JP2020532211A - 受信シンボルを復調する装置及び方法 - Google Patents

受信シンボルを復調する装置及び方法 Download PDF

Info

Publication number
JP2020532211A
JP2020532211A JP2020510620A JP2020510620A JP2020532211A JP 2020532211 A JP2020532211 A JP 2020532211A JP 2020510620 A JP2020510620 A JP 2020510620A JP 2020510620 A JP2020510620 A JP 2020510620A JP 2020532211 A JP2020532211 A JP 2020532211A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
symbol
output
equalization
subtraction
interference
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2020510620A
Other languages
English (en)
Other versions
JP6884270B2 (ja
Inventor
カステラン、ダミアン
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Original Assignee
Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands filed Critical Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Publication of JP2020532211A publication Critical patent/JP2020532211A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6884270B2 publication Critical patent/JP6884270B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
    • H04L25/0328—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with interference cancellation circuitry
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/63—Joint error correction and other techniques
    • H03M13/6331—Error control coding in combination with equalisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03171—Arrangements involving maximum a posteriori probability [MAP] detection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/11—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits using multiple parity bits
    • H03M13/1102—Codes on graphs and decoding on graphs, e.g. low-density parity check [LDPC] codes
    • H03M13/1105—Decoding
    • H03M13/1111—Soft-decision decoding, e.g. by means of message passing or belief propagation algorithms
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2957—Turbo codes and decoding

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

本発明は、シングルキャリアシステムのためにターボ等化ループを使用して受信シンボルを復調する方法及びデバイスに関する。受信機は、受信シンボルに対して離散フーリエ変換を実施し、等化シンボルを得るために、離散フーリエ変換受信シンボルを等化し、この等化シンボルに対して、時間領域における等化シンボルを得るために逆離散フーリエ変換を実行し、時間領域における等化シンボルから非線形干渉を減算する、第１の減算ステップを実行し、第１の減算の出力をデマッピングし、デマッピングの出力を復号し、復号の出力から復号の入力を減算する、第２の減算を実行し、第２の減算の出力は、等化及び非線形干渉生成に提供される。非線形干渉はボルテラ級数によって得られ、ボルテラ級数の係数は、時間領域における等化シンボルから求められる。

Description

本発明は、周波数領域において実施されるターボ等化と、時間領域において干渉の非線形部分を補正するために使用されるボルテラ級数とを使用して、受信シンボルを復調する方法に関する。
衛星シミュレーションチェーンの非線形性をモデル化するためにボルテラ級数を使用することは、最初に非特許文献１の論文において提示された。
ボルテラ級数は、或る特定の規則性条件を満たすメモリを有する非線形チャネルについての入出力関係を提供する。ボルテラ級数は、かなり一般的である。しかしながら、この論文では、衛星チャネルを表すために好適であるボルテラ級数の一形態が提案されている。そこでは、入出力信号の複素包絡線が現われ、ボルテラ級数は以下の形態をとることができる。
Figure 2020532211
 式中、Ｍはフィルタのメモリであり、ｋは次数であり、
Figure 2020532211
 はｘの共役を表す。第ｋ次項について、ｋはこの状況では常に奇数であり、（ｋ−１）／２の「ｘ」値は共役であることに留意されたい。
Figure 2020532211
 は、ボルテラ級数の係数である。
非特許文献２の論文では、ファスターザンナイキスト（ＦｔＮ：Faster-Than-Nyquist）信号のターボ等化チェーンにおいてボルテラ級数が使用された。
非特許文献２では、補正は間接的である。ボルテラ級数は、ＦｔＮフィルタを含む大域的チェーン、すなわち、チャネル復号器によって提供される尤度情報から干渉の推定値を生成するために使用されるモデルをモデル化する。そして、この干渉は、等化の前に単純な復調器の出力において復調信号から減算される。この干渉は、電力増幅器によって誘導された非線形性とＦｔＮのようなプロセスによってもたらされた線形干渉との両方に対応することは注目に値する。Beidasは、時間領域における干渉の線形部分及び非線形部分の両方を補正するためにボルテラ級数を使用する。ＦｔＮは、大量の干渉をもたらし、２つの結果を生成する大きいタイムスパンがある。
第１の結果は、干渉の推定値を単純に減算することによりこうした大きい干渉を補正することは、線形干渉がそれ自体で有用な情報を含むため、概して最適ではない、ということである。
第２の結果は、時間領域補正フィルタの複雑度が非常に大きい可能性があるということである。これは、ＦｔＮが、効率的な０％ロールオフを可能にする、ＳＣ−ＯＦＤＭ又はＳＣ−ＦＤＭＡ又はＤＦＴ拡散ＯＦＤＭと結合された場合、特に重要である可能性がある。
干渉の線形部分は、可動性又は位相雑音のために時変である可能性があるため、ボルテラ係数の計算はこれらの変動を追跡しなければならず、これによってプロセスが非常に複雑になる可能性がある。反対に、電力増幅器及び送信フィルタによって誘導される非線形効果は、非常に低速に変化する。
S. Benedetto、E. Biglieri及びR. Daffara著、「Modeling and Performance Evaluation of Nonlinear Satellite Links - A Volterra Series Approach」、IEEE AES-15, NO. 4, July 1979 B. F. Beidas、R. I. Seshadri、M. Eroz及びL. Lee著、「Faster-than-Nyquist Signaling and Optimized Signal Constellation for High Spectral Efficiency Communications in nonlinear Satellite Systems」、IEEE MILCOM, 2014
本発明は、ボルテラ級数を使用するにあたって、その複雑度を低減させることを目的とする。
本発明は、シングルキャリアシステムのためにターボ等化ループを使用して受信シンボルを復調する方法であって、
受信シンボルに対して離散フーリエ変換を実施するステップと、
離散フーリエ変換を実施された受信シンボルを等化し、周波数領域における等化シンボルを得るステップと、
周波数領域における等化シンボルに対して逆離散フーリエ変換を実行し、時間領域における等化シンボルを得るステップと、
時間領域における等化シンボルから非線形干渉を減算する、第１の減算ステップを実行するステップと、
第１の減算ステップの出力をデマッピングするステップと、
デマッピングするステップの出力を復号するステップと、
復号するステップの出力から復号するステップの入力を減算する、第２の減算ステップを実行するステップと、
を含み、
第２の減算ステップの出力は、等化するステップ及び非線形干渉を生成するステップに提供され、非線形干渉はボルテラ級数によって得られ、ボルテラ級数の係数は、時間領域における等化シンボルから求められることを特徴とする、方法に関する。
また、本発明は、シングルキャリアシステムのためにターボ等化ループを使用して受信シンボルを復調する装置であって、
受信シンボルに対して離散フーリエ変換を実施する手段と、
離散フーリエ変換受信シンボルを等化し、周波数領域における等化シンボルを得る手段と、
前記周波数領域における等化シンボルに対して逆離散フーリエ変換を実行し、時間領域における等化シンボルを得る手段と、
時間領域における等化シンボルから非線形干渉を減算する、第１の減算ステップを実行する手段と、
第１の減算ステップを実行する手段の出力をデマッピングする手段と、
デマッピングする手段の出力を復号する手段と、
復号する手段の出力から復号する手段の入力を減算する、第２の減算ステップを実行する手段と、
を備え、
第２の減算ステップを実行する手段の出力は、等化する手段及び非線形干渉を生成する手段に提供され、非線形干渉はボルテラ級数によって得られ、ボルテラ級数の係数は、時間領域における等化シンボルから求められることを特徴とする、装置に関する。
したがって、干渉の線形部分が周波数領域において処理されるため、ボルテラ級数は干渉の非線形部分のみをモデル化する。したがって、線形部分が依然として存在した場合より級数は短い。さらに、非線形部分は、線形部分よりはるかに低速に変化し、係数の更新はより容易である。したがって、大域的に複雑度は低減する。
特定の特徴によれば、ボルテラ級数の係数は、第２の減算ステップの出力から又は固定の既知の送信シンボルから更に求められる。
したがって、低複雑度補正方式により、干渉が低減し、性能が向上する。
特定の特徴によれば、非線形干渉は、
Figure 2020532211
 から導出される。式中、
Figure 2020532211
 はｘｎ及びその近傍を含むベクトルであり、Ｎは項の数であり、φｉ（・）はボルテラ項であり、ａｉは係数であり、Ｉｎは干渉であり、Ｅはチャネル復号器によって提供される外部（extrinsic）情報から推定される確率的平均である。
したがって、非線形干渉は注意深く推定される。そのため、受信信号から非線形干渉推定値を除去することによって性能を向上させることができる。
特定の特徴によれば、係数ａｉはａ＝Ｒ−１ｚから求められる。Ｒは
Figure 2020532211
 と定義される自己相関行列Ｒである。ｚは、線形等化シンボルｙｎと入力ｘに関連付けられた核φｉとの間の相関ベクトルである。ｚｉ、すなわちｚの成分は、
Figure 2020532211
 と定義され、所定の閾値より低いｚｉの各値について、対応する係数ａｉは計算されず、ｙｎは、確率的変数ｙの時点ｎにおける実現であり、かつ時間領域における等化シンボルに対応する。
したがって、行列Ｒ及びベクトルａのサイズが低減し、複雑度が低減する。
特定の特徴によれば、係数は、所与の量の既知のｘｎ及び線形等化シンボルｙｎを記憶することによって求めることができる。
特定の特徴によれば、方法は、受信シンボルを転送するために使用することができる各コンスタレーションについて自己相関行列の１つの逆関数を記憶するメモリ手段を備える受信機によって実行される。
したがって、この行列は、計算する必要がなく、複雑度が低減する。
また、本発明は、プログラマブルデバイスにロードすることができるプログラムコード命令であって、プログラムコード命令がプログラマブルデバイスによって実行されると、第１の実施形態による方法を実施する、プログラムコード命令を含むコンピュータプログラムに関する。
また、本発明は、プログラマブルデバイスにロードすることができるプログラムコード命令であって、プログラムコード命令がプログラマブルデバイスによって実行されると、第１の実施形態による方法を実施する、プログラムコード命令を含むコンピュータプログラムを記憶する情報記憶手段に関する。
上述した本発明の特徴及び他の特徴は、一実施形態の一例の以下の説明を読むことでより明らかになる。この説明は、添付図面に関してなされている。
本発明を実施することができる通信システムの一例を概略的に示す図である。 本発明を実施することができる受信機の一例を概略的に示す図である。 本発明を実施することができる受信機の無線インターフェースのハードウェアアーキテクチャの一例を表す図である。 本発明による、受信機の無線インターフェースによって実行されるアルゴリズムの一例を表す図である。
図１は、本発明を実施することができる通信システムの一例を概略的に示す。
少なくとも、通信システムは、少なくとも１つの受信機Ｒｅｃにシンボルを送信するソースＳｒｃを備える。
通信システムは、例えば、シングルキャリア周波数分割多重接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）を用いる３ＧＰＰ／ＬＴＥアップリンク無線通信システム、若しくは衛星コンポーネントのために、例えばシングルキャリア直交周波数分割多重（ＳＣ−ＯＦＤＭ）を用いる、ＤＶＢ（デジタルビデオ放送）ハンドヘルドに対する次世代放送システム（ＮＧＨ：Next Generation broadcasting system to Handheld）通信システムのようなブロードキャスト通信ネットワークとすることができ、又は、シングルキャリアタイプの変調を用いる任意の通信ネットワークとすることができる。
ＳＣ−ＦＤＭＡは、ＯＦＤＭタイプの多重化を伴うがシングルキャリアのような包絡線を有する変調方式である。ＳＣ−ＦＤＭＡは、時間領域（ＩＦＤＭＡ）においても周波数領域においても実施することができる。周波数領域において実施される場合、ＳＣ−ＦＤＭＡは、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ、又はＳＣ−ＦＤＥ（シングルキャリア周波数領域等化）若しくはＳＣ−ＯＦＤＭ（シングルキャリア周波数分割多重接続）とも呼ばれる。
特定の特徴によれば、通信システムは、スペクトル効率を改善するために、非直交伝送方式のファスターザンナイキスト（ＦｔＮ）を用いる。
シンボル間干渉（ＩＳＩ）は、送信シンボルが部分的に又は全体的に重複しているときに送信シンボルに生じる歪みであり、受信機における検出性能の劣化につながる。ＩＳＩに起因する性能劣化を相殺又は制限するには、等化が必要とされる。ターボ等化、すなわち、チャネル復号器から等化プロセスへのフィードバックにより、チャネル復号器が用いられるときの等化性能が改善する。
本発明によれば、受信機Ｒｅｃは、
受信シンボルに対して離散フーリエ変換を実施し、
等化シンボルを得るために、周波数領域において、離散フーリエ変換受信シンボルを等化し、
等化シンボルに対して、時間領域における等化シンボルを得るために逆離散フーリエ変換を実行し、
時間領域における等化シンボルから非線形干渉を減算することにより、第１の減算ステップを実行し、
第１の減算ステップの出力をデマッピングし、
デマッピングステップの出力を復号し、
復号ステップの出力から復号ステップの入力を減算することにより、第２の減算ステップを実行し、
第２の減算ステップの出力は、等化に、非線形干渉生成に、任意選択的にデマッピングに提供され、非線形干渉はボルテラ級数によって得られ、ボルテラ級数の係数は、時間領域における等化シンボルから求められる。
図２は、本発明を実施することができる受信機の一例を概略的に示す。
示されるアーキテクチャによれば、受信機Ｒｅｃは、通信バス２０１によって相互接続された以下のコンポーネント、すなわち、プロセッサ、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ又はＣＰＵ（中央処理ユニット）２００と、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）２０３と、ＲＯＭ（リードオンリーメモリ）２０２と、少なくとも１つのアンテナに接続された無線インターフェース２０５とを備える。
無線インターフェース２０５は、受信機Ｒｅｃがシンボルを受信することを可能にする。
ＣＰＵ２００は、ＲＯＭ２０２から、又は外部メモリからＲＡＭ２０３内にロードされた命令を実行することが可能である。受信機Ｒｅｃに電源が投入された後、ＣＰＵ２００は、ＲＡＭ２０３から命令を読み出し、これらの命令を実行することが可能である。命令は、ＣＰＵ２００に、本発明に従って受信シンボルを復号させる１つのコンピュータプログラムを形成する。
復号は、ＰＣ（パーソナルコンピュータ）、ＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）又はマイクロコントローラ等のプログラマブルコンピューティングマシンによる一組の命令又はプログラムの実行によってソフトウェアで実施することもできるし、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）又はＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）等のマシン又は専用のコンポーネントによってハードウェアで実施することもできる。
図３は、本発明を実施することができる受信機の無線インターフェースのハードウェアアーキテクチャの一例を表す。
図３において与えられるハードウェアアーキテクチャの例は、シングルキャリアシステムである。上述したように、本発明は、他の状況にも応用が見出されている。
無線インターフェース２０５は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）モジュール３００、ブロック等化器３０１、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）モジュール３０２、減算モジュール３０３、デマッピングモジュール３０４、チャネル復号器３０６、減算モジュール３０７、ボルテラ多項式計算モジュール３０９及び非線形干渉生成モジュール３１０を備え、デインターリーブモジュール３０５及びインターリーブモジュール３０８を備えることができる。一例として、ブロック等化器３０１は、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）等化器である。ここでは、ブロック等化器３０１によって処理されるブロックは、ＤＦＴ及びＩＤＦＴが処理される一組のサンプルに対応する。
ＤＦＴモジュール３００は、ブロック等化モジュール３０１にサンプルを提供する。
ブロック等化器モジュール３０１は、等化を実施する。
ブロック等化器３０１の出力はＩＤＦＴモジュール３０２に提供され、ＩＤＦＴモジュール３０２は、サイズＭ’の逆離散フーリエ変換を実施する。Ｍ’は、Ｎ’、すなわち、ＤＦＴモジュール３００によって実施される離散フーリエ変換のサイズより小さい。ＩＤＦＴモジュール３０２の出力は、減算モジュール３０３、及びボルテラ多項式計算モジュール３０９に提供される。
減算モジュール３０３の出力は、デマッピングモジュール３０４に提供される。
デマッピングモジュール３０４は、減算モジュール３０３の出力及びインターリーブモジュール３０８の出力に基づき、インターリーブが実施されない場合には減算モジュール３０７の出力に基づいて、ターボデマッピングを実施することができる。
デマッピングモジュール３０４の出力は、ＬＬＲのような軟推定値で構成され、デインターリーブモジュール３０５が存在する場合には、軟推定値をデインターリーブするデインターリーブモジュール３０５に提供され、デインターリーブモジュール３０５が存在しない場合には、チャネル復号器３０６に提供される。
デインターリーブモジュール３０５は、符号ブロック単位で軟推定値をデインターリーブすることができる。一組の符号ブロックにインターリーブが実施される場合には、デインターリーブモジュール３０５は、符号ブロックの組ごとに軟推定値をデインターリーブすることができる。
符号ブロックは符号語に対応する。
デインターリーブモジュール３０５が存在する場合には、デインターリーブモジュール３０５の出力は、反復チャネル復号器３０６に提供される。
チャネル復号器３０６は、例えば、ＬＤＰＣ（低密度パリティ検査）復号器又はＣＴＣ（畳み込みターボ符号）復号器又はＢＴＣ（ブロックターボ符号）復号器又はポーラ符号復号器である。
チャネル復号器３０６の出力は、復号化シンボルとして出力され、減算モジュール３０７に提供される。
減算モジュール３０７は、デインターリーブモジュールが存在する場合には、チャネル復号器３０６の出力に対し、デインターリーブモジュールの出力を減算し、デインターリーブモジュールが存在しない場合には、チャネル復号器３０６の出力に対し、デマッピングモジュール３０４の出力を減算する。
減算モジュール３０７の出力、いわゆる外部情報は、インターリーブモジュール３０８が存在する場合には、インターリーブモジュール３０８に提供され、インターリーブモジュール３０８は、デインターリーブモジュール３０５によって実施されたものと逆のプロセスを実施する。インターリーブモジュール３０８が存在する場合には、インターリーブモジュール３０８の出力は、デマッピングモジュール３０４、ブロック等化器３０１、ボルテラ多項式計算モジュール３０９、及び非線形干渉生成モジュール３１０に提供される。
インターリーブモジュール３０８が存在しない場合、減算モジュール３０７の出力、いわゆる外部情報は、ブロック等化器３０１、ボルテラ多項式計算モジュール３０９、デマッピングモジュール３０４、及び非線形干渉生成モジュール３１０に提供される。
ボルテラ多項式計算モジュール３０９の出力は、非線形干渉生成モジュール３１０に提供される。
非線形干渉生成モジュール３１０の出力は、減算モジュール３０３に提供される。
減算モジュール３０３は、ＩＤＦＴモジュール３０２の出力に対し、非線形干渉生成モジュール３１０の出力を減算する。
チャネル復号器３０６によって提供される対数尤度情報から、送信データの軟推定値ｘが得られ、この情報は、任意選択的なインターリーブモジュール３０８を通過する。推定干渉Ｉｎ−ｄは、以下のように、非線形干渉生成モジュール３１０によって、推定すべきデータに対応する項を無視することによりボルテラ級数から得られる。
Figure 2020532211
ここで、ｄは、ボルテラ級数に関連する遅延であり、概してｄ＝（Ｍ−１）／２であり、Ｍは、ボルテラ級数のメモリサイズであり、減算項ｈｄｘｎ−ｄは、推定すべき情報に対応する。
分析を簡略化するために、ボルテラ多項式は
Figure 2020532211
 と表され、式中、
Figure 2020532211
 は、ｘｎ及びその近傍を含むベクトルであり、Ｎは項の数であり、φｉ（・）はボルテラ項（又は核）であり、ａｉは係数
Figure 2020532211
 である。ただし、ｂ＋ｆ＋１＝Ｍ、すなわちボルテラ級数のメモリである。
ａｉ項は、これらの係数の並べ替えの後の
Figure 2020532211
 のリネーミングに対応する。
一般性を何ら失うことなく、第１の項は、以下のようにｘｎに対応する中心項であると仮定する。
Figure 2020532211
これらの表記法を用いて、干渉は、
Figure 2020532211
 と表される。
ボルテラ級数は、単に大域的チェーンの一モデルであるため、この干渉項は、単に現実の干渉の一推定値であることを留意しなければならない。
さらに、図３に表すターボループにおいて、値ｘｎは完全に既知ではない。ターボ復号器は、いわゆる外部情報を提供し、外部情報は、（任意選択的な）インターリーブモジュール３０８を通過した後、ブロック等化器３０１、非線形干渉生成モジュール３１０及びデマッピングモジュール３０４のための事前情報として作用する。実際には、この事前情報は、対数尤度比（ＬＬＲ）にある。これらのＬＬＲから、各コンスタレーション点及び各送信シンボルに関連する確率を導出し、その後、各ボルテラ項の平均
Figure 2020532211
 を導出することは簡単である。
最後に、使用された干渉推定値は、
Figure 2020532211
 として得られる。
ボルテラ多項式計算モジュール３０９は、ボルテラ係数ａｉを求める。
ボルテラ係数ａｉは、ＩＤＦＴモジュール３０２の出力によって提供される既知のシーケンスｘｎ及び線形等化シンボルｙｎから計算される。
既知のシーケンスに関して、それらシーケンスは、例えば、同期又はチャネル推定のために、規則的に送信される固定シーケンス、又は、チャネル復号器３０６によって正しく復号されたシーケンスのいずれかとすることができる。
係数は、以下のように、二乗誤差の平均を最小化するように計算される。
Figure 2020532211
ベクトルａ＝（ａ０，．．．，ａＮ−１）Ｔ、
Figure 2020532211
 を定義すると、上述した式は
Figure 2020532211
 と書き換えることができる。
これは、ボルテラ級数に適用される多項式回帰の特定の場合である。解は、
Figure 2020532211
 によって提供される。式中、自己相関行列Ｒは
Figure 2020532211
 と定義され、観測値ｙと入力ｘに関連付けられた核φｉとの間の相関ベクトルｚは、
Figure 2020532211
 と定義される。
係数は、所与の量の既知のシーケンスｘｎ及び線形等化シンボルｙｎを記憶し、これらの既知のシーケンスｘｎ及び線形等化シンボルｙｎからＲ及びｚを評価し、その後、式ａ＝Ｒ−１ｚを解くことによって、求めることができる。
本発明によれば、各値ｚｉは、１に等しいｘの振幅の平均値について、閾値、例えば３．０×１０−３と比較される。最適値はシナリオによって決まり、例えば、変調及び符号化方式のロバスト性によって決まる。
閾値より小さいｚｉの各値については、対応する係数ａｉは計算されない。そのため、Ｒ及びベクトルａのサイズが低減し、したがって、ボルテラ級数計算の複雑度が低減する。
提案する方式では、線形等化はボルテラ補正の前に実施される。したがって、補正は、非常にゆっくりと変化するか又は全く変化しない、電力増幅器及び送／受信フィルタのみに依存する。
線形システムａ＝Ｒ−１ｚの解を求める方法については、いくつかの解法が存在する。
最も単純な適応アルゴリズムはＬＭＳ（最小二乗平均）である。時点ｎにおける推定ベクトルａをａｎとする（対応する観察値Ｘｎは上で定義している）。係数ベクトルは、
Figure 2020532211
 によって更新される。式中、ｅｎは瞬間誤差であり、μは、適応の速度及び安定性を調節するゲイン定数である。
例えば、誤差ｅｎは、ａｎ＋ｋ＝ａｎ＋μＸｎａｖｅｒａｇｅ（ｅｎ）を適用する前に、Ｋ個のいくつかの連続した受信サンプルに対して平均される。
この場合、係数は、Ｋ個のサンプル毎に更新され、より大きいゲインμを使用することができる。
ＬＭＳ法は、Ｒ行列の知識又は推定に依存しないという利点を有する。
Ｒ行列が既知である場合、ＬＭＳ／ニュートン法を使用することができる。Ｒ行列は使用されるコンスタレーションのみによって決まるため、受信機は、使用されるコンスタレーションに対応する逆行列Ｒ−１を記憶することができる。係数ベクトルは、このとき、
Figure 2020532211
 によって更新される。
ここでは、ＬＭＳの場合において先に述べたように、誤差ｅｎは、以下のように、Ｋ個のいくつかの連続した受信サンプルに対して平均することができることを留意しなければならない。
Figure 2020532211
このＬＭＳ／ニュートン法は、ＬＭＳ法より早く収束することが知られており、ＲＬＳ（再帰的最小二乗）法より複雑度が低い。
図４は、本発明による、受信機の無線インターフェースによって実行されるアルゴリズムの一例を表す。
ステップＳ４００において、サンプルを提供するために、受信シンボルに対してＤＦＴが実施される。
ステップＳ４０１において、サンプルに対してブロック等化が実施される。
ステップＳ４０２において、ブロック等化ステップＳ４０１の出力に対して、逆離散フーリエ変換が実施される。逆離散フーリエ変換は、Ｍ’のサイズを有する。Ｍ’はＮ’、すなわち、ステップＳ４００で実施された離散フーリエ変換のサイズより小さい。
ＩＤＦＴステップＳ４０２の出力は、減算ステップＳ４０３及びボルテラ多項式計算ステップＳ４０９に提供される。
減算ステップＳ４０３は、ＩＤＦＴステップＳ４０２の出力に対し、非線形干渉生成ステップＳ４１０の出力を減算する。
減算ステップＳ４０３の出力はデマッピングステップＳ４０４に提供される。デマッピングステップＳ４０４は、インターリーブが実施される場合には、減算ステップＳ４０３及びインターリーブステップＳ４０８の出力に基づき、インターリーブが実施されない場合には、減算ステップＳ４０７の出力に基づき、ターボデマッピングを実施することができる。
デマッピングステップＳ４０４の出力は、ＬＬＲのような軟推定値で構成され、インターリーブが実施される場合には、軟推定値をデインターリーブするデインターリーブステップＳ４０５に提供され、インターリーブが実施されない場合には、チャネル復号ステップＳ４０６に提供される。
デインターリーブステップＳ４０５は、符号ブロック単位で軟推定値をデインターリーブすることができる。一組の符号ブロックにインターリーブが実施される場合には、デインターリーブステップＳ４０５は、符号ブロックの組ごとに軟推定値をデインターリーブすることができる。
デインターリーブステップＳ４０５が存在する場合には、デインターリーブステップＳ４０５の出力は、反復チャネル復号ステップＳ４０６に提供される。
チャネル復号ステップＳ４０６は、例えば、ＬＤＰＣ（低密度パリティ検査）復号器又はＣＴＣ（畳み込みターボ符号）復号器又はＢＴＣ（ブロックターボ符号）復号器又はポーラ符号復号器で実行される。
チャネル復号ステップＳ４０６の出力は、復号化シンボルとして出力され、減算ステップＳ４０７に提供される。減算ステップＳ４０７は、チャネル復号ステップＳ４０６によって提供される全情報から外部情報を計算する。
減算ステップＳ４０７は、デインターリーブステップが存在する場合には、チャネル復号ステップＳ４０６の出力に対し、デインターリーブステップの出力を減算し、デインターリーブステップが存在しない場合には、チャネル復号ステップＳ４０６の出力に対し、デマッピングステップＳ４０５の出力を減算する。
減算ステップＳ４０７の出力、いわゆる外部情報は、インターリーブステップＳ４０８が存在する場合には、インターリーブステップＳ４０８に提供され、インターリーブステップＳ４０８は、デインターリーブステップＳ４０５によって実施されたものと逆のプロセスを実施する。インターリーブステップＳ４０８が存在する場合には、インターリーブステップＳ４０８の出力は、ブロック等化ステップＳ４０１、ボルテラ多項式計算ステップＳ４０９、及び非線形干渉生成ステップＳ４１０に提供され、かつ任意選択的にデマッピングステップＳ４０４に提供される。
インターリーブステップＳ４０８が存在しない場合、減算ステップＳ４０７の出力、いわゆる外部情報は、ブロック等化ステップＳ４０１、ボルテラ多項式計算ステップＳ４０９、及び非線形干渉生成ステップＳ４１０に提供され、かつ任意選択的にデマッピングステップＳ４０４に提供される。
ボルテラ多項式計算ステップＳ４０９の出力は、非線形干渉生成ステップＳ４１０に提供される。
非線形干渉生成ステップＳ４１０の出力は、減算ステップＳ４０３に提供される。
減算ステップＳ４０７によって提供される対数尤度情報から、送信データの軟推定値ｘが得られ、この情報は、任意選択的にインターリーブモジュールステップＳ４０８を通過する。推定干渉Ｉｎ−ｄは、以下のように、非線形干渉生成ステップＳ４１０によって、推定すべきデータに対応する項を無視することによりボルテラ級数から得られる。
Figure 2020532211
ここで、ｄは、ボルテラ級数に関連する遅延であり、概してｄ＝（Ｍ−１）／２であり、Ｍは、ボルテラ級数のメモリサイズであり、減算項ｈｄｘｎ−ｄは、推定すべき情報に対応する。
分析を簡略化するために、ボルテラ多項式は
Figure 2020532211
 と表され、式中、
Figure 2020532211
 は、ｘｎ及びその近傍を含むベクトルであり、Ｎは項の数であり、φｉ（・）はボルテラ項（又は核）であり、ａｉは係数
Figure 2020532211
 である。ただし、ｂ＋ｆ＋１＝Ｍ、すなわちボルテラ級数のメモリである。
一般的に、ｂ＝ｆ＝（Ｍ−１）／２である。
ａｉ項は、これらの係数の並べ替えの後の
Figure 2020532211
 のリネーミングに対応する。
一般性を何ら失うことなく、第１の項は、以下のようにｘｎに対応する中心項であると仮定する。
Figure 2020532211
これらの表記法を用いて、干渉は、
Figure 2020532211
 と表される。
ボルテラ級数は、単に大域的チェーンの一モデルであるため、この干渉項は、単に現実の干渉の一推定値であること留意しなければならない。
さらに、図４に表すターボループにおいて、値ｘｎは完全に既知ではない。減算ステップＳ４０７は、いわゆる外部情報を提供し、外部情報は、（任意選択的な）インターリーブステップＳ４０８を通過した後、ブロック等化ステップＳ４０１、非線形干渉生成ステップＳ４１０及び任意選択的にデマッピングステップＳ４０４のための事前情報として作用する。実際には、この事前情報は、対数尤度比（ＬＬＲ）にある。これらのＬＬＲから、各コンスタレーション点及び各送信シンボルに関連する確率を導出し、その後、各ボルテラ項の平均
Figure 2020532211
 を導出することは簡単である。ここで、Ｅは、外部情報から推定された確率的平均である。
最後に、使用された干渉推定値は、
Figure 2020532211
 として得られる。
ボルテラ多項式計算ステップＳ４０９で、ボルテラ係数ａｉを求める。
ボルテラ係数ａｉは、ＩＤＦＴステップＳ４０２の出力によって提供される既知のシーケンスｘｎ及び対応する線形等化シンボルｙｎから計算される。
既知のシーケンスに関して、それらシーケンスは、例えば、同期又はチャネル推定のために、規則的に送信される固定シーケンス、又は、チャネル復号ステップＳ４０６によって正しく復号されたシーケンスのいずれかとすることができる。
係数は、以下のように、二乗誤差の平均を最小化するように計算される。
Figure 2020532211
ベクトルａ＝（ａ０，．．．，ａＮ−１）Ｔ、
Figure 2020532211
 を定義すると、上述した式は
Figure 2020532211
 と書き換えることができる。
これは、ボルテラ級数に適用される多項式回帰の特定の場合である。解は、
Figure 2020532211
 によって提供される。式中、自己相関行列Ｒは
Figure 2020532211
 と定義され、観測値ｙと入力ｘに関連付けられた核φｉとの間の相関ベクトルｚは、
Figure 2020532211
 と定義される。
係数は、所与の量の既知のシーケンスｘｎ及び線形等化シンボルｙｎを記憶し、これらの既知のシーケンスｘｎ及び線形等化シンボルｙｎからＲ及びｚを評価し、その後、式ａ＝Ｒ−１ｚを解くことによって、求めることができる。
本発明によれば、各値ｚｉは、１に等しいｘの振幅の平均値について、閾値、例えば３．０×１０−３と比較される。最適値はシナリオによって決まり、例えば、変調及び符号化方式のロバスト性によって決まる。
閾値より小さいｚｉの各値については、対応する係数ａｉは計算されない。
提案する方式では、線形等化はボルテラ補正の前に実施される。したがって、補正は、非常にゆっくりと変化するか又は全く変化しない、電力増幅器及び送／受信フィルタのみに依存する。
線形システムａ＝Ｒ−１ｚの解を求める方法については、いくつかの解法が存在する。
最も単純な適応アルゴリズムはＬＭＳ（最小二乗平均）である。時点ｎにおける推定ベクトルａをａｎとする（対応する観察値Ｘｎは上で定義している）。そして、係数ベクトルは、
Figure 2020532211
 によって更新される。式中、ｅｎは瞬間誤差であり、μは、適応の速度及び安定性を調節するゲイン定数である。
例えば、誤差ｅｎは、ａｎ＋ｋ＝ａｎ＋μＸｎａｖｅｒａｇｅ（ｅｎ）を適用する前に、Ｋ個のいくつかの連続した受信サンプルに対して平均される。
この場合、係数は、Ｋ個のサンプル毎に更新され、より大きいゲインμを使用することができる。
ＬＭＳ法は、Ｒ行列の知識又は推定に依存しないという利点を有する。
Ｒ行列が既知である場合、ＬＭＳ／ニュートン法を使用することができる。Ｒ行列は使用されるコンスタレーションのみによって決まるため、受信機は、使用されるコンスタレーションに対応する逆行列Ｒ−１を記憶することができる。係数ベクトルは、このとき、
Figure 2020532211
 によって更新される。
ここでは、ＬＭＳアルゴリズムについて先に述べたたように、誤差ｅｎは、以下のように、Ｋ個のいくつかの連続した受信サンプルに対して平均することができることを留意しなければならない。
Figure 2020532211
このＬＭＳ／ニュートン法は、ＬＭＳ法より早く収束することが知られており、ＲＬＳ（再帰的最小二乗）法より複雑度が低い。

Claims (9)

  1. シングルキャリアシステムのためにターボ等化ループを使用して受信シンボルを復調する方法であって、
    前記受信シンボルに対して離散フーリエ変換を実施するステップと、
    前記離散フーリエ変換を実施された受信シンボルを等化し、周波数領域における等化シンボルを得るステップと、
    前記周波数領域における等化シンボルに対して逆離散フーリエ変換を実行し、時間領域における等化シンボルを得るステップと、
    前記時間領域における等化シンボルから非線形干渉を減算する、第１の減算ステップを実行するステップと、
    前記第１の減算ステップの出力をデマッピングするステップと、
    前記デマッピングするステップの出力を復号するステップと、
    前記復号するステップの出力から前記復号するステップの入力を減算する、第２の減算ステップを実行するステップと、
    を含み、
    前記第２の減算ステップの出力は、前記等化するステップ及び前記非線形干渉を生成するステップに提供され、前記非線形干渉はボルテラ級数によって得られ、前記ボルテラ級数の係数は、前記時間領域における等化シンボルから求められることを特徴とする、方法。
  2. 前記ボルテラ級数の係数であるボルテラ係数は、前記第２の減算ステップの出力から又は固定の既知の送信シンボルから更に求められることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  3. 前記非線形干渉は、
    Figure 2020532211
     から導出され、式中、
    Figure 2020532211
     はｘｎ及びその近傍を含むベクトルであり、Ｎは項の数であり、φｉ（・）はボルテラ項であり、ａｉは係数であり、Ｉｎは干渉であり、Ｅは、前記第２の減算ステップによって提供される外部情報から推定される確率的平均であることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
  4. 前記ボルテラ係数ａｉはａ＝Ｒ−１ｚから求められ、Ｒは
    Figure 2020532211
     と定義される自己相関行列Ｒであり、ｚは、線形等化シンボルｙｎと入力ｘに関連付けられた核φｉとの間の相関ベクトルであり、ｚｉ、すなわちｚの成分は、
    Figure 2020532211
     と定義され、所定の閾値より低いｚｉの各値について、対応する係数ａｉは計算されず、ｙｎは、確率的変数ｙの時点ｎにおける実現であり、かつ前記時間領域における等化シンボルに対応することを特徴とする、請求項３に記載の方法。
  5. 前記ボルテラ係数は、所与の量の既知のｘｎ及び線形等化シンボルｙｎを記憶することによって求めることを特徴とする、請求項４に記載の方法。
  6. 前記受信シンボルを転送するために使用することができる各コンスタレーションについて前記自己相関行列の１つの逆関数を記憶するメモリ手段を備える受信機によって実行されることを特徴とする、請求項４に記載の方法。
  7. シングルキャリアシステムのためにターボ等化ループを使用して受信シンボルを復調する装置であって、
    前記受信シンボルに対して離散フーリエ変換を実施する手段と、
    前記離散フーリエ変換を実施された受信シンボルを等化し、周波数領域における等化シンボルを得る手段と、
    前記周波数領域における等化シンボルに対して、逆離散フーリエ変換を実行し、時間領域における等化シンボルを得る手段と、
    前記時間領域における等化シンボルから非線形干渉を減算する、第１の減算ステップを実行する手段と、
    前記第１の減算ステップを実行する手段の出力をデマッピングする手段と、
    前記デマッピングする手段の出力を復号する手段と、
    前記復号する手段の出力から前記復号する手段の入力を減算する、第２の減算ステップを実行する手段と、
    を備え、
    第２の減算ステップを実行する手段の出力は、前記等化する手段、及び前記非線形干渉を生成手段に提供され、前記非線形干渉はボルテラ級数によって得られ、前記ボルテラ級数の係数は、前記時間領域における等化シンボルから求められることを特徴とする、装置。
  8. 前記ボルテラ級数の係数であるボルテラ係数は、第２の減算ステップを実行する手段の出力から又は固定の既知の送信シンボルから更に求められることを特徴とする、請求項７に記載の装置。
  9. プログラマブルデバイスにロードすることができるプログラムコード命令であって、前記プログラムコード命令が前記プログラマブルデバイスによって実行されると、請求項１〜６のいずれか１項に記載の方法を実施する、プログラムコード命令を含むコンピュータプログラム。
JP2020510620A 2017-12-18 2018-10-30 受信シンボルを復調する装置及び方法 Active JP6884270B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP17208188.7 2017-12-18
EP17208188.7A EP3499823B1 (en) 2017-12-18 2017-12-18 Method and device for demodulating received symbols using a turbo equalization loop for a single carrier system
PCT/JP2018/040922 WO2019123858A1 (en) 2017-12-18 2018-10-30 Device and method for demodulating received symbol

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2020532211A true JP2020532211A (ja) 2020-11-05
JP6884270B2 JP6884270B2 (ja) 2021-06-09

Family

ID=60888184

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2020510620A Active JP6884270B2 (ja) 2017-12-18 2018-10-30 受信シンボルを復調する装置及び方法

Country Status (3)

Country Link
EP (1) EP3499823B1 (ja)
JP (1) JP6884270B2 (ja)
WO (1) WO2019123858A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7343562B2 (ja) 2020-12-09 2023-09-12 立積電子股▲ふん▼有限公司 レーダー探知機及びレーダー探知機を使用した干渉抑制方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8804807B2 (en) * 2012-06-13 2014-08-12 Northrup Grumman Systems Corporation Iterative equalization with non-linear soft interference cancellation in non-linear satellite channels
EP3151434A1 (en) * 2015-10-01 2017-04-05 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Method for demodulating received symbols using a turbo-demodulation scheme comprising an iterative channel equalization and wherein an iterative channel decoder is used in the turbo-demodulation scheme

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7343562B2 (ja) 2020-12-09 2023-09-12 立積電子股▲ふん▼有限公司 レーダー探知機及びレーダー探知機を使用した干渉抑制方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP6884270B2 (ja) 2021-06-09
WO2019123858A1 (en) 2019-06-27
EP3499823A1 (en) 2019-06-19
EP3499823B1 (en) 2020-09-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9270512B2 (en) Nonlinearity compensation for reception of OFDM signals
US6885708B2 (en) Training prefix modulation method and receiver
US9191246B2 (en) Combined turbo decoding and turbo equalization techniques
WO2011111583A1 (ja) 受信装置、受信方法、受信プログラム、及びプロセッサ
JP6554735B2 (ja) ターボ等化器および無線受信装置
KR101001730B1 (ko) 와이브로 시스템에서 ｉｃｉ 제거에 적합한 반복 수신기장치 및 그 방법
US11943081B2 (en) Method of receiving a transmitted signal over a time-varying channel and receiver thereof
WO2004030233A1 (en) Channel estimation for communication systems
US8365051B2 (en) Device, system and method of decoding wireless transmissions
JP6884270B2 (ja) 受信シンボルを復調する装置及び方法
US20180234208A1 (en) Method and device for iterative demodulation, equalization and channel decoding
PT107671B (pt) Recetor com igualização e estimação do ruído de fase conjuntas e respetivo método
US9515687B2 (en) Inter carrier interference cancellation for orthogonal frequency domain multiplexing receivers
JP6144846B2 (ja) 無線通信装置及び無線通信システム
CN108604909A (zh) 一种信号接收方法和装置
KR101364559B1 (ko) Ｏｆｄｍ 수신 장치 및 수신 신호 처리 방법
Gomes et al. Iterative FDE design for LDPC-coded magnitude modulation schemes
JP4795274B2 (ja) 適応等化装置
EP3361659B1 (en) Dpsk receiver module
Yang et al. Enhanced data detection in OFDM systems using factor graph
WO2008069505A1 (en) Intercell interference mitigation apparatus and method
Yang Turbo equalization and its applications
Palenik et al. Exploiting redundancy in an OFDM SDR receiver
JP2017157945A (ja) 送信装置、受信装置および通信システム

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20200220

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20210319

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20210413

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20210511

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6884270

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150