JP2021027756A - 高周波絶縁電力変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換器の半導体モジュール１０上にコンデンサを配置するスペースを不要とし、絶縁性を確保し、強度を向上させたコンデンサを構成する。【解決手段】一端が半導体モジュール１０の正極側モジュール端子に接続され、他端が交流側モジュール端子側に延設された他端部５５ａ，５５ｂを有した銅バー１−１，１−２と、一端が負極側モジュール端子に接続され、他端が交流側モジュール端子側に延設され、且つ前記他端部５５ａ，５５ｂとは所定間隔を隔てて対向配設された他端部５５ｃ，５５ｄを有した銅バー２−１，２−２と、一端が交流側モジュール端子に接続され、他端が正極、負極側モジュール端子側に延設され、且つ前記他端部５５ａ〜５５ｄの間に所定間隔を隔てて対向配設された他端部５５ｅ，５５ｆを有した銅バー３−１，３−２と、を備え、それら他端部５５ａ〜５５ｆの間に絶縁部材を挿入してコンデンサを構成した。【選択図】 図６

Description

本発明は、電力変換器の主回路構成に関し、特に高周波絶縁電力変換器の部分共振コンデンサの構成法に関する。

直流電圧を変圧したり、電力を制御したりする目的でＤＣ−ＤＣ変換器が用いられる。ＤＣ−ＤＣ変換器に用いられる電力変換回路としては、非絶縁のチョッパ回路の他、絶縁型のＤＣ−ＤＣ変換回路などがある。

後者の絶縁型ＤＣ−ＤＣ変換回路は、直流をインバータによって交流に変圧し、次にその交流を変圧器によって変圧および絶縁し、その変圧器の出力を整流器もしくはインバータによって再び直流に変換する構成を持つ。チョッパ回路と比較し、一般にスイッチング素子や変圧器などの受動素子の数が増え、構成・制御は複雑になるが、変圧器によって絶縁ができる。

特に、インバータによって生成する交流の周波数を高くすることによって、変圧器の体積を小さくすることができるため、絶縁を商用周波数の交流と変圧器によって実現するシステムにこの回路を適用すると、大きく小型化が可能になるというメリットがある。

一方で、インバータの高周波化は、インバータに用いられる半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなど）のスイッチング周波数を高くする必要があり、スイッチング損失が増大することで、システムの効率が悪化したり、冷却装置が大型化したりするデメリットがある。

このような回路方式の例としては、図１２に示すデュアルアクティブブリッジ回路（Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ回路；以下ＤＡＢ回路と称する）や、その他にアクティブクランプ方式１石フォーワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ、位相シフトブルブリッジ方式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路、ＬＬＣ方式ＤＣ−ＤＣコンバータなどが挙げられる。

図１２において、一次側電源Ｖ_DC1の正、負極端間には半導体スイッチング素子Ｓ₁₁〜Ｓ₁₄がブリッジ接続され、一次側単相インバータ１０１を構成している。二次側電源Ｖ_DC2の正、負極端間には半導体スイッチング素子Ｓ₂₁〜Ｓ₂₄がブリッジ接続され、二次側単相インバータ１０２を構成している。

半導体スイッチング素子Ｓ₁₁およびＳ₁₂の共通接続点はリアクトルＬ₁およびトランスＴｒの一次巻線ｌ₁を介して半導体スイッチング素子Ｓ₁₃およびＳ₁₄の共通接続点に接続されている。

半導体スイッチング素子Ｓ₂₁およびＳ₂₂の共通接続点はリアクトルＬ₂およびトランスＴｒの二次巻線ｌ₂を介して半導体スイッチング素子Ｓ₂₃およびＳ₂₄の共通接続点に接続されている。

図中のｉ_DC1は一次側の直流電流、ｉ_DC2は二次側の直流電流、ｉ_L1，ｉ_L2はリアクトルＬ₁，Ｌ₂に各々流れる電流、ｖ₁は一次側の交流電圧、ｖ₂は二次側の交流電圧を示している。

これら回路において、スイッチング損失を低減する手法として、部分共振手法を用いたＤＣ−ＤＣ変換回路が提案されている。例えばＤＡＢ回路においては、各スイッチング素子に並列にコンデンサを接続し、ターンオフ時の電圧変化を緩やかにすることで、ソフトスイッチングを実現しスイッチング損失を低減する。

一方ターンオン時には、コンデンサが充電されたままだとハードスイッチングになるため、ターンオン前に主回路中のインダクタンス（交流変圧器の漏れインダクタンスや、追加のリアクトル）に流れる主電流を用いてコンデンサを放電させ、並列ダイオード（半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたフリーホイールダイオード）に電流を通電させた状態とした上でターンオンすることで、零電圧スイッチングによるソフトスイッチングを実現する。

ソフトスイッチング動作の例を図１３、図１４を用いて説明する。図１３（ａ）の構成を基に、ターンオフ時のソフトスイッチング動作及び、ターンオン時のソフトスイッチング動作を順を追って示す。

この図１３（ａ）において、Ｓは例えば図１２で用いられる半導体スイッチング素子、Ｄは半導体スイッチング素子Ｓに逆並列接続されたフリーホイールダイオード、Ｃは部分共振用コンデンサ、ＬはＤＣ−ＤＣ変換用のリアクトルである。

また半導体スイッチング素子Ｓに流れる電流ｉは、矢印の方向を正として規定する。また同様に半導体スイッチング素子Ｓにかかる電圧ｖは、矢印の方向を正として規定する。

まず、ターンオフ時のソフトスイッチング動作について示す。図１３（ｂ）の状態を初期状態とする。Ｓはオンとなっており、正の方向に電流ｉが流れている。ここで、図１３（ｃ）に示すようにＳをオフすると、電流はＣに転流し、それによって充電され電圧ｖが上昇する。充電が完了すると、図１３（ｄ）のように、Ｌに流れる電流はＳ，Ｄを流れることが出来ず、別の経路（例えば反対アームの半導体スイッチング素子のフリーホイールダイオードなど）に転流する。このときの電圧ｖと電流ｉの変化の様子を図１４に示す。

図１４（ａ）はＣの容量が小さい（もしくは０≒半導体スイッチング素子の寄生容量成分のみ）場合を示し、図１４（ｂ）はＣの容量が大きい場合を示している。

Ｃの容量が小さい場合（図１４（ａ））、電圧の立ち上りが早く、電流×電圧で示されるスイッチング損失が大きくなる。一方Ｃの容量が大きい場合（図１４（ｂ））、Ｓに流れる電流ｉは急峻な傾きを持って零に向かうが、電圧はゆっくりと上昇する。その結果、スイッチング損失が小さく（即ちソフトスイッチング動作に）なる。

次に、ターンオン時のソフトスイッチング動作について示す。図１３（ｅ）の状態を初期状態とする。このとき半導体スイッチング素子Ｓの両端電圧ｖは正に充電されている（一般的にインバータの直流電圧に充電されている）。

この状態で、半導体スイッチング素子Ｓをオンすると、コンデンサＣを短絡することになり、ハードスイッチング動作となる。従って、Ｃに充電された電荷を、Ｓをオンする前に引き抜いてｖをゼロにしておく必要がある。

まず、図１３（ｆ）のように、何らかの手法（例えば、対向アームに流れる電流を遮断するなど）により、Ｌに流れる電流をコンデンサＣに転流させる。これによってＣの電荷を放電させる。

放電が完了すると、図１３（ｇ）に示すようにダイオードＤが導通しＬの電流はＤに転流する。この状態において図１３（ｈ）に示すようにＳをオンすると、Ｓは電流零、電圧約零の状態でオンすることができ、ソフトスイッチング動作を実現できる。その後Ｌに流れる電流の向きが変われば、Ｓに電流を流すことができる。

以上のように、半導体スイッチング素子に並列に接続されるコンデンサと、変換器が備えるリアクトル（絶縁用変圧器の漏れインダクタンスでも良い）によって、ソフトスイッチングを実現する手法が一部で用いられている。

尚、本発明に関連する電力変換装置としては、従来、例えば特許文献１、２に記載のものが提案されていた。

特許第６３１８５６３号公報 特開２００３−３１９６６５号公報

部分共振方式によるスイッチング損失低減を実現するために必要な、半導体スイッチング素子それぞれに接続するコンデンサは、半導体モジュールの端子間に配線する必要がある。例えば、リード線を用いて配線したり、プリント基板上にコンデンサを配置して固定したりするなどの方法をとることが求められる。

しかし、一般に半導体モジュールの端子間周辺は、主回路の配線（ケーブルやバスバーなど）や、制御用の基板などが配置され、追加のコンデンサを設置するスペースを十分確保することが困難である場合がある。特に高周波スイッチングを行う変換器では、配線の寄生インピーダンスを小さく抑えるため、半導体モジュール端子と、周辺の受動素子をなるべく近接して配線する必要があり、結果として追加のコンデンサを配置するスペースが限られる事が考えられる。

リード線や基板による固定方法は、振動が発生する環境において、物理的な強度が不足しがちであり、故障を引き起こす可能性が高くなる。狭いスペースに配線を行う場合、絶縁の確保が困難になり、追加の絶縁を施すことが必要になる可能性がある。

コンデンサには高い周波数で大きな充放電電流が流れる。コンデンサはこれによって発生する発熱に耐えられるように設計する必要があるが、小さなコンデンサは一般に放熱性は高くないため、複数のコンデンサを直列・並列に接続することによって構成する等の対策をとることが求められる可能性があり、設置スペースの増大、部品・製作コストの増加などの問題が発生する。

本発明は、以上のようなコンデンサの設置性や、選定の問題を解決するものであり、その目的は、半導体モジュール上に追加のコンデンサを配置するスペースを不要とし、絶縁性を確保し、強度を向上させたコンデンサを構成することができる高周波絶縁電力変換器を提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載の高周波絶縁電力変換器は、
直流電源と、前記直流電源の正、負極端間にブリッジ接続した複数の半導体スイッチング素子をモジュール化した半導体モジュールと、前記半導体モジュールの上アームと下アームの半導体スイッチング素子の共通接続点に接続された変圧器とを備えた高周波絶縁電力変換器において、
前記半導体モジュールの主面における対向する一対の辺のうち、一方の辺側に各々所定間隔を隔てて配設され、前記直流電源の正極端に接続される正極側モジュール端子および前記直流電源の負極端に接続される負極側モジュール端子と、
前記対向する一対の辺のうち他方の辺側に配設され、前記上アームと下アームの半導体スイッチング素子の共通接続点に接続される交流側モジュール端子と、
一端が前記正極側モジュール端子に接続され、他端が前記交流側モジュール端子側に延設された正極導電板と、
一端が前記負極側モジュール端子に接続され、他端が前記交流側モジュール端子側に延設され、且つ前記正極導電板の他端部とは所定間隔を隔てて対向配設された負極導電板と、
一端が前記交流側モジュール端子に接続され、他端が前記正極側モジュール端子および負極側モジュール端子側に延設され、且つ前記正極導電板の他端部および負極導電板の他端部の間に所定間隔を隔てて対向配設された交流導電板と、
前記正極導電板と交流導電板の間、および負極導電板と交流導電板の間に挿入された絶縁材料と、を備え、
前記正極導電板、交流導電板、負極導電板および絶縁材料の対向配設部位によってコンデンサを構成したことを特徴とする。

請求項２に記載の高周波絶縁電力変換器は、請求項１において、
前記コンデンサは、前記半導体モジュールの主面に対して平行に形成されていることを特徴とする。

請求項３に記載の高周波絶縁電力変換器は、請求項１において、
前記コンデンサは、前記正極導電板、交流導電板、負極導電板の各他端側を垂直に屈曲させて半導体モジュールの主面に対して垂直に形成されていることを特徴とする。

請求項４に記載の高周波絶縁電力変換器は、請求項１から３のいずれか１項において、
前記正極導電板は、一端から交流側モジュール端子とは反対側に延設した正極端子板部を備え、
前記負極導電板は、一端から交流側モジュール端子とは反対側に延設し、且つ前記正極端子板部とは所定間隔を隔てて対向配設された負極端子板部を備えたことを特徴とする。

請求項５に記載の高周波絶縁電力変換器は、請求項１から４のいずれか１項において、
前記複数の半導体スイッチング素子の各々に対して前記コンデンサを構成したことを特徴とする。

（１）請求項１〜５に記載の発明によれば、コンデンサを半導体モジュール上に配置するスペースは不要であり、構成したコンデンサの絶縁性を確保し、強度を向上させることができる。

また、希望の容量特性を得られる範囲において、形状を任意に選択することができ、例えばモジュール上に薄く配置することができたり、他の配線部品を避けるような形状をとることができたりすることで、配置スペースを確保できる。また高い剛性を実現でき、振動に対して故障する可能性を低下させることができ、さらに高い放熱性を実現でき、電力変換器の信頼性を高くすることができる。
（２）請求項４に記載の発明によれば、正極導電板には正極端子板部を延設し、負極導電板には負極端子板部を延設したので、すなわちコンデンサを構成する正極導電板、負極導電板と、受動素子などが接続される正極端子板部、負極端子板部を一体化したので、製作手順、組立手順が削減され、コストが低減できる。

また、正極側モジュール端子、負極側モジュール端子に固定される導電板の数が低減し、より省スペース、剛性の向上による故障率の低下・振動への強度向上などの効果が期待できる。

さらに、正極端子板部と負極端子板部は対向配設されているため、両端子板部間に発生する寄生インダクタンスを低減させることができるとともに、前記正極導電板と負極導電板によるコンデンサ構造を実現することができる。
（３）請求項５に記載の発明によれば、半導体スイッチング素子のターンオフ時にスイッチング損失低減効果が得られる。

本発明が適用される電力変換器の回路図。 本発明の実施例１における半導体モジュールの構成を表し、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図、（ｄ）はモジュール内配線図、（ｅ）は斜視図。 本発明の実施例１における、モジュール上に配置される正極導電板の構成を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図。 本発明の実施例１における、モジュール上に配置される負極導電板の構成を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図。 本発明の実施例１における、モジュール上に配置される交流導電板の構成を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図。 本発明の実施例１における電力変換器の要部構成を示す側面模式図。 本発明の実施例１におけるコンデンサの構成を示し、（ａ）は各導電板の重なり部分の平面概略説明図、（ｂ）は（ａ）の側面図。 本発明の実施例２におけるモジュール上に配置される各導電板とコンデンサの構成を表し、（ａ）は正極導電板の配置を示す平面図、（ｂ）は負極導電板の配置を示す平面図、（ｃ）は交流導電板の配置を示す平面図、（ｄ）はコンデンサの構成を示す平面図、（ｅ）は（ｄ）の側面図。 本発明の実施例３における、モジュール上に配置される正極導電板の構成を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図。 本発明の実施例３における、モジュール上に配置される負極導電板の構成を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図。 本発明の実施例３における電力変換器の要部構成を示す側面模式図。 デュアルアクティブブリッジ回路の一例を示す回路図。 図１２の回路におけるソフトスイッチング動作を示す説明図。 図１３のソフトスイッチング動作時の電圧と電流の変化の様子を示し、（ａ）はコンデンサ容量が小さい場合の波形図、（ｂ）はコンデンサ容量が大きい場合の波形図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。図１２のＤＡＢ型ＤＣ−ＤＣ変換器を例として、構成・構造を説明する。まず、図１２の回路に対して、各半導体スイッチング素子Ｓ₁₁〜Ｓ₁₄，Ｓ₂₁〜Ｓ₂₄にコンデンサＣを並列に接続した、図１の回路構成を実現することを想定する。

図１のＤＣ−ＤＣ変換器は、半導体スイッチング素子Ｓ₁₁〜Ｓ₁₄で構成される一次側単相インバータ１０１、半導体スイッチング素子Ｓ₂₁〜Ｓ₂₄で構成される二次側単相インバータ１０２と、リアクトルＬ₁，Ｌ₂、トランスＴｒ、一次側電源Ｖ_DC1、二次側電源Ｖ_DC2とによって構成される。また各半導体スイッチング素子Ｓ₁₁〜Ｓ₁₄，Ｓ₂₁〜Ｓ₂₄にはコンデンサＣが各々並列に接続される構成を取る。

図１の一次側単相インバータ１０１、及び二次側単相インバータ１０２を、例えば図２に示す半導体モジュール１０で構成した場合を例として説明する。図２の（ａ）は半導体モジュール１０の平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図、（ｄ）はモジュールの内部素子の配線図、（ｅ）は斜め上方から見た模式図である。

図２の半導体モジュール１０の内部素子は、（ｄ）に示すように半導体スイッチング素子Ｓ₁₁〜Ｓ₁₄（尚、図２（ｄ）ではＳ₁₁〜Ｓ₁₄を１１〜１４と表記している）によって構成されている。

各半導体スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴと仮定すると、半導体スイッチング素子Ｓ₁₁のドレイン端子は正極側モジュール端子Ｐ１に接続され、ソース端子は交流側モジュール端子ＡＣ１と半導体スイッチング素子Ｓ₁₂のドレイン端子に接続され、半導体スイッチング素子Ｓ₁₂のソース端子は負極側モジュール端子Ｎ１に接続されている。

同様に、半導体スイッチング素子Ｓ₁₃のドレイン端子は正極側モジュール端子Ｐ２に接続され、ソース端子は交流側モジュール端子ＡＣ２と半導体スイッチング素子Ｓ₁₄のドレイン端子に接続され、半導体スイッチング素子Ｓ₁₄のソース端子は負極側モジュール端子Ｎ２に接続されている。

半導体モジュール１０の矩形状（例えば長方形）の上面と底面の間は所定厚みを有して形成されている。正極側モジュール端子Ｐ１，Ｐ２および負極側モジュール端子Ｎ１，Ｎ２は、半導体モジュール１０の厚み方向に沿って四角柱状に各々形成されている。

前記モジュール端子Ｐ１，Ｐ２およびＮ１，Ｎ２は、半導体モジュール１０の主面（図２（ｂ）、（ｃ）、（ｅ）の上面）における対向する一対の辺のうち、一方の辺に沿って各々所定間隔を隔てて（例えば端子Ｐ１，Ｐ２が外側、端子Ｎ１，Ｎ２が内側となるように）配設されている。

交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２は、前記一対の辺のうち、他方の辺に沿って所定間隔を隔てて配設されている。

正極側モジュール端子Ｐ１，Ｐ２、負極側モジュール端子Ｎ１，Ｎ２、交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２の各上端面の高さは、半導体モジュール１０の上面よりも若干高く形成されている。

図３は正極側モジュール端子Ｐ１，Ｐ２に接続する銅バー（正極導電板）の構成を示したものであり、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図である。

図３において１−１，１−２は、一端を正極側モジュール端子Ｐ１，Ｐ２の上端面に各々配設し、他端を交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２側に延設させた銅バー（正極導電板）である。

正極側モジュール端子Ｐ１に配設される正極導電板としての銅バー１−１は、一端部を正極側モジュール端子Ｐ１の上端面に固着した端子接触部５１ａと、その固着面から若干交流側モジュール端子ＡＣ１側に延びた部位を半導体モジュール１０の上面まで垂直に屈曲させた下方屈曲部５２ａと、その屈曲終端から半導体モジュール１０の上面に沿って交流側モジュール端子ＡＣ１側に延設させた延長部５３ａと、その延長部５３ａの、下方屈曲部５２ａと反対側の端部を略直角に正極側モジュール端子Ｐ１からＰ２に向かう方向に屈曲させた内側屈曲部５４ａと、その内側屈曲部５４ａから正極側モジュール端子Ｐ２側に、半導体モジュール１０の主面における前記一方の辺に沿う方向で延長させて他端部を形成した他端部５５ａとを備えている。

正極側モジュール端子Ｐ２に配設される正極導電板としての銅バー１−２は、前記銅バー１−１と同様に形成された端子接触部５１ｂ、下方屈曲部５２ｂ、延長部５３ｂ、内側屈曲部５４ｂ、他端部５５ｂを備えている。ただし、内側屈曲部５４ｂは正極側モジュール端子Ｐ２からＰ１に向かう方向に屈曲され、他端部５５ｂは、内側屈曲部５４ｂから正極側モジュール端子Ｐ１側に前記一方の辺に沿う方向で延長され、その他端部５５ｂは銅バー１−１の他端部５５ａと接触しないように形成されている。

図４は、負極側モジュール端子Ｎ１，Ｎ２に接続する銅バー（負極導電板）の構成を示したものであり、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図である。

図４において２−１，２−２は、一端を負極側モジュール端子Ｎ１，Ｎ２の上端面に各々配設し、他端を交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２側に延設させた銅バー（負極導電板）である。

負極側モジュール端子Ｎ１に配設される負極導電板としての銅バー２−１は、一端部を負極側モジュール端子Ｎ１の上端面に固着した端子接触部５１ｃと、その固着面から若干交流側モジュール端子ＡＣ２側に延びた部位を上方に垂直に屈曲させた上方屈曲部５２ｃと、その屈曲終端から半導体モジュール１０の上面と平行に交流側モジュール端子ＡＣ１側に延設させた延長部５３ｃと、その延長部５３ｃの、上方屈曲部５２ｃと反対側の端部を略直角に負極側モジュール端子Ｎ１から正極側モジュール端子Ｐ１に向かう方向に屈曲させた外側屈曲部５４ｃと、その外側屈曲部５４ｃから正極側モジュール端子Ｐ１側に、半導体モジュール１０の主面における前記一方の辺に沿う方向で延長させて他端部を形成した他端部５５ｃとを備えている。

負極側モジュール端子Ｎ２に配設される負極導電板としての銅バー２−２は、前記銅バー２−１と同様に形成された端子接触部５１ｄ、上方屈曲部５２ｄ、延長部５３ｄ、外側屈曲部５４ｄ、他端部５５ｄを備えている。ただし、外側屈曲部５４ｄは負極側モジュール端子Ｎ２から正極側モジュール端子Ｐ２に向かう方向に屈曲され、他端部５５ｄは、外側屈曲部５４ｄから正極側モジュール端子Ｐ２側に前記一方の辺に沿う方向で延長され、その他端部５５ｄは銅バー２−１の他端部５５ｃと接触しないように形成されている。

銅バー２−１，２−２は図３の銅バー１−１，１−２と干渉しないような形状とし、且つ銅バー２−１，２−２の他端部５５ｃ、５５ｄは、銅バー１−１，１−２の他端部５５ａ，５５ｂに対して所定間隔を隔てて対向配設（積層）されるように構成する。

図５は、交流側モジュール端ＡＣ１，ＡＣ２に接続する銅バー（交流導電板）の構成を示したものであり、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図である。

図５において３−１，３−２は、一端を交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２の上端面に各々配設し、他端を前記正極側、負極側モジュール端子Ｐ１，Ｐ２，Ｎ１，Ｎ２側に延設させた銅バー（交流導電板）である。

交流側モジュール端子ＡＣ１に配設される交流導電板としての銅バー３−１は、一端部を交流側モジュール端子ＡＣ１の上端面に固着した端子接触部５１ｅと、その固着面から半導体モジュール１０の上面に沿って正極側、負極側モジュール端子Ｐ１，Ｎ１側に延設させた延長部５３ｅと、その延長部５３ｅの、端子接触部５１ｅと反対側の端部を略直角に負極側モジュール端子Ｎ１から正極側モジュール端子Ｐ１に向かう方向に屈曲させた外側屈曲部５４ｅと、その外側屈曲部５４ｅから正極側モジュール端子Ｐ１側に、半導体モジュール１０の主面における前記一方の辺に沿う方向で延長させて他端部を形成した他端部５５ｅとを備えている。

交流側モジュール端子ＡＣ２に配設される交流導電板としての銅バー３−２は、前記銅バー３−１と同様に形成された端子接触部５１ｆ、延長部５３ｆ、外側屈曲部５４ｆ、他端部５５ｆを備えている。ただし、外側屈曲部５４ｆは負極側モジュール端子Ｎ２から正極側モジュール端子Ｐ２に向かう方向に屈曲され、他端部５５ｆは、外側屈曲部５４ｆから正極側モジュール端子Ｐ２側に前記一方の辺に沿う方向で延長され、その他端部５５ｆは銅バー３−１の他端部５５ｅと接触しないように形成されている。

図６は、図３、図４、図５の銅バー１−１，１−２，２−１，２−１，３−１，３−２を全て配設させた状態の側面模式図を示している。銅バー３−１，３−２は、図３、図４の銅バー１−１，１−２，２−１，２−２と干渉しないような形状としている。

また、銅バー３−１，３−２の他端部５５ｅ、５５ｆは、図６に示すように銅バー１−１，１−２の他端部５５ａ，５５ｂと、銅バー２−１，２−２の他端部５５ｃ、５５ｄの間に挿入されて所定間隔を隔てて対向配設されるように構成し、他端部５５ａ〜５５ｆは互いに接触せず重なり合うように配置している。

図７は、図６の各銅バー１−１，１−２，２−１，２−２，３−１，３−２の重なり合った他端部５５ａ〜５５ｆの部分を拡大したものであり、（ａ）は平面図、（ｂ）は側面図である。尚、図７（ａ）では、銅バー２−２，３−２の概略平面形状のみを図示している。

銅バー１−２と２−２は平面から見ると図７（ａ）の面積Ａの範囲で銅バー３−２と平行に近接する。それぞれの銅バーの高さ方向の間隔は図７（ｂ）のようにｄである。各銅バーの重なり合う部分（他端部５５ａ〜５５ｆ）は、絶縁材料２０を挿入するか、又は銅バー自体の表面を絶縁材料によって被覆することによって、それぞれの銅バー間の絶縁を確保する。

ここで、絶縁材料２０は重なり合う面積以上の広さでもよい。このように配置することで、それぞれの銅バー間に並行平板コンデンサが構築される。銅バー（１−１，１−２，２−１，２−２，３−１，３−２）自体の被覆絶縁材料の厚さも含めた平板間の距離ｄ、重なり合う面積Ａ、絶縁材料の誘電率等によって、銅バー間に発生する容量値が決まる。それらパラメータを調整し、設計することで、任意の容量値のコンデンサを銅バー１−１，１−２，２−１，２−２，３−１，３−２によって実現する。ただし実際には、周辺の部材や、銅バーの構成、製作精度のばらつき他によって、実現出来る容量値は異なる。従って、製作および試験による確認や、計算機による解析などによって、容量値を調整すると良い。

また、図１の複数の半導体スイッチング素子Ｓ₁₁〜Ｓ₁₄，Ｓ₂₁〜Ｓ₂₄の各両端間（ＭＯＳＦＥＴの場合はドレイン端子とソース端子間）に、図３〜図７に示した銅バーによるコンデンサを構成する。このように構成することにより、半導体スイッチング素子のターンオフ時にスイッチング損失低減効果が得られる。

以上のように本実施例１によれば、追加のコンデンサを半導体モジュール上に配置するスペースは不要であり、構成したコンデンサの絶縁性を確保し、強度を向上させることができる。

また、希望の容量特性を得られる範囲において、形状を任意に選択することができ、例えば半導体モジュール上に薄く配置することができたり、他の配線部品を避けるような形状をとることができたりすることで、配置スペースを確保できる。

また、高い剛性を実現し、振動に対して故障する可能性を低下させることができ、また高い放熱性を実現して電力変換器の信頼性を高くすることができる。さらに、絶縁材料によるラミネートにより任意の絶縁を確保することができる。

実施例１では、本発明のコンデンサを、半導体モジュール１０の主面（上面）に平行となるように構成したが、本実施例２では半導体モジュール１０の主面に対して垂直方向に構成した。

図８は、実施例２におけるモジュール上に配置される各導電板とコンデンサの構成を表し、（ａ）は正極導電板の配置を示す平面図、（ｂ）は負極導電板の配置を示す平面図、（ｃ）は交流導電板の配置を示す平面図、（ｄ）はコンデンサの構成を示す平面図、（ｅ）は（ｄ）の側面図である。

図８（ａ）において１−３，１−４は、一端を正極側モジュール端子Ｐ１，Ｐ２の上端面に各々配設し、他端を交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２側に延設させた銅バー（正極導電板）である。

この銅バー１−３，１−４は、一端部を正極側モジュール端子Ｐ１，Ｐ２の上端面に各々固着した端子接触部５１ｇ，５１ｈと、その端子接触部５１ｇ、５１ｈから半導体モジュール１０の上面に沿って交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２側に延設させた延長部５３ｇ，５３ｈと、延長部５３ｇ，５３ｈの延長終端を半導体モジュール１０の上面に対して垂直に屈曲させた上方屈曲部５２ｇ，５２ｈと、その上方屈曲部５２ｇ，５２ｈから上方向に延長させて他端部を形成した他端部５５ｇ，５５ｈとを備えている。

図８（ｂ）において２−３，２−４は、一端を負極側モジュール端子Ｎ１，Ｎ２の上端面に各々配設し、他端を交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２側に延設させた銅バー（負極導電板）である。

この銅バー２−３，２−４は、一端部を負極側モジュール端子Ｎ１，Ｎ２の上端面に各々固着した端子接触部５１ｉ，５１ｊと、その端子接触部５１ｉ、５１ｊから半導体モジュール１０の上面に沿って交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２側に延設させた延長部５３ｉ，５３ｊと、延長部５３ｉ，５３ｊの延長終端を半導体モジュール１０の上面に対して垂直に屈曲させた上方屈曲部５２ｉ，５２ｊと、その上方屈曲部５２ｉ，５２ｊから上方向に延長させて他端部を形成した他端部５５ｉ，５５ｊとを備えている。

図８（ｃ）において３−３，３−４は、一端を交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２の上端面に各々配設し、他端を前記正極側、負極側モジュール端子Ｐ１，Ｐ２，Ｎ１，Ｎ２側に延設させた銅バー（交流導電板）である。

交流導電板としての銅バー３−３，３−４は、一端部を交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２の上端面に各々固着した端子接触部５１ｋ，５１ｌと、その端子接触部５１ｋ，５１ｌにおける、交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２が配設されている側の半導体モジュール１０の長辺と平行な辺を、略直角に前記モジュール端子Ｐ１，Ｐ２，Ｎ１，Ｎ２側に屈曲させた屈曲部５４ｋ、５４ｌと、その屈曲部５４ｋ、５４ｌから前記モジュール端子Ｐ１，Ｐ２，Ｎ１，Ｎ２側に延設させた延長部５３ｋ，５３ｌと、その延長部５３ｋ，５３ｌの延長終端を半導体モジュール１０の上面に対して垂直に屈曲させた上方屈曲部５２ｋ，５２ｌと、その上方屈曲部５２ｋ，５２ｌから上方向に延長させて他端部を形成した他端部５５ｋ，５５ｌとを備えている。

前記銅バー１−３，１−４，２−３，２−４の他端部５５ｇ，５５ｈ，５５ｉ，５５ｊと、銅バー３−３，３−４の他端部５５ｋ，５５ｌは、図８（ｄ），（ｅ）のように所定間隔を隔てて対向配設され、それらの対向部位には絶縁材料２０が挿入されて、垂直方向のコンデンサが構成される。

図８の構成に限らず、半導体モジュール近辺に配置される変換器の部材を避けるように銅バーの構成を変更しながら、前記モジュール端子Ｐ１，Ｐ２およびＮ１，Ｎ２とＡＣ１，ＡＣ２に接続される銅バーを近接させることによって、コンデンサを構成することができる。

半導体モジュール１０の構成は４ｉｎ１ｎｉ限らず、２ｉｎ１や、１ｉｎ１，６ｉｎ１などでも、同様の構成（互いの銅バーを近接させる構成）とすることによってコンデンサを構成することができる。

また、図１の複数の半導体スイッチング素子Ｓ₁₁〜Ｓ₁₄，Ｓ₂₁〜Ｓ₂₄の各両端間（ＭＯＳＦＥＴの場合はドレイン端子とソース端子間）に、図８に示した銅バーによるコンデンサを構成する。このように構成することにより、半導体スイッチング素子のターンオフ時にスイッチング損失低減効果が得られる。

本実施例３では、コンデンサを構成する正極導電板、負極導電板と、受動素子などが接続される正極端子板部、負極端子板部とを、図９〜図１１に示すように一体化した。

図９〜図１１において図３〜図８と同一部分は同一符号をもって示している。図９は、半導体モジュール１０上に配置される正極導電板の構成を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図である。

６は正極導電板としての銅バーであり、正極側モジュール端子Ｐ１，Ｐ２の上端面に固着された端子接触部５１ｍ，５１ｏの一端側を水平方向に延長して正極端子板部５６（直流バスバー）を一体化している。

正極端子板部５６は端子接触部５１ｍと５１ｏを連結する形状とされ、端子接触部５１ｍと５１ｏの各延長端部には各種受動素子を接続するための端子７ｍ，７ｏが形成されている。

端子接触部５１ｍ，５１ｏの他端は、半導体モジュール１０の上面まで垂直に屈曲させて下方屈曲部５２ｍ，５２ｏを形成している。下方屈曲部５２ｍ，５２ｏの屈曲終端には、該終端部を半導体モジュール１０の上面に沿って交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２側に延設した延長部５３ｍ，５３ｏが形成されている。

延長部５３ｍ，５３ｏの延長終端には、該終端を略直角に互いに内側方向に屈曲させた内側屈曲部５４ｍ，５４ｏが形成されている。内側屈曲部５４ｍ，５４ｏには、互いに対向する方向に延長させた他端部５５ｍ，５５ｏが形成されている。

図１０は、半導体モジュール１０上に配置される負極導電板の構成を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図である。

８は負極導電板としての銅バーであり、負極側モジュール端子Ｎ１，Ｎ２の上端面に固着された端子接触部５１ｑ，５１ｒの一端側を略垂直に下方に屈曲させて下方屈曲部５２ｓを形成している。

この下方屈曲部５２ｓの屈曲終端には、該屈曲終端を水平方向に延長して負極端子板部５８（直流バスバー）を一体化している。

負極端子板部５８は端子接触部５１ｑと５１ｒを連結する形状とされ、その端部には各種受動素子を接続するための端子９ｑ，９ｒが形成されている。

端子接触部５１ｑ，５１ｒの他端は、上方に垂直に屈曲させて上方屈曲部５２ｑ，５２ｒを形成している。上方屈曲部５２ｑ，５２ｒの屈曲終端には、該終端部を半導体モジュール１０の上面に沿って交流側モジュール端子ＡＣ１，ＡＣ２側に延設した延長部５３ｑ，５３ｒが形成されている。

延長部５３ｑ，５３ｒの延長終端には、該終端を略直角に互いに外側方向に屈曲させた外側屈曲部５４ｑ，５４ｒが形成されている。外側屈曲部５４ｑ，５４ｒには、半導体モジュール１０の短辺側に向けて延長させた他端部５５ｑ，５５ｒが形成されている。

図１１は、銅バー３−１，３−２および銅バー６，８を全て配設させた状態の側面模式図を示している。銅バー３−１，３−２の他端部５５ｅ，５５ｆは銅バー６の他端部５５ｍ，５５ｏと銅バー８の他端部５５ｑ，５５ｒの間に挿入されて所定間隔を隔てて対向配設されるように位置を調整し、他端部５５ｍ，５５ｏと５５ｑ，５５ｒと５５ｅ，５５ｆは互いに接触せず、重なり合うように配置している。

尚、銅バー３−１，３−２，６，８の重なり部分には図７（ｂ）と同様にして、図示省略の絶縁材料が挿入され、コンデンサが構成される。

また、正極端子板部５６と負極端子板部５８は所定間隔を隔てて対向配設される。このため、正極端子板部５６の端子７ｍ，７ｏと負極端子板部５８の端子９ｑ，９ｒ間に発生する寄生インダクタンスを低減することができる。

尚、コンデンサは、実施例２（図８）で述べたように垂直方向に形成してもよい。

以上のように本実施例３によれば、正極導電板（銅バー６）には正極端子板部（５６）を延設し、負極導電板（銅バー８）には負極端子板部（５８）を延設したので、すなわちコンデンサを構成する正極導電板、負極導電板と、受動素子などが接続される正極端子板部、負極端子板部を一体化したので、製作手順、組立手順が削減され、コストが低減できる。

また、正極側モジュール端子（Ｐ１，Ｐ２）、負極側モジュール端子（Ｎ１，Ｎ２）に固定される導電板の数が低減し、より省スペース、剛性の向上による故障率の低下・振動への強度向上などの効果が期待できる。

さらに、正極端子板部（５６）と負極端子板部（５８）は対向配設されているため、両端子板部間に発生する寄生インダクタンスを低減させることができるとともに、前記正極導電板と負極導電板によるコンデンサ構造を実現することができる。

また、図１の複数の半導体スイッチング素子Ｓ₁₁〜Ｓ₁₄，Ｓ₂₁〜Ｓ₂₄の各両端間（ＭＯＳＦＥＴの場合はドレイン端子とソース端子間）に、図９〜図１１に示した銅バーによるコンデンサを構成する。このように構成することにより、半導体スイッチング素子のターンオフ時にスイッチング損失低減効果が得られる。

１−１〜１−４，２−１〜２−４，３−１，３−２，６，８…銅バー
７ｍ，７ｏ，９ｑ，９ｒ…端子
１０…半導体モジュール
２０…絶縁材料
５１ａ〜５１ｍ，５１ｏ，５１ｑ，５１ｒ…端子接触部
５２ａ，５２ｂ，５２ｍ，５２ｏ，５２ｓ…下方屈曲部
５２ｃ，５２ｄ，５２ｇ，５２ｈ，５２ｉ，５２ｊ，５２ｋ，５２ｌ，５２ｑ，５２ｒ…上方屈曲部
５３ａ〜５３ｍ，５３ｏ，５３ｑ，５３ｒ…延長部
５４ａ，５４ｂ，５４ｍ，５４ｏ…外側屈曲部
５４ｋ，５４ｌ…屈曲部
５５ａ〜５５ｍ，５５ｏ，５５ｑ，５５ｒ…他端部
５６…正極端子板部
５８…負極端子板部
１０１…一次側単相インバータ
１０２…二次側単相インバータ
Ｓ₁₁〜Ｓ₁₄（１１〜１４）、Ｓ₂₁〜Ｓ₂₄…半導体スイッチング素子
Ｔｒ…トランス
Ｌ₁，Ｌ₂…リアクトル
Ｖ_DC1…一次側電源
Ｖ_DC2…二次側電源

Claims (5)

1. 直流電源と、前記直流電源の正、負極端間にブリッジ接続した複数の半導体スイッチング素子をモジュール化した半導体モジュールと、前記半導体モジュールの上アームと下アームの半導体スイッチング素子の共通接続点に接続された変圧器とを備えた高周波絶縁電力変換器において、
   前記半導体モジュールの主面における対向する一対の辺のうち、一方の辺側に各々所定間隔を隔てて配設され、前記直流電源の正極端に接続される正極側モジュール端子および前記直流電源の負極端に接続される負極側モジュール端子と、
   前記対向する一対の辺のうち他方の辺側に配設され、前記上アームと下アームの半導体スイッチング素子の共通接続点に接続される交流側モジュール端子と、
   一端が前記正極側モジュール端子に接続され、他端が前記交流側モジュール端子側に延設された正極導電板と、
   一端が前記負極側モジュール端子に接続され、他端が前記交流側モジュール端子側に延設され、且つ前記正極導電板の他端部とは所定間隔を隔てて対向配設された負極導電板と、
   一端が前記交流側モジュール端子に接続され、他端が前記正極側モジュール端子および負極側モジュール端子側に延設され、且つ前記正極導電板の他端部および負極導電板の他端部の間に所定間隔を隔てて対向配設された交流導電板と、
   前記正極導電板と交流導電板の間、および負極導電板と交流導電板の間に挿入された絶縁材料と、を備え、
   前記正極導電板、交流導電板、負極導電板および絶縁材料の対向配設部位によってコンデンサを構成したことを特徴とする高周波絶縁電力変換器。
2. 前記コンデンサは、前記半導体モジュールの主面に対して平行に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波絶縁電力変換器。
3. 前記コンデンサは、前記正極導電板、交流導電板、負極導電板の各他端側を垂直に屈曲させて半導体モジュールの主面に対して垂直に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波絶縁電力変換器。
4. 前記正極導電板は、一端から交流側モジュール端子とは反対側に延設した正極端子板部を備え、
   前記負極導電板は、一端から交流側モジュール端子とは反対側に延設し、且つ前記正極端子板部とは所定間隔を隔てて対向配設された負極端子板部を備えたことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の高周波絶縁電力変換器。
5. 前記複数の半導体スイッチング素子の各々に対して前記コンデンサを構成したことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の高周波絶縁電力変換器。

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