JP2020528714A - 同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】本発明は無線通信システムにおいて、端末が同期信号ブロック(Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ)を受信する方法に関する。【解決手段】無線フレーム内に含まれた第１ハーフフレーム又は第２ハーフフレーム上で、複数のシンボルにマッピングされた少なくとも１つのＳＳＢを受信することを含み、前記少なくとも１つのＳＳＢは、前記第１ハーフフレーム上で受信される第１ＳＳＢ及び前記第２ハーフフレーム上で受信される第２ＳＳＢのうちのいずれか１つであり、前記第１ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第１シンボルと前記第２ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第２シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、前記第１シンボルと前記第２シンボルの位相は異なることを特徴とする。【選択図】図３２

Description

本発明は、同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置に関し、より詳しくは、同期信号ブロックがマッピングされるシンボルの位相により同期信号ブロックが送信されるハーフフレームを識別する方法及びそのための装置に関する。
時代の流れによってより多くの通信装置がより大きな通信トラフィックを要求することになり、既存のＬＴＥシステムに比べて向上した無線広帯域通信である次世代５Ｇシステムが要求されている。ＮｅｗＲＡＴと呼ばれるこの次世代５Ｇシステムは、Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ ＢｒｏａｄＢａｎｄ(ｅＭＢＢ)／Ｕｌｔｒａ−Ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ ａｎｄ Ｌｏｗ−Ｌａｔｅｎｃｙ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ(ＵＲＬＬＣ)／Ｍａｓｓｉｖｅ Ｍａｃｈｉｎｅ−ｔｙｐｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ(ｍＭＴＣ)などに通信シナリオが区分される。
ここで、ｅＭＢＢはＨｉｇｈ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ、Ｈｉｇｈ Ｕｓｅｒ Ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ、Ｈｉｇｈ Ｐｅａｋ Ｄａｔａ Ｒａｔｅなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり、ＵＲＬＬＣはＵｌｔｒａ Ｒｅｌｉａｂｌｅ、Ｕｌｔｒａ Ｌｏｗ Ｌａｔｅｎｃｙ、Ｕｌｔｒａ Ｈｉｇｈ Ａｖａｉｌａｂｉｌｉｔｙなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり(ｅ.ｇ.，Ｖ２Ｘ、Ｅｍｅｒｇｅｎｃｙ Ｓｅｒｖｉｃｅ、Ｒｅｍｏｔｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ)、ｍＭＴＣはＬｏｗ Ｃｏｓｔ、Ｌｏｗ Ｅｎｅｒｇｙ、Ｓｈｏｒｔ Ｐａｃｋｅｔ、Ｍａｓｓｉｖｅ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙの特性を有する次世代移動通信シナリオである(ｅ.ｇ.，ＩｏＴ)。
本発明は、同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置を提供する。
本発明が遂げようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及していない他の技術的課題は、以下の発明の詳細な説明から本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。
本発明の実施例による無線通信システムにおいて、端末が同期信号ブロック(Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ)を受信する方法であって、無線フレーム内に含まれた第１ハーフフレーム又は第２ハーフフレーム上で、複数のシンボルにマッピングされた少なくとも１つのＳＳＢを受信することを含み、少なくとも１つのＳＳＢは、第１ハーフフレーム上で受信される第１ＳＳＢ及び第２ハーフフレーム上で受信される第２ＳＳＢのうちのいずれか１つであり、第１ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第１シンボルと第２ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第２シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、第１シンボルと第２シンボルの位相は異なる。
この時、同じタイプの信号は、主同期信号(Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ；ＰＳＳ)、副同期信号(Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ；ＳＳＳ)及びＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)のうちのいずれか１つである。
第１シンボルと第２シンボルの位相差は１８０°である。
少なくとも１つのＳＳＢに含まれたＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)は、第１ハーフフレームと第２ハーフフレームを区分するための指示子を含み、該指示子はＰＢＣＨのスクランブルシーケンスの生成に用いられる。
ＰＢＣＨがマッピングされたシンボル上にはＤＭＲＳ(Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ)がマッピングされ、ＤＭＲＳのシーケンスはＤＭＲＳにより得られるＳＳＢインデックスの数及び指示子に基づいて生成される。
ＤＭＲＳのシーケンスはＤＭＲＳにより得られるＳＳＢインデックス数と指示子が示す値を乗じたものに基づいて生成される。
端末は、第１ＳＳＢを検出した場合、第１ＳＳＢを検出した時点から一定時間後の特定の時間区間で第２ＳＳＢの検出を行う。
第１ＳＳＢ及び第２ＳＳＢの各々に含まれたＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)がマッピングされたシンボル上には、ＤＭＲＳ(Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ)がマッピングされ、第１ＳＳＢに対応するＤＭＲＳのシーケンス及び第２ＳＳＢに対応するＤＭＲＳのシーケンスは互いに異なる。
第１ＳＳＢ及び第２ＳＳＢの各々に含まれたＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)がマッピングされたシンボル上には、ＤＭＲＳ(Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ)がマッピングされ、第１ＳＳＢに対応するＤＭＲＳがマッピングされる周波数位置と第２ＳＳＢに対応するＤＭＲＳがマッピングされる周波数位置は互いに異なる。
端末が初期接続(Ｉｎｉｔｉａｌ Ａｃｃｅｓｓ)を行う場合、少なくとも１つのＳＳＢは第１時間周期で繰り返して送信され、端末がＲＲＣ連結(Ｃｏｎｎｅｎｃｔｉｏｎ)状態である場合、少なくとも１つのＳＳＢは第１時間周期より長い第２時間周期で繰り返して送信される。
端末のサービングセルと隣接セルの各々で送信される信号が一定の誤差範囲内で受信されると仮定する場合、サービングセルから受信したＳＳＢにより得た時間情報は、隣接セルから受信したＳＳＢに同様に適用される。
本発明による無線通信システムにおいて、同期信号ブロック(Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ)を受信する端末であって、基地局と信号を送受信するトランシーバー、及びトランシーバーに連結され、無線フレーム内に含まれた第１ハーフフレーム又は第２ハーフフレーム上で、複数のシンボルにマッピングされた少なくとも１つのＳＳＢを受信するようにトランシーバーを制御するプロセッサを含み、少なくとも１つのＳＳＢは、第１ハーフフレーム上で受信される第１ＳＳＢ及び第２ハーフフレーム上で受信される第２ＳＳＢのうちのいずれか１つであり、第１ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第１シンボルと第２ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第２シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、第１シンボルと第２シンボルの位相は異なる。
本発明の実施例による無線通信システムにおいて、基地局が同期信号ブロック(Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ)を送信する方法であって、複数のシンボルに少なくとも１つのＳＳＢをマッピングし、無線フレーム内に含まれた第１ハーフフレーム又は第２ハーフフレーム上で送信することを含み、第１ハーフフレーム上では第１ＳＳＢを送信し、第２ハーフフレーム上では第２ＳＳＢを送信し、第１ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第１シンボルと第２ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第２シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、第１シンボルと第２シンボルの位相は異なるようにマッピングすることができる。
本発明の実施例による無線通信システムにおいて、同期信号ブロック(Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ)を送信する基地局であって、端末と無線信号を送受信トランシーバー、及びトランシーバーに連結され、複数のシンボルに少なくとも１つのＳＳＢをマッピングして、無線フレーム内に含まれた第１ハーフフレーム又は第２ハーフフレーム上で送信するようにトランシーバーを制御するプロセッサを含み、第１ハーフフレーム上では第１ＳＳＢを送信し、第２ハーフフレーム上では第２ＳＳＢを送信し、第１ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第１シンボルと第２ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第２シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、第１シンボルと第２シンボルの位相は異なるようにマッピングすることができる。
本発明によれば、同期信号ブロックがマッピングされたシンボルの位相により同期信号ブロックが送信されたハーフフレームを識別することにより、同期信号ブロックのための復号の複雑度を減少させることができる。
本発明で得られる効果は以上に言及した効果に制限されず、言及しなかった他の効果は下記の記載から本発明が属する当該技術分野における当業者に明確に理解されるであろう。
３ＧＰＰ無線接続網の規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコル(Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ)の制御平面(Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｐｌａｎｅ)及び使用者平面(Ｕｓｅｒ Ｐｌａｎｅ)構造を示す図である。 ３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。 ＬＴＥシステムで使用される同期信号(ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ，ＳＳ)の伝送のための無線フレームの構造を例示する図である。 新しい無線接続技術(ｎｅｗ ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ＮＲ)において利用可能なスロット構造を例示する図である。 ＴＸＲＵとアンテナ要素の連結方式の一例を示す図である。 送受信器ユニット(ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ、ＴＸＲＵ)及び物理的アンテナの観点でハイブリッドビーム形成構造を抽象的に示した図である。 下りリンクの伝送過程において同期信号とシステム情報に関するビームスイーピング(Ｂｅａｍ Ｓｗｅｅｐｉｎｇ)動作を示す図である。 新しい無線接続技術(ｎｅｗ ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ＮＲ)システムのセルを例示する図である。 同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。 同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。 同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。 同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。 同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例によるハーフフレーム境界情報を得るための方法を説明する図である。 同期信号及び下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明する図である。 同期信号及び下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明する図である。 本発明を一実施例による通信装置のブロック構成図である。
以下、添付図面を参照しながら説明する本発明の実施例によって本発明の構成、作用及び他の特徴をより容易に理解できるであろう。以下の実施例は本発明の技術的特徴が３ＧＰＰシステムに適用された例である。
この明細書では、ＬＴＥシステム、ＬＴＥ−Ａシステム及びＮＲシステムを用いて本発明の実施例を説明しているが、これは一例であり、本発明の実施例は上記定義に該当するいかなる通信システムにも適用することができる。
また、この明細書では、基地局の名称がＲＲＨ(ｒｅｍｏｔｅ ｒａｄｉｏ ｈｅａｄ)、ｅＮＢ、ＴＰ(ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｐｏｉｎｔ)、ＲＰ(ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｐｏｉｎｔ)、中継器(ｒｅｌａｙ)などの包括的な用語で使用されている。
３ＧＰＰ基盤の通信標準は、上位階層から生じる情報を運ぶリソース要素に対応する下りリンク物理チャネルと、物理階層によって用いられるが、上位階層から生じる情報を搬送しないリソース要素に対応する下りリンク物理信号を定義する。例えば、物理下りリンク共有チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＤＳＣＨ)、物理ブロードキャストチャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＢＣＨ)、物理マルチキャストチャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｍｕｌｔｉｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＭＣＨ)、物理制御フォーマット指示子チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒｍａｔ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＣＦＩＣＨ)、物理下りリンク制御チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＤＣＣＨ)及び物理ハイブリッドＡＲＱ指示子チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｈｙｂｒｉｄ ＡＲＱ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＨＩＣＨ)が下りリンク物理チャネルとして定義されており、参照信号と同期信号が下りリンク物理信号として定義されている。パイロット(ｐｉｌｏｔ)とも呼ばれる参照信号(ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＲＳ)は、ｇＮＢとＵＥが互いに知っている既に定義された特別な波形の信号を意味するが、例えば、セル特定的ＲＳ(ｃｅｌｌ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ)、ＵＥ−特定的ＲＳ(ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ、ＵＥ−ＲＳ)、ポジショニングＲＳ(ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ ＲＳ、ＰＲＳ)及びチャネル状態情報ＲＳ(ｃｈａｎｎｅｌ ｓｔａｔｅ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ＲＳ、ＣＳＩ−ＲＳ)が下りリンク参照信号として定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ標準は、上位階層から生じる情報を搬送するリソース要素に対応する上りリンク物理チャネルと、物理階層によって用いられるが、上位階層から生じる情報を搬送しないリソース要素に対応する上りリンク物理信号を定義している。例えば、物理上りリンク共有チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｕｐｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＵＳＣＨ)、物理上りリンク制御チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｕｐｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＵＣＣＨ)、物理任意接続チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＲＡＣＨ)が上りリンク物理チャネルとして定義され、上りリンク制御／データ信号のための復調参照信号(ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＤＭＲＳ)と上りリンクチャネル測定に用いられるサウンディング参照信号(ｓｏｕｎｄｉｎｇ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＳＲＳ)が定義される。
本発明で、ＰＤＣＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ)／ＰＣＦＩＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ)／ＰＨＩＣＨ((Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｒｅｔｒａｎｓｍｉｔ ｒｅｑｕｅｓｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ)／ＰＤＳＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ)はそれぞれ、ＤＣＩ(Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ)／ＣＦＩ(Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ)／下りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ(ＡＣＫｎｏｗｌｅｇｅｍｅｎｔ／Ｎｅｇａｔｉｖｅ ＡＣＫ)／下りリンクデータを搬送する時間−周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。また、ＰＵＣＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ)／ＰＵＳＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ ＣＨａｎｎｅｌ)／ＰＲＡＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ ＣＨａｎｎｅｌ)はそれぞれ、ＵＣＩ(Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ)／上りリンクデータ／ランダムアクセス信号を搬送する時間−周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。本発明では、特に、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨに割り当てられたり、これに属した時間−周波数リソース或いはリソース要素(ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ、ＲＥ)をそれぞれ、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨ ＲＥ又はＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨリソースと称する。以下では、ＵＥがＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨを送信するという表現は、それぞれ、ＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＲＡＣＨ上で／或いは、を通じて、上りリンク制御情報／上りリンクデータ／任意接続信号を送信することと同じ意味で使われる。また、ｅＮＢがＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨを送信するという表現は、それぞれ、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ上で／或いは、を通じて、下りリンクデータ／制御情報を送信することと同じ意味で使われる。
以下では、ＣＲＳ／ＤＭＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＵＥ−ＲＳが割り当てられた或いは設定された(ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ)ＯＦＤＭシンボル／副搬送波／ＲＥを、ＣＲＳ／ＤＭＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＵＥ−ＲＳシンボル／搬送波／副搬送波／ＲＥと称する。例えば、トラッキングＲＳ(ｔｒａｃｋｉｎｇ ＲＳ、ＴＲＳ)が割り当てられた或いは設定されたＯＦＤＭシンボルは、ＴＲＳシンボルと称し、ＴＲＳが割り当てられた或いは設定された副搬送波は、ＴＲＳ副搬送波と称し、ＴＲＳが割り当てられた或いは設定されたＲＥはＴＲＳ ＲＥと称する。また、ＴＲＳ送信のために設定されたサブフレームを、ＴＲＳサブフレームと称する。また、ブロードキャスト信号が送信されるサブフレームを、ブロードキャストサブフレーム或いはＰＢＣＨサブフレームと称し、同期信号(例えば、ＰＳＳ及び／又はＳＳＳ)が送信されるサブフレームを、同期信号サブフレーム或いはＰＳＳ／ＳＳＳサブフレームと称する。ＰＳＳ／ＳＳＳが割り当てられた或いは設定されたＯＦＤＭシンボル／副搬送波／ＲＥをそれぞれ、ＰＳＳ／ＳＳＳシンボル／副搬送波／ＲＥと称する。
本発明で、ＣＲＳポート、ＵＥ−ＲＳポート、ＣＳＩ−ＲＳポート、ＴＲＳポートとは、それぞれ、ＣＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＵＥ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＣＳＩ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＴＲＳを送信するように設定されたアンテナポートを意味する。ＣＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＣＲＳポートによってＣＲＳが占有するＲＥの位置によって相互区別でき、ＵＥ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＵＥ−ＲＳポートによってＵＥ−ＲＳが占有するＲＥの位置によって相互区別でき、ＣＳＩ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＣＳＩ−ＲＳポートによってＣＳＩ−ＲＳが占有するＲＥの位置によって相互区別できる。従って、ＣＲＳ／ＵＥ−ＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＴＲＳポートという用語が、一定リソース領域内でＣＲＳ／ＵＥ−ＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＴＲＳが占有するＲＥのパターンを意味する用語として用いられることもある。
図１は３ＧＰＰ無線接続網の規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコルの制御平面(ｃｏｎｔｒｏｌ ｐｌａｎｅ)及び使用者平面(ｕｓｅｒ ｐｌａｎｅ)の構造を示す図である。制御平面は端末(Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ)とネットワークが信号を管理するために用いる制御メッセージが送信される通路を意味する。使用者平面はアプリケーション階層で生成されたデータ、例えば、音声データ又はインターネットパケットデータなどが送信される通路を意味する。
第１の階層である物理階層は、物理チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)を用いて上位階層に情報送信サービス(Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｓｅｒｖｉｃｅ)を提供する。物理階層は上位にある媒体接続制御(Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ)階層とは送信チャネル(Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｃｈａｎｎｅｌ)を介して連結される。この送信チャネルを介して媒体接続制御階層と物理階層の間でデータが移動する。送信側と受信側の物理階層の間では物理チャネルを介してデータが移動する。物理チャネルは時間と周波数を無線リソースとして活用する。具体的には、物理チャネルは、下りリンクにおいて、ＯＦＤＭＡ(Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ)方式で変調され、上りリンクにおいては、ＳＣ−ＦＤＭＡ(Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ)方式で変調される。
第２の階層である媒体接続制御(Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＭＡＣ)階層は、論理チャネル(Ｌｏｇｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)を介して上位階層である無線リンク制御(Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＬＣ)階層にサービスを提供する。第２の階層のＲＬＣ階層は信頼性のあるデータ送信を支援する。ＲＬＣ階層の機能はＭＡＣ内部の機能ブロックにより具現できる。第２の階層のＰＤＣＰ階層は帯域幅が狭い無線インターフェースにおいてＩＰｖ４或いはＩＰｖ６のようなＩＰパケットを効率的に送信するために不要な制御情報を減らすヘッダ圧縮(Ｈｅａｄｅｒ Ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ)の機能を果たす。
第３の階層である最下部に位置する無線リソース制御(Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＲＣ)階層は、制御平面でのみ定義される。ＲＲＣ階層は無線ベアラ(Ｒａｄｉｏ Ｂｅａｒｅｒ)の設定(ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ)、再設定(ｒｅ−ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ)及び解除(ｒｅｌｅａｓｅ)に関連して論理チャネル、送信チャネル及び物理チャネルの制御を担当する。無線ベアラは端末とネットワークの間のデータ伝達のために第２の階層により提供されるサービスを意味する。このために、端末とネットワークのＲＲＣ階層は互いにＲＲＣメッセージを交換する。端末とネットワークのＲＲＣ階層の間にＲＲＣ連結(ＲＲＣ Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ)がある場合、端末はＲＲＣ連結状態(Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ Ｍｏｄｅ)であり、そうではない場合はＲＲＣ休止状態(Ｉｄｌｅ Ｍｏｄｅ)である。ＲＲＣ階層の上位にあるＮＡＳ(Ｎｏｎ−Ａｃｃｅｓｓ Ｓｔｒａｔｕｍ)階層は、セッション管理(Ｓｅｓｓｉｏｎ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ)と移動性管理(Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ)などの機能を果たす。
ネットワークから端末にデータを送信する下り送信チャネルとしては、システム情報を送信するＢＣＨ(Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ)、ページングメッセージを送信するＰＣＨ(Ｐａｇｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)、使用者トラフィックや制御メッセージを送信する下りＳＣＨ(Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ)などがある。下りマルチキャスト又は放送サービスのトラフィック又は制御メッセージの場合、下りＳＣＨを介して送信され、又は特の下りＭＣＨ(Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ)を介して送信されることができる。なお、端末からネットワークにデータを送信する上り送信チャネルとしては、初期制御メッセージを送信するＲＡＣＨ(Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ)、使用者トラフィックや制御メッセージを送信する上りＳＣＨ(Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ)がある。送信チャネルの上位にありかつ送信チャネルにマッピングされる論理チャネル(Ｌｏｇｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)としては、ＢＣＣＨ(Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)、ＰＣＣＨ(Ｐａｇｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)、ＣＣＣＨ(Ｃｏｍｍｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)、ＭＣＣＨ(Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)、ＭＴＣＨ(Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｔｒａｆｆｉｃ Ｃｈａｎｎｅｌ)などがある。
図２は３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。
端末は、電源がオンになったり新たにセルに進入した場合は、基地局と同期を合わせるなどの初期セル探索(Ｉｎｉｔｉａｌ ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ)作業を行う(Ｓ２０１)。このために、端末は基地局から主同期チャネル(Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｐ−ＳＣＨ)及び副同期チャネル(Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｓ−ＳＣＨ)を受信することによって基地局と同期を合わせ、セルＩＤなどの情報を得ることができる。その後、端末は基地局から物理放送チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ)を受信してセル内の放送情報を得ることができる。なお、端末は初期セル探索段階において下りリンク参照信号(Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＤＬ ＲＳ)を受信して下りリンクチャネル状態を確認することができる。
初期セル探索を終了した端末は、物理下りリンク制御チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ)及び該ＰＤＣＣＨに載せられた情報によって物理下りリンク共有チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＳＣＨ)を受信することによって、より具体的なシステム情報を得ることができる(Ｓ２０２)。
一方、基地局に最初に接続したか或いは信号伝送のための無線リソースがない場合は、端末は、基地局に対して任意接続過程(Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ；ＲＡＣＨ)を行うことができる(段階Ｓ２０３〜段階Ｓ２０６)。このために、端末は、物理任意接続チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＲＡＣＨ)を介して特定シーケンスをプリアンブルとして伝送し(Ｓ２０３及びＳ２０５)、ＰＤＣＣＨ及び対応するＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる(Ｓ２０４及びＳ２０６)。競争基盤のＲＡＣＨの場合、さらに衝突解決手順(Ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ)を行うことができる。
上述した手順を行った端末は、その後、一般的な上り／下りリンク信号伝送の手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信(Ｓ２０７)及び物理上りリンク共有チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＳＣＨ)／物理上りリンク制御チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ)の送信(Ｓ２０８)を行う。特に、端末は、ＰＤＣＣＨを介して下りリンク制御情報(Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ)を受信する。ここで、ＤＣＩは、端末に対するリソース割り当て情報などの制御情報を含み、その使用目的に応じてフォーマットが互いに異なる。
一方、端末が上りリンクを通じて基地局に伝送したり、端末が基地局から受信したりする制御情報は、下り／上りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号、ＣＱＩ(Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ)、ＰＭＩ(Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ)、ＲＩ(Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ)などを含む。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムの場合、端末は上述したＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩなどの制御情報をＰＵＳＣＨ及び／又はＰＵＣＣＨを介して伝送することができる。
図３はＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ基盤の無線通信システムにおいて、同期信号(ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ、ＳＳ)の伝送のための無線フレームの構造を例示する図である。特に、図３は周波数分割デュプレックス(ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｄｕｐｌｅｘ、ＦＤＤ)において同期信号及びＰＢＣＨの伝送のための無線フレームの構造を例示しており、図３の(ａ)は正規ＣＰ(ｎｏｒｍａｌ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ)として設定された無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの伝送位置を示し、図３の(ｂ)は拡張ＣＰ(ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ)として設定された無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの伝送位置を示している。
以下、図３を参照しながらＳＳについてより具体的に説明する。ＳＳはＰＳＳ(Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ)とＳＳＳ(Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ)に区分される。ＰＳＳはＯＦＤＭシンボル同期、スロット同期などの時間ドメイン同期及び／又は周波数ドメイン同期を得るために使用され、ＳＳＳはフレーム同期、セルグループＩＤ及び／又はセルのＣＰ設定(即ち、一般ＣＰ又は拡張ＣＰの使用情報)を得るために使用される。図３を参照すると、ＰＳＳとＳＳＳは毎無線フレームの２個のＯＦＤＭシンボルで各々伝送される。具体的には、ＳＳはインタ−ＲＡＴ(ｉｎｔｅｒ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ)の側定を容易にするために、ＧＳＭ(Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ)フレームの長さである４.６ｍｓを考慮して、サブフレーム０の１番目のスロットとサブフレーム５の１番目のスロットで各々伝送される。特に、ＰＳＳはサブフレーム０の１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルで各々伝送され、ＳＳＳはサブフレーム０の１番目のスロットの最後から２番目のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の１番目のスロットの最後から２番目のＯＦＤＭシンボルで各々伝送される。該当無線フレームの境界はＳＳＳを通じて検出される。ＰＳＳは該当スロットの最後のＯＦＤＭシンボルで伝送され、ＳＳＳはＰＳＳの直前のＯＦＤＭシンボルで伝送される。ＳＳの伝送ダイバーシティ(ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ)方式は、単一のアンテナポート(Ｓｉｎｇｌｅ ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ)のみを使用し、標準では特に定義していない。
ＰＳＳは５ｍｓごとに伝送されるので、ＵＥはＰＳＳを検出することにより、該当サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうちの１つであることは分かるが、該当サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうち、正確に何であるかは分かることができない。従って、ＵＥはＰＳＳのみでは無線フレームの境界を認知できない。即ち、ＰＳＳのみではフレーム同期を得ることができない。ＵＥは１つの無線フレーム内で２回伝送されるが、互いに異なるシーケンスとして伝送されるＳＳＳを検出して無線フレームの境界を検出する。
ＰＳＳ／ＳＳＳを用いたセルの探索過程を行ってＤＬ信号の復調及びＵＬ信号の伝送を正確な時点に行うために必要な時間及び周波数パラメータを決定したＵＥは、ｅＮＢとの通信のために、さらにｅＮＢからＵＥのシステム設定(ｓｙｓｔｅｍ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ)に必要なシステム情報を得なければならない。
システム情報はマスタ情報ブロック(Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ、ＭＩＢ)及びシステム情報ブロック(Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ、ＳＩＢ)により設定される。各々のシステム情報ブロックは機能的に連関したパラメータの集まりを含み、含むパラメータによってマスタ情報ブロック(Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ、ＭＩＢ)及びシステム情報ブロックタイプ１(Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ １、ＳＩＢ１)、システム情報ブロックタイプ２(Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ ２、ＳＩＢ２)、ＳＩＢ３〜ＳＩＢ１７に区分される。
ＭＩＢはＵＥがｅＮＢのネットワークに初期接続(ｉｎｉｔｉａｌ ａｃｃｅｓｓ)するために必須である、最も頻繁に伝送されるパラメータを含む。ＵＥはＭＩＢをブロードキャストチャネル(例えば、ＰＢＣＨ)を介して受信する。ＭＩＢには、下りリンクシステムの帯域幅(ＤＬ−Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ、ＤＬ ＢＷ)、ＰＨＩＣＨの設定、システムフレームの番号(ＳＦＮ)が含まれる。従って、ＵＥはＰＢＣＨを受信することにより明示的に(ｅｘｐｌｉｃｉｔ)ＤＬ ＢＷ、ＳＦＮ、ＰＨＩＣＨの設定に関する情報を分かることができる。なお、ＰＢＣＨを受信することによりＵＥが暗黙的に(ｉｍｐｌｉｃｉｔ)認知できる情報としては、ｅＮＢの伝送アンテナポートの数がある。ｅＮＢの伝送アンテナの数に関する情報は、ＰＢＣＨのエラー検出に使用される１６−ビットＣＲＣ(Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ)に伝送アンテナの数に対応するシーケンスをマスキング(例えば、ＸＯＲ演算)して暗黙的にシグナリングされる。
ＳＩＢ１は他のＳＩＢの時間ドメインスケジューリングに関する情報だけではなく、特定のセルがセル選択に適合するか否かを判断するために必要なパラメータを含む。ＳＩＢ１はブロードキャストのシグナリング又は専用(ｄｅｄｉｃａｔｅｄ)シグナリングによりＵＥに受信される。
ＤＬ搬送波周波数と該当システムの帯域幅はＰＢＣＨが運ぶＭＩＢにより得られる。ＵＬ搬送波周波数及び該当システムの帯域幅は、ＤＬ信号であるシステム情報により得られる。ＭＩＢを受信したＵＥは、該当セルに対して貯蔵された有効システム情報がないと、システム情報ブロックタイプ２(Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ２、ＳＩＢ２)が受信されるまで、ＭＩＢ内のＤＬ ＢＷの値をＵＬ−帯域幅(ＵＬ ＢＷ)に適用する。例えば、ＵＥはシステム情報ブロックタイプ２(Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ２、ＳＩＢ２)を得ることにより、ＳＩＢ２内のＵＬ−搬送波周波数及びＵＬ−帯域幅情報により自分がＵＬ伝送に使用できる全体ＵＬシステムの帯域を把握することができる。
周波数ドメインにおいて、ＰＳＳ／ＳＳＳ及びＰＢＣＨは実際のシステム帯域幅に関係なく、該当ＯＦＤＭシンボル内でＤＣ副搬送波を中心として左右３個ずつ総６個のＲＢ、即ち、総７２個の副搬送波内でのみ伝送される。従って、ＵＥはＵＥに設定された下りリンク伝送帯域幅に関係なく、ＳＳ及びＰＢＣＨを検出(ｄｅｔｅｃｔ)又は復号(ｄｅｃｏｄｅ)できるように設定される。
初期セル探索を終了したＵＥは、ｅＮＢへの接続を完了するために任意接続過程(ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ)を行う。このために、ＵＥは物理任意接続チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＲＡＣＨ)を介してプリアンブル(ｐｒｅａｍｂｌｅ)を伝送し、ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信する。競争基盤の任意接続(ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ)の場合、さらなるＰＲＡＣＨの伝送、またＰＤＣＣＨ及びＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨのような衝突解決手順(ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ)を行うことができる。
上述したような手順を行ったＵＥは、今後一般的な上り／下りリンク信号伝送の手順としてＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨの受信及びＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨの伝送を行うことができる。
任意接続過程は、任意接続チャネル(ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ、ＲＡＣＨ)過程とも呼ばれる。任意接続過程は初期接続、上りリンク同期調整、リソース割り当て、ハンドオーバーなどの用途に多様に使用される。任意接続過程は、競争−基盤(ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ−ｂａｓｅｄ)の過程と専用(ｄｅｄｉｃａｔｅｄ)(即ち、非−競争−基盤)の過程に分類される。競争−基盤の任意接続過程は初期接続を含んで一般的に使用され、専用の任意接続過程はハンドオーバーなどに制限的に使用される。競争−基盤の任意接続過程において、ＵＥはＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスをランダムに選択する。従って、複数のＵＥが同時に同じＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスを伝送することができ、これにより今後競争解消過程が必要である。反面、専用の任意接続過程において、ＵＥはｅＮＢが該当ＵＥに唯一に割り当てしたＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスを使用する。従って、他のＵＥとの衝突無しに任意接続過程を行うことができる。
競争−基盤の任意接続過程は以下の４つの段階を含む。以下、段階１〜４により伝送されるメッセージは各々メッセージ１〜４(Ｍｓｇ１〜Ｍｓｇ４)と呼ばれる。
−段階１：ＲＡＣＨプリアンブル(ｖｉａ ＰＲＡＣＨ)(ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ)
−段階２：ランダムアクセス応答(ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｒｅｓｐｏｎｓｅ、ＲＡＲ)(ｖｉａ ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ)(ｅＮＢ ｔｏ ｕｅ)
−段階３：レイヤ２／レイヤ３のメッセージ(ｖｉａ ＰＵＳＣＨ)(ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ)
−段階４：競争解消(ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ)メッセージ(ｅＮＢ ｔｏ ＵＥ)
専用の任意接続過程は以下の３つの段階を含む。以下、段階０〜２により伝送されるメッセージは各々メッセージ０〜２(Ｍｓｇ０〜Ｍｓｇ２)と呼ばれる。任意接続過程の一部としてＲＡＲに対応する上りリンク伝送(即ち、段階３)も行われることができる。専用の任意接続過程は、基地局がＲＡＣＨプリアンブル伝送を命令するためのＰＤＣＣＨ(以下、ＰＤＣＣＨオーダー(ｏｒｄｅｒ))を用いてトリガーされることができる。
−段階０：専用シグナリングによるＲＡＣＨプリアンブルの割り当て(ｅＮＢ ｔｏ ＵＥ)
−段階１：ＲＡＣＨプリアンブル(ｖｉａ ＰＲＡＣＨ)(ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ)
−段階２：ランダムアクセス応答(ＲＡＲ)(ｖｉａ ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ)(ｅＮＢ ｔｏ ＵＥ)
ＲＡＣＨプリアンブルの伝送後、ＵＥは所定の時間ウィンドウ内で任意接続応答(ＲＡＲ)受信を試みる。具体的には、ＵＥは時間ウィンドウ内でＲＡ−ＲＮＴＩ(Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ ＲＮＴＩ)を有するＰＤＣＣＨ(以下、ＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨ)(例えば、ＰＤＣＣＨにおいてＣＲＣがＲＡ−ＲＮＴＩにマスキングされる)の検出を試みる。ＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨの検出時、ＵＥはＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨ内に自分のためのＲＡＲが存在するか否かを確認する。ＲＡＲはＵＬ同期化のためのタイミングオフセット情報を示すタイミングアドバンス(Ｔｉｍｉｎｇ Ａｄｖａｎｃｅ、ＴＡ)情報、ＵＬリソース割り当て情報(ＵＬグラント情報)、臨時端末識別個(例えば、ｔｅｍｐｏｒａｒｙ ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ、ＴＣ−ＲＮＴＩ)などを含む。ＵＥはＲＡＲ内のリソース割り当て情報及びＴＡ値によってＵＬ伝送(例えば、Ｍｓｇ３)を行うことができる。ＲＡＲに対応するＵＬ伝送にはＨＡＲＱが適用される。従って、ＵＥはＭｓｇ３の伝送後、Ｍｓｇ３に対応する受信応答情報(例えば、ＰＨＩＣＨ)を受信できる。
任意接続プリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルは、物理階層において長さＴＣＰの循環前置(ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ)及び長さＴＳＥＱのシーケンス部分で構成される。ＴＣＰのＴＳＥＱはフレーム構造と任意接続設定に依存する。プリアンブルフォーマットは上位階層により制御される。ＰＡＣＨプリアンブルはＵＬサブフレームで伝送される。任意接続プリアンブルの伝送は、特定時間及び周波数リソースに制限される(ｒｅｓｔｒｉｃｔ)。かかるリソースをＰＲＡＣＨリソースとし、ＰＲＡＣＨリソースは、インデックス０が無線フレームにおいて低い番号のＰＲＢ及びサブフレームに対応するように、無線フレーム内のサブフレーム番号と、周波数ドメインにおいてＰＲＢの増加順に番号を付ける。任意接続リソースがＰＲＡＣＨ設定インデックスにより定義される(３ＧＰＰ ＴＳ ３６.２１１標準文書を参照)。ＰＲＡＣＨ設定インデックスは(ｅＮＢにより伝送される)上位階層信号により与えられる。
ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、任意接続プリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルのための副搬送波間隔(Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ Ｓｐａｃｉｎｇ)は、プリアンブルフォーマット０〜３の場合、１.２５ｋＨｚであり、プリアンブルフォーマット４の場合、７.５ｋＨｚであると規定される(３ＧＰＰ ＴＳ ３６.２１１参照)。
＜ＯＦＤＭニューマロロジー＞
新しいＲＡＴシステムはＯＦＤＭ送信方式又は類似する送信方式を使用する。例えば、新しいＲＡＴシステムはＬＴＥのＯＦＤＭパラメータとは異なるＯＦＤＭパラメータに従う。又は新しいＲＡＴシステムは、既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａのニューマロロジーをそのまま従うが、より大きいシステム帯域幅(例えば、１００ＭＨｚ)を有することができる。又は、１つのセルが複数のニューマロロジーを支援することもできる。即ち、互いに異なるニューマロロジーで動作するＵＥが１つのセル内に共存することができる。
＜サブフレームの構造＞
３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムで用いられる無線フレームは、１０ｍｓ(３０７２００Ｔｓ)の長さを有し、１０個の均等なサイズのサブフレーム(ｓｕｂｆｒａｍｅ、ＳＦ)で構成される。１無線フレーム内の１０個のサブフレームにはそれぞれ番号を与えることができる。ここで、Ｔｓはサンプリング時間を示し、Ｔｓ＝１／(２０４８＊１５ｋＨｚ)で表示される。ＬＴＥ用の基本(ｂａｓｉｃ)時間ユニットはＴｓである。各々のサブフレームは１ｍｓの長さを有し、２個のスロットで構成される。１無線フレーム内において２０個のスロットは０から１９まで順にナンバリングされる。各々のスロットは０.５ｍｓの長さを有する。１サブフレームを送信するための時間は、送信時間間隔(ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ、ＴＴＩ)で定義される。時間リソースは無線フレーム番号(或いは無線フレームインデックスともいう)、サブフレーム番号(或いはサブフレーム番号ともいう)、スロット番号(或いはスロットインデックス)などにより区分される。ＴＴＩとは、データがスケジューリング可能な間隔を意味する。例えば、現在のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ＵＬグラント或いはＤＬグランドの送信機会(ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ)は１ｍｓごとに存在し、１ｍｓより短い時間内にＵＬ／ＤＬグラント機会(ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ)が複数存在することではない。従って、既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−ＡシステムにおいてＴＴＩは１ｍｓである。
図４は新しい無線接続技術(ｎｅｗ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ＮＲ)において利用可能なスロット構造を例示する図である。
データ送信遅延を最小化するために、５世代の新しいＲＡＴでは制御チャネルとデータチャネルが時間分割多重化(ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＴＤＭ)されるスロットの構造が考えられている。
図４において、斜線領域はＤＣＩを運ぶＤＬ制御チャネル(例えば、ＰＤＣＣＨ)の送信領域を示し、黒色部分はＵＣＩを運ぶＵＬ制御チャネル(例えば、ＰＵＣＣＨ)の送信領域を示す。ここで、ＤＣＩはｇＮＢがＵＥに伝達する制御情報であり、ＤＣＩはＵＥが分かるべきセル設定(ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｏｉｎ)に関する情報、ＤＬスケジューリングなどのＤＬ特定的情報、またＵＬグラントのようなＵＬ特定的情報などを含む。またＵＣＩはＵＥがｇＮＢに伝達する制御情報であり、ＵＣＩはＤＬデータに対するＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ報告、ＤＬチャネル状態に対するＣＳＩ報告、またスケジューリング要請(ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ ｒｅｑｕｅｓｔ，ＳＲ)などを含む。
図４において、シンボルインデックス１からシンボルインデックス１２までのシンボル領域は、下りリンクデータを運ぶ物理チャネル(例えば、ＰＤＳＣＨ)の送信、又は上りリンクデータを運ぶ物理チャネル(例えば、ＰＤＣＣＨ)の送信に使用される。図２のスロット構造によると、１つのスロット内においてＤＬ送信とＵＬ送信が順に行われて、ＤＬデータの送信／受信とＤＬデータに対するＵＬ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの受信／送信が１つのスロット内で行われる。結果として、データ送信エラーの発生時にデータの再送信までにかかる時間を短縮させることにより、最終データ伝達の遅延を最小化することができる。
このようなスロット構造では、ｇＮＢ及びＵＥは送信モードから受信モードへの転換過程又は受信モードから送信モードへの転換過程のための時間ギャップ(ｔｉｍｅ ｇａｐ)が必要である。このような送信モードと受信モードの間の転換過程のために、スロット構造においてＤＬからＵＬに転換される時点の一部ＯＦＤＭシンボルがガード期間(ｇｕａｒｄ ｐｅｒｉｏｄ、ＧＰ)に設定される。
既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいては、ＤＬ制御チャネルはデータチャネルとＴＤＭされ、制御チャネルであるＰＤＣＣＨはシステムの全帯域に広がって送信される。しかし、新しいＲＡＴでは、１つのシステムの帯域幅が最小約１００ＭＨｚに達すると予想されるので、制御チャネルを全帯域に拡散して送信することは無理である。ＵＥがデータ送受信のために下りリンク制御チャネル受信のために全帯域をモニタリングすることは、ＵＥのバッテリー消耗増大及び効率性低下を招く。従って、本発明ではＤＬ制御チャネルをシステム帯域、即ちチャネル帯域内の一部の周波数帯域でローカライズ(ｌｏｃａｌｉｚｅ)して送信するか、或いは分散して送信することができる。
ＮＲシステムにおいて、基本送信ユニット(ｂａｓｉｃ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｕｎｉｔ)はスロットである。スロット区間(ｄｕｒａｔｉｏｎ)は正規(ｎｏｒｍａｌ)循環プレフィックス(ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ、ＣＰ)を有する１４個のシンボルからなるか、又は拡張ＣＰを有する１２個のシンボルからなる。また、スロットは使用された副搬送波間隔の関数であって、時間でスケーリングされる。即ち、副搬送波間隔が大きくなると、スロットの長さは短くなる。例えば、スロット当たりのシンボル数が１４である場合、１０ｍｓのフレーム内におけるスロット数が１５ｋＨｚの副搬送波間隔について１０個であると、３０ｋＨｚの副搬送波間隔については２０個、６０ｋＨｚの副搬送波間隔については４０個になる。副搬送波間隔が大きくなると、ＯＦＤＭシンボルの長さも短くなる。スロット内におけるＯＦＤＭシンボルの数は、正規ＣＰであるか又は拡張ＣＰであるかによって変化し、副搬送波間隔によっては変化しない。ＬＴＥ用の基本時間ユニットであるＴｓはＬＴＥの基本副搬送波間隔１５ｋＨｚと最大ＦＦＴサイズの２０４８を考慮して、Ｔｓ＝１／(１５０００＊２０４８)秒に定義され、これは１５ｋＨｚの副搬送波間隔に対するサンプリング時間である。ＮＲシステムにおいては、１５ｋＨｚの副搬送波間隔以外に様々な副搬送波間隔を使用でき、副搬送波間隔と該当時間の長さは反比例するので、１５ｋＨｚより大きい副搬送波間隔に対応する実際のサンプリング時間は、Ｔｓ＝１／(１５０００＊２０４８)秒より短くなる。例えば、副搬送波間隔３０ｋＨｚ、６０ｋＨｚ、１２０ｋＨｚに対する実際のサンプリング時間は各々、１／(２＊１５０００＊２０４８)秒、１／(４＊１５０００＊２０４８)秒、１／(８＊１５０００＊２０４８)秒になる。
＜アナログビーム形成(ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ)＞
最近論議されている５世代移動通信システムは広い周波数帯域を用いて多数のユーザに高い送信率を維持しながらデータを送信するために高い超高周波帯域、即ち、６ＧＨｚ以上のミリメートル周波数帯域を用いる方案を考慮している。３ＧＰＰではこれをＮＲと称しており、以下本発明ではＮＲシステムと称する。しかし、ミリメートル周波数帯域は非常に高い周波数帯域を用いるため、距離による信号減殺が急激であるという周波数特性を有する。従って、少なくとも６ＧＨｚ以上の帯域を使用するＮＲシステムでは、急激な電波減殺特性を補償するために、信号送信を全方向ではなく特定の方向にエネルギーを集めて送信することにより、急激な電波減殺によるカーバリッジ減少の問題を解決する狭ビーム(ｎａｒｒｏｗ ｂｅａｍ)送信技法を使用している。しかし、１つの狭ビームのみでサービスする場合、１つの基地局がサービスを提供する範囲が狭くなるので、基地局は多数の狭ビームを集めて広帯域にサービスを提供する。
ミリメートル周波数帯域、即ち、ミリメートル波長(ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ ｗａｖｅ、ｍｍＷ)では波長が短くなって、同じ面積に多数のアンテナ要素を設けることが可能になる。例えば、１ｃｍ程度の波長を有する３０ＧＨｚ帯域においては５ｂｙ５ｃｍのパネルに０.５λ(波長)間隔で２次元配列形態で総１００個のアンテナ要素を設けることができる。よって、ｍｍＷでは、多数のアンテナ要素を使用してビーム形成利得を高めてカバレッジを増加させるか、或いは処理量(ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ)を高めることが考えられる。
ミリメートル周波数帯域において狭ビームを形成する方法として、基地局やＵＥから多数のアンテナに適切な位相差を用いて同じ信号を送信することにより、特定の方向でのみエネルギーが高くなるビーム形成方式が主に考えられている。このようなビーム形成方式には、デジタル基底帯域(ｂａｓｅｂａｎｄ)信号に位相差を形成するデジタルビーム形成、変調されたアナログ信号に時間遅延(即ち、循環遷移)を用いて位相差を形成するアナログビーム形成、デジタルビーム形成とアナログビーム形成を全て利用するハイブリッドビーム形成などがある。アンテナ要素ごとに送信パワー及び位相調節ができるようにトランシーバユニット(ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ、ＴＸＲＵ)を有すると、周波数リソースごとに独立したビーム形成が可能になる。しかし、１００余個の全てのアンテナ要素にＴＸＲＵを設けることは費用面で実効性が乏しい。即ち、ミリメートル周波数帯域は急激な電波減殺特性を補償するために多数のアンテナを使用する必要があり、デジタルビーム形成はアンテナ数ほどのＲＦコンポーネント(例えば、デジタルアナログコンバータ(ＤＡＣ)、ミキサー(ｍｉｘｅｒ)、電力増幅器(ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ)、線形増幅器(ｌｉｎｅａｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ)など)を必要とするので、ミリメートル周波数帯域においてデジタルビーム形成を具現するためには通信機器の単価が上がる問題がある。従って、ミリメートル周波数帯域のようにアンテナが多く必要な場合には、アナログビーム形成又はハイブリッドビーム形成方式が考慮される。アナログビーム形成方式は、１つのＴＸＲＵに多数のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相遷移器(ａｎａｌｏｇ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ)でビームの方向を調節する。かかるアナログビーム形成方式は全体帯域において１つのビーム方向のみを形成するので、周波数選択的ビーム形成(ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ、ＢＦ)ができない短所がある。ハイブリッドＢＦはデジタルＢＦとアナログＢＦの中間形態であって、Ｑ個のアンテナ要素より少ない数であるＢ個のＴＸＲＵを有する方式である。ハイブリッドＢＦの場合、Ｂ個のＴＸＲＵとＱ個のアンテナ要素の連結方式によって差はあるが、同時に送信可能なビームの方向はＢ個以下に制限される。
図５はＴＸＲＵとアンテナ要素の連結方式の一例を示す。
図５の(ａ)はＴＸＲＵがサブアレイ(ｓｕｂ−ａｒｒａｙ)に連結された方式を示す。この場合、アンテナ要素は１つのＴＸＲＵのみに連結される。一方、図５の(ｂ)はＴＸＲＵが全てのアンテナ要素に連結される方式を示す。この場合、アンテナ要素は全てのＴＸＲＵに連結される。図５において、Ｗはアナログ位相シフター(ａｎａｌｏｇ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ)により乗じられる位相ベクトルを示す。即ち、Ｗによってアナログビーム形成の方向が決定される。ここで、ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートと複数のＴＸＲＵとのマッピングは１：１又は１：多である。
上述したように、デジタルビーム形成は、送信又は受信デジタルの基底帯域信号に対して信号処理を行うので、多重ビームを用いて同時に複数の方向に信号を送信又は受信できる反面、アナログビーム形成は、送信又は受信アナログ信号を変調した状態でビーム形成を行うので、１つのビームがカバーする範囲を超える複数の方向に信号を同時に送信又は受信することができない。通常、基地局は広帯域送信又は多重アンテナ特性を用いて同時に多数のユーザと通信を行うが、基地局がアナログ又はハイブリッドビーム形成を使用し、１つのビーム方向にアナログビームを形成する場合には、アナログビーム形成の特性上、同じアナログビーム方向内に含まれるユーザとのみ通信が可能である。後述する本発明によるＲＡＣＨリソース割り当て及び基地局のリソース活用方案は、アナログビーム形成又はハイブリッドビーム形成の特性により発生する制約事項を反映して提案される。
＜ハイブリッドアナログビーム形成＞
図６は送受信器ユニット(ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ、ＴＸＲＵ)及び物理的アンテナの観点でハイブリッドビーム形成の構造を抽象的に示す図である。
複数のアンテナが使用される場合、デジタルビーム形成及びアナログビーム形成を結合したハイブリッドビーム形成技法が考えられている。この時、アナログビーム形成(又はＲＦビーム形成)は、ＲＦユニットがプリコーディング(又は組み合わせ(ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ))を行う動作を意味する。ハイブリッドビーム形成において、基底帯域(ｂａｓｅｂａｎｄ)ユニットとＲＦユニットは各々プリコーティング(又は組み合わせ)を行い、これによりＲＦチェーンの数とＤ／Ａ(又はＡ／Ｄ)コンバーターの数を減らしながらデジタルビーム形成に近接する性能を得られるという長所がある。説明の便宜上、ハイブリッドビーム形成の構造は、Ｎ個のＴＸＲＵとＭ個の物理的アンテナで表すことができる。この時、送信端から伝送するＬ個のデータレイヤに対するデジタルビーム形成は、Ｌ−ｂｙ−Ｌ行列で表され、その後、変換されたＮ個のデジタル信号はＴＸＲＵを介してアナログ信号に変換され、変換された信号に対してＭ−ｂｙ−Ｎ行列で表されるアナログビーム形成が適用される。図６において、デジタルビームの数はＬであり、アナログビームの数はＮである。さらに、ＮＲシステムにおいては、アナログビーム形成をシンボル単位で変更できるように基地局を設計して、特定の地域に位置したＵＥに効率的なビーム形成を支援する方向が考えられている。また、Ｎ個のＴＸＲＵとＭ個のＲＦアンテナを１つのアンテナパネルと定義した時、ＮＲシステムにおいては、互いに独立したハイブリッドビーム形成が適用可能な複数のアンテナパネルを導入する方案も考えられている。以上のように基地局が複数のアナログビームを活用する場合、ＵＥごとに信号の受信に有利なアナログビームが異なるので、少なくとも同期信号、システム情報、ページング(ｐａｇｉｎｇ)などについては、特定のスロット又はサブフレームにおいて基地局が適用する複数のアナログビームをシンボルごとに変化させて全てのＵＥが受信機会を有するようにするビームスイーピング(ｂｅａｍ ｓｗｅｅｐｉｎｇ)動作が考えられている。
図７は下りリンクの伝送過程において同期信号とシステム情報に対するビームスイーピング(Ｂｅａｍ ｓｗｅｅｐｉｎｇ)動作を示す図である。図７において、Ｎｅｗ ＲＡＴシステムのシステム情報が放送(Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ)される物理的リソース又は物理チャネルをｘＰＢＣＨ(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ)と称する。この時、１つのシンボル内において互いに異なるアンテナパネルに属するアナログビーム(Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ)が同時に伝送されることができ、アナログビーム(Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ)ごとにチャネルを測定するために、図７に示したように、特定のアンテナパネルに対応する単一のアナログビーム(Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ)のために伝送される参照信号(Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ；ＲＳ)であるＢｅａｍ ＲＳ(ＢＲＳ)を導入する方案が論議されている。ＢＲＳは複数のアンテナポートに対して定義することができ、ＢＲＳの各アンテナポートは単一のアナログビーム(Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ)に対応することができる。この時、ＢＲＳとは異なり、同期信号(Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ)又はｘＰＢＣＨは、任意のＵＥがよく受信できるようにアナログビームグループ(Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ Ｇｒｏｕｐ)に含まれた全てのアナログビーム(Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ)のために伝送されることができる。
図８は新しい無線接続技術(ｎｅｗ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ＮＲ)システムのセルを例示する図である。
図８を参照すると、ＮＲシステムにおいて、既存のＬＴＥなどの無線通信システムに１つの基地局が１つのセルを形成したこととは異なり、複数のＴＲＰが１つのセルを構成する方案が論議されている。複数のＴＲＰが１つのセルを構成すると、ＵＥをサービスするＴＲＰが変わっても中断されず続けて通信が可能であり、ＵＥの移動性管理が容易である。
ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ＰＳＳ／ＳＳＳは全−方位的(ｏｍｎｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ)に伝送されることに反して、ｍｍＷａｖｅを適用するｇＮＢがビーム方向を全−方位的に変化しながらＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号をビーム形成して伝送する方法が考えられている。このように、ビーム方向を変化しながら信号を伝送／受信することをビームスイーピング(ｂｅａｍ ｓｗｅｅｐｉｎｇ)又はビームスキャニングという。本発明において“ビームスイーピング”は伝送器側の行動であり、“ビームスキャニング”は受信器側の行動を示す。例えば、ｇＮＢが最大Ｎ個のビーム方向を有すると仮定すると、Ｎ個のビーム方向に対して各々ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号を伝送する。即ち、ｇＮＢは自分が有し得る又は支援しようとする方向をスイーピングしながら各々の方向に対してＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの同期信号を伝送する。又はｇＮＢがＮ個のビームを形成できる場合、いくつずつのビームを集めて１つのビームグループを構成でき、ビームグループごとにＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨを伝送／受信することができる。この時、１つのビームグループは１つ以上のビームを含む。同じ方向に伝送されるＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号が１つのＳＳブロックと定義されることができ、１つのセル内に複数のＳＳブロックが存在することができる。複数のＳＳブロックが存在する場合、各ＳＳブロックの区分のために、ＳＳブロックインデックスを使用できる。例えば、１つのシステムにおいて１０個のビーム方向にＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが伝送される場合、同方向へのＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが１つのＳＳブロックを構成することができ、該当システムでは１０個のＳＳブロックが存在すると理解できる。本発明において、ビームインデックスはＳＳブロックインデックスと解析できる。
以下、本発明の実施例による同期信号を生成する方法及び同期信号インデックス、ハーフフレームインデックスなどの時間インデックスを指示する方法について説明する。
なお、本発明の本格的な説明に入る前に、本発明で表現する‘上位ビット’と‘最上位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、左側のビットを意味する。即ち、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、情報ビットが示す値が定数の偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるＬＳＢ(Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最下位ビット)と同じ意味に解釈できる。
同様に、‘下位ビット’と‘最下位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、右側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、ＭＳＢ(Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最上位ビット)と同じ意味に解釈できる。
例えば、後述する内容のうち、‘ＳＦＮの上位Ｎ−ｂｉｔ情報を得(例：Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２)、ＰＢＣＨコンテンツからその他の(１０−Ｎ)ｂｉｔに該当するＳＦＮ情報(例：Ｓ３〜Ｓ９)を得て、総１０ビットのＳＦＮ情報を構成できる’という表現がある。
これは、情報ビット列の順を最高桁の数を最も右側に位置させる配列、即ち、(Ｓ０ Ｓ１ Ｓ２ Ｓ３・・・Ｓ９)のように構成された情報ビット列において、‘上位Ｎ−ｂｉｔ’は左側のＮ−ｂｉｔ(例：Ｓ０ Ｓ１ Ｓ２)を意味し、‘その他の(１０−Ｎ)ｂｉｔ’は右側(１０−Ｎ)ｂｉｔ(例：Ｓ３〜Ｓ９)を意味する。これをＬＳＢ及びＭＳＢと表現する場合、(Ｓ９ Ｓ８ Ｓ７・・・Ｓ１ Ｓ０)の順に表現される情報ビット列において、ＬＳＢ Ｎ−ｂｉｔと表現する場合、ビット列は(例：Ｓ２ Ｓ１ Ｓ０)の順に表現され、その他の‘(１０−Ｎ)ｂｉｔ(例：Ｓ３〜Ｓ９)’をＭＳＢ(１０−Ｎ)ｂｉｔと表現する場合、ビット列は(Ｓ９ Ｓ８ Ｓ７・・・Ｓ３)の順に表現される。
１．ＳＳブロック構成
仮に、ＰＳＳをＳＳブロックの前部に位置させる場合、１２０ｋＨｚと２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を用いる時、端末のＡＧＣ(Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ)動作に問題が発生することができる。即ち、１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、ＡＧＣ動作によりＮＲ−ＰＳＳの検出が良好に行われないことがある。よって、以下の２つの実施例のようにＳＳブロック構成を変更することが考えられる。
(方案１)ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ
(方案２)ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨ
即ち、ＰＢＣＨシンボルをＳＳブロックの開始部分に位置させ、ＰＢＣＨシンボルをＡＧＣ動作のためのダミー(Ｄｕｍｍｙ)シンボルとして使用することで、端末のＡＧＣ動作がより円滑に行われる。
２．ＳＳバースト集合構成
図９は、ＳＳブロックを配置する副搬送波間隔が１２０ｋＨｚの時と、２４０ｋＨｚの時のＳＳバーストセット構成を示す。図９を参照すると、１２０ｋＨｚと２４０ｋＨｚの副搬送波を有する時、４個のＳＳバースト単位で所定間隔を空けて、ＳＳバーストを構成する。即ち、０．５ｍｓ単位で０．１２５ｍｓの上りリンク送信のためのシンボル区間を空けて、ＳＳブロックを配置する。
ところが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲において、６０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ送信のために用いられてもよい。即ち、図１０に示すように、ＮＲではデータ送信のための６０ｋＨｚの副搬送波間隔と、ＳＳブロック送信のための１２０ｋＨｚ又は２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が多重化されることができる。
一方、図１０のボックスで表示した部分から分かるように、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳブロックと６０ｋＨｚの副搬送波間隔のデータが多重化されながら、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳブロックと６０ｋＨｚの副搬送波間隔のＧＰと下りリンク制御領域の間に衝突又は重畳が発生する。ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御領域の衝突は出来る限り避けた方が好ましいため、ＳＳバースト及びＳＳバーストセット構成の修正が要求される。
本発明では、これを解決するためのＳＳバースト構成の修正方向として２つの実施例を提案する。
第１の実施例は、図１１に示すように、ＳＳバーストフォーマット１とＳＳバーストフォーマット２の位置を変更する方法である。即ち、図１０のボックス内におけるＳＳバーストフォーマット１とフォーマット２を取り替えることで、ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御領域との衝突が発生しないようにする。換言すれば、ＳＳバーストフォーマット１が６０ｋＨｚの副搬送波間隔のスロットの前部に位置し、ＳＳバーストフォーマット２が６０ｋＨｚの副搬送波間隔のスロットの後部に位置する。
上述した実施例をまとめると、以下の通りである。
１)１２０ＫＨｚの副搬送波間隔(ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ)
−候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛４，８，１６，２０，３２，３６，４４，４８｝＋７０＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝０，２，４，６である。(ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ｛４, ８, １６, ２０, ３２, ３６, ４４, ４８}＋７０＊ｎ. Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ ＧＨｚ, ｎ＝０, ２, ４, ６)
−候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛２，６，１８，２２，３０，３４，４６，５０｝＋７０＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝１，３，５，７である。(ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {２, ６, １８, ２２, ３０, ３４, ４６, ５０}＋７０＊ｎ. Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ ＧＨｚ, ｎ＝１, ３, ５, ７.)
２)２４０ＫＨｚの副搬送波間隔(ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ)
−候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛８，１２，１６，２０，３２，３６，４０，４４，６４，６８，７２，７６，８８，９２，９６，１００｝＋１４０＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝０，２である。(ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {８, １２, １６, ２０, ３２, ３６, ４０, ４４, ６４, ６８, ７２, ７６, ８８, ９２, ９６, １００}＋１４０＊ｎ. Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ ＧＨｚ, ｎ＝０, ２)
−候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛４，８，１２，１６，３６，４０，４４，４８，６０，６４，６８，７２，９２，９６，１００，１０４｝＋１４０＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝１，３である。(ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {４, ８, １２, １６, ３６, ４０, ４４, ４８, ６０, ６４, ６８, ７２, ９２, ９６, １００, １０４}＋１４０＊ｎ. Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ ＧＨｚ, ｎ＝１, ３)
第２の実施例は、図１２のように、ＳＳバーストセット構成を変更する方法である。即ち、ＳＳバーストセットはＳＳバーストセットの開始境界と６０ｋＨｚの副搬送波間隔スロットの開始境界が整列されるように、即ち、一致するように構成される。
具体的に、ＳＳバーストは１ｍｓの間に局部的に配置されるＳＳブロックで構成される。よって、１ｍｓの間、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳバーストは、１６個のＳＳブロックを有し、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳバーストは、３２個のＳＳブロックを有することになる。このようにＳＳバーストを構成すると、ＳＳバーストの間に６０ｋＨｚの副搬送波間隔を基準として１つのスロットがギャップ(ｇａｐ)として割り当てられる。
上述した第２の実施例をまとめると、以下の通りである。
１)１２０ＫＨｚの副搬送波間隔(ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ)
−候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛４，８，１６，２０｝＋２８＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝０，１，２，３，５，６，７，８，１０，１１，１２，１３，１５，１６，１７，１８である。(ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {４, ８, １６, ２０}＋２８＊ｎ. Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ＧＨｚ, ｎ＝０, １, ２, ３, ５, ６, ７, ８, １０, １１, １２, １３, １５, １６, １７, １８)
２)２４０ＫＨｚの副搬送波間隔(ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ)
−候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛８，１２，１６，２０，３２，３６，４０，４４｝＋５６＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝０，１，２，３，５，６，７，８である。(ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {８, １２, １６, ２０, ３２, ３６, ４０, ４４}＋５６＊ｎ. Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ ＧＨｚ, ｎ＝０, １, ２, ３, ５, ６, ７, ８.)
３．５ｍｓ区間において実際に送信されるＳＳ／ＰＢＣＨブロックを指示する方法(Ｔｈｅ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ ａｃｔｕａｌｌｙ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｗｉｔｈｉｎ ５ｍｓ ｄｕｒａｔｉｏｎ)
一方、ネットワーク環境によってはＳＳブロック送信のための候補数に制限があり得る。例えば、ＳＳブロックが配置される副搬送波間隔に応じて候補の数が異なる。この場合、実際に送信されるＳＳブロックの位置をＣＯＮＮＥＣＴＥＤ／ＩＤＬＥモードでＵＥに知らせることができる。この時、実際に送信されるＳＳブロックの位置を知らせるＡｃｔｕａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは、サービングセルのためにはリソース活用の目的、例えば、レートマッチングのために使用され、隣接セルのためには当該リソースに関連する測定のために使用されることができる。
サービングセルに関連して、ＵＥが送信されないＳＳブロックに対して正確に認知できる場合は、ＵＥは送信されていないＳＳブロックの候補リソースを介してページング又はデータのような他の情報が受信可能であることを認知することができる。このようなリソースの柔軟性のために、サービングセルにおいて実際に送信されるＳＳブロックは正確に指示される必要がある。
即ち、ＳＳブロックが送信されるリソースでは、ページング又はデータのような他の情報を受信することができないため、実際にＳＳブロックが送信されないＳＳブロックによって他のデータ又は他の信号を受信して、リソース活用の効率性を高めるために、ＵＥはＳＳブロックが実際に送信されないＳＳブロック候補に対して認知する必要がある。
よって、サービングセルで実際に送信されるＳＳブロックを正確に指示するために、４、８又は６４ビットのフルビットマップ情報が求められる。この時、ビットマップに含まれるビットサイズは各周波数範囲において最大に送信可能なＳＳブロックの数によって決定される。例えば、５ｍｓ区間において実際に送信されるＳＳブロックを指示するために、３ＧＨｚから６ＧＨｚの周波数範囲では８ビットが要求され、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６４ビットが要求される。
サービングセルにおいて実際に送信されるＳＳブロックのためのビットはＲＭＳＩ又はＯＳＩで定義でき、ＲＭＳＩ／ＯＳＩはデータ又はページングのための設定情報を含む。Ａｃｔｕａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは、下りリンクリソースのための設定に関連するため、ＲＭＳＩ／ＯＳＩが実際に送信されるＳＳブロック情報を含むことに帰する。
一方、隣接セル測定のために隣接セルのＡｃｔｕａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎが求められる。即ち、隣接セルの測定のために隣接セルの時間同期情報を取得する必要があるが、ＮＲシステムのＴＲＰ間の非同期送信を許容するように設計する場合、隣接セルの時間同期情報を知らせても、その情報の正確性は状況によって変化する。よって、隣接セルの時間情報を知らせる時には、ＴＲＰ間の非同期送信を仮定しながらもＵＥに有効な情報として、その時間情報の単位が決定される必要がある。
但し、リストされたセル(ｌｉｓｔｅｄ ｃｅｌｌ)が多い場合、フルビットマップタイプの指示子は、シグナリングオーバーヘッドを過度に増加させる恐れがある。よって、シグナリングのオーバーヘッドを減少させるために、多様に圧縮されたタイプの指示子を考慮してもよい。一方、隣接セルの測定のためのみならず、シグナリングオーバーヘッドを減少させるために、サービングセルが送信するＳＳブロックのための指示子として圧縮されたタイプの指示子を考慮してもよい。換言すれば、後述するＳＳブロック指示子は、隣接セル及びサービングセルの実際に送信されるＳＳブロック指示のために使用されることができる。また、上述のように、ＳＳバーストは各副搬送波による１つのスロットに含まれたＳＳブロックの集合を意味してもよいが、後述する実施例に限って、ＳＳバーストはスロットには関係なく、所定数のＳＳブロックをグループしたＳＳブロックグループを意味してもよい。
図１３に示された１つの実施例によると、ＳＳバーストが８個のＳＳブロックで構成されると仮定すると、６４個のＳＳブロックが位置可能な６ＧＨｚ以上の帯域で全８個のＳＳバーストが存在することができる。
ここで、ＳＳブロックをＳＳバーストでグループすることは、６４ビットの全体ビットマップを圧縮するためである。６４ビットのビットマップ情報の代わりに、実際に送信されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示する８ビット情報を用いることができる。仮に、８ビットのビットマップ情報がＳＳバースト＃０を指示する場合は、ＳＳバースト＃０は、実際に送信されるＳＳブロックを１つ以上含むことができる。
ここで、ＵＥにＳＳバースト当たり送信されるＳＳブロックの数をさらに指示するための追加情報を考慮してもよい。追加情報によって指示されるＳＳブロックの数だけ各ＳＳバーストに局部的にＳＳブロックが存在してもよい。
よって、追加情報によって指示されるＳＳバースト当たり実際に送信されるＳＳブロックの数、及び実際に送信されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示するためのビットマップを組み合わせて、ＵＥは、実際に送信されるＳＳブロックを推定することができる。
例えば、以下の表１のような指示を仮定することができる。
即ち、表１によると、８ビットのビットマップによってＳＳバースト＃０、＃１、＃７にＳＳブロックが含まれていることが分かり、追加情報によって各ＳＳバーストに４個のＳＳブロックが含まれていることが分かるため、結局、ＳＳバースト＃０、＃１、＃７の前に４個の候補位置によってＳＳブロックが送信されることを推定することができる。
一方、上述した例とは異なり、追加情報もビットマップ形式で伝達することで、ＳＳブロックが送信される位置の柔軟性を有することができる。
例えば、ＳＳバースト送信に関する情報はビットマップで指示し、ＳＳバースト内に送信されるＳＳブロックをその他のビットで指示する方法がある。
即ち、全６４個のＳＳブロックを各々８個のＳＳバースト(即ち、ＳＳブロックグループ)に区分して、８ビットのビットマップ送信としていずれのＳＳバーストが使用されるかを端末に知らせる。図１３のようにＳＳバーストを定義すると、副搬送波間隔が６０ｋＨｚであるスロットと多重化する場合、ＳＳバーストと６０ｋＨｚの副搬送波を有するスロットの境界が整列されるメリットがある。よって、ビットマップとしてＳＳバーストを使用するか否かを指示すると、６Ｇｈｚ以上の周波数帯域では、全ての副搬送波間隔に対してスロット単位でＳＳブロックの送信有無を端末が認知することができる。
ここで、上述した例示と異なる点は、追加情報をビットマップ方式で知らせることである。この場合、各々のＳＳバーストに含まれた８個のＳＳブロックに対してビットマップ情報を送信しなければならないため、８ビットが必要であり、当該追加情報は全てのＳＳバーストに共通して適用される。例えば、ＳＳバーストに対するビットマップ情報によって、ＳＳバースト＃０とＳＳバースト＃１が使用されることが指示され、ＳＳブロックに対する追加ビットマップ情報によって、ＳＳバーストにおいて第１番目と第５番目のＳＳブロックが送信されることが指示された場合、ＳＳバースト＃０とＳＳバースト＃１はいずれも第１番目と第５番目のＳＳブロックが送信され、実際に送信されるＳＳブロックの全４個になる。
一方、いくつかの隣接セルはセルリストに含まれていなくてもよいが、セルリストに含まれていない隣接セルは、実際に送信されるＳＳブロックのための基本フォーマット(ｄｅｆａｕｌｔ ｆｏｒｍａｔ)を使用する。このような基本フォーマットを用いることで、ＵＥは、リストに含まれていない隣接セルに対する測定を行うことができる。この時、上述した基本フォーマットは予め定義されるか、ネットワークによって設定されてもよい。
一方、サービングセルで送信される実際に送信されるＳＳブロックに関する情報と、隣接セルで送信される実際に送信されるＳＳブロックに関する情報とがかち合う場合、端末はサービングセルで送信されるＳＳブロック情報を優先して、実際に送信されるＳＳブロックに関する情報を取得することができる。
即ち、実際に送信されるＳＳブロックに関する情報がフルビットマップタイプと、グルーピングタイプで受信された場合、フルビットマップタイプの情報の精度が高い可能性が大きいため、フルビットマップタイプの情報を優先してＳＳブロック受信に利用することができる。
４．システムフレーム番号、ハーフフレーム境界
ＳＦＮ情報の下位のＮ−ｂｉｔｓはＰＢＣＨペイロードで伝達され、上位のＭ−ｂｉｔはＰＢＣＨスクランブルシーケンスで伝達される。なお、ＳＦＮ情報の上位のＭ−ｂｉｔｓのうち、最上位の１−ｂｉｔはＰＢＣＨ ＤＭＲＳ、ＮＲ−ＳＳＳ或いはＳＳ ｂｌｏｃｋの時間／周波数位置の変化により伝達される。さらに、ハーフ無線フレーム(５ｍｓ)の境界に関する情報は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ或いはＮＲ−ＳＳＳ或いはＳＳブロックの時間／周波数位置の変化により伝達される。
ここで、‘上位ビット’と‘最上位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、左側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、定数の偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるＬＳＢ(Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最下位のビット)と同じ意味に解釈できる。
また、‘下位ビット’と‘最下位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、右側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、ＭＳＢ(Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最上位のビット)と同じ意味に解釈できる。
実施例１−１
特定のＳＳブロックに含まれたＮＲ−ＰＢＣＨで伝達するコンテンツが８０ｍｓごとに変更されるとした時、ＮＢ−ＰＢＣＨコンテンツは８０ｍｓ内で変更しない情報を含む。例えば、ＰＢＣＨ ＴＴＩ(８０ｍｓ)の範囲でＰＢＣＨコンテンツに含まれるＳＦＮ情報はいずれも同一であり、このために１０ｂｉｔ ＳＦＮ情報のうち、ＰＢＣＨコンテンツには下位の７ｂｉｔｓの情報が含まれ、フレーム境界(１０ｍｓ)を区分する上位の３ｂｉｔ情報はＰＢＣＨスクランブルシーケンスなどに含まれることができる。
実施例１−２
特定のＳＳブロックに含まれたＮＲ−ＰＢＣＨで伝達するコンテンツが８０ｍｓごとに変更されるとした時、ＮＢ−ＰＢＣＨコンテンツは８０ｍｓ内で変更されない情報を含む。例えば、ＰＢＣＨ ＴＴＩ(８０ｍｓ)の範囲でＰＢＣＨコンテンツに含まれるＳＦＮ情報はいずれも同一であり、このために１０ｂｉｔ ＳＦＮ情報のうち、ＰＢＣＨコンテンツには下位の７ｂｉｔｓ情報が含まれ、フレーム境界(１０ｍｓ)を区分する上位の３ｂｉｔ情報のうち、下位の２ｂｉｔｓ情報はＰＢＣＨスクランブルシーケンスに含まれ、最上位の１ｂｉｔ情報はＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブルシーケンスなど、ＰＢＣＨチャネルコーディングとは区別される他の信号又はチャネルを使用して伝送する。例えば、ＰＢＣＨチャネルコーディングに関連する部分とは区分される他の信号としては、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを使用でき、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンス ｔｏ ＲＥマッピング変更、ＳＳブロック内のシンボル位置の変更、ＳＳブロックの周波数位置の変更などを情報として使用できる。
具体的には、ＤＭＲＳシーケンスが使用される場合、ＤＭＲＳ伝送される２個のＯＦＤＭシンボルの位相差、例えば、Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｄｅ ｃｏｖｅｒを用いる方法が考えられる。また、ＤＭＲＳシーケンスが使用される場合、初期値を変更する方法が考えられる。具体的には、ゴールドシーケンスに使用される２個のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうちの１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は固定し、他の１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値をｃｅｌｌ−ＩＤ及び他の情報を使用して変更した場合、固定された初期値を使用したｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅに伝送しようとする情報を使用して初期値を変更する方法を導入できる。
より具体的には、１０ｍｓ境界情報を示す１ｂｉｔに従って、既存の固定された初期値(例えば、[１００・・・０])にさらに他の初期値(例えば、[０１０・・・０])を導入して２０ｍｓ範囲で２個の初期値を１０ｍｓ単位で変更することが考えられる。他の方法としては、１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは固定された初期値をそのまま使用し、他の１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値に伝送しようとする情報を追加する方法が考えられる。
また、ＤＭＲＳ ＲＥ位置を使用する場合、情報によってＤＭＲＳの周波数軸の位置を変更するＶ−ｓｈｉｆｔ方法を適用できる。具体的には、２０ｍｓ範囲において０ｍｓと１０ｍｓの伝送時にＲＥ位置を異なるように配置するが、ＤＭＲＳが４ＲＥごとに配置されるとした時、２ＲＥ単位でシフトする方案を導入できる。
また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスがＲＥにマッピングされる方式を変更する方法を適用できる。具体的には、０ｍｓの場合、１番目のＲＥからシーケンスをマッピングし、１０ｍｓの場合、シーケンスに他のマッピング方法を適用するが、例えば、１番目のＲＥにシーケンスを逆にマッピングしたり、１番目のＯＦＤＭシンボルの中間ＲＥからマッピングしたり、２番目のＯＦＤＭシンボルの１番目のＲＥからマッピングしたりするなどの方法を適用できる。また、ＳＳブロック内において、ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨなどの順序配置を他の配置に変更する方案も考えられる。例えば、基本的にＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨなどに配置するが、０ｍｓと１０ｍｓで互いに異なる配置方法を適用する。また、ＳＳブロック内でＰＢＣＨデータがマッピングされるＲＥ位置を変更する方法を適用できる。
実施例１−３
ハーフフレーム境界を指示する１ｂｉｔ情報は、ＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブルシーケンスなどのＰＢＣＨチャネルコーディングに関連する部分とは区分される他の信号又はチャネルなどを使用して伝送できる。例えば、ＰＢＣＨチャネルコーディングとは区別される他の信号としては、実施例１−２と同様にＰＢＣＨ ＤＭＲＳを使用でき、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンス ｔｏ ＲＥ マッピング変更、ＳＳブロック内のシンボル位置変更、ＳＳブロックの周波数位置変更などを情報として使用できる。特に、これは１０ｍｓの範囲において０ｍｓと５ｍｓの境界に変更される時に適用できる。
さらに、ハーフフレームの境界情報及びＳＦＮ最上位の１ｂｉｔ情報を含む２０ｍｓ範囲で５ｍｓ単位の時間変更情報のために、実施例１−２に提示した方法のように、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンス ｔｏ ＲＥ マッピング変更、ＳＳブロック内のシンボル位置変更、ＳＳブロックの周波数位置変更などを情報として使用できる。これは、２０ｍｓ範囲において０、５、１０、１５ｍｓの境界で時間情報が変更される時に適用できる。
実施例１−４
なお、実施例１−４において、‘上位ビット’と‘最上位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における左側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、定数の偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるＬＳＢ(Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最下位のビット)と同じ意味に解釈できる。
また、‘下位ビット’と‘最下位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における右側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、ＭＳＢ(Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最上位のビット)と同じ意味で解釈できる。
１つのＰＢＣＨが総Ｎ ＲＥｓで構成される時、ＰＢＣＨデータ伝送のために、Ｍ(＜Ｎ)ＲＥｓが割り当てられ、ＱＰＳＫ変調が使用されると、スクランブルシーケンスの長さは２＊Ｍになる。総Ｌ種類の互いに異なる２＊Ｍ長さのスクランブルシーケンスを形成する方法は、総長さＬ＊２＊Ｍのシーケンスを生成し、２＊Ｍ単位に区分してＬ個のシーケンスを生成する。スクランブルシーケンスとしては、ＰＮシーケンスを使用でき、ゴールドシーケンス及びＭ ｓｅｑｕｅｎｃｅなどを使用できる。具体的には、長さ３１のゴールドシーケンスを使用できる。ＰＮシーケンスを初期化する値としては、最小限セルＩＤが使用され、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳから得たＳＳブロックのインデックスをさらに使用できる。ＳＳブロックのインデックスからスロット数及びＯＦＤＭシンボルが類推される場合、スロット数／ＯＦＤＭシンボル数が使用されることができる。さらにハーフ無線フレームの境界情報を初期化値として使用することもできる。またＳＦＮ情報のうち、一部のビットをコンテンツやスクランブルシーケンスなどのチャネルコーディングとは区別される信号又はチャネルで得られる場合は、該当ＳＦＮ情報はスクランブルシーケンスの初期化値として使用できる。
スクランブルシーケンスの長さは、ＳＦＮ情報のうち、スクランブルシーケンスにより伝達されるビットの長さによって決定される。例えば、ＳＦＮ情報のうち、３ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、８種類の状態を表現すべきであるが、このためには、総長さ８＊２＊Ｍのシーケンスが要求される。同様に、２ｂｉｔ情報が伝達される場合には、総長さ２＊２＊Ｍのシーケンスが要求される。
ＰＢＣＨコンテンツとＣＲＣを含むビット列は、Ｐｏｌａｒ ｃｏｄｅを使用してエンコーディングされ、長さ５１２の符号化されたビットが生成される。符号化されたビットは、スクランブルシーケンスの長さより短いが、長さ５１２の符号化されたビットを複数回繰り返してスクランブルシーケンスの長さと同じ長さのビット列に形成する。その後、繰り返された復号化ビットをスクランブルシーケンスと乗じ、ＱＰＳＫ変調を行う。変調されたシンボルは長さＭ単位に分割してＰＢＣＨ ＲＥにマッピングする。
例えば、図１４を参照すると、ＳＦＮ情報のうち、３ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、１０ｍｓごとにスクランブルシーケンスを変更するために、長さＭ単位の変調されたシンボルシーケンスを１０ｍｓ単位で伝送する。この時、１０ｍｓ単位で伝送される各々の変調されたシンボルは互いに異なる。ＳＳバースト集合の周期が５ｍｓである場合、１０ｍｓ範囲に含まれた２回の５ｍｓ伝送周期の間には同一の変調されたシンボルシーケンスを伝送する。端末がハーフ無線フレーム(５ｍｓ)の境界情報を得られる場合には、１０ｍｓ範囲で２回伝送されたＰＢＣＨの情報を結合でき、８０ｍｓの範囲で１０ｍｓ単位で伝送される８種類のスクランブルシーケンスを分かるために、総８回のブラインドデコーディングを行う。この時、端末はＰＢＣＨではない他のチャネルのデコーディングを行ってハーフフレーム境界の１ｂｉｔ情報(例えば、Ｃ０)を得る。また端末は、ＰＢＣＨブラインドデコーディングを行ってＳＦＮの上位のＮ−ｂｉｔ情報を得(例えば、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２)、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎｂｉｔに該当するＳＦＮ情報(例えば、Ｓ３〜Ｓ９)を得て、総１０ｂｉｔのＳＦＮ情報を構成できる。
さらに他の例として、ＳＦＮ情報のうち３ｂｉｔ情報がスクランブルシーケンスにより伝達され、ハーフフレーム境界情報がＰＢＣＨコンテンツに含まれる場合、１０ｍｓ伝送周期では同一のコンテンツが含まれるが、５ｍｓオフセットのあるＰＢＣＨコンテンツはハーフフレーム境界情報１ｂｉｔが異なるため、５ｍｓごとに異なるコンテンツが伝送される。即ち、ハーフフレーム境界情報１ｂｉｔによって２個のコンテンツが構成され、基地局は２個のコンテンツを各々エンコーディングし、各々についてビット繰り返し、スクランブル、変調などを行う。
端末が５ｍｓ境界情報を得られない場合、５ｍｓごとに伝送される信号の結合を行うことが容易ではなく、その代わりに１０ｍｓごとに行った８回のブラインドデコーディングを５ｍｓオフセットでも同様に行う。即ち、端末は少なくとも８回のブラインドデコーディングを行って、ＳＦＮの上位のＮ−ｂｉｔｓ情報を得(例えば、、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２)、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎ ｂｉｔｓに該当するＳＦＮ情報(例えば、、Ｓ３〜Ｓ９)だけではなく、ハーフ無線フレーム境界の１ｂｉｔ情報(例えば、Ｃ０)を得る。即ち、得られたビット情報を構成して５ｍｓ単位の時間情報を得ることができる。
同様に、ＳＦＮ情報のうち、２ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、２０ｍｓごとにスクランブルシーケンスが変更され、２０ｍｓの範囲に含まれた４回の５ｍｓ伝送周期の間には同一の変調されたシンボルシーケンスを伝送する。端末がハーフフレーム境界情報及びＳＦＮの最上位の１ｂｉｔ情報が得られる場合、２０ｍｓ範囲で受信した４回のＰＢＣＨを結合することができ、２０ｍｓごとに４回のブラインドデコーディングを行う。この時、端末の受信複雑度はハーフフレーム境界情報及びＳＦＮ最上位ビットの情報を得ることにより増加するが、ＰＢＣＨブラインドデコーディングの複雑度を下げることができ、ＰＢＣＨ結合を最大１６回行うことができるので、検出性能の向上を期待できる。この時、端末はＰＢＣＨではない他のチャネルのデコーディングを行ってハーフフレーム境界の１ｂｉｔ情報(例えば、Ｃ０)及びＳＦＮの最上位の１ｂｉｔ情報(例えば、Ｓ０)を得る。
端末はＰＢＣＨブラインドデコーディングを行って、ＳＦＮの最上位の１ｂｉｔ以後の上位の(Ｎ−１)−ｂｉｔ情報を得(例えば、Ｓ１、Ｓ２)、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎ ｂｉｔに該当するＳＦＮ情報(例えば、Ｓ３〜Ｓ９)を得る。これにより、ハーフ無線フレームの境界情報(例えば、Ｃ０)及び総１０ｂｉｔのＳＦＮ情報(Ｓ０〜Ｓ９)を構成でき、このように得た時間情報は５ｍｓ単位を提供する。この時、５ｍｓ範囲で多数のＳＳブロックを伝送できるが、５ｍｓ範囲におけるＳＳブロックの位置は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツから得ることができる。
一方、ＳＦＮ情報のうち、２ビット(例：Ｓ１、Ｓ２)の情報がスクランブルシーケンスにより伝達され、ＳＦＮ情報のうち、最上位の１ビット(例：Ｓ０)の情報とハーフフレーム境界１ビット(例：Ｃ０)は、ＰＢＣＨコンテンツから伝達される場合、２０ｍｓ範囲で５ｍｓごとにＰＢＣＨコンテンツの内容が変更されることにより(例：Ｓ０、Ｃ０)、４個の情報ビット集合が生成され、各情報ビット集合は各情報 ビット集合ごとにチャネルコーディング過程を行う。
さらに他の例として、ＳＦＮ情報１０ビットとハーフフレーム境界情報１ビットをＰＢＣＨコンテンツに含ませることができる。この場合、ＳＦＮ上位３ビット(例：Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２)及びハーフフレーム１ビット(例：Ｃ０)を除いたＰＢＣＨコンテンツは、ＰＢＣＨ ＴＴＩ(例：８０ｍｓ)の間には変更されない。但し、ＳＦＮ上位３ビット(例：Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２)及びハーフフレーム１ビット(例：Ｃ０)情報は、５ｍｓ単位で変更される。これにより、ＰＢＣＨ ＴＴＩ(例：８０ｍｓ)の区間では１６個のＰＢＣＨ情報ビット集合が生成される。
またＰＢＣＨペイロードに含まれた情報ビットにおいて、ＳＦＮ情報の一部ビット(例：Ｓ１、Ｓ２)を除いた情報ビット及びＣＲＣにスクランブルシーケンスが適用される。この時、スクランブルシーケンスとしてはゴールドシーケンスのようなＰＮシーケンスが使用される。またスクランブルシーケンスはセルＩＤにより初期化できる。
なお、スクランブルされるビット数をＭとする時、長さＭ＊Ｎのシーケンスを生成し、シーケンスの要素が重ならないように長さＭのシーケンスをＮ個に分割し、ＳＦＮ情報のうちの一部ビット(例：Ｓ１、Ｓ２)が変更される順序によって、以下のように長さＭのシーケンスをＮ個のシーケンスの各々に対するスクランブルシーケンスとして使用する。
(例示)
−(Ｓ２，Ｓ１)＝(０，０)である時、０〜Ｍ−１のシーケンス列をスクランブルシーケンスとして使用
−(Ｓ２，Ｓ１)＝(０，１)である時、Ｍ〜２Ｍ−１のシーケンス列をスクランブルシーケンスとして使用
−(Ｓ２，Ｓ１)＝(１，０)である時、２Ｍ〜３Ｍ−１のシーケンス列をスクランブルシーケンスとして使用
−(Ｓ２，Ｓ１)＝(１，１)である時、３Ｍ〜４Ｍ−１のシーケンス列をスクランブルシーケンスとして使用
上記によれば、ＰＢＣＨ ＴＴＩ(例：８０ｍｓ)区間で生成される１６個のＰＢＣＨ情報ビット集合のうち、２０ｍｓ範囲で送信される４個のＰＢＣＨ情報ビット集合には同じスクランブルシーケンスが使用され、次の２０ｍｓ範囲で送信される４個のＰＢＣＨ情報ビット集合には以前の２０ｍｓ範囲で送信された４個のＰＢＣＨ情報ビットで使用されたスクランブルシーケンスとは異なるスクランブルシーケンスが使用される。
今後、以上のようにスクランブルシーケンスを使用してスクランブルされた１６個のＰＢＣＨ情報ビット集合の各々にチャネルコーディング(ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ)が行われ、チャネルコーディングにより符号化されたビットに２番目のスクランブルシーケンスが適用される。即ち、１６個のＰＢＣＨ情報ビット集合に上述した方式で１番目のスクランブルシーケンスを適用してスクランブルを行った数、チャネルコーディングが行われ、これにより、得られた符号化されたビットに２番目のスクランブルシーケンスを適用する。この時、２番目のスクランブルシーケンスとしてはゴールドシーケンスのようなＰＮシーケンスが使用され、２番目のスクランブルシーケンスはセルＩＤ及びＰＢＣＨ ＤＭＲＳに伝達されるＳＳブロックインデックス３ビットにより初期化できる。
特定のＳＳブロックインデックスに連関して送信されるＰＢＣＨコンテンツの符号化されたビットには、送信時点によって同じスクランブルシーケンスが使用される。
反面、ハーフフレーム境界情報によって５ｍｓ単位で変更されたスクランブルシーケンスを適用することもできる。例えば、スクランブルされる符号化されたビット数をＫとする時、長さ２＊Ｋのシーケンスを生成し、シーケンスの要素が重ならないように各々長さＫの２個のシーケンスに分割して、各々のハーフフレーム境界情報に適用する。上述した方法によれば、１０ｍｓ区間で送信されるＰＢＣＨをｓｏｆｔ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇする時、干渉(ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ)をランダムに分散させることにより性能を改善することができる。
一方、２番目のスクランブルシーケンスの候補シーケンスに関する情報がない場合は、ＵＥは候補シーケンスとして可能なスクランブルシーケンスが送信されたと仮定して、複数回のデコーディングを行う。
また、ハーフフレーム境界情報１ビットはＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブルシーケンスなど、ＰＢＣＨチャネルのコーディングに関連する部分とは異なる信号及び／又はチャネルなどを使用して送信できる。
例えば、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを活用してハーフフレーム境界情報１ビットを送信することができ、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンスをＲＥにマッピングする方法或いは順序の変更、ＳＳブロック内のＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨのシンボル位置の変更、ＳＳブロックの周波数位置の変更、ＳＳ或いはＰＢＣＨ ＯＦＤＭシンボルの極性の反転などを活用して、ハーフフレーム境界情報１ビットを送信することができる。これに関する詳しい内容については後述する。
ＰＢＣＨデコーディングを行う前に、ＵＥがハーフフレーム境界情報を得る場合、ＵＥは得られたハーフフレーム境界情報に対応するスクランブルシーケンスを使用して、デスクランブル(ｄｅ−ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ)を行うことができる。
５．ＳＳブロック時間インデックス
以下、ＳＳブロック時間インデックスを指示する方法についてより詳しく説明する。
ＳＳブロックの時間インデックスのうちの一部は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスにより伝達され、その他のインデックスはＰＢＣＨペイロードで伝達される。この時、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＳＳブロックの時間インデックスは、Ｎ−ｂｉｔｓの情報であり、ＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックの時間インデックスは、Ｍ−ｂｉｔｓの情報である。周波数範囲の最大ＳＳブロックの数をＬ−ｂｉｔｓとした時、Ｌ−ｂｉｔはＭ−ｂｉｔとＮ−ｂｉｔｓの合計である。５ｍｓ範囲で伝達できる総Ｈ(＝２^Ｌ)状態をグループＡ、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＮ−ｂｉｔｓが表すＪ(＝２^Ｎ)状態をグループＢ、ＰＢＣＨペイロードで伝達されるＭ−ｂｉｔｓが表すＩ(＝２^Ｍ)状態をグループＣとした時、グループＡの状態の数ＨはグループＢの状態の数ＪとグループＣの状態の数Ｃの積で表すことができる。この時、グループＢとグループＣのうちのいずれか１つのグループに属した状態は、０.５ｍｓ範囲内では最大Ｐ個(この時、Ｐは１又は２)を表すことができる。また、本発明に記載されたグループは、説明の便宜のために使用したものであり、様々な形態で表現できる。
なお、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達される状態の数は、３ＧＨｚ以下の周波数範囲では４個、３ＧＨｚ〜６ＧＨｚの周波数範囲では８個、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では８個になる。６ＧＨｚ以下の帯域で１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用されるが、この時、１５ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０.５ｍｓ範囲内で最大１つの状態が含まれ、３０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０.５ｍｓ範囲内で最大２個の状態が含まれる。６ＧＨｚ以上の帯域で１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されるが、この時、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０.５ｍｓ範囲内で最大１つの状態が含まれ、２４０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０.５ｍｓ範囲内で最大２個の状態が含まれる。
図１５の(ａ)、(ｂ)は各々１５ｋＨｚ／３０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用する場合と１２０ｋＨｚ／２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用する場合、０.５ｍｓ範囲に含まれるＳＳブロックを示す。図１５に示したように、１５ｋＨｚ副搬送波間隔の場合、０.５ｍｓ範囲には１つ、３０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合は２個、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合は８個、２４０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合は１６個のＳＳブロックが含まれる。
１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合、０.５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝送されるインデックスと１：１マッピングされる。ＰＢＣＨペイロードにはＳＳブロックインデックスを指示するための指示子ビットが含まれるが、６ＧＨｚ以下の帯域ではＳＳブロックインデックスのためのビットとして解釈されず、他の目的の情報として解釈される。例えば、カバレッジ拡張のために使用でき、ＳＳブロックに連関する信号又はリソースの繰り返し回数を伝達するために使用されることもできる。
ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、セルＩＤとＳＳブロックインデックスで初期化される時、１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚ副搬送波の場合、５ｍｓ範囲で伝送されるＳＳブロックインデックスをシーケンスの初期値として使用できる。ここで、ＳＳブロックインデックスはＳＳＢＩＤと同じ意味である。
実施例２−１
副搬送波間隔が１２０ｋＨｚの場合、０.５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは８個であるが、０.５ｍｓ範囲でＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスが同一であり、ＰＢＣＨペイロードはＳＳブロックインデックスにより変更できる。但し、第１のＳＳブロックグループが伝送される０.５ｍｓ区間におけるＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、第１のＳＳブロックグループの前に伝送される第２のＳＳブロックグループの０.５ｍｓ区間で使用したシーケンスとは区分される、即ち、異なるシーケンスを使用する。また、異なる０.５ｍｓ区間で伝送されるＳＳブロックを区分するために、ＳＳブロックグループのためのＳＳブロックインデックスはＰＢＣＨペイロードで伝達される。
２４０ｋＨｚの場合、０.５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックインデックスは１６個であるが、０.５ｍｓ範囲でＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは２個であることができる。即ち、ＳＳブロックのうち、前半部の０.５ｍｓ内の８個のＳＳブロックと後半部の０.５ｍｓ内の８個のＳＳブロックに使用されるＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは互いに異なる。前半部及び後半部のＳＳブロックに含まれるＰＢＣＨペイロードでＳＳブロックインデックスを伝達する。
このように一定の時間区間の間にＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスが一定に維持される方案を適用する場合、端末が隣接セルの時間情報を確保するために、隣接セルの信号検出を試みる時、検出複雑度が低く検出性能が良好なＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンス基盤の時間情報伝達方法を適用することにより、０.５ｍｓ或いは０.２５ｍｓ程度の正確性を有する時間情報を得ることができる。これは周波数範囲に関係なく０.２５ｍｓ或いは０.５ｍｓ程度の時間正確性を提供するという長所がある。
実施例２−２
１２０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、０.５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは８個であるが、０.５ｍｓ範囲でＰＢＣＨペイロードに含まれるＳＳブロックインデックスは同一であり、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスはＳＳブロックインデックスによって変更される。但し、第１のＳＳブロックグループが伝送される０.５ｍｓ区間におけるＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックインデックスは、第１のＳＳブロックグループが伝送される前に伝送される第２のＳＳブロックグループの０.５ｍｓ区間におけるインデックスと区分される、即ち、異なるシーケンスを使用する。
２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、０.５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは１６個であるが、０.５ｍｓ範囲でＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックインデックスは２種類になることができる。即ち、ＳＳブロックのうち、前半部の０.５ｍｓ区間における８個のＳＳブロックで伝送されるＰＢＣＨペイロードに含まれるＳＳブロックインデックスは同一であり、後半部の０.５ｍｓ区間における８個のＳＳブロックインデックスは前半部のＳＳブロックインデックスと区分される、即ち、異なるインデックスである。この時、前半部及び後半部の各々に含まれるＰＢＣＨ ＤＭＲＳには、ＳＳブロックインデックスによって区分されるシーケンスが使用される。
１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、ＳＳブロックインデックスは２個の経路から得たインデックスを組み合わせて表現される。上述した実施例２−１と実施例２−２の場合、各々以下の[数１]及び[数２]のように表すことができる。
[数１]
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ／Ｐ)
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｍｏｄ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ、Ｐ)
[数２]
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ＝Ｍｏｄ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ、Ｐ)
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ／Ｐ)
ここで、Ｐは２^(ＰＢＣＨ ＤＭＲＳで伝達されるビット数)で表される。
以上、説明の便宜のために特定の個数(例えば、４又は８)を使用して説明したが、これは説明の便宜のためのものであり、上述した特定値に限られない。例えば、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳに伝達される情報ｂｉｔの数によって説明の値が決定され、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳに２ｂｉｔの情報が伝達されると、ＳＳブロックグループは４個のＳＳブロックで構成でき、１５ｋＨｚ／３０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合にも、１２０ｋＨｚ／２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合に説明したＳＳブロックの時間インデックス伝達方式を適用できる。
再度図１４を参照して、“４．システムフレーム番号、ハーフフレーム境界”及び“２．ＳＳブロック時間インデックス”で説明した時間情報のビット構成と該当情報の伝達経路の例を整理すると、以下の通りである。
−ＳＦＮ １０ｂｉｔのうちの７ｂｉｔとＳＳブロックグループのインデックス３ｂｉｔは、ＰＢＣＨコンテンツで伝達
−２０ｍｓ境界情報２ｂｉｔ(Ｓ２,Ｓ１)は、ＰＢＣＨスクランブルで伝達
−５ｍｓ境界情報１ｂｉｔ(Ｃ０)と１０ｍｓ境界情報１ｂｉｔ(Ｓ０)は、ＤＭＲＳ ＲＥ位置シフト、ＰＢＣＨが含まれたＯＦＤＭシンボルのＤＭＲＳ間の位相差、ＤＭＲＳシーケンスをＲＥにマッピングする方法の変更、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスの初期値変更などにより伝達
−ＳＳブロックのインデックス指示情報３ビット(Ｂ２，Ｂ１，Ｂ０)はＤＭＲＳシーケンスで伝達
６．ＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ
ＵＥは、セルＩＤ及びシンボルタイミング情報を検出した後、ＳＦＮ、ＳＳブロックインデックス、ハーフフレームタイミングのようなタイミング情報の一部、時間／周波数の位置のような共通制御チャネルに関する情報、帯域幅、ＳＳブロックの位置のような帯域幅パート(Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ)情報、ＳＳバーストセット周期及び実際に送信されたＳＳブロックインデックスのようなＳＳバーストセット情報などを含むＰＢＣＨからネットワークアクセスのための情報を取得することができる。
５７６ＲＥという制限された時間／周波数リソースのみがＰＢＣＨのために占有されるため、ＰＢＣＨには必須情報が含まれる必要がある。また、可能であれば、必須情報又は追加情報をさらに含ませるために、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのような補助信号を使用することができる。
(１)ＳＦＮ(Ｓｙｓｔｅｍ Ｆｒａｍｅ Ｎｕｍｂｅｒ)
ＮＲでは、システムフレームナンバー(ＳＦＮ)を定義して、１０ｍｓ間隔を区別することができる。また、ＬＴＥシステムと同様に、ＳＦＮのために０と１０２３の間のインデックスを導入することができ、このインデックスは、明示的にビットを用いて指示するか、暗示的な方式で示すことができる。
ＮＲでは、ＰＢＣＨ ＴＴＩが８０ｍｓであり、最小ＳＳバースト周期が５ｍｓである。よって、最大１６倍のＰＢＣＨが８０ｍｓ単位で送信されることができ、各送信に対して異なるスクランブリングシーケンスがＰＢＣＨエンコードされたビットに適用可能である。ＵＥはＬＴＥ ＰＢＣＨデコーディング動作と同様に、１０ｍｓ間隔を検出することができる。この場合、ＳＦＮの８個の状態がＰＢＣＨスクランブリングシーケンスによって暗示的に表示され、ＳＦＮ表示のための７ビットがＰＢＣＨ内容に定義されることができる。
(２)無線フレーム内のタイミング情報
ＳＳブロックインデックスは、搬送波周波数の範囲に応じて、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンス及び／又はＰＢＣＨコンテンツに含まれたビットによって明示的に指示されることができる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数帯域に対しては、ＳＳブロックインデックスの３ビットがＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスでのみ伝達される。また、６ＧＨｚ以上の周波数帯域に対して、ＳＳブロックインデックスの最下位３ビットは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスで表示され、ＳＳブロックインデックスの最上位３ビットは、ＰＢＣＨコンテンツによって伝達される。即ち、６ＧＨｚ〜５２．６ＧＨｚの周波数範囲に限って、ＳＳブロックインデックスのための最大３ビットがＰＢＣＨコンテンツに定義されることができる。
また、ハーフフレームの境界は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスによって伝達されることができる。特に、３ＧＨｚ以下の周波数帯域においてハーフフレーム指示子がＰＢＣＨ ＤＭＲＳに含まれる場合、ＰＢＣＨコンテンツにハーフフレーム指示子が含まれるよりも効果を高めることができる。即ち、３Ｇｈｚ以下の周波数帯域では、主にＦＤＤ方式が用いられるため、サブフレーム又はスロット間の時間同期が外れる程度が大きい可能性がある。よって、より正確な時間同期を取るためには、ＰＢＣＨコンテンツよりデコーディング性能の良好なＰＢＣＨ ＤＭＲＳによってハーフフレーム指示子を伝達した方が有利である。
但し、３Ｇｈｚ帯域を越える場合は、ＴＤＤ方式が多く使われるため、サブフレーム又はスロット間の時間同期が外れる程度が大きくないことから、ＰＢＣＨコンテンツによってハーフフレーム指示子を伝達しても、不利益は少ないことができる。
一方、ハーフフレーム指示子は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳとＰＢＣＨコンテンツの両方によって伝達されてもよい。
(４)ＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するための情報
ＮＲでは、ＳＳブロックはネットワークアクセスのための情報の提供のみならず、動作測定のためにも使用することができる。特に、広帯域ＣＣ動作のためには、測定のために多重ＳＳブロックを送信することができる。
しかし、ＲＭＳＩがＳＳブロックの送信される全ての周波数位置から伝達されることは不要である。即ち、リソース活用の効率性のために、ＲＭＳＩが特定の周波数位置によって伝達されてもよい。この場合、初期接続手順を行うＵＥは、検出された周波数位置でＲＭＳＩが提供されるか否かを認識することができない。この問題を解決するために、検出された周波数領域のＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するためのビットフィールドを定義する必要がある。一方では、ビットフィールド無しにＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別可能な方法を考える必要もある。
このために、ＲＭＳＩが存在しないＳＳブロックは、周波数ラスタ(Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｒａｓｔｅｒ)で定義されない周波数位置から送信されるようにする。この場合、初期接続手順を行うＵＥは、ＳＳブロックが検出できないため、上述した問題点を解決することができる。
(５)ＳＳバーストセット周期性及び実際に送信されるＳＳブロック
測定のためにＳＳバーストセット周期性及び実際に送信されたＳＳブロックに関する情報が指示されてもよい。よって、このような情報は、セル測定及びｉｎｔｅｒ／ｉｎｔｒａセルの測定のために、システム情報に含まれることが好ましい。即ち、ＰＢＣＨコンテンツにおいて上述した情報を定義する必要はない。
(８)ペイロードサイズ
ＰＢＣＨのデコーディング性能を考慮して、［表２］のように、最大６４ビットのペイロードサイズを仮定することができる。
７．ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブリング
ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスのタイプとシーケンス初期化について説明する。ＮＲにおいてＰＮシーケンスを使用することを考慮してもよいが、ＬＴＥシステムで定義された長さ３１のゴールドシーケンスをＮＲ−ＰＢＣＨシーケンスとして使用することに深刻な問題が発生しない以上、ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスとしてゴールドシーケンスを再使用した方が好ましい。
また、スクランブリングシーケンスは、少なくともＣｅｌｌ−ＩＤによって初期化することができ、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳによって指示されたＳＳブロックインデックスの３ビットがスクランブリングシーケンスの初期化に用いられることができる。また、ハーフフレーム指示子がＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ又は他の信号によって表示される場合、ハーフフレーム指示子もスクランブリングシーケンスの初期化のためのシード値として使用できる。
８．ＰＢＣＨコーディングチェーン構成及びＰＢＣＨ ＤＭＲＳ伝送方式
以下、図１６を参照しながら、ＰＢＣＨコーディングチェーン構成とＰＢＣＨ ＤＭＲＳ伝送方式の実施例について説明する。
まず、ＳＳブロックごとにＣＯＲＥＳＥＴ情報、ＳＳブロックグループのインデックスによってＭＩＢ構成が変わる。従って、ＳＳブロックごとにＭＩＢに対するエンコーディングを行い、この時、エンコーディングされたビットのサイズは３４５６ビットである。ポーラーコード出力ビット(Ｐｏｌａｒ ｃｏｄｅ ｏｕｔｐｕｔ ｂｉｔ)が５１２ビットであるので、ポーラーコード出力ビットは６.７５回繰り返される(５１２＊６＋３８４)。
繰り替えされたビットに長さ３４５６のスクランブルシーケンスを乗ずるが、スクランブルシーケンスはセルＩＤとＤＭＲＳで伝達されるＳＳブロックインデックスにより初期化される。また、３４５６ビットのスクランブルシーケンスを８６４ビットずつ４等分し、各々に対してＱＰＳＫ変調を行って、長さ４３２の変調されたシンボル４個の集合を構成する。
２０ｍｓごとに新しく変調されたシンボル集合(Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｓｙｍｂｏｌ ｓｅｔ)が伝送され、２０ｍｓ内で同一の変調されたシンボル集合が最大４回繰り返して伝送される。この時、同一に変調されたシンボル集合が繰り返して伝送される区間において、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳの周波数軸の位置はセルＩＤによって変更される。即ち、０／５／１０／１５ｍｓごとにＤＭＲＳの位置が以下の[数３]によりシフトされる。
[数３]
ｖｓｈｉｆｔ＝(ｖｓｈｉｆｔ_ｃｅｌｌ＋ｖｓｈｉｆｔ_ｆｒａｍｅ)ｍｏｄ４、ｖｓｈｉｆｔ_ｃｅｌｌ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ３、ｖｓｈｉｆｔ_ｆｒａｍｅ＝ ０,１,２,３
ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、長さ３１のゴールドシーケンスが使用され、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は１つの値に固定し、２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は、以下の[数４]のようにＳＳブロックインデックスとセルＩＤに基づいて決定される。
［数４］
ｃｉｎｉｔ＝２１０＊(ＳＳＢＩＤ＋１)＊(２＊ＣｅｌｌＩＤ＋１)＋ＣｅｌｌＩＤ
もし、ＳＳブロックのコンテンツが同一であると、チャネルコーディングとビットの繰り返しは１つのＳＳブロックに対してのみ行われる。また、スクランブルシーケンスはＳＳブロックごとに異なる値が適用されると仮定すると、スクランブルシーケンスを生成して乗ずる過程からビットを分割(ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ)して変調する過程を各ＳＳブロックごとに行う。
以下、ハーフ無線フレーム情報とＳＦＮ最上位の１ｂｉｔが伝達される方式による、基地局の動作及び端末の動作について説明する。以下、説明するＣ０、Ｓ０は各々図１４のハーフフレーム境界及びフレーム境界の指示ビットに対応する。
(１)Ｃ０、Ｓ０をＣＲＣで伝達：
この情報は、０,５,１０,１５ｍｓごとに変更される情報であり、総４個のＣＲＣが形成されて４回のエンコーディングを行った後、各エンコーディングされたビットを２０ｍｓごとに総４回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。
また、端末の受信時、０,５,１０,１５ｍｓごとの情報を結合するために、さらにブラインドデコーディングを行う。２０ｍｓごとに受信されるＰＢＣＨのみをブラインドデコーディングする方式では、さらなる複雑性(ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ)はないが、５ｍｓごとに伝送される信号を結合できないので、最大の性能を保障できないという短所がある。
(２)Ｃ０、Ｓ０をＰＢＣＨスクランブルで伝達：
１つの情報ビット＋ＣＲＣを使用してエンコーディングを行った後、エンコーディングされたビットを５ｍｓごとに伝送、即ち、総１６回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。この方式を使用すると、ブラインドデコーディングの回数が１６回に増加するという問題がある。
(３)Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスで伝達：
長さ１４４のシーケンスにより５ｂｉｔを伝達する方式である。１つの情報＋ＣＲＣを使用してエンコーディングを行うが、これをスクランブルする方式としては以下の２つがある。
１)エンコーディングされたビットを５ｍｓごとに伝送、即ち、総１６回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。この場合、５ｍｓごとにスクランブルシーケンスが変わるので、ＰＢＣＨのＩＣＩランダム化が発生する。また、端末はＤＭＲＳシーケンスからＣ０、Ｓ０情報を得るため、０,５,１０,１５ｍｓごとに変更されるスクランブルシーケンス情報を得ることができる。また、ＰＢＣＨデコーディング時にブラインドデコーディングの回数が増加しない。またこの方法は、５ｍｓごとに伝送される信号を結合するため、最大の性能を期待できる。
２)エンコーディングされたビットを２０ｍｓごとに伝送、即ち、総４回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。このようにすると、ＩＣＩランダム化が減少する。また、端末のブラインドデコーディングの回数は増加せず、性能向上を期待でき、獲得時間(ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｔｉｍｅ)が向上される。
但し、Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスで伝達する場合、ＤＭＲＳシーケンスに多数のビットを含める必要があるので、検出性能が減少し、ブラインド検出回数が増加する問題がある。これを克服するために、何回も結合しなければならない。
(４)Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳ位置に伝達：
Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスにより伝達することと基本的な内容は同一である。但し、ＤＭＲＳ位置を通じてＣ０、Ｓ０を伝達するためには、セルＩＤに基づいて位置を決定し、０,５,１０,１５ｍｓによって周波数位置を移動する。隣接セルも同じ方式でシフトすることができる。特に、ＤＭＲＳに電力ブーストを行うと、性能がさらに向上する。
９．ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭ−ＲＳ設計
ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳは、１００８個のセルＩＤ及び３ビットのＳＳブロックインデックスによってスクランブルされる必要がある。これは、ＤＭＲＳシーケンスの仮説数によって検出性能を比較した場合、３ビットの検出性能がＤＭＲＳシーケンスの仮説数に最も適するためである。しかし、４〜５ビットの検出性能も性能の損失がほとんどないため、４〜５ビットの仮説数を用いても関係ない。
一方、ＤＭＲＳシーケンスによってＳＳブロック時間インデックスと５ｍｓ境界を表現できる必要があるため、全１６個の仮説を有するように設計される。
即ち、ＤＭＲＳシーケンスは、少なくともセルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックのインデックス及びハーフフレーム境界(ハーフフレーム指示子)を表現でき、セルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックインデックス及びハーフフレーム境界(ハーフフレーム指示子)により初期化されることができる。具体的な初期化の式は、以下の[数５]通りである。
ここで、
はＳＳブロックグループ内のＳＳブロックインデックスであり、
セルＩＤであると、ＨＦは{０、１}の値を有するハーフフレーム指示子のインデックスである。
ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、ＬＴＥ ＤＭＲＳシーケンスと同様に、長さ３１のゴールドシーケンスを用いるか、長さ７又は８のゴールドシーケンスに基づいて生成されてもよい。
一方、長さ３１のゴールドシーケンスと長さ７又は８のゴールドシーケンスを用いる場合の検出性能が類似するため、本発明では、ＬＴＥ ＤＭＲＳのように、長さ３１のゴールドシーケンスを使用することを提案するが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では３１より長いゴールドシーケンスを考慮してもよい。
ＱＰＳＫを用いて変調されたＤＭＲＳシーケンス
は、以下の[数６]より定義できる。
また、ＤＭＲＳシーケンス生成のための変調タイプとしてＢＰＳＫとＱＰＳＫが考えられる。ＢＰＳＫとＱＰＳＫの検出性能は類似するが、ＱＰＳＫのコリレーション(ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ)性能がＢＰＳＫより優れるので、ＱＰＳＫがＤＭＲＳシーケンス生成の変調タイプとしてより適合する。
以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスを構成する方法についてより詳しく説明する。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスとしてはゴールドシーケンスが使用され、２個のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同じ長さを構成する多項式で構成されるが、シーケンスの長さが短い場合、１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは短い長さの多項式に振り替えることができる。
実施例３−１
ゴールドシーケンスを構成する２個のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同じ長さに構成する。そのうち、１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は固定値であり、他の１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値はセルＩＤ及び時間指示子により初期化される。
例えば、ゴールドシーケンスとしては、ＬＴＥで使用した長さ３１のゴールドシーケンスを使用できる。既存ＬＴＥのＣＲＳは長さ３１のゴールドシーケンスを使用し、５０４種類のセルＩＤと７個のＯＦＤＭシンボル及び２０個のスロットに基づく１４０種類の時間指示子に基づいて初期化して互いに異なるシーケンスを生成する。
６ＧＨｚ以下の帯域では、１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用され、５ｍｓ範囲に含まれるＳＳブロックの数が最大８個であり、２０ｍｓ範囲では最大３２個のＳＳブロックが含まれる。即ち、２０ｍｓ範囲で５ｍｓ境界に関する情報をＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより得る場合、３２個のＳＳブロックを探すことと同様の動作を行う。ＮＲのセルＩＤが１００８で、ＬＴＥ対比２倍増加したが、区分すべきＳＳブロックの数が７０(＝１４０／２)より少ないので、上述したシーケンスを使用できる。
なお、６ＧＨｚ以上の帯域において５ｍｓ範囲でＳＳブロックの最大数は６４個であるが、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳで伝達するＳＳブロックインデックスは最大８であり、これは６ＧＨｚ以下の帯域の最大ＳＳブロックインデックスの数と同一であるので、６ＧＨｚ以上の帯域でも長さ３１のゴールドシーケンスを使用してセルＩＤ及び時間指示子によってシーケンスを生成することができる。
さらに他の方法としては、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスを適用できる。６ＧＨｚ以上の帯域では１２０ｋＨｚの副搬送波間隔及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用されるが、これにより、１０ｍｓに含まれるスロットの数が１５ｋＨｚ副搬送波間隔に比べて、各々８倍(即ち、８０個)及び１６倍(即ち、１６０個)増加する。特に、データＤＭＲＳのシーケンスを１６ｂｉｔのＣ−ＲＮＴＩとスロットインデックスを使用して初期化すると、既存の３１より長い多項式が要求されることができる。かかる要求事項により、Ｌｅｎｇｔｈ−Ｎ(＞３１)ゴールドシーケンスが導入された場合、このシーケンスはＰＢＣＨ ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨスクランブルに使用できる。この場合、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスを適用できる。６ＧＨｚ以下の帯域ではＬｅｎｇｔｈ−３１のゴールドシーケンスを使用し、６ＧＨｚ以上の帯域ではＬｅｎｇｔｈ−Ｎ(＞３１)のゴールドシーケンスを使用できる。この時、初期値は上述した方式と同様に適用できる。
実施例３−２
ゴールドシーケンスを構成する２個のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同じ長さに構成される。そのうちの１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの時間指示子を用いて初期化し、他の１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は、セルＩＤ又はセルＩＤ及び他の時間指示子を用いて初期化される。例えば、ゴールドシーケンスとしては、ＬＴＥで使用したｌｅｎｇｔｈ−３１のゴールドシーケンスが使用される。既存の固定された初期値が適用されたｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅには、時間指示子を用いて初期化を行う。また他のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅはセルＩＤで初期化する。
他の方法としては、時間指示子のうち、ＳＳブロックインデックスと共にハーフ無線フレーム境界(５ｍｓ)、ＳＦＮ最上位の１ｂｉｔ(１０ｍｓ境界)などがＰＢＣＨ ＤＭＲＳに伝送される場合、ハーフ無線フレーム境界(５ｍｓ)及びＳＦＮ最上位の１ｂｉｔ(１０ｍｓ境界)などは、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで指示され、ＳＳブロックインデックスは２番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで指示される。
上述した実施例３−１のように、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスが導入される場合にも、上述したシーケンスの初期化方法を適用できる。
実施例３−３
互いに異なる長さの多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅでゴールドシーケンスを構成する。多くの指示が要求される情報には長い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅを使用し、少ない指示が要求される情報には相対的に短い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅを使用する。
ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスは、セルＩＤとＳＳブロック指示のような時間情報により生成される。１００８個のセルＩＤとＰ個の時間情報(例えば、ＳＳブロック指示子３ｂｉｔ)を表現するために、２個の互いに異なる長さの多項式を使用できる。例えば、セルＩＤを区分するために、長さ３１の多項式が使用され、時間情報を区分するために、長さ７の多項式が使用される。この時、２個のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは各々セルＩＤと時間情報により初期化できる。なお、上述した例において、長さ３１の多項式はＬＴＥで使用されたゴールドシーケンスを構成するｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうちの一部であり、長さ７の多項式はＮＲ−ＰＳＳ或いはＮＲ−ＳＳＳシーケンスを構成するために定義された２種類のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうちの１つである。
実施例３−４
短い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅからシーケンスを生成し、長い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで構成されたゴールドシーケンスからシーケンスを生成して、２個のシーケンスを要素ごとに(ｅｌｅｍｅｎｔ ｗｉｓｅ)乗ずる。
以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスとして使用されるシーケンスの初期値の設定方法について説明する。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、セルＩＤ、時間指示子により初期化される。また初期化に使用されるビット列を、ｃ(ｉ)＊２^ｉ、ｉ＝０,・・・,３０と表した時、ｃ(０)〜ｃ(９)はセルＩＤにより決定され、ｃ(１０)〜ｃ(３０)はセルＩＤと時間指示子によって決定される。特に、ｃ(１０)〜ｃ(３０)に該当するｂｉｔには、時間指示子の情報のうちの一部が伝達されるが、その情報の属性によって初期化方法が変化する。
実施例４−１
セルＩＤとＳＳブロックインデックスで初期化する時、説明によってｃ(０)〜ｃ(９)はセルＩＤにより決定され、ｃ(１０)〜ｃ(３０)はセルＩＤとＳＳブロックインデックスにより決定される。以下の[数７]において、ＮＩＤはセルＩＤを示し、ＳＳＢＩＤはＳＳブロックインデックスを示す。
[数７]
２^１０＊(ＳＳＢＩＤ＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１)＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１)＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ
実施例４−２
実施例４−１に説明した初期化方式に時間指示子を追加する場合、ＳＳブロックが増加する形態で初期化値を設定する。５ｍｓ範囲でＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＳＳブロックインデックスの数をＰとした時、ハーフ無線フレームの境界をＤＭＲＳシーケンスで探そうとすると、ＳＳブロックインデックスの数が２倍増加したことと同様の効果で表現できる。またハーフフレームの境界だけではなく、１０ｍｓ境界を探そうとすると、これはＳＳブロックインデックスの数を４倍増加させたことと同様の効果で表現できる。この実施例４−２に対する式は以下の[数８]の通りである。
[数８]
２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋Ｐ＊(ｉ))＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１＋Ｐ＊(ｉ))＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１＋Ｐ＊(ｉ))＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ
ここで、０,５,１０,１５ｍｓ境界を表現する場合、ｉ＝０,１,２,３であり、ハーフフレームの境界のみを表現する場合、ｉ＝０,１である。
実施例４−３
実施例４−１に説明した初期化方式に時間指示を追加する場合、ＳＳブロックインデックスと区分して表示できる。例えば、ｃ(０)〜ｃ(９)はセルＩＤにより決定され、ｃ(１０)〜ｃ(１３)はＳＳブロックインデックスにより、またｃ(１４)〜ｃ(３０)はハーフフレームの境界、ＳＦＮ情報などのような追加した時間指示子により決定される。この実施例４−３に対する式は以下の[数９]の通りである。
[数９]
２^１３＊(ｉ)＋２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１))＋ＮＩＤ
２^１３＊(ｉ＋１)＋２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１))＋ＮＩＤ
２^１３＊(ｉ)＋２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
２^１３＊(ｉ＋１)＋２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
実施例４−４
周波数範囲により最大ＳＳブロックの数Ｌが決定されるが、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＳＳブロックインデックスの数をＰとした時、ＬがＰより小さいか又は等しい場合、ＳＳブロックインデックスはいずれもＤＭＲＳシーケンスにより伝達され、ＳＳブロックインデックスはＤＭＲＳシーケンスで得たインデックスと同一である。なお、ＬがＰより大きい場合は、ＳＳブロックインデックスはＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるインデックスとＰＢＣＨコンテンツで伝達されるインデックスの組み合わせで構成される。
ＤＭＲＳシーケンスで使用するインデックスをＳＳＢＩＤとし、ＰＢＣＨコンテンツに含まれるインデックスをＳＳＢＧＩＤとした時、以下の３つのケースが考えられる。
(１)Ｃａｓｅ ０：Ｌ＜＝Ｐ
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ
(２)Ｃａｓｅ １：Ｌ＞Ｐ
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ／Ｐ)
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｍｏｄ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ、Ｐ)
(３)Ｃａｓｅ ２：Ｌ＞Ｐ
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ＝Ｍｏｄ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ、Ｐ)
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ／Ｐ)
また、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスを生成するためのＰｅｓｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍシーケンスは、長さ３１のゴールドシーケンスで定義され、長さ
のシーケンス
は以下の[数１０]により定義される。
ここで、
であり、
であり、１番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは
の初期値を有し、２番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は
により定義され、この時、
である。
１０．ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのパターン設計
ＤＭＲＳの周波数位置に関連して、２個のＤＭＲＳ ＲＥマッピング方法が考えられる。固定されたＲＥマッピング方法は、周波数ドメイン上においてＲＳマッピング領域を固定することであり、可変的ＲＥマッピング方法は、Ｖｓｈｉｆｔ方法を用いてセルＩＤによってＲＳ位置をシフトすることである。可変的ＲＥマッピング方法では干渉をランダム化してさらに性能利得を得ることができるので、可変的ＲＥマッピング方法の方がより好ましい。
可変的ＲＥマッピングについてより詳しく説明すると、ハーフフレーム内に含まれた複素変調シンボル
は[数１１]により決められる。
ここで、ｋ、ｌはＳＳブロック内に位置する副搬送波とＯＦＤＭシンボルのインデックスを示し、
はＤＭＲＳシーケンスを示す。なお、
により決定されることもできる。
また、性能向上のために、ＲＳ電力ブースティングが考えられるが、ＲＳ電力ブースティングとＶｓｈｉｆｔが共に使用されると、干渉ＴＲＰ(Ｔｏｔａｌ Ｒａｄｉａｔｅｄ Ｐｏｗｅｒ)からの干渉が減少できる。また、ＲＳ電力ブースティングの検出性能の利得を考える時、ＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥ対参照信号ＥＰＲＥの比は−１.２５ｄＢが好ましい。
以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスのＲＥマッピング方法に対する実施例について説明する。
実施例５−１
ＤＭＲＳのためのシーケンスの長さは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳとして使用されるＲＥの数と変調次数により決定される。
ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＭ個のＲＥが使用され、シーケンスをＢＰＳＫ変調する場合、長さＭのシーケンスを生成する。シーケンスの順でＢＰＳＫ変調を行い、変調されたシンボルはＤＭＲＳ ＲＥにマッピングされる。例えば、２個のＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが総１４４個ある場合、１つの初期値を使用して長さ１４４おｎシーケンスを生成し、ＢＰＳＫ変調した後にＲＥマッピングを行う。
なお、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＭ個のＲＥが使用され、ＱＰＳＫ変調する場合、長さ２＊Ｍのシーケンスを生成する。シーケンス列をｓ(０),・・・,ｓ(２＊Ｍ−１)とした時、偶数インデックスのシーケンスと奇数インデックスのシーケンスを組み合わせてＱＰＳＫ変調する。例えば、２個のＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが総１４４個ある場合、１つの初期値を使用して長さ２８８のシーケンスを生成し、ＱＰＳＫ変調した後に生成された長さ１４４の変調されたシーケンスをＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。
また、１つのＯＦＤＭシンボルでＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＮ個のＲＥが使用され、シーケンスをＢＰＳＫ変調する場合、長さＮのシーケンスを生成する。シーケンスの順でＢＰＳＫ変調を行い、変調されたシンボルはＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。例えば、１つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが総７２個ある場合、１つの初期値を使用して長さ７２のシーケンスを生成し、ＢＰＳＫ変調した後、ＲＥマッピングを行う。１つ以上のＯＦＤＭシンボルがＰＢＣＨ伝送に使用される場合、各ＯＦＤＭシンボルごとに初期化を行って他のシーケンスを生成することができ、以前のシンボルで生成したシーケンスを同一にマッピングすることもできる。
また、１つのＯＦＤＭシンボルでＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＮ個のＲＥが使用され、シーケンスをＱＰＳＫ変調する場合、長さ２＊Ｎのシーケンスを生成する。シーケンス列をｓ(０),・・・,ｓ(２＊Ｍ−１)とした時、偶数インデックスのシーケンスと奇数インデックスのシーケンスを組み合わせてＱＰＳＫ変調する。変調されたシンボルはＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。例えば、１つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが総７２個ある場合、１つの初期値を使用して長さ１４４のシーケンスを生成し、ＱＰＳＫ変調した後、ＲＥマッピングを行う。１つ以上のＯＦＤＭシンボルがＰＢＣＨ伝送に使用される場合、各ＯＦＤＭシンボルごとに初期化を行って他のシーケンスを生成でき、以前のシンボルで生成したシーケンスを同様にマッピングすることもできる。
実施例５−２
同一のシーケンスを他のシンボルにマッピングする場合、循環シフト(ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ)を適用できる。例えば、２個のＯＦＤＭシンボルが使用される場合、１番目のＯＦＤＭシンボルの変調されたシーケンス列を順にＲＥにマッピングすると、２番目のＯＦＤＭシンボルには変調されたシーケンス列を変調されたシーケンス列Ｎの１／２に該当するオフセットだけ循環シフトしてＲＥマッピングを行う。ＮＲ−ＰＢＣＨは２４ＲＢを使用し、ＮＲ−ＳＳＳは１２ＲＢを使用する時、ＮＲ−ＳＳＳがＮＲ−ＰＢＣＨと中央の周波数ＲＥを一致させる場合、７番目のＲＢから１８番目のＲＢ位置にＮＲ−ＳＳＳが配置される。ＮＲ−ＳＳＳからチャネルを推定できるが、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳからＳＳブロックインデックスを検出する時は、推定されたチャネルを使用してｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎを試みることができる。このような検出を容易にするために上述した循環シフト方法を適用すると、ＮＲ−ＳＳＳが伝送される中央の１２ＲＢ領域において２個のＯＦＤＭシンボルにかけてＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンス列が伝送されるようにすることと同様の効果が得られる。
実施例５−３
ＳＳブロック指示以外に他の時間指示子が伝送される時、時間指示子によって循環シフト(ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ)の値が決定される。
ＯＦＤＭシンボルに同一のシーケンスがマッピングされる場合、各ＯＦＤＭシンボルに同一の循環シフトが適用され、各ＯＦＤＭシンボルごとに異なる循環シフトが適用されることができる。もし、ＰＢＣＨとして使用されるＯＦＤＭシンボルに含まれたＤＭＲＳ ＲＥの全体数に対応してシーケンスが生成される場合、全体シーケンスに循環シフトを適用した後、ＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。循環シフトの他の例として、Ｒｅｖｅｒｓｅ ｍａｐｐｉｎｇが考えられる。例えば、変調されたシーケンス列をｓ(０)、・・・、ｓ(Ｍ−１)とした時、ｒｅｖｅｒｓｅ ｍａｐｐｉｎｇではｓ(Ｍ−１)、・・・、ｓ(０)になる。
以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥの周波数位置について説明する。
ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのために使用されるＲＥの周波数位置は特定のパラメータにより変更できる。
実施例６−１
Ｎ個(例えば、Ｎ＝４)のＲＥごとにＤＭＲＳが配置される場合、周波数軸のＲＥ位置のシフトされる最大範囲はＮと設定できる。例えば、Ｎ＊ｍ＋ｖ_ｓｈｉｆｔ (ｗｈｅｒｅ、ｍ＝０,・・・,１２ｘＮＲＢ_ＰＢＣＨ−１、ｖ_ｓｈｉｆｔ＝０,・・・,Ｎ−１)のように表現できる。
実施例６−２
周波数軸シフトのオフセットは少なくともセルＩＤにより決定される。ＰＳＳとＳＳＳから得たセルＩＤを使用してシフトのオフセットが決定される。ＮＲシステムのセルＩＤはＰＳＳから得たＣｅｌｌ_ＩＤ(１)とＳＳＳから得たＣｅｌｌ_ＩＤ(２)の組み合わせで構成できるが、セルＩＤはＣｅｌｌ_ＩＤ(２)＊３＋Ｃｅｌｌ_ＩＤ(１)のように表示できる。このようにして得たセルＩＤ情報又はそのうちの一部情報を使用してシフトのオフセットを決定できる。このオフセットを算出する例示は以下の[数１２]の通りである。
［数１２］
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ Ｎ(ここで、ＮはＤＭＲＳの周波数間隔であり、例えば、Ｎを４に設定)
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ ３(隣接する３個のセル間の干渉ｒａｎｄｏｍｉｚａｔｉｏｎ効果、ＤＭＲＳ周波数間隔は３より大きいことができる。例えば、Ｎは４)
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ＿ＩＤ(１)(ＰＳＳから得たＣｅｌｌ＿ＩＤ(１)をシフトのオフセット値として使用)
実施例６−３
周波数軸シフトのオフセットは時間情報のうちの一部値により決定される。例えば、ハーフ無線フレーム境界(５ｍｓ)やＳＦＮの最上位の１−ｂｉｔ情報(１０ｍｓ境界)などによりシフトのオフセット値が決定される。このオフセットを算出する例示は以下の[数１３]の通りである。
［数１３］
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝０、１、２、３(０／５／１０／１５ｍｓごとにＤＭＲＳの位置はシフトされる。ＤＭＲＳの周波数間隔が４である場合、４回のシフト機会がある)
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝０、１ (０／５ｍｓ境界又は０／１０ｍｓ境界によってシフトされる)
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝０、２ (０／５ｍｓ境界又は０／１０ｍｓ境界によってシフトされる、ＤＭＲＳの周波数間隔が４である場合、最大間隔である２だけシフトする)
実施例６−４
周波数軸シフトのオフセットは、セルＩＤ及び時間情報のうち一部の値により決定される。例えば、実施例６−３及び実施例６−３の組み合わせで構成されることができる。セルＩＤによるシフトであるｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌと時間情報によるシフトであるｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅの組み合わせで構成されるが、この間隔はＤＭＲＳ ＲＥ間隔Ｎのｍｏｄｕｌｏｒで表示される。このオフセットを求める実施例は以下の[数１４]の通りである。
［数１４］
ｖｓｈｉｆｔ＝(ｖｓｈｉｆｔ_ｃｅｌｌ＋ｖｓｈｉｆｔ_ｆｒａｍｅ) ｍｏｄ Ｎ
図１７はＳＳブロック内でＤＭＲＳがマッピングされる例示を示す図である。
以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥとＤａｔａ ＲＥの間の電力比について説明する。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ伝送のために使用されるＲＥは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳが含まれたＯＦＤＭシンボルにあるＤａｔａ伝送のためのＲＥの電力対比高い電力で伝送される。
実施例７−１
Ｄａｔａ ＲＥ当たりエネルギー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比率は、周波数帯域ごとに固定された値を使用する。この時、全ての周波数帯域で固定された値を使用でき、特定の周波数帯域で特定の電力比を適用することもできる。即ち、周波数帯域ごとに異なる電力比を適用できる。例えば、ＩＣＩが支配的に作用する６ＧＨｚ以下の帯域では高い電力を使用し、雑音が制限された環境である６ＧＨｚ以上の帯域では同一の電力を使用する。
本発明では説明の便宜上、電力比率を‘Ｄａｔａ ＲＥ当たりエネルギー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比率’と表現したが、他にも様々な方式で表現できる。例えば、以下の通りである。
−ＤＭＲＳ ＲＥ当たりパワー対比Ｄａｔａ ＲＥ当たりパワーの比率
−ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギー対比Ｄａｔａ ＲＥ当たりエネルギーの比率
−Ｄａｔａ ＲＥ当たりパワー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりパワーの比率
−Ｄａｔａ ＲＥ当たりエネルギー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比率
実施例７−２
ＤＭＲＳとして使用されるＲＥの電力はＤａｔａとして使用されるＲＥの電力対比３ｄＢより低い値に設定される。例えば、１２ＲＥのうち３ＲＥをＤＭＲＳとして使用し、９ＲＥをＤａｔａとして使用する場合と４ＲＥ／８ＲＥ(ＤＭＲＳ／Ｄａｔａ)を使用する場合にＰＢＣＨデコーディング性能が類似するとすれば、３ＲＥのＤＭＲＳから４ＲＥを使用した場合と同様の効果を得るためには、３ＲＥ ＤＭＲＳの電力をＲＥごとに約１.３３３４倍向上させ、隣接Ｄａｔａ ＲＥの電力を０.８８８９倍に調整して、ＯＦＤＭシンボルの全体電力を維持しながらＤＭＲＳの電力を増加させることができる。この時、パワーブーストのレベルは約１.７６ｄＢ(＝１０＊ｌｏｇ(１.３３３４／０.８８８９))になる。
他の例として、３ＲＥ／９ＲＥ(ＤＭＲＳ／Ｄａｔａ)を使用する時、４.８ＲＥ ＤＭＲＳの検出性能と類似する性能を提供する場合、パワーブーストのレベルは約３ｄＢになる(４.１５ＲＥ ＤＭＲＳは約２ｄＢ)。
実施例７−３
ＮＲシステムがＬＴＥシステムに連携してＮｏｎ Ｓｔａｎｄ Ａｌｏｎｅ(ＮＳＡ)動作する場合、ＤａｔａＲＥ当たりエネルギー対比のＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比を指示することができる。
実施例７−４
基地局はＵＥにＮＲシステムで使用されるＰＢＣＨデータＲＥ当たりエネルギー対比のＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギー比を指示する。例えば、初期接続段階でＵＥはＰＢＣＨデータＲＥ当たりエネルギー対比のＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比が同一であると仮定して、ＰＢＣＨデータを復調することができる。その後、基地局はＵＥに実際の送信に使用したエネルギー比を指示する。特に、ハンドオーバーのための設定のうち、ターゲットセル(Ｔａｒｇｅｔ ｃｅｌｌ)に対するエネルギー比を指示することができる。
さらに、例えば、サービングセルに対するＰＢＣＨ ＤＭＲＳの送信電力を指示するシステム情報と共に、エネルギー比を指示することができる。指示されたエネルギー比の値のうち、少なくとも１つは０ｄＢを指示し、ＤＭＲＳの送信電力が増加又は減少した場合、これに対する値を含むこともできる。
１１．時間インデックス指示方法
図１８を参照すると、時間情報はＳＦＮ(Ｓｙｓｔｅｍ Ｆｒａｍｅ Ｎｕｍｂｅｒ)、ハーフフレーム(Ｈａｌｆ ｆｒａｍｅ)間隔、ＳＳブロック時間インデックスを含む。各時間情報はＳＦＮのための１０ビット、ハーフフレームのための１ビット、ＳＳブロック時間インデックスのための６ビットで表現される。この時、ＳＦＮのための１０ビットのうち一部はＰＢＣＨコンテンツに含まれてもよい。また、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳはＳＳブロックインデックスのための６ビットのうち３ビットを含むことができる。
図１８に示された時間インデックス指示方法の実施例は、以下のようである。
−方案１:Ｓ２ Ｓ１(ＰＢＣＨ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ)＋Ｓ０ Ｃ０(ＰＢＣＨ ｃｏｎｔｅｎｔｓ)
−方案２：Ｓ２ Ｓ１ Ｓ０(ＰＢＣＨ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ)＋Ｃ０(ＰＢＣＨ ｃｏｎｔｅｎｔｓ)
−方案３：Ｓ２ Ｓ１(ＰＢＣＨ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ)＋Ｓ０ Ｃ０(ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ)
−方案４：Ｓ２ Ｓ１ Ｓ０(ＰＢＣＨ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ)＋Ｃ０(ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ)
ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳによってハーフフレーム指示子が伝達される場合、５ｍｓごとにＰＢＣＨデータを結合することで、更なる性能向上をもたらすことができる。よって、方案３及び４のように、ハーフフレーム指示子のための１ビットがＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳによって伝達されることができる。
方案３及び４を比較すると、方案３はブラインドデコーディング回数を減らすことができるが、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ性能の損失をもたらす可能性がある。仮に、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳがＳ０、Ｃ０、Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２を含む５ビットを優れた性能で伝達できる場合、方案３が時間指示方法として適切である。しかし、上述した５ビットをＰＢＣＨ ＤＭＲＳが優れた性能で伝達できない場合、実施例４が時間指示方法として適切である。
上述のように、ＳＦＮの最上位７ビットはＰＢＣＨコンテンツに含ませて、最下位２ビット又は３ビットをＰＢＣＨスクランブリングによって伝達することができる。また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＳＳブロックインデックスの最下位３ビットを含ませて、ＰＢＣＨコンテンツにＳＳブロックインデックスの最上位３ビットを含ませることができる。
さらに隣接セルのＳＳブロック時間インデックスを取得する方法が考えられるが、ＤＭＲＳシーケンスによるデコーディングがＰＢＣＨコンテンツによるデコーディングよりも良好な性能を発揮するため、各５ｍｓ期間内でＤＭＲＳシーケンスを変更することで、ＳＳブロックインデックスの３ビットを送信することができる。
一方、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＳＳブロック時間インデックスは、隣接セルのＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのみを用いて送信することができるが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では、６４個のＳＳブロックインデックスをＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツによって区分して指示するため、ＵＥは隣接セルのＰＢＣＨをデコードする必要がある。
しかし、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツを共にデコードすることは、ＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングの更なる複雑性をもたらす可能性があり、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳのみを用いるよりＰＢＣＨのデコーディング性能を減少させる可能性がある。よって、隣接セルのＳＳブロックを受信するためにＰＢＣＨをデコードすることが難しいことがある。
よって、隣接セルのＰＢＣＨをデコードする代わりに、隣接セルのＳＳブロックインデックスに関する設定をサービングセルが提供することが考えられる。例えば、サービングセルは、ターゲット隣接セルのＳＳブロックインデックスの最上位３ビットに関する設定を提供して、ＵＥはターゲット隣接セルのＰＢＣＨ−ＤＭＲＳによって最下位３ビットを検出する。また、上述した最上位３ビットと最下位３ビットを組み合わせて、ターゲット隣接セルのＳＳブロックインデックスを取得することができる。
上述の内容を補充すると、サービングセルから受信したＳＳＢのＰＢＣＨコンテンツによって、サービングセルが送信したＳＳＢのＳＳブロックインデックスの最上位３ビットを取得して、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳによって、サービングセルが送信したＳＳＢのＳＳブロックインデックスの最下位３ビットを検出する。また、ＵＥは隣接セルから他のＳＳＢを受信した後、他のＳＳＢに含まれたＰＢＣＨ−ＤＭＲＳによって、他のＳＳＢのＳＳブロックインデックスの最下位３ビットを検出して、サービングセルが送信したＳＳＢのＰＢＣＨコンテンツから取得されたＳＳブロックインデックスの最上位３ビットを隣接セルにも共通して適用して、隣接セルのＳＳブロックインデックスを取得することができる。
１２．測定結果評価
ここで、ペイロードサイズ、送信方式及びＤＭＲＳによる性能測定結果を説明する。この時、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために２４個のＲＢを有する２個のＯＦＤＭシンボルが用いられると仮定する。また、ＳＳバースト集合(即ち、１０、２０、４０、８０ｍｓ)は複数の周期を有することができ、インコードされたビットが８０ｍｓ内に送信されると仮定する。
(１)ＤＭＲＳシーケンス仮説の数
図１９は、ＳＳブロックインデックスによる測定結果を示す。ここで、２４ＲＢ及び２個のＯＦＤＭシンボルにおいてＤＭＲＳのために１４４ＲＥが用いられ、情報のために４３２ＲＥが用いられた。また、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンス(例えば、長さ３１のゴールドシーケンス)及びＱＰＳＫが用いられたと仮定する。
図１９を参照すると、３〜５ビットの検出性能を２回蓄積して測定する時、−６ｄＢで１％のエラー率を示す。よって、３〜５ビットの情報は、検出性能の観点からＤＭＲＳシーケンスに対する仮説数として使用することができる。
(２)変調タイプ
図２０及び図２１は、ＢＰＳＫとＱＰＳＫを比較した性能測定結果である。本実験において、ＤＭＲＳ仮説は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスをベースとし、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰの電力レベルと同一である。
図２０及び図２１を参照すると、ＢＰＳＫとＱＰＳＫの性能が類似していることが分かる。よって、ある変調タイプをＤＭＲＳシーケンスのための変調タイプとして使用しても、性能測定の観点からは大した差がない。しかし、図２５及び図２６を参照すると、ＢＰＳＫとＱＰＳＫを使用した場合、各コリレーション特性が異なることが分かる。
図２２及び図２３を参照すると、ＢＰＳＫはＱＰＳＫよりコリレーション振幅が０．１以上の領域にさらに多く分布する。よって、多重セル環境を考慮すれば、ＤＭＲＳの変調タイプとしてＱＰＳＫを使用することが好ましい。即ち、コリレーション特性の側面からはＱＰＳＫがＤＭＲＳシーケンスに適宜な変調タイプである。
(３)ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンス生成
図２４及び図２５は、 ＤＭＲＳシーケンス生成による測定結果を示す。ＤＭＲＳシーケンスは、多項式の次数３０以上の長いシーケンス又は多項式の次数８以下の短いシーケンスをベースとして生成することができる。また、ＤＭＲＳに対する仮説は３ビットであり、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰと同一であると仮定する。
図２４及び図２５を参照すると、短いシーケンスベース生成の検出性能と、長いシーケンスベース生成の検出性能が類似していることが分かる。
具体的に、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅに長さ７の多項式を導入して、シーケンスのコリレーション性能を高めようとしたが、既存の１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅである長さ３１の多項式を用いる方式とは差がない。また、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値をＳＳＢＩＤとしてシーケンスを生成したが、既存の１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値を固定して、２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅにＳＳＢＩＤ−ＣｅｌｌＩＤを用いる方式とは差がない。
よって、ＬＴＥのように、Ｌｅｎｇｔｈ−３１ Ｇｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅを用いて、初期化は、既存のように、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値を固定して、２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅにＳＳＢＩＤ−ＣｅｌｌＩＤを用いる。
(４)ＤＭＲＳ ＲＥマッピング
図２６は、等間隔ＲＥマッピング方法及び等間隔ではないＲＥマッピング方法による性能測定の結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対する仮説は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスをベースとし、干渉ＴＲＰ電力レベルはサービングＴＲＰと同一である。また、ただ１つの干渉源のみが存在する。
図２６に示されたように、可変ＲＥマッピングを使用する場合、干渉がランダムに分散する効果が得られる。よって、可変ＲＥマッピングの検出性能が固定ＲＥマッピング性能よりも優秀である。
図２７は、ＲＳ電力ブーストを使用した場合の測定結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対するＲＥ送信電力は、ＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力より約１．７６ｄＢ(＝１０＊ｌｏｇ(１．３３４／０．８８９))高いと仮定する。可変ＲＥマッピングとＤＭＲＳ電力ブーストを共に使用する場合、他のセルの干渉が減少する。図２７のように、ＲＳ電力ブーストを適用した性能は、ＲＳパワーブーストのない場合よりも２〜３ｄＢの利得を有する。
一方、ＲＳ電力ブーストは、ＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力を減少させる。よって、ＲＳ電力ブーストはＰＢＣＨ性能に影響を与えることができる。図２８及び図２９は、ＲＳ電力ブーストのある場合とＲＳ電力ブーストのない場合のＰＢＣＨ性能を測定した結果である。ここで、ＳＳバーストセットの周期は４０ｍｓと仮定して、エンコードされたビットは８０ｍｓ以内に送信されることを仮定する。
ＰＢＣＨデータに対するＲＥの送信電力が減少する場合、性能損失が発生する可能性がある。しかし、ＲＳ電力増加によってチャネル推定性能が向上されるため、復調性能を向上させることができる。よって、図２８及び図２９のように、２つの場合の性能がほぼ同一である。よって、ＰＢＣＨデータに対するＲＥの送信電力損失の影響はチャネル推定性能の利得によって補完されることができる。
一方、図３０及び図３１を参照して、ＲＳ電力ブーストにＶｓｈｉｆｔを適用した実験観察結果を説明する。ＤＭＲＳ ＲＥの周波数軸位置をセルＩＤによって変更するＶｓｈｉｆｔを導入すると、多重セル環境において送信されるＰＢＣＨ ＤＭＲＳを２回の周期の間に受信して、２個のＰＢＣＨを結合すると、ＩＣＩランダム化によって検出性能を改善する効果が生じて、Ｖｓｈｉｆｔを適用した場合、検出性能の向上は大きい。
以下の[表３]は、上述した性能測定のために用いられたパラメータの仮定値である。
１３．ハーフフレームインデックス指示及び信号設計
一方、上述したような時間インデックス指示方法以外に、他の時間インデックス指示方法なども考えられるが、以下では、特にハーフフレームインデックスを効果的に指示するための様々な実施例について説明する。
５ｍｓ区間(ｄｕｒａｔｉｏｎ)に含まれたＳＳブロックは５ｍｓ、１０ｍｓ、２０ｍ、４０ｍ、８０ｍｓ、１６０ｍｓなどの周期を有して送信される。また、初期接続段階のＵＥは５ｍｓより長い周期(例：１０ｍｓ，２０ｍｓなど)でＳＳブロックが送信されると仮定して信号検出を行う。特に、ＮＲシステムにおいて初期接続段階のＵＥはＳＳブロックが２０ｍｓ周期で送信されると仮定して信号検出を行う。
ところが、もし基地局が５ｍｓ周期でＳＳブロックを送信し、ＵＥが２０ｍｓ周期でＳＳブロックを検出すると、ＵＥはＳＳブロックが前半部のハーフフレーム(ｆｉｒｓｔ ｈａｌｆ ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ)で送信されることもでき、後半部のハーフフレーム(ｓｅｃｏｎｄ ｈａｌｆ ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ)で送信されることもできることを考慮する必要がある。即ち、ＵＥはＳＳブロックが前半部のハーフフレームで受信されるか、又は後半部のハーフフレームで受信されるかに関して正確に仮定することができない。従って、基地局はＳＳブロックが前半部のハーフフレームで送信されるか、又は後半部のハーフフレームで送信されるかをＵＥに正確に伝達するための方法を以下のように考えることができる。
(１)明示的な指示(Ｅｘｐｌｉｃｉｔ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ)：
−５ｍｓ周期でＰＢＣＨコンテンツを変更。この場合、ＵＥは受信したＳＳブロックをデコーディングしてハーフフレーム時間情報を得ることができる。
(２)暗黙的な指示(Ｉｍｐｌｉｃｉｔ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ)：
−５ｍｓ周期でＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスを変更
−５ｍｓ周期でＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスマッピング方法を変更
−５ｍｓ周期でＰＢＣＨを送信するＯＦＤＭシンボルの位相(ｐｈａｓｅ)を変更
−５ｍｓ周期でＰＢＣＨコンテンツの符号化されたビット(ｅｎｃｏｄｅｄ ｂｉｔ)に互いに異なるスクランブルシーケンス(ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ)を適用
ここで、上述した方法を互いに組み合わせて使用することもでき、上記方法を様々に変更することもできる。ＵＥが初期接続状態であるか、ＩＤＬＥモードであるかなどのＵＥの状態又は隣接セル(ｉｎｔｅｒ−ｃｅｌｌ)／他のＲＡＴ(ｉｎｔｅｒ−ＲＡＴ)へのハンドオーバー(Ｈａｎｄｏｖｅｒ)などの現在ＵＥが時間情報を受信する状況によって、ハーフフレーム時間情報を伝達するための様々な方法が考えられる。
以下、ハーフフレーム時間情報を得る時の複雑度を減らすための方法について説明する。
実施例８−１
初期接続段階のＵＥは、１０ｍｓ時間範囲で前半部のハーフフレーム又は後半部のハーフフレームのうちの１つの固定した位置にＳＳブロックが送信されると仮定して、ＳＳブロックの信号検出を試みる。即ち、ＵＥはＳＦＮ、ＳＳブロックインデックスなどの時間情報をＳＳブロックに含まれた信号及びチャネルなどに含まれたシーケンス検出或いはデータのデコーディングなどの過程を行って得、ハーフフレーム情報は無線フレーム内でＳＳブロックが送信されると定義されたスロット、ＯＦＤＭシンボルの位置から得る。
上述した方法の具体的な例として、以下では、上述した時間情報を得る方案として、５ｍｓ周期でＳＳブロックが送信される時、初期接続を行うＵＥが特定のハーフフレームで送信されるＳＳブロックのみを検出し、他のハーフフレームで送信されるＳＳブロックは検出できないようにする方法及び端末動作について説明する。
このために、２個の異なる形態のＳＳブロックを構成する。本発明では説明の便宜のために、２個の異なる形態のＳＳブロックを第１形態のＳＳブロック及び第２形態のＳＳブロックとする。ネットワークは第１形態のＳＳブロックを構成し、第１形態のＳＳブロックを構成するＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの位相、シンボル位置、シーケンス類型、シンボルマッピング規則(ｓｙｍｂｏｌ ｍａｐｐｉｎｇ ｒｕｌｅ)及び送信電力などを変形した形態の第２形態のＳＳブロックを構成する。
その後、基地局は前半部のハーフフレームでは第１形態のＳＳブロックを送信し、後半部のハーフフレームでは第２形態のＳＳブロックを送信する。
この時、初期接続を行うＵＥは、第１形態のＳＳブロックが基地局から送信されたと仮定して、同期信号検出及びＰＢＣＨデコーディングを試みる。また同期信号検出及びＰＢＣＨデコーディングに成功した場合は、ＵＥは該当地点を前半部のハーフフレームに属するスロット及びＯＦＤＭシンボルであると仮定する。
実施例８−２
上述した実施例８−１の具体的な方法として、ＳＳブロックを構成するＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨがマッピングされるシンボルのうち、一部シンボルの位相を変更してハーフフレーム境界情報を得る方法について説明する。
即ち、ＳＳブロックを構成するＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨの位相変化によりＳＦＮ、ハーフフレーム、ＳＳブロックインデックスなどの時間情報を伝達でき、特にハーフフレームの時間情報を伝達するために使用できる。
この時、ＳＳブロックに含まれたＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨは同じアンテナポートを使用すると仮定する。
具体的には、ＰＳＳ／ＳＳＳを含むＯＦＤＭシンボルとＰＢＣＨを含むＯＦＤＭシンボルの位相を送信周期によって変更できる。この時、位相が変更される送信周期は５ｍｓである。
図３２を参照すると、５ｍｓ周期でＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＰＢＣＨを含むＯＦＤＭシンボルに各々(＋１,＋１,＋１,＋１)の位相を印加するか、又は(＋１,−１,＋１,−１)の位相を印加することができる。他の方法としては、ＰＳＳ／ＳＳＳを含むＯＦＤＭシンボルの極性を反転する方法がある。即ち、ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨを含むＯＦＤＭシンボルの極性を各々(ａ,ｂ,ｃ,ｄ)とする時、(＋１,＋１,＋１,＋１)と(−１,＋１,−１,＋１)などでＰＢＣＨの極性を反転(Ｐｏｌａｒｉｔｙ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ)することができる。また、ＰＳＳ或いはＳＳＳを含むＯＦＤＭシンボルのうちの一部のＯＦＤＭシンボルの極性を(＋１,＋１,＋１,＋１)及び(＋１,＋１,−１,＋１)のように反転するか、又は(＋１,＋１,＋１,＋１)及び(−１,＋１,＋１,＋１)のように反転することもできる。
一方、上記例示をより具体化して２０ｍｓ間隔周期で位相を変更する方法も考えられる。即ち、図３２を参照すると、１番目の５ｍｓ周期の位相を(＋１,＋１,＋１,＋１)で送信し、２番目の５ｍｓ周期の位相を(＋１,−１,＋１,−１)で送信し、３番目の５ｍｓ周期の位相を(＋１,−１,−１,−１)で送信し、４番目の５ｍｓ周期の位相を(−１,−１,−１,−１)で送信することもできる。上述した方法で５ｍｓの周期、即ち、ハーフフレームの境界情報を得ることができ、２０ｍｓの間隔周期で位相が変更されるので、ＳＦＮの情報を得ることもできる。但し、ＳＦＮの情報を得るために、２０ｍｓ間隔周期で、１番目の１０ｍｓでは(＋１,＋１,＋１,＋１)で送信し、２番目の１０ｍｓでは(＋１,−１,＋１,−１)で送信することもできる。
なお、２０ｍｓ間隔周期を区分するために、ＳＳブロックに含まれたＰＳＳとＳＳＳの位相のみを変更することもできる。例えば、１番目の５ｍｓ周期の位相を(＋１,＋１,＋１,＋１)で送信し、２番目の５ｍｓ周期から４番目の５ｍｓ周期の位相を(−１、＋１、−１、＋１)で送信することができる。即ち、１番目の５ｍｓ周期のＰＳＳ／ＳＳＳ位相と残りの５ｍｓ周期のＰＳＳ／ＳＳＳ位相を変更して送信することにより、２０ｍｓ周期を区分することができる。
この時、２番目の５ｍｓ周期から４番目の５ｍｓ周期で送信されるＳＳブロックは、ＰＳＳ／ＳＳＳの位相が変更されてＵＥにより検出されないこともできる。
一方、送信される位相の極性反転と共に位相変化も考えることができる。例えば、(＋１,＋１,＋１,＋１)及び(＋１,＋ｊ,＋１,＋ｊ)に区分してＳＳブロックを５ｍｓ周期で送信することができ、(＋１,＋１,＋１,＋１)及び(＋１,−ｊ,＋１,−ｊ)に区分してＳＳブロックを５ｍｓ周期で送信することもできる。
ハーフフレームの時間情報は、ＰＢＣＨシンボルの位相変化により得られ、ＰＢＣＨスクランブルシーケンスの決定に使用できる。即ち、基地局は毎５ｍｓごとに、ＳＳＳシンボルとＰＢＣＨシンボルの間の位相を変化してＳＳブロックを構成して送信する。言い換えれば、基地局は特定周期内でＳＳブロックが送信される位置によって、ＳＳブロックのＰＢＣＨとＳＳＳが送信されるシンボルの位相を変更できるが、この時、位相が変わるシンボルは、ＳＳブロックが送信可能な全ての候補ＳＳブロックに対応するＳＳＳ及びＰＢＣＨのシンボル位相ではなく、基地局が実際に送信するＳＳブロックに対応するＳＳＳ及びＰＢＣＨのシンボル位相を変更することができる。
言い換えれば、５ｍｓのハーフフレーム内に含まれた候補ＳＳブロックに対応するが、実際にＳＳブロックが送信されない候補ＳＳブロックのＳＳＳ及びＰＢＣＨに対応するシンボルの位相は変わらないことができる。
以下、この具体的な方案について説明する。
(方案１)ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ内の１ビットをハーフフレームを指示するための指示子として使用できる。また、ＰＢＣＨスクランブルシーケンスはハーフフレームタイミングのための指示子により初期化できる。この時、ＳＦＮのＭＳＢ[７〜１０]ビットは、ＰＢＣＨコンテンツにより明示的に指示でき、ＳＦＮのＬＢＳ[３]ビットはＰＢＣＨスクランブルシーケンスのために使用されることができる。
(方案２)ハーフフレームタイミングのための１ビットはＰＢＣＨにより指示される。また、ＰＢＣＨスクランブルシーケンスはハーフフレームタイミングのための指示子によって初期化できる。この時、ＰＢＣＨシンボルとＳＳＳシンボルの間の位相差が発生することができ、ＳＦＮのＭＳＢ[７〜１０]ビットはＰＢＣＨコンテンツにより明示的に指示でき、ＳＦＮのＬＢＳ[３]ビットはＰＢＣＨスクランブルシーケンスのために使用されることができる。
(方案３)ハーフフレームタイミングのための１ビットはＰＢＣＨにより指示される。この時、ＰＢＣＨシンボルとＳＳＳシンボルの間に位相差が発生することができ、ＳＦＮのＭＳＢ[７〜１０]ビットはＰＢＣＨコンテンツにより明示的に指示でき、ＳＦＮのＬＢＳ[３]ビットはＰＢＣＨスクランブルシーケンスのために使用されることができる。
実施例８−３
測定及びハンドオーバーを行うＵＥに、基地局は実際に送信されるＳＳブロックの送信周期を指示する。これは測定関連の時間情報に含まれた測定周期情報と共に、さらに伝達されることができ、また測定周期に関する情報をＳＳブロックの送信周期情報と見なして、それに基づいて測定及びハンドオーバーを行うことができる。またハンドオーバー命令にはセル情報、ＳＩＢ ０、１、２などのようなターゲットセル(Ｔａｒｇｅｔ ｃｅｌｌ)に関連するシステム情報が含まれる。なお、ＮＲシステムでは、設定時に論議の便宜のために、ＬＴＥで定義するＳＩＢ ０,１,２などの情報を含む新しいシステム情報をＲＭＳＩ(Ｒｅｍａｉｎｉｎｇ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ)と表現する。
上述したＲＭＳＩには、ターゲットセルで実際の送信に使用するＳＳブロックの位置及び送信周期に関する情報が含まれる。また、ハンドオーバーのためにはターゲットセルだけではなく、ハンドオーバーの候補になり得るセルに対するＳＳブロック送信周期情報がさらにＵＥに伝達される必要がある。従って、候補セルに対するＳＳブロック送信周期に関する情報がハンドオーバー命令と区分されたシステム情報と定義されてＵＥに伝達されることができる。
この時のＵＥの動作は、５ｍｓより長いＳＳブロックの送信周期が指示された場合、ＵＥは第１形態のＳＳブロックを使用して隣接セルの同期信号検索及び時間情報、即ち、ＳＳブロックインデックスを得る。もし５ｍｓの送信周期が指示された場合、ＵＥは第１形態のＳＳブロック及び第２形態のＳＳブロックを使用して隣接セルの同期信号検索及び時間情報を得る。
なお、ＵＥの受信複雑度を減らすための方案として、ＵＥは第１形態のＳＳブロックを使用して１０ｍｓ周期のＳＳブロックを検索し、第１形態のＳＳブロックを検出した後に、１０ｍｓ範囲内で検出された第１形態のＳＳブロックを基準として５ｍｓ程度のオフセットを有する時間位置でＵＥは第２形態のＳＳブロックを使用して同期信号の検出及び時間情報を得ようとする。また、上述した方法によりハンドオーバーを行うＵＥは、ターゲットセル／候補セル／ターゲットＲＡＴなどで使用する時間情報を得ることができる。
上述した実施例８−２について整理すると、測定を行うための周期がＵＥに伝達される時、ＳＳブロックが実際に送信される周期もＵＥに指示される。この時、測定のための設定は、ＵＥの観点で測定を行うために与えられる周期であり、これは実際基地局が送信するＳＳブロック送信周期より長く設定されることもでき、これはＵＥがハンドオーバー前に隣接セルのＰＢＣＨをデコーディングする時、実際ＳＳブロックが送信される周期に合わせてデコーディングできるようにし、デコーディングの回数を減らしてＵＥのバッテリー消費を抑えることができる。
実施例８−４
チャネル／信号の構成、リソース設定方式、シーケンスマッピング方式などは、基地局の時間情報の仮定やＵＥの状態によって変更される。
時間情報はＳＦＮ、スロット、ＯＦＤＭシンボル番号などで構成されるが、Ｍ時間の範囲でサブフレーム番号、スロット番号などがインデクシングされ、Ｍより小さいＮ時間範囲でサブフレーム番号、スロット番号などがインデクシングされる。ここで、Ｍ＝１０ｍｓであり、Ｎ＝５ｍｓであり、基地局が時間情報の仮定、ＵＥの接続状態などのような条件によって互いに異なる時間範囲で定義された時間インデックスが適用される。
以下、具体的な実施方案について説明する。
(方案１)同期ネットワークであるか又は非同期ネットワークであるかを知らせる指示子である同期指示子、又はＵＥの接続状態が初期接続(Ｉｎｉｔｉａｌ Ａｃｃｅｓｓ)、ハンドオーバー、ＩＤＬＥ／ＣＯＮＮＥＣＴＥＤモードであるかなどによって、時間情報、チャネル／信号構成、リソース設定方式などが変更される。この時、同期指示子は基地局からＵＥに伝達される。
(方案２)ＤＭＲＳ、ＣＳＩ−ＲＳ、ＳＲＳなどの参照信号にマッピングされるシーケンス或いはＰＤＳＣＨ／ＰＵＳＣＨなどのようなデータビットのスクランブルシーケンスなどがスロット番号又はＯＦＤＭシンボル番号などのような１０ｍｓ範囲内の時間情報によってシーケンスが変更されるか、又は５ｍｓ周期で変更される。即ち、ＣＳＩ−ＲＳリソース、リソースなどが１０ｍｓ範囲内で無線フレーム範囲、前半部のハーフフレーム範囲又は後半部のハーフフレーム範囲に基づいて構成され、５ｍｓ周期でハーフフレームに基づいて構成されることができる。
(方案３)帯域幅部分(Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ)によってチャネル／信号の構成、リソース設定方式及びシーケンスマッピング方式が変更される。初期接続に使用される帯域幅部分内で、ブロードキャストされるシステム情報(Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ＳＩ)、ＲＡＣＨ Ｍｓｇ２／３／４及びページング(Ｐａｇｉｎｇ)などを伝達するためのＰＤＳＣＨ／ＰＵＳＣＨのようにデータチャネル、ＰＤＣＣＨ／ＰＵＳＣＨのような制御チャネル、ＤＭＲＳ／ＣＲＳ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＰＴＲＳなどのような参照信号は、Ｎ時間範囲内で構成し、Ｎ時間単位で繰り返して送信されることができる。反面、ＲＲＣ連結状態で設定される帯域幅部分では、Ｍ時間範囲でデータチャネル、制御チャネル及び参照信号を構成し、Ｍ時間単位で繰り返して送信されることができる。
(方案４)ハンドオーバーで使用されるリソースであるＰＲＡＣＨプリアンブル、Ｍｓｇ２などはＭ時間範囲及びＮ時間範囲で構成できる。ここで、説明の便宜上、Ｍ＝１０ｍｓであり、Ｎ＝５ｍｓであると仮定する。
もし同期ネットワークによりＵＥに指示される場合、ＵＥは同じ周波数帯域のセルで送信される信号が所定の範囲(例えば、１ｍｓ)誤差内で受信されたと仮定して、サービングセルから得た５ｍｓ時間情報はサービングセルだけではなく隣接セルでも同様に適用できると仮定する。
かかる仮定では、Ｍ時間範囲で構成されたリソースを活用できる。即ち、基地局から特に指示子の送信がなくても、同期ネットワークにより仮定できる環境では、Ｍ時間範囲で構成されたリソースを使用できる。一方、非同期ネットワーク(Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｎｅｔｗｏｒｋ)によりＵＥに指示される場合、又は非同期ネットワークにより仮定する環境では、Ｎ時間範囲で構成されたリソースを使用できる。
(方案５)同期ネットワークによりＵＥに指示される場合、ＵＥは同じ周波数帯域のセルで送信される信号が所定の範囲(例えば、１ｍｓ)の誤差内で受信されたと仮定して、サービングセルから得た５ｍｓ時間情報はサービングセルだけではなく隣接セルでも同様に適用できると仮定する。
１４．下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰ(Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ)
ＬＴＥの初期接続手順は、ＭＩＢ(Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ)によって構成されたシステム帯域幅内で動作する。また、ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨはシステム帯域幅の中心を基準として整列されている。また、共通検索空間は、システム帯域幅内で定義され、システム帯域幅内で割り当てられた共通検索空間のＰＤＳＣＨによってシステム情報が伝達され、Ｍｓｇ１／２／３／４に対するＲＡＣＨ手順が動作する。
一方、ＮＲシステムは、広帯域ＣＣ(Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｃａｒｒｉｅｒ)における動作を支援するが、ＵＥが全ての広帯域ＣＣにおいて必要な動作を行うための能力(Ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ)を有するように具現することは、コスト面から非常に難しい問題である。よって、システム帯域幅において初期接続手順を円滑に行うように具現することは難しい。
この問題を解決するために、図３３のように、ＮＲは初期接続動作のためのＢＷＰを定義することができる。ＮＲシステムでは、各ＵＥに対応するＢＷＰ内でＳＳブロック送信、システム情報伝達、ページング及びＲＡＣＨ手順のための初期接続手順を行うことができる。また、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰは、少なくとも１つの主コンポーネント搬送波において共通検索空間を有する１つのＣＯＲＥＳＥＴを含むことができる。
よって、少なくともＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨメッセージ２／４に関する下りリンク制御情報は、共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴで送信され、下りリンク制御情報に関わる下りリンクデータチャネルは下りリンクＢＷＰ内に割り当てられる。また、ＵＥは、このＵＥに対応するＢＷＰ内でＳＳブロックが送信されると予想できる。
即ち、ＮＲでは、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰが下りリンク共通チャネル送信のために使用されることができる。ここで、下りリンク共通チャネルに含まれる信号は、ＳＳブロック、 共通検索空間を有するＣＯＲＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨメッセージ２／４などのためのＰＤＳＣＨなどがある。ここで、ＲＭＳＩは、ＳＩＢ１(Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ １)として解釈されてもよく、ＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ)を介してＭＩＢ(Ｍａｓｔｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ)受信後にＵＥが取得すべきシステム情報である。
(１)ニューマロロジー
ＮＲでは、１５、３０、６０及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ送信に用いられる。よって、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰ内のＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨに対するニューマロロジーは、データ送信のために定義されたニューマロロジーの中から選択することができる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲に対しては、１５ｋＨｚ、３０ｋＨｚ及び６０ｋＨｚの副搬送波間隔のうち１つ以上を選択することができ、６ＧＨｚ〜５２．６ＧＨｚの周波数範囲に対しては６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のうち１つ以上を選択することができる。
しかし、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＵＲＬＬＣサービスのために、６０ｋＨｚの副搬送波間隔が予め定義されているため、６０ｋＨｚの副搬送波間隔は、６ＧＨｚ以下の周波数範囲におけるＰＢＣＨ送信に適しない。よって、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で下りリンク共通チャネル送信のために１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用することができ、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用することができる。
一方、ＮＲでは、ＳＳブロック送信のために、１５、３０、１２０及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を支援する。ＳＳブロックと共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ページング、ＲＡＲに対するＰＤＳＣＨのような下りリンクチャネルに対して、同一の副搬送波間隔が適用されると仮定することができる。よって、このような仮定を適用すると、ＰＢＣＨコンテンツにニューマロロジー情報を定義する必要がなくなる。
逆に、下りリンク制御チャネルに対する副搬送波間隔の変更が必要となる場合がある。例えば、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が６ＧＨｚ以上の周波数帯域においてＳＳブロック送信に適用される場合、下りリンク制御チャネル送信を含むデータ送信には、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が用いられないため、下りリンク制御チャネル送信を含むデータ送信のためには、副搬送波間隔の変更が必要である。よって、下りリンクデータチャネル送信を含むデータ送信のために、副搬送波間隔が変更できる場合、ＰＢＣＨコンテンツに含まれる１ビット指示子によってこれを指示することができる。例えば、搬送波周波数の範囲によって、１ビット指示子は｛１５ｋＨｚ、３０ｋＨｚ｝又は｛６０ｋＨｚ、１２０ｋＨｚ｝と解釈することができる。また、表示された副搬送波間隔は、ＲＢグリッドの参照ニューマロロジーとみなすことができる。上述では、ＰＢＣＨコンテンツは、ＰＢＣＨに含まれて送信されるＭＩＢ(Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ)を意味してもよい。
即ち、周波数範囲が６Ｇｈｚ以下である場合、１ビット指示子によって、初期接続のためのＲＭＳＩ又は、ＯＳＩ、ページング、Ｍｓｇ２／４に対する副搬送波間隔が１５ｋＨｚ又は３０ｋＨｚであることが指示でき、周波数範囲が６Ｇｈｚ以上である場合には、１ビット指示子によって、初期接続のためのＲＭＳＩ又は、ＯＳＩ、ページング、Ｍｓｇ２／４に対する副搬送波間隔が６０ｋＨｚ又は１２０ｋＨｚであることが指示できる。
(２)下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰの帯域幅
ＮＲシステムにおいて、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。即ち、ＢＷＰの帯域幅は、システム帯域幅より狭くてもよい。即ち、帯域幅は、搬送波の最小帯域幅より広い必要があるが、ＵＥの最小帯域幅より広くてはいけない。
よって、下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰは、ＢＷＰの帯域幅がＳＳブロックの帯域幅より広く、各周波数範囲において動作可能な全てのＵＥの特定の下りリンク帯域幅と等しいか、又は小さいように定義することができる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅は２０ＭＨｚと仮定することができる。この場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で定義されることができる。即ち、ＳＳブロックは、下りリンク共通チャネル帯域幅の一部分に位置することができる。
(３)帯域幅設定
図３４は帯域幅設定の例示を示す。
ＵＥは、セルＩＤ検出及びＰＢＣＨデコーディングを含む初期同期化手順の間にＳＳブロックの帯域幅内で信号の検出を試みる。その後、ＵＥは、ＰＢＣＨコンテンツによってネットワークが指示する下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内において次の初期接続手順を続けて行うことができる。即ち、ＵＥは、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内においてシステム情報を取得して、ＲＡＣＨ手順を行うことができる。
一方、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅間の相対的な周波数位置のための指示子がＰＢＣＨコンテンツに定義されることができる。一方、上述のように、ＰＢＣＨコンテンツは、ＰＢＣＨに含まれて送信されるＭＩＢ(Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ)を意味してもよい。
例えば、図３４に示されたように、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅間の相対的な周波数位置として、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の間隔に関するオフセット情報で定義されることができる。
特に、図３４を参照すると、オフセット値は、ＲＢ単位で指示されてもよく、指示されたＲＢ数だけのオフセット位置に下りリンク共通チャネルに対する帯域幅が位置することとＵＥが決定することができる。一方、ＮＲシステムでは、ＳＳブロック帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅のニューマロロジー、即ち、副搬送波間隔が異なるように設定されてもよいが、この時には、ＳＳブロック帯域幅の副搬送波間隔と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の副搬送波間隔のうちいずれか１つを基準として、ＲＢ単位で指示されるオフセットの絶対的な周波数間隔を算出することができる。
また、相対的な周波数位置の指示を単純化するために、複数のＳＳブロックに対する帯域幅は、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内でＳＳブロックを位置させる候補位置のうちいずれか１つであり得る。
また、ＮＲシステムでは、下りリンク共通チャネルの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。また、帯域幅はシステム帯域幅より狭くてもよい。即ち、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、搬送波の最小帯域幅より広い必要があるが、ＵＥの最小帯域幅より広くてはいけない。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅が２０ＭＨｚと仮定される場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で定義することができる。
例えば、ＳＳブロックの帯域幅が５ＭＨｚであり、下りリンク共通チャネルの帯域幅が２０ＭＨｚであると仮定すると、下りリンク共通チャネルのための帯域幅内においてＳＳブロックを探すための４個の候補位置を定義することができる。
１５．ＣＯＲＥＳＥＴ設定
(１)ＣＯＲＥＳＥＴ情報とＲＭＳＩスケジューリング情報
ＲＭＳＩに対するスケジューリング情報を直接指示するより、ネットワークがＲＭＳＩスケジューリング情報を含むＣＯＲＥＳＥＴ情報をＵＥに送信した方がより効率的である。即ち、ＰＢＣＨコンテンツにおいて、ＣＯＲＥＳＥＴ及び周波数位置に対する帯域幅のような周波数リソースに関する情報を指示することができる。また、開始ＯＦＤＭシンボル、保持時間及びＯＦＤＭシンボルの数のような時間リソースに関する情報は、ネットワークリソースを柔軟に利用するためにさらに設定されてもよい。
また、共通探索空間モニタリング周期、保持時間及びオフセットに関する情報もＵＥ検出の複雑性を減少させるために、ネットワークからＵＥへ送信されてもよい。
一方、送信タイプ及びＲＥＧバンドリングサイズは、共通検索空間のＣＯＲＥＳＥＴによって固定されてもよい。ここで、送信タイプは、送信される信号がインタリーブされているか否かによって区分されてもよい。
(２)スロットに含まれたＯＦＤＭシンボルの数
スロットにおけるＯＦＤＭシンボル数又は６ＧＨｚ以下の搬送波周波数の範囲に関連して、７ＯＦＤＭシンボルスロット及び１４ＯＦＤＭシンボルスロットのような２つの候補を考慮する。仮に、ＮＲシステムにおいて、６ＧＨｚ以下の搬送波周波数の範囲のために２つのタイプのスロットをいずれも支援すると決定した場合、共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴの時間リソース表示のために、スロットタイプに対する指示方法を定義する必要がある。
(３)ＰＢＣＨコンテンツのビットサイズ
ＰＢＣＨコンテンツにおいて、ニューマロロジー、帯域幅及びＣＯＲＥＳＥＴ情報を表示するために、［表４］のように、約１４ビットを指定することができる。
図３５は本発明を行う送信装置１０及び受信装置２０の構成要素を示すブロック図である。
送信装置１０及び受信装置２０は、情報及び／又はデータ、信号、メッセージなどを運ぶ無線信号を送受信可能なＲＦ(ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ)ユニット１３，２３、無線通信システム内の通信に関連する各種情報を貯蔵するメモリ１２，２２、及び上記ＲＦユニット１３，２３及びメモリ１２，２２などの構成要素と動作的に連結され、上記構成要素を制御して該当装置が前述した本発明の実施例のうちのいずれか１つを行うようにメモリ１２，２２及び／又はＲＦユニット１３，２３を制御するプロセッサ１１，２１を含む。
メモリ１２，２２はプロセッサ１１，２１の処理及び制御のためのプログラムを貯蔵し、入出力される情報を臨時貯蔵する。メモリ１２，２２はバッファーとしても活用できる。
通常、プロセッサ１１，２１は、送信装置又は受信装置内の各種モジュールの全般的な動作を制御する。特に、プロセッサ１１，２１は本発明を行うための各種制御機能を行う。プロセッサ１１，２１はコントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、マイクロコンピューターなどとも呼ばれる。プロセッサ１１，２１は、ハードウェア又はファームウェア(ｆｉｒｍｗａｒｅ)、ソフトウェア又はこれらの結合により具現される。ハードウェアを用いて本発明を具現する場合、本発明を行うように構成されたＡＳＩＣｓ(ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔｓ)、ＤＳＰｓ(ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ)、ＤＳＰＤｓ(ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ)、ＰＬＤｓ(ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ)、ＦＰＧＡｓ(ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙｓ)などがプロセッサ１１，２１に備えられる。なお、ファームウェアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の一実施例は、前述した機能又は動作を行うモジュール、手続、関数などを含むようにファームウェアやソフトウェアが構成され、本発明を行えるように構成されたファームウェアやソフトウェアは、プロセッサ１１，２１内に備えられるか、メモリ１２，２２に貯蔵されてプロセッサ１１，２１によって駆動することができる。
送信装置１０のプロセッサ１１は、プロセッサ１１又は該プロセッサ１１に連結されたスケジューラからスケジュールされて外部に送信される信号及び／又はデータに対して所定の符号化(ｃｏｄｉｎｇ)及び変調(ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ)を行った後、ＲＦユニット１３に送信する。例えば、プロセッサ１１は、送信しようとするデータ列を逆多重化及びチャネル符号化、スクランブル、変調過程などによりＫ個のレイヤに変換する。符号化されたデータ列はコードワードとも称され、ＭＡＣ階層が提供するデータブロックである輸送ブロックと等価である。１輸送ブロック(ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｂｌｏｃｋ、ＴＢ)は１コードワードに符号化され、各コードワードは１つ以上のレイヤ形態で受信装置に送信される。周波数上り変換のためにＲＦユニット１３はオシレータ(ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ)を含むことができる。ＲＦユニット１３はＮt個(Ｎtは１以上の正の整数)の送信アンテナを含むことができる。
受信装置２０の信号処理過程は送信装置１０の信号処理過程の逆に構成される。プロセッサ２１の制御下で、受信装置２０のＲＦユニット２３は送信装置１０により送信された無線信号を受信する。ＲＦユニット２３はＮr個の受信アンテナを含み、ＲＦユニット２３は受信アンテナにより受信された信号を各々周波数下り変換して(ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｗｎ−ｃｏｎｖｅｒｔ)基底帯域信号に復元する。ＲＦユニット２３は周波数下り変換のためにオシレータを含むことができる。プロセッサ２１は受信アンテナにより受信された無線信号に対する復号(ｄｅｃｏｄｉｎｇ)及び復調(ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ)を行って、送信装置１０が元来送信しようとするデータを復元することができる。
ＲＦユニット１３、２３は１つ以上のアンテナを備える。アンテナは、プロセッサ１１、２１の制御下で本発明の一実施例によって、ＲＦユニット１３、２３により処理された信号を外部に送信するか、又は外部から無線信号を受信してＲＦユニット１３、２３に伝達する機能を行う。アンテナはアンテナポートとも呼ばれる。各アンテナは１つの物理アンテナに該当するか、又は１つより多い物理アンテナ要素の組み合わせにより構成される。各アンテナから送信された信号は受信装置２０によりそれ以上には分解されない。該当アンテナに対応して送信された参照信号(ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＲＳ)は、受信装置２０の観点で本アンテナを定義し、チャネルが一物理アンテナからの単一(ｓｉｎｇｌｅ)無線チャネルであるか或いはアンテナを含む複数の物理アンテナ要素からの合成(ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ)チャネルであるかに関係なく、受信装置２０をしてアンテナに対するチャネル推定を可能にする。即ち、アンテナはアンテナ上のシンボルを伝達するチャネルが同じアンテナ上の他のシンボルが伝達されるチャネルから導き出されるように定義される。複数のアンテナを用いてデータを送受信する多重入出力(Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ、ＭＩＭＯ)機能を支援するＲＦユニットの場合、２つ以上のアンテナに連結されることができる。
本発明においてＲＦユニット１３、２３は受信ビーム形成と送信ビーム形成を支援する。例えば、本発明において、ＲＦユニット１３,２３は図５乃至図８に例示された機能を行うように構成される。また本発明において、ＲＦユニット１３、２３はトランシーバーとも呼ばれる。
本発明の実施例において、ＵＥは上りリンクでは送信装置１０として動作し、下りリンクでは受信装置２０として動作する。本発明の実施例において、ｇＮＢは上りリンクでは受信装置２０として動作し、下りリンクでは送信装置１０として動作する。以下、ＵＥに備えられたプロセッサ、ＲＦユニット及びメモリをＵＥプロセッサ、ＵＥ ＲＦユニット及びＵＥメモリと称し、ｇＮＢに備えられたプロセッサ、ＲＦユニット及びメモリをｇＮＢプロセッサ、ｇＮＢ ＲＦユニット及びｇＮＢメモリと各々称する。
本発明のｇＮＢプロセッサは、複数のシンボルにＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨで構成されたＳＳＢをマッピングしてＵＥに送信するように制御する。この時、ＳＳＢを前半部のハーフフレームで送信するか、或いは後半部のハーフフレームで送信するかによって、ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨがマッピングされるシンボルのうち、少なくとも１つのシンボルの位相を異なるようにマッピングすることができる。具体的には、ＳＳＢが前半部のハーフフレームで送信される場合と後半部のハーフフレームで送信される場合のＰＢＣＨがマッピングされるシンボルの位相差を１８０°、即ち、極性反転になるようにマッピングして送信することができる。
またＰＢＣＨはＳＳＢが送信されるハーフフレームを識別するための指示子を含み、指示子に基づいてＰＢＣＨのスクランブルシーケンスを生成することができる。またＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスはＰＢＣＨ ＤＭＲＳにより得られるＳＳＢインデックスの数と指示子が示す値(例えば、０又は１)を乗じたものに基づいて生成できる。
またｇＮＢプロセッサはどのハーフフレーム上でＳＳＢを送信するかによって、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスを異なるように生成するか、又はＰＢＣＨ ＤＭＲＳがマッピングされる周波数位置を互いに異なるようにマッピングすることができる。
また端末が初期接続を行う場合と端末がＲＲＣ連結状態である場合に互いに異なる周期に基づいてＳＳＢを送信することができ、この時、初期接続を行うためのＳＳＢ送信周期をＲＲＣ連結状態である場合のＳＳＢ送信周期より短く設定することができる。
本発明のＵＥプロセッサはｇＮＢからＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨで構成されたＳＳＢを受信するように制御し、この時、ＳＳＢが前半部のハーフフレームで受信されるか、或いは後半部のハーフフレームで受信されるかは、ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨがマッピングされるシンボルのうちの少なくとも１つのシンボルの位相に基づいて識別できる。
またＵＥプロセッサは前半部のハーフフレームでＳＳＢを受信した場合は、ＳＳＢを受信した時点から一定時間が経た後の特定の時間区間で後半部のハーフフレームで送信されるＳＳＢの検出を行い、サービングセルと隣接セルの同期を仮定できる場合は、サービングセルから受信したＳＳＢの時間情報を隣接セルにも同様に適用することができる。
本発明のｇＮＢプロセッサ或いはＵＥプロセッサは、アナログ或いはハイブリッドビーム形成が使用される６ＧＨｚ以上の高周波帯域で動作するセル上で本発明を適用するように構成される。
上述したように開示された本発明の好ましい実施形態に対する詳細な説明は、当事業者が本発明を具現して実施できるように提供された。以上では、本発明の好ましい実施形態を参照して説明したが、該当技術分野で熟練した当事業者であれば、下記の特許請求の範囲に記載した本発明の思想及び領域から逸脱しない範囲内で本発明を多様に修正及び変更可能であることを理解できるだろう。よって、本発明は、ここで示した各実施形態に制限されるものではなく、ここで開示された各原理及び新規の各特徴と一致する最広の範囲を付与しようとするものである。
以上、同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置について、５世代ＮｅｗＲＡＴシステムに適用される例を中心として説明したが、５世代ＮｅｗＲＡＴシステム以外にも様々な無線通信システムに適用することができる。

Claims (14)

  1. 無線通信システムにおいて、端末が同期信号ブロック(Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ)を受信する方法であって、
    無線フレーム内に含まれた第１ハーフフレーム又は第２ハーフフレーム上で、複数のシンボルにマッピングされた少なくとも１つのＳＳＢを受信することを含み、
    前記少なくとも１つのＳＳＢは、前記第１ハーフフレーム上で受信される第１ＳＳＢ及び前記第２ハーフフレーム上で受信される第２ＳＳＢのうちのいずれか１つであり、
    前記第１ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第１シンボルと前記第２ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第２シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、
    前記第１シンボルと前記第２シンボルの位相は異なる、ＳＳＢ受信方法。
  2. 前記同じタイプの信号は、
    主同期信号(Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ；ＰＳＳ)、副同期信号(Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ；ＳＳＳ)及びＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)のうちのいずれか１つである、請求項１に記載のＳＳＢ受信方法。
  3. 前記第１シンボルと前記第２シンボルの位相差は１８０°である、請求項１に記載のＳＳＢ受信方法。
  4. 前記少なくとも１つのＳＳＢに含まれたＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)は、前記第１ハーフフレームと前記第２ハーフフレームを区分するための指示子を含み、
    前記指示子は前記ＰＢＣＨのスクランブルシーケンスの生成に用いられる、請求項１に記載のＳＳＢ受信方法。
  5. 前記ＰＢＣＨがマッピングされたシンボル上にはＤＭＲＳ(Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ)がマッピングされ、
    前記ＤＭＲＳのシーケンスは前記ＤＭＲＳにより得られるＳＳＢインデックスの数及び前記指示子に基づいて生成される、請求項４に記載のＳＳＢ受信方法。
  6. 前記ＤＭＲＳのシーケンスは前記ＤＭＲＳにより得られるＳＳＢインデックス数と前記指示子が示す値を乗じたものに基づいて生成される、請求項５に記載のＳＳＢ受信方法。
  7. 前記端末は、前記第１ＳＳＢを検出した場合、
    前記第１ＳＳＢを検出した時点から一定時間後の特定の時間区間で前記第２ＳＳＢの検出を行う、請求項１に記載のＳＳＢ受信方法。
  8. 前記第１ＳＳＢ及び前記第２ＳＳＢの各々に含まれたＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)がマッピングされたシンボル上には、ＤＭＲＳ(Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ)がマッピングされ、
    前記第１ＳＳＢに対応するＤＭＲＳのシーケンス及び前記第２ＳＳＢに対応するＤＭＲＳのシーケンスは互いに異なる、請求項１に記載のＳＳＢ受信方法。
  9. 前記第１ＳＳＢ及び前記第２ＳＳＢの各々に含まれたＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)がマッピングされたシンボル上には、ＤＭＲＳ(Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ)がマッピングされ、
    前記第１ＳＳＢに対応するＤＭＲＳがマッピングされる周波数位置と前記第２ＳＳＢに対応するＤＭＲＳがマッピングされる周波数位置は互いに異なる、請求項１に記載のＳＳＢ受信方法。
  10. 前記端末が初期接続(Ｉｎｉｔｉａｌ Ａｃｃｅｓｓ)を行う場合、前記少なくとも１つのＳＳＢは第１時間周期で繰り返して送信され、
    前記端末がＲＲＣ連結(Ｃｏｎｎｅｎｃｔｉｏｎ)状態である場合、少なくとも１つのＳＳＢは第１時間周期より長い第２時間周期で繰り返して送信される、請求項１に記載のＳＳＢ受信方法。
  11. 前記端末のサービングセルと隣接セルの各々で送信される信号が一定の誤差範囲内で受信されると仮定する場合、
    前記サービングセルから受信したＳＳＢにより得た時間情報は、前記隣接セルから受信したＳＳＢに同様に適用される、請求項１に記載のＳＳＢ受信方法。
  12. 無線通信システムにおいて、同期信号ブロック(Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ)を受信する端末であって、
    基地局と信号を送受信するトランシーバー、及び
    前記トランシーバーに連結され、無線フレーム内に含まれた第１ハーフフレーム又は第２ハーフフレーム上で、複数のシンボルにマッピングされた少なくとも１つのＳＳＢを受信するように前記トランシーバーを制御するプロセッサを含み、
    前記少なくとも１つのＳＳＢは、前記第１ハーフフレーム上で受信される第１ＳＳＢ及び前記第２ハーフフレーム上で受信される第２ＳＳＢのうちのいずれか１つであり、
    前記第１ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第１シンボルと前記第２ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第２シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、
    前記第１シンボルと前記第２シンボルの位相は異なる、端末。
  13. 無線通信システムにおいて、基地局が同期信号ブロック(Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ)を送信する方法であって、
    複数のシンボルに少なくとも１つのＳＳＢをマッピングし、無線フレーム内に含まれた第１ハーフフレーム又は第２ハーフフレーム上で送信することを含み、
    前記第１ハーフフレーム上では第１ＳＳＢを送信し、前記第２ハーフフレーム上では第２ＳＳＢを送信し、
    前記第１ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第１シンボルと前記第２ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第２シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、
    前記第１シンボルと前記第２シンボルの位相は異なるようにマッピングする、ＳＳＢ送信方法。
  14. 無線通信システムにおいて、同期信号ブロック(Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ)を送信する基地局であって、
    端末と無線信号を送受信トランシーバー、及び
    前記トランシーバーに連結され、複数のシンボルに少なくとも１つのＳＳＢをマッピングして、無線フレーム内に含まれた第１ハーフフレーム又は第２ハーフフレーム上で送信するように前記トランシーバーを制御するプロセッサを含み、
    前記第１ハーフフレーム上では第１ＳＳＢを送信し、前記第２ハーフフレーム上では第２ＳＳＢを送信し、
    前記第１ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第１シンボルと前記第２ＳＳＢがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第２シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、
    前記第１シンボルと前記第２シンボルの位相は異なるようにマッピングする、基地局。
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