JP2022116844A - 制御回路及びｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧を変更する制御を行った際に出力電流の変動を抑制できる制御回路及びＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】エラーアンプ５２２が、出力部４からＬＥＤ２１～２ｎに供給される電流ＩＬＥＤに応じた検出電圧ＶＲ１と、参照電圧ＶＲＥＦとの差に応じたフィードバック信号ＶＦＢを生成する。スロープ信号生成部５２３が、発振器５２１の周波数に同期したスロープ信号ＶＳＬＰを生成する。コンパレータ５２４が、フィードバック信号ＶＦＢとスロープ信号ＶＳＬＰとを比較して比較信号ＶＣＯＭＰを生成する。スイッチ制御部５２５が、比較信号ＶＣＯＭＰに応じたデューティの駆動信号ＶＰを出力する。フィードフォワード制御部５３が、スイッチＳＷ１～ＳＷｎをオンするときに、一定時間だけスイッチＳ２２をオンしてフィードバック信号ＶＦＢを下げ、スイッチＳＷ１～ＳＷｎをオフするときに、一定時間だけスイッチＳＷ２１をオンしてフィードバック信号ＶＦＢを上げる。【選択図】図１

Description

本発明は、制御回路及びＤＣ／ＤＣコンバータ、に関する。

ＬＥＤ等の発光素子を光源とする点灯装置として、所定の点滅パターンにしたがってＬＥＤの点灯／消灯を制御する種々の装置がある。この種の点灯装置において発光素子を駆動するための回路として、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた駆動回路が広く用いられている。駆動回路の従来例としては、例えば特許文献１に示されるように、複数のＬＥＤを点灯させるための十分な電圧を得るために、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた発光装置が開示されている。

近年、複数のＬＥＤが流れるように順次点灯するいわゆるシーケンシャル点灯ランプが普及しつつある。シーケンシャル点灯ランプを実現するための駆動回路として、例えば特許文献２、特許文献３、非特許文献１などに開示されているように、シーケンシャル点灯用の信号を発生させて複数のＬＥＤを駆動するものが提案されている。特許文献３の駆動方法では、シーケンシャル点灯させるために複数の駆動部を並列に動作させる必要があり、コストが高くなっていた。一方、非特許文献１のように、直列接続された複数のＬＥＤそれぞれに並列にスイッチを設け、スイッチをオンオフ制御することによりシーケンシャル点灯を実現する構成とすることにより、低コスト化が可能である。

しかしながら、特許文献１の図１に示されるように、直列接続された複数のＬＥＤそれぞれに並列にスイッチを設け、スイッチをオンオフ制御することによりシーケンシャル点灯を実現する場合、以下の問題が生じることが分かった。ＬＥＤに並列接続されたスイッチをオンすると、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が降下する。出力電圧は徐々に下がるので、一時的に各ＬＥＤにかかる電圧が増加することで、ＬＥＤに供給される出力電流が増加する。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電流を下げる制御を行うが、すぐには下げることができないため、出力電流がしばらくの間過大となり、ＬＥＤが損傷するおそれがあった。

また、ＬＥＤに並列接続されたスイッチをオフすると、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が上昇する。出力電圧は徐々に上昇するので、一時的に各ＬＥＤにかかる電圧が減少することで、出力電流が減少する。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電流を上げる制御を行うが、すぐには上げることができないため、出力電流がしばらくの間過少となるおそれがあった。即ち、従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチのオンオフに伴って出力電流が大きく変動してしまう、という問題があった。

また、従来より、ＬＥＤを全消灯する際に、エラーアンプの出力電圧を全消灯直前の出力に保持することにより、全点灯に復帰後に出力電流が安定するまでの遅延時間を短くする技術が提案されている（特許文献４、５）。しかしながら、この技術は、ＬＥＤを全消灯する場合には、有効であるが上述した問題は解決することができない。

特許第６１４６９８４号公報 特開昭５１－３６０９２号公報 特開２０１７－７４８０３号公報 米国特許第７８９８１８７号明細書 米国特許第８９７５８３１号明細書

Texas Instruments, TPS92661-Q1のデータシート"High-Brightness LED Matrix Manager for Automotive Headlight Systems", ［online］, 2016年2月, ［令和２年１１月１２日検索］, インターネット<http://www.tij.co.jp/jp/lit/gpn/TPS92661-Q1>

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力電圧を変更する制御を行った際に負荷に流れる電流の変動を抑制できる制御回路及びＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

前述した目的を達成するために、本発明に係る制御回路及びＤＣ／ＤＣコンバータは、下記［１］～［８］を特徴としている。
［１］
入力電圧を変換して定電流を出力する出力部を構成する第１スイッチング素子であって、オンオフ動作を行うことにより負荷に電流を供給する前記第１スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路であって、
発振器と、
前記出力部から負荷に供給される電流に応じた第１検出電圧と、参照電圧との差に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
前記発振器の周波数に同期したスロープ信号を生成するスロープ信号生成部と、
前記誤差信号と前記スロープ信号とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、
前記比較信号に応じたデューティの前記第１スイッチング素子の駆動信号を出力する第１スイッチ制御部と、
前記出力部の出力電圧を変更する制御を行うときに、前記出力電圧を変更する前に前記誤差信号の電圧を先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げるフィードフォワード制御部と、を備えた、
制御回路であること。
［２］
［１］に記載の制御回路であって、
前記負荷に並列に接続された第２スイッチング素子のオンオフを制御する第２スイッチ制御部をさらに備え、
前記フィードフォワード制御部は、前記第２スイッチ制御部が前記第２スイッチング素子をオン制御するときに、オン制御する前に前記誤差信号の電圧を先んじて低下させる又は一定時間だけ電圧下降速度を上げ、前記第２スイッチ制御部が前記第２スイッチング素子をオフ制御するときに、オフ制御する前に前記誤差信号の電圧を先んじて上昇させる又は一定時間だけ電圧上昇速度を上げる、
制御回路であること。
［３］
［１］又は［２］に記載の制御回路であって、
前記フィードフォワード制御部は、前記エラーアンプの出力に定電流を供給する、又は、前記エラーアンプの出力から定電流を流す電流源と、前記電流源の前記定電流を遮断するスイッチと、前記スイッチのオンオフを制御する第３スイッチ制御部と、を有する、
制御回路であること。
［４］
［２］に記載の制御回路であって、
前記第２スイッチ制御部は、前記第２スイッチング素子をオン制御したときに、前記第１スイッチング素子を一定時間だけオフ制御する、
制御回路であること。
［５］
［１］に記載の制御回路であって、
互いに直列接続された複数の前記負荷に、それぞれ並列接続された第２スイッチング素子のオンオフを制御する第２スイッチ制御部をさらに備え、
前記フィードフォワード制御部は、前記第２スイッチ制御部が同時にオンオフする前記第２スイッチング素子の数に応じた大きさだけ、前記第２スイッチング素子をオンオフする前に前記誤差信号の電圧を先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げる、
制御回路であること。
［６］
［１］～［５］の何れか１項に記載の制御回路であって、
前記出力部の出力電圧を変更する制御を行うときに、一定時間だけ電圧変化速度を上げるフィードフォワード制御を行った後に、一定時間だけ前記エラーアンプの出力をハイインピーダンスにする、
制御回路であること。
［７］
［１］～［６］の何れか１項に記載の制御回路であって、
前記スロープ信号生成部は、前記第１スイッチング素子又は前記出力部を構成するコイルに流れる電流を検出した第２検出電圧にスロープ補償信号を重畳した前記スロープ信号を生成する、
制御回路であること。
［８］
入力電圧を変換して定電流を出力する出力部と、
前記出力部を構成し、オンオフ動作を行うことにより負荷に電流を供給する第１スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御回路が、発振器と、
前記出力部から負荷に供給される電流に応じた第１検出電圧と、参照電圧との差に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
前記発振器の周波数に同期したスロープ信号を生成するスロープ信号生成部と、
前記誤差信号と前記スロープ信号とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、
前記比較信号に応じたデューティの前記第１スイッチング素子の駆動信号を出力する第１スイッチ制御部と、
前記出力部の出力電圧を変更する制御を行うときに、出力電圧を変更する前に前記誤差信号の電圧を先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げるフィードフォワード制御部と、を有する、
ＤＣ／ＤＣコンバータであること。

本発明によれば、出力電圧を変更する制御を行った際に出力電流の変動を抑制できる制御回路及びＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という。）を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。

図１は、第１実施形態における本発明の制御回路及びＤＣ／ＤＣコンバータを組み込んだＬＥＤ発光装置である。 図２は、図１に示すスイッチＳＷ１～ＳＷｎ、出力電圧ＶＯＵＴ、フィードバック電圧ＶＦＢ、電流ＩＬＥＤ、スイッチのタイムチャートである。 図３は、第２実施形態における本発明の制御回路及びＤＣ／ＤＣコンバータを組み込んだＬＥＤ発光装置である。

（第１実施形態）
本発明に関する具体的な実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。

負荷駆動装置としてのＬＥＤ発光装置１は、複数のＬＥＤ２１～２ｎ（負荷）と、入力電圧ＶＩＮを昇圧して複数のＬＥＤ２１～２ｎに電流を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ３と、を備えている。複数のＬＥＤ２１～２ｎは、互いに直列接続されている。また、複数のＬＥＤ２１～２ｎは、直列接続されている順に、一列に並べて配置されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、スイッチングトランジスタＭ１（第１スイッチング素子）のオンオフにより直流の入力電圧ＶＩＮを昇圧して直流の出力電圧ＶＯＵＴに変換する出力部４と、電流検出用抵抗Ｒ１、Ｒ２と、出力部４を構成するスイッチングトランジスタＭ１のオンオフを制御する制御ＩＣ５（制御回路）と、位相補償回路６と、を備えている。

出力部４は、コイルＬ１と、整流用のダイオードＤ１と、スイッチングトランジスタＭ１と、出力コンデンサＣ１と、を備えている。コイルＬ１は、一端が入力電圧供給部に接続され、他端がダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１は、カソードが出力に接続されている。スイッチングトランジスタＭ１は、ＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴから構成されている。スイッチングトランジスタＭ１は、コイルＬ１及びダイオードＤ１の接続点と電流検出用抵抗Ｒ２の一端との間に接続され、電流検出用抵抗Ｒ２の他端はグランドに接続されている。出力コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１のカソードとグランドとの間に接続されている。

上述した出力部４によれば、スイッチングトランジスタＭ１がオンのときコイルＬ１にエネルギーが蓄積される。一方、スイッチングトランジスタＭ１がオフのときコイルＬ１に蓄積したエネルギーが出力コンデンサＣ１に送られ出力電圧ＶＯＵＴが出力される。

電流検出用抵抗Ｒ１は、複数のＬＥＤ２１～２ｎとグランドとの間に接続され、ＬＥＤ２１～２ｎに流れる電流ＩＬＥＤを検出するための抵抗であり、電流ＩＬＥＤに応じた検出電圧ＶＲ１（第１検出電圧）を出力する。電流検出用抵抗Ｒ２は、スイッチングトランジスタＭ１とグランドとの間に接続され、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流を検出するための抵抗であり、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流に応じた検出電圧ＶＲ２（第２検出電圧）を出力する。

制御ＩＣ５は、複数のＬＥＤ２１～２ｎの点灯／消灯を制御するＬＥＤ制御部５１と、電流ＩＬＥＤが目標値で定電流になるように、スイッチングトランジスタＭ１のオンオフを制御する電源制御部５２と、フィードフォワード制御部５３と、を有している。ＬＥＤ制御部５１は、複数のＬＥＤ２１～２ｎにそれぞれ並列接続されたスイッチＳＷ１～ＳＷｎ（第２スイッチング素子）と、スイッチＳＷ１～ＳＷｎのオンオフを制御するスイッチ制御部５１１（第２スイッチ制御部、第３スイッチ制御部）と、を有している。スイッチＳＷ１～ＳＷｎは、例えば、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴから構成され、ゲートがスイッチ制御部５１１に接続されている。スイッチ制御部５１１は、外部もしくは内部からの指令に応じてスイッチ制御を行うブロックとして構成されている。

スイッチ制御部５１１は、ＬＥＤ２１～２ｎの消灯指示の信号を受けると、Ｈレベルのオン信号をスイッチＳＷ１～ＳＷｎのゲートに出力し、スイッチＳＷ１～ＳＷｎをオンして、全ＬＥＤ２１～２ｎを消灯する。また、スイッチ制御部５１１は、ＬＥＤ２１～２ｎの点灯指示の信号を受けると、スイッチＳＷ１～ＳＷｎに順次Ｌレベルのオフ信号又はＨレベルのオン信号を出力し、これを繰り返す。これにより、ＬＥＤ２１～２ｎが並び順に点灯又は消灯するシーケンシャル点灯が行われる。

電源制御部５２は、発振器５２１と、エラーアンプ５２２と、スロープ信号生成部５２３と、コンパレータ５２４と、スイッチ制御部５２５（第１スイッチ制御部）とを有している。発振器５２１は、クロック信号Ｖｃｌｋを出力する。エラーアンプ５２２には、検出電圧ＶＲ１と、参照電圧ＶＲＥＦとが入力されている。参照電圧ＶＲＥＦは、予め定めた目標値の電流ＩＬＥＤが流れたときに電流検出用抵抗Ｒ１に発生する検出電圧ＶＲ１と同じ値に設定されている。エラーアンプ５２２は、本実施形態では、トランスコンダクタアンプであり、当該エラーアンプの出力電流が後述する位相補償回路６に流れることにより、検出電圧ＶＲ１と基準電圧ＶＲＥＦとの誤差を増幅したフィードバック電圧ＶＦＢとしてコンパレータ５２４の反転入力に出力する。

スロープ信号生成部５２３は、電流モード制御のスロープ信号ＶＳＬＰを生成する。本実施形態では、スロープ信号生成部５２３には、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流に応じた検出電圧ＶＲ２が入力されている。スロープ信号生成部５２３は、検出電圧ＶＲ２にスロープ補償信号を重畳した、クロック信号Ｖｃｌｋに同期したスロープ信号ＶＳＬＰを生成し、コンパレータ５２４の非反転入力に供給する。

コンパレータ５２４は、フィードバック信号ＶＦＢ（誤差信号）とスロープ信号ＶＳＬＰとを比較し、比較信号ＶＣＯＭＰをフリップフロップ５２５ＡのＲ端子に出力する。スイッチ制御部５２５は、比較信号ＶＣＯＭＰに応じたデューティのスイッチングトランジスタＭ１の駆動信号ＶＰを出力する。本実施形態では、スイッチ制御部５２５は、フリップフロップ５２５Ａと、ゲートドライバ５２５Ｂと、を有している。

フリップフロップ５２５Ａは、Ｓ端子にクロック信号Ｖｃｌｋが入力されている。フリップフロップ５２５Ａの出力はゲートドライバ５２５Ｂに入力され、ゲートドライバ５２５Ｂの出力がスイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続されている。位相補償回路６は、コンデンサＣＦＢと抵抗ＲＦＢから構成されている。想定される出力電圧及び出力電流で安定動作させるために、位相補償回路６は、コンデンサＣＦＢと抵抗ＲＦＢにより適切な時定数が設定されている。

上述した電源制御部５２によれば、クロック信号Ｖｃｌｋが立ち上がるとフリップフロップ５２５Ａがセットされ、フリップフロップ５２５ＡのＱ端子からＨレベルの信号が出力される。このＨレベルの信号は、ゲートドライバ５２５Ｂを介して駆動信号ＶＰとしてスイッチングトランジスタＭ１のゲートに入力され、スイッチングトランジスタＭ１がオンする。その後、スロープ信号ＶＳＬＰがフィードバック信号ＶＦＢを超えると、コンパレータ５２４がＨレベルの比較信号ＶＣＯＭＰを出力して、フリップフロップ５２５Ａをリセットする。

これにより、フリップフロップ５２５ＡのＱ端子からＬレベルの信号が出力される。Ｌレベルの信号は、ゲートドライバ５２５Ｂを介して駆動信号ＶＰとしてスイッチングトランジスタＭ１のゲートに入力され、スイッチングトランジスタＭ１がオフする。フィードバック信号ＶＦＢが大きいほど、フリップフロップ５２５Ａをリセットするタイミングが遅くなり、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間が長くなる。このように検出電圧ＶＲ１と参照電圧ＶＲＥＦとが一致するようにフィードバックがかかり、ＩＬＥＤ＝ＶＲＥＦ／Ｒ１となるようにＬＥＤ２１～２ｎが定電流駆動される。

フィードフォワード制御部５３は、エラーアンプ５２２の出力に定電流を供給する電流源Ｉ１と、エラーアンプ５２２の出力から定電流を流す定電流源Ｉ２と、電流源Ｉ１の定電流を遮断するスイッチＳＷ２１と、定電流Ｉ２の定電流を遮断するスイッチＳ２２と、スイッチ制御部５１１とを備えている。電流源Ｉ１の一端は高電位電源に接続され、他端はスイッチＳＷ２１に接続されている。電流源Ｉ２の一端は低電位電源（グランド）に接続され、他端はスイッチＳＷ２２に接続されている。スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２は直列に接続され、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２の接続点がエラーアンプ５２２の出力に接続されている。スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２のオンオフは、スイッチ制御部５１１により制御されている。

上述したフィードフォワード制御部５３によれば、スイッチＳＷ２１をオン、スイッチＳＷ２２をオフすると、位相補償回路６には、エラーアンプ５２２からの出力電流（ソース電流）に加えて、定電流源Ｉ１から供給される定電流が流れる。この結果、フィードバック電圧ＶＦＢは、定電流分、強制的に上げられる。一方、スイッチＳＷ２１をオフ、スイッチＳＷ２２をオンすると、エラーアンプ５２２からの出力電流（シンク電流）に加えて、定電流源Ｉ２が加えられた電流が位相補償回路６に流れる。このため、フィードバック電圧ＶＦＢは、定電流分、強制的に下げられる。

次に、上述した構成のＬＥＤ発光装置１の動作について図２を参照して説明する。図２中、実線は、フィードフォワード制御部５３を設けた本実施形態のＬＥＤ発光装置１の出力電圧ＶＯＵＴ、フィードバック電圧ＶＦＢ、電流ＩＬＥＤを示す。図２中、点線は、フィードフォワード制御部５３が設けられていない従来のＬＥＤ発光装置の出力電圧ＶＯＵＴ、フィードバック電圧ＶＦＢ、電流ＩＬＥＤを示す。

例えばスイッチＳＷ１をオン制御すると、目標値の電流ＩＬＥＤに適切なＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧ＶＯＵＴは、点灯するＬＥＤ２２～２ｎの総順方向電圧が減った分、急激に下がる。このとき、出力コンデンサＣ１の電荷が短時間で引き抜かれるので電流ＩＬＥＤが急激に上昇する。その後、従来回路のエラーアンプ５２２は、電流ＩＬＥＤの増加に伴って検出電圧ＶＲ１が基準電圧ＶＲＥＦよりも大きくなると、フィードバック信号ＶＦＢを下げる。

フィードバック信号ＶＦＢが下がると、スイッチングトランジスタＭ１のデューティが小さくなり、電流ＩＬＥＤを下げる。しかしながら、図２の点線で示すように、エラーアンプ５２２のトランスコンダクタンスと出力電流能力は上限があるので、フィードバック信号ＶＦＢがなかなか下がらない。このため、電流ＩＬＥＤが暫くの間過大となり、ＬＥＤ２１～ＬＥＤ２ｎが損傷するおそれがあった。

また、例えばスイッチＳＷ１をオフすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ３は電流ＩＬＥＤを一定に保つために出力電圧ＶＯＵＴを上げる。従来回路の場合、出力電圧ＶＯＵＴは、図２の点線で示すように、スイッチＳＷ１のオフ制御後、すぐに上がらず一時的にＬＥＤ２２～２ｎにかかる電圧が減少することで電流ＩＬＥＤが減少した後、上り始める。

従来回路の場合、エラーアンプ５２２は、電流ＩＬＥＤの減少に伴って検出電圧ＶＲ１が基準電圧ＶＲＥＦよりも小さくなると、フィードバック信号ＶＦＢを上げる。フィードバック信号ＶＦＢが上がると、スイッチングトランジスタＭ１のデューティが大きくなり、出力電圧ＶＯＵＴを上げて、電流ＩＬＥＤを上げる。しかしながら、図２の点線で示すように、エラーアンプ５２２のトランスコンダクタンスと出力電流能力は上限があるので、フィードバック信号ＶＦＢがなかなか上がらない。このため、電流ＩＬＥＤが暫くの間過少となる。

そこで、本実施形態では、フィードフォワード制御部５３を設けている。スイッチ制御部５１１は、例えばスイッチＳＷ１のオン直前に、スイッチＳＷ２２を一定時間だけオンする。これにより、位相補償回路６には、エラーアンプ５２２の出力電流と定電流源Ｉ２の定電流分が加算された電流が流れる。このため、図２の実線に示すように、フィードバック電圧ＶＦＢは、定電流に応じた一定量分、すぐに下がる。このため、駆動信号ＶＰのデューティは、スイッチＳＷ１のオン後迅速に、急激に下がった出力電圧ＶＯＵＴに応じた値に近づき、電流ＩＬＥＤを抑えることができると共に、電流ＩＬＥＤが一定値に戻るまでの時間を短くすることができる。

また、スイッチ制御部５１１は、例えばスイッチＳＷ１のオフ直前またはオフと同時に、スイッチＳＷ２１を一時的にオンする。これにより、位相補償回路６には、エラーアンプ５２２の出力電流に定電流源Ｉ１の定電流が加えられた電流が流れる。このため、図２の実線に示すように、フィードバック電圧ＶＦＢは、定電流に応じた一定量分、すぐに上がり、電流ＩＬＥＤが一定値に戻るまでの時間を短くすることができる。

上述した実施形態によれば、フィードフォワード制御部５３を設けて、スイッチＳＷ１～ＳＷｎをオンオフして出力電圧を変更する制御を行うときに、一定時間だけ負荷変動の前にフィードバック電圧ＶＦＢを先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げる。これにより、駆動信号ＶＰのデューティを迅速に電流ＩＬＥＤが一定値となるような値に変更することができ、電流ＩＬＥＤの変動を抑制できる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態について、図３を参照して説明する。第１実施形態と第２実施形態とで異なる点は、スイッチングトランジスタＭ１を強制的にオフして、出力電圧ＶＯＵＴを下降させる停止回路５４が設けられている点である。停止回路５４は、例えばスイッチ制御部５２５ＡのＱ端子の出力をＬレベルにすることにより、スイッチングトランジスタＭ１をオフさせ、出力電圧ＶＯＵＴを下降させる。停止回路５４は、スイッチ制御部５１１により制御される。

次に、第２実施形態のＬＥＤ発光装置１の動作について説明する。スイッチ制御部５１１は、第１実施形態と同様に、スイッチＳＷ１のオン時に、スイッチＳＷ２２を一定時間だけオンする。このため、フィードバック電圧ＶＦＢは、すぐに下がる。また、スイッチ制御部５１１は、スイッチＳＷ１のオン時に、停止回路５４によりスイッチングトランジスタＭ１を一定時間だけ停止させる。これにより、電流ＩＬＥＤの上昇をより一層、抑制することができる。

なお、スイッチＳＷ２２をオンする一定時間と、スイッチングトランジスタＭ１を停止させる一定時間と、は同じであってもよいし、異なる時間であってもよい。これら一定時間は、電流ＩＬＥＤの変動が最も少なくなるように設定される。

また、前述のスイッチＳＷ２２を一定時間オンにした後に、フィードバック電圧ＶＦＢはリンギングを発生することがある。このリンギングはエラーアンプ５２２の出力電流が変動するために発生するので、このタイミングでスイッチ制御部５１１によりエラーアンプ５２２を一定時間だけ停止させて出力をハイインピーダンスにする。これにより、フィードバック電圧ＶＦＢをより安定させることができると共に、電流ＩＬＥＤをより一層滑らかに目標値の電流に到達させることができる。なお、本実施形態では、エラーアンプ５２２をトランスコンダクタアンプで構成したが、同様に電圧出力するエラーアンプの場合でも、出力をハイインピーダンスにすることで電流ＩＬＥＤをより一層滑らかに目標値の電流に到達させることができる。

（第３実施形態）
次に、第３実施形態について説明する。上述した第１実施形態では、スイッチＳＷ１～ＳＷｎを１つずつオンオフする例について説明していたが、これに限ったものではない。例えば、スイッチＳＷ１～ＳＷｎを同時に２つずつオンオフする場合は、１つずつオンオフする場合に比べて目標値の電流ＩＬＥＤとするための出力電圧ＶＯＵＴが大きく変化する。そこで、同時にオンオフ制御するスイッチＳＷ１～ＳＷｎの数に応じた定電流を供給する電流源Ｉ１、Ｉ２を採用することが考えられる。これにより、フィードフォワード制御部５３は、同時にオンオフするスイッチＳＷ１～ＳＷｎの数に応じた大きさだけ、フィードバック信号ＶＦＢの変化速度を上げることができる。

また、同時にオンオフ制御するスイッチＳＷ１～ＳＷｎの数が変動するものにあっては、電流源Ｉ１、Ｉ２を可変として、フィードフォワード制御部５３は、同時にオンオフ制御するスイッチＳＷ１～ＳＷｎの数に応じた定電流に調整するようにしてもよい。

なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形、改良、等が可能である。その他、上述した実施形態における各構成要素の材質、形状、寸法、数、配置箇所、等は本発明を達成できるものであれば任意であり、限定されない。

上述した実施形態によれば、電流源Ｉ１、Ｉ２を設けていたが、これに限ったものではない。電流源Ｉ２のみを設けて、スイッチＳＷ１～ＳＷｎがオン制御されるときにフィードバック信号ＶＦＢを下げるだけでもよい。また、電流源Ｉ１のみを設けて、スイッチＳＷ１～ＳＷｎがオフ制御されるときにフィードバック信号ＶＦＢを上げるだけでもよい。また、実施形態では昇圧スイッチングレギュレータを挙げたが、降圧スイッチングレギュレータに対しても同様に適用することができる。

上述した実施形態によれば、エラーアンプ５２２として、入力電圧の差分を増幅した出力電流を出力するトランスコンダクタンスを用い、電流源Ｉ１、Ｉ２によりフィードバック電圧ＶＦＢの変化速度を上げたが、これに限ったものではない。エラーアンプ５２２として、入力電圧の差分を増幅した出力電圧を出力するものを採用し、電圧源によりフィードバック電圧ＶＦＢの変化速度を上げてもよい。

３ ＤＣ／ＤＣコンバータ
４ 出力部
５ 制御ＩＣ（制御回路）
２１～２ｎ ＬＥＤ（負荷）
５３ フィードフォワード制御部
５１１ スイッチ制御部（第２スイッチ制御部、第３スイッチ制御部）
５２１ 発振器
５２２ エラーアンプ
５２３ スロープ信号生成部
５２５ スイッチ制御部（第１スイッチ制御部）
Ｉ１、Ｉ２ 電流源
ＩＬＥＤ 電流
Ｍ１ スイッチングトランジスタ（第１スイッチング素子）
ＳＷ１～ＳＷｎ スイッチ（第２スイッチング素子）
ＳＷ２１、ＳＷ２２ スイッチ
ＶＣＯＭＰ 比較信号
ＶＦＢ フィードバック電圧（誤差信号）
ＶＩＮ 入力電圧
ＶＯＵＴ 出力電圧
ＶＰ 駆動信号
ＶＲ１ 検出電圧（第１検出電圧）
ＶＲ２ 検出電圧（第２検出電圧）
ＶＲＥＦ 参照電圧
ＶＳＬＰ スロープ信号

Claims (8)

1. 入力電圧を変換して定電流を出力する出力部を構成する第１スイッチング素子であって、オンオフ動作を行うことにより負荷に電流を供給する前記第１スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路であって、
   発振器と、
   前記出力部から負荷に供給される電流に応じた第１検出電圧と、参照電圧との差に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
   前記発振器の周波数に同期したスロープ信号を生成するスロープ信号生成部と、
   前記誤差信号と前記スロープ信号とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、
   前記比較信号に応じたデューティの前記第１スイッチング素子の駆動信号を出力する第１スイッチ制御部と、
   前記出力部の出力電圧を変更する制御を行うときに、前記出力電圧を変更する前に前記誤差信号の電圧を先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げるフィードフォワード制御部と、を備えた、
   制御回路。
2. 請求項１に記載の制御回路であって、
   前記負荷に並列に接続された第２スイッチング素子のオンオフを制御する第２スイッチ制御部をさらに備え、
   前記フィードフォワード制御部は、前記第２スイッチ制御部が前記第２スイッチング素子をオン制御するときに、オン制御する前に前記誤差信号の電圧を先んじて低下させる又は一定時間だけ電圧下降速度を上げ、前記第２スイッチ制御部が前記第２スイッチング素子をオフ制御するときに、オフ制御する前に前記誤差信号の電圧を先んじて上昇させる又は一定時間だけ電圧上昇速度を上げる、
   制御回路。
3. 請求項１又は２に記載の制御回路であって、
   前記フィードフォワード制御部は、前記エラーアンプの出力に定電流を供給する、又は、前記エラーアンプの出力から定電流を流す電流源と、前記電流源の前記定電流を遮断するスイッチと、前記スイッチのオンオフを制御する第３スイッチ制御部と、を有する、
   制御回路。
4. 請求項２に記載の制御回路であって、
   前記第２スイッチ制御部は、前記第２スイッチング素子をオン制御したときに、前記第１スイッチング素子を一定時間だけオフ制御する、
   制御回路。
5. 請求項１に記載の制御回路であって、
   互いに直列接続された複数の前記負荷に、それぞれ並列接続された第２スイッチング素子のオンオフを制御する第２スイッチ制御部をさらに備え、
   前記フィードフォワード制御部は、前記第２スイッチ制御部が同時にオンオフする前記第２スイッチング素子の数に応じた大きさだけ、前記第２スイッチング素子をオンオフする前に前記誤差信号の電圧を先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げる、
   制御回路。
6. 請求項１～５の何れか１項に記載の制御回路であって、
   前記出力部の出力電圧を変更する制御を行うときに、一定時間だけ電圧変化速度を上げるフィードフォワード制御を行った後に、一定時間だけ前記エラーアンプの出力をハイインピーダンスにする、
   制御回路。
7. 請求項１～６の何れか１項に記載の制御回路であって、
   前記スロープ信号生成部は、前記第１スイッチング素子又は前記出力部を構成するコイルに流れる電流を検出した第２検出電圧にスロープ補償信号を重畳した前記スロープ信号を生成する、
   制御回路。
8. 入力電圧を変換して定電流を出力する出力部と、
   前記出力部を構成し、オンオフ動作を行うことにより負荷に電流を供給する第１スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記制御回路が、発振器と、
   前記出力部から負荷に供給される電流に応じた第１検出電圧と、参照電圧との差に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
   前記発振器の周波数に同期したスロープ信号を生成するスロープ信号生成部と、
   前記誤差信号と前記スロープ信号とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、
   前記比較信号に応じたデューティの前記第１スイッチング素子の駆動信号を出力する第１スイッチ制御部と、
   前記出力部の出力電圧を変更する制御を行うときに、出力電圧を変更する前に前記誤差信号の電圧を先んじて変化させる又は一定時間だけ電圧変化速度を上げるフィードフォワード制御部と、を有する、
   ＤＣ／ＤＣコンバータ。

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