JP2022116844A - 制御回路及びdc/dcコンバータ - Google Patents

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Shinya Fujita
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Abstract

【課題】出力電圧を変更する制御を行った際に出力電流の変動を抑制できる制御回路及びDC/DCコンバータを提供する。【解決手段】エラーアンプ522が、出力部4からLED21~2nに供給される電流ILEDに応じた検出電圧VR1と、参照電圧VREFとの差に応じたフィードバック信号VFBを生成する。スロープ信号生成部523が、発振器521の周波数に同期したスロープ信号VSLPを生成する。コンパレータ524が、フィードバック信号VFBとスロープ信号VSLPとを比較して比較信号VCOMPを生成する。スイッチ制御部525が、比較信号VCOMPに応じたデューティの駆動信号VPを出力する。フィードフォワード制御部53が、スイッチSW1~SWnをオンするときに、一定時間だけスイッチS22をオンしてフィードバック信号VFBを下げ、スイッチSW1~SWnをオフするときに、一定時間だけスイッチSW21をオンしてフィードバック信号VFBを上げる。【選択図】図1

Description

本発明は、制御回路及びDC/DCコンバータ、に関する。
LED等の発光素子を光源とする点灯装置として、所定の点滅パターンにしたがってLEDの点灯/消灯を制御する種々の装置がある。この種の点灯装置において発光素子を駆動するための回路として、DC/DCコンバータを用いた駆動回路が広く用いられている。駆動回路の従来例としては、例えば特許文献1に示されるように、複数のLEDを点灯させるための十分な電圧を得るために、昇圧DC/DCコンバータを用いた発光装置が開示されている。
近年、複数のLEDが流れるように順次点灯するいわゆるシーケンシャル点灯ランプが普及しつつある。シーケンシャル点灯ランプを実現するための駆動回路として、例えば特許文献2、特許文献3、非特許文献1などに開示されているように、シーケンシャル点灯用の信号を発生させて複数のLEDを駆動するものが提案されている。特許文献3の駆動方法では、シーケンシャル点灯させるために複数の駆動部を並列に動作させる必要があり、コストが高くなっていた。一方、非特許文献1のように、直列接続された複数のLEDそれぞれに並列にスイッチを設け、スイッチをオンオフ制御することによりシーケンシャル点灯を実現する構成とすることにより、低コスト化が可能である。
しかしながら、特許文献1の図1に示されるように、直列接続された複数のLEDそれぞれに並列にスイッチを設け、スイッチをオンオフ制御することによりシーケンシャル点灯を実現する場合、以下の問題が生じることが分かった。LEDに並列接続されたスイッチをオンすると、DC/DCコンバータの出力電圧が降下する。出力電圧は徐々に下がるので、一時的に各LEDにかかる電圧が増加することで、LEDに供給される出力電流が増加する。このとき、DC/DCコンバータは、出力電流を下げる制御を行うが、すぐには下げることができないため、出力電流がしばらくの間過大となり、LEDが損傷するおそれがあった。
また、LEDに並列接続されたスイッチをオフすると、DC/DCコンバータの出力電圧が上昇する。出力電圧は徐々に上昇するので、一時的に各LEDにかかる電圧が減少することで、出力電流が減少する。このとき、DC/DCコンバータは、出力電流を上げる制御を行うが、すぐには上げることができないため、出力電流がしばらくの間過少となるおそれがあった。即ち、従来のDC/DCコンバータでは、スイッチのオンオフに伴って出力電流が大きく変動してしまう、という問題があった。
また、従来より、LEDを全消灯する際に、エラーアンプの出力電圧を全消灯直前の出力に保持することにより、全点灯に復帰後に出力電流が安定するまでの遅延時間を短くする技術が提案されている(特許文献4、5)。しかしながら、この技術は、LEDを全消灯する場合には、有効であるが上述した問題は解決することができない。
特許第6146984号公報 特開昭51-36092号公報 特開2017-74803号公報 米国特許第7898187号明細書 米国特許第8975831号明細書
Texas Instruments, TPS92661-Q1のデータシート"High-Brightness LED Matrix Manager for Automotive Headlight Systems", [online], 2016年2月, [令和2年11月12日検索], インターネット<http://www.tij.co.jp/jp/lit/gpn/TPS92661-Q1>
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力電圧を変更する制御を行った際に負荷に流れる電流の変動を抑制できる制御回路及びDC/DCコンバータを提供することにある。
前述した目的を達成するために、本発明に係る制御回路及びDC/DCコンバータは、下記[1]~[8]を特徴としている。
[1]
入力電圧を変換して定電流を出力する出力部を構成する第1スイッチング素子であって、オンオフ動作を行うことにより負荷に電流を供給する前記第1スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路であって、
発振器と、
前記出力部から負荷に供給される電流に応じた第1検出電圧と、参照電圧との差に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
前記発振器の周波数に同期したスロープ信号を生成するスロープ信号生成部と、
前記誤差信号と前記スロープ信号とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、
前記比較信号に応じたデューティの前記第1スイッチング素子の駆動信号を出力する第1スイッチ制御部と、
前記出力部の出力電圧を変更する制御を行うときに、前記出力電圧を変更する前に前記誤差信号の電圧を先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げるフィードフォワード制御部と、を備えた、
制御回路であること。
[2]
[1]に記載の制御回路であって、
前記負荷に並列に接続された第2スイッチング素子のオンオフを制御する第2スイッチ制御部をさらに備え、
前記フィードフォワード制御部は、前記第2スイッチ制御部が前記第2スイッチング素子をオン制御するときに、オン制御する前に前記誤差信号の電圧を先んじて低下させる又は一定時間だけ電圧下降速度を上げ、前記第2スイッチ制御部が前記第2スイッチング素子をオフ制御するときに、オフ制御する前に前記誤差信号の電圧を先んじて上昇させる又は一定時間だけ電圧上昇速度を上げる、
制御回路であること。
[3]
[1]又は[2]に記載の制御回路であって、
前記フィードフォワード制御部は、前記エラーアンプの出力に定電流を供給する、又は、前記エラーアンプの出力から定電流を流す電流源と、前記電流源の前記定電流を遮断するスイッチと、前記スイッチのオンオフを制御する第3スイッチ制御部と、を有する、
制御回路であること。
[4]
[2]に記載の制御回路であって、
前記第2スイッチ制御部は、前記第2スイッチング素子をオン制御したときに、前記第1スイッチング素子を一定時間だけオフ制御する、
制御回路であること。
[5]
[1]に記載の制御回路であって、
互いに直列接続された複数の前記負荷に、それぞれ並列接続された第2スイッチング素子のオンオフを制御する第2スイッチ制御部をさらに備え、
前記フィードフォワード制御部は、前記第2スイッチ制御部が同時にオンオフする前記第2スイッチング素子の数に応じた大きさだけ、前記第2スイッチング素子をオンオフする前に前記誤差信号の電圧を先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げる、
制御回路であること。
[6]
[1]~[5]の何れか1項に記載の制御回路であって、
前記出力部の出力電圧を変更する制御を行うときに、一定時間だけ電圧変化速度を上げるフィードフォワード制御を行った後に、一定時間だけ前記エラーアンプの出力をハイインピーダンスにする、
制御回路であること。
[7]
[1]~[6]の何れか1項に記載の制御回路であって、
前記スロープ信号生成部は、前記第1スイッチング素子又は前記出力部を構成するコイルに流れる電流を検出した第2検出電圧にスロープ補償信号を重畳した前記スロープ信号を生成する、
制御回路であること。
[8]
入力電圧を変換して定電流を出力する出力部と、
前記出力部を構成し、オンオフ動作を行うことにより負荷に電流を供給する第1スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備えたDC/DCコンバータであって、
前記制御回路が、発振器と、
前記出力部から負荷に供給される電流に応じた第1検出電圧と、参照電圧との差に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
前記発振器の周波数に同期したスロープ信号を生成するスロープ信号生成部と、
前記誤差信号と前記スロープ信号とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、
前記比較信号に応じたデューティの前記第1スイッチング素子の駆動信号を出力する第1スイッチ制御部と、
前記出力部の出力電圧を変更する制御を行うときに、出力電圧を変更する前に前記誤差信号の電圧を先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げるフィードフォワード制御部と、を有する、
DC/DCコンバータであること。
本発明によれば、出力電圧を変更する制御を行った際に出力電流の変動を抑制できる制御回路及びDC/DCコンバータを提供することができる。
以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態(以下、「実施形態」という。)を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。
図1は、第1実施形態における本発明の制御回路及びDC/DCコンバータを組み込んだLED発光装置である。 図2は、図1に示すスイッチSW1~SWn、出力電圧VOUT、フィードバック電圧VFB、電流ILED、スイッチのタイムチャートである。 図3は、第2実施形態における本発明の制御回路及びDC/DCコンバータを組み込んだLED発光装置である。
(第1実施形態)
本発明に関する具体的な実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。
負荷駆動装置としてのLED発光装置1は、複数のLED21~2n(負荷)と、入力電圧VINを昇圧して複数のLED21~2nに電流を供給するDC/DCコンバータ3と、を備えている。複数のLED21~2nは、互いに直列接続されている。また、複数のLED21~2nは、直列接続されている順に、一列に並べて配置されている。
DC/DCコンバータ3は、スイッチングトランジスタM1(第1スイッチング素子)のオンオフにより直流の入力電圧VINを昇圧して直流の出力電圧VOUTに変換する出力部4と、電流検出用抵抗R1、R2と、出力部4を構成するスイッチングトランジスタM1のオンオフを制御する制御IC5(制御回路)と、位相補償回路6と、を備えている。
出力部4は、コイルL1と、整流用のダイオードD1と、スイッチングトランジスタM1と、出力コンデンサC1と、を備えている。コイルL1は、一端が入力電圧供給部に接続され、他端がダイオードD1のアノードに接続されている。ダイオードD1は、カソードが出力に接続されている。スイッチングトランジスタM1は、NチャンネルのMOSFETから構成されている。スイッチングトランジスタM1は、コイルL1及びダイオードD1の接続点と電流検出用抵抗R2の一端との間に接続され、電流検出用抵抗R2の他端はグランドに接続されている。出力コンデンサC1は、ダイオードD1のカソードとグランドとの間に接続されている。
上述した出力部4によれば、スイッチングトランジスタM1がオンのときコイルL1にエネルギーが蓄積される。一方、スイッチングトランジスタM1がオフのときコイルL1に蓄積したエネルギーが出力コンデンサC1に送られ出力電圧VOUTが出力される。
電流検出用抵抗R1は、複数のLED21~2nとグランドとの間に接続され、LED21~2nに流れる電流ILEDを検出するための抵抗であり、電流ILEDに応じた検出電圧VR1(第1検出電圧)を出力する。電流検出用抵抗R2は、スイッチングトランジスタM1とグランドとの間に接続され、スイッチングトランジスタM1に流れる電流を検出するための抵抗であり、スイッチングトランジスタM1に流れる電流に応じた検出電圧VR2(第2検出電圧)を出力する。
制御IC5は、複数のLED21~2nの点灯/消灯を制御するLED制御部51と、電流ILEDが目標値で定電流になるように、スイッチングトランジスタM1のオンオフを制御する電源制御部52と、フィードフォワード制御部53と、を有している。LED制御部51は、複数のLED21~2nにそれぞれ並列接続されたスイッチSW1~SWn(第2スイッチング素子)と、スイッチSW1~SWnのオンオフを制御するスイッチ制御部511(第2スイッチ制御部、第3スイッチ制御部)と、を有している。スイッチSW1~SWnは、例えば、Nチャンネル型のMOSFETから構成され、ゲートがスイッチ制御部511に接続されている。スイッチ制御部511は、外部もしくは内部からの指令に応じてスイッチ制御を行うブロックとして構成されている。
スイッチ制御部511は、LED21~2nの消灯指示の信号を受けると、Hレベルのオン信号をスイッチSW1~SWnのゲートに出力し、スイッチSW1~SWnをオンして、全LED21~2nを消灯する。また、スイッチ制御部511は、LED21~2nの点灯指示の信号を受けると、スイッチSW1~SWnに順次Lレベルのオフ信号又はHレベルのオン信号を出力し、これを繰り返す。これにより、LED21~2nが並び順に点灯又は消灯するシーケンシャル点灯が行われる。
電源制御部52は、発振器521と、エラーアンプ522と、スロープ信号生成部523と、コンパレータ524と、スイッチ制御部525(第1スイッチ制御部)とを有している。発振器521は、クロック信号Vclkを出力する。エラーアンプ522には、検出電圧VR1と、参照電圧VREFとが入力されている。参照電圧VREFは、予め定めた目標値の電流ILEDが流れたときに電流検出用抵抗R1に発生する検出電圧VR1と同じ値に設定されている。エラーアンプ522は、本実施形態では、トランスコンダクタアンプであり、当該エラーアンプの出力電流が後述する位相補償回路6に流れることにより、検出電圧VR1と基準電圧VREFとの誤差を増幅したフィードバック電圧VFBとしてコンパレータ524の反転入力に出力する。
スロープ信号生成部523は、電流モード制御のスロープ信号VSLPを生成する。本実施形態では、スロープ信号生成部523には、スイッチングトランジスタM1に流れる電流に応じた検出電圧VR2が入力されている。スロープ信号生成部523は、検出電圧VR2にスロープ補償信号を重畳した、クロック信号Vclkに同期したスロープ信号VSLPを生成し、コンパレータ524の非反転入力に供給する。
コンパレータ524は、フィードバック信号VFB(誤差信号)とスロープ信号VSLPとを比較し、比較信号VCOMPをフリップフロップ525AのR端子に出力する。スイッチ制御部525は、比較信号VCOMPに応じたデューティのスイッチングトランジスタM1の駆動信号VPを出力する。本実施形態では、スイッチ制御部525は、フリップフロップ525Aと、ゲートドライバ525Bと、を有している。
フリップフロップ525Aは、S端子にクロック信号Vclkが入力されている。フリップフロップ525Aの出力はゲートドライバ525Bに入力され、ゲートドライバ525Bの出力がスイッチングトランジスタM1のゲートに接続されている。位相補償回路6は、コンデンサCFBと抵抗RFBから構成されている。想定される出力電圧及び出力電流で安定動作させるために、位相補償回路6は、コンデンサCFBと抵抗RFBにより適切な時定数が設定されている。
上述した電源制御部52によれば、クロック信号Vclkが立ち上がるとフリップフロップ525Aがセットされ、フリップフロップ525AのQ端子からHレベルの信号が出力される。このHレベルの信号は、ゲートドライバ525Bを介して駆動信号VPとしてスイッチングトランジスタM1のゲートに入力され、スイッチングトランジスタM1がオンする。その後、スロープ信号VSLPがフィードバック信号VFBを超えると、コンパレータ524がHレベルの比較信号VCOMPを出力して、フリップフロップ525Aをリセットする。
これにより、フリップフロップ525AのQ端子からLレベルの信号が出力される。Lレベルの信号は、ゲートドライバ525Bを介して駆動信号VPとしてスイッチングトランジスタM1のゲートに入力され、スイッチングトランジスタM1がオフする。フィードバック信号VFBが大きいほど、フリップフロップ525Aをリセットするタイミングが遅くなり、スイッチングトランジスタM1のオン時間が長くなる。このように検出電圧VR1と参照電圧VREFとが一致するようにフィードバックがかかり、ILED=VREF/R1となるようにLED21~2nが定電流駆動される。
フィードフォワード制御部53は、エラーアンプ522の出力に定電流を供給する電流源I1と、エラーアンプ522の出力から定電流を流す定電流源I2と、電流源I1の定電流を遮断するスイッチSW21と、定電流I2の定電流を遮断するスイッチS22と、スイッチ制御部511とを備えている。電流源I1の一端は高電位電源に接続され、他端はスイッチSW21に接続されている。電流源I2の一端は低電位電源(グランド)に接続され、他端はスイッチSW22に接続されている。スイッチSW21、SW22は直列に接続され、スイッチSW21、SW22の接続点がエラーアンプ522の出力に接続されている。スイッチSW21、SW22のオンオフは、スイッチ制御部511により制御されている。
上述したフィードフォワード制御部53によれば、スイッチSW21をオン、スイッチSW22をオフすると、位相補償回路6には、エラーアンプ522からの出力電流(ソース電流)に加えて、定電流源I1から供給される定電流が流れる。この結果、フィードバック電圧VFBは、定電流分、強制的に上げられる。一方、スイッチSW21をオフ、スイッチSW22をオンすると、エラーアンプ522からの出力電流(シンク電流)に加えて、定電流源I2が加えられた電流が位相補償回路6に流れる。このため、フィードバック電圧VFBは、定電流分、強制的に下げられる。
次に、上述した構成のLED発光装置1の動作について図2を参照して説明する。図2中、実線は、フィードフォワード制御部53を設けた本実施形態のLED発光装置1の出力電圧VOUT、フィードバック電圧VFB、電流ILEDを示す。図2中、点線は、フィードフォワード制御部53が設けられていない従来のLED発光装置の出力電圧VOUT、フィードバック電圧VFB、電流ILEDを示す。
例えばスイッチSW1をオン制御すると、目標値の電流ILEDに適切なDC/DCコンバータ3の出力電圧VOUTは、点灯するLED22~2nの総順方向電圧が減った分、急激に下がる。このとき、出力コンデンサC1の電荷が短時間で引き抜かれるので電流ILEDが急激に上昇する。その後、従来回路のエラーアンプ522は、電流ILEDの増加に伴って検出電圧VR1が基準電圧VREFよりも大きくなると、フィードバック信号VFBを下げる。
フィードバック信号VFBが下がると、スイッチングトランジスタM1のデューティが小さくなり、電流ILEDを下げる。しかしながら、図2の点線で示すように、エラーアンプ522のトランスコンダクタンスと出力電流能力は上限があるので、フィードバック信号VFBがなかなか下がらない。このため、電流ILEDが暫くの間過大となり、LED21~LED2nが損傷するおそれがあった。
また、例えばスイッチSW1をオフすると、DC/DCコンバータ3は電流ILEDを一定に保つために出力電圧VOUTを上げる。従来回路の場合、出力電圧VOUTは、図2の点線で示すように、スイッチSW1のオフ制御後、すぐに上がらず一時的にLED22~2nにかかる電圧が減少することで電流ILEDが減少した後、上り始める。
従来回路の場合、エラーアンプ522は、電流ILEDの減少に伴って検出電圧VR1が基準電圧VREFよりも小さくなると、フィードバック信号VFBを上げる。フィードバック信号VFBが上がると、スイッチングトランジスタM1のデューティが大きくなり、出力電圧VOUTを上げて、電流ILEDを上げる。しかしながら、図2の点線で示すように、エラーアンプ522のトランスコンダクタンスと出力電流能力は上限があるので、フィードバック信号VFBがなかなか上がらない。このため、電流ILEDが暫くの間過少となる。
そこで、本実施形態では、フィードフォワード制御部53を設けている。スイッチ制御部511は、例えばスイッチSW1のオン直前に、スイッチSW22を一定時間だけオンする。これにより、位相補償回路6には、エラーアンプ522の出力電流と定電流源I2の定電流分が加算された電流が流れる。このため、図2の実線に示すように、フィードバック電圧VFBは、定電流に応じた一定量分、すぐに下がる。このため、駆動信号VPのデューティは、スイッチSW1のオン後迅速に、急激に下がった出力電圧VOUTに応じた値に近づき、電流ILEDを抑えることができると共に、電流ILEDが一定値に戻るまでの時間を短くすることができる。
また、スイッチ制御部511は、例えばスイッチSW1のオフ直前またはオフと同時に、スイッチSW21を一時的にオンする。これにより、位相補償回路6には、エラーアンプ522の出力電流に定電流源I1の定電流が加えられた電流が流れる。このため、図2の実線に示すように、フィードバック電圧VFBは、定電流に応じた一定量分、すぐに上がり、電流ILEDが一定値に戻るまでの時間を短くすることができる。
上述した実施形態によれば、フィードフォワード制御部53を設けて、スイッチSW1~SWnをオンオフして出力電圧を変更する制御を行うときに、一定時間だけ負荷変動の前にフィードバック電圧VFBを先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げる。これにより、駆動信号VPのデューティを迅速に電流ILEDが一定値となるような値に変更することができ、電流ILEDの変動を抑制できる。
(第2実施形態)
次に、第2実施形態について、図3を参照して説明する。第1実施形態と第2実施形態とで異なる点は、スイッチングトランジスタM1を強制的にオフして、出力電圧VOUTを下降させる停止回路54が設けられている点である。停止回路54は、例えばスイッチ制御部525AのQ端子の出力をLレベルにすることにより、スイッチングトランジスタM1をオフさせ、出力電圧VOUTを下降させる。停止回路54は、スイッチ制御部511により制御される。
次に、第2実施形態のLED発光装置1の動作について説明する。スイッチ制御部511は、第1実施形態と同様に、スイッチSW1のオン時に、スイッチSW22を一定時間だけオンする。このため、フィードバック電圧VFBは、すぐに下がる。また、スイッチ制御部511は、スイッチSW1のオン時に、停止回路54によりスイッチングトランジスタM1を一定時間だけ停止させる。これにより、電流ILEDの上昇をより一層、抑制することができる。
なお、スイッチSW22をオンする一定時間と、スイッチングトランジスタM1を停止させる一定時間と、は同じであってもよいし、異なる時間であってもよい。これら一定時間は、電流ILEDの変動が最も少なくなるように設定される。
また、前述のスイッチSW22を一定時間オンにした後に、フィードバック電圧VFBはリンギングを発生することがある。このリンギングはエラーアンプ522の出力電流が変動するために発生するので、このタイミングでスイッチ制御部511によりエラーアンプ522を一定時間だけ停止させて出力をハイインピーダンスにする。これにより、フィードバック電圧VFBをより安定させることができると共に、電流ILEDをより一層滑らかに目標値の電流に到達させることができる。なお、本実施形態では、エラーアンプ522をトランスコンダクタアンプで構成したが、同様に電圧出力するエラーアンプの場合でも、出力をハイインピーダンスにすることで電流ILEDをより一層滑らかに目標値の電流に到達させることができる。
(第3実施形態)
次に、第3実施形態について説明する。上述した第1実施形態では、スイッチSW1~SWnを1つずつオンオフする例について説明していたが、これに限ったものではない。例えば、スイッチSW1~SWnを同時に2つずつオンオフする場合は、1つずつオンオフする場合に比べて目標値の電流ILEDとするための出力電圧VOUTが大きく変化する。そこで、同時にオンオフ制御するスイッチSW1~SWnの数に応じた定電流を供給する電流源I1、I2を採用することが考えられる。これにより、フィードフォワード制御部53は、同時にオンオフするスイッチSW1~SWnの数に応じた大きさだけ、フィードバック信号VFBの変化速度を上げることができる。
また、同時にオンオフ制御するスイッチSW1~SWnの数が変動するものにあっては、電流源I1、I2を可変として、フィードフォワード制御部53は、同時にオンオフ制御するスイッチSW1~SWnの数に応じた定電流に調整するようにしてもよい。
なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形、改良、等が可能である。その他、上述した実施形態における各構成要素の材質、形状、寸法、数、配置箇所、等は本発明を達成できるものであれば任意であり、限定されない。
上述した実施形態によれば、電流源I1、I2を設けていたが、これに限ったものではない。電流源I2のみを設けて、スイッチSW1~SWnがオン制御されるときにフィードバック信号VFBを下げるだけでもよい。また、電流源I1のみを設けて、スイッチSW1~SWnがオフ制御されるときにフィードバック信号VFBを上げるだけでもよい。また、実施形態では昇圧スイッチングレギュレータを挙げたが、降圧スイッチングレギュレータに対しても同様に適用することができる。
上述した実施形態によれば、エラーアンプ522として、入力電圧の差分を増幅した出力電流を出力するトランスコンダクタンスを用い、電流源I1、I2によりフィードバック電圧VFBの変化速度を上げたが、これに限ったものではない。エラーアンプ522として、入力電圧の差分を増幅した出力電圧を出力するものを採用し、電圧源によりフィードバック電圧VFBの変化速度を上げてもよい。
3 DC/DCコンバータ
4 出力部
5 制御IC(制御回路)
21~2n LED(負荷)
53 フィードフォワード制御部
511 スイッチ制御部(第2スイッチ制御部、第3スイッチ制御部)
521 発振器
522 エラーアンプ
523 スロープ信号生成部
525 スイッチ制御部(第1スイッチ制御部)
I1、I2 電流源
ILED 電流
M1 スイッチングトランジスタ(第1スイッチング素子)
SW1~SWn スイッチ(第2スイッチング素子)
SW21、SW22 スイッチ
VCOMP 比較信号
VFB フィードバック電圧(誤差信号)
VIN 入力電圧
VOUT 出力電圧
VP 駆動信号
VR1 検出電圧(第1検出電圧)
VR2 検出電圧(第2検出電圧)
VREF 参照電圧
VSLP スロープ信号

Claims (8)

  1. 入力電圧を変換して定電流を出力する出力部を構成する第1スイッチング素子であって、オンオフ動作を行うことにより負荷に電流を供給する前記第1スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路であって、
    発振器と、
    前記出力部から負荷に供給される電流に応じた第1検出電圧と、参照電圧との差に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
    前記発振器の周波数に同期したスロープ信号を生成するスロープ信号生成部と、
    前記誤差信号と前記スロープ信号とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、
    前記比較信号に応じたデューティの前記第1スイッチング素子の駆動信号を出力する第1スイッチ制御部と、
    前記出力部の出力電圧を変更する制御を行うときに、前記出力電圧を変更する前に前記誤差信号の電圧を先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げるフィードフォワード制御部と、を備えた、
    制御回路。
  2. 請求項1に記載の制御回路であって、
    前記負荷に並列に接続された第2スイッチング素子のオンオフを制御する第2スイッチ制御部をさらに備え、
    前記フィードフォワード制御部は、前記第2スイッチ制御部が前記第2スイッチング素子をオン制御するときに、オン制御する前に前記誤差信号の電圧を先んじて低下させる又は一定時間だけ電圧下降速度を上げ、前記第2スイッチ制御部が前記第2スイッチング素子をオフ制御するときに、オフ制御する前に前記誤差信号の電圧を先んじて上昇させる又は一定時間だけ電圧上昇速度を上げる、
    制御回路。
  3. 請求項1又は2に記載の制御回路であって、
    前記フィードフォワード制御部は、前記エラーアンプの出力に定電流を供給する、又は、前記エラーアンプの出力から定電流を流す電流源と、前記電流源の前記定電流を遮断するスイッチと、前記スイッチのオンオフを制御する第3スイッチ制御部と、を有する、
    制御回路。
  4. 請求項2に記載の制御回路であって、
    前記第2スイッチ制御部は、前記第2スイッチング素子をオン制御したときに、前記第1スイッチング素子を一定時間だけオフ制御する、
    制御回路。
  5. 請求項1に記載の制御回路であって、
    互いに直列接続された複数の前記負荷に、それぞれ並列接続された第2スイッチング素子のオンオフを制御する第2スイッチ制御部をさらに備え、
    前記フィードフォワード制御部は、前記第2スイッチ制御部が同時にオンオフする前記第2スイッチング素子の数に応じた大きさだけ、前記第2スイッチング素子をオンオフする前に前記誤差信号の電圧を先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げる、
    制御回路。
  6. 請求項1~5の何れか1項に記載の制御回路であって、
    前記出力部の出力電圧を変更する制御を行うときに、一定時間だけ電圧変化速度を上げるフィードフォワード制御を行った後に、一定時間だけ前記エラーアンプの出力をハイインピーダンスにする、
    制御回路。
  7. 請求項1~6の何れか1項に記載の制御回路であって、
    前記スロープ信号生成部は、前記第1スイッチング素子又は前記出力部を構成するコイルに流れる電流を検出した第2検出電圧にスロープ補償信号を重畳した前記スロープ信号を生成する、
    制御回路。
  8. 入力電圧を変換して定電流を出力する出力部と、
    前記出力部を構成し、オンオフ動作を行うことにより負荷に電流を供給する第1スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備えたDC/DCコンバータであって、
    前記制御回路が、発振器と、
    前記出力部から負荷に供給される電流に応じた第1検出電圧と、参照電圧との差に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
    前記発振器の周波数に同期したスロープ信号を生成するスロープ信号生成部と、
    前記誤差信号と前記スロープ信号とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、
    前記比較信号に応じたデューティの前記第1スイッチング素子の駆動信号を出力する第1スイッチ制御部と、
    前記出力部の出力電圧を変更する制御を行うときに、出力電圧を変更する前に前記誤差信号の電圧を先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げるフィードフォワード制御部と、を有する、
    DC/DCコンバータ。
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