わるタイミングまでの時間よりも短い。

図１４(Ｅ)の右側の周期では、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に切り替わるタイミングから周期の中心までの時間が、前記中心からスイッチング素子Ｑ１がオン状態からオフ状態に切り替わるタイミングまでの時間よりも長い。また、スイッチング素子Ｑ４がオン状態からオフ状態に切り替わるタイミングから周期の中心までの時間が、前記中心からスイッチング素子Ｑ４がオフ状態からオン状態に切り替わるタイミングまでの時間よりも長い。

非対称制御では、ＰＷＭの１周期（ベクトル制御の１周期）の中心を挟んだ前半と後半で、ベクトル制御のパラメータを変更する。ベクトル制御のパラメータは、各通電パターン、すなわちスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフの組み合わせの各々に対する時間配分（各相のデューティ比）を含む。ベクトル制御のパラメータの変更は、１周期の中心、すなわち図１０(Ｂ)に示す通電パターン８でスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御しているときに行う。非対称制御では、ＰＷＭの１周期に出力できる電圧ベクトルは２方向となり、対称制御と比較して電圧ベクトルを細かく変化させることができる。ロータ位置は常に動いているため、電圧ベクトルを細かく変化させたほうが、ロータ位置に対する電圧ベクトルの角度を一定に保ちやすい。

このように本実施の形態のベクトル制御によれば、周期の前半と後半でＵ、Ｖ、Ｗの各相の少なくともいずれかのデューティ比を変更して出力電圧ベクトルを変更することで、周期の中でのロータ位置の変化に対応した適切な制御が可能となり、前述の比較例のベクトル制御における課題に好適に対処できる。すなわち、電圧ベクトルの角度がロータ位置に応じた最適値から大きくずれることを抑制でき、電流脈動が抑えられ、それに伴いトルク脈動も小さくなり低振動となる。また、電流ベクトルの角度（図７の電流位相角β）を最適値に維持しやすく、同じトルクを発生する場合の電流を低減させることができる。

本実施の形態のベクトル制御において、ＰＷＭの周期を２倍にすると、電圧ベクトルの変化の細かさが比較例のベクトル制御と同等になる。しかしこの場合の本実施の形態のベクトル制御によれば、単位時間当たりのスイッチング回数は比較例の半分となるため、ブラシレスモータ６に電圧が印加されない時間であるデッドタイムが出力電圧ベクトルに及ぼす影響（誤差の増大等）を抑制できる。また、本実施の形態のベクトル制御によれば、各相の電流検出の頻度を比較例の半分にできるため、比較的演算能力の低い安価なマイクロコンピュータを制御部４１として採用することで製造コストを低減でき、またブラシレスモータ６の効率を向上させることができる。

図１５(Ａ)は、比較例のベクトル制御における、ロータの電気角での１周分に対応する出力電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の説明図である。図１５(Ｂ)は、出力電圧ベクトルＶ１～Ｖ６を生成するためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフのタイムチャートである。図１５(Ｂ)に示すように、ＰＷＭの６周期のいずれにおいても対称制御となっている。ロータが高速回転する場合、ＰＷＭの１周期の間のロータの角度変化が電気角で例えば６０度に達することもある。この場合、比較例のベクトル制御では、１周期あたりの出力電圧ベクトルの方向が１方向のため、図１５(Ａ)に示すように、隣り合う周期間での出力電圧ベクトルの角度差が６０度と大きくなる。そうすると、電圧ベクトルの角度が、ロータ位置に応じた最適値から大きくずれやすい。

図１６(Ａ)は、実施の形態のベクトル制御における、ロータの電気角での１周分に対応する出力電圧ベクトルＶ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ２ａ、Ｖ２ｂ、・・・Ｖ６ａ、Ｖ６ｂの説明図である。図１６(Ｂ)は、出力電圧ベクトルＶ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ２ａ、Ｖ２ｂ、・・・Ｖ６ａ、Ｖ６ｂを生成するためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンオフのタイムチャートである。図１６(Ｂ)に示すように、ＰＷＭの６周期のいずれにおいても非対称制御となっている。

具体的には、１周期目ではスイッチング素子Ｑ３、Ｑ６のオン時間及びオフ時間が前半と後半で異なり、２周期目ではスイッチング素子Ｑ２、Ｑ５のオン時間及びオフ時間が前半と後半で異なり、３周期目ではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のオン時間及びオフ時間が前半と後半で異なり、４周期目ではスイッチング素子Ｑ３、Ｑ６のオン時間及びオフ時間が前半と後半で異なり、５周期目ではスイッチング素子Ｑ２、Ｑ５のオン時間及びオフ時間が前半と後半で異なり、６周期目ではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のオン時間及びオフ時間が前半と後半で異なる。

本実施の形態のベクトル制御では、比較例と同じロータの角速度の場合、図１６(Ａ)に示すように、隣り合う周期間での出力電圧ベクトルの角度差が３０度となる。よって、電圧ベクトルの角度が、ロータ位置に応じた最適値から大きくずれることを抑制できる。図１７では、対称制御と非対称制御の違いが分かりやすいように、図１５(Ｂ)及び図１６(Ｂ)のタイムチャートを相ごとに並べて示している。

図１８は、実施の形態のベクトル制御の概略フローチャートである。このフローチャートは、スイッチ５がオン状態で、ブラシレスモータ６が既に回転している状態からスタートする。制御部４１は、図１０(Ａ)に示す通電パターン７でスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御しているときに、各相の電流を検出し（Ｓ１）、インバータ回路４２の入力側の電圧を検出し（Ｓ２）、ロータ位置及び角速度を計算（演算）する（Ｓ３）。センサレスでのロータ位置及び角速度の演算は、既存の手法でよい。Ｓ１～Ｓ３の実行タイミングが、ＰＷＭの１周期の最初（あるいは最後）となる。ロータ位置及び角速度が計算されると、電流位相角をあらかじめ設定された目的の角度にするために出力すべき電圧ベクトルを計算することができる。

制御部４１は、スイッチ５のオン信号、すなわち駆動信号が継続している場合（Ｓ４の「有り」）、Ｓ３で計算したロータ位置及び角速度を基に、周期の前半の電圧ベクトルａを決定し（Ｓ５）、電圧ベクトルａを出力するためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のデューティ比を設定する（Ｓ６）。また、制御部４１は、周期の後半の電圧ベクトルｂを決定し（Ｓ７）、電圧ベクトルｂを出力するためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のデューティ比を設定する（Ｓ８）。周期の後半の電圧ベクトルｂを決定するにあたり、ロータ位置は、ＰＷＭの半周期分の時間が経過していることを踏まえ、Ｓ３で計算したロータ位置に対して、「ロータ角速度×ＰＷＭの半周期分の時間」だけ進んだ位置として電圧ベクトルを計算する。制御部４１は、Ｓ６、Ｓ８で設定したデューティ比によってスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御し、ブラシレスモータ６を回転駆動する。制御部４１は、次の電流検出タイミングでＳ１に戻る。

本実施の形態によれば、下記の効果を奏することができる。

(1) ベクトル制御の１周期の前半と後半でＵ、Ｖ、Ｗの各相の少なくともいずれかのデューティ比を変更して出力電圧ベクトルを変更する構成のため、周期の中でのロータ位置の変化に対応した適切な制御が可能となる。これにより、ロータの高速回転時においても電圧ベクトルの角度をロータ位置に応じた最適値に対して精度良く合わせることができ、電流脈動を抑えられ、それに伴いトルク脈動も小さくなり低振動となる。また、電流ベクトルの角度（図７の電流位相角β）を最適値に精度良く合わせることができ、同じトルクを発生する場合の電流を低減でき、効率が良い。

(2) 上述の効果は、ベクトル制御の周期を短くすることなく得られるため、制御部４１の性能を高くする必要がなく、コスト上昇を抑制できる。すなわち、ベクトル制御の周期を短くすれば、電圧ベクトルの角度をロータ位置に応じた最適値に近い状態に維持しやすくなるが、周期を短くするほど電流検出間隔が短くなり、制御部４１の性能を高くする必要がある。この点、本実施の形態によれば、ベクトル制御の周期を短くすることなく、ベクトル制御の周期を半分にしたような効果が得られるため、制御部４１の性能を高くする必要がなく、コスト上昇を抑制できる。また、単位時間当たりのスイッチング回数は変わらないため、オンオフの切替に伴うデッドタイムが出力電圧ベクトルに及ぼす影響（誤差の増大等）を抑制できる。

(3) 各相の電流を図１０(Ａ)に示す通電パターン７でスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御しているときに検出し、デューティ比を図１０(Ａ),(Ｂ)に示す通電パターン７、８でスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御しているときにそれぞれ変更するため、デューティ比の変更に伴う追加のスイッチングを行う必要がなく、効率が良い。

以上、実施の形態を例に本発明を説明したが、実施の形態の各構成要素や各処理プロセスには請求項に記載の範囲で種々の変形が可能であることは当業者に理解されるところである。以下、変形例について触れる。

ステータコイル６ｈの結線方式は、Ｙ結線に替えて、デルタ結線としてもよい。デルタ結線の場合、Ｙ結線と比較して、図９(Ａ)～(Ｆ)及び図１０(Ａ)～(Ｂ)に示す各通電パターンによって生成される出力電圧ベクトルの方向が変わり、同じ出力電圧ベクトルを生成するための通電パターンの組み合わせは変わるが、同様の効果が得られる。

ブラシレスモータ６のロータの極数とステータのスロット数、すなわちロータマグネット６ｃの数とステータコイル６ｈの数は任意である。例えば、ブラシレスモータ６は、２極３スロット構成でもよい。

ブラシレスモータ６におけるロータ位置及び角速度の検出は、センサレス方式に限定されず、ロータ近傍に設けた例えば３個のホールＩＣの出力信号を基に検出するセンサ方式でもよい。すなわち、ロータ位置検出部は、各相の電流を検出する電流検出部に替えて、ロータマグネット６ｃの位置を検出するホール素子で構成されてもよい。

シャント抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗは、各相の電流経路の高電位側に設けてもよい。この場合、各相の電流は、図１０(Ｂ)に示す通電パターン８でスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御しているときに検出するとよい。

１…電気機器、２…砥石（回転具）、３…ハウジング、４…ギヤケース、５…スイッチ、６…ブラシレスモータ、６ａ…出力軸、６ｂ…ロータコア、６ｃ…ロータマグネット、６ｅ…ステータコア、６ｈ…ステータコイル、６ｆ…ヨーク部、６ｇ…突極部（ティース部）、８…ファン、９…基板、１０…ケース本体、１１…パッキングランド、１２…ニードルベアリング、１３…ボールベアリング、１４…ホイルガード、１５…スイッチング素子、２０…スピンドル、２１…第１のベベルギヤ、２２…第２のベベルギヤ、４０…制御装置（ブラシレスモータの制御装置）、４１…制御部（マイコン）、４２…インバータ回路（駆動回路）、４３…電圧検出回路、４４…増幅回路、６０…交流電源、６１…ダイオードブリッジ（全波整流回路）、６２…電源コード、Ｑ１～Ｑ６…スイッチング素子、Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗ…シャント抵抗。

Claims (8)

1. ロータと、複数のステータコイルを有するステータと、を備えたブラシレスモータと、
   複数の上側及び下側スイッチング素子を有し、前記複数のステータコイルに複数相の出力電圧を出力する駆動回路と、
   前記複数の上側スイッチング素子を共にオフするか又は前記複数の下側スイッチング素子を共にオフする第１状態と、前記第１状態とは異なる状態である第２状態とを、所定の周期で交互に繰り返すよう前記駆動回路を制御するとともに、前記ロータの位置に応じて前記複数相の出力電圧の各々のデューティ比を設定するベクトル制御を実行する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記所定の周期の１周期において、前記複数相の出力電圧のうち少なくとも１相の出力電圧のデューティ比の設定を複数回実行するよう構成された、
   ことを特徴とする、ブラシレスモータの制御装置。
2. 請求項１に記載のブラシレスモータの制御装置であって、
   前記ブラシレスモータの制御装置は、前記制御部に接続されて前記ロータの位置に関する情報であるロータ位置情報を検出するよう構成されたロータ位置検出部を有し、
   前記制御部は、前記第１状態において、前記ロータ位置検出部によって検出された前記ロータ位置情報に基づいて、前記ロータの位置を特定するとともに、特定された前記ロータの位置に応じて、前記複数相の出力電圧のデューティ比をそれぞれ設定するよう構成された、
   ことを特徴とする、ブラシレスモータの制御装置。
3. 請求項１又は２に記載のブラシレスモータの制御装置であって、
   前記制御部は、前記所定の周期の１周期における前半と後半で前記デューティ比が異なるように前記パルス幅変調を実行するよう構成される、
   ことを特徴とする、ブラシレスモータの制御装置。
4. 請求項２に記載のブラシレスモータの制御装置であって、
   前記制御部は、前記複数相の出力電圧のデューティ比を、前記第１状態と、前記第２状態と、の双方において変更する、
   ことを特徴とする、ブラシレスモータの制御装置。
5. 請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のブラシレスモータの制御装置であって、
   前記所定の周期の１周期を前記１周期の中心で二分割した場合、前記複数の上側又は下側スイッチング素子のいずれかのオン時間又はオフ時間が前記中心に対して非対称である、
   ことを特徴とする、ブラシレスモータの制御装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のブラシレスモータの制御装置であって、
   前記所定の周期の１周期を前記１周期の中心で二分割した場合、前記複数の上側又は下側スイッチング素子のうちいずれかのスイッチング素子がオン状態とオフ状態の一方から他方に切り替わるタイミングから前記中心までの時間が、前記中心から前記いずれかのスイッチング素子がオン状態とオフ状態の他方から一方に切り替わるタイミングまでの時間と異なる、
   ことを特徴とする、ブラシレスモータの制御装置。
7. 請求項２に記載のブラシレスモータの制御装置であって、
   前記制御部は、前記第１状態のときに特定した前記ロータの位置を基に、前記第１状態の後の最初の前記第２状態における、前記デューティ比を決定する、
   ことを特徴とする、ブラシレスモータの制御装置。
8. 請求項１から７のいずれか一項に記載のブラシレスモータの制御装置と、
   前記ブラシレスモータの制御装置により駆動される出力部と、
   を備える、
   ことを特徴とする、電気機器。

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