JP2021110658A - 光学センサ - Google Patents

Abstract

【課題】光学センサ（特にその検出回路）の高速動作とＳＮ比向上を両立する。【解決手段】例えば、検出回路１２は、入力信号ＡＩＮ１が入力される第１積分器１２Ｘと、出力信号ＡＯＵＴ２を出力する第２積分器１２Ｙと、第１積分器１２Ｘの出力端と第２積分器１２Ｙの入力端との間に接続された積分容量１２９と、第２積分器１２Ｙの入力端に接続された放電部１２６と、出力信号ＡＯＵＴ２を監視して放電部１２６を制御する制御部１２７とを有する。また、例えば、第１積分器１２Ｘは、第２積分器１２Ｙよりも低速であってもよい。また、例えば、第２積分器１２Ｙの積分開始タイミングを第１積分器１２Ｘの積分開始タイミングに対して遅らせる遅延部１２Ｚをさらに有してもよい。【選択図】図８

Description

本明細書中に開示されている発明は、光学センサ（例えば、スマートフォン用の照度センサ又は近接センサ）に関する。

光を検出する光学センサは、様々なアプリケーションに搭載されている。

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。

国際公開第２０１８／０６６１４３号

しかしながら、従来の光学センサ（特にこれに用いられる検出回路）では、高速動作とＳＮ比向上を両立することが困難であった。

そこで、本明細書中に開示されている発明の一つは、高速動作とＳＮ比向上を両立することのできる光学センサ及びこれに用いられる検出回路を提供することを目的とする。

また、従来の光学センサでは、透光性を持つ表示パネル（例えば、ＯＬＥＤ［organic light emitting diode］パネル）の裏面側で環境光を測定することが困難であった。

そこで、本明細書中に開示されている発明の一つは、透光性を持つ表示パネルの裏面側で環境光を測定することのできる光学センサを提供することを目的とする。

なお、例えば、本明細書中に開示されている検出回路は、入力信号が入力される第１積分器と、出力信号を出力する第２積分器と、前記第１積分器の出力端と前記第２積分器の入力端との間に接続された積分容量と、前記第２積分器の入力端に接続された放電部と、前記第２出力信号を監視して前記放電部を制御する制御部と、を有する。

また、例えば、本明細書中に開示されている光学センサは、発光素子の出力光と環境光の双方に応じた受光信号を生成する受光素子と、前記発光素子の発光周期よりも短い測定期間毎に前記受光信号の積分値を逐次生成する検出回路と、前記発光周期以上の第１期間毎に複数の前記積分値から最小値を逐次判定して前記最小値又はこれに応じた値を前記環境光の測定値とする処理回路と、を有する。

なお、本発明のその他の特徴、要素、ステップ、利点、及び、特性については、以下に続く実施の形態の詳細な説明やこれに関する添付の図面によって、さらに明らかとなる。

本明細書中に開示されている発明の一つによれば、高速動作とＳＮ比向上を両立することのできる光学センサ、及び、これに用いる検出回路を提供することが可能となる。

また、本明細書中に開示されている発明の一つによれば、透光性を持つ表示パネルの裏面側で環境光を測定することのできる光学センサを提供することが可能となる。

光学センサの第１比較例を示す図 第１比較例における光検出動作の一例を示す図 光学センサの第２比較例を示す図 第２比較例における光検出動作の一例を示す図 受光面積／積分容量比とＳＮ比との関係を示す図 アナログ出力信号の実波形と理想波形を示す図 周波数とノイズ量との関係を示す図 光学センサの第１実施形態を示す図 第１実施形態における光検出動作の一例を示す図 電子機器の正面要部を示す図 電子機器のα１−α２断面を示す図 光学センサの第２実施形態を示す図 ＯＬＥＤのオフ期間と環境光の測定期間との関係を示す図 ＯＬＥＤの発光輝度とオフ期間との関係を示す図（発光輝度２５％） ＯＬＥＤの発光輝度とオフ期間との関係を示す図（発光輝度５０％） ＯＬＥＤの発光輝度とオフ期間との関係を示す図（発光輝度７５％） ＯＬＥＤの発光輝度とオフ期間との関係を示す図（発光輝度９６％） 第２実施形態における光検出動作の一例を示す図

＜光学センサ（第１比較例）＞
まず、光学センサの新規な実施形態の説明に先立ち、これと対比される比較例について簡単に説明する。図１は、光学センサの第１比較例を示す図である。本比較例の光学センサ１０は、光を検出して電気信号に変換する半導体集積回路装置（照度センサＩＣなど）であり、受光素子１１と検出回路１２を有する。

受光素子１１は、入射光に応じた受光信号ＩＰＤ（＝電流信号）を生成する光電変換素子である。受光信号ＩＰＤは、入射光が強いほど大きくなり、入射光が弱いほど小さくなる。受光素子１１としては、フォトダイオードやフォトトランジスタを好適に用いることができる。受光素子１１には、一般に寄生キャパシタ１３（容量値Ｃｐ）が付随する。

検出回路１２は、受光信号ＩＰＤを検出してアナログ出力信号ＡＯＵＴを生成する回路部であり、オペアンプ１２１と、キャパシタ１２２と、スイッチ１２３〜１２５を含む。

オペアンプ１２１の反転入力端（−）は、アナログ入力信号ＡＩＮの印加端に接続されている。オペアンプ１２１の非反転入力端（＋）は、バイアス電圧ＶＢ（例えば、ＶＢ＝０．５Ｖ）の印加端に接続されている。オペアンプ１２１の出力端は、アナログ出力信号ＡＯＵＴの印加端に接続されている。なお、アナログ出力信号ＡＯＵＴには、不図示の後段回路において、増幅処理やＡ／Ｄ［analog-to-digital］変換処理などが施される。

キャパシタ１２２（容量値Ｃ１）は、オペアンプ１２１の反転入力端（−）と出力端との間に接続されている。

スイッチ１２３は、キャパシタ１２２に並列接続されており、切替信号ＳＷ１に応じてオン／オフされる。例えば、スイッチ１２３は、ＳＷ１＝Ｈであるときにオンして、ＳＷ１＝Ｌであるときにオフする。

スイッチ１２４は、受光素子１１（例えばフォトダイオードのカソード）とオペアンプ１２１の反転入力端（−）との間に接続されており、切替信号ＳＷ２に応じてオン／オフされる。例えば、スイッチ１２４は、ＳＷ２＝Ｈであるときにオンして、ＳＷ２＝Ｌであるときにオフする。

スイッチ１２５は、受光素子１１（例えばフォトダイオードのカソード）とバイアス電圧ＶＢの印加端との間に接続されており、反転切替信号ＳＷ２Ｂ（＝切替信号ＳＷ２の論理反転信号）に応じてオン／オフされる。例えば、スイッチ１２５は、ＳＷ２Ｂ＝Ｈであるときにオンして、ＳＷ２Ｂ＝Ｌであるときにオフする。

図２は、第１比較例における光検出動作の一例を示す図であり、上から順に、光学センサ１０の動作状態（ＳＴＡＴＥ）、切替信号ＳＷ１及びＳＷ２、反転切替信号ＳＷ２Ｂ、並びに、アナログ出力信号ＡＯＵＴが描写されている。

時刻ｔ１１以前は、光学センサ１０の待機期間に相当する。このとき、ＳＷ１＝ＳＷ２＝Ｈとなり、ＳＷ２Ｂ＝Ｌとなる。すなわち、スイッチ１２３及び１２４がオンして、スイッチ１２５がオフする。その結果、検出回路１２は、受光信号ＩＰＤ（延いてはアナログ入力信号ＡＩＮ）の積分動作を行わない状態となるので、ＡＯＵＴ＝ＶＢとなる。

時刻ｔ１１〜ｔ１２は、光学センサ１０の積分期間に相当する。このとき、ＳＷ１＝ＳＷ２Ｂ＝Ｌとなり、ＳＷ２＝Ｈとなる。すなわち、スイッチ１２３及び１２５がオフしてスイッチ１２４がオンする。その結果、検出回路１２は、受光信号ＩＰＤ（延いてはアナログ入力信号ＡＩＮ）の積分動作を行う状態となるので、アナログ出力信号ＡＯＵＴがバイアス電圧ＶＢから上昇していく。

時刻ｔ１２以降は、光学センサ１０の測定期間に相当する。このとき、ＳＷ１＝ＳＷ２＝Ｌとなり、ＳＷ２Ｂ＝Ｈとなる。すなわち、スイッチ１２３及び１２４がオフして、スイッチ１２５がオンする。その結果、アナログ出力信号ＡＯＵＴは、時刻ｔ１２直前の信号値に保持される。このアナログ出力信号ＡＯＵＴは、受光信号ＩＰＤの大きさ（延いては入射光の強さ）に比例した電圧値を持ち、入射光の測定値として利用される。

ところで、光学センサ１０として、最も重要な特性の一つに検出感度がある。この検出感度を上げる方法としては、同じ入射光の強さに対してアナログ出力信号ＡＯＵＴが大きくなればよいので、積分期間（＝時刻ｔ１１〜ｔ１２）を長くすることが考えられる。

ただし、アナログ出力信号ＡＯＵＴには、光学センサ１０の電源電圧と回路方式に依存した上限値（出力ダイナミックレンジ）があり、アナログ出力信号ＡＯＵＴが上限値に到達すると正しい積分動作ができなくなる。

例えば、光学センサ１０の電源電圧が３Ｖである場合には、検出回路１２をどのような回路構成にしても、３Ｖ以上のアナログ出力信号ＡＯＵＴを得ることはできない。また、オペアンプ１２１の出力段を形成するトランジスタが飽和しないよう、電圧マージンを取る必要もあるので、実際には３Ｖよりも低い電圧（例えば２．８Ｖ）がアナログ出力信号ＡＯＵＴの上限値となる。

以下では、アナログ出力信号ＡＯＵＴが上限値に達しないように、回路構成に工夫が凝らされた第２比較例について説明する。

＜光学センサ（第２比較例）＞
図３は、光学センサの第２比較例を示す図である。本比較例の光学センサ１０は、第１比較例（図１）を基本としつつ、放電部１２６と制御部１２７をさらに有する。

放電部１２６は、オペアンプ１２１の反転入力端（−）に接続されており、制御部１２７から入力される切替信号ＳＷ３に応じて、キャパシタ１２２に蓄えられた電荷を放電する。具体的に述べると、放電部１２６は、例えばＳＷ３＝Ｈであるときにキャパシタ１２２の放電動作を行い、ＳＷ３＝Ｌであるときにキャパシタ１２２の放電動作を停止する。

制御部１２７は、アナログ出力信号ＡＯＵＴと上限値ＶＨ及び下限値ＶＬ（ただしＶＬ＜ＶＢ＜ＶＨ）をそれぞれ比較して、放電部１２６を制御するための切替信号ＳＷ３を生成する。また、制御部１２７は、キャパシタ１２２の放電回数（＝切替信号ＳＷ３をハイレベルに立ち上げた回数）に基づいて、受光信号ＩＰＤの積分値データＤＡＴＡを生成する機能も備えている。

また、キャパシタ１２２の容量値Ｃ１は、固定値ではなく、反転切替信号Ｓ２Ｂに応じた可変値とされている。より具体的に述べると、Ｓ２Ｂ＝Ｌであるときには、Ｃ１＝Ｃ１ａとなり、Ｓ２Ｂ＝Ｈであるときには、Ｃ１＝Ｃ１ｂ（＝ｍ×Ｃ１ａ、ただしｍ＞１）となる（例えば、ｍ＝３２、Ｃ１ａ＝０．５ｐＦ、Ｃ１ｂ＝１６ｐＦ）。

本比較例の光学センサ１０では、入射光が強いほどキャパシタ１２２の放電動作が頻繁に発生することになる。そのため、キャパシタ１２２の放電を行う度にデジタルの積分値データＤＡＴＡをインクリメントしていくようにすれば、アナログ出力信号ＡＯＵＴを出力ダイナミックレンジに収めつつ、入射光を正しく測定することができる。

図４は、第２比較例における光検出動作の一例を示す図であり、上から順に、光学センサ１０の動作状態（ＳＴＡＴＥ）、切替信号ＳＷ１及びＳＷ２、反転切替信号ＳＷ２Ｂ、切替信号ＳＷ、アナログ出力信号ＡＯＵＴ、積分値データＤＡＴＡが描写されている。

時刻ｔ２１以前は、光学センサ１０の待機期間に相当する。このとき、ＳＷ１＝ＳＷ２＝Ｈとなり、ＳＷ２Ｂ＝Ｌとなる。すなわち、スイッチ１２３及び１２４がオンしてスイッチ１２５がオフする。その結果、検出回路１２は、受光信号ＩＰＤ（延いてはアナログ入力信号ＡＩＮ）の積分動作を行わない状態となるので、ＡＯＵＴ＝ＶＢとなる。

なお、上記の待機期間には、ＳＷ３＝Ｌに維持されるので、キャパシタ１２２の放電動作は行われない。また、積分値データＤＡＴＡは、初期値（＝０）とされている。

時刻ｔ２１〜ｔ２２は、光学センサ１０の積分期間に相当する。このとき、ＳＷ１＝ＳＷ２Ｂ＝Ｌとなり、ＳＷ２＝Ｈとなる。すなわち、スイッチ１２３及び１２５がオフしてスイッチ１２４がオンする。その結果、検出回路１２は、受光信号ＩＰＤ（延いてはアナログ入力信号ＡＩＮ）の積分動作を行う状態となるので、アナログ出力信号ＡＯＵＴがバイアス電圧ＶＢから上昇していく。

また、上記の積分期間には、アナログ出力信号ＡＯＵＴが上限値ＶＨに達する度に、切替信号ＳＷ３がハイレベルに立ち上げられて、キャパシタ１２２の一括放電動作が行われる。その結果、アナログ出力信号ＡＯＵＴは、上記の一括放電動作が行われる度に上限値ＶＨからバイアス電圧ＶＢまで低下する。すなわち、１回の一括放電動作により、アナログ出力信号ＡＯＵＴは、放電量Ｖ１（＝ＶＨ−ＶＢ）だけ低下する（例えば、ＶＨ＝１．１Ｖ、ＶＢ＝０．５Ｖ、Ｖ１＝０．６Ｖ）。

なお、積分値データＤＡＴＡは、上記の一括放電動作が行われる度に、１つずつインクリメントされていく。本図に即して述べると、上記の積分期間に３回の一括放電動作が行われているので、時刻ｔ２２では、ＤＡＴＡ＝３となっている。

時刻ｔ２２〜ｔ２３は、光学センサ１０の段階放電期間に相当する。このとき、ＳＷ１＝ＳＷ２＝Ｌとなり、ＳＷ２Ｂ＝Ｈとなる。すなわち、スイッチ１２３及び１２４がオフしてスイッチ１２５がオンする。

また、上記の段階放電期間には、キャパシタ１２２の容量値Ｃ１が積分期間における容量値Ｃ１ａ（例えば０．５ｐＦ）からより大きい容量値Ｃ１ｂ（例えば１６ｐＦ）に切り替えられた上で、キャパシタ１２２の段階放電動作が繰り返される。その結果、アナログ出力信号ＡＯＵＴは、上記の段階放電動作が行われる度に、先出の放電量Ｖ１よりも小さい放電量Ｖ２（＝Ｖ１／ｍ）ずつ低下していく（例えば、ｍ＝３２、Ｖ１＝０．６Ｖ、Ｖ２＝１８．８ｍＶ）。このような段階放電動作は、アナログ出力信号ＡＯＵＴが下限値ＶＬを下回る時刻ｔ２３まで継続される。

なお、積分値データＤＡＴＡは、上記の段階放電動作が行われる度に、１／ｍずつインクリメントされていく。本図に即して述べると、上記の段階放電期間にｎ回の段階放電動作が行われているので、時刻ｔ２３では、ＤＡＴＡ＝３＋（ｎ／ｍ）となっている。このように、上記の段階放電動作によれば、積分値データＤＡＴＡの小数点以下を計測することができるので、積分値データＤＡＴＡの分解能を向上させることが可能となる。

結果として、本比較例の光学センサ１０では、「受光信号ＩＰＤ（延いては入射光）の強さに比例した電圧」を放電量Ｖ２（例えば１８．８ｍＶ）で割った除算値が積分値データＤＡＴＡとして得られる。

この手法を採用すれば、積分期間を長く設定するほど、光学センサ１０の検出感度を上げることができる。しかしながら、実際にはアプリケーション上の制約などにより、積分期間を無制限に延長することはできない。例えば、スマートフォン用の近接センサなどでは、１０〜１００μｓ程度で積分動作を完了させる必要がある。

図５は、受光面積／積分容量比とＳＮ比との関係を示す図である。なお、本図中の実線は実際の挙動を示しており、破線は理想的な挙動を示している。

先述の積分期間をアプリケーション上で許容される上限値まで延長しても未だ検出感度が足りない場合、さらに検出感度を上げるためには、受光素子１１の面積を増やしたり、キャパシタ１２２の容量値Ｃ１を減らしたりすることにより、受光面積／積分容量比を大きくする必要がある。

ただし、受光素子１１の面積を増やすと、受光素子１１に付随する寄生キャパシタ１３の容量値Ｃｐも増えるので、Ｃ１／Ｃｐで決まる帰還率が小さくなる。その結果、オペアンプ１２１の閉ループゲインが高くなり、アナログ出力信号ＡＯＵＴのノイズレベルが大きくなるので、ＳＮ比を思うように向上することができなくなる（本図中の実線と破線を比較参照）。また、キャパシタ１２２の容量値Ｃ１を減らす場合も上記と同様である。

図６は、アナログ出力信号ＡＯＵＴの実波形と理想波形を示す図であり、上から順に、光学センサ１０の動作状態ＳＴＡＴＥ、切替信号ＳＷ１、及び、アナログ出力信号ＡＯＵＴが描写されている。なお、アナログ出力信号ＡＯＵＴについて、実線は実際の挙動を示しており、破線は理想的な挙動を示している。

アナログ出力信号ＡＯＵＴに発生するノイズには、２つのノイズ成分ｎ１及びｎ２が含まれている。一つ目のノイズ成分ｎ１は、時刻ｔ３１で積分動作を開始した瞬間、すなわち、切替信号ＳＷ１をハイレベルからローレベルに切り替えた瞬間（延いてはスイッチ１２３をオンからオフに切り替えた瞬間）に生じる電圧変動である。二つ目のノイズ成分ｎ２は、積分動作中に発生する電圧変動である。

図７は、オペアンプ１２１における周波数とノイズ量との関係を示す図である。本図で示したように、オペアンプ１２１で発生するノイズは、低周波帯域のフリッカーノイズｎ１１と、中・高周波帯域の熱ノイズｎ１２を含む。

特に、オペアンプ１２１を用いてアナログ入力信号ＡＩＮを積分する形式が採用されている場合には、高周波帯域の熱ノイズｎ１２が主体的に影響する。そのため、オペアンプ１２１を構成する素子サイズを大きくしてフリッカーノイズｎ１１を抑制しても殆ど改善効果がない。

そこで、最も簡単なノイズ対策としては、オペアンプ１２１の閉ループ帯域幅を狭くする（すなわち、オペアンプ１２１を低速化する）ことが考えられる。このようなノイズ対策によれば、高周波帯域の熱ノイズｎ１２をカットすることができるので、大きなノイズ抑制効果を得ることができる。

しかしながら、オペアンプ１２１を低速化すると、先述の放電動作時にアナログ出力信号ＡＯＵＴのセトリング時間が長くなってしまう（＝放電速度が低下してしまう）という背反があった。

なお、オペアンプ１２１の消費電流を増やせば、オペアンプ１２１の低速化を招くことなく熱ノイズｎ１２を抑制することができる。しかしながら、そのためには、オペアンプ１２１の消費電流をかなり増やす必要があるので、効果的なノイズ対策とは言い難い。

以下では、上記の考察に鑑み、ノイズ抑制と放電速度低下とのトレードオフを解決し、高速動作とＳＮ比向上を両立することのできる新規な実施形態について提案する。

＜光学センサ（第１実施形態）＞
図８は、光学センサの第１実施形態を示す図である。本実施形態の光学センサ１０は、先出の第２比較例（図３）を基本としつつ、オペアンプ１２８と、キャパシタ１２９と、キャパシタ１２Ａと、スイッチ１２Ｂと、遅延部１２Ｃと、を有する。

そこで、既出の構成要素については、特段の必要がない限り、重複した説明を省略し、新出の構成要素について重点的な説明を行う。

オペアンプ１２８の反転入力端（−）は、アナログ入力信号ＡＩＮ１の印加端（＝スイッチ１２４の一端）に接続されている。オペアンプ１２８の非反転入力端（＋）は、バイアス電圧ＶＢ（例えば、ＶＢ＝０．５Ｖ）の印加端に接続されている。オペアンプ１２８の出力端は、アナログ出力信号ＡＯＵＴ１の印加端に接続されている。

キャパシタ１２９（容量値Ｃ２）は、オペアンプ１２８の出力端とオペアンプ１２１の反転入力端（−）との間に接続されている。

キャパシタ１２Ａ（容量値Ｃ３、ただしＣ３＜Ｃ２）は、オペアンプ１２８の反転入力端（−）と出力端との間に接続されている。

スイッチ１２Ｂは、キャパシタ１２Ａに並列接続されており、切替信号ＳＷ１に応じてオン／オフされる。例えば、スイッチ１２Ｂは、ＳＷ１＝Ｈであるときにオンして、ＳＷ１＝Ｌであるときにオフする。

遅延部１２Ｃは、切替信号ＳＷ１の立下りタイミングに遅延を与えて遅延切替信号ＳＷ１ｄを生成し、これをスイッチ１２３に出力する。すなわち、スイッチ１２３は、切替信号ＳＷ１ではなく、切替信号ＳＷ１ｄに応じてオン／オフされる。例えば、スイッチ１２３は、ＳＷ１ｄ＝Ｈであるときにオンして、ＳＷ１ｄ＝Ｌであるときにオフする。

本実施形態の光学センサ１０において、オペアンプ１２８、キャパシタ１２Ａ、及び、スイッチ１２Ｂは、アナログ入力信号ＡＩＮ１を積分してアナログ出力信号ＡＯＵＴ１を生成する第１積分器１２Ｘとして理解することができる。

一方、既出のオペアンプ１２１、キャパシタ１２２、及び、スイッチ１２３は、アナログ入力信号ＡＩＮ２（＝先出のアナログ入力信号ＡＩＮを読み替え）を積分してアナログ出力信号ＡＯＵＴ２（＝先出のアナログ出力信号ＡＯＵＴを読み替え）を生成する第２積分器１２Ｙとして理解することができる。

このように、本実施形態の光学センサ１０は、前段のオペアンプ１２８（＝第１アンプに相当）と後段のオペアンプ１２１（＝第２アンプに相当）との間に、キャパシタ１２９（＝積分容量に相当）を挿入したカスケード構造とされている。

なお、放電部１２６は、後段のオペアンプ１２１（特に反転入力端（−））にのみ接続されている。

また、前段のオペアンプ１２８は、後段のオペアンプ１２１と比べて、閉ループゲイン帯域幅が狭く制限されている。すなわち、オペアンプ１２８は、オペアンプ１２１よりも低速である。

また、スイッチ１２３は、スイッチ１２Ｂのオフタイミングから所定の遅延時間Ｔｄが経過したときにオフする。すなわち、第２積分器１２Ｙの積分開始タイミングは、第１積分器１２Ｘの積分開始タイミングに対して若干遅れている。

図９は、第１実施形態における光検出動作の一例を示す図であり、上から順に、光学センサ１０の動作状態（ＳＴＡＴＥ）、切替信号ＳＷ１、遅延切替信号ＳＷ１ｄ、並びに、アナログ出力信号ＡＯＵＴ１及びＡＯＵＴ２が描写されている。

なお、アナログ出力信号ＡＯＵＴ１及びＡＯＵＴ２について、実線は実際の挙動を示しており、破線は理想的な挙動を示している。

時刻ｔ４１以前は、光学センサ１０の待機期間に相当する。このとき、ＳＷ１＝ＳＷ１ｄ＝Ｈとなる。すなわち、スイッチ１２Ｂ及び１２３がいずれもオンする。その結果、第１積分器１２Ｘ及び第２積分器１２Ｙは、いずれも積分動作を行わない状態となるので、ＡＯＵＴ１＝ＡＯＵＴ２＝ＶＢとなる。

時刻ｔ４１以降は、光学センサ１０の積分期間に相当する。ただし、時刻ｔ４１では、切替信号ＳＷ１だけがローレベルとなり、遅延切替信号ＳＷ１ｄはハイレベルに維持される。すなわち、スイッチ１２Ｂだけがオフしてスイッチ１２３がオンしたままとなる。その結果、第１積分器１２Ｘだけが積分動作を行う状態となるので、アナログ出力信号ＡＯＵＴ１だけがバイアス電圧ＶＢから上昇していく。

その後、時刻ｔ４２において、遅延切替信号ＳＷ１ｄがローレベルに立ち下がると、スイッチ１２３がオフする。従って、第２積分器１２Ｙも積分動作を行う状態となるので、アナログ出力信号ＡＯＵＴ２がバイアス電圧ＶＢから低下していく。

上記したように、本実施形態の光学センサ１０では、スイッチ１２Ｂ及び１２３それぞれのオフタイミングがずらされている。このような構成であれば、スイッチ１２Ｂをオフした瞬間に前段のオペアンプ１２８で生じるノイズ成分は、未だ積分動作を開始していない後段のオペアンプ１２１で吸収されるので、最終的なアナログ出力信号ＡＯＵＴ２には何ら影響しなくなる。

一方、積分動作中に前段のオペアンプ１２８で生じるノイズ成分は、キャパシタ１２９を通じて後段のオペアンプ１２１に伝わってしまう。しかし、オペアンプ１２８をオペアンプ１２１よりも低速化しておくことにより、積分動作中にオペアンプ１２８で生じるノイズ成分を低減することができるので、上記ノイズ成分の影響を抑制することが可能となる。なお、第１積分器１２Ｘでは、キャパシタ１２Ａの放電動作が行われないので、オペアンプ１２８を低速化しても問題はない。

以上より、前段のオペアンプ１２８で生じるノイズ成分は、光学センサ１０全体のノイズ特性に対してほぼ影響しなくなり、後段のオペアンプ１２１で生じるノイズ成分に応じて、光学センサ１０全体のノイズ特性が決まることになる。

ここで、キャパシタ１２２の容量値Ｃ１が先出の比較例（図１又は図３）と同一値である場合、光学センサ１０全体のゲインＧは、比較例の（Ｃ２／Ｃ３）倍となる。従って、例えば、キャパシタ１２９の容量値Ｃ２を増やせば、ノイズを増やさずにゲインＧを上げることができるので、ＳＮ比を向上させることが可能となる。

すなわち、本実施形態の光学センサ１０であれば、アナログ出力信号ＡＯＵＴ２のノイズレベルを先出の比較例（ＡＯＵＴ）と同等に据え置きつつ、検出感度を上げる（＝アナログ出力信号ＡＯＵＴ２の傾きを大きくする）ことが可能となる。

なお、先にも述べたように、第１積分器１２Ｘでは、キャパシタ１２Ａの放電動作が行われないので、アナログ出力信号ＡＯＵＴ１が出力ダイナミックレンジに収まるように配慮する必要がある。これについては、例えば、キャパシタ１２Ａの容量値Ｃ３を増やすことにより、アナログ出力信号ＡＯＵＴ１の傾きを抑え、第１積分器１２Ｘの積分期間中にアナログ出力信号ＡＯＵＴ１が出力ダイナミックレンジの上限値に達しないように設計すればよい。

もちろん、キャパシタ１２Ａの容量値Ｃ３だけを増やすと、ゲインＧ（＝Ｃ２／Ｃ３）が所望値から下がってしまう。そのため、ゲインＧが所望値に維持されるように、キャパシタ１２９の容量値Ｃ２とキャパシタ１２Ａの容量値Ｃ３をそれぞれ増やせばよい。

以上より、本実施形態の光学センサ１０であれば、ノイズ抑制と放電速度低下とのトレードオフを解決し、高速動作とＳＮ比向上を両立することが可能となる。

＜電子機器への搭載＞
図１０は、光学センサが搭載される電子機器の正面要部を示す図である。本図の電子機器（例えばスマートフォン）Ｘでは、筐体正面の大部分が表示パネルＸ１で占められている。そのため、例えば表示パネルＸ１が液晶パネルである場合、電子機器Ｘに搭載される光学センサ（例えば照度センサ又は近接センサ）は、表示パネルＸ１を取り囲むベゼル領域Ｘ２（例えば位置Ｐ０）に配置せざるを得ない。その理由は、表示パネルＸ１（＝液晶パネル）が光を通さないので、表示パネルＸ１の裏面側に光学センサを配置することができず、ベゼル領域Ｘ２しか配置スペースがないためである。

しかし、近年では、電子機器Ｘにおけるフルディスプレイ化の要求が強く、ベゼル領域Ｘ２の狭小化が進められていることから、ベゼル領域Ｘ２に光学センサを配置することが困難になってきている。

ところで、表示パネルＸ１としては、液晶パネルのほかにＯＬＥＤパネルも実用化されている。なお、ＯＬＥＤは透光性の発光素子である。従って、表示パネルＸ１としてＯＬＥＤパネルを用いた場合には、表示パネルＸ１の裏面側（例えば位置Ｐ１）に光学センサを配置することができる。事実、フルディスプレイ化とＯＬＥＤパネル化という流れの中で表示パネルＸ１の裏面側に光学センサを配置したいという要求が非常に高まっている。

図１１は、図１０における電子機器Ｘのα１−α２断面を示す図である。本図で示すように、筐体Ｘ１１の正面側に組み込まれた表示パネルＸ１（＝ＯＬＥＤパネル）は、ガラス板Ｘ１２、ＯＬＥＤ層Ｘ１３、及び、保護層Ｘ１４を重ね合わせて成る。

ＯＬＥＤ層Ｘ１３には、任意の文字や映像を出力するための画素として、複数のＯＬＥＤが２次元的に多数配列されている。なお、先にも述べたように、ＯＬＥＤは透光性の発光素子である。従って、ガラス板Ｘ１２とＯＬＥＤ層Ｘ１３は、いずれも透光性を備えている。一方、ＯＬＥＤ層Ｘ１３の裏面を保護するための保護層Ｘ１４は、遮光性の素材で形成されていることが多い。

そのため、光学センサ２０を表示パネルＸ１（＝ＯＬＥＤパネル）の裏面側に配置する場合、保護層Ｘ１４には、基板Ｘ１５に搭載された光学センサ２０（特にその表面に形成された受光素子２１）と対向する部分において、表示パネルＸ１の表面側から入射する環境光Ｌ１を表示パネルＸ１の裏面側に透過するための開口部１４ａを設けておくとよい。

このような構成であれば、表示パネルＸ１の裏面側に設けられた光学センサ２０を用いて、表示パネルＸ１を透過した環境光Ｌ１を測定することができるので、電子機器Ｘの古ディスプレイ化に対応することが可能となる。

ただし、表示パネルＸ１の裏面側に光学センサ２０を配置すると、本来の測定対象である環境光Ｌ１だけでなく、ＯＬＥＤパネルＸ１の出力光Ｌ２も光学センサ２０に入射されるので、測定誤差を生じてしまう。

以下では、上記の考察に鑑み、透光性を持つ表示パネルの裏面側で環境光を正しく測定することのできる新規な実施形態について提案する。

＜光学センサ（第２実施形態）＞
図１２は、光学センサの第２実施形態を示す図である。第２実施形態の光学センサ２０は、受光素子２１と、検出回路２２と、処理回路２３と、レジスタ２４と、インタフェイス回路２５と、を有する。

受光素子２１は、入射光に応じた受光信号ＩＰＤ（＝電流信号）を生成する光電変換素子である。受光信号ＩＰＤは、入射光が強いほど大きくなり、入射光が弱いほど小さくなる。受光素子１１としては、フォトダイオードやフォトトランジスタを好適に用いることができる。なお、先出の図１１から分かるように、受光素子２１の入射光には、表示パネルＸ１を透過した環境光Ｌ１のほかに、表示パネルＸ１（特に発光素子であるＯＬＥＤ）の出力光Ｌ２が含まれている。

検出回路２２は、ＯＬＥＤの発光周期Ｔ（＝１／ｆ、例えばｆ＝２４０Ｈｚであれば、Ｔ≒４ｍｓ）よりも短い測定期間Ｔｍ（例えばＴｍ≦１ｍｓ）毎に受光信号ＩＰＤの積分値Ｓ１を逐次生成する。なお、上記のような高速積分動作を実現するためには、検出回路２２として、例えば、先出の第１実施形態（図８）を採用することが望ましい。

処理回路２３は、検出回路２２から入力される積分値Ｓ１に所定の信号処理を施して、環境光Ｌ１の測定値Ｓ３を生成する機能ブロックであり、最小値判定部２３１と平均値算出部２３２を含む。

最小値判定部２３１は、第１期間Ｔｘ（Ｔｘ≧Ｔであり、例えばＴｘ＝５ｍｓ）毎に複数の積分値Ｓ１から最小値Ｓ２を逐次判定する。

平均値算出部２３２は、第２期間Ｔｙ（Ｔｙ＞Ｔｘであり、例えばＴｙ＝１００ｍｓ）毎に複数の最小値Ｓ２から平均値を逐次算出し、その平均値を環境光Ｌ１の測定値Ｓ３として出力する。

なお、処理回路２３（特に、最小値判定部２３１及び平均値算出部２３２）の動作やその技術的意義については、後ほど詳細に説明する。

レジスタ２４は、処理回路２３から入力される測定値Ｓ３を格納する。

インタフェイス回路２５は、定期的に若しくは外部要求に応じて、レジスタ２４に格納された測定値Ｓ３を読み出し、これを環境光測定データＡＬＳＤＡＴＡとして外部出力する。なお、インタフェイス回路２５の通信方式しては、シリアル通信方式（例えばＩ^２Ｃ［inter-integrated circuit］通信方式）が好適である。

図１３は、ＯＬＥＤのオフ期間Ｔｏｆｆと環境光Ｌ１の測定期間Ｔｍとの関係を示す図である。表示パネルＸ１（特にこれを形成するＯＬＥＤ）は、肉眼では常時点灯しているように見えるが、実際には所定の発光周期Ｔでオン期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆを繰り返すようにＰＷＭ駆動されている。このようなＰＷＭ駆動を行うことにより、そのオンデューティＤｏｎ（＝発光周期Ｔに占めるオン期間Ｔｏｎの割合、Ｄｏｎ＝Ｔｏｎ／Ｔ）を切り替えることで、表示パネルＸ１の発光輝度を調整することが可能となる。

なお、ＯＬＥＤのオフ期間Ｔｏｆｆには、ＯＬＥＤの出力光Ｌ２がゼロ（又は略ゼロ）になるので、受光素子２１に環境光Ｌ１のみが入射されている状態となる。そこで、ＯＬＥＤのオフ期間Ｔｏｆｆにおける検出値Ｓ１が得られるように、光学センサ２０を高速化する。一般に、照度センサの典型的な測定期間Ｔｍは１００ｍｓ程度であるが、例えば、この測定期間Ｔｍを１ｍｓ以下にする。

図１４Ａ〜図１４Ｄは、それぞれ、ＯＬＥＤの発光輝度とオフ期間Ｔｏｆｆとの関係を示す図（発光輝度２５％、５０％、７５％及び９６％）を示す図である。

例えば、発光輝度２５％（図１４Ａ）ではＴｏｆｆ＝Ｔｏｆｆ１（例えば２．８ｍｓ）となっている。また、例えば、発光輝度５０％（図１４Ｂ）では、Ｔｏｆｆ＝Ｔｏｆｆ２（＜Ｔｏｆｆ１、例えば２．２ｍｓ）となっており、発光輝度７５％（図１４Ｃ）では、Ｔｏｆｆ＝Ｔｏｆｆ３（＜Ｔｏｆｆ２、例えば１．５ｍｓ）となっている。そして、発光輝度９６％（図１４Ｄ）では、ついにオフ期間Ｔｏｆｆが消滅している。

各図から分かるように、ＯＬＥＤのオフ期間Ｔｏｆｆは、発光輝度が１００％に近い場合を除き、１ｍｓ以上の長さを持つ。従って、光学センサ２０（特に検出回路２２）の測定期間Ｔｍを１ｍｓ以下に設定しておけば、ＯＬＥＤのオフ期間Ｔｏｆｆにおける検出値Ｓ１が得られるので、不要な出力光Ｌ２の影響を受けることなく、環境光Ｌ１だけを測定することが可能となる。

なお、発光輝度が１００％に近いときには、ＯＬＥＤのオフ期間Ｔｏｆｆが消滅するので、環境光Ｌ１の測定結果に誤差を生じる。ただし、発光輝度が１００％に近いということは、一般に環境光Ｌ１が非常に強いときであると考えられる。従って、不要な出力光Ｌ２の影響は相対的に小さく、例えば、ソフトウェアでの補正により十分に対応することが可能であると言える。

逆に、発光輝度が０％に近いときには、一般に環境光Ｌ１が極めて弱い（周囲が真っ暗である）と考えられるので、不要な出力光Ｌ２の影響が相対的に大きくなる。ただし、このような場合には、ＯＬＥＤのオフ期間Ｔｏｆｆが光学センサ２０の測定期間Ｔｍよりも十分に長くなるので、出力光Ｌ２がゼロ（又はほぼゼロ）であるＯＬＥＤのオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、環境光Ｌ１だけを正しく測定することが可能となる。

図１５は、第２実施形態における光検出動作の一例を示す図であり、上から順に、受光信号ＩＰＤ、積分値Ｓ１（その測定期間Ｔｍ）、最小値Ｓ２、平均値Ｓ３、環境光測定データＡＬＳＤＡＴＡ、及び、インタフェイス回路２５への外部要求が描写されている。

先にも述べたように、検出回路２２は、ＯＬＥＤの発光周期Ｔよりも短い測定期間Ｔｍ（例えばＴｍ≦１ｍｓ）毎に受光信号ＩＰＤの積分値Ｓ１を逐次生成する。ただし、受光信号ＩＰＤの高速測定を行っても、どの積分値Ｓ１がＯＬＥＤ発光時のデータで、どの積分値Ｓ１がＯＬＥＤ非発光時のデータなのかを、単一のデータリードで判別することは不可能である。従って、ＯＬＥＤ非発光時の環境光測定データＡＬＳＤＡＴＡを取得するためには、一定区間（少なくともＯＬＥＤの発光周期Ｔ以上）に亘って積分値Ｓ１を取得し続ける必要がある。

しかしながら、仮に、積分値Ｓ１そのものを外部のマスタ（不図示のマイコンなど）で処理しようとすると、極めて高頻度（測定期間Ｔｍ毎）にデータリード動作を行う必要がある。そのため、マスタの通信バスを占有してしまい、他のＩＣとの通信を阻害したり、消費電流の増大を招くおそれがある。

なお、上記課題の解決策としては、例えば一定区間内の積分値Ｓ１をＦＩＦＯ［first in, first out］メモリに格納しておき、後からまとめて読み出す方法が考えられる。ただし、ＦＩＦＯメモリは、一般的にロジック規模が大きいので、光学センサのコストアップやサイズアップに繋がってしまう。

一方、本実施形態の光学センサ２０であれば、最小値探索アルゴリズムの導入により、ＦＩＦＯメモリを要することなく、データリード動作を一度行うだけでＯＬＥＤ非発光時の環境光測定データＡＬＳＤＡＴＡを取得することが可能となる。

上記の最小値探索アルゴリズムについて、具体的に詳述する。まず、最小値判定部２３１では、第１期間Ｔｘ（例えばＴｘ＝５ｍｓ）毎に複数の積分値Ｓ１から最小値Ｓ２（ｍｉｎ１、ｍｉｎ２、…、ｍｉｎＮ）が逐次判定される。なお、最小値Ｓ２の判定手法としては、例えば、新たに取得した積分値Ｓ１とそれまで保持していた最小値Ｓ２を比較し、Ｓ１＜Ｓ２ならば最小値Ｓ２を更新し、Ｓ１＞Ｓ２ならば積分値Ｓ１を破棄すればよい。

次いで、平均値算出部２３２では、第２期間Ｔｙ（例えばＴｙ＝１００ｍｓ）毎に複数の最小値Ｓ２から平均値ａｖｅ（ｍｉｎ１：ｍｉｎＮ）が逐次算出され、その算出結果が環境光Ｌ１の測定値Ｓ３としてレジスタ２４に格納される（例えば０ｈ→ＸＸＸＸｈ）。

レジスタ２４に格納された測定値Ｓ３は、例えば、外部要求に応じて読み出され、環境光測定データＡＬＳＤＡＴＡとしてインタフェイス回路２５から外部出力される。

なお、上記の説明では、第１期間Ｔｘ毎に複数の積分値Ｓ１から最小値Ｓ２を逐次判定する例を挙げたが、例えば、最小値Ｓ２（＝ｍｉｎ１〜ｍｉｎＮ）だけでなく、最大値Ｓ４（＝ｍａｘ１〜ｍａｘＮ）も逐次判定し、最大値Ｓ４と最小値Ｓ２との差分値（＝Ｓ４−Ｓ２）を出力光Ｌ２の測定値として取得してもよい。

また、上記の説明では、複数の最小値Ｓ２から平均値ａｖｅ（ｍｉｎ１：ｍｉｎＮ）を求め、これを環境光測定データＡＬＳＤＡＴＡとする例を挙げたが、例えば、平均化処理を省略し、最小値Ｓ２そのものを環境光測定データＡＬＳＤＡＴＡとして取り扱ってもよい。その場合には、通信頻度を抑えるために第１期間Ｔｘを長めに設定するとよい。

＜総括＞
以下では、本明細書中に開示されている種々の実施形態について、総括的に述べる。

本明細書中に開示されている検出回路は、入力信号が入力される第１積分器と、出力信号を出力する第２積分器と、前記第１積分器の出力端と前記第２積分器の入力端との間に接続された積分容量と、前記第２積分器の入力端に接続された放電部と、前記出力信号を監視して前記放電部を制御する制御部と、を有する構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成る検出回路において、前記第１積分器は、前記第２積分器よりも低速である構成（第２の構成）にしてもよい。

また、上記第１又は第２の構成から成る検出回路は、前記第２積分器の積分開始タイミングを前記第１積分器の積分開始タイミングに対して遅らせる遅延部をさらに有する構成（第３の構成）にしてもよい。

また、上記第１〜第３いずれかの構成から成る検出回路において、前記制御部は、前記第２積分器の積分期間において、前記出力信号が上限値を上回ったときに前記第２積分器に蓄えられた電荷を第１放電量だけ一括放電する構成（第４の構成）にしてもよい。

また、上記第４の構成から成る検出回路において、前記制御部は、前記第２積分器の積分期間満了後、前記出力信号が下限値を下回るまで前記第２積分器に蓄えられた電荷を前記第１放電量より小さい第２放電量ずつ段階放電する構成（第５の構成）にしてもよい。

また、上記第１〜第５いずれかの構成から成る検出回路において、前記制御部は、前記放電部の放電回数に基づいて前記入力信号の積分値データを生成する構成（第６の構成）にしてもよい。

また、上記第１〜第６いずれかの構成から成る検出回路において、前記第１積分器は、反転入力端が前記入力信号の印加端に接続されて出力端が前記積分容量の第１端に接続された第１アンプと、前記第１アンプの反転入力端と出力端との間に接続された第１積分容量と、前記第１積分容量に並列接続された第１スイッチと、を含む構成（第７の構成）にしてもよい。

また、上記第７の構成から成る検出回路において、前記第２積分器は、反転入力端が前記積分容量の第２端に接続されて出力端が前記出力信号の印加端に接続された第２アンプと、前記第２アンプの反転入力端と出力端との間に接続された第２積分容量と、前記第２積分容量に並列接続された第２スイッチと、を含む構成（第８の構成）にしてもよい。

また、上記第８の構成から成る検出回路において、前記第１アンプ及び前記第２アンプそれぞれの非反転入力端は、いずれもバイアス電圧の印加端に接続されている構成（第９の構成）にしてもよい。

また、本明細書中に開示されている光学センサは、受光信号を生成する受光素子と、上記第１〜第９いずれかの構成から成り前記受光信号を検出する検出回路と、を有する構成（第１０の構成）とされている。

また、例えば、本明細書中に開示されている光学センサは、発光素子の出力光と環境光の双方に応じた受光信号を生成する受光素子と、前記発光素子の発光周期よりも短い測定期間毎に前記受光信号の積分値を逐次生成する検出回路と、前記発光周期以上の第１期間毎に複数の前記積分値から最小値を逐次判定して前記最小値又はこれに応じた値を前記環境光の測定値とする処理回路と、を有する構成（第１１の構成）とされている。

なお、上記第１１の構成から成る光学センサにおいて、前記処理回路は、前記第１期間よりも長い第２期間毎に複数の前記最小値から平均値を逐次算出して前記平均値を前記環境光の測定値とする構成（第１２の構成）にしてもよい。

また、上記第１１又は第１２の構成から成る光学センサは、前記測定値を格納するレジスタをさらに有する構成（第１３の構成）にしてもよい。

また、上記第１１〜第１３いずれかの構成から成る光学センサは、前記測定値を外部出力するインタフェイス回路をさらに有する構成（第１４の構成）にしてもよい。

また、上記第１１〜第１４いずれかの構成から成る光学センサにおいて、前記処理回路は、前記第１期間毎に複数の前記積分値から最大値を逐次判定し、前記最大値と前記最小値との差分値を前記出力光の測定値とする構成（第１５の構成）にしてもよい。

また、上記第１１〜第１５いずれかの構成から成る光学センサにおいて、前記測定期間は１ｍｓ以下である構成（第１６の構成）にしてもよい。

また、本明細書中に開示されている電子機器は、表面側から入射する環境光を裏面側に透過することのできる表示パネルと、上記第１１〜第１６いずれかの構成から成り前記表示パネルの裏面側で前記環境光を測定する光学センサと、を有する構成（第１７の構成）とされている。

なお、上記第１７の構成から成る電子機器において、前記表示パネルは、透光性の発光素子を含む構成（第１８の構成）にしてもよい。

また、上記第１８の構成から成る電子機器において、前記発光素子は、前記表示パネルの発光輝度に応じたオンデューティでＰＷＭ［pulse width modulation］駆動される構成（第１９の構成）にしてもよい。

また、上記第１９の構成から成る電子機器において、前記発光素子は、ＯＬＥＤである構成（第２０の構成）にしてもよい。

＜その他の変形例＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本明細書中に開示されている発明は、例えば、スマートフォンなどの電子機器に搭載されて環境光を測定する光学センサに利用することが可能である。

１０、２０ 光学センサ
１１、２１ 受光素子（フォトダイオード）
１２、２２ 検出回路
１２１ オペアンプ（第２アンプ）
１２２ キャパシタ（第２積分容量）
１２３ スイッチ（第２スイッチ）
１２４ スイッチ
１２５ スイッチ
１２６ 放電部
１２７ 制御部
１２８ オペアンプ（第１アンプ）
１２９ キャパシタ（積分容量）
１２Ａ キャパシタ（第１積分容量）
１２Ｂ スイッチ（第１スイッチ）
１２Ｃ 遅延部
１２Ｘ 第１積分器
１２Ｙ 第２積分器
１３ 寄生キャパシタ
２３ 処理回路
２３１ 最小値判定部
２３２ 平均値算出部
２４ レジスタ
２５ インタフェイス回路
Ｘ 電子機器（スマートフォン）
Ｘ１ 表示パネル
Ｘ２ ベゼル領域
Ｘ１１ 筐体
Ｘ１２ ガラス板
Ｘ１３ ＯＬＥＤ層
Ｘ１４ 保護層
Ｘ１４ａ 開口部
Ｘ１５ 基板

Claims (10)

1. 入力信号が入力される第１積分器と、
   出力信号を出力する第２積分器と、
   前記第１積分器の出力端と前記第２積分器の入力端との間に接続された積分容量と、
   前記第２積分器の入力端に接続された放電部と、
   前記出力信号を監視して前記放電部を制御する制御部と、
   を有する、検出回路。
2. 前記第１積分器は、前記第２積分器よりも低速である、請求項１に記載の検出回路。
3. 前記第２積分器の積分開始タイミングを前記第１積分器の積分開始タイミングに対して遅らせる遅延部をさらに有する、請求項１又は２に記載の検出回路。
4. 前記制御部は、前記第２積分器の積分期間において、前記出力信号が上限値を上回ったときに前記第２積分器に蓄えられた電荷を第１放電量だけ一括放電する、請求項１〜３のいずれか一項に記載の検出回路。
5. 前記制御部は、前記第２積分器の積分期間満了後、前記出力信号が下限値を下回るまで前記第２積分器に蓄えられた電荷を前記第１放電量よりも小さい第２放電量ずつ段階放電する、請求項４に記載の検出回路。
6. 前記制御部は、前記放電部の放電回数に基づいて前記入力信号の積分値データを生成する、請求項１〜５のいずれか一項に記載の検出回路。
7. 前記第１積分器は、
   反転入力端が前記入力信号の印加端に接続されて出力端が前記積分容量の第１端に接続された第１アンプと、
   前記第１アンプの反転入力端と出力端との間に接続された第１積分容量と、
   前記第１積分容量に並列接続された第１スイッチと、
   を含む、請求項１〜６のいずれか一項に記載の検出回路。
8. 前記第２積分器は、
   反転入力端が前記積分容量の第２端に接続されて出力端が前記出力信号の印加端に接続された第２アンプと、
   前記第２アンプの反転入力端と出力端との間に接続された第２積分容量と、
   前記第２積分容量に並列接続された第２スイッチと、
   を含む、請求項７に記載の検出回路。
9. 前記第１アンプ及び前記第２アンプそれぞれの非反転入力端は、いずれもバイアス電圧の印加端に接続されている、請求項８に記載の検出回路。
10. 受光信号を生成する受光素子と、
    前記受光信号を検出する請求項１〜９のいずれか一項に記載の検出回路と、
    を有する、光学センサ。

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