JP2022065435A - 電源制御装置、絶縁型スイッチング電源 - Google Patents
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Abstract
【課題】絶縁型スイッチング電源のロードレギュレーションを改善する。
【解決手段】電源制御装置は、例えば、絶縁型スイッチング電源を形成するトランスの一次電圧をサンプリングして帰還電圧を生成するように構成された帰還電圧生成部と、前記帰還電圧とスロープ状の基準電圧との比較結果に応じて前記トランスの一次電流をオンするように構成されたオンタイミング設定部と、前記一次電流がオンしてから所定のオン時間が経過した後に前記一次電流をオフするように構成されたオフタイミング設定部と、を有し、前記一次電圧のサンプリングタイミングは、前記一次電流のオンタイミングを基準として設定されている。
【選択図】図１２
【解決手段】電源制御装置は、例えば、絶縁型スイッチング電源を形成するトランスの一次電圧をサンプリングして帰還電圧を生成するように構成された帰還電圧生成部と、前記帰還電圧とスロープ状の基準電圧との比較結果に応じて前記トランスの一次電流をオンするように構成されたオンタイミング設定部と、前記一次電流がオンしてから所定のオン時間が経過した後に前記一次電流をオフするように構成されたオフタイミング設定部と、を有し、前記一次電圧のサンプリングタイミングは、前記一次電流のオンタイミングを基準として設定されている。
【選択図】図１２
Description
本明細書中に開示されている発明は、電源制御装置及びこれを用いた絶縁型スイッチング電源に関する。
従来、絶縁型スイッチング電源（例えばフライバック電源）は、車両を始めとする様々なアプリケーションに搭載されている。
なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。
しかしながら、従来の絶縁型スイッチング電源は、そのロードレギュレーション（＝負荷変動に対する出力安定度）について、更なる改善の余地があった。
本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の課題に鑑み、ロードレギュレーションに優れた電源制御装置及びこれを用いた絶縁型スイッチング電源を提供することを目的とする。
本明細書中に開示されている電源制御装置は、例えば、絶縁型スイッチング電源を形成するトランスの一次電圧をサンプリングして帰還電圧を生成するように構成された帰還電圧生成部と、前記帰還電圧とスロープ状の基準電圧との比較結果に応じて前記トランスの一次電流をオンするように構成されたオンタイミング設定部と、前記一次電流がオンしてから所定のオン時間が経過した後に前記一次電流をオフするように構成されたオフタイミング設定部と、を有し、前記一次電圧のサンプリングタイミングは、前記一次電流のオンタイミングを基準として設定された構成（第１の構成）とされている。
なお、上記第１の構成から成る電源制御装置において、前記オンタイミング設定部は、前記基準電圧として、第１基準電圧と、前記第１基準電圧と同期したスロープ状であってかつ前記第１基準電圧よりも早いタイミングで前記帰還電圧と交差するように調整された第２基準電圧とを備え、前記一次電流のオンタイミングは、前記帰還電圧と前記第１基準電圧との交差タイミングにより決定され、前記一次電圧のサンプリングタイミングは、前記帰還電圧と前記第２基準電圧との交差タイミングにより決定される構成（第２の構成）にしてもよい。
上記第２の構成から成る電源制御装置において、前記オンタイミング設定部は、前記一次電流をオン／オフするためのパルス信号を鈍らせて前記第１基準電圧及び前記第２基準電圧をそれぞれ生成するように構成された第１アンプ及び第２アンプと、前記帰還電圧と前記第１基準電圧とを比較して前記一次電流のオンタイミングを設定するための第１セット信号を生成するように構成された第１コンパレータと、前記帰還電圧と前記第２基準電圧とを比較して前記一次電圧のサンプリングタイミングを設定するための第２セット信号を生成するように構成された第２コンパレータを含む構成（第３の構成）にしてもよい。
上記第１の構成から成る電源制御装置において、前記オンタイミング設定部は、前記帰還電圧の入力を受けて、これに応じた第１帰還電圧と、前記第１帰還電圧よりも早いタイミングで前記基準電圧と交差するように調整された第２帰還電圧と、を生成するように構成され、前記一次電流のオンタイミングは、前記第１帰還電圧と前記基準電圧との交差タイミングにより決定され、前記一次電圧のサンプリングタイミングは、前記第２帰還電圧と前記基準電圧との交差タイミングにより決定される構成（第４の構成）にしてもよい。
上記第４の構成から成る電源制御装置において、前記オンタイミング設定部は、前記帰還電圧から前記第１帰還電圧を生成するように構成されたバッファと、前記第１帰還電圧を分圧して前記第２帰還電圧を生成するように構成された分圧器と、前記一次電流をオン／オフするためのパルス信号を鈍らせて前記基準電圧を生成するように構成されたアンプと、前記第１帰還電圧と前記基準電圧とを比較して前記一次電流のオンタイミングを設定するための第１セット信号を生成するように構成された第１コンパレータと、前記第２帰還電圧と前記基準電圧とを比較して前記一次電圧のサンプリングタイミングを設定するための第２セット信号を生成するように構成された第２コンパレータと、を含む構成（第５の構成）にしてもよい。
上記第１～第５いずれかの構成から成る電源制御装置において、前記オンタイミング設定部は、前記絶縁型スイッチング電源のスイッチング周波数が一定となるように前記一次電流のオンタイミングを補正する補正回路を含む構成（第６の構成）にしてもよい。
また、上記第１～第６いずれかの構成から成る電源制御装置において、前記帰還電圧生成部は、前記一次電流がオフしてから少なくとも所定のマスク時間が経過するまで前記一次電圧のサンプリングを待機する構成（第７の構成）にしてもよい。
上記第１～第７いずれかの構成から成る電源制御装置において、前記一次電圧は、前記トランスの一次巻線に現れるスイッチ電圧である構成（第８の構成）にしてもよい。
また、例えば、本明細書中に開示されている絶縁型スイッチング電源は、上記第１～第８いずれかの構成から成る電源制御装置と、一次巻線に直流入力電圧が印加されるように構成されたトランスと、前記トランスの二次巻線に現れる誘起電圧を整流及び平滑して直流出力電圧を生成するように構成された整流平滑回路と、を有する構成（第９の構成）とされている。
また、例えば、本明細書中に開示されている車両は、上記第９の構成から成る絶縁型スイッチング電源を有する構成（第１０の構成）とされている。
本明細書中に開示されている発明によれば、ロードレギュレーションに優れた電源制御装置及びこれを用いた絶縁型スイッチング電源を提供することが可能となる。
＜第１実施形態（比較例）＞
図１は、絶縁型スイッチング電源の第１実施形態（後出の第２実施形態及び第３実施形態と対比される比較例に相当）を示す図である。本実施形態の絶縁型スイッチング電源１は、一次回路系（ＧＮＤ１系）と二次回路系（ＧＮＤ２系）との間を電気的に絶縁しつつ一次回路系に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換して二次回路系に供給するフライバック電源であり、半導体装置１０と、トランス２０と、整流平滑回路３０と、を有する。
図１は、絶縁型スイッチング電源の第１実施形態（後出の第２実施形態及び第３実施形態と対比される比較例に相当）を示す図である。本実施形態の絶縁型スイッチング電源１は、一次回路系（ＧＮＤ１系）と二次回路系（ＧＮＤ２系）との間を電気的に絶縁しつつ一次回路系に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換して二次回路系に供給するフライバック電源であり、半導体装置１０と、トランス２０と、整流平滑回路３０と、を有する。
なお、絶縁型スイッチング電源１に交流入力電圧Ｖａｃが供給される場合には、交流入力電圧Ｖａｃを直流入力電圧Ｖｉｎに変換する整流回路（ダイオードブリッジなど）を前段に設けてもよい。
半導体装置１０は、いわゆる電源制御ＩＣであり、一次回路系に設けられて絶縁型スイッチング電源１の制御主体となる。なお、半導体装置１０は、装置外部との電気的な接続を確立するための手段として、電源端子ＶＩＮ、スイッチ端子ＳＷ、及び、接地端子ＧＮＤを備えている。電源端子ＶＩＮは、直流入力電圧Ｖｉｎの印加端に接続されている。スイッチ端子ＳＷは、トランス２０（特に後出の一次巻線２１）に接続されている。接地端子ＧＮＤは、一次回路系の接地端ＧＮＤ１に接続されている。もちろん、半導体装置１０には、必要に応じて上記以外の外部端子を適宜設けても構わない。半導体装置１０の内部構成については、後ほど説明する。
トランス２０は、一次回路系と二次回路系との間を電気的に絶縁しつつ、互いに磁気結合された一次巻線２１（巻数Ｎｐ）と二次巻線２２（巻数Ｎｓ）を含む。一次巻線２１の第１端（巻始端）は、直流入力電圧Ｖｉｎの印加端に接続されている。一次巻線２１の第２端（巻終端）は、半導体装置１０のスイッチ端子ＳＷに接続されている。このように、一次巻線２１は、直流入力電圧Ｖｉｎの印加端と半導体装置１０のスイッチ端子ＳＷとの間に直列接続されている。一方、二次巻線２２の第１端（巻終端）は、整流平滑回路３０の入力端（後出のダイオード３１のアノード）に接続されている。二次巻線２２の第２端（巻始端）は、二次回路系の接地端ＧＮＤ２に接続されている。
なお、トランス２０の巻数Ｎｐ及びＮｓについては、所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｖｉｎ×（Ｎｓ／Ｎｐ）×（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）、ただしＴｏｎ及びＴｏｆｆは後出する出力スイッチ１１のオン時間及びオフ時間）が得られるように任意に調整すればよい。例えば、巻数Ｎｐが多いほど又は巻数Ｎｓが少ないほど直流出力電圧Ｖｏｕｔは低くなり、逆に、巻数Ｎｐが少ないほど又は巻数Ｎｓが多いほど直流出力電圧Ｖｏｕｔは高くなる。
整流平滑回路３０は、二次回路系に設けられたダイオード３１及びキャパシタ３２を含み、トランス２０の二次巻線２２に現れる誘起電圧を整流及び平滑して直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。ダイオード３１のアノードは、二次巻線２２の第１端（巻終端）に接続されている。ダイオード３１のカソードとキャパシタ３２の第１端は、直流出力電圧Ｖｏｕｔの出力端に接続されている。キャパシタ３２の第２端は、二次回路系の接地端ＧＮＤ２に接続されている。
＜半導体装置（基本構成）＞
引き続き、図１を参照しながら、半導体装置１０の内部構成（基本構成）について説明する。本構成例の半導体装置１０は、出力スイッチ１１とコントローラ１２を含む。もちろん、半導体装置１０には、必要に応じて上記以外の構成要素（各種の保護回路など）を適宜集積化しても構わない。
引き続き、図１を参照しながら、半導体装置１０の内部構成（基本構成）について説明する。本構成例の半導体装置１０は、出力スイッチ１１とコントローラ１２を含む。もちろん、半導体装置１０には、必要に応じて上記以外の構成要素（各種の保護回路など）を適宜集積化しても構わない。
出力スイッチ１１は、直流入力電圧Ｖｉｎの印加端からトランス２０の一次巻線２１を介して一次回路系の接地端ＧＮＤ１に至る電流経路をゲート信号Ｇ１に応じて導通／遮断することにより、一次巻線２１に流れる一次電流Ｉｐをオン／オフするスイッチ素子である。出力スイッチ１１としてＮチャネル型ＭＯＳ［metal oxide semiconductor］電界効果トランジスタＭ１を用いた場合には、トランジスタＭ１のドレインがスイッチ端子ＳＷに接続されてトランジスタＭ１のソースが接地端子ＧＮＤに接続される。この場合、出力スイッチ１１は、ゲート信号Ｇ１がハイレベルであるときにオンとなり、ゲート信号Ｇ１がローレベルであるときにオフとなる。
コントローラ１２は、図示しない出力帰還信号の入力を受け付けており、直流出力電圧Ｖｏｕｔが所望の目標値となるようにゲート信号Ｇ１のデューティ制御を行う。なお、コントローラ１２は、ゲート信号Ｇ１を生成するドライバとしての機能も備えている。
＜基本動作＞
絶縁型スイッチング電源１の基本動作について簡単に説明する。出力スイッチ１１のオン時間Ｔｏｎには、直流入力電圧Ｖｉｎの印加端から一次巻線２１及び出力スイッチ１１を介して接地端ＧＮＤ１に向けた一次電流Ｉｐが流れるので、一次巻線２１に電気エネルギが蓄えられる。
絶縁型スイッチング電源１の基本動作について簡単に説明する。出力スイッチ１１のオン時間Ｔｏｎには、直流入力電圧Ｖｉｎの印加端から一次巻線２１及び出力スイッチ１１を介して接地端ＧＮＤ１に向けた一次電流Ｉｐが流れるので、一次巻線２１に電気エネルギが蓄えられる。
その後、出力スイッチ１１がオフされると、一次巻線２１と磁気結合された二次巻線２２に誘起電圧が発生し、二次巻線２２からダイオード３１及びキャパシタ３２を介して接地端ＧＮＤ２に向けた二次電流Ｉｓが流れる。このとき、不図示の負荷には、二次巻線２２の誘起電圧を整流及び平滑した直流出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。
以降も、出力スイッチ１１がオン／オフされることにより、上記と同様のスイッチング出力動作が繰り返される。
このように、本実施形態の絶縁型スイッチング電源１によれば、一次回路系と二次回路系との間を電気的に絶縁しつつ、直流入力電圧Ｖｉｎから所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成することができる。
＜コントローラ（基本構成）＞
図２はコントローラ１２の基本構成を示す図である。本構成例のコントローラ１２は、帰還電圧生成部１２１と、オンタイミング設定部１２２と、オフタイミング設定部１２３と、Ｄフリップフロップ１２４と、ドライバ１２５と、を含む。
図２はコントローラ１２の基本構成を示す図である。本構成例のコントローラ１２は、帰還電圧生成部１２１と、オンタイミング設定部１２２と、オフタイミング設定部１２３と、Ｄフリップフロップ１２４と、ドライバ１２５と、を含む。
また、本図の半導体装置１０は、先出の電源端子ＶＩＮ、スイッチ端子ＳＷ、及び、接地端子ＧＮＤのほかに、帰還端子ＦＢと基準端子ＲＥＦを有している。なお、帰還端子ＦＢとスイッチ端子ＳＷとの間には、抵抗ＲＸが外付けされている。一方、基準端子ＲＥＦと接地端子ＧＮＤとの間には、抵抗ＲＹが外付けされている。
帰還電圧生成部１２１は、トランス２０の一次電圧（例えば、一次巻線２１に現れるスイッチ電圧Ｖｓｗ）をサンプリングして帰還電圧Ｖ１を生成するように構成された回路ブロックであり、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＰ１及びＰ２と、電流源ＣＳ１と、サンプル／ホールド回路ＳＨと、を含む。
トランジスタＰ１のソースは、電源端子ＶＩＮに接続されている。トランジスタＰ２のソースは、帰還端子ＦＢに接続されている。トランジスタＰ１及びＰ２それぞれのゲートは、いずれもトランジスタＰ１のドレインに接続されている。トランジスタＰ１のドレインは、電流源ＣＳ１の第１端に接続されている。電流源ＣＳ１の第２端は、接地端に接続されている。トランジスタＰ２のドレインは、基準端子ＲＥＦ（＝モニタ電圧Ｖ０の出力端）に接続されている。このように、トランジスタＰ１及びＰ２と電流源ＣＳ１は、スイッチ電圧Ｖｓｗに応じたモニタ電圧Ｖ０を生成するモニタ電圧生成回路として機能する。
サンプル／ホールド回路ＳＨは、タイミング制御信号Ｓ０に応じてモニタ電圧Ｖ０をサンプリングすることにより帰還電圧Ｖ１を生成する。
オンタイミング設定部１２２は、帰還電圧Ｖ１とスロープ状の基準電圧Ｖ２との比較結果に応じて出力スイッチ１１（延いてはトランス２０の一次電流Ｉｐ）をオンするように構成された回路ブロックであり、アンプＡＭＰ１と、コンパレータＣＭＰ１１と、補正回路ＲＥＶと、キャパシタＣ１１及びＣ１２と、抵抗Ｒ１１～Ｒ１５と、を含む。
抵抗Ｒ１１及びＲ１３それぞれの第１端は、いずれもパルス信号ＰＷＭ（詳細は後述）の印加端に接続されている。抵抗Ｒ１１の第２端と抵抗Ｒ１２及びキャパシタＣ１１それぞれの第１端は、いずれも補正回路ＲＥＶの入力端に接続されている。抵抗Ｒ１２及びキャパシタＣ１１それぞれの第２端は、いずれも接地端に接続されている。
抵抗Ｒ１３の第２端と抵抗Ｒ１４及びキャパシタＣ１２それぞれの第１端は、いずれもアンプＡＭＰ１の非反転入力端（＋）に接続されている。抵抗Ｒ１４及びキャパシタ１２それぞれの第２端と抵抗Ｒ１５の第１端は、いずれもアンプＡＭＰ１の出力端に接続されている。アンプＡＭＰ１の反転入力端（－）は、参照電圧Ｖｒｅｆの印加端に接続されている。補正回路ＲＥＶの出力端と抵抗Ｒ１５の第２端は、いずれも基準電圧Ｖ２の出力端として、コンパレータＣＭＰ１１の反転入力端（－）に接続されている。なお、基準電圧Ｖ２は、パルス信号ＰＷＭを論理反転して鈍らせたスロープ状（ＣＲ波形）となる。
コンパレータＣＭＰ１１は、非反転入力端（＋）に入力される帰還電圧Ｖ１と、反転入力端（－）に入力される基準電圧Ｖ２とを比較することにより、セット信号Ｓ１（＝後出するＤフリップフロップ１２４のクロック信号に相当）を生成する。セット信号Ｓ１は、例えば、帰還電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２よりも高いときにハイレベルとなり、帰還電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２よりも低いときにローレベルとなる。
補正回路ＲＥＶは、絶縁型スイッチング電源１のスイッチング周波数ｆｓｗ（＝１／Ｔｓｗ＝１／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））が一定値となるように、パルス信号ＰＷＭのＤＣ成分（＝デューティ情報に相当）に基づいて基準電圧Ｖ２（延いては一次電流Ｉｐのオンタイミング）を補正する。
オフタイミング設定部１２３は、出力スイッチ１１（延いては一次電流Ｉｐ）がオンしてから所定のオン時間Ｔｏｎが経過した後に出力スイッチ１１（延いては一次電流Ｉｐ）をオフするように構成された回路ブロックであり、コンパレータＣＭＰ２１と、電流源ＣＳ２と、インバータＩＮＶ２１と、キャパシタＣ２１及びＣ２２と、抵抗Ｒ２１及びＲ２２と、を含む。
電流源ＣＳ２の第１端は、電源端に接続されている。電流源ＣＳ２の第２端とキャパシタＣ２１の第１端は、いずれもノード電圧Ｖ３の印加端に接続されている。抵抗Ｒ２１並びにＲ２２及びキャパシタＣ２２それぞれの第１端は、いずれもノード電圧Ｖ４の印加端に接続されている。抵抗Ｒ２１及びキャパシタＣ２１並びにＣ２２それぞれの第２端は、いずれも接地端に接続されている。抵抗Ｒ２２の第２端は、パルス信号ＰＷＭの印加端に接続されている。
コンパレータＣＭＰ２１は、非反転入力端（＋）に入力されるノード電圧Ｖ３と、反転入力端（－）に入力されるノード電圧Ｖ４とを比較することにより、インバータＩＮＶ２１を介してリセット信号Ｓ２を生成する。リセット信号Ｓ２は、例えば、ノード電圧Ｖ３がノード電圧Ｖ４よりも高いときにローレベルとなり、ノード電圧Ｖ３がノード電圧Ｖ４よりも低いときにハイレベルとなる。
Ｄフリップフロップ１２４は、クロック端に入力されるセット信号Ｓ１の論理レベルが切り替わるとき（例えばローレベルに立ち下がるとき）に、出力端（Ｑ）から出力されるパルス信号ＰＷＭの論理レベルをデータ端（Ｄ）の入力値（例えばハイレベル）にセットする一方、リセット端に入力されるリセット信号Ｓ２の論理レベルが切り替わるとき（例えばローレベルに立ち下がるとき）に、出力端（Ｑ）から出力されるパルス信号ＰＷＭの論理レベルをデフォルト値（例えばローレベル）にリセットする。
ドライバ１２５は、パルス信号ＰＷＭに応じて出力スイッチ１１のゲート信号Ｇ１を生成する。例えば、ドライバ１２５は、パルス信号ＰＷＭがハイレベルであるときにゲート信号Ｇ１をハイレベルとして出力スイッチ１１をオンする一方、パルス信号ＰＷＭがローレベルであるときにゲート信号Ｇ１をローレベルとして出力スイッチ１１をオフする。
＜オン時間固定制御＞
図３は、オン時間固定制御の基本動作を示す図であり、上から順に、スイッチ電圧Ｖｓｗ、帰還電圧Ｖ１並びに基準電圧Ｖ２、セット信号Ｓ１、リセット信号Ｓ２、及び、パルス信号ＰＷＭが描写されている。
図３は、オン時間固定制御の基本動作を示す図であり、上から順に、スイッチ電圧Ｖｓｗ、帰還電圧Ｖ１並びに基準電圧Ｖ２、セット信号Ｓ１、リセット信号Ｓ２、及び、パルス信号ＰＷＭが描写されている。
時刻ｔ１０１において、リセット信号Ｓ２がローレベルに立ち下がると、パルス信号ＰＷＭがローレベルにリセットされる。その結果、出力スイッチ１１がオフするので、スイッチ電圧Ｖｓｗがローレベルからハイレベルに立ち上がる。また、時刻ｔ１０１では、パルス信号ＰＷＭの立ち下がりに伴って、基準電圧Ｖ２が低下から上昇に転じる。ただし、基準電圧Ｖ２が帰還電圧Ｖ１よりも低いので、セット信号はハイレベルに維持される。
時刻ｔ１０２において、基準電圧Ｖ２が帰還電圧Ｖ１よりも高くなると、セット信号Ｓ１がローレベルに立ち下がるので、パルス信号ＰＷＭがハイレベルにセットされる。その結果、出力スイッチ１１がオンするので、スイッチ電圧Ｖｓｗがハイレベルからローレベルに立ち下がる。また、時刻ｔ１０２では、パルス信号ＰＷＭの立ち上がりに伴って、基準電圧Ｖ２が上昇から低下に転じる。
時刻ｔ１０３において、出力スイッチ１１のオンタイミング（＝時刻ｔ１０２）から所定のオン時間Ｔｏｎが経過すると、リセット信号Ｓ２がローレベルに立ち下がる。その結果、先出の時刻ｔ１０１と同様、パルス信号ＰＷＭがローレベルにリセットされるので、出力スイッチ１１がオフしてスイッチ電圧Ｖｓｗがハイレベルに立ち上がるとともに、基準電圧Ｖ２が低下から上昇に転じる。
時刻ｔ１０３以降も、上記一連の動作が繰り返されることにより、絶縁型スイッチング電源１では、オン時間固定制御により、直流入力電圧Ｖｉｎから所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
＜サンプリングタイミングに関する考察＞
絶縁スイッチング電源１では、直流出力電圧Ｖｏｕｔの情報を含むスイッチ電圧Ｖｓｗをモニタすることにより、フォトカプラなどを用いることなく、一次回路系のみで出力帰還制御が行われる。スイッチ電圧Ｖｓｗは、以下の（１）式で表すことができる。なお、式中の符号Ｖｆはダイオード３１の順方向降下電圧を示しており、符号ＥＳＲは二次回路系の総インピーダンス（二次巻線２２及び基板のインピーダンス成分）を示している。
絶縁スイッチング電源１では、直流出力電圧Ｖｏｕｔの情報を含むスイッチ電圧Ｖｓｗをモニタすることにより、フォトカプラなどを用いることなく、一次回路系のみで出力帰還制御が行われる。スイッチ電圧Ｖｓｗは、以下の（１）式で表すことができる。なお、式中の符号Ｖｆはダイオード３１の順方向降下電圧を示しており、符号ＥＳＲは二次回路系の総インピーダンス（二次巻線２２及び基板のインピーダンス成分）を示している。
Ｖｓｗ＝Ｖｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×（Ｖｏｕｔ＋Ｖｆ＋Ｉｓ×ＥＳＲ） … （１）
上記（１）式から分かるように、スイッチ電圧Ｖｓｗは、直流出力電圧Ｖｏｕｔだけでなく、二次電流Ｉｓに依存するパラメータ（＝Ｖｆ＋Ｉｓ×ＥＳＲ）を含む。そのため、できる限り二次電流Ｉｓが流れなくなる直前のタイミングでスイッチ電圧Ｖｓｗをサンプリングすることが理想的である。
図４及び図５は、それぞれ、第１実施形態の絶縁型スイッチング電源１におけるスイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングタイミング制御（図４は電流連続モードＣＣＭ［continuous current mode］、図５は電流不連続モードＤＣＭ［discontinuous conduction mode］）を示す図であり、上から順に、ゲート信号Ｇ１、スイッチ電圧Ｖｓｗ、及び、タイミング制御信号Ｓ０が描写されている。
両図で示すように、第１実施形態の絶縁型スイッチング電源１では、タイミング制御信号Ｓ０の立上りタイミング（＝サンプリング開始タイミング）及び立下りタイミング（＝サンプリング終了タイミング）がいずれもゲート信号Ｇ１の立下りタイミング（＝一次電流Ｉｐのオフタイミング）を基準として設定されている。
より具体的に述べると、タイミング制御信号Ｓ０は、ゲート信号Ｇ１がローレベルに立ち下げられてから、所定のマスク時間Ｔｍが経過したときにハイレベルとなり、所定のサンプリング終了時間Ｔｅ（ただしＴｍ＜Ｔｅ＜Ｔｏｆｆ（ｍｉｎ））が経過したときにローレベルとなる。例えば、Ｔｍ＝３５０ｎｓであり、Ｔｅ＝４３０ｎｓである場合には、Ｔｓ＝８０μｓ（＝Ｔｅ－Ｔｍ）となる。なお、両図中の丸印ＳＰは、スイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリング値を示している。
このように、出力スイッチ１１（延いては一次電流Ｉｐ）がオフしてから少なくとも所定のマスク時間Ｔｍが経過するまでスイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングを待機することにより、スイッチ電圧Ｖｓｗに生じるリンギングの影響を受けにくくなる。
ところで、出力スイッチ１１（延いては一次電流Ｉｐ）のオン時間Ｔｏｎは、スイッチング周波数ｆｓｗが一定値となるようにフィードバック制御されている。例えば、電流連続モードＣＣＭではＴｏｎ＝１μｓ（＠Ｄｏｎ＝４０％）となり、電流不連続モードＤＣＭでは、Ｔｏｎ（ｍｉｎ）＝３５０ｎｓとなる。
このように、第１実施形態の絶縁型スイッチング電源１は、電流連続モードＣＣＭでのスイッチング周波数ｆｓｗを一定値とするために、出力スイッチ１１のオフタイミング基準で固定のサンプリング時間Ｔｓを設定することにより、出力スイッチ１１のオンタイミングとは何ら無関係にスイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングを行っている。
図６は、第１実施形態のロードレギュレーション（上段）及び周波数特性（下段）を示す図である。本図で示すように、第１実施形態の絶縁型スイッチング電源１であれば、電流連続モードＣＣＭにおいて、スイッチング周波数ｆｓｗを一定値に維持することができるので、耐ノイズ設計などが容易である反面、出力電流Ｉｏｕｔの増大に依存して直流出力電圧Ｖｏｕｔが目標値（破線を参照）から乖離してしまう。
図７及び図８は、それぞれ、先の第１実施形態とは別方式のサンプリングタイミング制御（図７は電流臨界モードＢＣＭ［boundary current mode］、図８は電流不連続モードＤＣＭを示す図であり、上から順に、ゲート信号Ｇ１、スイッチ電圧Ｖｓｗ、及び、タイミング制御信号Ｓ０が描写されている。
本方式のサンプリングタイミング制御では、一次電流Ｉｐが流れなくなったこと（すなわちスイッチ電圧Ｖｓｗが低下し始めたこと）を検出したときに、スイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングが行われる。
図９は、図７及び図８による別方式のロードレギュレーション（上段）及び周波数特性（下段）を示す図である。本図で示すように、本方式のサンプリングタイミング制御を採用すれば、見た目上、直流出力電圧Ｖｏｕｔが目標値から乖離し難くなる。ただし、スイッチング周波数ｆｓｗが一定値にならないので、耐ノイズ設計などが容易でなくなる上、直流出力電圧Ｖｏｕｔのリップル成分も大きくなってしまう。
以下では、上記の考察に鑑み、スイッチング周波数ｆｓｗの変動を抑えつつ、ロードレギュレーションを向上することのできる新規な実施形態を提案する。
＜第２実施形態＞
図１０は、絶縁型スイッチング電源１の第２実施形態（特にオンタイミング設定部１２２の新規な構成）を示す図である。本実施形態の絶縁型スイッチング電源１において、オンタイミング設定部１２２は、アンプＡＭＰ１ａ及びＡＭＰ１ｂと、コンパレータＣＭＰ１１ａ及びＣＭＰ１１ｂと、バッファＢＵＦ１と、キャパシタＣ１２ａ及びＣ１２ｂと、抵抗Ｒ１３ａ及びＲ１３ｂと、抵抗Ｒ１４ａ及びＲ１４ｂと、抵抗Ｒｘ及びＲｙを含む。なお、オンタイミング設定部１２２は、先出の補正回路ＲＥＶを含んでいてもよい。
図１０は、絶縁型スイッチング電源１の第２実施形態（特にオンタイミング設定部１２２の新規な構成）を示す図である。本実施形態の絶縁型スイッチング電源１において、オンタイミング設定部１２２は、アンプＡＭＰ１ａ及びＡＭＰ１ｂと、コンパレータＣＭＰ１１ａ及びＣＭＰ１１ｂと、バッファＢＵＦ１と、キャパシタＣ１２ａ及びＣ１２ｂと、抵抗Ｒ１３ａ及びＲ１３ｂと、抵抗Ｒ１４ａ及びＲ１４ｂと、抵抗Ｒｘ及びＲｙを含む。なお、オンタイミング設定部１２２は、先出の補正回路ＲＥＶを含んでいてもよい。
バッファＢＵＦ１（本図では多段接続されたインバータ）の入力端は、パルス信号ＰＷＭの印加端に接続されている。バッファＢＵＦ１の出力端は、抵抗Ｒ１３ａ及びＲ１３ｂそれぞれの第１端に接続されている。なお、バッファＢＵＦ１は、省略してもよい。
抵抗Ｒｘ及びＲｙは、内部電源端と接地端との間に直列接続されており、相互間の接続ノードから参照電圧Ｖｒｅｆを出力する分圧器として機能する。
抵抗Ｒ１３ａの第２端と抵抗Ｒ１４ａ及びキャパシタＣ１２ａそれぞれの第１端は、いずれもアンプＡＭＰ１ａの非反転入力端（＋）に接続されている。抵抗Ｒ１４ａとキャパシタ１２ａそれぞれの第２端は、いずれもアンプＡＭＰ１ａの出力端に接続されている。アンプＡＭＰ１ａの反転入力端（－）は、参照電圧Ｖｒｅｆの印加端に接続されている。アンプＡＭＰ１ａの出力端は、基準電圧Ｖ２ａの出力端として、コンパレータＣＭＰ１１ａの反転入力端（－）に接続されている。
抵抗Ｒ１３ｂの第２端と抵抗Ｒ１４ｂ及びキャパシタＣ１２ｂそれぞれの第１端は、いずれもアンプＡＭＰ１ｂの非反転入力端（＋）に接続されている。抵抗Ｒ１４ｂとキャパシタ１２ｂそれぞれの第２端は、いずれもアンプＡＭＰ１ｂの出力端に接続されている。アンプＡＭＰ１ｂの反転入力端（－）は、参照電圧Ｖｒｅｆの印加端に接続されている。アンプＡＭＰ１ｂの出力端は、基準電圧Ｖ２ｂの出力端として、コンパレータＣＭＰ１１ｂの反転入力端（－）に接続されている。
なお、基準電圧Ｖ２ａ及びＶ２ｂは、いずれも共通のパルス信号ＰＷＭを論理反転して鈍らせたスロープ状（ＣＲ波形）となる。すなわち、基準電圧Ｖ２ａ及びＶ２ｂは、互いに同期してペア性を持ちつつ周期的に変動する。ただし、基準電圧Ｖ２ｂは、基準電圧Ｖ２ａよりも早いタイミングで帰還電圧Ｖ１と交差するように調整されている。なお、基準電圧Ｖ２ａ及びＶ２ｂそれぞれの波形を調整する手法としては、例えば、アンプＡＭＰ１ａ及びＡＭＰ１ｂそれぞれに接続される抵抗値または容量値を調整してもよいし、アンプＡＭＰ１ａ及びＡＭＰ１ｂそれぞれの入力オフセットを調整してもよい。
コンパレータＣＭＰ１１ａは、非反転入力端（＋）に入力される帰還電圧Ｖ１と、反転入力端（－）に入力される基準電圧Ｖ２ａを比較することにより、セット信号Ｓ１ａを生成する。セット信号Ｓ１ａは、例えば、帰還電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２ａよりも高いときにハイレベルとなり、帰還電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２ａよりも低いときにローレベルとなる。なお、セット信号Ｓ１ａは、Ｄフリップフロップ１２４のクロック信号に相当する。すなわち、出力スイッチ１１（延いては一次電流Ｉｐ）のオンタイミングは、帰還電圧Ｖ１と基準電圧Ｖ２ａとの交差タイミングにより決定される。
コンパレータＣＭＰ１１ｂは、非反転入力端（＋）に入力される帰還電圧Ｖ１と、反転入力端（－）に入力される基準電圧Ｖ２ｂを比較することにより、セット信号Ｓ１ｂを生成する。セット信号Ｓ１ｂは、例えば、帰還電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２ｂよりも高いときにハイレベルとなり、帰還電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２ｂよりも低いときにローレベルとなる。なお、セット信号Ｓ１ｂは、タイミング制御信号Ｓ０の基準信号に相当する。すなわち、モニタ電圧Ｖ０（延いてはスイッチ電圧Ｖｓｗ）のサンプリングタイミングは、帰還電圧Ｖ１と基準電圧Ｖ２ｂとの交差タイミングにより決定される。
＜サンプリングタイミング＞
図１１は、先に説明した第１実施形態（図２）の課題を示す図であり、上から順に、ゲート信号Ｇ１、スイッチ電圧Ｖｓｗ、モニタ電圧Ｖ０（小破線）、帰還電圧Ｖ１（一点鎖線）、基準電圧Ｖ２（実線）、セット信号Ｓ１、及び、タイミング制御信号Ｓ０が描写されている。
図１１は、先に説明した第１実施形態（図２）の課題を示す図であり、上から順に、ゲート信号Ｇ１、スイッチ電圧Ｖｓｗ、モニタ電圧Ｖ０（小破線）、帰還電圧Ｖ１（一点鎖線）、基準電圧Ｖ２（実線）、セット信号Ｓ１、及び、タイミング制御信号Ｓ０が描写されている。
時刻ｔ１５１において、ゲート信号Ｇ１がローレベルに立ち下がると、出力スイッチ１１（延いては一次電流Ｉｐ）がオフするので、スイッチ電圧Ｖｓｗがハイレベルに立ち上がる。このとき、スイッチ電圧Ｖｓｗはリンギングを生じるが、マスク時間Ｔｍが経過するまでタイミング制御信号Ｓ０が立ち上がらないので、スイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングが待機される。従って、帰還電圧Ｖ１がリンギングの影響を受けにくくなる。
時刻ｔ１５１からマスク時間Ｔｍが経過すると、時刻ｔ１５２において、タイミング制御信号Ｓ０がハイレベルに立ち上がり、スイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングが始まる。
また、時刻ｔ１５１からサンプリング終了時間Ｔｅが経過すると、時刻ｔ１５３において、タイミング制御信号Ｓ０がローレベルに立ち下がり、スイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングが終了される。すなわち、時刻ｔ１５３におけるモニタ電圧Ｖ０の電圧値が帰還電圧Ｖ１の電圧値として保持される。この時点では、帰還電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２よりも高いので、セット信号Ｓ１がハイレベルのままとなる。
時刻ｔ１５４において、基準電圧Ｖ２が帰還電圧Ｖ１よりも高くなると、セット信号Ｓ１がローレベルに立ち下がる。その結果、ゲート信号Ｇ１がハイレベルにセットされて、出力スイッチ１１（延いては一次電流Ｉｐ）がオンするので、スイッチ電圧Ｖｓｗがローレベルに立ち下がる。
その後、時刻ｔ１５４からオン時間Ｔｏｎが経過すると、時刻ｔ１５５において、ゲート信号Ｇ１がローレベルにリセットされる。これ以降も、上記一連の動作が繰り返されることにより、絶縁型スイッチング電源１では、オン時間固定制御により、直流入力電圧Ｖｉｎから所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
ところで、本図で示したように、第１実施形態の絶縁型スイッチング電源１は、出力スイッチ１１のオフタイミング（＝時刻ｔ１５１）を基準として、固定のサンプリング時間Ｔｓ（＝Ｔｅ－Ｔｍ）を設定することにより、出力スイッチ１１のオンタイミング（＝時刻ｔ１５４）とは何ら無関係に、スイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングを行っている。そのため、スイッチ電圧Ｖｓｗの実際のサンプリング終了タイミング（丸印ＳＰ）が理想のサンプリング終了タイミング（丸印ＳＰ（ｉｄｅａｌ））から乖離していた。
図１２は、第２実施形態のサンプリングタイミング制御（ＣＣＭ）を示す図であり、上から順に、ゲート信号Ｇ１、スイッチ電圧Ｖｓｗ、モニタ電圧Ｖ０（小破線）、帰還電圧Ｖ１（一点鎖線）、基準電圧Ｖ２ａ（実線）、基準電圧Ｖ２ｂ（大破線）、セット信号Ｓ１ａ、及び、タイミング制御信号Ｓ０が描写されている。
時刻ｔ１６１において、ゲート信号Ｇ１がローレベルに立ち下がると、出力スイッチ１１（延いては一次電流Ｉｐ）がオフするので、スイッチ電圧Ｖｓｗがハイレベルに立ち上がる。このとき、スイッチ電圧Ｖｓｗはリンギングを生じるが、マスク時間Ｔｍが経過するまでタイミング制御信号Ｓ０が立ち上がらないので、スイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングが待機される。従って、帰還電圧Ｖ１がリンギングの影響を受けにくくなる。
時刻ｔ１６１からマスク時間Ｔｍが経過すると、時刻ｔ１６２において、タイミング制御信号Ｓ０がハイレベルに立ち上がり、スイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングが始まる。ここまでの動作は、先出の第１実施形態（図１１）と特に変わるところはない。
なお、時刻ｔ１６３において、基準電圧Ｖ２ｂが帰還電圧Ｖ１（＝モニタ電圧Ｖ０）よりも高くなると、セット信号Ｓ１ｂ（不図示）がローレベルとなるので、タイミング制御信号Ｓ０がローレベルに立ち下がり、スイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングが終了される。すなわち、時刻ｔ１６３におけるモニタ電圧Ｖ０の電圧値が帰還電圧Ｖ１の電圧値として保持される。ただし、この時点では、帰還電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２ａよりも高いので、セット信号Ｓ１ａがハイレベルのままとなる。
時刻ｔ１６４において、基準電圧Ｖ２ａが帰還電圧Ｖ１よりも高くなると、セット信号Ｓ１ａがローレベルに立ち下がる。その結果、ゲート信号Ｇ１がハイレベルにセットされて、出力スイッチ１１（延いては一次電流Ｉｐ）がオンするので、スイッチ電圧Ｖｓｗがローレベルに立ち下がる。
その後、時刻ｔ１６４からオン時間Ｔｏｎが経過すると、時刻ｔ１６５において、ゲート信号Ｇ１がローレベルにリセットされる。これ以降も、上記一連の動作が繰り返されることにより、絶縁型スイッチング電源１では、オン時間固定制御により、直流入力電圧Ｖｉｎから所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
このように、第２実施形態の絶縁型スイッチング電源１は、出力スイッチ１１のオフタイミング（＝時刻ｔ１６１）ではなく、出力スイッチ１１のオンタイミング（＝時刻ｔ１６４）を基準として、スイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングタイミングを設定する。そのため、スイッチ電圧Ｖｓｗの実際のサンプリング終了タイミング（丸印ＳＰ）を理想のサンプリング終了タイミング（丸印ＳＰ（ｉｄｅａｌ））に近付けることが可能となる。
なお、本図では、帰還電圧Ｖ１と基準電圧Ｖ２ｂとの交差タイミングをサンプリング終了タイミングとしたが、例えば、上記の交差タイミングから所定時間（例えば数十ｎｓ）の経過後にサンプリング動作を終了してもよい。
また、例えば、或る周期において上記の交差タイミングに関する情報を保持しておき、次の周期におけるサンプリングタイミングを設定してもよい。具体的には、出力スイッチ１１のオフタイミングから上記の交差タイミングまでの所要時間をカウントしておき、そのカウント値に基づいて、次の周期におけるサンプリング開始タイミング及びサンプリング終了タイミングの少なくとも一方を設定してもよい。
また、第２実施形態の発展形として基準電圧Ｖ２を３種類以上用意しておき、モニタ電圧Ｖ０（延いてはスイッチ電圧Ｖｓｗ）の傾き演算を行ってもよい。
図１３は、第２実施形態のロードレギュレーション（上段）、周波数特性（中段）及びサンプリング時間（下段）を示す図である。なお、図中の実線は第２実施形態の挙動を示しており、一点鎖線は第１実施形態の挙動を比較参照のために示している。
本図で示すように、第２実施形態の絶縁型スイッチング電源１であれば、電流連続モードＣＣＭにおいて、スイッチング周波数ｆｓｗを一定値に維持することができるので、耐ノイズ設計などが容易である。また、第１実施形態（一点鎖線）と異なり、出力電流Ｉｏｕｔが増大しても直流出力電圧Ｖｏｕｔが目標値（破線を参照）から乖離し難くなる。すなわち、スイッチング周波数ｆｓｗの変動を抑えつつ、ロードレギュレーションを向上することが可能となる。
また、出力スイッチ１１のオンタイミングを基準として、スイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングタイミングを設定する構成であれば、スイッチング周波数ｆｓｗの高周波数化（例えばｆｓｗ＝４００ｋＨｚ→２ＭＨｚ）にも対応し易くなる。
＜第３実施形態＞
図１４は、絶縁型スイッチング電源１の第３実施形態（特にオンタイミング設定部１２２の新規な構成）を示す図である。本実施形態の絶縁型スイッチング電源１において、オンタイミング設定部１２２は、アンプＡＭＰ１と、コンパレータＣＭＰ１１ｃ及びＣＭＰ１１ｄと、バッファＢＵＦ２と、キャパシタＣ１２及びＣ１３と、抵抗Ｒ１３及びＲ１４と、抵抗ＲＸ及びＲＹと、を含む。なお、オンタイミング設定部１２２は、先出の補正回路ＲＥＶを含んでいてもよい。
図１４は、絶縁型スイッチング電源１の第３実施形態（特にオンタイミング設定部１２２の新規な構成）を示す図である。本実施形態の絶縁型スイッチング電源１において、オンタイミング設定部１２２は、アンプＡＭＰ１と、コンパレータＣＭＰ１１ｃ及びＣＭＰ１１ｄと、バッファＢＵＦ２と、キャパシタＣ１２及びＣ１３と、抵抗Ｒ１３及びＲ１４と、抵抗ＲＸ及びＲＹと、を含む。なお、オンタイミング設定部１２２は、先出の補正回路ＲＥＶを含んでいてもよい。
バッファＢＵＦ２の非反転入力端（＋）とキャパシタＣ１３の第１端は、いずれも帰還電圧Ｖ１の印加端に接続されている。キャパシタＣ１３の第２端は、接地端に接続されている。バッファＢＵＦ２の反転入力端（－）は、バッファＢＵＦ２の出力端に接続されている。このように接続されたバッファＢＵＦ２は、帰還電圧Ｖ１を緩衝増幅して帰還電圧Ｖ１ｃを生成する。なお、バッファＢＵＦ２及びキャパシタＣ１３は、省略してもよい。
抵抗ＲＸ及びＲＹは、バッファＢＵＦ２の出力端（＝帰還電圧Ｖ１ｃの印加端）と接地端との間に直列接続されており、相互間の接続ノードから帰還電圧Ｖ１ｄ（＝帰還電圧Ｖ１ｃの分圧電圧）を出力する分圧器として機能する。すなわち、帰還電圧Ｖ１ｄは、帰還電圧Ｖ１ｃよりも早いタイミングで基準電圧Ｖ２と交差するように調整されている。
抵抗Ｒ１３の第１端は、パルス信号ＰＷＭの印加端に接続されている。抵抗Ｒ１３の第２端と抵抗Ｒ１４及びキャパシタＣ１２それぞれの第１端は、いずれもアンプＡＭＰ１の非反転入力端（＋）に接続されている。抵抗Ｒ１４及びキャパシタ１２それぞれの第２端は、いずれも、アンプＡＭＰ１の出力端に接続されている。アンプＡＭＰ１の反転入力端（－）は、参照電圧Ｖｒｅｆの印加端に接続されている。アンプＡＭＰ１の出力端は、基準電圧Ｖ２の出力端として、コンパレータＣＭＰ１１ｃ及びＣＭＰ１１ｄそれぞれの反転入力端（－）に接続されている。
コンパレータＣＭＰ１１ｃは、非反転入力端（＋）に入力される帰還電圧Ｖ１ｃと、反転入力端（－）に入力される基準電圧Ｖ２を比較することにより、セット信号Ｓ１ｃを生成する。セット信号Ｓ１ｃは、例えば、帰還電圧Ｖ１ｃが基準電圧Ｖ２よりも高いときにハイレベルとなり、帰還電圧Ｖ１ｃが基準電圧Ｖ２よりも低いときにローレベルとなる。なお、セット信号Ｓ１ｃは、Ｄフリップフロップ１２４のクロック信号に相当する。すなわち、出力スイッチ１１（延いては一次電流Ｉｐ）のオンタイミングは、帰還電圧Ｖ１ｃと基準電圧Ｖ２との交差タイミングにより決定される。
コンパレータＣＭＰ１１ｄは、非反転入力端（＋）に入力される帰還電圧Ｖ１ｄと、反転入力端（－）に入力される基準電圧Ｖ２を比較することにより、セット信号Ｓ１ｄを生成する。セット信号Ｓ１ｄは、例えば、帰還電圧Ｖ１ｄが基準電圧Ｖ２よりも高いときにハイレベルとなり、帰還電圧Ｖ１ｄが基準電圧Ｖ２よりも低いときにローレベルとなる。なお、セット信号Ｓ１ｄは、タイミング制御信号Ｓ０の基準信号に相当する。すなわち、モニタ電圧Ｖ０（延いてはスイッチ電圧Ｖｓｗ）のサンプリングタイミングは、帰還電圧Ｖ１ｄと基準電圧Ｖ２との交差タイミングにより決定される。
図１５は、第３実施形態のサンプリングタイミング制御（ＣＣＭ）を示す図であり、上から順に、帰還電圧Ｖ１ｃ並びにＶ１ｄ（細線）、基準電圧Ｖ２（太線）、セット信号Ｓ１ｃ、リセット信号Ｓ２、パルス信号ＰＷＭ、モニタ電圧Ｖ０、及び、スイッチ電流Ｉｓｗ（＝出力スイッチ１１に流れる電流）が描写されている。
時刻ｔ１７１において、リセット信号Ｓ２がローレベルに立ち下がり、パルス信号ＰＷＭがローレベルにリセットされると、出力スイッチ１１（延いては一次電流Ｉｐ）がオフするので、スイッチ電圧Ｖｓｗ（延いてはモニタ電圧Ｖ０）がハイレベルに立ち上がる。
時刻ｔ１７１からマスク時間Ｔｍが経過すると、時刻ｔ１７２において、スイッチ電圧Ｖｓｗ（延いてはモニタ電圧Ｖ０）のサンプリングが始まる。
なお、時刻ｔ１７３において、基準電圧Ｖ２が帰還電圧Ｖ１ｄよりも高くなると、セット信号Ｓ１ｄ（不図示）がローレベルとなるので、スイッチ電圧Ｖｓｗ（延いてはモニタ電圧Ｖ０）のサンプリングが終了される。すなわち、時刻ｔ１７３におけるモニタ電圧Ｖ０の電圧値が帰還電圧Ｖ１ｃの電圧値として保持される。ただし、この時点では、帰還電圧Ｖ１ｃが基準電圧Ｖ２よりも高いので、セット信号Ｓ１ｃがハイレベルのままとなる。
時刻ｔ１７４において、基準電圧Ｖ２が帰還電圧Ｖ１ｃよりも高くなると、セット信号Ｓ１ｃがローレベルに立ち下がる。その結果、パルス信号ＰＷＭがハイレベルにセットされて、出力スイッチ１１（延いては一次電流Ｉｐ）がオンするので、スイッチ電圧Ｖｓｗ（延いてはモニタ電圧Ｖ０）がローレベルに立ち下がる。
その後、時刻ｔ１７４からオン時間Ｔｏｎが経過すると、時刻ｔ１７５において、パルス信号ＰＷＭがローレベルにリセットされる。これ以降も、上記一連の動作が繰り返されることにより、絶縁型スイッチング電源１では、オン時間固定制御により、直流入力電圧Ｖｉｎから所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
このように、第３実施形態の絶縁型スイッチング電源１は、先出の第２実施形態（図１０）と同様、出力スイッチ１１のオンタイミング（＝時刻ｔ１７４）を基準として、スイッチ電圧Ｖｓｗのサンプリングタイミングを設定する。そのため、スイッチ電圧Ｖｓｗの実際のサンプリング終了タイミングを理想のサンプリング終了タイミング（＝出力スイッチ１１のオンタイミング直前）に近付けることが可能となる。
なお、本図では、帰還電圧Ｖ１ｄと基準電圧Ｖ２との交差タイミングをサンプリング終了タイミングとしたが、例えば、上記の交差タイミングから所定時間（例えば数十ｎｓ）の経過後にサンプリング動作を終了してもよい。
また、例えば、或る周期において上記の交差タイミングに関する情報を保持しておき、次の周期におけるサンプリングタイミングを設定してもよい。具体的には、出力スイッチ１１のオフタイミングから上記の交差タイミングまでの所要時間をカウントしておき、そのカウント値に基づいて、次の周期におけるサンプリング開始タイミング及びサンプリング終了タイミングの少なくとも一方を設定してもよい。この点については、先出の第１実施形態（図１０）と同様である。
＜車両への適用＞
図１６は、電子機器が搭載される車両の外観を示す図である。本構成例の車両Ｘは、不図示のバッテリから電力供給を受けて動作する種々の電子機器Ｘ１１～Ｘ１８を搭載している。なお、本図における電子機器Ｘ１１～Ｘ１８の搭載位置は、図示の便宜上、実際とは異なる場合がある。
図１６は、電子機器が搭載される車両の外観を示す図である。本構成例の車両Ｘは、不図示のバッテリから電力供給を受けて動作する種々の電子機器Ｘ１１～Ｘ１８を搭載している。なお、本図における電子機器Ｘ１１～Ｘ１８の搭載位置は、図示の便宜上、実際とは異なる場合がある。
電子機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。
電子機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］又はＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。
電子機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。
電子機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power steering］制御、電子サスペンション制御など）を行う制動ユニットである。
電子機器Ｘ１５は、ドアロック又は防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。
電子機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、ダンパー（ショックアブソーバー）、電動サンルーフ、及び、電動シートなど、標準装備品またはメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。
電子機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［electronic toll collection system］など、ユーザオプション品として任意で車両Ｘに装着される電子機器である。
電子機器Ｘ１８は、車載ブロア、オイルポンプ、ウォーターポンプ、バッテリ冷却ファンなど、高耐圧系モータを備えた電子機器である。
なお、先述の絶縁型スイッチング電源１は、電子機器Ｘ１１～Ｘ１８のいずれにも組み込むことが可能である。
＜その他の変形例＞
本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
１ 絶縁型スイッチング電源
１０ 半導体装置（電源制御ＩＣ）
１１ 出力スイッチ
１２ コントローラ
１２１ 帰還電圧生成部
１２２ オンタイミング設定部
１２３ オフタイミング設定部
１２４ Ｄフリップフロップ
１２５ ドライバ
２０ トランス
２１ 一次巻線
２２ 二次巻線
３０ 整流平滑回路
３１ ダイオード
３２ キャパシタ
ＡＭＰ１、ＡＭＰ１ａ、ＡＭＰ１ｂ アンプ
ＢＵＦ１、ＢＵＦ２ バッファ
Ｃ１１～Ｃ１３、Ｃ１２ａ、Ｃ１２ｂ、Ｃ２１、Ｃ２２ キャパシタ
ＣＭＰ１１、ＣＭＰ１１ａ～ＣＭＰ１１ｄ、ＣＭＰ２１ コンパレータ
ＣＳ１、ＣＳ２ 電流源
ＦＢ 帰還端子
ＧＮＤ 接地端子
ＩＮＶ２１ インバータ
Ｐ１、Ｐ２ Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
Ｒ１１～Ｒ１５、Ｒ１３ａ、Ｒ１３ｂ、Ｒ１４ａ、Ｒ１４ｂ、Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒｘ、Ｒｙ、ＲＸ、ＲＹ 抵抗
ＲＥＦ 基準端子
ＲＥＶ 補正回路
ＳＨ サンプル／ホールド回路
ＳＷ スイッチ端子
ＶＩＮ 電源端子
Ｘ 車両
Ｘ１１～Ｘ１８ 電子機器
１０ 半導体装置（電源制御ＩＣ）
１１ 出力スイッチ
１２ コントローラ
１２１ 帰還電圧生成部
１２２ オンタイミング設定部
１２３ オフタイミング設定部
１２４ Ｄフリップフロップ
１２５ ドライバ
２０ トランス
２１ 一次巻線
２２ 二次巻線
３０ 整流平滑回路
３１ ダイオード
３２ キャパシタ
ＡＭＰ１、ＡＭＰ１ａ、ＡＭＰ１ｂ アンプ
ＢＵＦ１、ＢＵＦ２ バッファ
Ｃ１１～Ｃ１３、Ｃ１２ａ、Ｃ１２ｂ、Ｃ２１、Ｃ２２ キャパシタ
ＣＭＰ１１、ＣＭＰ１１ａ～ＣＭＰ１１ｄ、ＣＭＰ２１ コンパレータ
ＣＳ１、ＣＳ２ 電流源
ＦＢ 帰還端子
ＧＮＤ 接地端子
ＩＮＶ２１ インバータ
Ｐ１、Ｐ２ Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
Ｒ１１～Ｒ１５、Ｒ１３ａ、Ｒ１３ｂ、Ｒ１４ａ、Ｒ１４ｂ、Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒｘ、Ｒｙ、ＲＸ、ＲＹ 抵抗
ＲＥＦ 基準端子
ＲＥＶ 補正回路
ＳＨ サンプル／ホールド回路
ＳＷ スイッチ端子
ＶＩＮ 電源端子
Ｘ 車両
Ｘ１１～Ｘ１８ 電子機器
Claims (10)
- 絶縁型スイッチング電源を形成するトランスの一次電圧をサンプリングして帰還電圧を生成するように構成された帰還電圧生成部と、
前記帰還電圧とスロープ状の基準電圧との比較結果に応じて前記トランスの一次電流をオンするように構成されたオンタイミング設定部と、
前記一次電流がオンしてから所定のオン時間が経過した後に前記一次電流をオフするように構成されたオフタイミング設定部と、
を有し、
前記一次電圧のサンプリングタイミングは、前記一次電流のオンタイミングを基準として設定されている、電源制御装置。 - 前記オンタイミング設定部は、前記基準電圧として、第１基準電圧と、前記第１基準電圧と同期したスロープ状であってかつ前記第１基準電圧よりも早いタイミングで前記帰還電圧と交差するように調整された第２基準電圧と、を備え、
前記一次電流のオンタイミングは、前記帰還電圧と前記第１基準電圧との交差タイミングにより決定され、前記一次電圧のサンプリングタイミングは、前記帰還電圧と前記第２基準電圧との交差タイミングにより決定される、請求項１に記載の電源制御装置。 - 前記オンタイミング設定部は、
前記一次電流をオン／オフするためのパルス信号を鈍らせて前記第１基準電圧及び前記第２基準電圧をそれぞれ生成するように構成された第１アンプ及び第２アンプと、
前記帰還電圧と前記第１基準電圧とを比較して前記一次電流のオンタイミングを設定するための第１セット信号を生成するように構成された第１コンパレータと、
前記帰還電圧と前記第２基準電圧とを比較して前記一次電圧のサンプリングタイミングを設定するための第２セット信号を生成するように構成された第２コンパレータと、
を含む、請求項２に記載の電源制御装置。 - 前記オンタイミング設定部は、前記帰還電圧の入力を受けて、これに応じた第１帰還電圧と、前記第１帰還電圧よりも早いタイミングで前記基準電圧と交差するように調整された第２帰還電圧と、を生成するように構成され、
前記一次電流のオンタイミングは、前記第１帰還電圧と前記基準電圧との交差タイミングにより決定され、前記一次電圧のサンプリングタイミングは、前記第２帰還電圧と前記基準電圧との交差タイミングにより決定される、請求項１に記載の電源制御装置。 - 前記オンタイミング設定部は、
前記帰還電圧から前記第１帰還電圧を生成するように構成されたバッファと、
前記第１帰還電圧を分圧して前記第２帰還電圧を生成するように構成された分圧器と、
前記一次電流をオン／オフするためのパルス信号を鈍らせて前記基準電圧を生成するように構成されたアンプと、
前記第１帰還電圧と前記基準電圧とを比較して前記一次電流のオンタイミングを設定するための第１セット信号を生成するように構成された第１コンパレータと、
前記第２帰還電圧と前記基準電圧とを比較して前記一次電圧のサンプリングタイミングを設定するための第２セット信号を生成するように構成された第２コンパレータと、
を含む、請求項４に記載の電源制御装置。 - 前記オンタイミング設定部は、前記絶縁型スイッチング電源のスイッチング周波数が一定となるように前記一次電流のオンタイミングを補正する補正回路を含む、請求項１～５のいずれか一項に記載の電源制御装置。
- 前記帰還電圧生成部は、前記一次電流がオフしてから少なくとも所定のマスク時間が経過するまで前記一次電圧のサンプリングを待機する、請求項１～６のいずれか一項に記載の電源制御装置。
- 前記一次電圧は、前記トランスの一次巻線に現れるスイッチ電圧である、請求項１～７のいずれか一項に記載の電源制御装置。
- 請求項１～８のいずれか一項に記載の電源制御装置と、
一次巻線に直流入力電圧が印加されるように構成されたトランスと、
前記トランスの二次巻線に現れる誘起電圧を整流及び平滑して直流出力電圧を生成するように構成された整流平滑回路と、
を有する、絶縁型スイッチング電源。 - 請求項９に記載の絶縁型スイッチング電源を有する、車両。
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| JP7177340B2 (ja) * | 2018-10-04 | 2022-11-24 | ミツミ電機株式会社 | スイッチング電源用半導体装置およびａｃ－ｄｃコンバータ |
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- 2020-10-15 JP JP2020174024A patent/JP7498638B2/ja active Active
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