JP2021092449A - 歪みゲージのセンシング方式およびキャリブレーション方式 - Google Patents

Abstract

【課題】 センシングしたデータ量を抑制しつつ高精度の歪み測定を行うことができる電子装置およびセンシングシステムを提供する。【解決手段】 本発明のセンシングシステム１０を構成する子機１００は、歪みゲージを接続したブリッジ回路ＢＲＧと、ブリッジ回路ＢＲＧの出力電圧を非反転増幅する第１の差動増幅回路ＯＰ１と、ブリッジ回路ＢＲＧの出力電圧を反転増幅する第２の差動増幅回路ＯＰ２と、第１の差動増幅回路ＯＰ１の出力信号の一定期間内の最大値を表す第１のピークホールド信号ＰＬＨＬＤ１を出力する第１のピークホールド回路ＰＫＨ１と、第２の差動増幅回路ＯＰ２の出力信号の一定期間内の電圧の最大値を表す第２のピークホールド信号ＰＫＨＬＤ２を出力する第２のピークホールド回路ＰＫＨ２と、第１のピークホールド信号ＰＫＨＬＤ１または第２のピークホールド信号ＰＫＨＬＤ２とを比較し、大きい方の第１または第２のピークホールド信号を出力する制御部１７０とを有する。【選択図】 図６

Description

本発明は、歪みゲージを用いたセンシング方式およびそのキャリブレーションに関し、特に、親機と複数の子機とから構成される無線通信を用いたセンシングシステムに関する。

複数の子機を遠隔地に設置し、複数の子機でセンシングした測定値を親機に送信する、無線通信センサシステムが実用化されている（例えば、特許文献１）。子機は、例えば、山間部、湖沼、海上などに設置された構造物、施設、橋脚などに設置され、そのような測定対象物の状態の変化等をセンシングし、親機は、子機から送信されたセンシング結果に基づき測定対象物の異常、劣化、疲労、損傷などの異常の有無を判定している。

測定対象物の状態を測定するものに歪みゲージが知られている。歪みゲージは、測定対象物の伸縮に比例して抵抗体の抵抗値を変化させるものであり、歪みゲージを測定対象物に接着または貼付し、歪みゲージの抵抗変化を測定することで測定対象物の歪みを算出する。歪みゲージの抵抗変化は微小であるため、通常、ホイーストンブリッジ回路を用いて抵抗変化を電圧に変換して測定する（例えば、特許文献２）。

特許第６２５１３６３号公報 特開２０００−２４９５０７号公報

図１は、歪みゲージを接続したホイーストンブリッジ回路の構成を示す図である。同図に示すように、ブリッジ回路の三辺に既知の抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４が接続され、一辺に測定対象である抵抗Ｒ１を含む歪みゲージが接続される。抵抗Ｒ２、Ｒ３の接続ノードＮ１と抵抗Ｒ１、Ｒ４の接続ノードＮ２との間に入力電圧Ｖが印加され、抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードＮ３と抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続ノードＮ４から出力電圧ｅが出力される。このとき、ブリッジ回路の出力電圧ｅは、次式（１）のように表される。

Ｒ１×Ｒ３＝Ｒ２×Ｒ４のとき、ブリッジ回路が平衡状態となり、出力電圧ｅ＝０Ｖになる。歪みゲージの抵抗Ｒ１がΔＲだけ変化したとすると、出力電圧ｅは、次式（２）で表される。

ブリッジ回路において、歪ゲージの抵抗値は一定値を保つことはなく、歪みゲージによってもバラツキがあり、さらには歪ゲージを接続するリード線にも抵抗値があるため、高精度の抵抗Ｒ２〜Ｒ４を使用しても、ブリッジ回路の平衡状態（ｅ＝０Ｖ）を実現することは難しい。さらに歪ゲージの抵抗値は、環境温度によっても影響を受ける。

また、歪ゲージにおいて、瞬時の大きな変化を測定するためには抵抗値を測定するためのサンプリング周期を短くする必要がある。しかし、サンプリング周期を短くすると、サンプリングされるデータ量が膨大となり、サンプリングデータの洪水を引き起こしてしまう。

特許文献２は、歪みゲージをブリッジ回路に接続するためのリード線の抵抗値やその変化の影響を排除した高精度の歪み測定を行うものであり、図２に、その歪み測定システムの構成を示す。ブリッジ回路の一辺に歪みゲージが接続され、ブリッジ回路にはブリッジ電源回路１により入力電圧Ｖが印加される。ブリッジ回路の各出力ノードがスイッチ回路２の入力端にそれぞれ接続され、歪みゲージの抵抗体の接続部とブリッジ電源回路１の一方の電源端子がスイッチ回路３の入力端にそれぞれ接続される。スイッチ回路２、３の出力は増幅回路４に入力され、増幅回路４の出力がＡＤ変換回路５に入力される。ここで、ｅ、ｅ０、ｅｒ、ｅｒ０は、次のように定義される。
ｅ；ブリッジ回路の出力電圧(測定時)
ｅ０；ブリッジ回路の初期出力電圧
ｅｒ；歪ゲージの初期リード線電圧（Ｉ：ｒ）
ｅｒ０；歪ゲージのリード線電圧(測定時)

図２の測定システムにおいて、次のように測定動作が行われる。
１）各電圧の初期値をスイッチ回路２、３を切替えて測定（ｅ０、ｅｒ０）
２）あるタイミングで、スイッチ回路２、３を切替えて各電圧を測定（ｅ、ｅｒ）
３）次式（３）でひずみ(ε)を求める

この方式は、歪ゲージを接続するリード線の抵抗の影響を防ぐことが可能であるが、使用するスイッチ回路２、３のオン抵抗または接触抵抗の影響を受ける可能性がある。スイッチ回路２、３がリレー回路から構成されるならば、一定のスイッチング時間を要するために実際の測定に影響を及ぼす。さらにリレー回路の寿命の問題もある。また、この方式は、各電圧を測定し、それを基にひずみ(ε)を算出するが、スイッチ回路２、３の切替えにより各電圧をサンプリングするため、各電圧の測定に時間差を生じさせ、センサの瞬間的な変化を正確に捉えることができない。

瞬間的な異常を捉える場合、センサのサンプリング周期を極力短くする必要がある。しかし、そうするとサンプリングデータ量が膨大となり、それを記憶する記憶容量を増加させなければならず、そうするとコスト増になってしまう。また、常にサンプリング状態を継続することになると、消費電力の観点から歪みゲージを搭載した電子機器をバッテリーで駆動することが難しくなり、それ故、そうした電子機器は、電源の取れる場所への設置に限られてしまう。

本発明は、上記従来の課題を解決し、センシングしたデータ量を抑制しつつ高精度の歪み測定を行うことができる電子装置およびセンシングシステムを提供することを目的とする。

本発明に係るセンシング機能を備えた電子装置は、歪みゲージを接続したブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の出力電圧を非反転増幅する第１の差動増幅手段と、前記ブリッジ回路の出力電圧を反転増幅する第２の差動増幅手段と、第１の差動増幅手段路の出力信号の一定期間内の最大値を表す第１のピークホールド信号を出力する第１のピークホールド手段と、第２の差動増幅手段の出力信号の一定期間内の電圧の最大値を表す第２のピークホールド信号を出力する第２のピークホールド手段と、第１のピークホールド信号と第２のピークホールド信号とを比較し、大きい方の第１または第２のピークホールド信号を出力する出力手段とを有する。

ある実施態様では、前記出力手段は、大きい方の第１または第２のピークホールド信号とその極性を保持する保持手段を含む。ある実施態様では、前記出力手段は、第１および第２のピークホールド信号をサンプリングする手段を含み、前記保持手段は、今回サンプリングされたデータと前回サンプリングされたデータとを比較し、大きい方のサンプリングデータと極性を保持する。ある実施態様では、前記サンプリング手段は、ＡＤ変換回路を含み、当該ＡＤ変換回路は、第１および第２のピークホールド手段の一定期間よりも短いサンプリング周期で第１および第２のピークホールド信号をサンプリングする。ある実施態様では、電子装置はさらに、外部と無線による通信を可能とする通信手段を含み、前記出力手段は、第１または第２のピークホールド信号を前記通信手段を介して外部に送信する。ある実施態様では、電子装置はさらに、ブリッジ回路のキャリブレーションを行うキャリブレーション手段を含み、前記キャリブレーション手段は、第１および第２の差動増幅手段の出力信号を基準電圧にバイアスするためのバイアス電圧設定手段と、前記バイアス電圧設定手段によりバイアス電圧が設定された第１または第２の差動増幅手段の出力信号に基づきブリッジ回路のキャリブレーション値を算出する算出手段とを有する。ある実施態様では、第１または第２の差動増幅手段の出力信号がバイアス電圧±αであり、αは、ブリッジ回路の出力電圧の差分を増幅した値を表しているとき、前記算出手段は、補正値として、＋α、−αまたは０を算出する。ある実施態様では、前記キャリブレーション手段は、電源投入時にキャリブレーションを実行する。ある実施態様では、前記キャリブレーション手段は、通信手段を介して外部からのコマンドが受信されたことに応答してキャリブレーションを実行する。ある実施態様では、前記設定手段は、外部から補正値を受信したとき、当該補正値に基づきキャリブレーション値を更新する。ある実施態様では、電子装置はさらに、内部の温度を検出する温度センサを含み、前記出力手段は、歪みゲージの測定値とともに温度センサの検出値を送信する。

本発明に係るセンシングシステムは、上記記載の電子装置と、当該電子装置と通信接続される親機とを含むものであって、親機は、電子装置から送信された測定値に基づき歪みを算出する算出手段と、電子装置のキャリブレーションを行うためのコマンドを発行する発行手段とを含む。

ある実施態様では、前記発行手段は、電子装置から受信した温度情報に基づき歪み抵抗の変化率を算出し、抵抗の変化率が閾値に到達したとき前記コマンドを発行する。ある実施態様では、前記発行手段は、前記コマンドとともに抵抗の変化率に応じたキャリブレーション値を電子装置に送信する。

本発明によれば、ブリッジ回路の出力電圧を非反転増幅する第１の差動増幅手段と、ブリッジ回路の出力電圧を反転増幅する第２の差動増幅手段と、第１の差動増幅手段路の出力信号の一定期間内の最大値を表す第１のピークホールド信号を出力する第１のピークホールド手段と、第２の差動増幅手段の出力信号の一定期間内の電圧の最大値を表す第２のピークホールド信号を出力する第２のピークホールド手段と、第１のピークホールド信号または第２のピークホールド信号とを比較し、大きい方の第１または第２のピークホールド信号を出力する出力手段とを有することにより、従来と比較してセンシングしたデータを大幅に削減することができる。さらに本発明によれば、ブリッジ回路をキャリブレーションする手段を設けたことによりリート線の抵抗の影響や測定温度の変化による影響を排除した高精度のセンシングが可能になる。

ブリッジ回路と歪みゲージの基本的接続を示す図である。 従来の歪みゲージ測定システムの構成を示す図である。 本発明の実施例に係るセンシングシステムの構成例を示す図である。 本発明の実施例に係る歪みゲージを内蔵したボルトの概略を示す図である。 本発明の実施例に係る風力発電施設のタワーの概略を示す図である。 本発明の実施例に係る子機の構成を示す図である。 本発明の実施例に係る子機の電源投入時のキャリブレーションフローを示す図である。 差動増幅器ＯＰ１の出力電圧に差分が加味されたときの電圧波形図である。 本発明の実施例に係る親機と通信時のキャリブレーションフローを示す図である。 本発明の実施例に係る通常のセンシング時のバイアス電圧とピークホールド信号との関係を示す電圧波形図である。

本発明のある実施態様では、無線通信を利用したセンシングシステムは、電池により駆動される複数の子機と、複数の子機と双方向の無線通信を行う親機と、親機に接続された制御装置（ホスト装置）とを含んで構成される。本発明のセンシングシステムは、複数の子機によって検出された情報を監視する監視システムであることができる。子機は、山間部、湖沼、海洋などの遠隔地に配置することができ、遠隔地の種々の情報を検出することが可能である。子機には、例えば、歪みセンサ、温度センサ、湿度センサ、水位センサ、土壌水分センサ、雨量計、圧力センサ、気圧センサ等を搭載することが可能である。親機は、例えば、無線ネットワークを介して複数の子機と接続され、複数の子機に指示を送信し、複数の子機からセンシングされた情報を受け取る。親機はさらに、無線通信システムの全体を制御する制御装置に接続され、制御装置からの命令等に応じて複数の子機に指示を送信することができる。

図３は、本発明の実施例に係るセンシングシステムの構成例を示す図である。本実施例に係るセンシングシステム１０は、複数の子機２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、…２０ｎ（ｎは、１以上の整数）と、親機３０と、ホスト装置４０とを含んで構成される。なお、子機２０ａ〜２０ｎの全体を総称するときは、子機２０という。

親機３０は、例えば、複数の子機２０の各々との間で無線（例えば、９２０ＭＨｚの周波数帯）による双方向通信を行う。親機３０が子機２０ａに対してクエリ（問い合わせ）Ｑａを送信すると、子機２０ａは、クエリＱａに対する応答メッセージＲａを返信する。同様に、親機３０が子機２０ｂに対してクエリＱｂを送信すると、子機２０ｂは、クエリＱｂに対する応答メッセージＲｂを返信する。ある実施態様では、親機３０が子機２０をアクセスする場合には、予め決められた数ｎの子機２０に対して、予め決められた順序（例えば、アドレスの若い順）で全ての子機２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、…２０ｎにクエリＱａ、Ｑｂ、Ｑｃ、…Ｑｎを送信し、各子機から応答メッセージを受信する。子機２０は、親機３０からのアクセスがある期間に同期してウェークアップし、極力、電池が消耗されることを抑制する。また、仮に一部の子機が切断された場合であっても、親機３０は、切断された子機をスキップすることなく、予め決められた数ｎの子機２０をアクセスすることで、親機と子機との間の同期が失われないようにする。

子機２０は、親機３０からクエリＱを受信すると、それに対する応答メッセージＲを作成し、これを親機３０に送信する。子機２０は、電池（バッテリー）により動作され、必要最低限の動作のみを行うスリープ状態（低消費電力状態）と、スリープ状態からウェークアップされた通常の動作状態とを有する。通常の動作状態では、子機に含まれる全ての機能が完全に動作することが可能であり、低消費電力情報では、子機に含まれる一部の機能が動作可能になる。

ホスト装置４０は、親機３０に対して有線または無線により接続される。ホスト装置４０は、コンピュータ装置、ノートパソコン、携帯型通信端末、タブレット型通信端末等であることができる。ホスト装置４０は、システム全体を監視し、または制御するため、親機３０に対して必要な指示を与え、また親機３０から子機２０の情報を収集する。ホスト装置４０は、例えば、インターネットまたはイントラネット等のネットワークを介して親機３０に接続されてもよい。

子機２０は、遠隔地の測定対象物の状態をセンシングするための種々のセンサを搭載することが可能であるが、ここでは、子機２０は、測定対象物の歪みを測定するための歪みゲージまたは歪みセンサを搭載する。子機２０は、図４に示すように、例えば、ボルトＢＴの内部に配置された歪みゲージＳＧを含み、ボルトＢＴの歪みを測定する。ボルトＢＴは、構造物、建造物あるいは橋脚などの部位に複数取り付けられ、ボルトの歪みは、このような構造物の疲労、劣化、損傷の度合を判定する際に利用される。

図５は、本実施例のセンシングシステムの具体例を示している。同図に示すように、山間部や海上等に設置された風力発電施設のタワーＴＷは、鉄骨等の構成部材を固定または締結するために複数のボルトＢＴを利用している。例えば、１つのボルトＢＴには、上記したように１つの子機２０が取り付けられ、歪みゲージＳＧがボルトＢＴ内に埋め込まれている。１つの実施態様では、タワーＴＷは、例えば４つの領域Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４に分割され、１つの領域Ｒ１内に存在する複数のボルトＢＴにはそれぞれ複数の子機２０が取り付けられ、これら複数の子機２０が１つの親機３０＿１と無線通信する。同様に、他の領域Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４内に存在する複数の子機がそれぞれ親機３０＿２、３０＿３、３０＿４と無線通信する。そして、親機３０＿１、３０＿２、３０＿３、３０＿４は、有線ＬＡＮまたは無線ＬＡＮによりインターネットまたはイントラネット等を介してホスト装置に接続される。また、別の実施態様では、タワーＴＷの各領域Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４内の子機２０は、有線ＬＡＮまたは無線ＬＡＮによりインターネットまたはイントラネット等を介して１つの親機３０に接続されるようにしてもよい。

次に、本実施例の子機について説明する。図６は、本実施例の子機１００（図４、図５の子機２０に対応）の内部構成を示す図である。子機１００は、一辺に歪ゲージＳＲを接続し、３辺に既知の抵抗を接続したホイートストンブリッジ回路ＢＲＧと、ブリッジ回路ＢＲＧの入力ノードに定電流を供給する定電流制御回路１１０と、ブリッジ回路ＢＲＧの出力ノードＶＯＡ−を反転入力端子（−）に接続し、出力ノードＶＯＡ＋を非反転入力端子（＋）に接続し、入力端子間の差分電圧を増幅する差動増幅器ＯＰ１と、ブリッジ回路ＢＲＧの出力ノードＶＯＡ−を非反転入力端子（＋）に接続し、出力ノードＶＯＡ＋を反転入力端子（−）に接続し、入力端子間の差分電圧を増幅する差動増幅器ＯＰ２と、差動増幅器ＯＰ１、ＯＰ２の出力電圧を基準電圧（ＲＥＦ）にバイアスするためのバイアス電圧ＢＶを設定するバイアス電圧設定部１２０と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２２を過電圧の入力から保護するための保護ダイオードと、差動増幅器ＯＰ１の出力信号に含まれる高周波ノイズを除去するローパスフィルタ１２２と、ローパスフィルタ１２２の出力信号ＯＰ１ＯＴを入力し、一定期間内の最大の電圧値を保持するピークホールド回路ＰＫＨ１と、ピークホールド回路ＰＫＨ１の出力信号に含まれる高周波ノイズを除去するローパスフィルタ１２４と、ローパスフィルタ１２６を過電圧の入力から保護するための保護ダイオードと、差動増幅器ＯＰ２の出力信号に含まれる高周波ノイズを除去するローパスフィルタ１２６と、ローパスフィルタ１２６の出力信号ＯＰ２ＯＴを入力し、一定期間内の最大の電圧値を保持するピークホールド回路ＰＫＨ２と、ピークホールド回路ＰＫＨ２の出力信号に含まれる高周波ノイズを除去するローパスフィルタ１２８とを含む。

子機１００はさらに、ピークホールド回路ＰＫＨ１で保持された最大電圧値を表すピークホールド信号ＰＫＨＬＤ１、差動増幅器ＯＰ１の出力信号ＯＰ１ＯＴ、ピークホールド信号ＰＫＨＬＤ２で保持された最大電圧値を表すピークホールド信号ＰＫＨＬＤ２、差動増幅器ＯＰ２の出力信号ＯＰ２ＯＴを入力し、これらのアナログ信号を一定のサンプリング周期でサンプリングし、これをデジタル信号に変換するＡＤ変換回路１３０と、子機１００の内部温度を検出する温度センサ１４０と、親機との間で双方向の無線通信を行うための無線モジュール１５０と、各部に所望の電圧Ｖａを供給するためのバッテリー１６０と、各部を制御する制御部１７０とを含んで構成される。

制御部１７０は、子機１００の動作の全体を制御し、ある実施態様では、ブリッジ回路ＢＲＧのキャリブレーション、ブリッジ回路ＢＲＧの歪みゲージＳＧによる歪みの測定、無線モジュール１５０による親機との間の無線通信などを制御する。ある実施態様では、制御部１６０は、ＲＯＭ／ＲＡＭを含むマイクロプロセッサやマイクロコントローラから構成され、ＲＯＭ／ＲＡＭに格納されたプログラムまたはソフトウエアを実行することで上記の制御を行う。

ブリッジ回路ＢＲＧは、例えば、図１や図２に示すように、ブリッジ回路の一辺に歪みゲージを接続する。他の３辺に接続される３つ抵抗の抵抗値は既知である。定電流制御回路１１０は、例えばカレントミラー回路などを用いて定電流を生成し、ブリッジ回路ＢＲＧの入力ノードＮ１（図１を参照）に一定の入力電圧を印加する。入力ノードＮ２は、グランドに接続される。

バイアス電圧設定部１２０は、設定されたバイアス電圧ＢＶを差動増幅器ＯＰ１、ＯＰ２に共通に印加する。バイアス電圧設定部１２０へのバイアス電圧は、制御部１７０によって設定される。ある実施態様では、バイアス電圧設定部１２０は、ＤＡＣ（デジタル／アナログ変換器）を含み、制御部１７０は、ブリッジ回路ＢＲＧのキャリブレーションレーションを行うとき、ｎビットのデジタルデータをＤＡＣに設定する。ＤＡＣは、ｎビットのデジタルデータをアナログ電圧に変換し、変換されたアナログ電圧が差動増幅器ＯＰ１、ＯＰ２に印加される。

差動増幅器ＯＰ１と差動増幅器ＯＰ２は、それぞれ同一の構成を有するが、ブリッジ回路ＢＲＧの出力電圧を生成する出力ノードＶＯＡ−、ＶＯＡ＋がそれぞれの差動増幅器の異なる反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）にそれぞれ接続される。つまり、差動増幅器ＯＰ１は、出力ノードＶＯＡ−、ＶＯＡ＋間の差分を非反転増幅し、差動増幅器ＯＰ２は、その差分を反転増幅する。

差動増幅器ＯＰ１は、入力端子に印加される電圧がＶＯＡ＋＞ＶＯＡ−であるとき（これを、正の差分とする）、バイアス電圧ＢＶ＋α（αは、入力の差分電圧を増幅した値）を出力し、ＶＯＡ＋＜ＶＯＡ−であるとき（これを、負の差分とする）、バイアス電圧ＢＶ−αを出力する。ＶＯＡ＋＝ＶＯＡ−の場合には、差動増幅器ＯＰ１は、バイアス電圧ＢＶを出力する。他方、差動増幅器ＯＰ２は、入力端子に印加される電圧がＶＯＡ＋＞ＶＯＡ−であるとき（これを、正の差分とする）、バイアス電圧ＢＶ−αを出力し、ＶＯＡ＋＜ＶＯＡ−であるとき、バイアス電圧ＢＶ＋αを出力する。ＶＯＡ＋＝ＶＯＡ−の場合には、差動増幅器ＯＰ２は、バイアス電圧ＢＶを出力する。

ピークホールド回路ＰＫＨ１とピークホールド回路ＰＫＨ２は、それぞれ同一の構成を有するが、ピークホールド回路ＰＫＨ１は、差動増幅器ＯＰ１の出力信号ＯＰ１ＯＴを受け取り、その出力信号ＯＰ１ＯＴの一定期間内（サンプリング期間内）の正の最大値を保持する。他方、ピークホールド回路ＰＫＨ２は、差動増幅器ＯＰ２の出力信号ＯＰ２ＯＴを受け取り、その出力信号ＯＰ２ＯＴの一定期間内の正の最大値を保持する。出力信号ＯＰ２ＯＴは、出力信号ＯＰ１ＯＴの反転信号であるため、出力信号ＯＰ２ＯＴの正の最大値を保持することは、出力信号ＯＰ１ＯＴの負の最大値を保持することに等しい。ピークホールド回路ＰＫＨ１、ＰＫＨ２のサンプリング期間は、制御部１７０によって規定される。ある実施態様では、制御部１７０は、サンプリング期間を規定するサンプリングタイマを含み、サンプリングタイマがタイムアウトしたとき、リセット信号ＲＳＴをピークホールド回路ＰＫＨ１、ＰＫＨ２に出力し、サンプリング期間を終了させる。ピークホールド回路ＰＫＨ１、ＰＫＨ２は、リセット信号ＲＳＴを受け取ると、キャパシタに充電された電荷を放電し、リセットされる。

ＡＤ変換回路１３０は、出力信号ＯＰ１ＯＴ、ＯＰ２ＯＴ、ピークホールド信号ＰＫＨＬＤ１、ＰＫＨＬＤ２をそれぞれ入力し、これらを一定のサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングした値をｎビットのデジタル信号に変換し、これを制御部１７０へ提供する。

制御部１７０は、ブリッジ回路ＢＲＧのキャリブレーションを行うとき、ＡＤ変換回路１３０からの出力信号ＯＰ１ＯＴまたはＯＰ２ＯＴのデジタル出力信号に基づきブリッジ回路ＢＲＧのキャリブレーション値を算出する。また、制御部１７０は、歪ゲージによるセンシング（測定）を行うとき、ピークホールド信号ＰＫＨＬＤ１、ＰＫＨＬＤ２のデジタル出力信号に基づき最大値の大きいデジタル出力信号を保持し、前記保持した信号から前記算出したキャリブレーション値を減算した値をセンシングデータとして親機へ送信する。なお、バッテリー１６０から供給される電圧Ｖａは、ここには図示しないレベルシフタ等によって各回路が必要とする電圧レベルに変換され、そこに供給される。

次に、本実施例の子機の詳細な動作について説明する。図７は、子機の電源投入時のキャリブレーションの動作フローである。先ず、子機１００に電源が投入されると（Ｓ１００）、制御部１７０は、バイアス電圧設定部（ＤＡＣ）１２０に、予め決められたバイアス電圧の初期値として２．０４８Ｖを設定し、差動増幅器ＯＰ１、ＯＰ２にバイアス電圧２．０４８Ｖを設定する（Ｓ１１０）。

ブリッジ回路ＢＲＧの出力電圧（出力ノードＶＯＡ−、ＶＯＡ＋に生成される電圧）は、歪みゲージの抵抗、既知の３つ抵抗、それらを接続するリード線の抵抗のバラツキ、温度変化による抵抗の変化等の影響により０Ｖに平衡されず、オフセットされた電圧、つまり差分が生じる。この差分が差動増幅器ＯＰ１、ＯＰ２に入力され、差動増幅器ＯＰ１、ＯＰ２から増幅された差分（±α）が出力される（Ｓ１２０）。ここで、差動増幅器ＯＰ１、ＯＰ２は、その出力電圧が２．０４８Ｖの基準電圧にバイアスされるように動作するため、出力電圧は、２．０４８Ｖに差分（±α）を加減した値となる（Ｓ１３０）。差動増幅器ＯＰ１の出力電圧に差分±αが加味されたときの電圧波形を図８（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）に示す。
・ＶＯＡ＋＞ＶＯＡ−であるとき（差分αが正のとき）、差動増幅器ＯＰ１の出力信号ＯＰ１ＯＴ＝２．０４８Ｖ＋α、
・ＶＯＡ＋＜ＶＯＡ−であるとき（差分αが負のとき）、差動増幅器ＯＰ１の出力信号ＯＰ１ＯＴ＝２．０４８Ｖ−α、
・ＶＯＡ＋＝ＶＯＡ−であるとき（差分αが０のとき）、差動増幅器ＯＰ１、ＯＰ２の出力信号ＯＰ１ＯＴ＝２．０４８Ｖ

次に、ＡＤ変換回路１３０は、差動増幅器ＯＰ１の出力信号ＯＰ１ＯＴをデジタル信号に変換し、これを制御部１７０へ提供する
ＡＤ変換回路の入力状況は、次の通りである。
・ＶＯＡ＋＞ＶＯＡ−（差分＋α）、ＯＰ１ＯＴ＝２．０４８Ｖ＋α、
・ＶＯＡ＋＜ＶＯＡ−（差分−α）、ＯＰ１ＯＴ＝２．０４８Ｖ−α、
・ＶＯＡ＋＝ＶＯＡ−（差分α＝０）、ＯＰ１ＯＴ＝２．０４８Ｖ

次に、制御部１７０は、ＡＤ変換回路１３０からのデジタル信号出力に基づき差分αがキャンセルされるようなキャリブレーション値を算出する（Ｓ１４０）。具体的には、ブリッジ回路ＢＲＧの誤差として差分＋αが検出された場合には、制御部１７０は、補正値α１として、α１＝２．０４８Ｖ−αを算出する。差分−αが検出された場合には、補正値α１として、α１＝２．０４８Ｖ＋αを算出する。差分αが０の場合には、補正値α１として、α１＝２．０４８Ｖを算出する。制御部１７０は、算出結果に基づきバイアス電圧設定部１２０に算出された補正値α１を新たなキャリブレーション値として設定する（Ｓ１５０）。

次に、ブリッジ回路ＢＲＧのキャリブレーションが終了すると、親機との通信タイマをスタートさせる（Ｓ１６０）。タイマ期間中、制御部１７０および無線モジュール１５０はスリープモードまたは低消費電力状態であり、通信タイマがタイムアップすると無線モジュール１５０が親機からの通信を受信可能な状態に移行する。無線モジュール１５０が親機からの通信を受信すると、制御部１７０が通常の動作を開始し、親機からの通信に含まれるコマンド等の処理、実行を行う。

なお、上記のキャリブレーションでは、差動増幅器ＯＰ１の出力信号ＯＰ１ＯＴを用いる例を示したが、これに代えて差動増幅器ＯＰ２の出力信号ＯＰ２ＯＴを用いても同様にキャリブレーションを行い得ることは言うまでもない。

次に、親機３０またはホスト装置４０からのコマンドに応答して子機のキャリブレーションが行われるときの動作を図９のフローを参照して説明する。先ず、子機において親機との通信タイマがタイムアウトされると（Ｓ２００）、子機１００は、親機からの通信の受信待ち状態となる（２１０）。親機からの受信が完了すると、制御部１７０は、親機から送信されたデータに含まれるコマンドを解析し（Ｓ２２０）、そのコマンドが補正コマンド（キャリブレーション）であると判断すると（Ｓ２３０）、予め決められた初期値として、２．０４８Ｖのバイアス電圧ＢＶをバイアス電圧設定部１２０に設定する。その結果、差動増幅器ＯＰ１、ＯＰ２には、バイアス電圧として２．０４８Ｖが印加される（Ｓ１１０）。ステップＳ１１０〜Ｓ１５０までの動作は、図７に示すキャリブレーション動作と同じであるため、ここでの説明を省略する。

制御部１７０により補正値α１が算出され、補正値α１を反映する新たなキャリブレーション値が算出されると（Ｓ１４０）、キャリブレーション値としてその新たなバイアス電圧ＢＶが差動増幅器ＯＰ１、ＯＰ２に印加される（Ｓ１５０）。このようなブリッジ回路ＢＲＧのキャリブレーションが行われた後に、歪みゲージの測定が行われる。ピークホールド回路ＰＫＨ１、ＰＫＨ２は、新たなバイアス電圧ＢＶで差動増幅器ＯＰ１、ＯＰ２から出力された出力信号ＯＰ１ＯＴ、ＯＰ２ＯＴの最大値を保持し、そのピークホールド信号ＰＫＨＬＤ１、ＰＫＨＬＤ２をＡＤ変換回路１３０に提供する（Ｓ２４０）。

次に、ＡＤ変換回路１３０は、ピークホールド回路ＰＫＨ１、ＰＫＨ２から出力されるピークホールド信号ＰＫＨＬＤ１、ＰＫＨＬＤ２を受け取り、これらを所定のサンプリング周波数でサンプリングし、そのデジタル信号を制御部１７０へ提供する。

次に、制御部１７０は、ＰＫＨＬＤ１とＰＫＨＬＤ２とを比較して大きい方のサンプリングデータをレジスタ等に一時保存する（Ｓ２５０）。具体的には、次のような処理を行う。
・ＰＫＨＬＤ１＞ＰＫＨＬＤ２のとき、(ＰＫＨＬＤ１)−(キャリブレーション値)の減算したサンプリングデータと極性(正フラグ)を保管
・ＰＫＨＬＤ１＜ＰＫＨＬＤ２のとき、(ＰＫＨＬＤ２)−(キャリブレーション値)の減算したサンプリングデータと極性(負フラグ)を保管
・ＰＫＨＬＤ１＝ＰＫＨＬＤ２のとき、(ＰＫＨＬＤ１)−(キャリブレーション値)の減算したサンプリングデータと極性(正フラグ)を保管

次に、制御部１７０は、親機に以下のデータを送信する。
上記した保管したデータ（前記サンプリングデータの歪みゲージによる測定値）、現在のキャリブレーション値、温度センサ１４０で検出された温度情報。

次に、子機において通常のセンシングプロセスが行われるときの動作について説明する。
制御部１７０は、ピークホールド回路ＰＫＨ１、ＰＫＨ２のサンプリングタイマがタイムアウトしていないとき、つまり、ピークホールド回路ＰＫＨ１、ＰＫＨ２の保持時間内であるとき（リセット信号ＲＳＴによるリセットがされていない期間内であるとき）、親機との通信タイマがタイムアウトしたか否かを判定し、タイムアウトであれば、保管データ（歪みゲージの最大の歪みを表すデータ）、極性フラグ、現在のキャリブレーション値、温度センサ１４０で検出された温度情報を親機に送信する。

他方、タイムアウトしていなければ、制御部１７０は、ピークホールド信号ＰＫＨＬＤ１、ＰＫＨＬＤ２のサンプリングを継続する。
・ＶＯＡ＋＞ＶＯＡ−の場合、図１０（Ａ）に示すように、ピークホールド信号ＰＫＨＬＤ１（歪みゲージの測定値）がバイアス電圧ＢＶよりも大きくなる。
・ＶＯＡ＋＜ＶＯＡ−の場合、図１０（Ｂ）に示すように、バイアス電圧ＢＶよりもピークホールド信号ＰＫＨＬＤ２（歪みゲージの測定値）が大きくなる。
・ＶＯＡ＋＝ＶＯＡ−の場合、図１０（Ｃ）に示すように、ピークホールド信号ＰＫＨＬＤ１、ＰＫＨＬＳがバイアス電圧ＢＶと等しくなる。

制御部１７０は、サンプリングされたピークホールド信号ＰＫＨＬＤ１、ＰＫＨＬＤ２を比較し、サンプリングデータの最大値を更新する。
・ＰＫＨＬＤ１＞ＰＫＨＬＤ２ならば、(ＰＫＨＬＤ１)−(キャリブレーション値)の減算したサンプリングデータと正の極性フラグを一時保存
・ＰＫＨＬＤ１＜ＰＫＨＬＤ２ならば、(ＰＫＨＬＤ２)−(キャリブレーション値)の減算したサンプリングデータと負の極性フラグを一時保存
・ＰＫＨＬＤ１＝ＰＫＨＬＤ２ならば、(ＰＫＨＬＤ１)−(キャリブレーション値)の減算したサンプリングデータと正の極性フラグを一時保存
そして、制御部１７０は、一つ前のサンプリングデータを上記一時保存されたデータと比較し、大きい方のサンプリングデータと極性フラグを保存する。なお、制御部１７０は、スリープ期間中にこれらのデータを保存するための不揮発性のメモリ（例えば、フラッシュメモリ）を備えることができる。
・一つ前のサンプリングデータ＞一時保存データの場合、一つ前のサンプリングデータと極性フラグを保存
・一つ前のサンプリングデータ＜一時保存データの場合、一時保存データと極性フラグを保存し、この処理は、サンプリングタイマがタイムアウトするまで継続される。

次に、本実施例の親機またはホスト装置の動作について説明する。子機から親機に対してデータが送信されると、親機またはホスト装置は、次のような動作を行う。ここでは、一例としてホスト装置が動作を行う例を説明する。
（１）歪(ε)の算出
ε＝（１／Ｋ）×|（ＣＡＬＢ−ｅ）／ＣＡＬＢ）|
ここで、Ｋ：ゲージ率、ＣＡＬＢ：子機から受信したキャリブレーション値
ホスト装置は、上記式により、受信したキャリブレーションＣＡＬＢとｅ（測定データ）から歪み（ε）を求める。

（２）ホスト装置におけるキャリブレーション値の更新(子機全て対して))
Ａ：温度変化による歪ゲージの抵抗値を算出（予測）
Ｒ＝Ｒ０×（１＋ｋｔ）
ここで、Ｒ０：０℃の抵抗値、ｋ：抵抗の温度係数（ｎ×１０^−６／℃）、ｔ：環境温度

Ｂ：抵抗の変化率を算出
ｒ＝Ｒ／Ｒｃ
ここで、ｒ：変化率（１．ｘｘｘまたは０．ｘｘｘ）、Ｒｃ：現状の抵抗値、
Ｒ：前項で算出した抵抗値

Ｃ：ＣＡＬＢを算出
ＣＡＬＢｎ＝ＣＡＬＢｃ×ｒ
ここで、ＣＡＬＢｎ：新しいキャリブレーション値、ＣＡＬＢｃ：現状のキャリブレーション値
ｒ：前項で算出した抵抗の変化率（１．ｘｘｘまたは０．ｘｘｘ）
Ｄ：子機にキャリブレーション値を送出

（３）子機へキャリブレ-ション・コマンド発行
ホスト装置は、子機から受信した温度が歪ゲージの抵抗値変化の閾値に達したとき、子機にアクセスするとき、あるいは制御コマンドと共にキャリブレーションのための補正コマンドを子機に発行する。

本実施例のセンシングシステムによれば、次のような効果を得ることができる。
本方式は、歪ゲージの抵抗の温度変化とリード線抵抗値の影響を防ぐものであり、それ以外に影響を受けるものがない。従って、高精度のセンシングが可能である。
センシングデータと現在のキャリブレーション値を親機またはホスト装置に送るので、親機またはホスト装置でキャリブレーション値の補正値の算出が可能である。また、親機またはホスト装置で算出したキャリブレーション値の補正値を子機に送り、子機のキャリブレーション値を更新することが可能である。
親機またはホスト装置から補正コマンド(キャリブレーション)を子機に送ることで、子機でバイアス電圧ＢＶの補正を行うことが可能である。補正コマンドを送るトリガーは、例えば、子機から受信した温度が、歪ゲージの抵抗値変化の閾値に達したときである。これにより、子機の歪みゲージまたはブリッジ回路の温度補償を行うことができる。

さらに本方式は、従来の特許文献２に示す方式と異なり、センシングの都度、毎回、補正を行う必要がないので、歪みセンサの瞬時の変化に追従することができる。
ピークホールド回路は、その時点の最大値を保持するものであり、本方式は、ピークホールドの保持時間内の最大値をセンシングするため、ＡＤ変換回路１３０のサンプリング周期は、ピークホールド回路ＰＫＨ１、ＰＫＨ２の保持時間内とすれば良い。例えば、ピークホールド回路の保持時間が５秒ならば、ＡＤ変換回路１３０のサンプリング間隔を５秒にすれば良い。５秒間の最大値をサンプリングすることで、センシングデータ量を大幅に削減することができる。
さらにこれに加えて新たにセンシングしたデータ（サンプリングデータ）を一つ前の旧センシングしたデータ（サンプリングデータ）と比較して大きい方を残し、通信タイマのタイムアウト時点で、その時の最大値のみを親機またはホスト装置に送ることで、センシングしたデータ量を大幅に削減することができる。

なお、上記実施例では、歪みゲージによりボルトの歪みを測定する例を示したが、これは一例であり、本発明の歪みゲージは、他の部材の歪み測定にも適用することが可能である。また、上記実施例では、センシングシステムを風力発電施設に適用する例を示したが、これは一例では、他の構造物や建造物であってもよい。

以上、本発明の好ましい実施の形態について詳述したが、本発明は、特定の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

１０：センシングシステム
２０（２０Ａ〜２０ｎ）：子機
３０：親機
４０：ホスト装置
１００：子機
１１０：定電流制御回路
１２０：バイアス電圧設定部
１３０：ＡＤ変換回路
１４０：温度センサ
１５０：無線モジュール
１６０：バッテリー
１７０：制御部
ＢＴ：ボルト
ＳＧ：歪みゲージ
ＢＲＧ：ブリッジ回路
ＯＰ１、ＯＰ２：差動増幅器
ＰＫＨ１、ＰＫＨ２：ピークホールド回路

Claims (14)

1. センシング機能を備えた電子装置であって、
   歪みゲージを接続したブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路の出力電圧を非反転増幅する第１の差動増幅手段と、
   前記ブリッジ回路の出力電圧を反転増幅する第２の差動増幅手段と、
   第１の差動増幅手段路の出力信号の一定期間内の最大値を表す第１のピークホールド信号を出力する第１のピークホールド手段と、
   第２の差動増幅手段の出力信号の一定期間内の電圧の最大値を表す第２のピークホールド信号を出力する第２のピークホールド手段と、
   第１のピークホールド信号と第２のピークホールド信号とを比較し、大きい方の第１または第２のピークホールド信号を出力する出力手段と、
   を有する電子装置。
2. 前記出力手段は、大きい方の第１または第２のピークホールド信号とその極性を保持する保持手段を含む、請求項１に記載の電子装置。
3. 前記出力手段は、第１および第２のピークホールド信号をサンプリングする手段を含み、
   前記保持手段は、今回サンプリングされたデータと前回サンプリングされたデータとを比較し、大きい方のサンプリングデータと極性を保持する、請求項２に記載の電子装置。
4. 前記サンプリング手段は、ＡＤ変換回路を含み、当該ＡＤ変換回路は、第１および第２のピークホールド手段の一定期間よりも短いサンプリング周期で第１および第２のピークホールド信号をサンプリングする、請求項３に記載の電子装置。
5. 電子装置はさらに、外部と無線による通信を可能とする通信手段を含み、
   前記出力手段は、第１または第２のピークホールド信号を前記通信手段を介して外部に送信する、請求項１に記載の電子装置。
6. 電子装置はさらに、ブリッジ回路のキャリブレーションを行うキャリブレーション手段を含み、
   前記キャリブレーション手段は、第１および第２の差動増幅手段の出力信号を基準電圧にバイアスするためのバイアス電圧設定手段と、
   前記バイアス電圧設定手段によりバイアス電圧が設定された第１または第２の差動増幅手段の出力信号に基づきブリッジ回路のキャリブレーション値を算出する算出手段とを有する、請求項１ないし５いずれか１つに記載の電子装置。
7. 第１または第２の差動増幅手段の出力信号がバイアス電圧±αであり、αは、ブリッジ回路の出力電圧の差分を増幅した値を表しているとき、前記算出手段は、補正値として、＋α、−αまたは０を算出する、請求項６に記載の電子装置。
8. 前記キャリブレーション手段は、電源投入時にキャリブレーションを実行する、請求項６に記載の電子装置。
9. 前記キャリブレーション手段は、通信手段を介して外部からのコマンドが受信されたことに応答してキャリブレーションを実行する、請求項６に記載の電子装置。
10. 前記設定手段は、外部からキャリブレーション値を受信したとき、当該キャリブレーション値を設定する、請求項９に記載の電子装置。
11. 電子装置はさらに、内部の温度を検出する温度センサを含み、
    前記出力手段は、歪みゲージの測定値とともに温度センサの検出値を送信する、請求項１に記載の電子装置。
12. 請求項１ないし１１いずれか１つに記載の電子装置と、当該電子装置と通信接続される親機とを含むセンシングシステムであって、
    親機は、
    電子装置から送信された測定値に基づき歪みを算出する算出手段と、
    電子装置のキャリブレーションを行うためのコマンドを発行する発行手段とを含む、センシングシステム。
13. 前記発行手段は、電子装置から受信した温度情報に基づき歪み抵抗の変化率を算出し、抵抗の変化率が閾値に到達したとき前記コマンドを発行する、請求項１２に記載のセンシングシステム。
14. 前記発行手段は、前記コマンドとともに抵抗の変化率に応じたキャリブレーション値を電子装置に送信する、請求項１３に記載のセンシングシステム。

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