JP2021151121A - Controller and power conversion device including the same - Google Patents
Controller and power conversion device including the same Download PDFInfo
- Publication number
- JP2021151121A JP2021151121A JP2020049911A JP2020049911A JP2021151121A JP 2021151121 A JP2021151121 A JP 2021151121A JP 2020049911 A JP2020049911 A JP 2020049911A JP 2020049911 A JP2020049911 A JP 2020049911A JP 2021151121 A JP2021151121 A JP 2021151121A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power conversion
- drive pulse
- output voltage
- control device
- switching frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Abstract
Description
本発明は、入力電圧をスイッチングして出力電圧を送出する電力変換装置（例えば、スイッチングコンバータ）の制御装置と、その電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a control device of a power conversion device (for example, a switching converter) that switches an input voltage and sends out an output voltage, and the power conversion device thereof.
特許文献１には、交流入力電圧を直流電圧に変換する直流電源装置（例えば、昇圧チョッパ回路）が開示されている。昇圧チョッパ回路は、チョークコイル、入力電流を導通／遮断（スイッチング）するスイッチ素子、逆阻止ダイオード、及び平滑コンデンサにより構成されている。スイッチ素子は、例えば、電流境界モード制御により、オン／オフのスイッチング動作が行われる。電流境界モード制御では、チョークコイルに流れるチョーク電流を検出し、このチョーク電流が零になる時点で、スイッチ素子をスイッチング動作させる。そして、スイッチ素子によるスイッチングの休止区間を制御することにより、平滑コンデンサに流れる各種周波数成分のリプル電流を低減している。
これに対し、チョークコイルを有し、直流入力電圧を直流出力電圧に変換する非絶縁型スイッチングコンバータ（例えば、降圧チョッパ回路、昇圧チョッパ回路、昇降圧チョッパ回路等）が知られている。 On the other hand, a non-isolated switching converter having a choke coil and converting a DC input voltage into a DC output voltage (for example, a step-down chopper circuit, a step-up chopper circuit, a step-up pressure chopper circuit, etc.) is known.
図２は、従来の電力変換装置の一つである非絶縁型スイッチングコンバータ（例えば、降圧チョッパ回路）の回路図である。
この降圧チョッパ回路は、電力変換部１０と、この電力変換部１０を制御する制御装置１９と、を備えている。
FIG. 2 is a circuit diagram of a non-isolated switching converter (for example, a step-down chopper circuit) which is one of the conventional power conversion devices.
This step-down chopper circuit includes a power conversion unit 10 and a
電力変換部１０は、直流電源１１から供給される直流の入力電圧Ｖｉをスイッチングして、直流の出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏを送出するものであり、その入力電圧Ｖｉを平滑する入力コンデンサ１２を有している。入力コンデンサ１２の両電極には、スイッチ素子１３と整流素子１４のカソード及びアノードとが直列に接続されている。整流素子１４のアノード及びカソードには、チョークコイル１５と平滑用の出力コンデンサ１６とが直列に接続されている。チョークコイル１５には、変動するリプル電流ｉＬを有するチョーク電流ＩＬが流れる。出力コンデンサ１６の両電極には、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏを出力するための一対の出力端子１７ａ，１７ｂが接続され、この出力端子１７ａ，１７ｂ間に、負荷１８が接続される。制御装置１９は、駆動パルスＳ１９を生成してスイッチ素子１３のオン／オフ動作を制御するものである。
The power conversion unit 10 switches the DC input voltage Vi supplied from the
図２の降圧チョッパ回路では、スイッチ素子１３がオン状態になると、入力コンデンサ１２の正極側→スイッチ素子１３→チョークコイル１５→出力コンデンサ１６及び負荷１８、の経路で電流が流れる。次に、スイッチ素子１３がオフ状態になると、チョークコイル１５の蓄積エネルギーにより、出力コンデンサ１６及び負荷１８→整流素子１４→チョークコイル１５、の経路で電流が流れる。
そのため、出力電圧Ｖｏは、次式（１）のように、入力電圧Ｖｉよりも低い電圧になる。
Ｖｏ＝Ｖｉ＊α・・・（１）
但し、α；スイッチ素子１３のオンデューティ比
In the step-down chopper circuit of FIG. 2, when the
Therefore, the output voltage Vo becomes a voltage lower than the input voltage Vi as shown in the following equation (1).
Vo = Vi * α ... (1)
However, α; the on-duty ratio of the
図３は、図２の降圧チョッパ回路のチョーク電流ＩＬを示す波形図である。
図３の横軸は時間（ｔ）、及び縦軸はチョークコイル１５に流れるチョーク電流ＩＬである。ｉＬ（ａｖｅ．）はチョークコイル１５のリプル電流平均値、ｉＬｍｉｎはリプル電流最低値、Ｄ１，Ｄ２はリプル電流ｉＬの立ち上がり時間、Ｔｓはスイッチ素子１３のスイッチング周期（＝１／ｆｓ、但し、ｆｓ；スイッチング周波数）である。
FIG. 3 is a waveform diagram showing the choke current IL of the step-down chopper circuit of FIG.
The horizontal axis of FIG. 3 is time (t), and the vertical axis is the choke current IL flowing through the
一般的に、チョークコイル１５を有するスイッチングコンバータ（例えば、図２の降圧チョッパ回路等）は、入出力条件によって動作条件が変化する。
例えば、図２の降圧チョッパ回路において、入力条件として、入力電圧Ｖｉを上限値と下限値に設定する（図３参照）。
Generally, the operating conditions of a switching converter having a choke coil 15 (for example, the step-down chopper circuit of FIG. 2) change depending on the input / output conditions.
For example, in the step-down chopper circuit of FIG. 2, the input voltage Vi is set to the upper limit value and the lower limit value as input conditions (see FIG. 3).
図３において、左側上段の波形（１）は、入力電圧Ｖｉが上限値であってチョークコイル１５のインダクタンスＬが大きい場合の電流波形、右側上段の波形（２）は、入力電圧Ｖｉが下限値であってインダクタンスＬが大きい場合の電流波形、左側下段の波形（３）は、入力電圧Ｖｉが上限値であってインダクタンスＬが小さい場合の電流波形、及び、右側下段の波形（４）は、入力電圧Ｖｉが下限値であってインダクタンスＬが小さい場合の電流波形である。
In FIG. 3, the upper left waveform (1) is the current waveform when the input voltage Vi is the upper limit value and the inductance L of the
図３の波形（２）に示すように、入力電圧Ｖｉが下限値の場合にチョークコイル１５のインダクタンスＬが大きいと、チョーク電流ＩＬが負にならない。そこで、波形（４）に示すように、入力電圧Ｖｉが下限値の場合にインダクタンスＬを小さくすると、全動作領域でチョーク電流ＩＬが負になり、ゼロ・ボルト・スイッチング（以下「ＺＶＳ」という。）が可能になる。しかし、波形（３）に示すように、入力電圧Ｖｉが上限値であってインダクタンスＬが小さい場合、リプル電流ｉＬが全体的に増加するため、電力変換効率が低下する。
As shown in the waveform (2) of FIG. 3, when the input voltage Vi is the lower limit value and the inductance L of the
このように、降圧チョッパ回路は、入力条件によって動作条件が変化するため、全動作領域においてＺＶＳを行うことが困難である。全ｍンえ動作領域でＺＶＳを行うためには、ＺＶＳのワース卜条件に対して、チョークコイル１５のリプル電流ｉＬを設定することになる。この場合、リプル電流ｉＬを抑制するためには、チョークコイル１５のインダクタンスＬを小さくすることが有効である。しかし、チョークコイル１５のインダクタンスＬを過度に小さくすると、かえってリプル電流ｉＬが大きくなる。リプル電流ｉＬが大きくなると、電流実効値が増加し、電力変換効率が低下する。その上、その大きなリプル電流ｉＬに比例して電力変換部１０の主要部品を選定するため、平滑用の入出力コンデンサ１２，１６の数量が過度に増加してしまう、という課題がある。降圧チョッパ回路以外の他のスイッチングコンバータについても、同様の課題が生じる。
As described above, in the step-down chopper circuit, since the operating conditions change depending on the input conditions, it is difficult to perform ZVS in the entire operating region. In order to perform ZVS in the entire operating region, the ripple current iL of the
このような課題を解決するために、特許文献１の技術を適用することも考えられる。しかし、特許文献１の技術は、チョーク電流を検出し、電流境界モード制御により、スイッチング動作を行わせる構成であるので、複雑な制御となる。そのため、制御を複雑にすることなく、前記の課題を解決することが困難である。
In order to solve such a problem, it is conceivable to apply the technique of
本発明の制御装置は、駆動パルスでオン／オフ動作するスイッチ素子により、入力電圧をスイッチングして出力電圧を送出する電力変換部に対して、前記駆動パルスを供給するものであり、前記出力電圧の測定値と目標出力電圧値との誤差を減少するようなデューティ比を算出し、前記入力電圧の測定値と前記出力電圧の測定値とからスイッチング周波数を算出し、前記スイッチング周波数及び前記デューティ比に基づき、スイッチング周期を変えた前記駆動パルスを生成することを特徴とする。 The control device of the present invention supplies the drive pulse to the power conversion unit that switches the input voltage and sends out the output voltage by the switch element that operates on / off by the drive pulse, and the output voltage. The duty ratio that reduces the error between the measured value and the target output voltage value is calculated, the switching frequency is calculated from the measured value of the input voltage and the measured value of the output voltage, and the switching frequency and the duty ratio are calculated. Based on the above, the drive pulse with a different switching cycle is generated.
本発明の電力変換装置は、前記制御装置と、前記駆動パルスでオン／オフ動作する前記スイッチ素子により、前記入力電圧をスイッチングして前記出力電圧を送出する前記電力変換部と、を備えることを特徴とする。 The power conversion device of the present invention includes the control device and the power conversion unit that switches the input voltage and sends out the output voltage by the switch element that operates on / off by the drive pulse. It is a feature.
本発明によれば、スイッチング周波数を固定制御から可変制御の構成に変更しているので、スイッチング周波数を制御することで、全動作領域でチョーク電流のリプル分を一定に制御することができる。これにより、比較的簡単な制御で、チョーク電流のリプル分を低減でき、平滑用の入出力コンデンサを有する電力変換装置の場合には、その入出力コンデンサの数量を減少できる。 According to the present invention, since the switching frequency is changed from the fixed control to the variable control configuration, the ripple amount of the choke current can be controlled to be constant in the entire operating region by controlling the switching frequency. As a result, the ripple amount of the choke current can be reduced with relatively simple control, and in the case of a power conversion device having an input / output capacitor for smoothing, the number of the input / output capacitors can be reduced.
本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。 The embodiments for carrying out the present invention will become clear when the following description of preferred embodiments is read in light of the accompanying drawings. However, the drawings are for illustration purposes only and do not limit the scope of the present invention.
（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１における電力変換装置の一つである非絶縁型スイッチングコンバータ（例えば、降圧チョッパ回路）の回路図である。
この降圧チョッパ回路は、電力変換部２０と、この電力変換部２０を制御する制御装置３０と、を備えている。
(Structure of Example 1)
FIG. 1 is a circuit diagram of a non-isolated switching converter (for example, a step-down chopper circuit), which is one of the power conversion devices according to the first embodiment of the present invention.
This step-down chopper circuit includes a power conversion unit 20 and a
電力変換部２０は、直流電源２１から供給される直流の入力電圧Ｖｉを降圧して、直流の出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏを送出するものであり、その入力電圧Ｖｉを平滑する入力コンデンサ２２を有している。入力コンデンサ２２の両電極には、スイッチ素子２３と整流素子２４のカソード及びアノードとが直列に接続されている。スイッチ素子２３は、駆動パルスＳ３０によりオン／オフ動作するＭＯＳ型電界効果トランジスタ（以下「ＭＯＳＦＥＴ」という。）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下「ＩＧＢＴ」という。）等の半導体素子により構成されている。又、整流素子２４は、ダイオード、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等により構成されている。
The power conversion unit 20 steps down the DC input voltage Vi supplied from the
整流素子２４のアノード及びカソードには、チョークコイル２５と平滑用の出力コンデンサ２６とが直列に接続されている。チョークコイル２５には、変動するリプル電流ｉＬを有するチョーク電流ＩＬが流れる。出力コンデンサ２６の両電極には、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏを出力するための一対の出力端子２７ａ，２７ｂが接続され、その出力端子２７ａ，２７ｂ間に、負荷２８が接続される。
A
制御装置３０は、駆動パルスＳ３０を生成してスイッチ素子２３のオン／オフ動作を制御するものである。この制御装置３０は、出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏと目標出力電圧値Ｖｔｈとの誤差ｅを減少するようなデューティ比Ｄｔを算出し、入力電圧Ｖｉの測定値ｖｉと出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏとからスイッチング周波数ｆｓを算出し、そのスイッチング周波数ｆｓ及びデューティ比Ｄｔに基づき、スイッチング周期Ｔｓを変えた駆動パルスＳ３０を生成する機能を有している。
The
制御装置３０は、例えば、出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏと目標出力電圧値Ｖｔｈとの誤差ｅを求める誤差部３１を有し、この出力側に、補償部３２が接続されている。補償部３２は、フィードバック制御やフィードフォワード制御により、入力された誤差ｅを減少するようなデューティ比Ｄｔを算出するものである。フィードバック制御には、例えば、比例積分（以下「ＰＩ」という。）制御、比例積分微分（以下「ＰＩＤ」という。）制御等がある。この補償部３２の出力側には、駆動パルス生成部３４が接続されている。又、駆動パルス生成部３４の入力側には、スイッチング周波数演算部３３が接続されている。
The
スイッチング周波数演算部３３は、入力電圧Ｖｉの測定値ｖｉと出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏとからスイッチング周波数ｆｓを算出し、算出したスイッチング周波数ｆｓを駆動パルス生成部３４に与えるものである。このスイッチング周波数演算部３３は、例えば、次式（２）に基づき、スイッチング周波数ｆｓを算出する機能を有している。
ｆｓ＝１／（Ｌ＊ΔｉＬ）＊（ｖｏ＊（ｖｉ−ｖｏ）／ｖｉ）・・・（２）
但し、ΔｉＬ； チョークコイル２５の目標リプル電流
Ｌ； チョークコイル２５のインダクタンス
ｖｉ； 入力電圧Ｖｉの測定値
ｖｏ； 出力電圧Ｖｏの測定値
ｆｓ； スイッチング周波数
（１／ｆｓ；スイッチング周期Ｔｓ）
The switching
fs = 1 / (L * ΔiL) * (vo * (vi-vo) / vi) ... (2)
However, ΔiL; the target ripple current of the
L; Inductance of
vi; Measured value of input voltage Vi
vo; Measured value of output voltage Vo
fs; switching frequency
(1 / fs; switching cycle Ts)
駆動パルス生成部３４は、入力されたスイッチング周波数ｆｓ及びデューティ比Ｄｔに基づき、スイッチング周期Ｔｓを変えた駆動パルスＳ３０を生成し、スイッチ素子２３をオン／オフ動作させるものである。この駆動パルス生成部３４は、例えば、パルス幅変調（以下「ＰＷＭ」という。）制御方式により、スイッチング周波数ｆｓとデューティ比Ｄｔとを乗算し、この乗算結果を、トランジスタ等のドライバにより駆動して駆動パルスＳ３０を生成する機能を有している。
The drive
このような制御装置３０は、中央処理装置（ＣＰＵ）を用いたデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）等のプロセッサや、半導体素子等の個別回路により構成されている。
Such a
（実施例１の動作）
図１の降圧チョッパ回路は、従来の図２の降圧チョッパ回路と同様に、制御装置３０から供給される駆動パルスＳ３０により、スイッチ素子２３がオン状態になると、入力コンデンサ２２の正極側→スイッチ素子２３→チョークコイル２５→出力コンデンサ２６及び負荷２８→入力コンデンサ２２の負極側、の経路で電流が流れる。次に、駆動パルスＳ３０により、スイッチ素子２３がオフ状態になると、チョークコイル２５の蓄積エネルギーにより、出力コンデンサ２６及び負荷２８→整流素子２４→チョークコイル２５、の経路で電流が流れる。
そのため、出力電圧Ｖｏは、前記式（１）のように、入力電圧Ｖｉよりも低い電圧になる。この出力電圧Ｖｏは、制御装置３０の以下のような制御により、スイッチ素子２３のオンデューティ比αが変化し、定電圧に維持される。
(Operation of Example 1)
Similar to the conventional step-down chopper circuit of FIG. 2, the step-down chopper circuit of FIG. 1 is the positive side of the
Therefore, the output voltage Vo becomes a voltage lower than the input voltage Vi as in the above equation (1). The output voltage Vo is maintained at a constant voltage by changing the on-duty ratio α of the
図示しない電圧測定器により、入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏが測定され、入力電圧Ｖｉの測定値ｖｉと出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏとが制御装置３０に与えられる。制御装置３０内において、誤差部３１は、出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏと目標出力電圧値Ｖｔｈとの誤差ｅを求め、この誤差ｅを補償部３２に与える。補償部３２は、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御等のフィードバック制御や、フィードフォワード制御により、入力された誤差ｅを減少するようなデューティ比Ｄｔを算出し、このデューティ比Ｄｔを駆動パルス生成部３４に与える。
The input voltage Vi and the output voltage Vo are measured by a voltage measuring device (not shown), and the measured value vi of the input voltage Vi and the measured value vo of the output voltage Vo are given to the
又、スイッチング周波数演算部３３は、入力電圧Ｖｉの測定値ｖｉと出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏとから、前記式（２）に基づき、スイッチング周波数ｆｓを算出し、このスイッチング周波数ｆｓを駆動パルス生成部３４に与える。駆動パルス生成部３４は、入力されたスイッチング周波数ｆｓ及びデューティ比Ｄｔに基づき、ＰＷＭ制御方式により、スイッチング周波数ｆｓとデューティ比Ｄｔとを乗算し、この乗算結果をドライバにより駆動して駆動パルスＳ３０を生成し、スイッチ素子２３をオン／オフ動作させる。これにより、出力電圧Ｖｏが目標出力電圧値Ｖｔｈに追随するような定電圧動作が行われる。
Further, the switching
図４は、図１の降圧チョッパ回路のチョーク電流ＩＬを示す波形図である。
図４の横軸は時間（ｔ）、及び縦軸はチョークコイル２５に流れるチョーク電流ＩＬである。ｉＬ（ａｖｅ．）はチョークコイル２５のリプル電流平均値、ｉＬｍｉｎはリプル電流最低値、Ｄ１，Ｄ２はリプル電流ｉＬの立ち上がり時間、Ｔｓはスイッチ素子２３のスイッチング周期（＝１／ｆｓ、但し、ｆｓ；スイッチング周波数）である。
FIG. 4 is a waveform diagram showing the choke current IL of the step-down chopper circuit of FIG.
The horizontal axis of FIG. 4 is time (t), and the vertical axis is the choke current IL flowing through the
図１の降圧チョッパ回路は、従来の図２の降圧チョッパ回路と同様に、入力条件によって動作条件が変化する。
図１の降圧チョッパ回路の入力条件として、従来と同様に、例えば、入力電圧Ｖｉを上限値と下限値に設定する（図４参照）。
図４の左側の波形は、入力電圧Ｖｉが上限値の場合の電流波形、右側の波形は、入力電圧Ｖｉが下限値の場合の電流波形である。
The operating conditions of the step-down chopper circuit of FIG. 1 change depending on the input conditions, as in the conventional step-down chopper circuit of FIG.
As the input condition of the step-down chopper circuit of FIG. 1, for example, the input voltage Vi is set to the upper limit value and the lower limit value as in the conventional case (see FIG. 4).
The waveform on the left side of FIG. 4 is the current waveform when the input voltage Vi is the upper limit value, and the waveform on the right side is the current waveform when the input voltage Vi is the lower limit value.
図４に示すように、入力電圧Ｖｉが下限値の場合、スイッチング周波数ｆｓ（＝１／Ｔｓ）が小さくなってスイッチング周期Ｔｓが長くなり、リプル電流ｉＬの立ち上がり時間Ｄ２が長くなる。これに対して、入力電圧Ｖｉが上限値の場合、スイッチング周波数ｆｓが大きくなってスイッチング周期Ｔｓが短くなり、リプル電流ｉＬの立ち上がり時間Ｄ１が短くなる。入力電圧Ｖｉが下限値と上限値の何れの場合でも、全動作領域でチョーク電流ＩＬは負になってＺＶＳが可能になる。しかも、チョーク電流ＩＬのリプル分（式（２）中の目標リプル電流ΔｉＬ）が一定になっているので、電力変換効率が向上する。 As shown in FIG. 4, when the input voltage Vi is the lower limit value, the switching frequency fs (= 1 / Ts) becomes smaller, the switching cycle Ts becomes longer, and the rise time D2 of the ripple current iL becomes longer. On the other hand, when the input voltage Vi is the upper limit value, the switching frequency fs becomes large, the switching cycle Ts becomes short, and the rise time D1 of the ripple current iL becomes short. Regardless of whether the input voltage Vi is the lower limit value or the upper limit value, the choke current IL becomes negative in the entire operating region, and ZVS becomes possible. Moreover, since the ripple component of the choke current IL (target ripple current ΔiL in the equation (2)) is constant, the power conversion efficiency is improved.
（実施例１の効果）
本実施例１によれば、スイッチング周波数ｆｓを固定制御から可変制御の構成に変更しているので、スイッチング周波数ｆｓを制御することで、全動作領域でチョーク電流ＩＬのリプル分（ΔｉＬ）を一定に制御することができる。これにより、比較的簡単な制御で、チョーク電流ＩＬのリプル分（ΔｉＬ）を低減でき、更に、平滑用の入出力コンデンサ２２，２６の数量を減少できる。
(Effect of Example 1)
According to the first embodiment, since the switching frequency fs is changed from the fixed control to the variable control configuration, the ripple component (ΔiL) of the choke current IL is constant in the entire operating region by controlling the switching frequency fs. Can be controlled to. As a result, the ripple component (ΔiL) of the choke current IL can be reduced with relatively simple control, and the number of smoothing input /
（実施例２の構成）
図５は、本発明の実施例２における電力変換装置の一つである非絶縁型スイッチングコンバータ（例えば、昇圧チョッパ回路）の回路図である。この図５では、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
この昇圧チョッパ回路は、電力変換部２０Ａと、この電力変換部２０Ａを制御する制御装置３０Ａと、を備えている。
(Structure of Example 2)
FIG. 5 is a circuit diagram of a non-isolated switching converter (for example, a step-up chopper circuit) which is one of the power conversion devices according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 5, the elements common to the elements in FIG. 1 showing the first embodiment are designated by a common reference numeral.
This boost chopper circuit includes a power conversion unit 20A and a
電力変換部２０Ａは、直流電源２１から供給される直流の入力電圧Ｖｉを昇圧して、直流の出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏを送出するものである。本実施例２の電力変換部２０Ａは、実施例１の電力変換部２０に対して回路部品の接続状態が異なっている。
The power conversion unit 20A boosts the DC input voltage Vi supplied from the
即ち、本実施例２の電力変換部２０Ａは、入力電圧Ｖｉを平滑する入力コンデンサ２２を有し、この入力コンデンサ２２の両電極に、チョークコイル２５と、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等のスイッチ素子２３と、が直列に接続されている。スイッチ素子２３の両電極には、ダイオード等の整流素子２４のアノード及びカソードと、平滑用の出力コンデンサ２６と、が直列に接続されている。出力コンデンサ２６の両電極には、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏを出力するための一対の出力端子２７ａ，２７ｂが接続され、この出力端子２７ａ，２７ｂ間に、負荷２８が接続される。
That is, the power conversion unit 20A of the second embodiment has an
制御装置３０Ａは、駆動パルスＳ３０Ａを生成してスイッチ素子２３のオン／オフ動作を制御するものである。本実施例２の制御装置３０Ａは、実施例１の制御装置３０と略同様の構成であるが、スイッチング周波数演算部３３Ａの機能が、実施例１におけるスイッチング周波数演算部３３の機能と異なっている。即ち、本実施例２のスイッチング周波数演算部３３Ａは、入力電圧Ｖｉの測定値ｖｉと出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏとを入力し、例えば、次式（３）に基づいて、スイッチング周波数ｆｓを算出する機能を有している。
ｆｓ＝１／（Ｌ＊ΔｉＬ）＊（ｖｉ＊（ｖｏ−ｖｉ）／ｖｏ）・・・（３）
但し、ΔｉＬ； チョークコイル２５の目標リプル電流
Ｌ； チョークコイル２５のインダクタンス
ｖｉ； 入力電圧Ｖｉの測定値
ｖｏ； 出力電圧Ｖｏの測定値
ｆｓ； スイッチング周波数
（１／ｆｓ；スイッチング周期Ｔｓ）
その他の構成は、実施例１と同様である。
The
fs = 1 / (L * ΔiL) * (vi * (vo-vi) / vo) ... (3)
However, ΔiL; the target ripple current of the
L; Inductance of
vi; Measured value of input voltage Vi
vo; Measured value of output voltage Vo
fs; switching frequency
(1 / fs; switching cycle Ts)
Other configurations are the same as in the first embodiment.
（実施例２の動作）
図５の昇圧チョッパ回路は、制御装置３０Ａから供給される駆動パルスＳ３０Ａにより、スイッチ素子２３がオン状態になると、入力コンデンサ２２の正極側→チョークコイル２５→スイッチ素子２３→入力コンデンサ２２の負極側、の経路で電流が流れる。次に、駆動パルスＳ３０Ａにより、スイッチ素子２３がオフ状態になると、入力コンデンサ２２の正極側→チョークコイル２５→整流素子２４→出力コンデンサ２６及び負荷２８→入力コンデンサ２２の負極側、の経路で電流が流れる。そのため、入力電圧Ｖｉとチョークコイル２５の蓄積エネルギーとが加算され、次式（４）のように、入力電圧Ｖｉが昇圧された出力電圧Ｖｏが出力端子２７ａ，２７ｂから出力される。
Ｖｏ＝Ｖｉ＊（１／（１−α））・・・（４）
但し、α；スイッチ素子２３のオンデューティ比
(Operation of Example 2)
In the boost chopper circuit of FIG. 5, when the
Vo = Vi * (1 / (1-α)) ... (4)
However, α; on-duty ratio of the
出力電圧Ｖｏは、制御装置３０Ａの以下のような制御により、スイッチ素子２３のオンデューティ比αが変化し、定電圧に維持される。
制御装置３０Ａは、実施例１の制御装置３０と略同様の動作を行う。実施例１と異なる点は、スイッチング周波数演算部３３Ａが、入力電圧Ｖｉの測定値ｖｉと出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏとから、前記式（３）に基づき、スイッチング周波数ｆｓを算出する。このスイッチング周波数ｆｓと、実施例１と同様に求められたデューティ比Ｄｔと、に基づいて駆動パルスＳ３０Ａが生成され、スイッチ素子２３がオン／オフ動作する。これにより、出力電圧Ｖｏが目標出力電圧値Ｖｔｈに追随するような定電圧動作が行われる。
The output voltage Vo is maintained at a constant voltage by changing the on-duty ratio α of the
The
本実施例２の昇圧チョッパ回路は、実施例１の降圧チョッパ回路と同様に、入力条件によって動作条件が変化する。そのため、実施例１と略同様に、入力電圧Ｖｉが変化した場合、全動作領域でＺＶＳが可能になり、しかも、チョーク電流ＩＬのリプル分（式（３）中の目標リプル電流ΔｉＬ）が一定になるので、電力変換効率が向上する。 Similar to the step-down chopper circuit of the first embodiment, the step-up chopper circuit of the second embodiment changes its operating conditions depending on the input conditions. Therefore, substantially the same as in the first embodiment, when the input voltage Vi changes, ZVS becomes possible in the entire operating region, and the ripple component of the choke current IL (target ripple current ΔiL in the equation (3)) is constant. Therefore, the power conversion efficiency is improved.
（実施例２の効果）
本実施例２によれば、実施例１と同様に、スイッチング周波数ｆｓを固定制御から可変制御の構成に変更しているので、スイッチング周波数ｆｓを制御することで、全動作領域でチョーク電流ＩＬのリプル分（ΔｉＬ）を一定に制御することができる。これにより、チョーク電流ＩＬのリプル分（ΔｉＬ）を低減でき、更に、平滑用の入出力コンデンサ２２，２６の数量を減少できる。
(Effect of Example 2)
According to the second embodiment, as in the first embodiment, the switching frequency fs is changed from the fixed control to the variable control configuration. Therefore, by controlling the switching frequency fs, the choke current IL can be generated in the entire operating region. The ripple amount (ΔiL) can be controlled to be constant. As a result, the ripple component (ΔiL) of the choke current IL can be reduced, and the number of smoothing input /
（実施例３の構成）
図６は、本発明の実施例３における電力変換装置の一つである非絶縁型スイッチングコンバータ（例えば、昇降圧チョッパ回路）の回路図である。この図６では、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
この昇降圧チョッパ回路は、電力変換部２０Ｂと、この電力変換部２０Ｂを制御する制御装置３０Ｂと、を備えている。
(Structure of Example 3)
FIG. 6 is a circuit diagram of a non-isolated switching converter (for example, a buck-boost chopper circuit) which is one of the power conversion devices according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 6, the elements common to the elements in FIG. 1 showing the first embodiment are designated by a common reference numeral.
This buck-boost chopper circuit includes a power conversion unit 20B and a
電力変換部２０Ｂは、直流電源２１から供給される直流の入力電圧Ｖｉを昇降圧して、直流の出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏを送出するものである。本実施例３の電力変換部２０Ｂは、実施例１の電力変換部２０に対して回路部品の接続状態が異なっている。
The power conversion unit 20B raises and lowers the DC input voltage Vi supplied from the
即ち、本実施例３の電力変換部２０Ｂは、入力電圧Ｖｉを平滑する入力コンデンサ２２を有し、この入力コンデンサ２２の両電極に、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等のスイッチ素子２３と、チョークコイル２５と、が直列に接続されている。チョークコイル２５の両電極には、ダイオード等の整流素子２４のカソード及びアノードと、平滑用の出力コンデンサ２６と、が直列に接続されている。出力コンデンサ２６の両電極には、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏを出力するための一対の出力端子２７ａ，２７ｂが接続され、その出力端子２７ａ，２７ｂ間に、負荷２８が接続される。
That is, the power conversion unit 20B of the third embodiment has an
制御装置３０Ｂは、駆動パルスＳ３０Ｂを生成してスイッチ素子２３のオン／オフ動作を制御するものである。本実施例３の制御装置３０Ｂは、実施例１の制御装置３０と略同様の構成であるが、スイッチング周波数演算部３３Ｂの機能が、実施例１におけるスイッチング周波数演算部３３の機能と異なっている。即ち、本実施例３のスイッチング周波数演算部３３Ｂは、入力電圧Ｖｉの測定値ｖｉと出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏとを入力し、例えば、次式（５）に基づいて、スイッチング周波数ｆｓを算出する機能を有している。
ｆｓ＝１／（Ｌ＊ΔｉＬ）＊（ｖｏ＊Ｖｉ／（Ｖｉ＋ｖｏ））・・・（５）
但し、ΔｉＬ； チョークコイル２５の目標リプル電流
Ｌ； チョークコイル２５のインダクタンス
ｖｉ； 入力電圧Ｖｉの測定値
ｖｏ； 出力電圧Ｖｏの測定値
ｆｓ； スイッチング周波数
（１／ｆｓ；スイッチング周期Ｔｓ）
その他の構成は、実施例１と同様である。
The
fs = 1 / (L * ΔiL) * (vo * Vi / (Vi + vo)) ... (5)
However, ΔiL; the target ripple current of the
L; Inductance of
vi; Measured value of input voltage Vi
vo; Measured value of output voltage Vo
fs; switching frequency
(1 / fs; switching cycle Ts)
Other configurations are the same as in the first embodiment.
（実施例３の動作）
図６の昇降圧チョッパ回路は、制御装置３０Ｂから供給される駆動パルスＳ３０Ｂにより、スイッチ素子２３がオン状態になると、入力コンデンサ２２の正極側→スイッチ素子２３→チョークコイル２５→入力コンデンサ２２の負極側、の経路で電流が流れる。次に、駆動パルスＳ３０Ｂにより、スイッチ素子２３がオフ状態になると、チョークコイル２６の蓄積エネルギーにより、出力コンデンサ２６及び負荷２８→整流素子２４→チョークコイル２５、の経路で電流が流れる。
(Operation of Example 3)
In the buck-boost chopper circuit of FIG. 6, when the
そのため、次式（６）で表わされる出力電圧Ｖｏが、出力端子２７ａ，２７ｂから出力される。
Ｖｏ＝Ｖｉ＊（α／（１−α））・・・（６）
但し、α；スイッチ素子２３のオンデューティ比
Therefore, the output voltage Vo represented by the following equation (6) is output from the
Vo = Vi * (α / (1-α)) ・ ・ ・ (6)
However, α; on-duty ratio of the
ここで、オンデューティα（＝０．５）の場合、出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉと同一の電圧（Ｖｏ＝Ｖｉ）、オンデューティα（＞０．５）の場合、出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉが昇圧された電圧（Ｖｏ＞Ｖｉ）、オンデューティα（＜０．５）の場合、出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉが降圧された電圧（Ｖｏ＜Ｖｉ）となる。
出力電圧Ｖｏは、制御装置３０Ｂの以下のような制御により、スイッチ素子２３のオンデューティ比αが変化し、定電圧に維持される。
Here, in the case of on-duty α (= 0.5), the output voltage Vo is the same voltage as the input voltage Vi (Vo = Vi), and in the case of on-duty α (> 0.5), the output voltage Vo is the input voltage. When Vi is a boosted voltage (Vo> Vi) and on-duty α (<0.5), the output voltage Vo is a voltage at which the input voltage Vi is stepped down (Vo <Vi).
The output voltage Vo is maintained at a constant voltage by changing the on-duty ratio α of the
制御装置３０Ｂは、実施例１の制御装置３０と略同様の動作を行う。実施例１と異なる点は、スイッチング周波数演算部３３Ｂが、入力電圧Ｖｉの測定値ｖｉと出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏとから、前記式（５）に基づき、スイッチング周波数ｆｓを算出する。このスイッチング周波数ｆｓと、実施例１と同様に求められたデューティ比Ｄｔと、に基づいて駆動パルスＳ３０Ｂが生成され、スイッチ素子２３がオン／オフ動作する。これにより、出力電圧Ｖｏが目標出力電圧値Ｖｔｈに追随するような定電圧動作が行われる。
The
本実施例３の昇降圧チョッパ回路は、実施例１の降圧チョッパ回路と同様に、入力条件によって動作条件が変化する。そのため、実施例１と略同様に、入力電圧Ｖｉが変化した場合、全動作領域でＺＶＳが可能になり、しかも、チョーク電流ＩＬのリプル分（式（５）中の目標リプル電流ΔｉＬ）が一定になるので、電力変換効率が向上する。 Similar to the step-down chopper circuit of the first embodiment, the buck-boost chopper circuit of the third embodiment changes its operating conditions depending on the input conditions. Therefore, substantially the same as in the first embodiment, when the input voltage Vi changes, ZVS becomes possible in the entire operating region, and the ripple component of the choke current IL (target ripple current ΔiL in the equation (5)) is constant. Therefore, the power conversion efficiency is improved.
（実施例３の効果）
本実施例３によれば、実施例１と同様に、スイッチング周波数ｆｓを固定制御から可変制御の構成に変更しているので、スイッチング周波数ｆｓを制御することで、全動作領域でチョーク電流ＩＬのリプル分（ΔｉＬ）を一定に制御することができる。これにより、チョーク電流ＩＬのリプル分（ΔｉＬ）を低減でき、更に、平滑用の入出力コンデンサ２２，２６の数量を減少できる。
(Effect of Example 3)
According to the third embodiment, as in the first embodiment, the switching frequency fs is changed from the fixed control to the variable control configuration. Therefore, by controlling the switching frequency fs, the choke current IL can be generated in the entire operating region. The ripple amount (ΔiL) can be controlled to be constant. As a result, the ripple component (ΔiL) of the choke current IL can be reduced, and the number of smoothing input /
（実施例４の構成）
図７は、本発明の実施例４における電力変換装置の一つである絶縁型スイッチングコンバータ（例えば、フォワード式コンバータ）の回路図である。この図７では、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
このフォワード式コンバータは、電力変換部２０Ｃと、この電力変換部２０Ｃを制御する制御装置３０Ｃと、を備えている。
(Structure of Example 4)
FIG. 7 is a circuit diagram of an isolated switching converter (for example, a forward converter) which is one of the power conversion devices according to the fourth embodiment of the present invention. In FIG. 7, the elements common to the elements in FIG. 1 showing the first embodiment are designated by a common reference numeral.
This forward converter includes a power conversion unit 20C and a
電力変換部２０Ｃは、直流電源２１から供給される直流の入力電圧Ｖｉを、他の直流の出力電圧Ｖｏに変換し、その直流の出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏを送出するものである。本実施例４の電力変換部２０Ｃは、実施例１の電力変換部２０に対して回路部品と接続状態が異なっている。
The power conversion unit 20C converts the DC input voltage Vi supplied from the
即ち、本実施例４の電力変換部２０Ｃは、入力電圧Ｖｉを平滑する入力コンデンサ２２を有し、この入力コンデンサ２２の両電極に、変圧器２９の１次巻線２９ａの巻き始め（図７中の黒丸側）及び巻き終わりと、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等のスイッチ素子２３と、が直列に接続されている。変圧器２９の２次巻線２９ｂにおける巻き始め（図７中の黒丸側）と巻き終わりには、ダイオード等の整流素子２４ａのアノード及びカソードと、ダイオード等の整流素子２４ｂのカソード及びアノードと、が直列に接続されている。整流素子２４ｂのカソード及びアノードには、チョークコイル２５と出力コンデンサ２６とが直列に接続されている。出力コンデンサ２６の両電極には、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏを出力するための一対の出力端子２７ａ，２７ｂが接続され、その出力端子２７ａ，２７ｂ間に、負荷２８が接続される。
That is, the power conversion unit 20C of the fourth embodiment has an
制御装置３０Ｃは、駆動パルスＳ３０Ｃを生成してスイッチ素子２３のオン／オフ動作を制御するものである。この制御装置３０Ｃは、例えば、実施例１の図１に示す制御装置３０と同様に、出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏと目標出力電圧値Ｖｔｈとの誤差ｅを減少するようなデューティ比Ｄｔを算出し、入力電圧Ｖｉの測定値ｖｉと出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏとからスイッチング周波数ｆｓを算出し、そのスイッチング周波数ｆｓ及びデューティ比Ｄｔに基づき、スイッチング周期Ｔｓを変えた駆動パルスＳ３０Ｃを生成する機能を有している。
The
制御装置３０Ｃは、例えば、実施例１の図１に示す制御装置３０と同様に、誤差部、補償部、スイッチング周波数演算部、及び駆動パルス生成部により構成されている。
The
（実施例４の動作）
図７のフォワード式コンバータは、制御装置３０Ｃから供給される駆動パルスＳ３０Ｃにより、スイッチ素子２３がオン状態になると、入力コンデンサ２２の正極側→変圧器２９の１次巻線２９ａ→スイッチ素子２３→入力コンデンサ２２の負極側、の経路で電流が流れる。すると、変圧器２９の２次巻線２９ｂにおける巻き終わりから巻き始め方向に誘導電流が流れる。この誘導電流は、整流素子２４ａ→チョークコイル２５→出力コンデンサ２６及び負荷２８、の経路で流れる。この時、チョークコイル２５にエネルギーが蓄積される。
(Operation of Example 4)
In the forward converter of FIG. 7, when the
次に、駆動パルスＳ３０Ｃにより、スイッチ素子２３がオフ状態になると、チョークコイル２５の蓄積エネルギー→出力コンデンサ２６及び負荷２８→整流素子２４ｂ→チョークコイル２５、の経路で電流が流れる。
そのため、所定の数式で表わされる出力電圧Ｖｏが、出力端子２７ａ，２７ｂから出力される。実施例１の制御装置３０と略同様に、出力電圧Ｖｏは、制御装置３０Ｃの動作により、スイッチ素子２３のオンデューティ比αが変化し、定電圧に維持される。
Next, when the
Therefore, the output voltage Vo represented by a predetermined mathematical formula is output from the
本実施例４のフォワード式コンバータは、実施例１の降圧チョッパ回路と略同様に、入力条件によって動作条件が変化する。そのため、実施例１と略同様に、入力電圧Ｖｉが変化した場合、全動作領域でＺＶＳが可能になり、しかも、チョーク電流ＩＬのリプル分（目標リプル電流ΔｉＬ）が一定になるので、電力変換効率が向上する。 In the forward converter of the fourth embodiment, the operating conditions change depending on the input conditions, substantially similar to the step-down chopper circuit of the first embodiment. Therefore, substantially the same as in the first embodiment, when the input voltage Vi changes, ZVS becomes possible in the entire operating region, and the ripple component of the choke current IL (target ripple current ΔiL) becomes constant, so that power conversion Efficiency is improved.
（実施例４の効果）
本実施例４によれば、実施例１と同様に、スイッチング周波数ｆｓを固定制御から可変制御の構成に変更しているので、スイッチング周波数ｆｓを制御することで、全動作領域でチョーク電流ＩＬのリプル分（ΔｉＬ）を一定に制御することができる。これにより、チョーク電流ＩＬのリプル分（ΔｉＬ）を低減でき、更に、平滑用の入出力コンデンサ２２，２６の数量を減少できる。
(Effect of Example 4)
According to the fourth embodiment, the switching frequency fs is changed from the fixed control to the variable control configuration as in the first embodiment. Therefore, by controlling the switching frequency fs, the choke current IL can be generated in the entire operating region. The ripple amount (ΔiL) can be controlled to be constant. As a result, the ripple component (ΔiL) of the choke current IL can be reduced, and the number of smoothing input /
（実施例１〜４の変形例）
本発明は、上記実施例１〜４に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ），（ｂ）のようなものがある。
（ａ） 本発明の電力変換装置は、図７のフォワード式コンバータ以外の他の絶縁型スイッチングコンバータ（例えば、フライバック式コンバータ、フルブリッジ型コンバータ、ハーフブリッジ型コンバータ等）にも適用が可能である。
（ｂ） 前記（ａ）の場合、絶縁型スイッチングコンバータの電力変換部を制御する制御装置の構成は、その電力変換部に対応するように変更すれば良い。
(Modified Examples of Examples 1 to 4)
The present invention is not limited to the above-mentioned Examples 1 to 4, and various usage forms and modifications are possible. Examples of this usage pattern and modification include the following (a) and (b).
(A) The power converter of the present invention can be applied to isolated switching converters other than the forward converter shown in FIG. 7 (for example, flyback converter, full bridge converter, half bridge converter, etc.). be.
(B) In the case of (a) above, the configuration of the control device that controls the power conversion unit of the isolated switching converter may be changed so as to correspond to the power conversion unit.
２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ 電力変換部
２３ スイッチ素子
３０，３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ 制御装置
３１ 誤差部
３２ 補償部
３３，３３Ｂ，３３Ａ スイッチング周波数演算部
３４ 駆動パルス生成部
20, 20A, 20B, 20C
Claims (7)
前記出力電圧の測定値と目標出力電圧値との誤差を減少するようなデューティ比を算出し、前記入力電圧の測定値と前記出力電圧の測定値とからスイッチング周波数を算出し、前記スイッチング周波数及び前記デューティ比に基づき、スイッチング周期を変えた前記駆動パルスを生成する、
ことを特徴とする制御装置。 A control device that supplies the drive pulse to a power converter that switches the input voltage and sends out the output voltage by a switch element that operates on / off with the drive pulse.
A duty ratio that reduces the error between the measured value of the output voltage and the target output voltage value is calculated, the switching frequency is calculated from the measured value of the input voltage and the measured value of the output voltage, and the switching frequency and the switching frequency are calculated. Based on the duty ratio, the drive pulse with a different switching cycle is generated.
A control device characterized by that.
前記誤差を求める誤差部と、
前記デューティ比を算出する補償部と、
前記スイッチング周波数を算出するスイッチング周波数演算部と、
前記駆動パルスを生成する駆動パルス生成部と、
を有することを特徴とする請求項１記載の制御装置。 The control device is
The error part for obtaining the error and
The compensation unit that calculates the duty ratio and
A switching frequency calculation unit that calculates the switching frequency,
A drive pulse generator that generates the drive pulse,
1. The control device according to claim 1.
フィードバック制御又はフィードフォワード制御により、前記デューティ比を算出する、
ことを特徴とする請求項２記載の制御装置。 The compensation unit
The duty ratio is calculated by feedback control or feedforward control.
2. The control device according to claim 2.
前記スイッチング周波数と前記デューティ比とを乗算し、前記乗算の結果より前記駆動パルスを生成する、
ことを特徴とする請求項２又は３記載の制御装置。 The drive pulse generator
The switching frequency is multiplied by the duty ratio, and the drive pulse is generated from the result of the multiplication.
The control device according to claim 2 or 3, wherein the control device is characterized by the above.
前記駆動パルスでオン／オフ動作する前記スイッチ素子により、前記入力電圧をスイッチングして前記出力電圧を送出する前記電力変換部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。 The control device according to any one of claims 1 to 4,
The power conversion unit that switches the input voltage and sends out the output voltage by the switch element that operates on / off by the drive pulse.
A power conversion device characterized by comprising.
降圧チョッパ回路、昇圧チョッパ回路、及び昇降圧チョッパ回路を含む非絶縁型スイッチングコンバータである、
ことを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。 The power conversion unit
A non-isolated switching converter including a step-down chopper circuit, a step-up chopper circuit, and a buck-boost chopper circuit.
The power conversion device according to claim 5.
フォワード式コンバータ、フライバック式コンバータ、フルブリッジ型コンバータ、及びハーフブリッジ型コンバータを含む絶縁型スイッチングコンバータである、
ことを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。 The power conversion unit
An isolated switching converter that includes forward converters, flyback converters, full bridge converters, and half bridge converters.
The power conversion device according to claim 5.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2020049911A JP7355686B2 (en) | 2020-03-19 | 2020-03-19 | Control device and power converter equipped with the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2020049911A JP7355686B2 (en) | 2020-03-19 | 2020-03-19 | Control device and power converter equipped with the same |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2021151121A true JP2021151121A (en) | 2021-09-27 |
| JP7355686B2 JP7355686B2 (en) | 2023-10-03 |
Family
ID=77849759
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2020049911A Active JP7355686B2 (en) | 2020-03-19 | 2020-03-19 | Control device and power converter equipped with the same |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP7355686B2 (en) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012164981A1 (en) | 2011-06-02 | 2012-12-06 | 富士電機株式会社 | Switching power supply |
| JP6875873B2 (en) | 2017-02-07 | 2021-05-26 | ローム株式会社 | DC / DC converter and its control circuit, in-vehicle electrical equipment |
-
2020
- 2020-03-19 JP JP2020049911A patent/JP7355686B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP7355686B2 (en) | 2023-10-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3994953B2 (en) | Power factor correction circuit | |
| US9800138B2 (en) | Power factor correction circuit | |
| US20140211515A1 (en) | Dc-dc converter and power supply device having dc-dc converter | |
| US8193790B2 (en) | Switching power converter and controller | |
| US9160238B2 (en) | Power converter with current feedback loop | |
| US11601043B2 (en) | Control method and control circuit for an AC-DC power supply | |
| JP2020080625A (en) | Power source device | |
| US9847709B2 (en) | Switched-mode power supply device | |
| US11005386B2 (en) | Power converter circuit and power conversion method | |
| WO2015008456A1 (en) | Dc/dc converter | |
| JP2020077636A (en) | Dimming circuit and dimming control method | |
| JP2012029362A (en) | Power supply circuit | |
| JP2019187004A (en) | Switching power supply device | |
| JP2011083049A (en) | Voltage converter | |
| JP5422801B2 (en) | Buck-boost switching power supply circuit | |
| JP2005218157A (en) | Dc/dc converter and control method of dc-dc converter | |
| JP4473041B2 (en) | DC power supply | |
| JP2006230167A (en) | Power supply unit | |
| JP2021151121A (en) | Controller and power conversion device including the same | |
| JP5239917B2 (en) | Power factor correction converter and power factor correction converter controller | |
| JPWO2018221031A1 (en) | Switching power supply | |
| KR101954636B1 (en) | Simple control circuit of switching rectifier with high power factor | |
| JP5194666B2 (en) | Power supply | |
| JP2005218252A (en) | Power factor improving circuit and power supply | |
| JP4423994B2 (en) | Power factor correction circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20230302 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20230913 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20230919 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20230921 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 7355686 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |