JP2021005996A - Controller for electric motor - Google Patents
Controller for electric motor Download PDFInfo
- Publication number
- JP2021005996A JP2021005996A JP2019205216A JP2019205216A JP2021005996A JP 2021005996 A JP2021005996 A JP 2021005996A JP 2019205216 A JP2019205216 A JP 2019205216A JP 2019205216 A JP2019205216 A JP 2019205216A JP 2021005996 A JP2021005996 A JP 2021005996A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- wave
- phase
- section
- modulated wave
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 18
- 230000008859 change Effects 0.000 abstract description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 127
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 37
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 24
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 20
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 20
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 description 2
- 101100426065 Mus musculus Trim54 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 230000035939 shock Effects 0.000 description 1
Images
Abstract
Description
本発明は、電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an electric motor.
電動機の制御装置として、電動機の出力が高くなるにつれて、3相変調制御や弱め界磁制御(2相変調制御や3次高調波重畳制御など)から矩形波制御に遷移するものがある。関連する技術として、特許文献1がある。
As a control device for an electric motor, there is a device that shifts from three-phase modulation control or field weakening control (two-phase modulation control, third-order harmonic superimposition control, etc.) to square wave control as the output of the electric motor increases.
しかしながら、上記制御装置では、3相変調制御や弱め界磁制御から矩形波制御に遷移する際、電動機を駆動するインバータ回路のスイッチング素子のオン時間が急に長くなるため、電動機に流れる電流が歪み電動機のトルクが急変して電動機に接続される負荷にショックを与えてしまうおそれがある。 However, in the above control device, when transitioning from three-phase modulation control or field weakening control to square wave control, the on-time of the switching element of the inverter circuit that drives the motor suddenly becomes long, so that the current flowing through the motor is distorted. The torque may change suddenly and give a shock to the load connected to the motor.
そこで、電動機の他の制御装置として、電動機のトルクや回転速度とスイッチング素子を駆動する駆動信号との対応関係を示すマップを参照して、目標トルクや目標回転速度に対応する駆動信号を求め、その求めた駆動信号により電動機を駆動させるものがある。関連する技術として、特許文献2がある。
Therefore, as another control device for the electric motor, the drive signal corresponding to the target torque and the target rotation speed is obtained by referring to the map showing the correspondence relationship between the torque and the rotation speed of the electric motor and the drive signal for driving the switching element. There is a device that drives the electric motor by the obtained drive signal.
しかしながら、上記他の制御装置では、電動機の出力が高くなってもトルクが急変しないようにマップの値を補間する必要があるため、演算負荷が増大するおそれがある。 However, in the above other control devices, it is necessary to interpolate the map values so that the torque does not change suddenly even if the output of the electric motor becomes high, so that the calculation load may increase.
本発明の一側面に係る目的は、電動機の制御装置において、電動機の出力の変化に伴う電動機のトルクの変動を抑えつつ、演算負荷を抑えることである。 An object of one aspect of the present invention is to suppress a calculation load while suppressing fluctuations in the torque of the electric motor due to a change in the output of the electric motor in the control device of the electric motor.
本発明に係る一つの形態である電動機の制御装置は、インバータ回路と、制御回路とを備える。 The electric motor control device according to the present invention includes an inverter circuit and a control circuit.
インバータ回路は、第1の変調波が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、第1の変調波に応じたデューティ比で繰り返しオン、オフし、第1の変調波が搬送波の最小値または最大値である場合、常時オンまたは常時オフする第1のスイッチング素子と、第2の変調波が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、第2の変調波に応じたデューティ比で繰り返しオン、オフし、第2の変調波が搬送波の最小値または最大値である場合、常時オンまたは常時オフする第2のスイッチング素子と、第3の変調波が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、第3の変調波に応じたデューティ比で繰り返しオン、オフし、第3の変調波が搬送波の最小値または最大値である場合、常時オンまたは常時オフする第3のスイッチング素子とを備え、第1〜第3のスイッチング素子がオン、オフすることで電動機の3相に互いに位相が異なる第1〜第3の交流電圧を印加させて電動機を駆動させる。 When the first modulated wave is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the inverter circuit repeatedly turns on and off at a duty ratio according to the first modulated wave, and the first modulated wave becomes When the minimum or maximum value of the carrier wave, the first switching element which is always on or off, and when the second modulated wave is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the second When the second modulated wave is the minimum or maximum value of the carrier wave, the second switching element that is always on or off and the third modulated wave are repeatedly turned on and off at a duty ratio according to the modulated wave. When it is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, it is repeatedly turned on and off at a duty ratio according to the third modulated wave, and when the third modulated wave is the minimum value or the maximum value of the carrier wave. A third switching element that is always on or off is provided, and a first to third AC voltage having different phases is applied to the three phases of the electric machine by turning the first to third switching elements on and off. To drive the electric motor.
制御回路は、第1〜第3の区間からなる電動機の制御周期のうち、第1の交流電圧のピークが存在する第1の区間において、電動機の出力に応じた第1の変調波を出力するとともに搬送波の最小値または最大値を第2及び第3の変調波として出力し、第2の交流電圧のピークが存在する第2の区間において、電動機の出力に応じた第2の変調波を出力するとともに搬送波の最小値または最大値を第1及び第3の変調波として出力し、第3の交流電圧のピークが存在する第3の区間において、電動機の出力に応じた第3の変調波を出力するとともに搬送波の最小値または最大値を第1及び第2の変調波として出力する。 The control circuit outputs a first modulated wave corresponding to the output of the electric motor in the first section in which the peak of the first AC voltage exists in the control cycle of the electric motor including the first to third sections. At the same time, the minimum or maximum value of the carrier wave is output as the second and third modulated waves, and the second modulated wave corresponding to the output of the electric motor is output in the second section where the peak of the second AC voltage exists. At the same time, the minimum or maximum value of the carrier wave is output as the first and third modulated waves, and in the third section where the peak of the third AC voltage exists, the third modulated wave corresponding to the output of the electric motor is output. At the same time, the minimum or maximum value of the carrier wave is output as the first and second modulated waves.
これにより、電動機の制御周期(第1〜第3の区間)において、電動機の出力に応じた第1〜第3の変調波が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、3相のスイッチング素子のうちの1相のスイッチング素子を繰り返しオン、オフさせること、すなわち、1相変調制御を行うことができる。また、電動機の制御周期において、電動機の出力に応じた第1〜第3の変調波が搬送波の最小値または最大値である場合、3相のスイッチング素子をそれぞれ常時オンまたは常時オフさせること、すなわち、矩形波制御を行うことができる。また、電動機の制御周期において、第1〜第3の変調波に応じたデューティ比でスイッチング素子をオン、オフさせることができるため、電動機の出力に応じてスイッチング素子のオン時間を徐々に変化させることができる。そのため、電動機の出力が高くなり1相変調制御から矩形波制御に遷移しても、スイッチング素子のオン時間をシームレスに変化させることができるため、電動機に流れる電流の歪みを抑えることができ、トルクの変動を抑えることができる。また、第1〜第3の区間毎に、スイッチング素子をスイッチングさせる相を切り替えるだけでよく、複雑な演算を必要としないため、制御装置の演算負荷を抑えることができる。 As a result, in the control cycle of the motor (first to third sections), when the first to third modulated waves corresponding to the output of the motor are smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, One-phase switching element of the three-phase switching elements can be repeatedly turned on and off, that is, one-phase modulation control can be performed. Further, in the control cycle of the motor, when the first to third modulated waves corresponding to the output of the motor are the minimum value or the maximum value of the carrier wave, the three-phase switching elements are always turned on or off, that is, that is, they are always turned off. , Square wave control can be performed. Further, in the control cycle of the electric motor, the switching element can be turned on and off at a duty ratio corresponding to the first to third modulated waves, so that the on time of the switching element is gradually changed according to the output of the electric motor. be able to. Therefore, even if the output of the motor becomes high and the transition from one-phase modulation control to square wave control can be performed, the on-time of the switching element can be seamlessly changed, so that the distortion of the current flowing through the motor can be suppressed and the torque can be suppressed. Fluctuations can be suppressed. Further, since it is only necessary to switch the phase for switching the switching element for each of the first to third sections and complicated calculation is not required, the calculation load of the control device can be suppressed.
また、電動機の制御装置は、電動機の回転子の電気角を検出する電気角検出部を備え、制御回路は、電動機の出力に応じた電圧指令値と電気角検出部により検出される電気角とにより目標電気角を算出する目標電気角算出部と、目標電気角が第1の区間に入っているとき、インバータ回路の入力電圧と電圧指令値とを用いて求められる変調率を第1の変調波とするとともに搬送波の最小値または最大値を第2及び第3の変調波とし、目標電気角が第2の区間に入っているとき、インバータ回路の入力電圧と電圧指令値とを用いて求められる変調率を第2の変調波とするとともに搬送波の最小値または最大値を第1及び第3の変調波とし、目標電気角が第3の区間に入っているとき、インバータ回路の入力電圧と電圧指令値とを用いて求められる変調率を第3の変調波とするとともに搬送波の最小値または最大値を第1及び第2の変調波とする変調波生成部とを備えるように構成してもよい。 Further, the control device of the electric motor includes an electric angle detection unit that detects the electric angle of the rotor of the electric motor, and the control circuit has a voltage command value according to the output of the electric motor and an electric angle detected by the electric angle detection unit. The target electric angle calculation unit that calculates the target electric angle by the above, and when the target electric angle is in the first section, the modulation factor obtained by using the input voltage and the voltage command value of the inverter circuit is first modulated. When the target electric angle is in the second section, the input voltage of the inverter circuit and the voltage command value are used to obtain the wave and the minimum or maximum value of the carrier as the second and third modulated waves. When the modulation factor to be obtained is the second modulation wave and the minimum or maximum value of the carrier is the first and third modulation waves, and the target electric angle is in the third section, the input voltage of the inverter circuit is used. It is configured to include a modulation wave generator in which the modulation factor obtained by using the voltage command value is the third modulation wave and the minimum or maximum value of the carrier is the first and second modulation waves. May be good.
また、電動機の制御装置は、電動機の回転子の電気角を検出する電気角検出部を備え、制御回路は、電動機の出力に応じた電圧指令値と電気角検出部により検出される電気角とにより、第1の交流電圧に対応する第1の電圧指令値、第2の交流電圧に対応する第2の電圧指令値、及び第3の交流電圧に対応する第3の電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、第1の電圧指令値の絶対値が第2及び第3の電圧指令値の絶対値に比べて大きいとき、インバータ回路の入力電圧と電圧指令値とを用いて求められる変調率を第1の変調波とするとともに搬送波の最小値または最大値を第2及び第3の変調波とし、第2の電圧指令値の絶対値が第1及び第3の電圧指令値の絶対値に比べて大きいとき、インバータ回路の入力電圧と電圧指令値とを用いて求められる変調率を第2の変調波とするとともに搬送波の最小値または最大値を第1及び第3の変調波とし、第3の電圧指令値の絶対値が第1及び第2の電圧指令値の絶対値に比べて大きいとき、インバータ回路の入力電圧と電圧指令値とを用いて求められる変調率を第3の変調波とするとともに搬送波の最小値または最大値を第1及び第2の変調波とする変調波生成部とを備えるように構成してもよい。 Further, the control device of the electric motor includes an electric angle detection unit that detects the electric angle of the rotor of the electric motor, and the control circuit has a voltage command value according to the output of the electric motor and an electric angle detected by the electric angle detection unit. To calculate the first voltage command value corresponding to the first AC voltage, the second voltage command value corresponding to the second AC voltage, and the third voltage command value corresponding to the third AC voltage. When the absolute value of the voltage command value calculation unit and the first voltage command value is larger than the absolute value of the second and third voltage command values, it is obtained by using the input voltage of the inverter circuit and the voltage command value. The modulation factor is the first modulation wave, the minimum or maximum value of the carrier is the second and third modulation waves, and the absolute value of the second voltage command value is the absolute value of the first and third voltage command values. When it is larger than the value, the modulation factor obtained by using the input voltage of the inverter circuit and the voltage command value is set as the second modulation wave, and the minimum or maximum value of the carrier is set as the first and third modulation waves. , When the absolute value of the third voltage command value is larger than the absolute value of the first and second voltage command values, the modulation factor obtained by using the input voltage of the inverter circuit and the voltage command value is set to the third. It may be configured to include a modulation wave generation unit which uses the minimum value or the maximum value of the carrier as the first and second modulation waves as well as the modulation wave.
また、制御回路は、次の演算周期において、第1の区間から第2の区間への切り替わりタイミング、第2の区間から第3の区間への切り替わりタイミング、または第3の区間から第1の区間への切り替わりタイミングが存在する場合、その切り替わりタイミングに次の演算周期の開始タイミングを合わせるように構成してもよい。 Further, in the next calculation cycle, the control circuit may switch from the first section to the second section, switch from the second section to the third section, or from the third section to the first section. If there is a switching timing to, the switching timing may be configured to match the start timing of the next calculation cycle.
これにより、1の区間から第2の区間への切り替わりタイミング、第2の区間から第3の区間への切り替わりタイミング、または第3の区間から第1の区間への切り替わりタイミングにおいて、第1〜第3の変調波のそれぞれの値を切り替えることができるため、スイッチング素子をオンさせる必要がないときにスイッチング素子をオンさせたり、スイッチング素子をオンさせる必要があるときにスイッチング素子をオフさせたりすることを防止することができ、電動機に流れる電流に生じる歪みをさらに抑えることができ、トルクの変動をさらに抑えることができる。 As a result, in the switching timing from the 1st section to the 2nd section, the switching timing from the 2nd section to the 3rd section, or the switching timing from the 3rd section to the 1st section, the first to first sections are used. Since each value of the modulated wave of 3 can be switched, the switching element can be turned on when the switching element does not need to be turned on, or the switching element can be turned off when the switching element needs to be turned on. It is possible to further suppress the distortion generated in the current flowing through the electric motor, and further suppress the fluctuation of the torque.
また、制御回路は、第1の区間から第2の区間への切り替わりタイミング、第2の区間から第3の区間への切り替わりタイミング、または第3の区間から第1の区間への切り替わりタイミングにおいて、第1〜第3の変調波のそれぞれの値の切り替わりタイミングが互いに重ならないように、第1〜第3の変調波のそれぞれの値の切り替わりタイミングをずらすように構成してもよい。 Further, the control circuit has a switching timing from the first section to the second section, a switching timing from the second section to the third section, or a switching timing from the third section to the first section. The switching timing of the respective values of the first to third modulated waves may be staggered so that the switching timings of the respective values of the first to third modulated waves do not overlap each other.
これにより、互いに異なるスイッチング素子が同時にオンすることを回避することができるため、逆極性パルス(サージ電圧)が生じることを抑えることができ、電磁ノイズを抑えることができる。そのため、電動機に流れる電流に生じる歪みをさらに抑えることができ、トルクの変動をさらに抑えることができる。 As a result, it is possible to prevent switching elements different from each other from being turned on at the same time, so that it is possible to suppress the occurrence of a reverse polarity pulse (surge voltage) and suppress electromagnetic noise. Therefore, the distortion generated in the current flowing through the electric motor can be further suppressed, and the fluctuation of the torque can be further suppressed.
また、制御回路は、次の演算周期において、第1の区間から第2の区間への切り替わりタイミング、第2の区間から第3の区間への切り替わりタイミング、または第3の区間から第1の区間への切り替わりタイミングが存在する場合、次の演算周期の開始タイミングから切り替わりタイミングまでの切り替わり時間を求め、その切り替わり時間の逆数である周波数を、次の演算周期の開始タイミングから切り替わり時間が経過するまでの期間における搬送波の周波数に設定するように構成してもよい。 Further, in the next calculation cycle, the control circuit may switch from the first section to the second section, switch from the second section to the third section, or from the third section to the first section. If there is a switching timing to, the switching time from the start timing of the next calculation cycle to the switching timing is obtained, and the frequency, which is the reciprocal of the switching time, is set until the switching time elapses from the start timing of the next calculation cycle. It may be configured to be set to the frequency of the carrier wave in the period of.
これにより、駆動信号のデューティ比と所望のデューティ比との誤差を小さくすることができるため、電動機に流れる電流に低次の高調波が乗ることを抑制することができ、トルクリプルや騒音振動が増加することを抑制することができる。 As a result, the error between the duty ratio of the drive signal and the desired duty ratio can be reduced, so that low-order harmonics can be suppressed from being applied to the current flowing through the electric motor, and torque ripple and noise vibration increase. Can be suppressed.
本発明によれば、電動機の制御装置において、電動機の出力の変化に伴う電動機のトルクの変動を抑えつつ、演算負荷を抑えることができる。 According to the present invention, in the control device of the electric motor, it is possible to suppress the calculation load while suppressing the fluctuation of the torque of the electric motor due to the change of the output of the electric motor.
以下図面に基づいて実施形態について詳細を説明する。
図1は、実施形態の電動機の制御装置の一例を示す図である。
Hereinafter, embodiments will be described in detail based on the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing an example of a control device for an electric motor according to an embodiment.
図1に示す制御装置1は、例えば、電動フォークリフトやプラグインハイブリッド車などの車両に搭載される電動機Mを駆動するための制御装置であって、インバータ回路2と、制御回路3とを備える。なお、電動機Mは、回転子の電気角θを検出し、その検出した電気角θを制御回路3に送る電気角検出部Sp(レゾルバなど)を備えているものとする。
The
インバータ回路2は、直流電源Pから供給される直流電力により電動機Mを駆動するものであって、電圧センサSvと、コンデンサCと、スイッチング素子SW1〜SW6(IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)など)と、電流センサSi1、Si2とを備える。すなわち、コンデンサCの一方端が直流電源Pの正極端子及びスイッチング素子SW1、SW3、SW5の各コレクタ端子に接続され、コンデンサCの他方端が直流電源Pの負極端子及びスイッチング素子SW2、SW4、SW6の各エミッタ端子に接続されている。スイッチング素子SW1のエミッタ端子とスイッチング素子SW2のコレクタ端子との接続点は電流センサSi1を介して電動機MのU相の入力端子に接続されている。スイッチング素子SW3のエミッタ端子とスイッチング素子SW4のコレクタ端子との接続点は電流センサSi2を介して電動機MのV相の入力端子に接続されている。スイッチング素子SW5のエミッタ端子とスイッチング素子SW6のコレクタ端子との接続点は電動機MのW相の入力端子に接続されている。
The
電圧センサSvは、直流電源Pから出力されインバータ回路2に入力される入力電圧Vinを検出し、その検出した入力電圧Vinを制御回路3に送る。
The voltage sensor Sv detects an input voltage Vin output from the DC power supply P and input to the
コンデンサCは、入力電圧Vinを平滑する。
スイッチング素子SW1(第2のスイッチング素子)は、駆動信号S1がハイレベルであるときオンし、駆動信号S1がローレベルであるときオフする。具体的には、スイッチング素子SW1は、電動機Mの出力に応じたU相変調波Vu*(第2の変調波)が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、U相変調波Vu*に応じたデューティ比の駆動信号S1に基づいて繰り返しオン、オフし、U相変調波Vu*が搬送波の最大値である場合、駆動信号S1のデューティ比が100[%]になり、常時オンし、U相変調波Vu*が搬送波の最小値である場合、駆動信号S1のデューティ比が0[%]になり、常時オフする。なお、U相変調波Vu*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、電動機Mの出力が高くなるにつれて、U相変調波Vu*が搬送波の最大値に近づくと、駆動信号S1のデューティ比が大きくなり、U相変調波Vu*が搬送波の最小値に近づくと、駆動信号S1のデューティ比が小さくなるものとする。すなわち、U相変調波Vu*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、電動機Mの出力に応じたデューティ比でスイッチング素子SW1が繰り返しオン、オフする。なお、搬送波は、三角波、ノコギリ波(鋸歯状波)、逆ノコギリ波などとする。
The capacitor C smoothes the input voltage Vin.
The switching element SW1 (second switching element) is turned on when the drive signal S1 is at a high level and is turned off when the drive signal S1 is at a low level. Specifically, the switching element SW1 is U-phase when the U-phase modulated wave Vu * (second modulated wave) corresponding to the output of the electric motor M is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave. When the U-phase modulated wave Vu * is the maximum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S1 becomes 100 [%] when the U-phase modulated wave Vu * is repeatedly turned on and off based on the drive signal S1 having a duty ratio corresponding to the modulated wave Vu *. , Always on, and when the U-phase modulated wave Vu * is the minimum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S1 becomes 0 [%] and is always off. When the U-phase modulated wave Vu * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the U-phase modulated wave Vu * approaches the maximum value of the carrier wave as the output of the electric motor M increases. As the duty ratio of the drive signal S1 increases and the U-phase modulated wave Vu * approaches the minimum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S1 decreases. That is, when the U-phase modulated wave Vu * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the switching element SW1 is repeatedly turned on and off at a duty ratio according to the output of the motor M. The carrier wave is a triangular wave, a sawtooth wave (sawtooth wave), a reverse sawtooth wave, or the like.
スイッチング素子SW2(第2のスイッチング素子)は、駆動信号S2がハイレベルであるときオンし、駆動信号S2がローレベルであるときオフする。具体的には、スイッチング素子SW2は、U相変調波Vu*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、U相変調波Vu*に応じたデューティ比の駆動信号S2に基づいて繰り返しオン、オフし、U相変調波Vu*が搬送波の最大値である場合、駆動信号S2のデューティ比が0[%]になり、常時オフし、U相変調波Vu*が搬送波の最小値である場合、駆動信号S2のデューティ比が100[%]になり、常時オンする。なお、U相変調波Vu*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、電動機Mの出力が高くなるにつれて、U相変調波Vu*が搬送波の最大値に近づくと、駆動信号S2のデューティ比が小さくなり、U相変調波Vu*が搬送波の最小値に近づくと、駆動信号S2のデューティ比が大きくなるものとする。すなわち、U相変調波Vu*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、電動機Mの出力に応じたデューティ比でスイッチング素子SW2が繰り返しオン、オフする。 The switching element SW2 (second switching element) is turned on when the drive signal S2 is at a high level and is turned off when the drive signal S2 is at a low level. Specifically, when the U-phase modulated wave Vu * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the switching element SW2 sets the drive signal S2 having a duty ratio according to the U-phase modulated wave Vu *. When the U-phase modulated wave Vu * is the maximum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S2 becomes 0 [%], the duty ratio is always turned off, and the U-phase modulated wave Vu * is the carrier wave. When it is the minimum value, the duty ratio of the drive signal S2 becomes 100 [%] and is always on. When the U-phase modulated wave Vu * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the U-phase modulated wave Vu * approaches the maximum value of the carrier wave as the output of the electric motor M increases. As the duty ratio of the drive signal S2 decreases and the U-phase modulated wave Vu * approaches the minimum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S2 increases. That is, when the U-phase modulated wave Vu * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the switching element SW2 is repeatedly turned on and off at a duty ratio according to the output of the motor M.
スイッチング素子SW3(第1のスイッチング素子)は、駆動信号S3がハイレベルであるときオンし、駆動信号S3がローレベルであるときオフする。具体的には、スイッチング素子SW3は、電動機Mの出力に応じたV相変調波Vv*(第1の変調波)が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、V相変調波Vv*に応じたデューティ比の駆動信号S3に基づいて繰り返しオン、オフし、V相変調波Vv*が搬送波の最大値である場合、駆動信号S3のデューティ比が100[%]になり、常時オンし、V相変調波Vv*が搬送波の最小値である場合、駆動信号S3のデューティ比が0[%]になり、常時オフする。なお、V相変調波Vv*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、電動機Mの出力が高くなるにつれて、V相変調波Vv*が搬送波の最大値に近づくと、駆動信号S3のデューティ比が大きくなり、V相変調波Vv*が搬送波の最小値に近づくと、駆動信号S3のデューティ比が小さくなるものとする。すなわち、V相変調波Vv*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、電動機Mの出力に応じたデューティ比でスイッチング素子SW3が繰り返しオン、オフする。 The switching element SW3 (first switching element) is turned on when the drive signal S3 is at a high level and is turned off when the drive signal S3 is at a low level. Specifically, the switching element SW3 has a V-phase when the V-phase modulated wave Vv * (first modulated wave) corresponding to the output of the electric motor M is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave. It is repeatedly turned on and off based on the drive signal S3 having a duty ratio according to the modulated wave Vv *, and when the V-phase modulated wave Vv * is the maximum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S3 becomes 100 [%]. , Always on, and when the V-phase modulated wave Vv * is the minimum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S3 becomes 0 [%] and is always off. When the V-phase modulated wave Vv * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, as the output of the electric motor M increases, the V-phase modulated wave Vv * approaches the maximum value of the carrier wave. As the duty ratio of the drive signal S3 increases and the V-phase modulated wave Vv * approaches the minimum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S3 decreases. That is, when the V-phase modulated wave Vv * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the switching element SW3 is repeatedly turned on and off at a duty ratio according to the output of the motor M.
スイッチング素子SW4(第1のスイッチング素子)は、駆動信号S4がハイレベルであるときオンし、駆動信号S4がローレベルであるときオフする。具体的には、スイッチング素子SW4は、V相変調波Vv*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、V相変調波Vv*に応じたデューティ比の駆動信号S4に基づいて繰り返しオン、オフし、V相変調波Vv*が搬送波の最大値である場合、駆動信号S4のデューティ比が0[%]になり、常時オフし、V相変調波Vv*が搬送波の最小値である場合、駆動信号S4のデューティ比が100[%]になり、常時オンする。なお、V相変調波Vv*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、電動機Mの出力が高くなるにつれて、V相変調波Vv*が搬送波の最大値に近づくと、駆動信号S4のデューティ比が小さくなり、V相変調波Vv*が搬送波の最小値に近づくと、駆動信号S4のデューティ比が大きくなるものとする。すなわち、V相変調波Vv*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、電動機Mの出力に応じたデューティ比でスイッチング素子SW4が繰り返しオン、オフする。 The switching element SW4 (first switching element) is turned on when the drive signal S4 is at a high level and is turned off when the drive signal S4 is at a low level. Specifically, when the V-phase modulated wave Vv * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the switching element SW4 sets the drive signal S4 having a duty ratio according to the V-phase modulated wave Vv *. When the V-phase modulated wave Vv * is the maximum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S4 becomes 0 [%], the duty ratio is always turned off, and the V-phase modulated wave Vv * is the carrier wave. When it is the minimum value, the duty ratio of the drive signal S4 becomes 100 [%] and is always on. When the V-phase modulated wave Vv * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, as the output of the electric motor M increases, the V-phase modulated wave Vv * approaches the maximum value of the carrier wave. As the duty ratio of the drive signal S4 decreases and the V-phase modulated wave Vv * approaches the minimum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S4 increases. That is, when the V-phase modulated wave Vv * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the switching element SW4 is repeatedly turned on and off at a duty ratio according to the output of the motor M.
スイッチング素子SW5(第3のスイッチング素子)は、駆動信号S5がハイレベルであるときオンし、駆動信号S5がローレベルであるときオフする。具体的には、スイッチング素子SW5は、電動機Mの出力に応じたW相変調波Vw*(第3の変調波)が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、W相変調波Vw*に応じたデューティ比の駆動信号S5に基づいて繰り返しオン、オフし、W相変調波Vw*が搬送波の最大値である場合、駆動信号S5のデューティ比が100[%]になり、常時オンし、W相変調波Vw*が搬送波の最小値である場合、駆動信号S5のデューティ比が0[%]になり、常時オフする。なお、W相変調波Vw*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、電動機Mの出力が高くなるにつれて、W相変調波Vw*が搬送波の最大値に近づくと、駆動信号S5のデューティ比が大きくなり、W相変調波Vw*が搬送波の最小値に近づくと、駆動信号S5のデューティ比が小さくなるものとする。すなわち、W相変調波Vw*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、電動機Mの出力に応じたデューティ比でスイッチング素子SW5が繰り返しオン、オフする。 The switching element SW5 (third switching element) is turned on when the drive signal S5 is at a high level and is turned off when the drive signal S5 is at a low level. Specifically, the switching element SW5 has a W phase when the W phase modulated wave Vw * (third modulated wave) corresponding to the output of the electric motor M is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave. It is repeatedly turned on and off based on the drive signal S5 having a duty ratio according to the modulated wave Vw *, and when the W-phase modulated wave Vw * is the maximum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S5 becomes 100 [%]. , Always on, and when the W-phase modulated wave Vw * is the minimum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S5 becomes 0 [%] and is always off. When the W-phase modulated wave Vw * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, as the output of the electric motor M increases, the W-phase modulated wave Vw * approaches the maximum value of the carrier wave. As the duty ratio of the drive signal S5 increases and the W-phase modulated wave Vw * approaches the minimum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S5 decreases. That is, when the W-phase modulated wave Vw * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the switching element SW5 is repeatedly turned on and off at a duty ratio according to the output of the motor M.
スイッチング素子SW6(第3のスイッチング素子)は、駆動信号S6がハイレベルであるときオンし、駆動信号S6がローレベルであるときオフする。具体的には、スイッチング素子SW6は、W相変調波Vw*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、W相変調波Vw*に応じたデューティ比の駆動信号S6に基づいて繰り返しオン、オフし、W相変調波Vw*が搬送波の最大値である場合、駆動信号S6のデューティ比が0[%]になり、常時オフし、W相変調波Vw*が搬送波の最小値である場合、駆動信号S6のデューティ比が100[%]になり、常時オンする。なお、W相変調波Vw*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、電動機Mの出力が高くなるにつれて、W相変調波Vw*が搬送波の最大値に近づくと、駆動信号S6のデューティ比が小さくなり、W相変調波Vw*が搬送波の最小値に近づくと、駆動信号S6のデューティ比が大きくなるものとする。すなわち、W相変調波Vw*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、電動機Mの出力に応じたデューティ比でスイッチング素子SW6が繰り返しオン、オフする。なお、駆動信号S1〜S6を特に区別しない場合、単に、駆動信号Sとする。 The switching element SW6 (third switching element) is turned on when the drive signal S6 is at a high level and is turned off when the drive signal S6 is at a low level. Specifically, when the W-phase modulated wave Vw * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the switching element SW6 sets the drive signal S6 having a duty ratio according to the W-phase modulated wave Vw *. When the W-phase modulated wave Vw * is the maximum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S6 becomes 0 [%], the duty ratio is always turned off, and the W-phase modulated wave Vw * is the carrier wave. When it is the minimum value, the duty ratio of the drive signal S6 becomes 100 [%] and is always on. When the W-phase modulated wave Vw * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, as the output of the electric motor M increases, the W-phase modulated wave Vw * approaches the maximum value of the carrier wave. As the duty ratio of the drive signal S6 decreases and the W-phase modulated wave Vw * approaches the minimum value of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S6 increases. That is, when the W-phase modulated wave Vw * is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the switching element SW6 is repeatedly turned on and off at a duty ratio according to the output of the motor M. When the drive signals S1 to S6 are not particularly distinguished, they are simply referred to as drive signals S.
スイッチング素子Sw1〜SW6がそれぞれオン、オフすることで、直流電源Pから出力される直流の入力電圧Vinが、互いに位相が120度ずつ異なる第1の交流電圧Vv、第2の交流電圧Vu、及び第3の交流電圧Vwに変換される。そして、第1の交流電圧Vvが電動機MのV相の入力端子に印加され、第2の交流電圧Vuが電動機MのU相の入力端子に印加され、第3の交流電圧Vwが電動機MのW相の入力端子に印加されることで、電動機Mの回転子が回転する。 When the switching elements Sw1 to SW6 are turned on and off, the DC input voltage Vin output from the DC power supply P is different from each other by 120 degrees in phase from the first AC voltage Vv, the second AC voltage Vu, and It is converted to a third AC voltage Vw. Then, the first AC voltage Vv is applied to the V-phase input terminal of the motor M, the second AC voltage Vu is applied to the U-phase input terminal of the motor M, and the third AC voltage Vw is the motor M. When applied to the W-phase input terminal, the rotor of the motor M rotates.
電流センサSi1は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成され、電動機MのU相に流れるU相電流Iuを検出して制御回路3に出力する。また、電流センサSi2は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成され、電動機MのV相に流れるV相電流Ivを検出して制御回路3に出力する。
The current sensor Si1 is composed of a Hall element, a shunt resistor, and the like, and detects the U-phase current Iu flowing in the U-phase of the motor M and outputs it to the
制御回路3は、ドライブ回路4と、演算部5と、記憶部6とを備える。なお、記憶部6は、RAM(Random Access Memory)またはROM(Read Only Memory)などにより構成され、後述する、区間とU相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*との対応関係を示す情報D1や分岐条件とU相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*との対応関係を示す情報D2などを記憶しているものとする。
The
ドライブ回路4は、IC(Integrated Circuit)などにより構成され、演算部5から出力されるU相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*と搬送波とを比較し、その比較結果に応じた駆動信号S1〜S6をスイッチング素子SW1〜SW6のそれぞれのゲート端子に出力する。
The
例えば、ドライブ回路4は、U相変調波Vu*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、U相変調波Vu*が搬送波の最大値に近づくにつれて、デューティ比が大きくなる駆動信号S1を出力し、U相変調波Vu*が搬送波の最小値に近づくにつれて、デューティ比が小さくなる駆動信号S1を出力する。また、ドライブ回路4は、U相変調波Vu*が搬送波の最大値である場合、デューティ比が100[%]の駆動信号S1を出力し、U相変調波Vu*が搬送波の最小値である場合、デューティ比が0[%]の駆動信号S1を出力する。
For example, in the
また、ドライブ回路4は、U相変調波Vu*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、U相変調波Vu*が搬送波の最大値に近づくにつれて、デューティ比が小さくなる駆動信号S2を出力し、U相変調波Vu*が搬送波の最小値に近づくにつれて、デューティ比が大きくなる駆動信号S2を出力する。また、ドライブ回路4は、U相変調波Vu*が搬送波の最大値である場合、デューティ比が0[%]の駆動信号S2を出力し、U相変調波Vu*が搬送波の最小値である場合、デューティ比が100[%]の駆動信号S2を出力する。
Further, in the
また、ドライブ回路4は、V相変調波Vv*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、V相変調波Vv*が搬送波の最大値に近づくにつれて、デューティ比が大きくなる駆動信号S3を出力し、V相変調波Vv*が搬送波の最小値に近づくにつれて、デューティ比が小さくなる駆動信号S3を出力する。また、ドライブ回路4は、V相変調波Vv*が搬送波の最大値である場合、デューティ比が100[%]の駆動信号S3を出力し、V相変調波Vv*が搬送波の最小値である場合、デューティ比が0[%]の駆動信号S3を出力する。
Further, in the
また、ドライブ回路4は、V相変調波Vv*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、V相変調波Vv*が搬送波の最大値に近づくにつれて、デューティ比が小さくなる駆動信号S4を出力し、V相変調波Vv*が搬送波の最小値に近づくにつれて、デューティ比が大きくなる駆動信号S4を出力する。また、ドライブ回路4は、V相変調波Vv*が搬送波の最大値である場合、デューティ比が0[%]の駆動信号S4を出力し、V相変調波Vv*が搬送波の最小値である場合、デューティ比が100[%]の駆動信号S4を出力する。
Further, in the
また、ドライブ回路4は、W相変調波Vw*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、W相変調波Vw*が搬送波の最大値に近づくにつれて、デューティ比が大きくなる駆動信号S5を出力し、W相変調波Vw*が搬送波の最小値に近づくにつれて、デューティ比が小さくなる駆動信号S5を出力する。また、ドライブ回路4は、W相変調波Vw*が搬送波の最大値である場合、デューティ比が100[%]の駆動信号S5を出力し、W相変調波Vw*が搬送波の最小値である場合、デューティ比が0[%]の駆動信号S5を出力する。
Further, in the
また、ドライブ回路4は、W相変調波Vw*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、W相変調波Vw*が搬送波の最大値に近づくにつれて、デューティ比が小さくなる駆動信号S6を出力し、W相変調波Vw*が搬送波の最小値に近づくにつれて、デューティ比が大きくなる駆動信号S6を出力する。また、ドライブ回路4は、W相変調波Vw*が搬送波の最大値である場合、デューティ比が0[%]の駆動信号S6を出力し、W相変調波Vw*が搬送波の最小値である場合、デューティ比が100[%]の駆動信号S6を出力する。
Further, in the
なお、ドライブ回路4は、電動機Mの制御周期(0〜360[deg])において、1相変調制御または矩形波制御を行うものとする。1相変調制御とは、3相のうちの1相のスイッチング素子を繰り返しオン、オフさせるとともに残りの2相のスイッチング素子を常時オンまたは常時オフさせる制御とする。また、ドライブ回路4は、1相変調制御を行っているとき、電動機Mの制御周期のうちの60度毎に、スイッチング素子SWを繰り返しオン、オフさせる相を順番(例えば、V相、U相、W相の順)に切り替えるものとする。また、矩形波制御とは、3相のそれぞれのスイッチング素子を常時オンまたは常時オフさせる制御とする。
The
演算部5は、マイクロコンピュータなどにより構成され、速度演算部7と、減算部8と、トルク制御部9と、トルク/電流指令値変換部10と、座標変換部11と、減算部12と、減算部13と、電流制御部14と、dq/uvw変換部15とを備える。例えば、マイクロコンピュータが記憶部6に記憶されているプログラムを実行することにより、速度演算部7、減算部8、トルク制御部9、トルク/電流指令値変換部10、座標変換部11、減算部12、減算部13、電流制御部14、及びdq/uvw変換部15が実現される。
The
速度演算部7は、電気角検出部Spにより検出される電気角θを用いて、電動機Mの回転子の回転速度ωを演算する。例えば、速度演算部6は、電気角θを演算部5の動作クロックで除算することにより回転速度ωを求める。
The speed calculation unit 7 calculates the rotation speed ω of the rotor of the electric motor M by using the electric angle θ detected by the electric angle detection unit Sp. For example, the
減算部8は、外部から入力される回転速度指令値ω*と速度演算部7から出力される回転速度ωとの差Δωを算出する。 The subtraction unit 8 calculates the difference Δω between the rotation speed command value ω * input from the outside and the rotation speed ω output from the speed calculation unit 7.
トルク制御部9は、減算部8から出力される差Δωを用いて、トルク指令値T*を求める。例えば、トルク制御部9は、記憶部6に記憶されている、電動機Mの回転子の回転速度と電動機Mのトルクとが互いに対応付けられている情報を参照して、差Δωに相当する回転速度に対応するトルクを、トルク指令値T*として求める。
The torque control unit 9 obtains the torque command value T * by using the difference Δω output from the subtraction unit 8. For example, the torque control unit 9 refers to the information stored in the
トルク/電流指令値変換部10は、トルク制御部9から出力されるトルク指令値T*を、d軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*に変換する。例えば、トルク/電流指令値変換部10は、記憶部6に記憶されている、電動機Mのトルクとd軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*とが互いに対応付けられている情報を参照して、トルク指令値T*に相当するトルクに対応するd軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*を求める。
The torque / current command
座標変換部11は、電流センサSi1により検出されるU相電流Iu及び電流センサSi2により検出されるV相電流Ivを用いて、電動機MのW相に流れるW相電流Iwを求める。また、座標変換部11は、電気角検出部Spにより検出される電気角θを用いて、U相電流Iu、V相電流Iv、及びW相電流Iwをd軸電流Id(弱め界磁を発生させるための電流成分)及びq軸電流Iq(トルクを発生させるための電流成分)に変換する。
The coordinate
なお、電流センサSi1、Si2により検出される電流は、U相電流Iu及びV相電流Ivの組み合わせに限定されず、V相電流Iv及びW相電流Iwの組み合わせ、または、U相電流Iu及びW相電流Iwの組み合わせでもよい。電流センサSi1、Si2によりV相電流Iv及びW相電流Iwが検出される場合、座標変換部11は、V相電流Iv及びW相電流Iwを用いて、U相電流Iuを求める。また、電流センサSi1、Si2によりU相電流Iu及びW相電流Iwが検出される場合、座標変換部11は、U相電流Iu及びW相電流Iwを用いて、V相電流Ivを求める。
The current detected by the current sensors Si1 and Si2 is not limited to the combination of the U-phase current Iu and the V-phase current Iv, but is limited to the combination of the V-phase current Iv and the W-phase current Iw, or the U-phase current Iu and W. A combination of phase currents Iw may be used. When the V-phase current Iv and the W-phase current Iw are detected by the current sensors Si1 and Si2, the coordinate
また、インバータ回路2において、電流センサSi1、Si2の他に、電動機MのW相に流れる電流を検出する電流センサSi3をさらに備える場合、座標変換部11は、電気角検出部Spにより検出される電気角θを用いて、電流センサSi1〜Si3により検出されるU相電流Iu、V相電流Iv、及びW相電流Iwをd軸電流Id及びq軸電流Iqに変換するように構成してもよい。
Further, when the
減算部12は、トルク/電流指令値変換部10から出力されるd軸電流指令値Id*と、座標変換部11から出力されるd軸電流Idとの差ΔIdを算出する。
The
減算部13は、トルク/電流指令値変換部10から出力されるq軸電流指令値Iq*と、座標変換部11から出力されるq軸電流Iqとの差ΔIqを算出する。
The
電流制御部14は、減算部12から出力される差ΔId及び減算部13から出力される差ΔIqを用いたPI(Proportional Integral)制御により、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を算出する。例えば、電流制御部14は、下記式1を用いてd軸電圧指令値Vd*を算出するとともに、下記式2を用いてq軸電圧指令値Vq*を算出する。なお、KpはPI制御の比例項の定数とし、KiはPI制御の積分項の定数とし、Lqは電動機Mを構成するコイルのq軸インダクタンスとし、Ldは電動機Mを構成するコイルのd軸インダクタンスとし、ωは電動機Mの回転子の回転速度とし、Keは誘起電圧定数とする。
The
d軸電圧指令値Vd*=Kp×差ΔId+∫(Ki×差ΔId)−ωLqIq・・・式1
d-axis voltage command value Vd * = Kp × difference ΔId + ∫ (Ki × difference ΔId) −ωLqIq ・ ・ ・
q軸電圧指令値Vq*=Kp×差ΔIq+∫(Ki×差ΔIq)+ωLdId+ωKe・・・式2
q-axis voltage command value Vq * = Kp × difference ΔIq + ∫ (Ki × difference ΔIq) + ωLdId + ωKe ・ ・ ・
dq/uvw変換部15は、電圧センサSvにより検出される入力電圧Vin及び電気角検出部Spにより検出される電気角θを用いて、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*に変換する。なお、演算部5により演算された結果(U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*)は、演算部5の次の演算周期Tにおいて、インバータ回路2の動作に反映されるものとする。
The dq /
ここで、図2(a)は、電動機MのU相に印加される第2の交流電圧Vu、電動機MのV相に印加される第1の交流電圧Vv、及び電動機MのW相に印加される第3の交流電圧Vwの一例を示す図である。また、図2(b)は、V相変調波Vv*の一例を示す図である。また、図2(c)は、U相変調波Vu*の一例を示す図である。また、図2(d)は、W相変調波Vw*の一例を示す図である。なお、図2(a)〜図2(d)にそれぞれ示す2次元座標において、横軸は、電動機Mの回転子の電気角θにd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*に対応する位相角δを加算した目標電気角θvを示し、縦軸は、電圧を示しているものとする。また、図2(a)に示す実線は交流電圧Vuを示し、図2(a)に示す破線は交流電圧Vvを示し、図2(a)に示す一点鎖線は交流電圧Vwを示し、図2(b)に示す破線はV相変調波Vv*を示し、図2(c)に示す実線はU相変調波Vu*を示し、図2(d)に示す一点鎖線はW相変調波Vw*を示しているものとする。なお、0〜360[deg]の目標電気角θvの範囲を電動機Mの制御周期とする。 Here, FIG. 2A shows the second AC voltage Vu applied to the U phase of the motor M, the first AC voltage Vv applied to the V phase of the motor M, and the W phase of the motor M. It is a figure which shows an example of the 3rd AC voltage Vw. Further, FIG. 2B is a diagram showing an example of a V-phase modulated wave Vv *. Further, FIG. 2C is a diagram showing an example of the U-phase modulated wave Vu *. Further, FIG. 2D is a diagram showing an example of a W-phase modulated wave Vw *. In the two-dimensional coordinates shown in FIGS. 2 (a) to 2 (d), the horizontal axis indicates the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * with respect to the electric angle θ of the rotor of the electric motor M. It is assumed that the target electric angle θv obtained by adding the phase angle δ corresponding to is indicated by, and the vertical axis indicates the voltage. The solid line shown in FIG. 2A shows the AC voltage Vu, the broken line shown in FIG. 2A shows the AC voltage Vv, and the alternate long and short dash line shown in FIG. 2A shows the AC voltage Vw. The broken line shown in FIG. 2B indicates the V-phase modulated wave Vv *, the solid line shown in FIG. 2C indicates the U-phase modulated wave Vu *, and the alternate long and short dash line shown in FIG. 2D indicates the W-phase modulated wave Vw *. Suppose that is shown. The range of the target electric angle θv of 0 to 360 [deg] is defined as the control cycle of the motor M.
また、図3(a)は、V相変調波Vv*と搬送波との比較結果の一例を示す図である。図3(b)は、図3(a)に示す比較結果により得られる駆動信号S3の一例を示す図である。図3(c)は、図3(a)に示す比較結果により得られる駆動信号S4の一例を示す図である。なお、図3(a)〜図3(c)にそれぞれ示す2次元座標において、横軸は、電動機Mの回転子の電気角θにd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*に対応する位相角δを加算した目標電気角θvを示し、縦軸は、電圧を示しているものとする。 Further, FIG. 3A is a diagram showing an example of a comparison result between the V-phase modulated wave Vv * and the carrier wave. FIG. 3B is a diagram showing an example of the drive signal S3 obtained from the comparison result shown in FIG. 3A. FIG. 3C is a diagram showing an example of the drive signal S4 obtained from the comparison result shown in FIG. 3A. In the two-dimensional coordinates shown in FIGS. 3 (a) to 3 (c), the horizontal axis indicates the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * with respect to the electric angle θ of the rotor of the electric motor M. It is assumed that the target electric angle θv obtained by adding the phase angle δ corresponding to is indicated by, and the vertical axis indicates the voltage.
また、図4(a)は、U相変調波Vu*と搬送波との比較結果の一例を示す図である。図4(b)は、図4(a)に示す比較結果により得られる駆動信号S1の一例を示す図である。図4(c)は、図4(a)に示す比較結果により得られる駆動信号S2の一例を示す図である。なお、図4(a)〜図4(c)にそれぞれ示す2次元座標において、横軸は、電動機Mの回転子の電気角θにd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*に対応する位相角δを加算した目標電気角θvを示し、縦軸は、電圧を示しているものとする。 Further, FIG. 4A is a diagram showing an example of a comparison result between the U-phase modulated wave Vu * and the carrier wave. FIG. 4B is a diagram showing an example of the drive signal S1 obtained from the comparison result shown in FIG. 4A. FIG. 4C is a diagram showing an example of the drive signal S2 obtained from the comparison result shown in FIG. 4A. In the two-dimensional coordinates shown in FIGS. 4A to 4C, the horizontal axis indicates the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * with respect to the electric angle θ of the rotor of the electric motor M. It is assumed that the target electric angle θv obtained by adding the phase angle δ corresponding to is indicated by, and the vertical axis indicates the voltage.
また、図5(a)は、W相変調波Vw*と搬送波との比較結果の一例を示す図である。図5(b)は、図5(a)に示す比較結果により得られる駆動信号S5の一例を示す図である。図5(c)は、図5(a)に示す比較結果により得られる駆動信号S6の一例を示す図である。なお、図5(a)〜図5(c)にそれぞれ示す2次元座標において、横軸は、電動機Mの回転子の電気角θにd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*に対応する位相角δを加算した目標電気角θvを示し、縦軸は、電圧を示しているものとする。 Further, FIG. 5A is a diagram showing an example of a comparison result between the W-phase modulated wave Vw * and the carrier wave. FIG. 5B is a diagram showing an example of the drive signal S5 obtained from the comparison result shown in FIG. 5A. FIG. 5C is a diagram showing an example of the drive signal S6 obtained from the comparison result shown in FIG. 5A. In the two-dimensional coordinates shown in FIGS. 5 (a) to 5 (c), the horizontal axis indicates the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * with respect to the electric angle θ of the rotor of the electric motor M. It is assumed that the target electric angle θv obtained by adding the phase angle δ corresponding to is indicated by, and the vertical axis indicates the voltage.
dq/uvw変換部15は、電動機Mの制御周期のうち、図2(a)に示す第1の交流電圧Vvの正側のピークが存在する第1の区間(0〜60[deg])において、図2(b)に示すように、電動機Mの出力(回転速度ωやd軸電流Id、q軸電流Iq)に応じた変調率Mref´(搬送波の最大値(+1)より小さく、かつ、搬送波の最小値(−1)より大きい変調率Mref´)であるV相変調波Vv*を生成する。なお、変調率Mref´は、演算部5の演算周期T毎に求められるものとし、−1≦変調率Mref´≦+1とする。また、電動機Mの制御周期>演算部5の演算周期Tとする。また、dq/uvw変換部15は、第1の区間において、図2(c)に示すように、搬送波の最小値と同じ値であるU相変調波Vu*を生成する。また、dq/uvw変換部15は、第1の区間において、図2(d)に示すように、搬送波の最小値と同じ値であるW相変調波Vw*を生成する。そして、ドライブ回路4は、第1の区間において、図3(a)に示すように、搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きいV相変調波Vv*と搬送波とを比較することで、図3(b)に示すように、ハイレベルとローレベルが繰り返される駆動信号S3をスイッチング素子SW3のゲート端子に出力するとともに、図3(c)に示すように、ローレベルとハイレベルが繰り返される駆動信号S4をスイッチング素子SW4のゲート端子に出力する。また、ドライブ回路4は、第1の区間において、図4(a)に示すように、搬送波の最小値であるU相変調波Vu*と搬送波とを比較することで、図4(b)に示すように、ローレベルの駆動信号S1をスイッチング素子SW1のゲート端子に出力するとともに、図4(c)に示すように、ハイレベルの駆動信号S2をスイッチング素子SW2のゲート端子に出力する。また、ドライブ回路4は、第1の区間において、図5(a)に示すように、搬送波の最小値であるW相変調波Vw*と搬送波とを比較することで、図5(b)に示すように、ローレベルの駆動信号S5をスイッチング素子SW5のゲート端子に出力するとともに、図5(c)に示すように、ハイレベルの駆動信号SW6をスイッチング素子S6のゲート端子に出力する。これにより、第1の区間において、スイッチング素子SW3、SW4が繰り返しオン、オフし、スイッチング素子SW1、SW5が常時オフし、スイッチング素子SW2、SW6が常時オンする。すなわち、第1の区間において、変調率Mref´が搬送波の最大値より小さく、かつ、最小値より大きい場合、電動機Mが1相変調制御により駆動される。
The dq /
また、dq/uvw変換部15は、電動機Mの制御周期のうち、図2(a)に示す第2の交流電圧Vuの負側のピークが存在する第2の区間(60〜120[deg])において、図2(c)に示すように、電動機Mの出力に応じた変調率Mref´(搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい変調率Mref´)であるU相変調波Vu*を生成する。また、dq/uvw変換部15は、第2の区間において、図2(b)に示すように、搬送波の最大値と同じ値であるV相変調波Vv*を生成する。また、dq/uvw変換部15は、第2の区間において、図2(d)に示すように、搬送波の最大値と同じ値であるW相変調波Vw*を生成する。そして、ドライブ回路4は、第2の区間において、図4(a)に示すように、搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きいU相変調波Vu*と搬送波とを比較することで、図4(b)に示すように、ハイレベルとローレベルが繰り返される駆動信号S1をスイッチング素子SW1のゲート端子に出力するとともに、図4(c)に示すように、ローレベルとハイレベルが繰り返される駆動信号S2をスイッチング素子SW2のゲート端子に出力する。また、ドライブ回路4は、第2の区間において、図3(a)に示すように、搬送波の最大値であるV相変調波Vv*と搬送波とを比較することで、図3(b)に示すように、ハイレベルの駆動信号S3をスイッチング素子SW3のゲート端子に出力するとともに、図3(c)に示すように、ローレベルの駆動信号S4をスイッチング素子SW4のゲート端子に出力する。また、ドライブ回路4は、第2の区間において、図5(a)に示すように、搬送波の最大値であるW相変調波Vw*と搬送波とを比較することで、図5(b)に示すように、ハイレベルの駆動信号S5をスイッチング素子SW5のゲート端子に出力するとともに、図5(c)に示すように、ローレベルの駆動信号SW6をスイッチング素子S6のゲート端子に出力する。これにより、第2の区間において、スイッチング素子SW1、SW2が繰り返しオン、オフし、スイッチング素子SW3、SW5が常時オンし、スイッチング素子SW4、SW6が常時オフする。すなわち、第2の区間において、変調率Mref´が搬送波の最大値より小さく、かつ、最小値より大きい場合、電動機Mが1相変調制御により駆動される。
Further, the dq /
また、dq/uvw変換部15は、電動機Mの制御周期のうち、図2(a)に示す第3の交流電圧Vwの正側のピークが存在する第3の区間(120〜180[deg])において、図2(d)に示すように、電動機Mの出力に応じた変調率Mref´(搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい変調率Mref´)であるW相変調波Vw*を生成する。また、dq/uvw変換部15は、第3の区間において、図2(b)に示すように、搬送波の最小値と同じ値であるV相変調波Vv*を生成する。また、dq/uvw変換部15は、第3の区間において、図2(c)に示すように、搬送波の最小値と同じ値であるU相変調波Vu*を生成する。そして、ドライブ回路4は、第3の区間において、図5(a)に示すように、搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きいW相変調波Vw*と搬送波とを比較することで、図5(b)に示すように、ハイレベルとローレベルが繰り返される駆動信号S5をスイッチング素子SW5のゲート端子に出力するとともに、図5(c)に示すように、ローレベルとハイレベルが繰り返される駆動信号S6をスイッチング素子SW6のゲート端子に出力する。また、ドライブ回路4は、第3の区間において、図3(a)に示すように、搬送波の最小値であるV相変調波Vv*と搬送波とを比較することで、図3(b)に示すように、ローレベルの駆動信号S3をスイッチング素子SW3のゲート端子に出力するとともに、図3(c)に示すように、ハイレベルの駆動信号S4をスイッチング素子SW4のゲート端子に出力する。また、ドライブ回路4は、第3の区間において、図4(a)に示すように、搬送波の最小値であるU相変調波Vu*と搬送波とを比較することで、図4(b)に示すように、ローレベルの駆動信号S1をスイッチング素子SW1のゲート端子に出力するとともに、図4(c)に示すように、ハイレベルの駆動信号S2をスイッチング素子SW2のゲート端子に出力する。これにより、第3の区間において、スイッチング素子SW5、SW6が繰り返しオン、オフし、スイッチング素子SW1、SW3が常時オフし、スイッチング素子SW2、SW4が常時オンする。すなわち、第3の区間において、変調率Mref´が搬送波の最大値より小さく、かつ、最小値より大きい場合、電動機Mが1相変調制御により駆動される。
Further, the dq /
このように、dq/uvw変換部15は、電動機Mの制御周期の半周期(0〜180[deg])において、変調率Mref´が搬送波の最大値より小さく、かつ、最小値より大きい場合、電動機Mが1相変調制御により駆動される。なお、dq/uvw変換部15は、電動機Mの制御周期の残りの半周期(第1の区間(180〜240[deg])、第2の区間(240〜300[deg])、第3の区間(300〜360[deg]))においても、変調率Mref´が搬送波の最大値より小さく、かつ、最小値より大きい場合、電動機Mを1相変調制御により駆動する。
As described above, when the modulation factor Mref'is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value in the half cycle (0 to 180 [deg]) of the control cycle of the electric motor M, the dq /
また、図6(a)は、第2の交流電圧Vu、第1の交流電圧Vv、及び第3の交流電圧Vwの一例を示す図である。また、図6(b)は、V相変調波Vv*の一例を示す図である。また、図6(c)は、U相変調波Vu*の一例を示す図である。また、図6(d)は、W相変調波Vw*の一例を示す図である。なお、図6(a)〜図6(d)にそれぞれ示す2次元座標において、横軸は、電動機Mの回転子の電気角θにd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*に対応する位相角δを加算した目標電気角θvを示し、縦軸は、電圧を示しているものとする。また、図6(a)に示す実線は交流電圧Vuを示し、図6(a)に示す破線は交流電圧Vvを示し、図6(a)に示す一点鎖線は交流電圧Vwを示し、図6(b)に示す破線はV相変調波Vv*を示し、図6(c)に示す実線はU相変調波Vu*を示し、図6(d)に示す一点鎖線はW相変調波Vw*を示しているものとする。なお、0〜360[deg]の目標電気角θvの範囲を電動機Mの制御周期とする。 Further, FIG. 6A is a diagram showing an example of a second AC voltage Vu, a first AC voltage Vv, and a third AC voltage Vw. Further, FIG. 6B is a diagram showing an example of a V-phase modulated wave Vv *. Further, FIG. 6C is a diagram showing an example of the U-phase modulated wave Vu *. Further, FIG. 6D is a diagram showing an example of the W phase modulated wave Vw *. In the two-dimensional coordinates shown in FIGS. 6 (a) to 6 (d), the horizontal axis indicates the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * with respect to the electric angle θ of the rotor of the electric motor M. It is assumed that the target electric angle θv obtained by adding the phase angle δ corresponding to is indicated by, and the vertical axis indicates the voltage. The solid line shown in FIG. 6A shows the AC voltage Vu, the broken line shown in FIG. 6A shows the AC voltage Vv, and the alternate long and short dash line shown in FIG. 6A shows the AC voltage Vw. The broken line shown in (b) indicates the V-phase modulated wave Vv *, the solid line shown in FIG. 6 (c) indicates the U-phase modulated wave Vu *, and the alternate long and short dash line shown in FIG. 6 (d) indicates the W-phase modulated wave Vw *. Suppose that is shown. The range of the target electric angle θv of 0 to 360 [deg] is defined as the control cycle of the motor M.
また、図7(a)は、V相変調波Vv*と搬送波との比較結果の一例を示す図である。図7(b)は、図7(a)に示す比較結果により得られる駆動信号S3の一例を示す図である。図7(c)は、図7(a)に示す比較結果により得られる駆動信号S4の一例を示す図である。なお、図7(a)〜図7(c)にそれぞれ示す2次元座標において、横軸は、電動機Mの回転子の電気角θにd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*に対応する位相角δを加算した目標電気角θvを示し、縦軸は、電圧を示しているものとする。 Further, FIG. 7A is a diagram showing an example of a comparison result between the V-phase modulated wave Vv * and the carrier wave. FIG. 7B is a diagram showing an example of the drive signal S3 obtained from the comparison result shown in FIG. 7A. FIG. 7C is a diagram showing an example of the drive signal S4 obtained from the comparison result shown in FIG. 7A. In the two-dimensional coordinates shown in FIGS. 7 (a) to 7 (c), the horizontal axis indicates the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * with respect to the electric angle θ of the rotor of the electric motor M. It is assumed that the target electric angle θv obtained by adding the phase angle δ corresponding to is indicated by, and the vertical axis indicates the voltage.
また、図8(a)は、U相変調波Vu*と搬送波との比較結果の一例を示す図である。図8(b)は、図8(a)に示す比較結果により得られる駆動信号S1の一例を示す図である。図8(c)は、図8(a)に示す比較結果により得られる駆動信号S2の一例を示す図である。なお、図8(a)〜図8(c)にそれぞれ示す2次元座標において、横軸は、電動機Mの回転子の電気角θにd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*に対応する位相角δを加算した目標電気角θvを示し、縦軸は、電圧を示しているものとする。 Further, FIG. 8A is a diagram showing an example of a comparison result between the U-phase modulated wave Vu * and the carrier wave. FIG. 8B is a diagram showing an example of the drive signal S1 obtained from the comparison result shown in FIG. 8A. FIG. 8C is a diagram showing an example of the drive signal S2 obtained from the comparison result shown in FIG. 8A. In the two-dimensional coordinates shown in FIGS. 8 (a) to 8 (c), the horizontal axis indicates the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * with respect to the electric angle θ of the rotor of the electric motor M. It is assumed that the target electric angle θv obtained by adding the phase angle δ corresponding to is indicated by, and the vertical axis indicates the voltage.
また、図9(a)は、W相変調波Vw*と搬送波との比較結果の一例を示す図である。図9(b)は、図9(a)に示す比較結果により得られる駆動信号S5の一例を示す図である。図9(c)は、図9(a)に示す比較結果により得られる駆動信号S6の一例を示す図である。なお、図9(a)〜図9(c)にそれぞれ示す2次元座標において、横軸は、電動機Mの回転子の電気角θにd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*に対応する位相角δを加算した目標電気角θvを示し、縦軸は、電圧を示しているものとする。 Further, FIG. 9A is a diagram showing an example of a comparison result between the W-phase modulated wave Vw * and the carrier wave. FIG. 9B is a diagram showing an example of the drive signal S5 obtained from the comparison result shown in FIG. 9A. FIG. 9C is a diagram showing an example of the drive signal S6 obtained from the comparison result shown in FIG. 9A. In the two-dimensional coordinates shown in FIGS. 9 (a) to 9 (c), the horizontal axis indicates the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * with respect to the electric angle θ of the rotor of the electric motor M. It is assumed that the target electric angle θv obtained by adding the phase angle δ corresponding to is indicated by, and the vertical axis indicates the voltage.
dq/uvw変換部15は、電動機Mの制御周期のうち、図6(a)に示す第1の交流電圧Vvの正側のピークが存在する第1の区間(0〜60[deg])において、図6(b)に示すように、電動機Mの出力に応じた変調率Mref´(搬送波の最大値(+1))であるV相変調波Vv*を生成する。また、dq/uvw変換部15は、第1の区間において、図6(c)に示すように、搬送波の最小値(−1)と同じ値であるU相変調波Vu*を生成する。また、dq/uvw変換部15は、第1の区間において、図6(d)に示すように、搬送波の最小値と同じ値であるW相変調波Vw*を生成する。そして、ドライブ回路4は、第1の区間において、図7(a)に示すように、搬送波の最大値であるV相変調波Vv*と搬送波とを比較することで、図7(b)に示すように、ハイレベルの駆動信号S3をスイッチング素子SW3のゲート端子に出力するとともに、図7(c)に示すように、ローレベルの駆動信号S4をスイッチング素子SW4のゲート端子に出力する。また、ドライブ回路4は、第1の区間において、図8(a)に示すように、搬送波の最小値であるU相変調波Vu*と搬送波とを比較することで、図8(b)に示すように、ローレベルの駆動信号S1をスイッチング素子SW1のゲート端子に出力するとともに、図8(c)に示すように、ハイレベルの駆動信号SW2をスイッチング素子S2のゲート端子に出力する。また、ドライブ回路4は、第1の区間において、図9(a)に示すように、搬送波の最小値であるW相変調波Vw*と搬送波とを比較することで、図9(b)に示すように、ローレベルの駆動信号S5をスイッチング素子SW5のゲート端子に出力するとともに、図9(c)に示すように、ハイレベルの駆動信号SW6をスイッチング素子S6のゲート端子に出力する。これにより、第1の区間において、スイッチング素子SW2、SW3、SW6が常時オンし、スイッチング素子SW1、SW4、SW5が常時オフする。すなわち、第1の区間において、変調率Mref´が搬送波の最大値である場合、電動機Mが矩形波制御により駆動される。
The dq /
また、dq/uvw変換部15は、電動機Mの制御周期のうち、図6(a)に示す第2の交流電圧Vuの負側のピークが存在する第2の区間(60〜120[deg])において、図6(c)に示すように、電動機Mの出力に応じた変調率Mref´(搬送波の最小値)であるU相変調波Vu*を生成する。また、dq/uvw変換部15は、第2の区間において、図6(b)に示すように、搬送波の最大値と同じ値であるV相変調波Vv*を生成する。また、dq/uvw変換部15は、第2の区間において、図6(d)に示すように、搬送波の最大値と同じ値であるW相変調波Vw*を生成する。そして、ドライブ回路4は、第2の区間において、図8(a)に示すように、搬送波の最小値であるU相変調波Vu*と搬送波とを比較することで、図8(b)に示すように、ローレベルの駆動信号S1をスイッチング素子SW1のゲート端子に出力するとともに、図8(c)に示すように、ハイレベルの駆動信号S2をスイッチング素子SW2のゲート端子に出力する。また、ドライブ回路4は、第2の区間において、図7(a)に示すように、搬送波の最大値であるV相変調波Vv*と搬送波とを比較することで、図7(b)に示すように、ハイレベルの駆動信号S3をスイッチング素子SW3のゲート端子に出力するとともに、図7(c)に示すように、ローレベルの駆動信号SW4をスイッチング素子S4のゲート端子に出力する。また、ドライブ回路4は、第2の区間において、図9(a)に示すように、搬送波の最大値であるW相変調波Vw*と搬送波とを比較することで、図9(b)に示すように、ハイレベルの駆動信号S5をスイッチング素子SW5のゲート端子に出力するとともに、図9(c)に示すように、ローレベルの駆動信号SW6をスイッチング素子S6のゲート端子に出力する。これにより、第2の区間において、スイッチング素子SW2、SW3、SW5が常時オンし、スイッチング素子SW1、SW4、SW6が常時オフする。すなわち、第2の区間において、変調率Mref´が搬送波の最小値である場合、電動機Mが矩形波制御により駆動される。
Further, the dq /
また、dq/uvw変換部15は、電動機Mの制御周期のうち、図6(a)に示す第3の交流電圧Vwの正側のピークが存在する第3の区間(120〜180[deg])において、図6(d)に示すように、電動機Mの出力に応じた変調率Mref´(搬送波の最大値)であるW相変調波Vw*を生成する。また、dq/uvw変換部15は、第3の区間において、図6(b)に示すように、搬送波の最小値と同じ値であるV相変調波Vv*を生成する。また、dq/uvw変換部15は、第3の区間において、図6(c)に示すように、搬送波の最小値と同じ値であるU相変調波Vu*を生成する。そして、ドライブ回路4は、第3の区間において、図9(a)に示すように、搬送波の最大値であるW相変調波Vw*と搬送波とを比較することで、図9(b)に示すように、ハイレベルの駆動信号S5をスイッチング素子SW5のゲート端子に出力するとともに、図9(c)に示すように、ローレベルの駆動信号S6をスイッチング素子SW6のゲート端子に出力する。また、ドライブ回路4は、第3の区間において、図7(a)に示すように、搬送波の最小値であるV相変調波Vv*と搬送波とを比較することで、図7(b)に示すように、ローレベルの駆動信号S3をスイッチング素子SW3のゲート端子に出力するとともに、図7(c)に示すように、ハイレベルの駆動信号SW4をスイッチング素子S4のゲート端子に出力する。また、ドライブ回路4は、第3の区間において、図8(a)に示すように、搬送波の最小値であるUW相変調波Vu*と搬送波とを比較することで、図8(b)に示すように、ローレベルの駆動信号S1をスイッチング素子SW1のゲート端子に出力するとともに、図8(c)に示すように、ハイレベルの駆動信号SW2をスイッチング素子S2のゲート端子に出力する。これにより、第3の区間において、スイッチング素子SW2、SW4、SW5が常時オンし、スイッチング素子SW1、SW3、SW6が常時オフする。すなわち、第3の区間において、変調率Mref´が搬送波の最大値である場合、電動機Mが矩形波制御により駆動される。
Further, the dq /
このように、dq/uvw変換部15は、電動機Mの制御周期の半周期(0〜180[deg])において、変調率Mref´が搬送波の最大値である場合、または、変調率Mref´が搬送波の最小値である場合、電動機Mが矩形波制御により駆動される。なお、dq/uvw変換部15は、電動機Mの制御周期の残りの半周期(第1の区間(180〜240[deg])、第2の区間(240〜300[deg])、第3の区間(300〜360[deg]))においても、変調率Mref´が搬送波の最大値である場合、または、変調率Mref´が搬送波の最小値である場合、電動機Mを矩形波制御により駆動する。
As described above, in the dq /
このように、実施形態の電動機Mの制御装置1は、電動機Mの制御周期のうち、第1の交流電圧Vvのピークが存在する第1の区間において、電動機Mの出力に応じたV相変調波Vv*を出力するとともに搬送波の最小値または最大値をU相変調波Vu*及びW相変調波Vw*として出力し、第2の交流電圧Vu*のピークが存在する第2の区間において、電動機Mの出力に応じたU相変調波Vu*を出力するとともに搬送波の最小値または最大値をV相変調波Vv*及びW相変調波Vw*として出力し、第3の交流電圧Vwのピークが存在する第3の区間において、電動機Mの出力に応じたW相変調波Vw*を出力するとともに搬送波の最小値または最大値をV相変調波Vv*及びU相変調波Vu*として出力する。
As described above, the
これにより、電動機Mの制御周期(第1〜第3の区間)において、電動機Mの出力に応じたV相変調波Vv*、U相変調波Vu*、及びW相変調波Vw*が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、3相のスイッチング素子のうちの1相のスイッチング素子を繰り返しオン、オフさせること、すなわち、1相変調制御を行うことができる。また、電動機Mの制御周期において、電動機Mの出力に応じたV相変調波Vv*、U相変調波Vu*、及びW相変調波Vw*が搬送波の最小値または最大値である場合、3相のスイッチング素子をそれぞれ常時オンまたは常時オフさせること、すなわち、矩形波制御を行うことができる。また、電動機Mの制御周期において、V相変調波Vv*、U相変調波Vu*、及びW相変調波Vw*に応じたデューティ比でスイッチング素子をオン、オフさせることができるため、電動機Mの出力に応じてスイッチング素子のオン時間を徐々に変化させることができる。そのため、電動機Mの出力が高くなり1相変調制御から矩形波制御に遷移しても、スイッチング素子のオン時間をシームレスに変化させることができるため、電動機Mに流れる電流の歪みを抑えることができ、トルクの変動を抑えることができる。また、第1〜第3の区間毎に、スイッチング素子をスイッチングさせる相を切り替えるだけでよく、複雑な演算を必要としないため、制御装置1の演算負荷を抑えることができる。
As a result, in the control cycle of the motor M (first to third sections), the V-phase modulated wave Vv *, the U-phase modulated wave Vu *, and the W-phase modulated wave Vw * corresponding to the output of the motor M become the carrier waves. When it is smaller than the maximum value and larger than the minimum value of the carrier wave, one-phase switching element of the three-phase switching elements can be repeatedly turned on and off, that is, one-phase modulation control can be performed. Further, in the control cycle of the motor M, when the V-phase modulated wave Vv *, the U-phase modulated wave Vu *, and the W-phase modulated wave Vw * corresponding to the output of the motor M are the minimum or maximum values of the carrier wave, 3 It is possible to always turn on or off each of the phase switching elements, that is, to perform square wave control. Further, in the control cycle of the motor M, the switching element can be turned on and off at a duty ratio corresponding to the V-phase modulated wave Vv *, the U-phase modulated wave Vu *, and the W-phase modulated wave Vw *. The on-time of the switching element can be gradually changed according to the output of. Therefore, even if the output of the motor M becomes high and the transition from the one-phase modulation control to the square wave control is performed, the on-time of the switching element can be seamlessly changed, so that the distortion of the current flowing through the motor M can be suppressed. , Torque fluctuation can be suppressed. Further, since it is only necessary to switch the phase for switching the switching element for each of the first to third sections and complicated calculation is not required, the calculation load of the
また、実施形態の電動機Mの制御装置1によれば、3相変調制御や2相変調制御を行う電動機の制御装置に比べて、スイッチング素子SW1〜SW6のスイッチング周波数を高くすることができるため、スイッチング周波数を可聴域外にシフトすることができ、騒音低減を図ることができる。
Further, according to the
図10(a)は、dq/uvw変換部15の一例を示す図である。
図10(a)に示すdq/uvw変換部15は、位相角計算部151と、加算部152と、変調率計算部153と、変調率拡張部154と、変調波生成部155とを備える。
FIG. 10A is a diagram showing an example of the dq /
The dq /
位相角計算部151は、電流制御部14から出力されるd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*に対応する位相角δを計算する。例えば、位相角計算部151は、下記式3の計算結果を、位相角δとする。
The phase
加算部152は、位相角計算部151から出力される位相角δと、電気角検出部Spから出力される電気角θとの加算結果を、目標電気角θvとする。なお、位相角計算部151と加算部152とにより目標電気角算出部が構成されるものとする。
The
変調率計算部153は、電圧センサSvにより検出される入力電圧Vinと、電流制御部14から出力されるd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*とを用いて、変調率Mrefを計算する。例えば、変調率計算部153は、下記式4の計算結果を、変調率Mrefとする。なお、0<Mref<1とする。
The modulation
変調率拡張部154は、変調率計算部153から出力される変調率Mrefを拡張することにより変調率Mref´を求める。例えば、変調率拡張部154は、下記式5の計算結果を、変調率Mfer´とする。なお、−1<Mfer´<1とする。
Mref´=2×Mref−1 ・・・式5
変調波生成部155は、加算部152から出力される目標電気角θvと、変調率拡張部154から出力される変調率Mref´とを用いて、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*を生成する。例えば、変調波生成部155は、記憶部6に記憶されている情報D1を参照して、加算部152から出力される目標電気角θvに対応するU相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*を求める。
The modulation
Mr'= 2 × Mref-1 ・ ・ ・
The modulation
図10(b)は、情報D1の一例を示す図である。
図10(b)に示す情報D1では、第1の区間である「0〜60[deg]」と、U相変調波Vu*である「−1(搬送波の最小値)」と、V相変調波Vv*である「Mref´」と、W相変調波Vw*である「−1」とが互いに対応付けられている。また、第2の区間である「60〜120[deg]」と、U相変調波Vu*である「Mref´」と、V相変調波Vv*である「+1(搬送波の最大値)」と、W相変調波Vw*である「+1」とが互いに対応付けられている。また、第3の区間である「120〜180[deg]」と、U相変調波Vu*である「−1」と、V相変調波Vv*である「−1」と、W相変調波Vw*である「Mref´」とが互いに対応付けられている。また、第1の区間である「180〜240[deg]」と、U相変調波Vu*である「+1」と、V相変調波Vv*である「Mref´」と、W相変調波Vw*である「+1」とが互いに対応付けられている。また、第2の区間である「240〜300[deg]」と、U相変調波Vu*である「Mref´」と、V相変調波Vv*である「−1」と、W相変調波Vw*である「−1」とが互いに対応付けられている。また、第3の区間である「300〜360[deg]」と、U相変調波Vu*である「+1」と、V相変調波Vv*である「+1」と、W相変調波Vw*である「Mref´」とが互いに対応付けられている。
FIG. 10B is a diagram showing an example of information D1.
In the information D1 shown in FIG. 10B, the first section "0 to 60 [deg]", the U-phase modulation wave Vu * "-1 (minimum value of the carrier wave)", and V-phase modulation The wave Vv * "Mref'" and the W-phase modulated wave Vw * "-1" are associated with each other. In addition, the second section "60 to 120 [deg]", the U-phase modulated wave Vu * "Mref'", and the V-phase modulated wave Vv * "+1 (maximum value of carrier wave)" , W-phase modulated wave Vw * "+1" is associated with each other. Further, the third section "120 to 180 [deg]", the U-phase modulated wave Vu * "-1", the V-phase modulated wave Vv * "-1", and the W-phase modulated wave "Mref'" which is Vw * is associated with each other. Further, the first section "180 to 240 [deg]", the U-phase modulated wave Vu * "+1", the V-phase modulated wave Vv * "Mref'", and the W-phase modulated wave Vw. "+1" which is * is associated with each other. Further, the second section "240 to 300 [deg]", the U-phase modulated wave Vu * "Mref'", the V-phase modulated wave Vv * "-1", and the W-phase modulated wave. "-1" which is Vw * is associated with each other. Further, the third section "300 to 360 [deg]", the U-phase modulated wave Vu * "+1", the V-phase modulated wave Vv * "+1", and the W-phase modulated wave Vw *. "Mref'" is associated with each other.
例えば、変調波生成部155は、目標電気角θv(54[deg])が第1の区間(0〜60[deg])に入っている場合、U相変調波Vu*として「−1」を出力するとともに、V相変調波Vv*として「Mref´」を出力するとともに、W相変調波Vw*として「−1」を出力する。これにより、Mref´が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、第1の区間において、スイッチング素子SW3、SW4が繰り返しオン、オフし、スイッチング素子SW1が常時オフし、スイッチング素子SW2が常時オンし、スイッチング素子SW5が常時オフし、スイッチング素子SW6が常時オンする。また、Mref´が搬送波の最大値である場合、第1の区間において、スイッチング素子SW3が常時オンし、スイッチング素子SW4が常時オフし、スイッチング素子SW1が常時オフし、スイッチング素子SW2が常時オンし、スイッチング素子SW5が常時オフし、スイッチング素子SW6が常時オンする。
For example, when the target electric angle θv (54 [deg]) is in the first section (0 to 60 [deg]), the modulated
また、変調波生成部155は、目標電気角θv(108[deg])が第2の区間(60〜120[deg])に入っている場合、U相変調波Vu*として「Mref´」を出力するとともに、V相変調波Vv*として「+1」を出力するとともに、W相変調波Vw*として「+1」を出力する。これにより、Mref´が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、第2の区間において、スイッチング素子SW1、SW2が繰り返しオン、オフし、スイッチング素子SW3が常時オンし、スイッチング素子SW4が常時オフし、スイッチング素子SW5が常時オンし、スイッチング素子SW6が常時オフする。また、Mref´が搬送波の最小値である場合、第2の区間において、スイッチング素子SW1が常時オフし、スイッチング素子SW2が常時オンし、スイッチング素子SW3が常時オンし、スイッチング素子SW4が常時オフし、スイッチング素子SW5が常時オンし、スイッチング素子SW6が常時オフする。
Further, when the target electric angle θv (108 [deg]) is in the second section (60 to 120 [deg]), the modulated
また、変調波生成部155は、目標電気角θv(162[deg])が第3の区間(120〜180[deg])に入っている場合、U相変調波Vu*として「−1」を出力するとともに、V相変調波Vv*として「−1」を出力するとともに、W相変調波Vw*として「Mref´」を出力する。これにより、Mref´が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、第3の区間において、スイッチング素子SW5、SW6が繰り返しオン、オフし、スイッチング素子SW3が常時オフし、スイッチング素子SW4が常時オンし、スイッチング素子SW1が常時オフし、スイッチング素子SW2が常時オンする。また、Mref´が搬送波の最大値である場合、第3の区間において、スイッチング素子SW5が常時オンし、スイッチング素子SW6が常時オフし、スイッチング素子SW3が常時オフし、スイッチング素子SW4が常時オンし、スイッチング素子SW1が常時オフし、スイッチング素子SW2が常時オンする。
Further, when the target electric angle θv (162 [deg]) is in the third section (120 to 180 [deg]), the modulated
すなわち、図10(a)に示すdq/uvw変換部15によれば、第1の区間において、電動機Mの出力に応じた変調率Mref´をV相変調波Vv*として出力するとともに搬送波の最小値または最大値をU相変調波Vu*及びW相変調波Vw*として出力し、第2の区間において、電動機Mの出力に応じた変調率Mref´をU相変調波Vu*として出力するとともに搬送波の最小値または最大値をV相変調波Vv*及びW相変調波Vw*として出力し、第3の区間において、電動機Mの出力に応じた変調率Mref´をW相変調波Vw*として出力するとともに搬送波の最小値または最大値をV相変調波Vv*及びU相変調波Vu*として出力することができる。
That is, according to the dq /
図11(a)は、dq/uvw変換部15の他の例を示す図である。
図11(a)に示すdq/uvw変換部15は、2相3相変換部156と、変調波生成部157とを備える。
FIG. 11A is a diagram showing another example of the dq /
The dq /
2相3相変換部156は、電気角検出部Spから出力される電気角θを用いて、電流制御部14から出力されるd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を、U相電圧指令値Vu**(第2の電圧指令値)、V相電圧指令値Vv**(第1の電圧指令値)、及びW相電圧指令値Vw**(第3の電圧指令値)に変換する。例えば、2相3相変換部156は、下記式6に示す変換行列Cを用いて、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を、U相電圧指令値Vu**、V相電圧指令値Vv**、及びW相電圧指令値Vw**に変換する。
The two-phase three-
変調波生成部157は、電圧センサSvにより検出される入力電圧Vinと、電流制御部14から出力されるd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*と、2相3相変換部156から出力されるU相電圧指令値Vu**、V相電圧指令値Vv**、及びW相電圧指令値Vw**とを用いて、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*を演算する。例えば、変調波生成部157は、上記式3を計算することにより位相角δを求め、その位相角δと電気角検出部Spから出力される電気角θとの加算結果を目標電気角θvとし、上記式4を計算することにより変調率Mrefを求め、上記式5を計算することにより変調率Mfer´を求める。また、変調波生成部157は、記憶部6に記憶されている情報D2を参照して、2相3相変換部156から出力されるU相電圧指令値Vu**、V相電圧指令値Vv**、及びW相電圧指令値Vw**により求められる分岐条件に対応するU相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*を求める。
The modulated
図11(b)は、情報D2の一例を示す図である。
図11(b)に示す情報D2では、「V相電圧指令値Vv**の絶対値がU相電圧指令値Vu**の絶対値及びW相電圧指令値Vw**の絶対値より大きい場合で、かつ、V相電圧指令値Vv**がゼロ以上である場合」という分岐条件と、U相変調波Vu*である「−1(搬送波の最小値)」と、V相変調波Vv*である「Mref´」と、W相変調波Vw*である「−1」とが互いに対応付けられている。また、「U相電圧指令値Vu**の絶対値がV相電圧指令値Vv**の絶対値及びW相電圧指令値Vw**の絶対値より大きい場合で、かつ、U相電圧指令値Vu**がゼロ以上である場合」という分岐条件と、U相変調波Vu*である「Mref´」と、V相変調波Vv*である「+1(搬送波の最大値)」と、W相変調波Vw*である「+1」とが互いに対応付けられている。また、「W相電圧指令値Vw**の絶対値がV相電圧指令値Vv**の絶対値及びU相電圧指令値Vu**の絶対値より大きい場合で、かつ、W相電圧指令値Vw**がゼロ以上である場合」という分岐条件と、U相変調波Vu*である「−1」と、V相変調波Vv*である「−1」と、W相変調波Vw*である「Mref´」とが互いに対応付けられている。また、「V相電圧指令値Vv**の絶対値がU相電圧指令値Vu**の絶対値及びW相電圧指令値Vw**の絶対値より大きい場合で、かつ、V相電圧指令値Vv**がゼロより小さい場合」という分岐条件と、U相変調波Vu*である「+1」と、V相変調波Vv*である「Mref´」と、W相変調波Vw*である「+1」とが互いに対応付けられている。また、「U相電圧指令値Vu**の絶対値がV相電圧指令値Vv**の絶対値及びW相電圧指令値Vw**の絶対値より大きい場合で、かつ、U相電圧指令値Vu**がゼロより小さい場合」という分岐条件と、U相変調波Vu*である「Mref´」と、V相変調波Vv*である「−1」と、W相変調波Vw*である「−1」とが互いに対応付けられている。また、「W相電圧指令値Vw**の絶対値がV相電圧指令値Vv**の絶対値及びU相電圧指令値Vu**の絶対値より大きい場合で、かつ、W相電圧指令値Vw**がゼロより小さい場合」という分岐条件と、U相変調波Vu*である「+1」と、V相変調波Vv*である「+1」と、W相変調波Vw*である「Mref´」とが互いに対応付けられている。
FIG. 11B is a diagram showing an example of information D2.
In the information D2 shown in FIG. 11B, "when the absolute value of the V-phase voltage command value Vv ** is larger than the absolute value of the U-phase voltage command value Vu ** and the absolute value of the W-phase voltage command value Vw **. The branch condition is "when the V-phase voltage command value Vv ** is zero or more", the U-phase modulated wave Vu * is "-1 (minimum value of the carrier wave)", and the V-phase modulated wave Vv *. "Mref'" and "-1", which is a W-phase modulated wave Vw *, are associated with each other. Further, "when the absolute value of the U-phase voltage command value Vu ** is larger than the absolute value of the V-phase voltage command value Vv ** and the absolute value of the W-phase voltage command value Vw **, and the U-phase voltage command value The branching condition "when Vu ** is zero or more", "Mref'" which is a U-phase modulated wave Vu *, "+1 (maximum value of carrier)" which is a V-phase modulated wave Vv *, and W phase. The modulated wave Vw * "+1" is associated with each other. Further, "when the absolute value of the W-phase voltage command value Vw ** is larger than the absolute value of the V-phase voltage command value Vv ** and the absolute value of the U-phase voltage command value Vu **, and the W-phase voltage command value With the branching condition "when Vw ** is zero or more", the U-phase modulated wave Vu * "-1", the V-phase modulated wave Vv * "-1", and the W-phase modulated wave Vw * A certain "Mref'" is associated with each other. Further, "when the absolute value of the V-phase voltage command value Vv ** is larger than the absolute value of the U-phase voltage command value Vu ** and the absolute value of the W-phase voltage command value Vw **, and the V-phase voltage command value The branch condition that "Vv ** is smaller than zero", the U-phase modulated wave Vu * "+1", the V-phase modulated wave Vv * "Mref'", and the W-phase modulated wave Vw * " +1 ”is associated with each other. Further, "when the absolute value of the U-phase voltage command value Vu ** is larger than the absolute value of the V-phase voltage command value Vv ** and the absolute value of the W-phase voltage command value Vw **, and the U-phase voltage command value The branch condition is "when Vu ** is smaller than zero", "Mref'" which is a U-phase modulated wave Vu *, "-1" which is a V-phase modulated wave Vv *, and W-phase modulated wave Vw *. "-1" is associated with each other. Further, "when the absolute value of the W-phase voltage command value Vw ** is larger than the absolute value of the V-phase voltage command value Vv ** and the absolute value of the U-phase voltage command value Vu **, and the W-phase voltage command value The branch condition that "Vw ** is smaller than zero", the U-phase modulated wave Vu * "+1", the V-phase modulated wave Vv * "+1", and the W-phase modulated wave Vw * "Mref". ´ ”and are associated with each other.
例えば、変調波生成部157は、V相電圧指令値Vv**の絶対値がU相電圧指令値Vu**の絶対値及びW相電圧指令値Vw**の絶対値より大きい場合で、かつ、V相電圧指令値Vv**がゼロ以上である場合、すなわち、目標電気角θvが第1の区間(0〜60[deg])に入っている場合、U相変調波Vu*として「−1」を出力するとともに、V相変調波Vv*として「Mref´」を出力するとともに、W相変調波Vw*として「−1」を出力する。これにより、Mref´が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、第1の区間において、スイッチング素子SW3、SW4が繰り返しオン、オフし、スイッチング素子SW1が常時オフし、スイッチング素子SW2が常時オンし、スイッチング素子SW5が常時オフし、スイッチング素子SW6が常時オンする。また、Mref´が搬送波の最大値である場合、第1の区間において、スイッチング素子SW3が常時オンし、スイッチング素子SW4が常時オフし、スイッチング素子SW1が常時オフし、スイッチング素子SW2が常時オンし、スイッチング素子SW5が常時オフし、スイッチング素子SW6が常時オンする。
For example, the modulated
また、変調波生成部157は、U相電圧指令値Vu**の絶対値がV相電圧指令値Vv**の絶対値及びW相電圧指令値Vw**の絶対値より大きい場合で、かつ、U相電圧指令値Vu**がゼロ以上である場合、すなわち、目標電気角θvが第2の区間(60〜120[deg])に入っている場合、U相変調波Vu*として「Mref´」を出力するとともに、V相変調波Vv*として「+1」を出力するとともに、W相変調波Vw*として「+1」を出力する。これにより、Mref´が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、第2の区間において、スイッチング素子SW1、SW2が繰り返しオン、オフし、スイッチング素子SW3が常時オンし、スイッチング素子SW4が常時オフし、スイッチング素子SW5が常時オンし、スイッチング素子SW6が常時オフする。また、Mref´が搬送波の最小値である場合、第2の区間において、スイッチング素子SW1が常時オフし、スイッチング素子SW2が常時オンし、スイッチング素子SW3が常時オンし、スイッチング素子SW4が常時オフし、スイッチング素子SW5が常時オンし、スイッチング素子SW6が常時オフする。
Further, the modulated
また、変調波生成部157は、W相電圧指令値Vw**の絶対値がV相電圧指令値Vv**の絶対値及びU相電圧指令値Vu**の絶対値より大きい場合で、かつ、W相電圧指令値Vw**がゼロ以上である場合、すなわち、目標電気角θvが第3の区間(120〜180[deg])に入っている場合、U相変調波Vu*として「−1」を出力するとともに、V相変調波Vv*として「−1」を出力するとともに、W相変調波Vw*として「Mref´」を出力する。これにより、Mref´が搬送波の最大値より小さく、かつ、搬送波の最小値より大きい場合、第3の区間において、スイッチング素子SW5、SW6が繰り返しオン、オフし、スイッチング素子SW3が常時オフし、スイッチング素子SW4が常時オンし、スイッチング素子SW1が常時オフし、スイッチング素子SW2が常時オンする。また、Mref´が搬送波の最大値である場合、第3の区間において、スイッチング素子SW5が常時オンし、スイッチング素子SW6が常時オフし、スイッチング素子SW3が常時オフし、スイッチング素子SW4が常時オンし、スイッチング素子SW1が常時オフし、スイッチング素子SW2が常時オンする。
Further, the modulated
すなわち、図11(a)に示すdq/uvw変換部15によれば、第1の区間において、電動機Mの出力に応じた変調率Mref´をV相変調波Vv*として出力するとともに搬送波の最小値または最大値をU相変調波Vu*及びW相変調波Vw*として出力し、第2の区間において、電動機Mの出力に応じた変調率Mref´をU相変調波Vu*として出力するとともに搬送波の最小値または最大値をV相変調波Vv*及びW相変調波Vw*として出力し、第3の区間において、電動機Mの出力に応じた変調率Mref´をW相変調波Vw*として出力するとともに搬送波の最小値または最大値をV相変調波Vv*及びU相変調波Vu*として出力することができる。
That is, according to the dq /
また、本発明は、以上の実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。 Further, the present invention is not limited to the above embodiments, and various improvements and changes can be made without departing from the gist of the present invention.
<変形例1>
図12は、変形例1におけるdq/uvw変換部15の動作の一例を示すフローチャートである。
<Modification example 1>
FIG. 12 is a flowchart showing an example of the operation of the dq /
まず、dq/uvw変換部15は、演算部5の演算周期Tを求める(ステップS1)。例えば、dq/uvw変換部15は、今回取得された電気角θと前回取得された電気角θとの差を、演算周期Tとする。
First, the dq /
次に、dq/uvw変換部15は、演算部5の次の演算周期Tを推定する(ステップS2)。例えば、dq/uvw変換部15は、演算部5の現在の演算タイミングから演算周期T後の演算タイミングを、演算部5の次の演算周期Tの開始タイミングとし、その開始タイミングから演算周期T後の演算タイミングを、演算部5の次の演算周期Tの終了タイミングとし、その開始タイミングから終了タイミングまでの範囲を、演算部5の次の演算周期Tとする。なお、現在の演算タイミングで求められたU相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*は、次の演算周期Tにおいて、インバータ回路2の動作に反映されるものとする。
Next, the dq /
次に、dq/uvw変換部15は、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミング(0[deg]、60[deg]、120[deg]、180[deg]、240[deg]、300[deg])が存在する場合(ステップS3:Yes)、切り替わり時間tcを設定する(ステップS4)。例えば、dq/uvw変換部15は、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングと、次の演算周期Tの開始タイミングとの差を、切り替わり時間tcとする。
Next, in the next calculation cycle T of the
一方、dq/uvw変換部15は、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在しない場合(ステップS3:No)、切り替わり時間tcを演算周期より大きい値に設定する(ステップS5)。
On the other hand, in the next calculation cycle T of the
そして、dq/uvw変換部15は、入力電圧Vin及び電気角θを用いて、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*に変換し、次の演算周期Tの開始タイミングになると、切り替わり時間tc経過後に、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*のそれぞれの値を切り替える(ステップS6)。
Then, the dq /
図13は、切り替わり時間tcの設定を説明するための図である。なお、図13に示す2次元座標の横軸は、電動機Mの回転子の電気角θにd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*に対応する位相角δを加算した目標電気角θvを示し、縦軸は、電圧を示している。また、図13に示す実線はU相変調波Vu*を示し、図13に示す破線はV相変調波Vv*を示し、図13に示す一点鎖線はW相変調波Vw*を示している。また、演算部5の演算周期Tを18[deg]とする。
FIG. 13 is a diagram for explaining the setting of the switching time tk. The horizontal axis of the two-dimensional coordinates shown in FIG. 13 is the target electricity obtained by adding the phase angle δ corresponding to the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * to the electric angle θ of the rotor of the motor M. The angle θv is shown, and the vertical axis shows the voltage. The solid line shown in FIG. 13 indicates the U-phase modulated wave Vu *, the broken line shown in FIG. 13 indicates the V-phase modulated wave Vv *, and the alternate long and short dash line shown in FIG. 13 indicates the W-phase modulated wave Vw *. Further, the calculation cycle T of the
例えば、演算部5の現在の演算タイミングにおける目標電気角θvを36[deg]とする場合を想定する。または、V相電圧指令値Vv**の絶対値がU相電圧指令値Vu**の絶対値及びW相電圧指令値Vw**の絶対値より大きい場合で、かつ、V相電圧指令値Vv**がゼロ以上である場合を想定する。
For example, it is assumed that the target electric angle θv at the current calculation timing of the
dq/uvw変換部15は、36[deg]+18[deg]=54[deg]を、演算部5の次の演算周期Tの開始タイミングとし、54[deg]+18[deg]=72[deg]を、演算部5の次の演算周期Tの終了タイミングとし、54[deg]〜72[deg]を、演算部5の次の演算周期Tとする。
The dq /
次に、dq/uvw変換部15は、目標電気角θvが第1の区間(0〜60[deg])に入ると判断し、または、V相電圧指令値Vv**の絶対値がU相電圧指令値Vu**の絶対値及びW相電圧指令値Vw**の絶対値より大きい場合で、かつ、V相電圧指令値Vv**がゼロ以上であると判断し、次の演算周期T(54[deg]〜72[deg])において、第1の区間から第2の区間の切り替わりタイミングとして60[deg]が存在すると判断すると、60[deg]−54[deg]=6[deg]に相当する時間を、切り替わり時間tcとする。
Next, the dq /
そして、dq/uvw変換部15は、次の演算周期Tの開始タイミング(54[deg])になると、切り替わり時間tc(6[deg]に相当する時間)経過後に、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*のそれぞれの値を切り替える。すなわち、dq/uvw変換部15は、60[deg]になると、V相変調波Vv*の値を変調率Mref´から搬送波の最大値に切り替えるとともに、W相変調波Vw*の値を搬送波の最小値から最大値に切り替えるとともに、U相変調波Vu*の値を搬送波の最小値から変調率Mref´に切り替える。なお、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1の区間から第2の区間の切り替わりタイミングが存在しない場合、演算周期途中の変調波の変更は行わず、その次の演算周期になるまで継続して出力する。
Then, the dq /
このように、変形例1におけるdq/uvw変換部15は、次の演算周期Tにおいて、第1の区間から第2の区間への切り替わりタイミング、第2の区間から第3の区間への切り替わりタイミング、または第3の区間から第1の区間への切り替わりタイミングが存在する場合、その切り替わりタイミングに次の演算周期Tの開始タイミングを合わせる。言い換えると、変形例1におけるdq/uvw変換部15は、次の演算周期Tにおいて、第1の区間から第2の区間への切り替わりタイミング、第2の区間から第3の区間への切り替わりタイミング、または第3の区間から第1の区間への切り替わりタイミングが存在する場合、その切り替わりタイミングを、演算部5の演算周期の開始タイミングから切り替わり時間tc経過後にずらしている。
As described above, in the next calculation cycle T, the dq /
これにより、第1の区間から第2の区間への切り替わりタイミング、第2の区間から第3の区間への切り替わりタイミング、または第3の区間から第1の区間への切り替わりタイミングにおいて、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*のそれぞれの値を切り替えることができるため、スイッチング素子をオンさせる必要がないときにスイッチング素子をオンさせたり、スイッチング素子をオンさせる必要があるときにスイッチング素子をオフさせたりすることを防止することができ、電動機Mに流れる電流に生じる歪みをさらに抑えることができ、トルクの変動をさらに抑えることができる。 As a result, U-phase modulation is performed at the switching timing from the first section to the second section, the switching timing from the second section to the third section, or the switching timing from the third section to the first section. Since the values of wave Vu *, V-phase modulated wave Vv *, and W-phase modulated wave Vw * can be switched, the switching element can be turned on or the switching element can be turned on when it is not necessary to turn on the switching element. It is possible to prevent the switching element from being turned off when it is necessary to make the motor M, further suppress the distortion generated in the current flowing through the electric motor M, and further suppress the fluctuation of the torque.
<変形例2>
図14は、変形例2におけるdq/uvw変換部15の動作の一例を示すフローチャートである。なお、図14に示すステップS1、S2、S3、S5は、図12に示すステップS1、S2、S3、S5と同様とし、その説明を省略する。
<
FIG. 14 is a flowchart showing an example of the operation of the dq /
図14に示すフローチャートにおいて、図12に示すフローチャートと異なる点は、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在する場合(ステップS3:Yes)、第1〜第3の優先順位に対応する変調波を基に、切り替わり時間tc1〜tc3を設定し(ステップS4´)、次の演算周期Tの開始タイミングになると、切り替わり時間tc1〜tc3経過後に、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*のそれぞれの値を切り替える(ステップS6´)点である。なお、第1の優先順位に対応する変調波は、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングにおいて、変調率Mref´から搬送波の最小値または最大値に切り替わる変調波とする。また、第2の優先順位に対応する変調波は、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングにおいて、搬送波の最小値から最大値に切り替わる変調波または搬送波の最大値から最小値に切り替わる変調波とする。また、第3の優先順位に対応する変調波は、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングにおいて、搬送波の最小値または最大値から変調率Mref´に切り替わる変調波とする。 The flowchart shown in FIG. 14 differs from the flowchart shown in FIG. 12 in the case where the switching timing of the first to third sections exists in the next calculation cycle T of the calculation unit 5 (step S3: Yes). The switching times ct1 to ct3 are set based on the modulated waves corresponding to the first to third priorities (step S4'), and when the start timing of the next calculation cycle T comes, U after the switching times ct1 to tk3 elapse. This is a point at which the values of the phase-modulated wave Vu *, the V-phase modulated wave Vv *, and the W-phase modulated wave Vw * are switched (step S6'). The modulated wave corresponding to the first priority is a modulated wave that switches from the modulation factor Mref'to the minimum value or the maximum value of the carrier wave at the switching timing of the first to third sections. Further, the modulated wave corresponding to the second priority is a modulated wave that switches from the minimum value of the carrier wave to the maximum value or a modulated wave that switches from the maximum value of the carrier wave to the minimum value at the switching timing of the first to third sections. To do. Further, the modulated wave corresponding to the third priority is a modulated wave that switches from the minimum value or the maximum value of the carrier wave to the modulation factor Mref'at the switching timing of the first to third sections.
dq/uvw変換部15は、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在する場合、その切り替わりタイミングにおいて、第1の優先順位に対応する変調波、第2の優先順位に対応する変調波、第3の優先順位に対応する変調波の順に、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*のそれぞれの値を切り替える。
In the next calculation cycle T of the
すなわち、dq/uvw変換部15は、次の演算周期Tにおいて、第1の区間から第2の区間への切り替わりタイミングが存在する場合、その切り替わりタイミングにおいて、V相変調波Vv*の値を変調率Mref´から搬送波の最小値または最大値に切り替えた後、W相変調波Vw*の値を搬送波の最小値から最大値にまたは搬送波の最大値から最小値に切り替えた後、U相変調波Vu*の値を搬送波の最小値または最大値から変調率Mref´に切り替える。
That is, when the switching timing from the first section to the second section exists in the next calculation cycle T, the dq /
また、dq/uvw変換部15は、次の演算周期Tにおいて、第2の区間から第3の区間への切り替わりタイミングが存在する場合、その切り替わりタイミングにおいて、U相変調波Vu*の値を変調率Mref´から搬送波の最小値または最大値に切り替えた後、V相変調波Vv*の値を搬送波の最小値から最大値にまたは搬送波の最大値から最小値に切り替えた後、W相変調波Vw*の値を搬送波の最小値または最大値から変調率に切り替える。
Further, the dq /
また、dq/uvw変換部15は、次の演算周期Tにおいて、第3の区間から第1の区間への切り替わりタイミングが存在する場合、その切り替わりタイミングにおいて、W相変調波Vw*の値を変調率Mref´から搬送波の最小値または最大値に切り替えた後、U相変調波Vu*の値を搬送波の最小値から最大値または搬送波の最大値から最小値に切り替えた後、V相変調波Vv*の値を搬送波の最小値または最大値から変調率に切り替える。
Further, the dq /
図15(a)〜図15(c)は、切り替わり時間tc1〜tc3の設定を説明するための図である。なお、図15(a)〜図15(c)に示す2次元座標の横軸は、電動機Mの回転子の電気角θにd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*に対応する位相角δを加算した目標電気角θvを示し、縦軸は、電圧を示している。また、図15(a)〜(c)に示す実線はU相変調波Vu*を示し、図15(a)〜図15(c)に示す破線はV相変調波Vv*を示し、図15(a)〜図15(c)に示す一点鎖線はW相変調波Vw*を示している。また、演算部5の演算周期Tを18[deg]とする。
15 (a) to 15 (c) are diagrams for explaining the setting of the switching times tc1 to tk3. The horizontal axes of the two-dimensional coordinates shown in FIGS. 15 (a) to 15 (c) correspond to the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * with respect to the electric angle θ of the rotor of the electric motor M. The target electric angle θv obtained by adding the phase angle δ is shown, and the vertical axis shows the voltage. The solid line shown in FIGS. 15 (a) to 15 (c) indicates the U-phase modulated wave Vu *, and the broken line shown in FIGS. 15 (a) to 15 (c) indicates the V-phase modulated wave Vv *. The alternate long and short dash line shown in FIGS. 15 (a) to 15 (c) indicates the W-phase modulated wave Vw *. Further, the calculation cycle T of the
例えば、演算部5の現在の演算タイミングにおける目標電気角θvを36[deg]とする場合を想定する。または、V相電圧指令値Vv**の絶対値がU相電圧指令値Vu**の絶対値及びW相電圧指令値Vw**の絶対値より大きい場合で、かつ、V相電圧指令値Vv**がゼロ以上である場合を想定する。
For example, it is assumed that the target electric angle θv at the current calculation timing of the
dq/uvw変換部15は、36[deg]+18[deg]=54[deg]を、演算部5の次の演算周期Tの開始タイミングとし、54[deg]+18[deg]=72[deg]を、演算部5の次の演算周期Tの終了タイミングとし、54[deg]〜72[deg]を、演算部5の次の演算周期Tとする。
The dq /
次に、dq/uvw変換部15は、目標電気角θvが第1の区間(0〜60[deg])に入ると判断し、または、V相電圧指令値Vv**の絶対値がU相電圧指令値Vu**の絶対値及びW相電圧指令値Vw**の絶対値より大きい場合で、かつ、V相電圧指令値Vv**がゼロ以上であると判断し、次の演算周期T(54[deg]〜72[deg])において、第1の区間から第2の区間の切り替わりタイミングとして60[deg]が存在すると判断すると、切り替わり時間tc1〜tc3を設定する。
Next, the dq /
例えば、図15(a)に示すように、dq/uvw変換部15は、60[deg]−54[deg]=6[deg]に相当する時間を、切り替わり時間tc2とし、切り替わり時間tc2よりΔt短い時間を、切り替わり時間tc1とし、切り替わり時間tc2よりΔt長い時間を、切り替わり時間tc3とする。なお、Δtは、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*のそれぞれの値を切り替えるタイミングが互いに一致しないように、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*のそれぞれの値を切り替えるタイミングをずらすための時間(電気角)であって、Δtの2倍の時間は、Δtの2倍の時間においてスイッチング素子が繰り返しオン、オフしていなくても、電動機Mに流れる電流の歪みを許容することが可能な最小時間とする。
For example, as shown in FIG. 15A, the dq /
または、図15(b)に示すように、dq/uvw変換部15は、60[deg]−54[deg]=6[deg]に相当する時間を、切り替わり時間tc1とし、切り替わり時間tc1よりΔt長い時間を、切り替わり時間tc2とし、切り替わり時間tc2よりΔt長い時間を、切り替わり時間tc3としてもよい。
Alternatively, as shown in FIG. 15B, the dq /
または、図15(c)に示すように、dq/uvw変換部15は、60[deg]−54[deg]=6[deg]に相当する時間を、切り替わり時間tc3とし、切り替わり時間tc3よりΔt短い時間を、切り替わり時間tc2とし、切り替わり時間tc2よりΔt短い時間を、切り替わり時間tc1としてもよい。
Alternatively, as shown in FIG. 15C, the dq /
そして、dq/uvw変換部15は、次の演算周期Tの開始タイミング(54[deg])になると、切り替わり時間tc1経過後に、V相変調波Vv*の値を変調率Mref´から搬送波の最大値に切り替え、切り替わり時間tc2経過後に、W相変調波Vw*の値を搬送波の最小値から最大値に切り替え、切り替わり時間tc3経過後に、U相変調波Vu*の値を搬送波の最小値から変調率Mref´に切り替える。
Then, when the start timing (54 [deg]) of the next calculation cycle T is reached, the dq /
このように、変形例2におけるdq/uvw変換部15は、第1の区間から第2の区間への切り替わりタイミング、第2の区間から第3の区間への切り替わりタイミング、または第3の区間から第1の区間への切り替わりタイミングにおいて、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*のそれぞれの値の切り替わりタイミングが互いに重ならないように、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*のそれぞれの値の切り替わりタイミングをずらしている。
As described above, the dq /
これにより、第1の区間から第2の区間への切り替わりタイミング、第2の区間から第3の区間への切り替わりタイミング、または第3の区間から第1の区間への切り替わりタイミングにおいて、互いに異なるスイッチング素子が同時にオンすることを回避することができるため、逆極性パルスが生じることを抑えることができ、電磁ノイズを抑えることができる。そのため、電動機に流れる電流に生じる歪みをさらに抑えることができ、トルクの変動をさらに抑えることができる。 As a result, switching different from each other at the switching timing from the first section to the second section, the switching timing from the second section to the third section, or the switching timing from the third section to the first section. Since it is possible to prevent the elements from being turned on at the same time, it is possible to suppress the generation of reverse polarity pulses and suppress electromagnetic noise. Therefore, the distortion generated in the current flowing through the electric motor can be further suppressed, and the fluctuation of the torque can be further suppressed.
<変形例3>
ところで、変形例1や変形例2のように、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在し、その切り替わりタイミングを、演算部5の演算周期の開始タイミングから切り替わり時間tcまたは切り替わり時間tc1経過後にずらす場合、駆動信号Sのデューティ比と所望のデューティ比との誤差が比較的大きくなるおそれがある。
<Modification example 3>
By the way, as in the
図16は、変形例1または変形例2におけるV相変調波Vv*、搬送波、及び駆動信号S3の一例を示す図である。なお、搬送波の1周期を9[deg]とする。 FIG. 16 is a diagram showing an example of the V-phase modulated wave Vv *, the carrier wave, and the drive signal S3 in the modified example 1 or the modified example 2. It should be noted that one cycle of the carrier wave is 9 [deg].
図16において、dq/uvw変換部15は、次の演算周期Tの開始タイミング(54[deg])になると、切り替わり時間tcまたは切り替わり時間tc1(6[deg]に相当する時間)経過後に、V相変調波Vv*の値を変調率Mref´から搬送波の最大値に切り替えている。 In FIG. 16, when the start timing (54 [deg]) of the next calculation cycle T is reached, the dq / uvw conversion unit 15 V is after the switching time ct or the switching time ct1 (time corresponding to 6 [deg]) elapses. The value of the phase modulation wave Vv * is switched from the modulation factor Mref'to the maximum value of the carrier wave.
このように、次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在する場合で、かつ、切り替わり時間tcまたは切り替わり時間tc1が搬送波の1周期よりも短くなる場合、次の演算周期Tの開始タイミングから搬送波の1周期分経過するまでの途中において、V相変調波Vv*が変調波Mref´から搬送波の最大値に切り替わるため、駆動信号S3のデューティ比が変調波Mref´に応じたデューティ比と一致しなくなってしまう。すなわち、次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在する場合、駆動信号Sのデューティ比と所望なデューティ比との誤差が比較的大きくなるおそれがある。そして、駆動信号Sのデューティ比と所望なデューティ比との誤差が比較的大きくなると、電動機Mに流れる電流に低次の高調波(ビート)が乗り、トルクリプルや騒音振動が増加するおそれがある。 As described above, in the next calculation cycle T, when the switching timing of the first to third sections exists and the switching time ct or the switching time ct1 is shorter than one cycle of the carrier wave, the next calculation is performed. Since the V-phase modulated wave Vv * switches from the modulated wave Mref'to the maximum value of the carrier wave in the middle of the period from the start timing of the period T to the elapse of one cycle of the carrier wave, the duty ratio of the drive signal S3 becomes the modulated wave Mref'. It will not match the corresponding duty ratio. That is, in the next calculation cycle T, when the switching timing of the first to third sections exists, the error between the duty ratio of the drive signal S and the desired duty ratio may become relatively large. If the error between the duty ratio of the drive signal S and the desired duty ratio becomes relatively large, low-order harmonics (beats) may be added to the current flowing through the electric motor M, and torque ripple and noise vibration may increase.
そこで、変形例3における電動機Mの制御装置1では、次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在する場合、次の演算周期Tの開始タイミングから切り替わり時間tcが経過するまでの期間において、駆動信号Sのデューティ比と所望なデューティ比との誤差が比較的小さくなるように、搬送波の周波数fを所定周波数に切り替える。
Therefore, in the
図17は、変形例3における電動機Mの制御装置1の一例を示す図である。なお、図1に示す構成と同じ構成には同じ符号を付している。
FIG. 17 is a diagram showing an example of the
図17に示す電動機Mの制御装置1において、図1に示す電動機Mの制御装置1と異なる点は、dq/uvw変換部15及びドライブ回路4の代わりに、dq/uvw変換部15´及びドライブ回路4´を備えている点である。
The
dq/uvw変換部15´は、電圧センサSvにより検出される入力電圧Vin及び電気角検出部Spにより検出される電気角θを用いて、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*に変換するとともに、搬送波の周波数fを所定周波数に設定する。なお、演算部5により演算された結果(U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、W相変調波Vw*、及び周波数f)は、演算部5の次の演算周期Tにおいて、インバータ回路2の動作に反映されるものとする。
The dq / uvw conversion unit 15'uses the input voltage Vin detected by the voltage sensor Sv and the electric angle θ detected by the electric angle detection unit Sp, and uses the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq. * Is converted into a U-phase modulated wave Vu *, a V-phase modulated wave Vv *, and a W-phase modulated wave Vw *, and the frequency f of the carrier wave is set to a predetermined frequency. The results calculated by the calculation unit 5 (U-phase modulation wave Vu *, V-phase modulation wave Vv *, W-phase modulation wave Vw *, and frequency f) are obtained by the inverter in the next calculation cycle T of the
ドライブ回路4´は、ICなどにより構成され、dq/uvw変換部15´から出力されるU相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*と、dq/uvw変換部15´から出力される周波数fの搬送波とを比較し、その比較結果に応じた駆動信号S1〜S6をスイッチング素子SW1〜SW6のそれぞれのゲート端子に出力する。 The drive circuit 4'is composed of an IC or the like, and is converted into dq / uvw with U-phase modulated wave Vu *, V-phase modulated wave Vv *, and W-phase modulated wave Vw * output from the dq / uvw conversion unit 15'. The carrier wave of the frequency f output from the unit 15'is compared, and the drive signals S1 to S6 corresponding to the comparison result are output to the respective gate terminals of the switching elements SW1 to SW6.
図18(a)は、dq/uvw変換部15´の一例を示す図である。なお、図10(a)に示す構成と同じ構成には同じ符号を付している。 FIG. 18A is a diagram showing an example of the dq / uvw conversion unit 15'. The same components as those shown in FIG. 10A are designated by the same reference numerals.
図18(a)に示すdq/uvw変換部15´は、位相角計算部151と、加算部152と、変調率計算部153と、変調率拡張部154と、変調波生成部155´と、速度演算部158とを備える。
The dq / uvw conversion unit 15'shown in FIG. 18A includes a phase
速度演算部158は、電気角検出部Spにより検出される電気角θを用いて、電動機Mの回転子の回転速度ωを演算する。例えば、速度演算部158は、電気角θを時間で微分することにより回転速度ωを求める。
The
変調波生成部155´は、加算部152から出力される目標電気角θvと、変調率拡張部154から出力される変調率Mref´と、速度演算部158により演算される回転速度ωとを用いて、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*を生成するとともに搬送波の周波数fを所定周波数に設定する。例えば、変調波生成部155´は、記憶部6に記憶されている情報D1を参照して、加算部152から出力される目標電気角θvに対応するU相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*を求める。また、変調波生成部155´は、搬送波の周波数fを、デフォルトの周波数fd、または、切り替わり時間tcの逆数である周波数fc、または、切り替わり時間tc1の逆数である周波数fc1に設定する。なお、デフォルトの周波数fdは、例えば、演算部5の演算周期や回転速度ωに応じた周波数とする。
The modulation wave generation unit 155'uses a target electric angle θv output from the
図18(b)は、dq/uvw変換部15´の他の例を示す図である。なお、図11(a)に示す構成や図18(a)に示す構成と同じ構成には同じ符号を付している。 FIG. 18B is a diagram showing another example of the dq / uvw conversion unit 15'. The same reference numerals are given to the configurations shown in FIG. 11A and the same configurations as those shown in FIG. 18A.
図18(b)に示すdq/uvw変換部15´は、2相3相変換部156と、変調波生成部157´と、速度演算部158とを備える。
The dq / uvw conversion unit 15'shown in FIG. 18B includes a two-phase three-
変調波生成部157´は、電圧センサSvにより検出される入力電圧Vinと、電流制御部14から出力されるd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*と、2相3相変換部156から出力されるU相電圧指令値Vu**、V相電圧指令値Vv**、及びW相電圧指令値Vw**とを用いて、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*を生成するとともに搬送波の周波数fを所定周波数に設定する。例えば、変調波生成部157´は、上記式3を計算することにより位相角δを求め、その位相角δと電気角検出部Spから出力される電気角θとの加算結果を目標電気角θvとし、上記式4を計算することにより変調率Mrefを求め、上記式5を計算することにより変調率Mfer´を求める。また、変調波生成部157´は、記憶部6に記憶されている情報D2を参照して、2相3相変換部156から出力されるU相電圧指令値Vu**、V相電圧指令値Vv**、及びW相電圧指令値Vw**により求められる分岐条件に対応するU相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*を求める。また、変調波生成部157´は、搬送波の周波数fを、周波数fd、周波数fc、または、周波数fc1に設定する。
The modulated wave generation unit 157'has two-phase and three-phase conversion with the input voltage Vin detected by the voltage sensor Sv, the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * output from the
図19は、dq/uvw変換部15´の動作の一例を示すフローチャートである。なお、図19に示すステップS1〜ステップS5は、図12に示すステップS1〜ステップS5と同様である。 FIG. 19 is a flowchart showing an example of the operation of the dq / uvw conversion unit 15'. Note that steps S1 to S5 shown in FIG. 19 are the same as steps S1 to S5 shown in FIG.
まず、dq/uvw変換部15´は、演算部5の演算周期Tを求め(ステップS1)、演算部5の次の演算周期Tを推定し(ステップS2)、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在するか否かを判断する(ステップS3)。
First, the dq / uvw conversion unit 15'obtains the calculation cycle T of the calculation unit 5 (step S1), estimates the next calculation cycle T of the calculation unit 5 (step S2), and then the next calculation cycle of the
次に、dq/uvw変換部15´は、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在する場合(ステップS3:Yes)、その切り替わりタイミングに基づいて切り替わり時間tcを設定し(ステップS4)、切り替わり時間tcが最小時間t_min以上である場合(ステップS7:Yes)、搬送波の周波数fを周波数fcに設定し(ステップS8)、ステップ10に移行する。最小時間t_minは、スイッチング素子SW1〜SW6をオフからオンまたはオンからオフに切り替えることが可能な場合の搬送波の1周期の最小値とする。
Next, when the switching timing of the first to third sections exists in the next calculation cycle T of the
一方、dq/uvw変換部15´は、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在しない場合(ステップS3:No)、切り替わり時間tcを次の演算周期Tより大きい値に設定し(ステップS5)、搬送波の周波数fを周波数fdに設定し(ステップS9)、ステップS10に移行する。
On the other hand, in the next calculation cycle T of the
また、dq/uvw変換部15´は、切り替わり時間tcが最小時間t_minより短い場合(ステップS7:No)、搬送波の周波数fを周波数fdに設定し(ステップS9)、ステップS10に移行する。 Further, when the switching time tc is shorter than the minimum time t_min (step S7: No), the dq / uvw conversion unit 15'sets the frequency f of the carrier wave to the frequency fd (step S9), and proceeds to step S10.
次に、dq/uvw変換部15´は、ステップS10において、入力電圧Vin及び電気角θを用いて、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*に変換し、次の演算周期Tの開始タイミングになると、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*をドライブ回路4´に出力するとともに、周波数fをドライブ回路4´に出力する。 Next, in step S10, the dq / uvw conversion unit 15'sets the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * using the input voltage Vin and the electric angle θ, and sets the U-phase modulated wave Vu *. , V-phase modulated wave Vv *, and W-phase modulated wave Vw *, and when the start timing of the next calculation cycle T comes, U-phase modulated wave Vu *, V-phase modulated wave Vv *, and W-phase modulated wave Vw * Is output to the drive circuit 4'and the frequency f is output to the drive circuit 4'.
また、dq/uvw変換部15´は、ステップS10において、次の演算周期Tの開始タイミングから切り替わり時間tcが経過すると、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*を、変調率Mref´から搬送波の最大値、搬送波の最小値から変調率Mref´、搬送波の最小値から搬送波の最大値、搬送波の最大値から搬送波の最小値、変調率Mref´から搬送波の最小値、または搬送波の最大値から変調率Mref´に切り替えるとともに、周波数fを周波数fdに切り替える。 Further, in step S10, when the switching time tk elapses from the start timing of the next calculation cycle T, the dq / uvw conversion unit 15'is a U-phase modulated wave Vu *, a V-phase modulated wave Vv *, and a W-phase modulated wave. Vw * is calculated from the modulation factor Mref'to the maximum value of the carrier wave, from the minimum value of the carrier wave to the modulation factor Mref', from the minimum value of the carrier wave to the maximum value of the carrier wave, from the maximum value of the carrier wave to the minimum value of the carrier wave, and from the modulation factor Mref'to the carrier wave. The minimum value of the carrier wave or the maximum value of the carrier wave is switched to the modulation factor Mref', and the frequency f is switched to the frequency fd.
図20は、dq/uvw変換部15´の動作の他の例を示すフローチャートである。なお、図20に示すステップS1〜ステップS4´、ステップS5は、図14に示すステップS1〜ステップS4´、ステップS5と同様である。また、図20に示すステップS9及びステップS10は、図19に示すステップS9及びステップS10と同様である。 FIG. 20 is a flowchart showing another example of the operation of the dq / uvw conversion unit 15'. Note that steps S1 to S4'and step S5 shown in FIG. 20 are the same as steps S1 to S4'and step S5 shown in FIG. Further, steps S9 and S10 shown in FIG. 20 are the same as steps S9 and S10 shown in FIG.
まず、dq/uvw変換部15´は、演算部5の演算周期Tを求め(ステップS1)、演算部5の次の演算周期Tを推定し(ステップS2)、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在するか否かを判断する(ステップS3)。
First, the dq / uvw conversion unit 15'obtains the calculation cycle T of the calculation unit 5 (step S1), estimates the next calculation cycle T of the calculation unit 5 (step S2), and then the next calculation cycle of the
次に、dq/uvw変換部15´は、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在する場合(ステップS3:Yes)、その切り替わりタイミングに基づいて切り替わり時間tc1〜tc3を設定し(ステップS4´)、切り替わり時間tc1が最小時間t_min以上である場合(ステップS11:Yes)、周波数fを周波数fc1に設定し(ステップS12)、ステップS10に移行する。
Next, when the switching timing of the first to third sections exists in the next calculation cycle T of the
一方、dq/uvw変換部15´は、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在しない場合(ステップS3:No)、切り替わり時間tcを次の演算周期Tより大きい値に設定し(ステップS5)、周波数fを周波数fdに設定し(ステップS9)、ステップS10に移行する。
On the other hand, in the next calculation cycle T of the
また、dq/uvw変換部15´は、切り替わり時間tc1が最小時間t_minより短い場合(ステップS11:No)、周波数fを周波数fdに設定し(ステップS9)、ステップS10に移行する。 Further, when the switching time tc1 is shorter than the minimum time t_min (step S11: No), the dq / uvw conversion unit 15'sets the frequency f to the frequency fd (step S9) and proceeds to step S10.
次に、dq/uvw変換部15´は、ステップS10において、入力電圧Vin及び電気角θを用いて、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*に変換し、次の演算周期Tの開始タイミングになると、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*をドライブ回路4´に出力するとともに、周波数fをドライブ回路4´に出力する。 Next, in step S10, the dq / uvw conversion unit 15'sets the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * using the input voltage Vin and the electric angle θ, and sets the U-phase modulated wave Vu *. , V-phase modulated wave Vv *, and W-phase modulated wave Vw *, and when the start timing of the next calculation cycle T comes, U-phase modulated wave Vu *, V-phase modulated wave Vv *, and W-phase modulated wave Vw * Is output to the drive circuit 4'and the frequency f is output to the drive circuit 4'.
また、dq/uvw変換部15´は、ステップS10において、次の演算周期Tの開始タイミングから切り替わり時間tcが経過すると、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*を、変調率Mref´から搬送波の最大値、搬送波の最小値から変調率Mref´、搬送波の最小値から搬送波の最大値、搬送波の最大値から搬送波の最小値、変調率Mref´から搬送波の最小値、または搬送波の最大値から変調率Mref´に切り替えるとともに、周波数fを周波数fdに切り替える。 Further, in step S10, when the switching time tk elapses from the start timing of the next calculation cycle T, the dq / uvw conversion unit 15'is a U-phase modulated wave Vu *, a V-phase modulated wave Vv *, and a W-phase modulated wave. Vw * is defined as the maximum value of the carrier wave from the modulation rate Mref', the minimum value of the carrier wave to the modulation rate Mref', the minimum value of the carrier wave to the maximum value of the carrier wave, the maximum value of the carrier wave to the minimum value of the carrier wave, and the modulation factor Mref'to the carrier wave. The minimum value of the carrier wave or the maximum value of the carrier wave is switched to the modulation factor Mref', and the frequency f is switched to the frequency fd.
これにより、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在しない場合、次の演算周期Tにおいて、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*が同じ値のまま切り替わらない。
As a result, in the next calculation cycle T of the
また、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在しない場合、次の演算周期Tにおいて、搬送波の周波数fが周波数fdに設定されたまま切り替わらない。
Further, in the next calculation cycle T of the
一方、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在する場合、次の演算周期Tの開始タイミングから切り替わり時間tcまたは切り替わり時間tc1が経過したタイミングにおいて、U相変調波Vu*、V相変調波Vv*、及びW相変調波Vw*が、変調率Mref´から搬送波の最大値、搬送波の最小値から変調率Mref´、搬送波の最小値から搬送波の最大値、搬送波の最大値から搬送波の最小値、変調率Mref´から搬送波の最小値、または搬送波の最大値から変調率Mref´に切り替わる。
On the other hand, in the next calculation cycle T of the
また、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在する場合、次の演算周期Tの開始タイミングから切り替わり時間tcまたは切り替わり時間tc1が経過するまでの期間において、搬送波の周波数fが周波数fcまたは周波数fc1に設定され、切り替わりタイミング時間tcまたは切り替わり時間tc1が経過したタイミングから次の演算周期Tの終了タイミングまでの期間において、搬送波の周波数fが周波数fdに設定される。
Further, in the next calculation cycle T of the
図21は、変形例3におけるV相変調波Vv*、搬送波、及び駆動信号S3の一例を示す図である。なお、演算部5の各演算周期を18[deg]とし、周波数fが周波数fdに設定されているときの搬送波の1周期を9[deg]とする。
FIG. 21 is a diagram showing an example of the V-phase modulated wave Vv *, the carrier wave, and the drive signal S3 in the modified example 3. Each calculation cycle of the
まず、dq/uvw変換部15´は、36[deg]+18[deg]=54[deg]を、演算部5の次の演算周期Tの開始タイミングとし、54[deg]+18[deg]=72[deg]を、演算部5の次の演算周期Tの終了タイミングとし、54〜72[deg]を、演算部5の次の演算周期Tとする。
First, the dq / uvw conversion unit 15'sets 36 [deg] + 18 [deg] = 54 [deg] as the start timing of the next calculation cycle T of the
次に、dq/uvw変換部15´は、目標電気角θvが第1の区間(0〜60[deg])に入ると判断し、または、V相電圧指令値Vv**の絶対値がU相電圧指令値Vu**の絶対値及びW相電圧指令値Vw**の絶対値より大きい場合で、かつ、V相電圧指令値Vv**がゼロ以上であると判断し、演算部5の次の演算周期T(54[deg]〜72[deg])において、第1の区間から第2の区間の切り替わりタイミングとして60[deg]が存在すると判断すると、60[deg]−54[deg]=6[deg]に相当する時間を、切り替わり時間tcまたは切り替わり時間tc1とする。
Next, the dq / uvw conversion unit 15'determines that the target electric angle θv falls within the first section (0 to 60 [deg]), or the absolute value of the V-phase voltage command value Vv ** is U. When it is larger than the absolute value of the phase voltage command value Vu ** and the absolute value of the W phase voltage command value Vw **, and the V phase voltage command value Vv ** is determined to be zero or more, the
次に、dq/uvw変換部15´は、切り替わり時間tcまたは切り替わり時間tc1が最小時間t_min以上であると判断すると、搬送波の周波数fを周波数fcまたは周波数fc1に設定する。 Next, the dq / uvw conversion unit 15'sets the frequency f of the carrier wave to the frequency fc or the frequency fc1 when it determines that the switching time ct or the switching time ct1 is equal to or longer than the minimum time t_min.
次に、dq/uvw変換部15´は、演算部5の次の演算周期Tの開始タイミング(54[deg])になると、V相変調波Vv*として変調率Mref´をドライブ回路4´に出力するとともに、周波数fとして周波数fcまたは周波数fc1をドライブ回路4´に出力する。
Next, when the dq / uvw conversion unit 15' arrives at the start timing (54 [deg]) of the next calculation cycle T of the
次に、dq/uvw変換部15´は、切り替わり時間tcが経過すると(60[deg])、ドライブ回路4´に出力しているV相変調波Vv*を変調率Mref´から搬送波の最大値に切り替えるとともに、ドライブ回路4´に出力している周波数fを周波数fcまたは周波数fc1から周波数fdに切り替える。 Next, when the switching time tc elapses (60 [deg]), the dq / uvw conversion unit 15'sets the V-phase modulation wave Vv * output to the drive circuit 4'from the modulation factor Mref'to the maximum value of the carrier wave. At the same time, the frequency f output to the drive circuit 4'is switched from the frequency fc or the frequency fc1 to the frequency fd.
そして、dq/uvw変換部15´は、演算部5の次の演算周期Tの終了タイミング(72[deg])になるまで、V相変調波Vv*として搬送波の最大値をドライブ回路4´に出力するとともに、周波数fとして周波数fdをドライブ回路4´に出力する。
Then, the dq / uvw conversion unit 15'sets the maximum value of the carrier wave to the drive circuit 4'as a V-phase modulated wave Vv * until the end timing (72 [deg]) of the next calculation cycle T of the
すなわち、dq/uvw変換部15´は、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在する場合、次の演算周期Tの開始タイミングから切り替わり時間tcまたは切り替わり時間tc1が経過するまでの期間における搬送波の周波数fを、デフォルトの周波数fdから、切り替わり時間tcの逆数である周波数fcまたは切り替わり時間tc1の逆数である周波数fc1に切り替えている。
That is, when the dq / uvw conversion unit 15'exists in the switching timing of the first to third sections in the next calculation cycle T of the
これにより、次の演算周期Tの開始タイミングから切り替わり時間tcまたは切り替わり時間tc1が経過するまでの期間において、搬送波の1周期を切り替わり時間tcまたは切り替わり時間tc1と一致させることができるため、切り替わり時間tcまたは切り替わり時間tc1の経過途中において、V相変調波Vv*が変調率Mref´から搬送波の最大値に切り替わらないようにすることができる。そのため、次の演算周期Tの開始タイミングから切り替わり時間tcまたは切り替わり時間tc1が経過するまでの期間において、駆動信号S3のデューティ比を変調率Mref´に応じたデューティ比と一致させることができる。 As a result, in the period from the start timing of the next calculation cycle T to the elapse of the switching time ct or the switching time ct1, one cycle of the carrier wave can be matched with the switching time tk or the switching time ct1. Alternatively, it is possible to prevent the V-phase modulation wave Vv * from switching from the modulation factor Mref'to the maximum value of the carrier wave in the middle of the switching time tc1. Therefore, the duty ratio of the drive signal S3 can be made to match the duty ratio according to the modulation rate Mref'in the period from the start timing of the next calculation cycle T until the switching time ct or the switching time ct1 elapses.
このように、変形例3における電動機Mの制御装置1では、演算部5の次の演算周期Tにおいて、第1〜第3の区間の切り替わりタイミングが存在する場合、搬送波の周波数fを切り替わり時間tcの逆数である周波数fcまたは切り替わり時間tc1の逆数である周波数fc1に設定することにより、駆動信号Sのデューティ比と所望のデューティ比との誤差を小さくすることができるため、電動機Mに流れる電流に低次の高調波が乗ることを抑制することができ、トルクリプルや騒音振動が増加することを抑制することができる。
As described above, in the
1 制御装置
2 インバータ回路
3 制御回路
4 ドライブ回路
4´ ドライブ回路
5 演算部
6 記憶部
7 速度演算部
8 減算部
9 トルク制御部
10 トルク/電流指令値変換部
11 座標変換部
12 減算部
13 減算部
14 電流制御部
15 dq/uvw変換部
15´ dq/uvw変換部
151 位相角計算部
152 加算部
153 変調率計算部
154 拡張変調率計算部
155 変調波生成部
155´ 変調波生成部
156 2相3相変換部
157 変調波生成部
157´ 変調波生成部
158 速度演算部
1
Claims (6)
第1〜第3の区間からなる前記電動機の制御周期のうち、前記第1の交流電圧のピークが存在する前記第1の区間において、前記電動機の出力に応じた前記第1の変調波を出力するとともに前記搬送波の最小値または最大値を前記第2及び第3の変調波として出力し、前記第2の交流電圧のピークが存在する第2の区間において、前記電動機の出力に応じた前記第2の変調波を出力するとともに前記搬送波の最小値または最大値を前記第1及び第3の変調波として出力し、前記第3の交流電圧のピークが存在する第3の区間において、前記電動機の出力に応じた前記第3の変調波を出力するとともに前記搬送波の最小値または最大値を前記第1及び第2の変調波として出力する制御回路と、
を備える電動機の制御装置。 When the first modulated wave is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, the first modulated wave is repeatedly turned on and off at a duty ratio corresponding to the first modulated wave, and the first modulated wave is said. When the minimum or maximum value of the carrier wave is the minimum value or the maximum value of the carrier wave, the first switching element which is always on or off and the second modulated wave are smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave. A second switching element that repeatedly turns on and off at a duty ratio corresponding to the second modulated wave, and always turns on or off when the second modulated wave is the minimum or maximum value of the carrier wave, and a second When the modulated wave of 3 is smaller than the maximum value of the carrier wave and larger than the minimum value of the carrier wave, it is repeatedly turned on and off at a duty ratio corresponding to the third modulated wave, and the third modulated wave is said. When it is the minimum value or the maximum value of the carrier wave, it is provided with a third switching element that is always on or off, and when the first to third switching elements are turned on and off, the three phases of the electric machine are in phase with each other. An inverter circuit that drives the electric motor by applying different first to third AC voltages, and
Among the control cycles of the electric motor including the first to third sections, the first modulated wave corresponding to the output of the electric motor is output in the first section where the peak of the first AC voltage exists. At the same time, the minimum value or the maximum value of the carrier wave is output as the second and third modulated waves, and in the second section where the peak of the second AC voltage exists, the second section corresponding to the output of the electric motor. In the third section where the second modulated wave is output and the minimum or maximum value of the carrier wave is output as the first and third modulated waves and the peak of the third AC voltage exists, the electric motor A control circuit that outputs the third modulated wave according to the output and outputs the minimum or maximum value of the carrier wave as the first and second modulated waves.
A control device for an electric motor.
前記電動機の回転子の電気角を検出する電気角検出部を備え、
前記制御回路は、
前記電動機の出力に応じた電圧指令値と前記電気角検出部により検出される電気角とにより目標電気角を算出する目標電気角算出部と、
前記目標電気角が前記第1の区間に入っているとき、前記インバータ回路の入力電圧と前記電圧指令値とを用いて求められる変調率を前記第1の変調波とするとともに前記搬送波の最小値または最大値を前記第2及び第3の変調波とし、前記目標電気角が前記第2の区間に入っているとき、前記インバータ回路の入力電圧と前記電圧指令値とを用いて求められる変調率を前記第2の変調波とするとともに前記搬送波の最小値または最大値を前記第1及び第3の変調波とし、前記目標電気角が前記第3の区間に入っているとき、前記インバータ回路の入力電圧と前記電圧指令値とを用いて求められる変調率を前記第3の変調波とするとともに前記搬送波の最小値または最大値を前記第1及び第2の変調波とする変調波生成部と、
を備える電動機の制御装置。 The electric motor control device according to claim 1.
It is provided with an electric angle detection unit that detects the electric angle of the rotor of the electric motor.
The control circuit
A target electric angle calculation unit that calculates a target electric angle based on a voltage command value corresponding to the output of the electric motor and an electric angle detected by the electric angle detection unit.
When the target electric angle is within the first section, the modulation factor obtained by using the input voltage of the inverter circuit and the voltage command value is set as the first modulation wave and the minimum value of the carrier. Alternatively, the maximum value is the second and third modulated waves, and when the target electric angle is within the second section, the modulation factor obtained by using the input voltage of the inverter circuit and the voltage command value. Is the second modulated wave, and the minimum or maximum value of the carrier is the first and third modulated waves, and when the target electric angle is within the third section, the inverter circuit A modulation wave generator that uses the modulation factor obtained by using the input voltage and the voltage command value as the third modulation wave and the minimum or maximum value of the carrier as the first and second modulation waves. ,
A control device for an electric motor.
前記電動機の回転子の電気角を検出する電気角検出部を備え、
前記制御回路は、
前記電動機の出力に応じた電圧指令値と前記電気角検出部により検出される電気角とにより、前記第1の交流電圧に対応する第1の電圧指令値、前記第2の交流電圧に対応する第2の電圧指令値、及び前記第3の交流電圧に対応する第3の電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
前記第1の電圧指令値の絶対値が前記第2及び第3の電圧指令値の絶対値に比べて大きいとき、前記インバータ回路の入力電圧と前記電動機の出力に応じた電圧指令値とを用いて求められる変調率を前記第1の変調波とするとともに前記搬送波の最小値または最大値を前記第2及び第3の変調波とし、前記第2の電圧指令値の絶対値が前記第1及び第3の電圧指令値の絶対値に比べて大きいとき、前記インバータ回路の入力電圧と前記電動機の出力に応じた電圧指令値とを用いて求められる変調率を前記第2の変調波とするとともに前記搬送波の最小値または最大値を前記第1及び第3の変調波とし、前記第3の電圧指令値の絶対値が前記第1及び第2の電圧指令値の絶対値に比べて大きいとき、前記インバータ回路の入力電圧と前記電動機の出力に応じた電圧指令値とを用いて求められる変調率を前記第3の変調波とするとともに前記搬送波の最小値または最大値を前記第1及び第2の変調波とする変調波生成部とを備える
ことを特徴とする電動機の制御装置。 The electric motor control device according to claim 1.
It is provided with an electric angle detection unit that detects the electric angle of the rotor of the electric motor.
The control circuit
The voltage command value corresponding to the output of the electric motor and the electric angle detected by the electric angle detection unit correspond to the first voltage command value corresponding to the first AC voltage and the second AC voltage. A voltage command value calculation unit that calculates a second voltage command value and a third voltage command value corresponding to the third AC voltage, and
When the absolute value of the first voltage command value is larger than the absolute value of the second and third voltage command values, the input voltage of the inverter circuit and the voltage command value corresponding to the output of the electric motor are used. The modulation factor obtained is the first modulation wave, the minimum or maximum value of the carrier is the second and third modulation waves, and the absolute value of the second voltage command value is the first and third. When it is larger than the absolute value of the third voltage command value, the modulation factor obtained by using the input voltage of the inverter circuit and the voltage command value corresponding to the output of the electric motor is set as the second modulation wave. When the minimum value or the maximum value of the carrier is the first and third modulated waves and the absolute value of the third voltage command value is larger than the absolute value of the first and second voltage command values, The modulation factor obtained by using the input voltage of the inverter circuit and the voltage command value corresponding to the output of the electric motor is set as the third modulation wave, and the minimum or maximum value of the carrier is set as the first and second. A control device for an electric motor, which comprises a modulated wave generator as a modulated wave of the above.
前記制御回路は、次の演算周期において、前記第1の区間から前記第2の区間への切り替わりタイミング、前記第2の区間から前記第3の区間への切り替わりタイミング、または前記第3の区間から前記第1の区間への切り替わりタイミングが存在する場合、その切り替わりタイミングに前記次の演算周期の開始タイミングを合わせる
ことを特徴とする電動機の制御装置。 The control device for an electric motor according to any one of claims 1 to 3.
In the next calculation cycle, the control circuit starts from the switching timing from the first section to the second section, the switching timing from the second section to the third section, or from the third section. A control device for an electric motor, characterized in that, when a switching timing to the first section exists, the start timing of the next calculation cycle is matched with the switching timing.
前記制御回路は、前記第1の区間から前記第2の区間への切り替わりタイミング、前記第2の区間から前記第3の区間への切り替わりタイミング、または前記第3の区間から前記第1の区間への切り替わりタイミングにおいて、前記第1〜第3の変調波のそれぞれの値の切り替わりタイミングが互いに重ならないように、前記第1〜第3の変調波のそれぞれの値の切り替わりタイミングをずらす
ことを特徴とする電動機の制御装置。 The control device for an electric motor according to claim 4.
The control circuit may switch from the first section to the second section, from the second section to the third section, or from the third section to the first section. The feature is that the switching timings of the respective values of the first to third modulated waves are shifted so that the switching timings of the respective values of the first to third modulated waves do not overlap each other. Control device for electric motors.
前記制御回路は、次の演算周期において、前記第1の区間から前記第2の区間への切り替わりタイミング、前記第2の区間から前記第3の区間への切り替わりタイミング、または前記第3の区間から前記第1の区間への切り替わりタイミングが存在する場合、前記次の演算周期の開始タイミングから切り替わりタイミングまでの切り替わり時間を求め、その切り替わり時間の逆数である周波数を、前記次の演算周期の開始タイミングから前記切り替わり時間が経過するまでの期間における搬送波の周波数に設定する
ことを特徴とする電動機の制御装置。 The control device for an electric motor according to claim 4 or 5.
In the next calculation cycle, the control circuit starts from the switching timing from the first section to the second section, the switching timing from the second section to the third section, or from the third section. When the switching timing to the first section exists, the switching time from the start timing of the next calculation cycle to the switching timing is obtained, and the frequency which is the reciprocal of the switching time is set to the start timing of the next calculation cycle. A control device for an electric motor, characterized in that the frequency of the carrier wave is set in the period from the time when the switching time elapses.
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020217041797A KR102649191B1 (en) | 2019-06-26 | 2020-06-22 | electric motor control device |
PCT/JP2020/024275 WO2020262269A1 (en) | 2019-06-26 | 2020-06-22 | Control device for electric motor |
US17/621,903 US11736054B2 (en) | 2019-06-26 | 2020-06-22 | Control device for electric motor |
DE112020003026.1T DE112020003026T5 (en) | 2019-06-26 | 2020-06-22 | Control device for an electric motor |
CN202080045485.XA CN113994587B (en) | 2019-06-26 | 2020-06-22 | Control device for motor |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2019119125 | 2019-06-26 | ||
JP2019119125 | 2019-06-26 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2021005996A true JP2021005996A (en) | 2021-01-14 |
JP7283356B2 JP7283356B2 (en) | 2023-05-30 |
Family
ID=74098358
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2019205216A Active JP7283356B2 (en) | 2019-06-26 | 2019-11-13 | electric motor controller |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP7283356B2 (en) |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002209386A (en) * | 1999-12-27 | 2002-07-26 | Denso Corp | Power conversion device and drive control method for polyphase load |
WO2010150786A1 (en) * | 2009-06-22 | 2010-12-29 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | Control device for electric motor drive unit |
JP2016032373A (en) * | 2014-07-29 | 2016-03-07 | 株式会社日立製作所 | Drive controller for three-level three-phase inverter |
-
2019
- 2019-11-13 JP JP2019205216A patent/JP7283356B2/en active Active
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002209386A (en) * | 1999-12-27 | 2002-07-26 | Denso Corp | Power conversion device and drive control method for polyphase load |
WO2010150786A1 (en) * | 2009-06-22 | 2010-12-29 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | Control device for electric motor drive unit |
JP2016032373A (en) * | 2014-07-29 | 2016-03-07 | 株式会社日立製作所 | Drive controller for three-level three-phase inverter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP7283356B2 (en) | 2023-05-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6555186B2 (en) | AC motor control device | |
US8278865B2 (en) | Control device | |
JP4604820B2 (en) | Control device for motor drive system | |
JP4635703B2 (en) | Control device for motor drive system | |
US8044620B2 (en) | Driving apparatus for multi-phase AC synchronous motor | |
JP2007159368A (en) | Control unit of motor drive system | |
US11267503B2 (en) | Motor control device | |
JP6390489B2 (en) | Inverter control device | |
JP5369630B2 (en) | AC motor control device | |
US9716452B2 (en) | Rotation angle calculation device | |
CN113422564A (en) | AC rotating machine control device | |
JP7280170B2 (en) | Motor control device, motor control method, hybrid system, boost converter system, electric power steering system | |
JP6742393B2 (en) | Electric power conversion device, generator motor control device, and electric power steering device | |
JP5375679B2 (en) | Control device for motor drive system | |
JP2010200527A (en) | Control apparatus for motor drive system | |
JP6776961B2 (en) | Inverter control device and inverter control method | |
WO2020262269A1 (en) | Control device for electric motor | |
JP7283356B2 (en) | electric motor controller | |
JP6910418B2 (en) | Control device for AC rotating electric machine | |
JP7070358B2 (en) | Inverter device | |
JP7213448B2 (en) | electric motor controller | |
JP2005269722A (en) | Motor drive controller | |
JP2021164377A (en) | Controller for motor | |
JP2020089203A (en) | Motor drive device | |
JP7367628B2 (en) | Inverter control device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20220214 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20230228 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20230403 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20230418 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20230501 |
|
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 7283356 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |