JP2021175260A - Dc/dc conversion device - Google Patents

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Abstract

To provide a DC/DC conversion device in which a flying capacitor can be safely pre-charged.SOLUTION: A low-voltage side capacitor C3 is connected in parallel with a low-voltage side DC power source 1. A high-voltage side capacitor C4 is connected in parallel with a high-voltage side DC power source 2. A flying capacitor part 30 includes a plurality of switching elements which are connected in series, and at least one flying capacitor. The high-voltage side DC power source 2 is connected to both ends of the plurality of switching elements which are connected in series, and the low-voltage side DC power source 1 is connected to both ends of a part of the plurality of switching elements constituting the plurality of switching elements which are connected in series. At least one of reactors L1, L2 are interposed on a path between both ends of the low-voltage side capacitor C3 and both ends of the part of switching elements. A switch circuit 50 is interposed on a path between the high-voltage side capacitor C4 and the high-voltage side DC power source 2.SELECTED DRAWING: Figure 7

Description

本開示は、直流電力を別の電圧の直流電力に変換するＤＣ／ＤＣ変換装置に関する。 The present disclosure relates to a DC / DC converter that converts DC power into DC power of another voltage.

蓄電池、太陽電池、燃料電池などに接続されるパワーコンディショナでは、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータが使用される。ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータは、高効率な電力変換と小型設計が望まれる。それを実現するためのＤＣ／ＤＣコンバータとして、リアクトルの後段に、フライングキャパシタ回路（直列接続された複数のスイッチング素子と、少なくとも一つのフライングキャパシタを含む）を接続し、リアクトルとフライングキャパシタ回路の接続点の電圧をマルチレベル化したマルチレベル電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。 A DC / DC converter and an inverter are used in a power conditioner connected to a storage battery, a solar cell, a fuel cell, or the like. Highly efficient power conversion and compact design are desired for DC / DC converters and inverters. As a DC / DC converter to realize this, a flying capacitor circuit (including a plurality of switching elements connected in series and at least one flying capacitor) is connected after the reactor, and the reactor and the flying capacitor circuit are connected. A multi-level power converter in which the point voltage is multi-leveled has been proposed (see, for example, Patent Document 1).

マルチレベル電力変換装置は、各スイッチング素子に印加される電圧を小さくでき、それによりスイッチング損失を少なくでき、高効率な電力変換を実現する。例えば、直列接続された４つのスイッチング素子と内側の２つのスイッチング素子にフライングキャパシタを接続したフライングキャパシタ回路を、直流バスに対して２つ直列に接続したマルチレベル電力変換装置では、各スイッチング素子に印加される電圧を、直流バス電圧の１／４倍まで小さくすることができる。耐圧の低いスイッチング素子は耐圧の高いスイッチング素子に対して安価であり、電力変換中の導通損失、及びスイッチング損失が少ない。 The multi-level power converter can reduce the voltage applied to each switching element, thereby reducing the switching loss and realizing highly efficient power conversion. For example, in a multi-level power converter in which two flying capacitor circuits in which a flying capacitor is connected to four switching elements connected in series and two switching elements inside are connected in series to a DC bus, each switching element is connected. The applied voltage can be reduced to 1/4 times the DC bus voltage. A switching element having a low withstand voltage is cheaper than a switching element having a high withstand voltage, and has less conduction loss and switching loss during power conversion.

上述した、直流バスに対して８つのスイッチング素子が直列に接続されるマルチレベル電力変換装置において、８つのスイッチング素子に対してそれぞれ並列に８つの抵抗を接続する構成が考えられる。この構成では、８つのスイッチング素子が全オフの状態でも、８つの抵抗を介して、２つのフライングキャパシタ及び出力コンデンサをプリチャージすることができる。 In the multi-level power conversion device in which eight switching elements are connected in series to the DC bus described above, a configuration in which eight resistors are connected in parallel to each of the eight switching elements can be considered. In this configuration, the two flying capacitors and the output capacitor can be precharged via the eight resistors even when the eight switching elements are all off.

プリチャージ前の状態では入力コンデンサが０Ｖであるため、８つのスイッチング素子の内、第３スイッチング素子−第６スイッチング素子間の電圧が０Ｖになる。また、２つのフライングキャパシタも０Ｖであるため、第２スイッチング素子−第３スイッチング素子間の電圧、及び第６スイッチング素子−第７スイッチング素子間の電圧も０Ｖになる。従って、プリチャージを開始すると直流バスの電圧のほとんどが、第１スイッチング素子と第８スイッチング素子の２つに印加されることになる。 Since the input capacitor is 0V in the state before precharging, the voltage between the third switching element and the sixth switching element among the eight switching elements becomes 0V. Further, since the two flying capacitors are also 0V, the voltage between the second switching element and the third switching element and the voltage between the sixth switching element and the seventh switching element are also 0V. Therefore, when the precharge is started, most of the voltage of the DC bus is applied to the first switching element and the eighth switching element.

特開２０１９−９２２４２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2019-922242

一般的に、マルチレベル電力変換装置では、直流バスに対して直列に接続された複数のスイッチング素子の半数のスイッチング素子で、直流バスの電圧を分圧することを想定して各スイッチング素子の耐圧が設定されている。上述の例では、４つのスイッチング素子で、直流バスの電圧を分圧することを想定して各スイッチング素子の耐圧が設定されている。 Generally, in a multi-level power converter, half of the switching elements of a plurality of switching elements connected in series with a DC bus have a withstand voltage of each switching element assuming that the voltage of the DC bus is divided. It is set. In the above example, the withstand voltage of each switching element is set on the assumption that the voltage of the DC bus is divided by the four switching elements.

しかしながら、上述したプリチャージの場面では、第１スイッチング素子と第８スイッチング素子の２つのスイッチング素子で、直流バスの電圧を分圧する状態が発生する。この場合、第１スイッチング素子と第８スイッチング素子が耐圧超過になる可能性がある。 However, in the above-mentioned precharging scene, a state in which the voltage of the DC bus is divided by the two switching elements, the first switching element and the eighth switching element, occurs. In this case, the first switching element and the eighth switching element may exceed the withstand voltage.

本開示はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、フライングキャパシタを安全にプリチャージすることができるＤＣ／ＤＣ変換装置を提供することにある。 The present disclosure has been made in view of these circumstances, and an object of the present invention is to provide a DC / DC converter capable of safely precharging a flying capacitor.

上記課題を解決するために、本開示のある態様のＤＣ／ＤＣ変換装置は、低圧側直流電源に並列接続される低圧側コンデンサと、高圧側直流電源に並列接続される高圧側コンデンサと、直列接続された複数のスイッチング素子と、少なくとも一つのフライングキャパシタを含み、前記直列接続された複数のスイッチング素子の両端に前記高圧側直流電源が接続され、前記直列接続された複数のスイッチング素子を構成する一部の複数のスイッチング素子の両端に前記低圧側直流電源が接続される、フライングキャパシタ部と、前記低圧側コンデンサの両端と、前記一部の複数のスイッチング素子の両端間の経路に挿入される少なくとも一つのリアクトルと、前記高圧側コンデンサと前記高圧側直流電源間の経路に挿入されるスイッチ回路と、を備える。 In order to solve the above problems, the DC / DC converter according to the present disclosure comprises a low-voltage side capacitor connected in parallel to the low-voltage side DC power supply and a high-voltage side capacitor connected in parallel to the high-voltage side DC power supply in series. A plurality of connected switching elements and at least one flying capacitor are included, and the high-voltage side DC power supply is connected to both ends of the plurality of switching elements connected in series to form the plurality of switching elements connected in series. The low-voltage side DC power supply is connected to both ends of a plurality of switching elements, and is inserted into a path between both ends of the low-voltage side capacitor, both ends of the low-voltage side capacitor, and both ends of the plurality of switching elements. It includes at least one reactor and a switch circuit inserted in the path between the high-voltage side capacitor and the high-voltage side DC power supply.

本開示によれば、フライングキャパシタを安全にプリチャージすることができるＤＣ／ＤＣ変換装置を実現できる。 According to the present disclosure, it is possible to realize a DC / DC converter capable of safely precharging a flying capacitor.

実施の形態に係るＤＣ／ＤＣ変換装置の基本構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the basic structure of the DC / DC conversion apparatus which concerns on embodiment. 図１に示したＤＣ／ＤＣ変換装置の第１スイッチング素子−第８スイッチング素子のスイッチングパターンをまとめた図である。It is a figure which summarized the switching pattern of the 1st switching element-8th switching element of the DC / DC conversion apparatus shown in FIG. 図３（ａ）−（ｄ）は、昇圧動作時の各スイッチングパターンの電流経路を示す回路図である。3 (a)-(d) is a circuit diagram showing a current path of each switching pattern during the boosting operation. 図４（ａ）−（ｄ）は、降圧動作時の各スイッチングパターンの電流経路を示す回路図である。4 (a)-(d) are circuit diagrams showing the current paths of each switching pattern during the step-down operation. 昇圧比が２倍以上の場合の第１スイッチング素子−第８スイッチング素子のスイッチングパターンの一例を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows an example of the switching pattern of the 1st switching element-8th switching element when the step-up ratio is 2 times or more. 昇圧比が２倍未満の場合の第１スイッチング素子−第８スイッチング素子のスイッチングパターンの一例を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows an example of the switching pattern of the 1st switching element-8th switching element when the step-up ratio is less than 2 times. 実施の形態に係る、ソフトプリチャージ機能付きのＤＣ／ＤＣ変換装置の構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the configuration of the DC / DC converter with the soft precharge function which concerns on embodiment. 図７に示したＤＣ／ＤＣ変換装置の起動時の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the operation at the time of starting of the DC / DC conversion apparatus shown in FIG. 図９（ａ）−（ｆ）は、スイッチ回路の構成例を示す図である。9 (a)-(f) are diagrams showing a configuration example of a switch circuit. 実施の形態に係る、ソフトプリチャージ機能付きのＤＣ／ＤＣ変換装置の別の構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating another configuration of the DC / DC converter with the soft precharge function which concerns on embodiment. 変形例に係る、ソフトプリチャージ機能付きのＤＣ／ＤＣ変換装置の構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the structure of the DC / DC conversion apparatus with a soft precharge function which concerns on a modification. 図１２（ａ）−（ｃ）は、フライングキャパシタ回路の構成例を示す図である。12 (a)-(c) are diagrams showing a configuration example of a flying capacitor circuit. Ｎ（Ｎは自然数）段のフライングキャパシタ回路を示す図である。It is a figure which shows the flying capacitor circuit of N (N is a natural number) stage.

図１は、実施の形態に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３の基本構成を説明するための図である。実施の形態に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３は、双方向の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータである。ＤＣ／ＤＣ変換装置３は、低圧側直流電源１から供給される直流電力を昇圧して高圧側直流電源２に供給することができる。またＤＣ／ＤＣ変換装置３は、高圧側直流電源２から供給される直流電力を降圧して低圧側直流電源１に供給することができる。 FIG. 1 is a diagram for explaining a basic configuration of the DC / DC converter 3 according to the embodiment. The DC / DC converter 3 according to the embodiment is a bidirectional buck-boost DC / DC converter. The DC / DC converter 3 can boost the DC power supplied from the low-voltage side DC power supply 1 and supply it to the high-voltage side DC power supply 2. Further, the DC / DC converter 3 can step down the DC power supplied from the high-voltage side DC power supply 2 and supply it to the low-voltage side DC power supply 1.

低圧側直流電源１は例えば、蓄電池、電気二重層コンデンサなどが該当する。高圧側直流電源２は例えば、双方向ＤＣ／ＡＣインバータが接続された直流バスなどが該当する。当該双方向ＤＣ／ＡＣインバータの交流側は、蓄電システムの用途では商用電力系統と交流負荷に接続される。電気自動車の用途ではモータ（回生機能あり）に接続される。蓄電システムの用途では当該直流バスに、太陽電池用のＤＣ／ＤＣコンバータや、他の蓄電池用のＤＣ／ＤＣコンバータがさらに接続されていてもよい。 The low-voltage side DC power supply 1 corresponds to, for example, a storage battery, an electric double layer capacitor, or the like. The high-voltage side DC power supply 2 corresponds to, for example, a DC bus to which a bidirectional DC / AC inverter is connected. The AC side of the bidirectional DC / AC inverter is connected to a commercial power system and an AC load in the application of a power storage system. In the application of electric vehicles, it is connected to a motor (with regenerative function). In the application of the power storage system, a DC / DC converter for a solar cell and a DC / DC converter for another storage battery may be further connected to the DC bus.

ＤＣ／ＤＣ変換装置３は、低圧側コンデンサＣ３、第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２、フライングキャパシタ部３０、高圧側コンデンサＣ４、電圧センサ４１、及び制御部４０を含む。 The DC / DC converter 3 includes a low-voltage side capacitor C3, a first reactor L1, a second reactor L2, a flying capacitor unit 30, a high-voltage side capacitor C4, a voltage sensor 41, and a control unit 40.

低圧側直流電源１と並列に入出力用の低圧側コンデンサＣ３が接続される。高圧側直流電源２と並列に入出力用の高圧側コンデンサＣ４が接続される。高圧側直流電源２の両端のそれぞれに接続された正側の直流バスと負側の直流バスの間に、フライングキャパシタ部３０が接続される。図１に示す回路構成では、フライングキャパシタ部３０は、上側の第１フライングキャパシタ回路と下側の第２フライングキャパシタ回路が直列に接続されて構成される。第１リアクトルＬ１は、低圧側直流電源１の正側端子と第１フライングキャパシタ回路の中点間に接続される。第２リアクトルＬ２は、低圧側直流電源１の負側端子と第２フライングキャパシタ回路の中点間に接続される。 A low-voltage side capacitor C3 for input / output is connected in parallel with the low-voltage side DC power supply 1. A high-voltage side capacitor C4 for input and output is connected in parallel with the high-voltage side DC power supply 2. The flying capacitor portion 30 is connected between the positive DC bus and the negative DC bus connected to both ends of the high-voltage DC power supply 2. In the circuit configuration shown in FIG. 1, the flying capacitor portion 30 is configured by connecting the upper first flying capacitor circuit and the lower second flying capacitor circuit in series. The first reactor L1 is connected between the positive terminal of the low-voltage side DC power supply 1 and the midpoint of the first flying capacitor circuit. The second reactor L2 is connected between the negative terminal of the low-voltage side DC power supply 1 and the midpoint of the second flying capacitor circuit.

第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２は、コアを共通にした磁気結合リアクトルで構成されてもよい。その場合、通電時に、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２の磁束を相互に強め合うことができる。なお、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２の一方のみが接続される構成でもよい。 The first reactor L1 and the second reactor L2 may be composed of a magnetically coupled reactor having a common core. In that case, the magnetic fluxes of the first reactor L1 and the second reactor L2 can be mutually strengthened when energized. In addition, only one of the first reactor L1 and the second reactor L2 may be connected.

上側の第１フライングキャパシタ回路は、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４及び第１フライングキャパシタＣ１を含む。下側の第２フライングキャパシタ回路は、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７、第８スイッチング素子Ｓ８及び第２フライングキャパシタＣ２を含む。第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８は、正側の直流バスと負側の直流バスの間に直列に接続される。 The upper first flying capacitor circuit includes a first switching element S1, a second switching element S2, a third switching element S3, a fourth switching element S4, and a first flying capacitor C1. The lower second flying capacitor circuit includes a fifth switching element S5, a sixth switching element S6, a seventh switching element S7, an eighth switching element S8, and a second flying capacitor C2. The first switching element S1 to the eighth switching element S8 are connected in series between the DC bus on the positive side and the DC bus on the negative side.

第１フライングキャパシタＣ１は、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２との接続点と、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４との接続点との間に接続され、第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４により充放電される。第２フライングキャパシタＣ２は、第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６との接続点と、第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８との接続点との間に接続され、第５スイッチング素子Ｓ５−第８スイッチング素子Ｓ８により充放電される。 The first flying capacitor C1 is connected between a connection point between the first switching element S1 and the second switching element S2 and a connection point between the third switching element S3 and the fourth switching element S4, and is connected to the first switching element. S1-Charged and discharged by the fourth switching element S4. The second flying capacitor C2 is connected between the connection point between the fifth switching element S5 and the sixth switching element S6 and the connection point between the seventh switching element S7 and the eighth switching element S8, and is connected to the fifth switching element. S5-charged and discharged by the eighth switching element S8.

第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８とそれぞれ並列に、第１抵抗Ｒ１−第８抵抗Ｒ８が接続される。従って、第１フライングキャパシタ回路と第２フライングキャパシタ回路との間の電圧（第４スイッチング素子Ｓ４と第５スイッチング素子Ｓ５との間の電圧）は、第１抵抗Ｒ１−第８抵抗Ｒ８により高圧側直流電源２の電圧Ｅの１／２に分圧された電圧に維持される。 The first resistor R1-eighth resistor R8 is connected in parallel with the first switching element S1-eighth switching element S8, respectively. Therefore, the voltage between the first flying capacitor circuit and the second flying capacitor circuit (the voltage between the fourth switching element S4 and the fifth switching element S5) is on the high pressure side by the first resistor R1-8th resistor R8. The voltage is maintained at a voltage divided by 1/2 of the voltage E of the DC power supply 2.

第１フライングキャパシタ回路の中点には、第１スイッチング素子Ｓ１の上側端子に印加される高圧側直流電源２の電圧Ｅ［Ｖ］と、第４スイッチング素子Ｓ４の下側端子に印加される１／２Ｅ［Ｖ］の間の範囲の電位が生成される。第１フライングキャパシタＣ１は、第１抵抗Ｒ１−第８抵抗Ｒ８により１／４Ｅ［Ｖ］の電圧になるように初期充電（プリチャージ）され、１／４Ｅ［Ｖ］の電圧を中心として充放電が繰り返される。従って、第１フライングキャパシタ回路の中点には、概ね、Ｅ［Ｖ］、３／４Ｅ［Ｖ］、１／２Ｅ［Ｖ］の３レベルの電位が生成される。 At the midpoint of the first flying capacitor circuit, the voltage E [V] of the high-voltage side DC power supply 2 applied to the upper terminal of the first switching element S1 and the voltage E [V] applied to the lower terminal of the fourth switching element S4 1 Potentials in the range between / 2E [V] are generated. The first flying capacitor C1 is initially charged (precharged) by the first resistor R1 to the eighth resistor R8 so as to have a voltage of 1 / 4E [V], and is charged / discharged centering on the voltage of 1 / 4E [V]. Is repeated. Therefore, at the midpoint of the first flying capacitor circuit, three levels of potentials, E [V], 3/4 E [V], and 1 / 2E [V], are generally generated.

第２フライングキャパシタ回路の中点には、第５スイッチング素子Ｓ５の上側端子に印加される１／２Ｅ［Ｖ］と、第８スイッチング素子Ｓ８の下側端子に印加される０［Ｖ］の間の範囲の電位が生成される。第２フライングキャパシタＣ２は、第１抵抗Ｒ１−第８抵抗Ｒ８により１／４Ｅ［Ｖ］の電圧になるように初期充電（プリチャージ）され、１／４Ｅ［Ｖ］の電圧を中心として充放電が繰り返される。従って、第２フライングキャパシタ回路の中点には、概ね、１／２Ｅ［Ｖ］、１／４Ｅ［Ｖ］、０［Ｖ］の３レベルの電位が生成される。 At the midpoint of the second flying capacitor circuit, between 1 / 2E [V] applied to the upper terminal of the fifth switching element S5 and 0 [V] applied to the lower terminal of the eighth switching element S8. Potentials in the range of are generated. The second flying capacitor C2 is initially charged (precharged) by the first resistor R1 to the eighth resistor R8 so as to have a voltage of 1 / 4E [V], and is charged / discharged centering on the voltage of 1 / 4E [V]. Is repeated. Therefore, at the midpoint of the second flying capacitor circuit, three levels of potentials of 1 / 2E [V], 1 / 4E [V], and 0 [V] are generally generated.

第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８にはそれぞれ、第１ダイオードＤ１−第８ダイオードＤ８が逆並列に形成／接続される。第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８には、低圧側直流電源１及び高圧側直流電源２の電圧より低い耐圧のスイッチング素子が使用される。以下、本実施の形態では第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８に、１５０Ｖ耐圧のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用する例を想定する。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴでは、ソースからドレイン方向に寄生ダイオードが形成される。 A first diode D1 to an eighth diode D8 are formed / connected in antiparallel to each of the first switching element S1 to the eighth switching element S8. For the first switching element S1 to the eighth switching element S8, a switching element having a withstand voltage lower than the voltage of the low-voltage side DC power supply 1 and the high-voltage side DC power supply 2 is used. Hereinafter, in the present embodiment, an example in which an N-channel MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) with a withstand voltage of 150 V is used for the first switching element S1 to the eighth switching element S8 is assumed. In the N-channel MOSFET, a parasitic diode is formed from the source to the drain.

なお、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８にＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やバイポーラトランジスタを使用してもよい。その場合、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８に寄生ダイオードは形成されず、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８にそれぞれ外付けダイオードが逆並列に接続される。なお、一般的なシリコン（Ｓｉ）半導体に限らず、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）、ダイヤモンド（Ｃ）等を使用したワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。 An IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a bipolar transistor may be used for the first switching element S1 to the eighth switching element S8. In that case, no parasitic diode is formed in the first switching element S1-8th switching element S8, and external diodes are connected to the first switching element S1-eighth switching element S8 in antiparallel. In addition to the general silicon (Si) semiconductor, a wide bandgap semiconductor using silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), gallium oxide (Ga2O3), diamond (C), or the like may be used.

電圧センサ４１は、高圧側コンデンサＣ４の両端電圧を検出して、検出した電圧値を制御部４０に出力する。なお、図１には示していないが、低圧側コンデンサＣ３の両端電圧を検出する電圧センサ、第１フライングキャパシタＣ１の電圧を検出する電圧センサ、第２フライングキャパシタＣ２の電圧を検出する電圧センサ、及び第１リアクトルＬ１に流れる電流を検出する電流センサが設けられ、それぞれの計測値が制御部４０に出力される。なお、第１リアクトルＬ１に流れる電流ではなく、第２リアクトルＬ２に流れる電流を検出してもよい。 The voltage sensor 41 detects the voltage across the high-voltage side capacitor C4 and outputs the detected voltage value to the control unit 40. Although not shown in FIG. 1, a voltage sensor that detects the voltage across the low-voltage capacitor C3, a voltage sensor that detects the voltage of the first flying capacitor C1, and a voltage sensor that detects the voltage of the second flying capacitor C2. A current sensor for detecting the current flowing through the first reactor L1 is provided, and the measured values of each are output to the control unit 40. It should be noted that the current flowing in the second reactor L2 may be detected instead of the current flowing in the first reactor L1.

制御部４０は、第１フライングキャパシタ回路及び第２フライングキャパシタ回路を制御して、低圧側直流電源１から高圧側直流電源２へ昇圧動作で直流電力を伝送することができる。また高圧側直流電源２から低圧側直流電源１へ降圧動作で直流電力を伝送することができる。より具体的には制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のゲート端子に駆動信号（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号）を供給することにより、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８をオン／オフ制御して、昇圧動作または降圧動作で、双方向に電力を伝送することができる。 The control unit 40 can control the first flying capacitor circuit and the second flying capacitor circuit to transmit DC power from the low-voltage side DC power supply 1 to the high-voltage side DC power supply 2 by a boosting operation. Further, DC power can be transmitted from the high-voltage side DC power supply 2 to the low-voltage side DC power supply 1 by step-down operation. More specifically, the control unit 40 supplies a drive signal (PWM (Pulse Width Modulation) signal) to the gate terminal of the first switching element S1-8th switching element S8, thereby supplying the first switching element S1-8th. By controlling the switching element S8 on / off, power can be transmitted in both directions by a step-up operation or a step-down operation.

制御部４０の構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、又はハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。 The configuration of the control unit 40 can be realized by the collaboration of hardware resources and software resources, or only by hardware resources. Analog devices, microcomputers, DSPs, ROMs, RAMs, FPGAs, ASICs, and other LSIs can be used as hardware resources. Programs such as firmware can be used as software resources.

図２は、図１に示したＤＣ／ＤＣ変換装置３の第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングパターンをまとめた図である。図２に示すスイッチングパターンでは、第１スイッチング素子Ｓ１及び第８スイッチング素子Ｓ８の組と、第４スイッチング素子Ｓ４及び第５スイッチング素子Ｓ５の組とが相補関係となる。また第２スイッチング素子Ｓ２及び第７スイッチング素子Ｓ７の組と、第３スイッチング素子Ｓ３及び第６スイッチング素子Ｓ６の組とが相補関係となる。 FIG. 2 is a diagram summarizing the switching patterns of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 of the DC / DC converter 3 shown in FIG. In the switching pattern shown in FIG. 2, the set of the first switching element S1 and the eighth switching element S8 and the set of the fourth switching element S4 and the fifth switching element S5 have a complementary relationship. Further, the set of the second switching element S2 and the seventh switching element S7 and the set of the third switching element S3 and the sixth switching element S6 have a complementary relationship.

制御部４０は、４つのモードを使用して昇圧動作または降圧動作を実行する。
モードａでは制御部４０は、第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、並びに第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。モードａでは、第１フライングキャパシタ回路の中点と第２フライングキャパシタ回路の中点間の電圧（即ち、フライングキャパシタ部３０の低圧側の入出力電圧ＶＬ）は１／２Ｅとなる。 The control unit 40 executes a step-up operation or a step-down operation using four modes.
In the mode a, the control unit 40 turns on the second switching element S2, the fourth switching element S4, the fifth switching element S5, and the seventh switching element S7, and the first switching element S1, the third switching element S3, and the sixth. The switching element S6 and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state. In mode a, the voltage between the midpoint of the first flying capacitor circuit and the midpoint of the second flying capacitor circuit (that is, the input / output voltage VL on the low voltage side of the flying capacitor section 30) is 1 / 2E.

モードｂでは制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、並びに第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。モードｂでは、フライングキャパシタ部３０の低圧側の入出力電圧ＶＬは１／２Ｅとなる。 In the mode b, the control unit 40 turns on the first switching element S1, the third switching element S3, the sixth switching element S6, and the eighth switching element S8, and the second switching element S2, the fourth switching element S4, and the fifth. The switching element S5 and the seventh switching element S7 are controlled to be in the off state. In mode b, the input / output voltage VL on the low voltage side of the flying capacitor portion 30 is 1 / 2E.

モードｃでは制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、並びに第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６をオフ状態に制御する。モードｃでは、フライングキャパシタ部３０の低圧側の入出力電圧ＶＬはＥとなる。 In the mode c, the control unit 40 turns on the first switching element S1, the second switching element S2, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8, and the third switching element S3, the fourth switching element S4, and the fifth. The switching element S5 and the sixth switching element S6 are controlled to be in the off state. In mode c, the input / output voltage VL on the low voltage side of the flying capacitor portion 30 is E.

モードｄでは制御部４０は、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態、並びに第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。モードｄでは、フライングキャパシタ部３０の低圧側の入出力電圧ＶＬは０となる。 In the mode d, the control unit 40 turns on the third switching element S3, the fourth switching element S4, the fifth switching element S5, and the sixth switching element S6, and the first switching element S1, the second switching element S2, and the seventh. The switching element S7 and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state. In mode d, the input / output voltage VL on the low voltage side of the flying capacitor portion 30 becomes 0.

図３（ａ）−（ｄ）は、昇圧動作時の各スイッチングパターンの電流経路を示す回路図である。図４（ａ）−（ｄ）は、降圧動作時の各スイッチングパターンの電流経路を示す回路図である。なお、図面の簡略化のためＭＯＳＦＥＴを単純なスイッチ記号で描いている。 3 (a)-(d) is a circuit diagram showing a current path of each switching pattern during the boosting operation. 4 (a)-(d) are circuit diagrams showing the current paths of each switching pattern during the step-down operation. The MOSFET is drawn with a simple switch symbol for simplification of the drawing.

図３（ａ）は昇圧動作時のモードａの電流経路を示し、図３（ｂ）は昇圧動作時のモードｂの電流経路を示し、図３（ｃ）は昇圧動作時のモードｃの電流経路を示し、図３（ｄ）は昇圧動作時のモードｄの電流経路を示している。同様に、図４（ａ）は降圧動作時のモードａの電流経路を示し、図４（ｂ）は降圧動作時のモードｂの電流経路を示し、図４（ｃ）は降圧動作時のモードｃの電流経路を示し、図４（ｄ）は降圧動作時のモードｄの電流経路を示している。 FIG. 3A shows the current path of mode a during boosting operation, FIG. 3B shows the current path of mode b during boosting operation, and FIG. 3C shows the current of mode c during boosting operation. The path is shown, and FIG. 3D shows the current path in mode d during the boosting operation. Similarly, FIG. 4A shows the current path of mode a during step-down operation, FIG. 4B shows the current path of mode b during step-down operation, and FIG. 4C shows the mode during step-down operation. The current path of c is shown, and FIG. 4 (d) shows the current path of the mode d at the time of step-down operation.

昇圧動作時と降圧動作時とで電流の向きが反対になる。モードａにおいて、図３（ａ）に示すように昇圧動作時は第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が充電動作となるが、図４（ａ）に示すように降圧動作時は第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が放電動作となる。モードｂにおいて、図３（ｂ）に示すように昇圧動作時は第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が放電動作となるが、図４（ｂ）に示すように降圧動作時は第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が充電動作となる。 The direction of the current is opposite between the step-up operation and the step-down operation. In the mode a, as shown in FIG. 3A, the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 are in the charging operation during the step-up operation, but as shown in FIG. 4A, the first flying capacitor C1 is in the step-down operation. The flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 perform a discharge operation. In the mode b, as shown in FIG. 3B, the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 are discharged during the step-up operation, but as shown in FIG. 4B, the first flying capacitor C1 is operated during the step-down operation. The flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 are in the charging operation.

制御部４０は低圧側直流電源１から高圧側直流電源２へ昇圧動作で電力を伝送する場合、正方向の電流指令値を設定し、第１リアクトルＬ１又は第２リアクトルＬ２に流れる電流の計測値が、当該正方向の電流指令値を維持するように第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比（オン時間）を制御する。反対に、制御部４０は高圧側直流電源２から低圧側直流電源１へ降圧動作で電力を伝送する場合、負方向の電流指令値を設定し、第１リアクトルＬ１又は第２リアクトルＬ２に流れる電流の計測値が、当該負方向の電流指令値を維持するように第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比（オン時間）を制御する。 When the control unit 40 transmits power from the low-voltage side DC power supply 1 to the high-voltage side DC power supply 2 by boosting operation, the control unit 40 sets a forward current command value and measures the current flowing through the first reactor L1 or the second reactor L2. Controls the duty ratio (on time) of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 so as to maintain the current command value in the positive direction. On the contrary, when the control unit 40 transmits power from the high-voltage side DC power supply 2 to the low-voltage side DC power supply 1 by step-down operation, the control unit 40 sets a negative current command value and the current flowing through the first reactor L1 or the second reactor L2. The duty ratio (on time) of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 is controlled so that the measured value of the above maintains the current command value in the negative direction.

また制御部４０は、低圧側直流電源１の電圧と高圧側直流電源２の電圧との比率が設定値より小さい場合、モードａ、モードｂ及びモードｃを使用して電力を伝送する。また制御部４０は、当該比率が当該設定値より大きい場合、モードａ、モードｂ及びモードｄを使用して電力を伝送する。また制御部４０は、当該比率が当該設定値と一致する場合、モードａ及びモードｂを使用して電力を伝送する。 Further, when the ratio of the voltage of the low-voltage side DC power supply 1 to the voltage of the high-voltage side DC power supply 2 is smaller than the set value, the control unit 40 transmits power using modes a, b, and c. Further, when the ratio is larger than the set value, the control unit 40 transmits electric power using modes a, b, and d. Further, when the ratio matches the set value, the control unit 40 uses modes a and b to transmit electric power.

上記設定値は、第１フライングキャパシタＣ１の電圧と第２フライングキャパシタＣ２の電圧の合計電圧１／２Ｅと、高圧側直流電源２の電圧Ｅとの比率に応じて設定される。本実施の形態では上記設定値は２に設定される。 The above set value is set according to the ratio of the total voltage 1 / 2E of the voltage of the first flying capacitor C1 and the voltage of the second flying capacitor C2 and the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2. In this embodiment, the above set value is set to 2.

制御部４０は、電流指令値と、第１リアクトルＬ１又は第２リアクトルＬ２に流れる電流の計測値とが一致し、かつ第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧がそれぞれ１／４Ｅになるようにデューティ比を生成する。具体的には制御部４０は、第１リアクトルＬ１又は第２リアクトルＬ２に流れる電流の計測値が電流指令値に対して小さいほどデューティ比を上昇させ、大きいほどデューティ比を低下させる。 In the control unit 40, the current command value matches the measured value of the current flowing through the first reactor L1 or the second reactor L2, and the voltages of the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 are reduced to 1 / 4E, respectively. The duty ratio is generated so as to be. Specifically, the control unit 40 increases the duty ratio as the measured value of the current flowing through the first reactor L1 or the second reactor L2 is smaller than the current command value, and decreases the duty ratio as the measured value is larger than the current command value.

図５は、昇圧比が２倍以上の場合の第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングパターンの一例を示すタイミングチャートである。図６は、昇圧比が２倍未満の場合の第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングパターンの一例を示すタイミングチャートである。図５及び図６に示す制御例は、ダブルキャリア駆動方式を使用した制御例を示している。ダブルキャリア駆動方式では、１８０°位相がずれた２つのキャリア信号（図５及び図６では三角波）を使用する。デューティ比ｄｕｔｙは２つのキャリア信号と比較される閾値となる。昇圧比が２倍以上の場合、デューティ比ｄｕｔｙは０．５〜１．０の範囲の値をとり、昇圧比が２倍未満の場合、デューティ比ｄｕｔｙは０．０〜０．５の範囲の値をとる。 FIG. 5 is a timing chart showing an example of the switching pattern of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 when the step-up ratio is twice or more. FIG. 6 is a timing chart showing an example of the switching pattern of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 when the step-up ratio is less than twice. The control examples shown in FIGS. 5 and 6 show a control example using the double carrier drive system. In the double carrier drive system, two carrier signals (triangular waves in FIGS. 5 and 6) that are 180 ° out of phase are used. The duty ratio duty is a threshold value to be compared with the two carrier signals. When the boost ratio is 2 times or more, the duty ratio duty takes a value in the range of 0.5 to 1.0, and when the boost ratio is less than 2 times, the duty ratio duty is in the range of 0.0 to 0.5. Take a value.

太線のキャリア信号とデューティ比ｄｕｔｙの比較結果により、第１スイッチング素子Ｓ１及び第８スイッチング素子Ｓ８に供給する第１ゲート信号と、第４スイッチング素子Ｓ４及び第５スイッチング素子Ｓ５に供給する第４ゲート信号を生成する。具体的には太線のキャリア信号がデューティ比ｄｕｔｙより高い領域では、第１ゲート信号がオン及び第４ゲート信号がオフになる。太線のキャリア信号がデューティ比ｄｕｔｙより低い領域では、第１ゲート信号がオフ及び第４ゲート信号がオンになる。第１ゲート信号と第４ゲート信号は相補関係にある。なお、第１ゲート信号と第４ゲート信号のオン／オフが切り替わる際に、第１ゲート信号と第４ゲート信号が同時にオフになるデッドタイム期間が設定されている。 Based on the comparison result of the carrier signal of the thick wire and the duty ratio duty, the first gate signal supplied to the first switching element S1 and the eighth switching element S8 and the fourth gate supplied to the fourth switching element S4 and the fifth switching element S5. Generate a signal. Specifically, in the region where the carrier signal of the thick line is higher than the duty ratio duty, the first gate signal is turned on and the fourth gate signal is turned off. In the region where the carrier signal of the thick line is lower than the duty ratio duty, the first gate signal is turned off and the fourth gate signal is turned on. The first gate signal and the fourth gate signal are in a complementary relationship. A dead time period is set in which the first gate signal and the fourth gate signal are turned off at the same time when the first gate signal and the fourth gate signal are switched on / off.

細線のキャリア信号とデューティ比ｄｕｔｙの比較結果により、第２スイッチング素子Ｓ２及び第７スイッチング素子Ｓ７に供給する第２ゲート信号と、第３スイッチング素子Ｓ３及び第６スイッチング素子Ｓ６に供給する第３ゲート信号を生成する。具体的には細線のキャリア信号がデューティ比ｄｕｔｙより高い領域では、第２ゲート信号がオン及び第３ゲート信号がオフになる。細線のキャリア信号がデューティ比ｄｕｔｙより低い領域では、第２ゲート信号がオフ及び第３ゲート信号がオンになる。第２ゲート信号と第３ゲート信号は相補関係にある。なお、第２ゲート信号と第３ゲート信号のオン／オフが切り替わる際に、第２ゲート信号と第３ゲート信号が同時にオフになるデッドタイム期間が設定されている。 Based on the comparison result of the carrier signal of the thin wire and the duty ratio duty, the second gate signal supplied to the second switching element S2 and the seventh switching element S7 and the third gate supplied to the third switching element S3 and the sixth switching element S6. Generate a signal. Specifically, in the region where the carrier signal of the thin wire is higher than the duty ratio duty, the second gate signal is turned on and the third gate signal is turned off. In the region where the carrier signal of the thin wire is lower than the duty ratio duty, the second gate signal is turned off and the third gate signal is turned on. The second gate signal and the third gate signal are in a complementary relationship. A dead time period is set in which the second gate signal and the third gate signal are turned off at the same time when the second gate signal and the third gate signal are switched on / off.

昇圧比が２倍以上の場合、制御部４０はモードａとモードｂを交互に切り替え、両者を切り替える間にモードｄを挿入する。即ち制御部４０は、モードａ→モードｄ→モードｂ→モードｄ→モードａ→モードｄ→モードｂ→モードｄ・・・の順にモードを切り替える。デューティ比ｄｕｔｙが変化しない間は、モードａとモードｂの期間が等しくなり、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧がそれぞれ１／４Ｅに保たれる。昇圧比が２倍以上の場合、デューティ比ｄｕｔｙが上昇するほど、モードａ及びモードｂの期間に対するモードｄの期間が長くなり、伝達されるエネルギー量が増大する。 When the boost ratio is twice or more, the control unit 40 alternately switches between the mode a and the mode b, and inserts the mode d while switching between the two. That is, the control unit 40 switches modes in the order of mode a → mode d → mode b → mode d → mode a → mode d → mode b → mode d .... While the duty ratio duty does not change, the periods of mode a and mode b become equal, and the voltages of the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 are maintained at 1 / 4E, respectively. When the boost ratio is twice or more, as the duty ratio duty increases, the period of mode d with respect to the period of mode a and mode b becomes longer, and the amount of energy transmitted increases.

昇圧比が２倍未満の場合、制御部４０はモードａとモードｂを交互に切り替え、両者を切り替える間にモードｃを挿入する。即ち制御部４０は、モードａ→モードｃ→モードｂ→モードｃ→モードａ→モードｃ→モードｂ→モードｃ・・・の順にモードを切り替える。デューティ比ｄｕｔｙが変化しない間は、モードａとモードｂの期間が等しくなり、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧がそれぞれ１／４Ｅに保たれる。昇圧比が２倍未満の場合、デューティ比ｄｕｔｙが上昇するほど、モードａ及びモードｂの期間に対するモードｃの期間が短くなり、伝達されるエネルギー量が増大する。 When the boost ratio is less than 2 times, the control unit 40 alternately switches between the mode a and the mode b, and inserts the mode c while switching between the two. That is, the control unit 40 switches modes in the order of mode a → mode c → mode b → mode c → mode a → mode c → mode b → mode c .... While the duty ratio duty does not change, the periods of mode a and mode b become equal, and the voltages of the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 are maintained at 1 / 4E, respectively. When the boost ratio is less than twice, as the duty ratio duty increases, the period of mode c with respect to the period of mode a and mode b becomes shorter, and the amount of energy transmitted increases.

昇圧比が理想的に２倍を維持し、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧がそれぞれ理想的に１／４Ｅを維持すれば、デューティ比ｄｕｔｙは０．５を維持する。 If the boost ratio ideally maintains 2 times and the voltages of the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 ideally maintain 1 / 4E, the duty ratio duty maintains 0.5.

制御部４０は、第１フライングキャパシタＣ１の電圧と第２フライングキャパシタＣ２の電圧の合計電圧が１／２Ｅを下回ると、モードａ及びモードｂの内、充電する方のモードの時間を増やして当該合計電圧を１／２Ｅに近づける。反対に制御部４０は、第１フライングキャパシタＣ１の電圧と第２フライングキャパシタＣ２の電圧の合計電圧が１／２Ｅを上回ると、モードａ及びモードｂの内、放電する方のモードの時間を増やして当該合計電圧を１／２Ｅに近づける。 When the total voltage of the voltage of the first flying capacitor C1 and the voltage of the second flying capacitor C2 falls below 1 / 2E, the control unit 40 increases the time of the charging mode among the modes a and b. Bring the total voltage closer to 1 / 2E. On the contrary, when the total voltage of the voltage of the first flying capacitor C1 and the voltage of the second flying capacitor C2 exceeds 1 / 2E, the control unit 40 increases the time of the discharging mode among the modes a and b. The total voltage is brought close to 1 / 2E.

なお制御部４０は、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２を使用せずに、モードｃとモードｄを交互に切り替えることにより、ＤＣ／ＤＣ変換装置３を通常の昇圧チョッパの動作をさせることも可能である。この場合、昇圧比による動作モードの切り替えは発生しない。 The control unit 40 causes the DC / DC converter 3 to operate as a normal step-up chopper by alternately switching between mode c and mode d without using the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2. It is also possible. In this case, the operation mode is not switched depending on the boost ratio.

図１に示した回路構成において、高圧側直流電源２から第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２をプリチャージすると、高圧側直流電源２の電圧Ｅが第１スイッチング素子Ｓ１と第８スイッチング素子Ｓ８の２つに印加され、第１スイッチング素子Ｓ１と第８スイッチング素子Ｓ８が耐圧超過に陥る可能性がある。低圧側コンデンサＣ３に電荷がチャージされていない状態（低圧側コンデンサＣ３の両端電圧が０Ｖの状態）では、低圧側コンデンサＣ３に対して並列接続されている、直列接続された第３スイッチング素子Ｓ３−第６スイッチング素子Ｓ６の両端電圧も０Ｖになる。 In the circuit configuration shown in FIG. 1, when the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 are precharged from the high-voltage side DC power supply 2, the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2 becomes the first switching element S1 and the eighth switching element. It is applied to two of S8, and there is a possibility that the first switching element S1 and the eighth switching element S8 fall into an excess withstand voltage. In the state where the low-voltage side capacitor C3 is not charged (the voltage across the low-voltage side capacitor C3 is 0V), the third switching element S3- connected in series is connected in parallel with the low-voltage side capacitor C3. The voltage across the sixth switching element S6 also becomes 0V.

第１フライングキャパシタＣ１に電荷がチャージされていない状態（第１フライングキャパシタＣ１の両端電圧が０Ｖの状態）では、第１フライングキャパシタＣ１に対して並列接続されている、直列接続された第２スイッチング素子Ｓ２−第３スイッチング素子Ｓ３の両端電圧も０Ｖになる。同様に、第２フライングキャパシタＣ２に電荷がチャージされていない状態（第２フライングキャパシタＣ２の両端電圧が０Ｖの状態）では、第２フライングキャパシタＣ２に対して並列接続されている、直列接続された第６スイッチング素子Ｓ６−第７スイッチング素子Ｓ７の両端電圧も０Ｖになる。 In the state where the first flying capacitor C1 is not charged (the voltage across the first flying capacitor C1 is 0V), the second switching connected in series with the first flying capacitor C1 is connected in parallel. The voltage across the element S2-third switching element S3 also becomes 0V. Similarly, in the state where the second flying capacitor C2 is not charged (the voltage across the second flying capacitor C2 is 0 V), the second flying capacitor C2 is connected in parallel and connected in series. The voltage across the sixth switching element S6-7th switching element S7 also becomes 0V.

従って、直列接続された第２スイッチング素子Ｓ２−第７スイッチング素子Ｓ７の両端電圧が０Ｖになり、高圧側直流電源２の電圧Ｅが第１スイッチング素子Ｓ１と第８スイッチング素子Ｓ８の２つに印加される状態が発生する。上述したように本実施の形態では、第１スイッチング素子Ｓ１と第８スイッチング素子Ｓ８に１５０Ｖ耐圧のＭＯＳＦＥを使用している。従って、高圧側直流電源２の電圧Ｅが３００Ｖを超えると、第１スイッチング素子Ｓ１と第８スイッチング素子Ｓ８に耐圧超過が発生する。 Therefore, the voltage across the second switching element S2-seventh switching element S7 connected in series becomes 0V, and the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2 is applied to the first switching element S1 and the eighth switching element S8. The state to be done occurs. As described above, in the present embodiment, MOSFE with a withstand voltage of 150 V is used for the first switching element S1 and the eighth switching element S8. Therefore, when the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2 exceeds 300 V, the withstand voltage of the first switching element S1 and the eighth switching element S8 is exceeded.

以下、第１スイッチング素子Ｓ１と第８スイッチング素子Ｓ８に耐圧超過が発生することを防止しつつ、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２を安全にプリチャージする機能を有するＤＣ／ＤＣ変換装置３を説明する。 Hereinafter, a DC / DC converter having a function of safely precharging the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 while preventing the first switching element S1 and the eighth switching element S8 from exceeding the withstand voltage. 3 will be described.

図７は、実施の形態に係る、ソフトプリチャージ機能付きのＤＣ／ＤＣ変換装置３の構成を説明するための図である。図７に示すＤＣ／ＤＣ変換装置３は、図１に示したＤＣ／ＤＣ変換装置３に対して、スイッチ回路５０が追加された構成である。スイッチ回路５０は、高圧側コンデンサＣ４と高圧側直流電源２との間の経路に挿入され、高圧側コンデンサＣ４と高圧側直流電源２との間を電気的に遮断することができる。 FIG. 7 is a diagram for explaining the configuration of the DC / DC converter 3 with the soft precharge function according to the embodiment. The DC / DC converter 3 shown in FIG. 7 has a configuration in which a switch circuit 50 is added to the DC / DC converter 3 shown in FIG. The switch circuit 50 is inserted in the path between the high-voltage side capacitor C4 and the high-voltage side DC power supply 2, and can electrically cut off between the high-voltage side capacitor C4 and the high-voltage side DC power supply 2.

図７に示す例では、スイッチ回路５０が正側の直流バスに挿入されているが、負側の直流バスに挿入されてもよいし、その両方に挿入されてもよい。図７に示す例では、スイッチ回路５０として第９スイッチング素子Ｓ９が使用されている。より具体的には、第９スイッチング素子Ｓ９として、ソース端子が高圧側コンデンサＣ４、ドレイン端子が高圧側直流電源２に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴが使用されている。 In the example shown in FIG. 7, the switch circuit 50 is inserted into the DC bus on the positive side, but it may be inserted into the DC bus on the negative side or both. In the example shown in FIG. 7, the ninth switching element S9 is used as the switch circuit 50. More specifically, as the ninth switching element S9, an N-channel MOSFET in which the source terminal is connected to the high-voltage side capacitor C4 and the drain terminal is connected to the high-voltage side DC power supply 2 is used.

図８は、図７に示したＤＣ／ＤＣ変換装置３の起動時の動作を説明するための図である。ＤＣ／ＤＣ変換装置３の起動時において、制御部４０は３つのフェーズで、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２をプリチャージする。 FIG. 8 is a diagram for explaining the operation of the DC / DC converter 3 shown in FIG. 7 at startup. When the DC / DC converter 3 is started, the control unit 40 precharges the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 in three phases.

（１）第１フェーズでは、制御部４０はスイッチ回路５０をオフ状態に制御するとともに、低圧側直流電源１から低圧側コンデンサＣ３、高圧側コンデンサＣ４、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が充電されるように、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。 (1) In the first phase, the control unit 40 controls the switch circuit 50 to the off state, and from the low-voltage side DC power supply 1, the low-voltage side capacitor C3, the high-voltage side capacitor C4, the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2. The first switching element S1 to the eighth switching element S8 are controlled so as to be charged.

具体的には、制御部４０は少なくとも第３スイッチング素子Ｓ３−第６スイッチング素子Ｓ６をオフ状態に制御する。制御部４０は第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態に制御してもよいし、オフ状態に制御してもよい。オン状態に制御する場合は、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８を経由して低圧側直流電源１から高圧側コンデンサＣ４が充電される。オフ状態に制御する場合は、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、第３ダイオードＤ３及び第４ダイオードＤ４を経由して低圧側直流電源１から高圧側コンデンサＣ４が充電される。 Specifically, the control unit 40 controls at least the third switching element S3 to the sixth switching element S6 in the off state. The control unit 40 may control the first switching element S1, the second switching element S2, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 in the on state or in the off state. When controlling to the ON state, the high-voltage side capacitor C4 is charged from the low-voltage side DC power supply 1 via the first switching element S1, the second switching element S2, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8. When controlling to the off state, the high-voltage side capacitor C4 is charged from the low-voltage side DC power supply 1 via the first diode D1, the second diode D2, the third diode D3, and the fourth diode D4.

低圧側コンデンサＣ３と高圧側コンデンサＣ４の電圧は、低圧側直流電源１の電圧まで上昇する。高圧側コンデンサＣ４と並列に、第１抵抗Ｒ１−第８抵抗Ｒ８が直列に接続されているため、第１フライングキャパシタＣ１と第２フライングキャパシタＣ２の電圧はそれぞれ、高圧側コンデンサＣ４の電圧（＝低圧側直流電源１の電圧）の１／４の電圧まで上昇する。 The voltage of the low-voltage side capacitor C3 and the high-voltage side capacitor C4 rises to the voltage of the low-voltage side DC power supply 1. Since the first resistor R1- and the eighth resistor R8 are connected in series in parallel with the high-voltage side capacitor C4, the voltages of the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 are the voltages of the high-voltage side capacitors C4 (=). The voltage rises to 1/4 of the voltage of the low-voltage side DC power supply 1.

高圧側コンデンサＣ４の電圧が低圧側直流電源１の電圧に対応する電圧まで上昇すると、第２フェーズに移行することができる。なお、起動時から設定時間後に第２フェーズに移行するシーケンスでもよい。 When the voltage of the high-voltage side capacitor C4 rises to a voltage corresponding to the voltage of the low-voltage side DC power supply 1, the second phase can be started. It should be noted that a sequence that shifts to the second phase after a set time from the start-up may be used.

（２）第２フェーズでは、制御部４０は高圧側コンデンサＣ４の電圧が昇圧されるように、第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。例えば、制御部４０は、図６に示した昇圧比が２倍未満の場合の第１スイッチング素子Ｓ１−第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングパターンに従い、高圧側コンデンサＣ４の電圧を徐々に昇圧させる。 (2) In the second phase, the control unit 40 controls the first switching element S1 to the eighth switching element S8 so that the voltage of the high-voltage side capacitor C4 is boosted. For example, the control unit 40 gradually boosts the voltage of the high-voltage side capacitor C4 according to the switching pattern of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 when the boosting ratio shown in FIG. 6 is less than twice.

高圧側コンデンサＣ４の電圧が高圧側直流電源２の電圧Ｅに対応する電圧まで上昇すると、第３フェーズに移行することができる。第３フェーズに移行する条件として、必ずしも高圧側コンデンサＣ４の電圧と高圧側直流電源２の電圧Ｅが一致している必要はなく、高圧側コンデンサＣ４の電圧と高圧側直流電源２の電圧Ｅが近似的に所定の範囲内に収まっていればよい。なお、図７に示した回路構成では、スイッチ回路５０を構成する第９スイッチング素子Ｓ９の第９ダイオードＤ９により、高圧側コンデンサＣ４の電圧が高圧側直流電源２の電圧Ｅより高くなると、高圧側コンデンサＣ４側から高圧側直流電源２側に電流が流れ、高圧側コンデンサＣ４の電圧が高圧側直流電源２の電圧Ｅにクランプされる。 When the voltage of the high-voltage side capacitor C4 rises to a voltage corresponding to the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2, the third phase can be started. As a condition for shifting to the third phase, the voltage of the high-voltage side capacitor C4 and the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2 do not necessarily have to match, and the voltage of the high-voltage side capacitor C4 and the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2 are It suffices if it is approximately within a predetermined range. In the circuit configuration shown in FIG. 7, when the voltage of the high-voltage side capacitor C4 becomes higher than the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2 due to the ninth diode D9 of the ninth switching element S9 constituting the switch circuit 50, the high-voltage side A current flows from the capacitor C4 side to the high-voltage side DC power supply 2, and the voltage of the high-voltage side capacitor C4 is clamped to the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2.

高圧側コンデンサＣ４の電圧が高圧側直流電源２の電圧Ｅまで上昇した状態では、第１フライングキャパシタＣ１と第２フライングキャパシタＣ２の電圧はそれぞれ、高圧側直流電源２の電圧Ｅの１／４の電圧まで上昇した状態になる。 When the voltage of the high-voltage side capacitor C4 rises to the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2, the voltages of the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 are 1/4 of the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2, respectively. It will be in a state where it has risen to the voltage.

（３）第３フェーズでは、制御部４０はスイッチ回路５０をターンオンする。これにより、フライングキャパシタ部３０と高圧側直流電源２間が導通する。導通した段階で、第１フライングキャパシタＣ１と第２フライングキャパシタＣ２は既に１／４Ｅにプリチャージされているため、第１スイッチング素子Ｓ１と第８スイッチング素子Ｓ８に耐圧超過は発生しない。 (3) In the third phase, the control unit 40 turns on the switch circuit 50. As a result, the flying capacitor portion 30 and the high-voltage side DC power supply 2 become conductive. Since the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 are already precharged to 1 / 4E at the stage of conduction, the withstand voltage excess does not occur in the first switching element S1 and the eighth switching element S8.

図９（ａ）−（ｆ）は、スイッチ回路５０の構成例を示す図である。図７に示した回路構成ではスイッチ回路５０として、ソース端子が高圧側コンデンサＣ４、ドレイン端子が高圧側直流電源２に接続されるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（第９スイッチング素子Ｓ９）を使用した。上述したように、この構成例では、高圧側コンデンサＣ４の電圧が高圧側直流電源２の電圧Ｅより高くならないように、高圧側コンデンサＣ４の電圧をクランプすることができる。 9 (a)-(f) are diagrams showing a configuration example of the switch circuit 50. In the circuit configuration shown in FIG. 7, as the switch circuit 50, an N-channel MOSFET (9th switching element S9) in which the source terminal is connected to the high-voltage side capacitor C4 and the drain terminal is connected to the high-voltage side DC power supply 2 is used. As described above, in this configuration example, the voltage of the high-voltage side capacitor C4 can be clamped so that the voltage of the high-voltage side capacitor C4 does not become higher than the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2.

図９（ａ）は、スイッチ回路５０を双方向スイッチで構成する例である。双方向スイッチは、２つのＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｓ９ａ、Ｓ９ｂ）が逆向きに直列接続されて構成される。一方のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｓ９ａ）のソース端子が高圧側コンデンサＣ４に接続され、他方のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｓ９ｂ）のソース端子が高圧側直流電源２に接続される。 FIG. 9A is an example in which the switch circuit 50 is composed of a bidirectional switch. The bidirectional switch is configured by connecting two N-channel MOSFETs (switching elements S9a and S9b) in series in opposite directions. The source terminal of one N-channel MOSFET (switching element S9a) is connected to the high-voltage side capacitor C4, and the source terminal of the other N-channel MOSFET (switching element S9b) is connected to the high-voltage side DC power supply 2.

２つのＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｓ９ａ、Ｓ９ｂ）のドレイン端子同士が接続される。この構成例では、一方のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｓ９ａ）の寄生ダイオードＤ９ａのカソードと、他方のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｓ９ｂ）の寄生ダイオードＤ９ｂのカソードが向き合う構成になる。従って、双方向スイッチがオフ状態において、寄生ダイオードを経由して、高圧側コンデンサＣ４から高圧側直流電源２へ電流が流れること、及び高圧側直流電源２から高圧側コンデンサＣ４へ電流が流れることを阻止することができる。 The drain terminals of the two N-channel MOSFETs (switching elements S9a and S9b) are connected to each other. In this configuration example, the cathode of the parasitic diode D9a of one N-channel MOSFET (switching element S9a) and the cathode of the parasitic diode D9b of the other N-channel MOSFET (switching element S9b) face each other. Therefore, when the bidirectional switch is off, the current flows from the high-voltage side capacitor C4 to the high-voltage side DC power supply 2 and the current flows from the high-voltage side DC power supply 2 to the high-voltage side capacitor C4 via the parasitic diode. It can be stopped.

図９（ｂ）は、スイッチ回路５０をリレーＲＹ１で構成する例である。リレーＲＹ１を使用する場合、寄生ダイオードが形成されない。したがって、リレーＲＹ１がオフ状態では、いずれの方向からの電流も阻止することができる。 FIG. 9B is an example in which the switch circuit 50 is configured by the relay RY1. When the relay RY1 is used, no parasitic diode is formed. Therefore, when the relay RY1 is off, the current from any direction can be blocked.

高圧側直流電源２がインバータ（不図示）を介して系統電源に接続されている場合、高圧側直流電源２はリップルノイズの影響を受ける。このリップルノイズの影響により、高圧側直流電源２の電圧Ｅが変動すると、高圧側コンデンサＣ４の電圧と高圧側直流電源２の電圧との大小関係が変動し、高圧側コンデンサＣ４と高圧側直流電源２間で電流の入出力が発生する可能性がある。図９（ａ）に示した双方向スイッチや図９（ｂ）に示したリレーＲＹ１を使用すれば、この電流の入出力を阻止することができる。 When the high-voltage side DC power supply 2 is connected to the system power supply via an inverter (not shown), the high-voltage side DC power supply 2 is affected by ripple noise. When the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2 fluctuates due to the influence of this ripple noise, the magnitude relationship between the voltage of the high-voltage side capacitor C4 and the voltage of the high-voltage side DC power supply 2 fluctuates, and the high-voltage side capacitor C4 and the high-voltage side DC power supply fluctuate. There is a possibility that current input and output will occur between the two. If the bidirectional switch shown in FIG. 9A or the relay RY1 shown in FIG. 9B is used, the input / output of this current can be blocked.

図９（ｃ）は、スイッチ回路５０を、双方向スイッチ、第１０スイッチング素子Ｓ１０及び制限抵抗Ｒ９で構成する例である。第１０スイッチング素子Ｓ１０と制限抵抗Ｒ９は直列に接続される。直列接続された第１０スイッチング素子Ｓ１０と制限抵抗Ｒ９は、図９（ａ）に説明した双方向スイッチと並列に接続される。第１０スイッチング素子Ｓ１０は、ソース端子が高圧側コンデンサＣ４、ドレイン端子が制限抵抗Ｒ９を介して高圧側直流電源２に接続されるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。 FIG. 9C is an example in which the switch circuit 50 is composed of a bidirectional switch, a tenth switching element S10, and a limiting resistor R9. The tenth switching element S10 and the limiting resistor R9 are connected in series. The tenth switching element S10 and the limiting resistor R9 connected in series are connected in parallel with the bidirectional switch described with reference to FIG. 9A. The tenth switching element S10 is an N-channel MOSFET in which the source terminal is connected to the high-voltage side capacitor C4 and the drain terminal is connected to the high-voltage side DC power supply 2 via the limiting resistor R9.

図９（ｃ）に示すスイッチ回路５０は突入電流防止機能を備える。即ち、双方向スイッチがオフ状態では、制限抵抗Ｒ９を介して電流が流れる。制御部４０は、高圧側コンデンサＣ４と高圧側直流電源２を導通させる際、先に第１０スイッチング素子Ｓ１０をターンオンし、所定時間経過後に第１０スイッチング素子Ｓ１０をターンオフし、双方向スイッチをターンオンする。これにより、高圧側コンデンサＣ４と高圧側直流電源２間を導通させる際、仮に、両者の電圧に大きな差が発生している場合でも、突入電流が発生することを防止することができる。 The switch circuit 50 shown in FIG. 9C has an inrush current prevention function. That is, when the bidirectional switch is off, a current flows through the limiting resistor R9. When conducting the high-voltage side capacitor C4 and the high-voltage side DC power supply 2, the control unit 40 turns on the tenth switching element S10 first, turns off the tenth switching element S10 after a lapse of a predetermined time, and turns on the bidirectional switch. .. As a result, when conducting the high-voltage side capacitor C4 and the high-voltage side DC power supply 2, it is possible to prevent an inrush current from being generated even if there is a large difference in voltage between the two.

また仮に、高圧側直流電源２側から高圧側コンデンサＣ４、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２を充電する必要が発生した場合でも、スイッチ回路５０が突入電流防止機能を有していれば、高圧側直流電源２から高圧側コンデンサＣ４、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２に突入電流が流れることを防止することができる。 Even if it becomes necessary to charge the high-voltage side capacitor C4, the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 from the high-voltage side DC power supply 2, if the switch circuit 50 has an inrush current prevention function. It is possible to prevent the inrush current from flowing from the high-voltage side DC power supply 2 to the high-voltage side capacitor C4, the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2.

また図９（ｃ）に示す構成例では、図７に示したスイッチ回路５０と同様に、双方向スイッチがオフ状態では、高圧側コンデンサＣ４の電圧が高圧側直流電源２の電圧Ｅより高くならないように、高圧側コンデンサＣ４の電圧がクランプされる。 Further, in the configuration example shown in FIG. 9C, similarly to the switch circuit 50 shown in FIG. 7, the voltage of the high-voltage side capacitor C4 does not become higher than the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2 when the bidirectional switch is off. As described above, the voltage of the high voltage side capacitor C4 is clamped.

図９（ｄ）に示す構成は、図９（ｃ）に示した構成に含まれる双方向スイッチをリレーＲＹ１に置き換えた構成である。図９（ｄ）に示す構成は、図９（ｃ）に示した構成と同様の作用効果を有する。 The configuration shown in FIG. 9D is a configuration in which the bidirectional switch included in the configuration shown in FIG. 9C is replaced with a relay RY1. The configuration shown in FIG. 9 (d) has the same effect as the configuration shown in FIG. 9 (c).

図９（ｅ）は、スイッチ回路５０を、双方向スイッチ、第１０スイッチング素子Ｓ１０、制限抵抗Ｒ９及び第１１ダイオードＤ１１で構成する例である。第１０スイッチング素子Ｓ１０、制限抵抗Ｒ９及び第１１ダイオードＤ１１は直列に接続される。直列接続された第１０スイッチング素子Ｓ１０、制限抵抗Ｒ９及び第１１ダイオードＤ１１は、図９（ａ）に説明した双方向スイッチと並列に接続される。第１０スイッチング素子Ｓ１０は、ソース端子が制限抵抗Ｒ９、第１１ダイオードＤ１１を介して高圧側直流電源２に接続され、ドレイン端子が低圧側コンデンサＣ３に接続されるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。第１１ダイオードＤ１１はアノード端子が制限抵抗Ｒ９に接続され、カソード端子が高圧側直流電源２に接続される。 FIG. 9E shows an example in which the switch circuit 50 is composed of a bidirectional switch, a tenth switching element S10, a limiting resistor R9, and an eleventh diode D11. The tenth switching element S10, the limiting resistor R9 and the eleventh diode D11 are connected in series. The tenth switching element S10, the limiting resistor R9, and the eleventh diode D11 connected in series are connected in parallel with the bidirectional switch described in FIG. 9A. The tenth switching element S10 is an N-channel MOSFET in which the source terminal is connected to the high-voltage side DC power supply 2 via the limiting resistor R9 and the eleventh diode D11, and the drain terminal is connected to the low-voltage side capacitor C3. The anode terminal of the eleventh diode D11 is connected to the limiting resistor R9, and the cathode terminal is connected to the high-voltage side DC power supply 2.

図９（ｅ）に示すスイッチ回路５０は突入電流防止機能を備え、高圧側コンデンサＣ４と高圧側直流電源２間を導通させる際、突入電流が発生することを防止することができる。また、双方向スイッチがオフ状態において、高圧側直流電源２の電圧Ｅが変動することによる、高圧側コンデンサＣ４と高圧側直流電源２間の電流の入出力を阻止することができる。 The switch circuit 50 shown in FIG. 9E has an inrush current prevention function, and can prevent an inrush current from being generated when the high-voltage side capacitor C4 and the high-voltage side DC power supply 2 are made conductive. Further, when the bidirectional switch is off, the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2 fluctuates, so that the input / output of the current between the high-voltage side capacitor C4 and the high-voltage side DC power supply 2 can be prevented.

図９（ｆ）に示す構成は、図９（ｅ）に示した構成に含まれる双方向スイッチをリレーＲＹ１に置き換えた構成である。図９（ｆ）に示す構成は、図９（ｅ）に示した構成と同様の作用効果を有する。 The configuration shown in FIG. 9F is a configuration in which the bidirectional switch included in the configuration shown in FIG. 9E is replaced with a relay RY1. The configuration shown in FIG. 9 (f) has the same effect as the configuration shown in FIG. 9 (e).

図１０は、実施の形態に係る、ソフトプリチャージ機能付きのＤＣ／ＤＣ変換装置３の別の構成を説明するための図である。図１０に示すＤＣ／ＤＣ変換装置３は、図７に示したＤＣ／ＤＣ変換装置３に対して、突入電流防止機能を有する別のスイッチ回路５０ａが追加された構成である。スイッチ回路５０ａは、低圧側直流電源１と低圧側コンデンサＣ３との間の経路に挿入され、低圧側直流電源１と低圧側コンデンサＣ３との間を電気的に遮断することができる。 FIG. 10 is a diagram for explaining another configuration of the DC / DC converter 3 with a soft precharge function according to the embodiment. The DC / DC converter 3 shown in FIG. 10 has a configuration in which another switch circuit 50a having an inrush current prevention function is added to the DC / DC converter 3 shown in FIG. 7. The switch circuit 50a is inserted in the path between the low-voltage side DC power supply 1 and the low-voltage side capacitor C3, and can electrically cut off between the low-voltage side DC power supply 1 and the low-voltage side capacitor C3.

図１０に示す例では、スイッチ回路５０ａとして図９（ｆ）に示したスイッチ回路５０が使用されている。なお、図９（ｅ）に示したスイッチ回路５０が使用されてもよい。制御部４０は、ＤＣ／ＤＣ変換装置３の起動時において、先に第１０スイッチング素子Ｓ１０をターンオンし、所定時間経過後に第１０スイッチング素子Ｓ１０をターンオフし、リレーＲＹ１をターンオンする。これにより、低圧側直流電源１から、低圧側コンデンサＣ３、高圧側コンデンサＣ４、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２に突入電流が流れることを防止することができる。 In the example shown in FIG. 10, the switch circuit 50 shown in FIG. 9F is used as the switch circuit 50a. The switch circuit 50 shown in FIG. 9E may be used. When the DC / DC converter 3 is started, the control unit 40 turns on the tenth switching element S10 first, turns off the tenth switching element S10 after a lapse of a predetermined time, and turns on the relay RY1. As a result, it is possible to prevent an inrush current from flowing from the low-voltage side DC power supply 1 to the low-voltage side capacitor C3, the high-voltage side capacitor C4, the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2.

以上説明したように本実施の形態によれば、ＤＣ／ＤＣ変換装置３を高圧側直流電源２から遮断し、低圧側直流電源１から低圧側コンデンサＣ３、高圧側コンデンサＣ４、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２を充電する。その後、高圧側コンデンサＣ４、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧を徐々に上昇させていくことにより、高圧側コンデンサＣ４、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２を安全にプリチャージすることができる。即ち、高圧側直流電源２の電圧により、第１スイッチング素子Ｓ１と第８スイッチング素子Ｓ８が耐圧超過に陥ることを防止することができる。また、プリチャージの際、突入電流が流れることを抑制することができる。 As described above, according to the present embodiment, the DC / DC conversion device 3 is cut off from the high-voltage side DC power supply 2, and the low-voltage side DC power supply 1 to the low-voltage side capacitor C3, the high-voltage side capacitor C4, and the first flying capacitor C1. And the second flying capacitor C2 is charged. After that, by gradually increasing the voltage of the high-voltage side capacitor C4, the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2, the high-voltage side capacitor C4, the first flying capacitor C1 and the second flying capacitor C2 can be safely pre-installed. Can be charged. That is, it is possible to prevent the first switching element S1 and the eighth switching element S8 from falling into an excess withstand voltage due to the voltage of the high-voltage side DC power supply 2. In addition, it is possible to suppress the flow of inrush current during precharging.

以上、本開示を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本開示の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 The present disclosure has been described above based on the embodiment. Embodiments are examples, and it will be understood by those skilled in the art that various modifications are possible for each of these components and combinations of processing processes, and that such modifications are also within the scope of the present disclosure. ..

上述した実施の形態では、フライングキャパシタ部３０として、３レベル出力のフライングキャパシタ回路を直列に２つ接続した構成を説明した。この点、フライングキャパシタ部３０は、直列接続された複数のスイッチング素子と、少なくとも一つのフライングキャパシタを含み、当該複数のスイッチング素子の両端に高圧側直流電源２が接続され、当該複数のスイッチング素子を構成する一部の複数のスイッチング素子の両端に低圧側直流電源１が接続される構成であれば、上述した実施の形態の構成に限定されない。 In the above-described embodiment, the configuration in which two flying capacitor circuits having three-level outputs are connected in series as the flying capacitor unit 30 has been described. In this regard, the flying capacitor unit 30 includes a plurality of switching elements connected in series and at least one flying capacitor, and high-voltage side DC power supplies 2 are connected to both ends of the plurality of switching elements to connect the plurality of switching elements. The configuration is not limited to the configuration of the above-described embodiment as long as the low-voltage side DC power supply 1 is connected to both ends of some of the plurality of switching elements.

図１１は、変形例に係る、ソフトプリチャージ機能付きのＤＣ／ＤＣ変換装置３の構成を説明するための図である。変形例ではフライングキャパシタ部３０は、３レベル出力のフライングキャパシタ回路を一つ有する。直列接続された第１スイッチング素子Ｓ１−第４スイッチング素子Ｓ４の両端に高圧側直流電源２が接続される。 FIG. 11 is a diagram for explaining the configuration of the DC / DC converter 3 with the soft precharge function according to the modified example. In the modified example, the flying capacitor unit 30 has one flying capacitor circuit having a three-level output. The high-voltage side DC power supply 2 is connected to both ends of the first switching element S1 to the fourth switching element S4 connected in series.

低圧側直流電源１の正側端子は、第１リアクトルＬ１を介して、第２スイッチング素子Ｓ２と第３スイッチング素子Ｓ３との間の接続点に接続される。低圧側直流電源１の負側端子は、第２リアクトルＬ２を介して、第４スイッチング素子Ｓ４の下側の端子に接続される。 The positive terminal of the low-voltage side DC power supply 1 is connected to the connection point between the second switching element S2 and the third switching element S3 via the first reactor L1. The negative terminal of the low-voltage side DC power supply 1 is connected to the lower terminal of the fourth switching element S4 via the second reactor L2.

図１１に示した回路構成において、高圧側直流電源２から第１フライングキャパシタＣ１をプリチャージすると、高圧側直流電源２の電圧Ｅが第１スイッチング素子Ｓ１に印加され、第１スイッチング素子Ｓ１が耐圧超過に陥る可能性がある。低圧側コンデンサＣ３に電荷がチャージされていない状態（低圧側コンデンサＣ３の両端電圧が０Ｖの状態）では、低圧側コンデンサＣ３に対して並列接続されている、直列接続された第３スイッチング素子Ｓ３−第４スイッチング素子Ｓ４の両端電圧も０Ｖになる。第１フライングキャパシタＣ１に電荷がチャージされていない状態（第１フライングキャパシタＣ１の両端電圧が０Ｖの状態）では、第１フライングキャパシタＣ１に対して並列接続されている、直列接続された第２スイッチング素子Ｓ２−第３スイッチング素子Ｓ３の両端電圧も０Ｖになる。 In the circuit configuration shown in FIG. 11, when the first flying capacitor C1 is precharged from the high-voltage side DC power supply 2, the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2 is applied to the first switching element S1, and the first switching element S1 has a withstand voltage. There is a possibility of falling into excess. In the state where the low-voltage side capacitor C3 is not charged (the voltage across the low-voltage side capacitor C3 is 0V), the third switching element S3- connected in series is connected in parallel with the low-voltage side capacitor C3. The voltage across the fourth switching element S4 also becomes 0V. In the state where the first flying capacitor C1 is not charged (the voltage across the first flying capacitor C1 is 0V), the second switching connected in series with the first flying capacitor C1 is connected in parallel. The voltage across the element S2-third switching element S3 also becomes 0V.

従って、直列接続された第２スイッチング素子Ｓ２−第４スイッチング素子Ｓ４の両端電圧が０Ｖになり、高圧側直流電源２の電圧Ｅが第１スイッチング素子Ｓ１の一つに印加される状態が発生する。これに対して、上述したソフトプリチャージ機能で第１フライングキャパシタＣ１をプリチャージすれば、第１スイッチング素子Ｓ１が耐圧超過に陥ることを防止することができる。 Therefore, the voltage across the second switching element S2-fourth switching element S4 connected in series becomes 0V, and the voltage E of the high-voltage side DC power supply 2 is applied to one of the first switching elements S1. .. On the other hand, if the first flying capacitor C1 is precharged by the soft precharge function described above, it is possible to prevent the first switching element S1 from falling into an excess withstand voltage.

上記実施の形態では、フライングキャパシタ部３０を構成する各フライングキャパシタ回路の構成例として、直列接続された４つのスイッチング素子と、１つのフライングキャパシタを使用する１段のフライングキャパシタ回路を例に挙げた。この点、さらに段数を増やしたフライングキャパシタ回路を使用することもできる。 In the above embodiment, as a configuration example of each flying capacitor circuit constituting the flying capacitor section 30, four switching elements connected in series and a one-stage flying capacitor circuit using one flying capacitor are given as an example. .. In this respect, a flying capacitor circuit with an increased number of stages can also be used.

図１２（ａ）−（ｃ）は、フライングキャパシタ回路の構成例を示す図である。図１２（ａ）は１段のフライングキャパシタ回路を示す。図１２（ａ）に示すフライングキャパシタ回路は、上記実施の形態で説明した回路構成と同様である。 12 (a)-(c) are diagrams showing a configuration example of a flying capacitor circuit. FIG. 12A shows a one-stage flying capacitor circuit. The flying capacitor circuit shown in FIG. 12A has the same circuit configuration as that described in the above embodiment.

図１２（ｂ）は２段のフライングキャパシタ回路を示す。２段のフライングキャパシタ回路では、直列接続された６つのスイッチング素子Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２と、２つのフライングキャパシタＣ１１、Ｃ１２を備える。１番内側のフライングキャパシタＣ１１は、２つのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３に対して並列に接続され、１／６Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から２番目のフライングキャパシタＣ１２は、４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４に対して並列に接続され、１／６Ｅの電圧を維持するように制御される。 FIG. 12B shows a two-stage flying capacitor circuit. The two-stage flying capacitor circuit includes six switching elements S12, S1, S2, S3, S4, and S42 connected in series, and two flying capacitors C11 and C12. The innermost flying capacitor C11 is connected in parallel to the two switching elements S2 and S3, and is controlled to maintain a voltage of 1 / 6E. The second flying capacitor C12 from the inside is connected in parallel to the four switching elements S1, S2, S3, and S4, and is controlled to maintain a voltage of 1 / 6E.

図１２（ｃ）は３段のフライングキャパシタ回路を示す。３段のフライングキャパシタ回路では、直列接続された６つのスイッチング素子Ｓ１３、Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２、Ｓ４３と、３つのフライングキャパシタＣ１１、Ｃ１２、Ｃ１３を備える。１番内側のフライングキャパシタＣ１１は、２つのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３に対して並列に接続され、１／８Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から２番目のフライングキャパシタＣ１２は、４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４に対して並列に接続され、２／８Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から３番目のフライングキャパシタＣ１３は、６つのスイッチング素子Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２に対して並列に接続され、３／８Ｅの電圧を維持するように制御される。 FIG. 12C shows a three-stage flying capacitor circuit. The three-stage flying capacitor circuit includes six switching elements S13, S12, S1, S2, S3, S4, S42, and S43 connected in series, and three flying capacitors C11, C12, and C13. The innermost flying capacitor C11 is connected in parallel to the two switching elements S2 and S3, and is controlled to maintain a voltage of 1 / 8E. The second flying capacitor C12 from the inside is connected in parallel to the four switching elements S1, S2, S3, and S4, and is controlled to maintain a voltage of 2 / 8E. The third flying capacitor C13 from the inside is connected in parallel to the six switching elements S12, S1, S2, S3, S4, and S42, and is controlled to maintain a voltage of 3 / 8E.

図１３は、Ｎ（Ｎは自然数）段のフライングキャパシタ回路を示す。Ｎ段のフライングキャパシタ回路では、直列接続された（２Ｎ＋２）個のスイッチング素子Ｓ１ｎ、・・・、Ｓ１３、Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２、Ｓ４３、・・・、Ｓ４ｎと、Ｎ個のフライングキャパシタＣ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、・・・、Ｃ１ｎを備える。１番内側のフライングキャパシタＣ１１は、２つのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３に対して並列に接続され、１／（２Ｎ＋２）Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から２番目のフライングキャパシタＣ１２は、４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４に対して並列に接続され、２／（２Ｎ＋２）Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から３番目のフライングキャパシタＣ１３は、６つのスイッチング素子Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２に対して並列に接続され、３／（２Ｎ＋２）Ｅの電圧を維持するように制御される。最も外側のフライングキャパシタＣ１ｎは、２Ｎ個のＳ１（ｎ−１）、・・・、Ｓ１３、Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２、Ｓ４３、・・・、Ｓ４（ｎ−１）に対して並列に接続され、Ｎ／（２Ｎ＋２）Ｅの電圧を維持するように制御される。 FIG. 13 shows an N (N is a natural number) stage flying capacitor circuit. In the N-stage flying capacitor circuit, N (2N + 2) switching elements S1n, ..., S13, S12, S1, S2, S3, S4, S42, S43, ..., S4n, which are connected in series. The flying capacitors C11, C12, C13, ..., C1n of the above are provided. The innermost flying capacitor C11 is connected in parallel to the two switching elements S2 and S3, and is controlled to maintain a voltage of 1 / (2N + 2) E. The second flying capacitor C12 from the inside is connected in parallel to the four switching elements S1, S2, S3, and S4, and is controlled to maintain a voltage of 2 / (2N + 2) E. The third flying capacitor C13 from the inside is connected in parallel to the six switching elements S12, S1, S2, S3, S4, and S42, and is controlled to maintain a voltage of 3 / (2N + 2) E. The outermost flying capacitor C1n is for 2N S1 (n-1), ..., S13, S12, S1, S2, S3, S4, S42, S43, ..., S4 (n-1). They are connected in parallel and controlled to maintain a voltage of N / (2N + 2) E.

図７、図１０に示した第１フライングキャパシタ回路及び第２フライングキャパシタ回路では、図１２（ａ）に示した１段のフライングキャパシタ回路を使用している。１段のフライングキャパシタ回路を使用すると、第１フライングキャパシタ回路の中点と第２フライングキャパシタ回路の中点との間に３レベル（Ｅ、１／２Ｅ、０）の電圧を発生させることが可能となる。図１２（ｂ）に示した２段のフライングキャパシタ回路を使用すると、第１フライングキャパシタ回路の中点と第２フライングキャパシタ回路の中点との間に５レベル（Ｅ、２／３Ｅ、１／２Ｅ、１／３Ｅ、０）の電圧を発生させることが可能となる。図１２（ｃ）に示した３段のフライングキャパシタ回路を使用すると、第１フライングキャパシタ回路の中点と第２フライングキャパシタ回路の中点との間に７レベル（Ｅ、３／４Ｅ、５／８Ｅ、１／２Ｅ、３／８Ｅ、１／４Ｅ、０）の電圧を発生させることが可能となる。図１３に示したＮ段のフライングキャパシタ回路を使用すると、第１フライングキャパシタ回路の中点と第２フライングキャパシタ回路の中点との間に（２Ｎ＋１）レベルの電圧を発生させることが可能となる。 In the first flying capacitor circuit and the second flying capacitor circuit shown in FIGS. 7 and 10, the one-stage flying capacitor circuit shown in FIG. 12A is used. Using a one-stage flying capacitor circuit, it is possible to generate three levels (E, 1 / 2E, 0) of voltage between the midpoint of the first flying capacitor circuit and the midpoint of the second flying capacitor circuit. It becomes. Using the two-stage flying capacitor circuit shown in FIG. 12B, there are five levels (E, 2 / 3E, 1 /) between the midpoint of the first flying capacitor circuit and the midpoint of the second flying capacitor circuit. It is possible to generate a voltage of 2E, 1 / 3E, 0). Using the three-stage flying capacitor circuit shown in FIG. 12 (c), there are seven levels (E, 3/4E, 5 /) between the midpoint of the first flying capacitor circuit and the midpoint of the second flying capacitor circuit. It is possible to generate a voltage of 8E, 1 / 2E, 3 / 8E, 1 / 4E, 0). By using the N-stage flying capacitor circuit shown in FIG. 13, it is possible to generate a (2N + 1) level voltage between the midpoint of the first flying capacitor circuit and the midpoint of the second flying capacitor circuit. ..

フライングキャパシタ回路の段数を増やすほど、安価で耐圧が低いスイッチング素子を使用することができる一方、使用するスイッチング素子の数が増大する。従って設計者は、トータルのコストとトータルの変換効率を考慮して、フライングキャパシタ回路の最適な段数を決定すればよい。また、高圧側直流部の電圧が１０００Ｖを超えるアプリケーションや、１００００Ｖを超えるアプリケーションでは、各スイッチング素子の耐圧を下げるために、フライングキャパシタ回路の段数を増やすことが有効である。 As the number of stages of the flying capacitor circuit is increased, a switching element that is inexpensive and has a low withstand voltage can be used, but the number of switching elements used increases. Therefore, the designer may determine the optimum number of stages of the flying capacitor circuit in consideration of the total cost and the total conversion efficiency. Further, in an application in which the voltage of the DC portion on the high voltage side exceeds 1000 V or in an application in which the voltage exceeds 10000 V, it is effective to increase the number of stages of the flying capacitor circuit in order to reduce the withstand voltage of each switching element.

フライングキャパシタ回路の段数がいずれの場合であっても、上述したソフトプリチャージ機能でフライングキャパシタをプリチャージすることにより、フライングキャパシタ部３０の両端のスイッチング素子が耐圧超過に陥ることを防止することができる。 Regardless of the number of stages of the flying capacitor circuit, by precharging the flying capacitor with the above-mentioned soft precharging function, it is possible to prevent the switching elements at both ends of the flying capacitor section 30 from exceeding the withstand voltage. can.

なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。 The embodiment may be specified by the following items.

［項目１］
低圧側直流電源（１）に並列接続される低圧側コンデンサ（Ｃ３）と、
高圧側直流電源（２）に並列接続される高圧側コンデンサ（Ｃ４）と、
直列接続された複数のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ８）と、少なくとも一つのフライングキャパシタ（Ｃ１−Ｃ２）を含み、前記直列接続された複数のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ８）の両端に前記高圧側直流電源（２）が接続され、前記直列接続された複数のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ８）を構成する一部の複数のスイッチング素子（Ｓ３−Ｓ６）の両端に前記低圧側直流電源（１）が接続される、フライングキャパシタ部（３０）と、
前記低圧側コンデンサ（Ｃ３）の両端と、前記一部の複数のスイッチング素子（Ｓ３−Ｓ６）の両端間の経路に挿入される少なくとも一つのリアクトル（Ｌ１−Ｌ２）と、
前記高圧側コンデンサ（Ｃ４）と前記高圧側直流電源（２）間の経路に挿入されるスイッチ回路（５０）と、
を備える、
ＤＣ／ＤＣ変換装置（３）。
これによれば、高圧側直流電源（２）からではなく、低圧側直流電源（１）からフライングキャパシタ（Ｃ１−Ｃ２）を安全にプリチャージすることができる。
［項目２］
前記直列接続された複数のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ８）とそれぞれ並列接続された複数の抵抗（Ｒ１−Ｒ８）と、
前記直列接続された複数のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ８）と、前記スイッチ回路（５０）を制御する制御部（４０）と、
をさらに備え、
前記制御部（４０）は、前記ＤＣ／ＤＣ変換装置（３）の起動時において、
前記スイッチ回路（５０）をオフ状態に制御するとともに、前記低圧側直流電源（１）から前記低圧側コンデンサ（Ｃ３）、前記高圧側コンデンサ（Ｃ４）、及び前記少なくとも一つのフライングキャパシタ（Ｃ１−Ｃ２）が充電されるように、前記直列接続された複数のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ８）を制御し、
前記高圧側コンデンサ（Ｃ４）の電圧が前記低圧側直流電源（１）の電圧に対応する電圧まで上昇した後、前記高圧側コンデンサ（Ｃ４）の電圧が昇圧されるように、前記直列接続された複数のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ８）を制御し、
前記高圧側コンデンサ（Ｃ４）の電圧が前記高圧側直流電源（２）の電圧に対応する電圧まで上昇した後、前記スイッチ回路（５０）をオン状態に制御する、
項目１に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置（３）。
これによれば、フライングキャパシタ（Ｃ１−Ｃ２）の電圧を、高圧側コンデンサ（Ｃ４）の電圧上昇に応じて徐々に上昇させることができ、フライングキャパシタ（Ｃ１−Ｃ２）を安全にプリチャージすることができる。
［項目３］
前記フライングキャパシタ部（３０）は、
直列接続された第１スイッチング素子（Ｓ１）、第２スイッチング素子（Ｓ２）、第３スイッチング素子（Ｓ３）、第４スイッチング素子（Ｓ４）と、第５スイッチング素子（Ｓ５）、第６スイッチング素子（Ｓ６）、第７スイッチング素子（Ｓ７）及び第８スイッチング素子（Ｓ８）と、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）との接続点と、第３スイッチング素子（Ｓ３）と第４スイッチング素子（Ｓ４）との接続点との間に接続された第１フライングキャパシタ（Ｃ１）と、
前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と第６スイッチング素子（Ｓ６）との接続点と、第７スイッチング素子（Ｓ７）と第８スイッチング素子（Ｓ８）との接続点との間に接続された第２フライングキャパシタ（Ｃ２）と、を含み、
前記低圧側直流電源（１）の正側端子が、前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）との間の接続点に電気的に接続され、
前記低圧側直流電源（１）の負側端子が、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）との間の接続点に電気的に接続される、
項目１に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置（３）。
これによれば、３レベルのマルチレベルＤＣ／ＤＣ変換装置（３）を実現することができる。高圧側直流電源（２）と並列に、８個のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ８）を直列接続することにより、従来より低耐圧のスイッチング素子を使用することが可能となる。
［項目４］
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）−前記第８スイッチング素子（Ｓ８）にそれぞれ並列接続された第１抵抗（Ｒ１）−第８抵抗（Ｒ８）と、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）−前記第８スイッチング素子（Ｓ８）と、前記スイッチ回路（５０）を制御する制御部（４０）をさらに備え、
前記制御部（４０）は、前記ＤＣ／ＤＣ変換装置（３）の起動時において、
前記スイッチ回路（５０）と、前記第３スイッチング素子（Ｓ３）、前記第４スイッチング素子（Ｓ４）と、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）及び前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をオフ状態に制御し、
前記高圧側コンデンサ（Ｃ４）の電圧が前記低圧側直流電源（１）の電圧に対応する電圧まで上昇した後、前記高圧側コンデンサ（Ｃ４）の電圧が昇圧されるように、前記第１スイッチング素子（Ｓ１）−前記第８スイッチング素子（Ｓ８）を制御し、
前記高圧側コンデンサ（Ｃ４）の電圧が前記高圧側直流電源（２）の電圧に対応する電圧まで上昇した後、前記スイッチ回路（５０）をオン状態に制御する、
項目３に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置（３）。
これによれば、第１フライングキャパシタ（Ｃ１）と第２フライングキャパシタ（Ｃ２）の電圧を、高圧側コンデンサ（Ｃ４）の電圧上昇に応じて徐々に上昇させることができ、第１フライングキャパシタ（Ｃ１）と第２フライングキャパシタ（Ｃ２）を安全にプリチャージすることができる。
［項目５］
前記制御部（４０）は、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）、前記第４スイッチング素子（Ｓ４）、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）及び前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態、並びに前記第１スイッチング素子（Ｓ１）、前記第３スイッチング素子（Ｓ３）、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）及び前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオフ状態に制御する第１モード、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）、前記第３スイッチング素子（Ｓ３）、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）及び前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオン状態 並びに前記第２スイッチング素子（Ｓ２）、前記第４スイッチング素子（Ｓ４）、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）及び前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオフ状態に制御する第２モード、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）、前記第２スイッチング素子（Ｓ２）、前記第７スイッチング素子（Ｓ７）及び前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオン状態 並びに前記第３スイッチング素子（Ｓ３）、前記第４スイッチング素子（Ｓ４）、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）及び前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をオフ状態に制御する第３モード、
前記第３スイッチング素子（Ｓ３）、前記第４スイッチング素子（Ｓ４）、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）及び前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をオン状態 並びに前記第１スイッチング素子（Ｓ１）、前記第２スイッチング素子（Ｓ２）、前記第７スイッチング素子（Ｓ７）及び前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオフ状態に制御する第４モード、の４つのモードの内、
前記第１モードと、前記第２モードと、前記第３モード又は前記第４モードとの３つのモードを使用して、前記高圧側コンデンサ（Ｃ４）の電圧を昇圧させる、
項目４に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置（３）。
これによれば、３つのモードを組み合わせて、高効率な昇圧動作が可能となる。
［項目６］
前記スイッチ回路（５０）は、
ソース端子が前記高圧側コンデンサ（Ｃ４）、ドレイン端子が前記高圧側直流電源（２）に接続される、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)（Ｓ９）である、
項目１から５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置（３）。
これによれば、高圧側コンデンサ（Ｃ４）の電圧が高圧側直流電源（２）の電圧より高くならないように、高圧側コンデンサ（Ｃ４）の電圧がクランプさせることができる。また、スイッチ回路（５０）を低コストで構成することができる。 [Item 1]
A low-voltage side capacitor (C3) connected in parallel to the low-voltage side DC power supply (1),
A high-voltage side capacitor (C4) connected in parallel to the high-voltage side DC power supply (2),
The high-voltage side DC power supply including a plurality of switching elements (S1-S8) connected in series and at least one flying capacitor (C1-C2) at both ends of the plurality of switching elements (S1-S8) connected in series. (2) is connected, and the low-voltage side DC power supply (1) is connected to both ends of a plurality of switching elements (S3-S6) constituting the plurality of switching elements (S1-S8) connected in series. The flying capacitor section (30) and
At least one reactor (L1-L2) inserted in the path between both ends of the low-voltage side capacitor (C3) and both ends of the plurality of switching elements (S3-S6).
A switch circuit (50) inserted in the path between the high-voltage side capacitor (C4) and the high-voltage side DC power supply (2),
To prepare
DC / DC converter (3).
According to this, the flying capacitor (C1-C2) can be safely precharged not from the high-voltage side DC power supply (2) but from the low-voltage side DC power supply (1).
[Item 2]
A plurality of resistors (R1-R8) connected in parallel with the plurality of switching elements (S1-S8) connected in series, and
A plurality of switching elements (S1-S8) connected in series, a control unit (40) for controlling the switch circuit (50), and the like.
With more
When the DC / DC converter (3) is started, the control unit (40) is activated.
While controlling the switch circuit (50) to an off state, the low-voltage side DC power supply (1), the low-voltage side capacitor (C3), the high-voltage side capacitor (C4), and at least one flying capacitor (C1-C2). ) Is charged by controlling the plurality of switching elements (S1-S8) connected in series.
After the voltage of the high-voltage side capacitor (C4) rises to a voltage corresponding to the voltage of the low-voltage side DC power supply (1), the high-voltage side capacitor (C4) is connected in series so as to be boosted. Controls a plurality of switching elements (S1-S8) and
After the voltage of the high-voltage side capacitor (C4) rises to a voltage corresponding to the voltage of the high-voltage side DC power supply (2), the switch circuit (50) is controlled to be turned on.
The DC / DC converter (3) according to item 1.
According to this, the voltage of the flying capacitor (C1-C2) can be gradually increased according to the voltage rise of the high-voltage side capacitor (C4), and the flying capacitor (C1-C2) can be safely precharged. Can be done.
[Item 3]
The flying capacitor portion (30) is
The first switching element (S1), the second switching element (S2), the third switching element (S3), the fourth switching element (S4), the fifth switching element (S5), and the sixth switching element (S5), which are connected in series. S6), the 7th switching element (S7), the 8th switching element (S8), and
The first connected between the connection point between the first switching element (S1) and the second switching element (S2) and the connection point between the third switching element (S3) and the fourth switching element (S4). Flying capacitor (C1) and
A second connected between the connection point between the fifth switching element (S5) and the sixth switching element (S6) and the connection point between the seventh switching element (S7) and the eighth switching element (S8). Including the flying capacitor (C2),
The positive terminal of the low-voltage side DC power supply (1) is electrically connected to the connection point between the second switching element (S2) and the third switching element (S3).
The negative terminal of the low-voltage side DC power supply (1) is electrically connected to the connection point between the sixth switching element (S6) and the seventh switching element (S7).
The DC / DC converter (3) according to item 1.
According to this, a three-level multi-level DC / DC converter (3) can be realized. By connecting eight switching elements (S1-S8) in parallel with the high-voltage side DC power supply (2), it is possible to use a switching element having a lower withstand voltage than before.
[Item 4]
The first resistor (S1) -the first resistor (R1) -8th resistor (R8) connected in parallel to the eighth switching element (S8), respectively.
The first switching element (S1) -the eighth switching element (S8) and a control unit (40) for controlling the switch circuit (50) are further provided.
When the DC / DC converter (3) is started, the control unit (40) is activated.
The switch circuit (50), the third switching element (S3), the fourth switching element (S4), the fifth switching element (S5), and the sixth switching element (S6) are controlled to be in an off state. ,
The first switching element is such that the voltage of the high-voltage side capacitor (C4) is boosted after the voltage of the high-voltage side capacitor (C4) rises to a voltage corresponding to the voltage of the low-voltage side DC power supply (1). (S1) -Controlling the eighth switching element (S8),
After the voltage of the high-voltage side capacitor (C4) rises to a voltage corresponding to the voltage of the high-voltage side DC power supply (2), the switch circuit (50) is controlled to be turned on.
The DC / DC converter (3) according to item 3.
According to this, the voltages of the first flying capacitor (C1) and the second flying capacitor (C2) can be gradually increased according to the voltage increase of the high-voltage side capacitor (C4), and the first flying capacitor (C1) can be gradually increased. ) And the second flying capacitor (C2) can be safely precharged.
[Item 5]
The control unit (40)
The second switching element (S2), the fourth switching element (S4), the fifth switching element (S5), and the seventh switching element (S7) are turned on, and the first switching element (S1), the said. A first mode for controlling the third switching element (S3), the sixth switching element (S6), and the eighth switching element (S8) in an off state.
The first switching element (S1), the third switching element (S3), the sixth switching element (S6), and the eighth switching element (S8) are in the ON state, and the second switching element (S2), the first. A second mode for controlling the 4 switching element (S4), the 5th switching element (S5), and the 7th switching element (S7) in an off state.
The first switching element (S1), the second switching element (S2), the seventh switching element (S7), and the eighth switching element (S8) are in the ON state, and the third switching element (S3), the first. A third mode for controlling the 4 switching element (S4), the 5th switching element (S5), and the 6th switching element (S6) in an off state.
The third switching element (S3), the fourth switching element (S4), the fifth switching element (S5), and the sixth switching element (S6) are in the ON state, and the first switching element (S1), the first. Of the four modes of the two switching elements (S2), the seventh switching element (S7), and the fourth mode for controlling the eighth switching element (S8) in the off state.
The voltage of the high voltage side capacitor (C4) is boosted by using three modes of the first mode, the second mode, the third mode, or the fourth mode.
The DC / DC converter (3) according to item 4.
According to this, highly efficient boosting operation is possible by combining the three modes.
[Item 6]
The switch circuit (50)
An N-channel MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) (S9) in which the source terminal is connected to the high-voltage side capacitor (C4) and the drain terminal is connected to the high-voltage side DC power supply (2).
The DC / DC converter (3) according to any one of items 1 to 5.
According to this, the voltage of the high-voltage side capacitor (C4) can be clamped so that the voltage of the high-voltage side capacitor (C4) does not become higher than the voltage of the high-voltage side DC power supply (2). Further, the switch circuit (50) can be configured at low cost.

１ 低圧側直流電源、 ２ 高圧側直流電源、 ３ ＤＣ／ＤＣ変換装置、 ３０ フライングキャパシタ部、 ４０ 制御部、 ４１ 電圧センサ、 ５０ スイッチ回路、 Ｓ１−Ｓ１０ スイッチング素子、 Ｄ１−Ｄ１１ ダイオード、 Ｃ１ 第１フライングキャパシタ、 Ｃ２ 第２フライングキャパシタ、 Ｃ３ 低圧側コンデンサ、 Ｃ４ 高圧側コンデンサ、 Ｌ１ 第１リアクトル、 Ｌ２ 第２リアクトル、 Ｒ１−Ｒ８ 抵抗、 Ｒ９ 制限抵抗、 ＲＹ１ リレー。 1 Low-voltage side DC power supply, 2 High-voltage side DC power supply, 3 DC / DC converter, 30 Flying capacitor section, 40 Control section, 41 Voltage sensor, 50 Switch circuit, S1-S10 switching element, D1-D11 diode, C1 1st Flying Capacitor, C2 2nd Flying Capacitor, C3 Low Voltage Side Capacitor, C4 High Voltage Side Capacitor, L1 1st Reactor, L2 2nd Reactor, R1-R8 Resistance, R9 Limiting Resistance, RY1 Relay.

Claims (6)

低圧側直流電源に並列接続される低圧側コンデンサと、
高圧側直流電源に並列接続される高圧側コンデンサと、
直列接続された複数のスイッチング素子と、少なくとも一つのフライングキャパシタを含み、前記直列接続された複数のスイッチング素子の両端に前記高圧側直流電源が接続され、前記直列接続された複数のスイッチング素子を構成する一部の複数のスイッチング素子の両端に前記低圧側直流電源が接続される、フライングキャパシタ部と、
前記低圧側コンデンサの両端と、前記一部の複数のスイッチング素子の両端間の経路に挿入される少なくとも一つのリアクトルと、
前記高圧側コンデンサと前記高圧側直流電源間の経路に挿入されるスイッチ回路と、
を備える、
ＤＣ／ＤＣ変換装置。 A low-voltage side capacitor connected in parallel to the low-voltage side DC power supply,
A high-voltage side capacitor connected in parallel to the high-voltage side DC power supply,
A plurality of switching elements connected in series and at least one flying capacitor are included, and the high-voltage side DC power supply is connected to both ends of the plurality of switching elements connected in series to form the plurality of switching elements connected in series. A flying capacitor section in which the low-voltage side DC power supply is connected to both ends of some of the plurality of switching elements.
Both ends of the low voltage side capacitor and at least one reactor inserted in the path between both ends of the plurality of switching elements.
A switch circuit inserted in the path between the high-voltage side capacitor and the high-voltage side DC power supply,
To prepare
DC / DC converter. 前記直列接続された複数のスイッチング素子とそれぞれ並列接続された複数の抵抗と、
前記直列接続された複数のスイッチング素子と、前記スイッチ回路を制御する制御部と、
をさらに備え、
前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣ変換装置の起動時において、
前記スイッチ回路をオフ状態に制御するとともに、前記低圧側直流電源から前記低圧側コンデンサ、前記高圧側コンデンサ、及び前記少なくとも一つのフライングキャパシタが充電されるように、前記直列接続された複数のスイッチング素子を制御し、
前記高圧側コンデンサの電圧が前記低圧側直流電源の電圧に対応する電圧まで上昇した後、前記高圧側コンデンサの電圧が昇圧されるように、前記直列接続された複数のスイッチング素子を制御し、
前記高圧側コンデンサの電圧が前記高圧側直流電源の電圧に対応する電圧まで上昇した後、前記スイッチ回路をオン状態に制御する、
請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置。 A plurality of resistors connected in parallel with the plurality of switching elements connected in series, and
A plurality of switching elements connected in series, a control unit for controlling the switch circuit, and a control unit.
With more
The control unit starts the DC / DC converter when the DC / DC converter is started.
A plurality of switching elements connected in series so as to control the switch circuit to an off state and charge the low-voltage side capacitor, the high-voltage side capacitor, and at least one flying capacitor from the low-voltage side DC power supply. Control and
After the voltage of the high-voltage side capacitor rises to a voltage corresponding to the voltage of the low-voltage side DC power supply, the plurality of switching elements connected in series are controlled so that the voltage of the high-voltage side capacitor is boosted.
After the voltage of the high-voltage side capacitor rises to a voltage corresponding to the voltage of the high-voltage side DC power supply, the switch circuit is controlled to be turned on.
The DC / DC converter according to claim 1. 前記フライングキャパシタ部は、
直列接続された第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子と、第５スイッチング素子、第６スイッチング素子、第７スイッチング素子及び第８スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との接続点と、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子との接続点との間に接続された第１フライングキャパシタと、
前記第５スイッチング素子と第６スイッチング素子との接続点と、第７スイッチング素子と第８スイッチング素子との接続点との間に接続された第２フライングキャパシタと、を含み、
前記低圧側直流電源の正側端子が、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子との間の接続点に電気的に接続され、
前記低圧側直流電源の負側端子が、前記第６スイッチング素子と前記第７スイッチング素子との間の接続点に電気的に接続される、
請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置。 The flying capacitor section is
The first switching element, the second switching element, the third switching element, the fourth switching element, and the fifth switching element, the sixth switching element, the seventh switching element, and the eighth switching element, which are connected in series,
A first flying capacitor connected between a connection point between the first switching element and the second switching element and a connection point between the third switching element and the fourth switching element.
A second flying capacitor connected between the connection point between the fifth switching element and the sixth switching element and the connection point between the seventh switching element and the eighth switching element is included.
The positive terminal of the low-voltage side DC power supply is electrically connected to the connection point between the second switching element and the third switching element.
The negative terminal of the low-voltage side DC power supply is electrically connected to the connection point between the sixth switching element and the seventh switching element.
The DC / DC converter according to claim 1. 前記第１スイッチング素子−前記第８スイッチング素子にそれぞれ並列接続された第１抵抗−第８抵抗と、
前記第１スイッチング素子−前記第８スイッチング素子と、前記スイッチ回路を制御する制御部をさらに備え、
前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣ変換装置の起動時において、
前記スイッチ回路と、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子と、前記第５スイッチング素子及び前記第６スイッチング素子をオフ状態に制御し、
前記高圧側コンデンサの電圧が前記低圧側直流電源の電圧に対応する電圧まで上昇した後、前記高圧側コンデンサの電圧が昇圧されるように、前記第１スイッチング素子−前記第８スイッチング素子を制御し、
前記高圧側コンデンサの電圧が前記高圧側直流電源の電圧に対応する電圧まで上昇した後、前記スイッチ回路をオン状態に制御する、
請求項３に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置。 The first switching element-the first resistor-the eighth resistor connected in parallel to the eighth switching element, respectively.
The first switching element-the eighth switching element and a control unit for controlling the switch circuit are further provided.
The control unit starts the DC / DC converter when the DC / DC converter is started.
The switch circuit, the third switching element, the fourth switching element, the fifth switching element, and the sixth switching element are controlled to be in an off state.
After the voltage of the high-voltage side capacitor rises to a voltage corresponding to the voltage of the low-voltage side DC power supply, the first switching element-the eighth switching element is controlled so that the voltage of the high-voltage side capacitor is boosted. ,
After the voltage of the high-voltage side capacitor rises to a voltage corresponding to the voltage of the high-voltage side DC power supply, the switch circuit is controlled to be turned on.
The DC / DC converter according to claim 3. 前記制御部は、
前記第２スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第５スイッチング素子及び前記第７スイッチング素子をオン状態、並びに前記第１スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第６スイッチング素子及び前記第８スイッチング素子をオフ状態に制御する第１モード、
前記第１スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第６スイッチング素子及び前記第８スイッチング素子をオン状態 並びに前記第２スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第５スイッチング素子及び前記第７スイッチング素子をオフ状態に制御する第２モード、
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第７スイッチング素子及び前記第８スイッチング素子をオン状態 並びに前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第５スイッチング素子及び前記第６スイッチング素子をオフ状態に制御する第３モード、
前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第５スイッチング素子及び前記第６スイッチング素子をオン状態 並びに前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第７スイッチング素子及び前記第８スイッチング素子をオフ状態に制御する第４モード、の４つのモードの内、
前記第１モードと、前記第２モードと、前記第３モード又は前記第４モードとの３つのモードを使用して、前記高圧側コンデンサの電圧を昇圧させる、
請求項４に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置。 The control unit
The second switching element, the fourth switching element, the fifth switching element and the seventh switching element are turned on, and the first switching element, the third switching element, the sixth switching element and the eighth switching. First mode, which controls the element to the off state,
The first switching element, the third switching element, the sixth switching element and the eighth switching element are turned on, and the second switching element, the fourth switching element, the fifth switching element and the seventh switching element. Second mode, which controls the off state,
The first switching element, the second switching element, the seventh switching element and the eighth switching element are turned on, and the third switching element, the fourth switching element, the fifth switching element and the sixth switching element. Third mode, which controls the off state,
The third switching element, the fourth switching element, the fifth switching element and the sixth switching element are turned on, and the first switching element, the second switching element, the seventh switching element and the eighth switching element are turned on. Of the four modes of the fourth mode, which controls the off state,
The voltage of the high voltage side capacitor is boosted by using three modes of the first mode, the second mode, the third mode, or the fourth mode.
The DC / DC converter according to claim 4. 前記スイッチ回路は、
ソース端子が前記高圧側コンデンサ、ドレイン端子が前記高圧側直流電源に接続される、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)である、
請求項１から５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置。 The switch circuit
An N-channel MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) in which the source terminal is connected to the high-voltage side capacitor and the drain terminal is connected to the high-voltage side DC power supply.
The DC / DC converter according to any one of claims 1 to 5.
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