JP2020522963A - 無線通信システムにおける参照信号を送受信するための方法、及びこのための装置 - Google Patents

Abstract

無線通信システムにおける端末が参照信号を送信する方法及び装置に関する。本発明によると、基地局からアップリンクデータの復調のための第１復調参照信号の構成に関する構成情報を受信し、前記構成情報に基づいて、前記基地局に少なくとも一つのアンテナポートを介して前記第１復調参照信号及び前記アップリンクデータを送信し、前記第１復調参照信号及び前記アップリンクデータは、サブフレーム内で周波数ホッピングを用いて送信され、前記第１復調参照信号は、他のアンテナポート上で送信される少なくとも一つの他の復調参照信号と同じ時間軸のシンボル上に位置する方法及び装置を提供することができる。【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信システムに関し、より詳細に無線通信システムにおけるデータのデコーディングのための復調参照信号（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ：ＤＭＲＳ）の生成、及びこれを送受信するための方法、並びに装置に関する。

移動通信システムは、ユーザの活動性を保証しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは、音声だけでなく、データサービスまで領域を拡張し、現在では、爆発的なトラフィックの増加によってリソースの不足現象が引き起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。

次世代移動通信システムの要求条件は、大きく爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たりの送信率の画期的な増加、大幅に増加した接続デバイス数の収容、非常に低いエンドツーエンド遅延（Ｅｎｄ−ｔｏ−Ｅｎｄ Ｌａｔｅｎｃｙ）、高エネルギー効率をサポートできなければならない。このために、デュアルコネクティビティ（Ｄｕａｌ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙ）、大規模複数入出力（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ：Ｍａｓｓｉｖｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）、全二重（Ｉｎ−ｂａｎｄ Ｆｕｌｌ Ｄｕｐｌｅｘ）、非直交多元接続（ＮＯＭＡ：Ｎｏｎ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、超広帯域（Ｓｕｐｅｒ ｗｉｄｅｂａｎｄ）サポート、端末ネットワーキング（Ｄｅｖｉｃｅ Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ）等、多様な技術が研究されている。

本発明は、データのデコーディングのための復調参照信号（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ：ＤＭＲＳ）の生成と送受信のための方法及び装置を提供することにその目的がある。

また、本発明は、ドップラー効果（Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｅｆｆｅｃｔ）によるＣＰＥ（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｈａｓｅ Ｅｒｒｏｒ）／ＣＦＯ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ）値を推定するためのＤＭＲＳの生成と送受信のための方法及び装置を提供することにその目的がある。

また、本発明は、周波数ダイバーシチ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）の効果を用いてデータの送受信性能を向上させるために、周波数ホッピングを介してＤＭＲＳを送信するための方法及び装置を提供することにその目的がある。

また、本発明は、同じ位置、又は互いに異なる位置にＤＭＲＳがマッピングされた端末間にＭＵ（ｍｕｌｔｉ ｕｓｅｒ）−ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）動作を行うための方法及び装置を提供することにその目的がある。

本発明で解決しようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しないまた別の技術的課題は、以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解されるべきである。

前述した技術的課題を解決するために、本発明の実施例に係る無線通信システムにおける端末が参照信号を送信する方法は、基地局からアップリンクデータの復調のための第１復調参照信号の構成に関する構成情報を受信する段階と、前記構成情報に基づいて、前記基地局に少なくとも一つのアンテナポートを介して前記第１復調参照信号及び前記アップリンクデータを送信する段階とを含み、前記第１復調参照信号及び前記アップリンクデータは、サブフレーム内で周波数ホッピングを用いて送信され、前記第１復調参照信号は、他のアンテナポート上で送信される少なくとも一つの他の復調参照信号と同じ時間軸のシンボル上に位置する。

また、本発明において、前記周波数ホッピングは、一つのホップ（ｈｏｐ）単位で行われ、前記ホップは、前記第１復調参照信号がマッピングされた少なくとも一つのＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを含む。

また、本発明において、前記第１復調参照信号は、前記サブフレーム内の第１ホップで送信され、前記第１ホップの一番目のＯＦＤＭシンボルに位置する。

また、本発明において、前記構成情報は、前記周波数ホッピングの適用可否を示す第１パラメータ、又は前記サブフレーム内で前記周波数ホッピングが行われる各ホップの位置を示すリソース情報のうち少なくとも一つを含む。

また、本発明は、前記構成情報に基づいて、前記基地局に前記少なくとも一つのアンテナポートを介して第２復調参照信号を送信する段階をさらに含み、前記第２復調参照信号は、前記サブフレーム内の第２ホップで送信され、前記第２ホップの一番目のＯＦＤＭシンボルに位置する。

また、本発明において、前記端末は、他の端末とアップリンクＭＵ（ｍｕｌｔｉ ｕｓｅｒ）−ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）を行う。

また、本発明において、前記構成情報は、前記第１復調参照信号及び前記第２復調参照信号のマッピングパターンを示すパターン情報をさらに含み、前記第１復調参照信号及び前記第２復調参照信号がマッピングされるＯＤＦＭシンボルの位置は、他の端末の復調参照信号がマッピングされたシンボルの位置と同一である。

また、本発明において、前記第１復調参照信号及び前記第２復調参照信号がマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置は、前記他の端末の復調参照信号がマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置と同一である。

また、本発明において、前記第１復調参照信号又は前記第２復調参照信号がマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置が、前記他の端末の復調参照信号がマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置と異なる場合、前記他の端末の前記復調参照信号がマッピングされる前記ＯＦＤＭシンボルはミュート（Ｍｕｔｅ）される。

また、本発明において、前記構成情報は、前記他の端末の前記復調参照信号がマッピングされる前記ＯＦＤＭシンボルの数及び位置を示す設定情報をさらに含む。

また、本発明は、外部と無線信号を送信及び受信する無線ユニット（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｕｎｉｔ）と、前記無線ユニットと機能的に結合されているプロセッサとを含み、前記プロセッサは、基地局からアップリンクデータの復調のための第１復調参照信号の構成に関する構成情報を受信し、前記構成情報に基づいて、前記基地局に少なくとも一つのアンテナポートを介して前記第１復調参照信号及び前記アップリンクデータを送信し、前記第１復調参照信号及び前記アップリンクデータは、サブフレーム内で周波数ホッピングを用いて送信され、前記第１復調参照信号は、他のアンテナポート上で送信される少なくとも一つの他の復調参照信号と同じ時間軸のシンボル上に位置する端末を提供する。

本発明は、ＤＭＲＳを介してドップラー効果（Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｅｆｆｅｃｔ）によるＣＰＥ（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｈａｓｅ Ｅｒｒｏｒ）及びＣＦＯ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ）値を推定してデータをデコーディングすることができるという効果がある。

また、本発明は、周波数ホッピングを用いてＤＭＲＳを送信することによって、周波数ダイバーシチの効果を用いてデータの送受信性能を向上させることができるという効果がある。

また、本発明は、周波数ホッピングを用いてＤＭＲＳを送信する場合、ＤＭＲＳをホッピングされるホップの一番目のシンボルに位置させることによって、デコーディング速度を向上させることができるという効果がある。

また、本発明は、基地局が端末のＤＭＲＳパターンを設定することによって、周波数ホッピングを行う端末と、行わない端末との間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うことができるという効果がある。

また、本発明は、他の端末がＤＭＲＳを送信するＲＥ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ）をミュート（Ｍｕｔｅ）することによって、同じ位置又は互いに異なる位置にＤＭＲＳがマッピングされても、端末間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うことができるという効果がある。

本発明で得ることができる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及しないまた別の効果は、以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解されるべきである。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部に含まれる添付図面は本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。

本発明が適用できる無線通信システムにおいて無線フレームの構造を示す図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて一つのダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）を例示した図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてダウンリンクサブフレームの構造を示す図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてアップリンクサブフレームの構造を示す図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてＰＵＣＣＨフォーマットがアップリンク物理リソースブロックのＰＵＣＣＨ領域にマッピングされる形態の一例を示す図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて一般ＣＰの場合のＣＱＩチャネルの構造を示す図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて一般ＣＰの場合にＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネルの構造を示す図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて一つのスロットの間に５個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成して送信する一例を示す図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてコンポーネントキャリア及びキャリアアグリゲーションの一例を示す図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてクロスキャリアスケジューリングに応じるサブフレーム構造の一例を示す図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてＵＬ−ＳＣＨの送信チャネルプロセシングの一例を示す図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて送信チャネル（ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｃｈａｎｎｅｌ）であるアップリンク共有チャネルの信号処理過程の一例を示す図である。 一般的な複数入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。 多数の送信アンテナから一つの受信アンテナへのチャネルを示す図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてダウンリンクリソースブロック対にマッピングされた参照信号パターンの一例を示す図である。 本発明が適用できるｍｍＷａｖｅを使用する通信システムで用いられるリソース領域構造の一例を示す図である。 本明細書で提案する復調参照信号のパターンの一例を示す。 本明細書で提案する復調参照信号のパターンの一例を示す。 本明細書で提案するＤＭＲＳのポートインデキシング方法の一例を示す図である。 本明細書で提案する復調参照信号の送信可否を決定するための方法の一例を示す図である。 本明細書で提案する復調参照信号の送信可否を決定するための方法の一例を示す図である。 本明細書で提案するリソースブロックのホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）が適用される場合、復調参照信号の位置を決定するための方法の一例を示す図である。 本明細書で提案するリソースブロックのホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）が適用される場合、復調参照信号の位置を決定するための方法の一例を示す図である。 本明細書で提案するリソースブロックのホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）が適用される場合、復調参照信号の位置を決定するための方法の一例を示す図である。 本明細書で提案するリソースブロックのホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）が適用される場合、復調参照信号の位置を決定するための方法の一例を示す図である。 本明細書で提案する端末間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うための復調参照信号のマッピングパターンの一例を示す図である。 本明細書で提案する端末間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うための復調参照信号のマッピングパターンの一例を示す図である。 本明細書で提案する端末間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うための復調参照信号のマッピングパターンの一例を示す図である。 本明細書で提案する端末間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うための復調参照信号のマッピングパターンの一例を示す図である。 本明細書で提案する端末間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うための復調参照信号のマッピングパターンの一例を示す図である。 本明細書で提案する端末間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うための復調参照信号のマッピングパターンの一例を示す図である。 本明細書で提案する復調参照信号の送信電力を決定するための方法の一例を示す図である。 本明細書で提案する復調参照信号を送信する方法の一例を示すフローチャートである。 本明細書で提案する復調参照信号の送信を受け、データをデコーディングする方法の一例を示すフローチャートである。 本発明が適用できる無線装置の内部ブロック図の一例を示す図である。

以下、本発明にかかる好ましい実施の形態を添付された図面を参照して詳細に説明する。添付された図面と共に以下に開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施の形態を説明するためのものであり、本発明が実施されうる唯一の実施の形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的な細部事項を含む。しかしながら、当業者は、本発明がこのような具体的な細部事項がなくても実施できることを理解すべきである。

いくつかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されるか、または各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図形式で示されることができる。

本明細書において基地局は、端末と直接的に通信を行うネットワークの終端ノード（ｔｅｒｍｉｎａｌ ｎｏｄｅ）としての意味を有する。本文書において基地局により行われると説明された特定の動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（ｕｐｐｅｒ ｎｏｄｅ）により行われても良い。即ち、基地局を含む多数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ ｎｏｄｅｓ）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる多様な動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードにより行われうることは明らかである。「基地局（ＢＳ：Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）」は、固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮＢ（ｅｖｏｌｖｅｄ−ＮｏｄｅＢ）、ＢＴＳ（ｂａｓｅ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｓｙｓｔｅｍ）、アクセスポイント（ＡＰ：Ａｃｃｅｓｓ Ｐｏｉｎｔ），送信端などの用語により代替されることができる。また、「端末（Ｔｅｒｍｉｎａｌ）」は、固定されるか、またはモビリティを有することができ、ＵＥ（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）、ＭＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＵＴ（ｕｓｅｒ ｔｅｒｍｉｎａｌ）、ＭＳＳ（Ｍｏｂｉｌｅ ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＳＳ（Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＡＭＳ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＷＴ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｔｅｒｍｉｎａｌ）、ＭＴＣ（Ｍａｃｈｉｎｅ−Ｔｙｐｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）装置、Ｍ２Ｍ（Ｍａｃｈｉｎｅ−ｔｏ−Ｍａｃｈｉｎｅ）装置、Ｄ２Ｄ（Ｄｅｖｉｃｅ−ｔｏ−Ｄｅｖｉｃｅ），送信端装置などの用語に代替されることができる。

以下、ダウンリンク（ＤＬ：ｄｏｗｎｌｉｎｋ）は、基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：ｕｐｌｉｎｋ）は、端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクにおける送信機は、基地局の一部で、受信機は、端末の一部でありうる。アップリンクにおける送信機は、端末の一部で、受信機は、基地局の一部でありうる。

以下の説明において用いられる特定の用語は、本発明の理解に役立つために提供されたものであり、このような特定の用語の使用は、本発明の技術的思想から外れない範囲内で他の形態に変更されることができる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＦＤＭＡ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＴＤＭＡ（ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＯＦＤＭＡ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（ｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＮＯＭＡ（ｎｏｎ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）などのような多様な無線アクセスシステムに利用されることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（ｕｎｉｖｅｒｓａｌ ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ）またはＣＤＭＡ２０００のような無線技術（ｒａｄｉｏ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）により具現化されることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（ｇｌｏｂａｌ ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）／ＧＰＲＳ（ｇｅｎｅｒａｌ ｐａｃｋｅｔ ｒａｄｉｏ ｓｅｒｖｉｃｅ）／ＥＤＧＥ（ｅｎｈａｎｃｅｄ ｄａｔａ ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のような無線技術により具現化されることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ）などのような無線技術により具現化されることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（ｕｎｉｖｅｒｓａｌ ｍｏｂｉｌｅ ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｓｙｓｔｅｍ）の一部である。３ＧＰＰ（３ｒｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ ｐｒｏｊｅｃｔ）ＬＴＥ（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、Ｅ−ＵＴＲＡを使用するＥ−ＵＭＴＳ（ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＭＴＳ）の一部であり、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（ａｄｖａｎｃｅｄ）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である。

本発明の実施の形態は、無線アクセスシステムであるＩＥＥＥ８０２、３ＧＰＰ及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも１つに開示された標準文書により裏付けられることができる。即ち、本発明の実施の形態のうち、本発明の技術的思想を明確にあらわすために、説明しないステップまたは部分は、前記文書により裏付けられることができる。また、本文書に開示しているすべての用語は、前記標準文書により説明されることができる。

説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａを中心に述べるが、本発明の技術的特徴がこれに制限されることではない。

本発明が適用できる無線通信システム一般

図１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて無線フレームの構造を示す。

３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａでは、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ１の無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）構造とＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造を支援する。

図１において無線フレームの時間領域での大きさは、Ｔ＿ｓ＝１／（１５０００＊２０４８）の時間単位の倍数で表現される。ダウンリンク及びアップリンク送信は、Ｔ＿ｆ＝３０７２００＊Ｔ＿ｓ＝１０ｍｓの区間を有する無線フレームから構成される。

図１の（ａ）は、タイプ１の無線フレームの構造を例示する。タイプ１の無線フレームは、全二重（ｆｕｌｌ ｄｕｐｌｅｘ）及び半二重（ｈａｌｆ ｄｕｐｌｅｘ）ＦＤＤに全部適用されることができる。

無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）は、１０個のサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）から構成される。一つの無線フレームは、Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長の２０個のスロットから構成され、各スロットは、０から１９までのインデックスが付与される。一つのサブフレームは、時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）において連続的な２個のスロット（ｓｌｏｔ）から構成され、サブフレームｉは、スロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。一つのサブフレームを送信するのにかかる時間をＴＴＩ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）という。例えば、一つのサブフレームの長さは１ｍｓで、一つのスロットの長さは０．５ｍｓでありうる。

ＦＤＤでアップリンク送信及びダウンリンク送信は、周波数ドメインにおいて区分される。全二重ＦＤＤに制限がないことに対し、半二重ＦＤＤ動作において端末は、同時に送信及び受信することができない。

一つのスロットは、時間領域において複数のＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを含み、周波数領域において多数のリソースブロック（ＲＢ：Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）を含む。３ＧＰＰ ＬＴＥは、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを使用するので、ＯＦＤＭシンボルは、一つのシンボル区間（ｓｙｍｂｏｌ ｐｅｒｉｏｄ）を表現するためのものである。ＯＦＤＭシンボルは、一つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルまたはシンボル区間ということができる。リソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）は、リソース割り当て単位で、一つのスロットにおいて複数の連続的な副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）を含む。

図１の（ｂ）は、タイプ２のフレーム構造（ｆｒａｍｅ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｔｙｐｅ２）を示す。

タイプ２の無線フレームは、各１５３６００＊Ｔ＿ｓ＝５ｍｓの長さの２個のハーフフレーム（ｈａｌｆ ｆｒａｍｅ）から構成される。各ハーフフレームは、３０７２０＊Ｔ＿ｓ＝１ｍｓ長さの５個のサブフレームから構成される。

ＴＤＤシステムのタイプ２のフレーム構造においてアップリンク−ダウンリンク構成（ｕｐｌｉｎｋ−ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）は、すべてのサブフレームに対してアップリンクとダウンリンクが割り当てられる（または予約される）かどうかを表す規則である。

表１は、アップリンク−ダウンリンク構成を表す。

表１を参照すると、無線フレームの各サブフレーム別に、「Ｄ」は、ダウンリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｕ」は、アップリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｓ」は、ＤｗＰＴＳ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ Ｔｉｍｅ Ｓｌｏｔ）、ガード区間（ＧＰ：Ｇｕａｒｄ Ｐｅｒｉｏｄ）、ＵｐＰＴＳ（Ｕｐｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ Ｔｉｍｅ Ｓｌｏｔ）の３とおりのフィールドから構成されるスペシャルサブフレーム（ｓｐｅｃｉａｌ ｓｕｂｆｒａｍｅ）を表す。

ＤｗＰＴＳは、端末での初期セルサーチ、同期化またはチャネル推定に使用される。ＵｐＰＴＳは、基地局でのチャネル推定と端末のアップリンク送信の同期を合せるのに使用される。ＧＰは、アップリンクとダウンリンクとの間にダウンリンク信号の多重経路遅延によりアップリンクで生じる干渉を除去するための区間である。

各サブフレームｉは、各Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長のスロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。

アップリンク−ダウンリンク構成は、７通りに区分されることができ、各構成別にダウンリンクサブフレーム、スペシャルサブフレーム、アップリンクサブフレームの位置及び／または個数が異なる。

ダウンリンクからアップリンクに変更される時点またはアップリンクからダウンリンクに転換される時点を転換時点（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｐｏｉｎｔ）という。転換時点の周期性（Ｓｗｉｔｃｈ−ｐｏｉｎｔ ｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）は、アップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームが転換される様相が同様に繰り返される周期を意味し、５ｍｓまたは１０ｍｓが全部支援される。５ｍｓダウンリンク−アップリンク転換時点の周期を有する場合には、スペシャルサブフレーム（Ｓ）はハーフフレームごとに存在し、５ｍｓダウンリンク−アップリンク転換時点の周期を有する場合には、第１番目のハーフフレームのみに存在する。

すべての構成において、０番、５番サブフレーム及びＤｗＰＴＳは、ダウンリンク送信だけのための区間である。ＵｐＰＴＳ及びサブフレームのサブフレームに直につながるサブフレームは、常にアップリンク送信のための区間である。

このような、アップリンク−ダウンリンク構成は、システム情報で基地局と端末が全部知っていることができる。基地局は、アップリンク−ダウンリンク構成情報が変わるごとに構成情報のインデックスだけを送信することによって、無線フレームのアップリンク−ダウンリンク割り当て状態の変更を端末に知らせることができる。また、構成情報は一種のダウンリンク制御情報であって、他のスケジューリング情報と同様にＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して送信されることができ、放送情報として報知チャネル（ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ）を介してセル内のすべての端末に共通に送信されることもできる。

表２は、スペシャルサブフレームの構成（ＤｗＰＴＳ／ＧＰ／ＵｐＰＴＳの長さ）を表す。

図１の例示による無線フレームの構造は、一つの例示に過ぎず、無線フレームに含まれる副搬送波の数またはサブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、多様に変更されることができる。

図２は、本発明が適用できる無線通信システムにおける一つのダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）を例示した図である。

図２を参照すると、一つのダウンリンクスロットは時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含む。ここで、一つのダウンリンクスロットは７個のＯＦＤＭシンボルを含み、一つのリソースブロックは周波数領域で１２個の副搬送波を含むことを例示的に記述するが、これに限定されるものではない。

リソースグリッド上で各要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）をリソースエレメント（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ）といい、一つのリソースブロック（ＲＢ：ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ）は１２×７個のリソースエレメントを含む。ダウンリンクスロットに含まれるリソースブロックの数Ｎ＾ＤＬはダウンリンク転送帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）に従属する。

アップリンクスロットの構造はダウンリンクスロットの構造と同一でありうる。

図３は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクサブフレームの構造を示す。

図３を参照すると、サブフレーム内の最初のスロットで前の最大３個のＯＦＤＭシンボルは制御チャネルが割り当てられる制御領域（ｃｏｎｔｒｏｌ ｒｅｇｉｏｎ）であり、残りのＯＦＤＭシンボルはＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられるデータ領域（ｄａｔａ ｒｅｇｉｏｎ）である。３ＧＰＰ ＬＴＥで使われるダウンリンク制御チャネルの一例に、ＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ−ＡＲＱ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。

ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの最初のＯＦＤＭシンボルで転送され、サブフレーム内に制御チャネルの転送のために使われるＯＦＤＭシンボルの数（即ち、制御領域のサイズ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨはアップリンクに対する応答チャネルであり、ＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ Ｒｅｑｕｅｓｔ）に対するＡＣＫ（Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）／ＮＡＣＫ（Ｎｏｔ−Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）信号を運ぶ。ＰＤＣＣＨを介して転送される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）という。ダウンリンク制御情報は、アップリンクリソース割り当て情報、ダウンリンクリソース割り当て情報、または任意の端末グループに対するアップリンク転送（Ｔｘ）パワー制御命令を含む。

ＰＤＣＣＨはＤＬ−ＳＣＨ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）のリソース割り当て及び転送フォーマット（これをダウンリンクグラントともいう。）、ＵＬ−ＳＣＨ（Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）のリソース割り当て情報（これをアップリンクグラントともいう。）、ＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ）でのページング（ｐａｇｉｎｇ）情報、ＤＬ−ＳＣＨでのシステム情報、ＰＤＳＣＨで転送されるランダムアクセス応答（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）のような上位レイヤ（ｕｐｐｅｒ−ｌａｙｅｒ）制御メッセージに対するリソース割り当て、任意の端末グループ内の個別の端末に対する転送パワー制御命令の集合、ＶｏＩＰ（Ｖｏｉｃｅ ｏｖｅｒ ＩＰ）の活性化などを運ぶことができる。複数のＰＤＣＣＨは制御領域内で転送されることができ、端末は複数のＰＤＣＣＨをモニタリングすることができる。ＰＤＣＣＨは一つまたは複数の連続的なＣＣＥ（ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｌｅｍｅｎｔｓ）の集合で構成される。ＣＣＥは無線チャネルの状態に従う符号化率（ｃｏｄｉｎｇ ｒａｔｅ）をＰＤＣＣＨに提供するために使われる論理的割り当て単位である。ＣＣＥは複数のリソースエレメントグループ（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ ｇｒｏｕｐ）に対応される。ＰＤＣＣＨのフォーマット及び使用可能なＰＤＣＣＨのビット数はＣＣＥの数とＣＣＥにより提供される符号化率の間の関連関係によって決定される。

基地局は端末に転送しようとするＤＣＩによってＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報にＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ）を付ける。ＣＲＣにはＰＤＣＣＨの所有者（ｏｗｎｅｒ）や用途によって固有の識別子（これをＲＮＴＩ（Ｒａｄｉｏ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｔｅｍｐｏｒａｒｙ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ）という。）がマスキングされる。特定の端末のためのＰＤＣＣＨであれば、端末の固有の識別子、例えばＣ−ＲＮＴＩ（Ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングできる。または、ページングメッセージのためのＰＤＣＣＨであれば、ページング指示識別子、例えばＰ−ＲＮＴＩ（ＰａｇｉｎｇＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングできる。システム情報、より具体的にシステム情報ブロック（ＳＩＢ：ｓｙｓｔｅｍ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｌｏｃｋ）のためのＰＤＣＣＨであれば、システム情報識別子、ＳＩ−ＲＮＴＩ（ｓｙｓｔｅｍ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングできる。端末のランダムアクセスプリアンブルの転送に対する応答であるランダムアクセス応答を指示するために、ＲＡ−ＲＮＴＩ（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ−ＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングできる。

ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）

以下、ＰＤＣＣＨについて、さらに具体的に述べることにする。

ＰＤＣＣＨを介して送信される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）という。ＰＤＣＣＨは、ＤＣＩフォーマットに応じて制御情報の大きさ及び用途が異なり、また符号化率に応じて大きさが変わることができる。

表３は、ＤＣＩフォーマットに応じるＤＣＩを表す。

前記表３を参照すると、ＤＣＩフォーマットには、ＰＵＳＣＨスケジューリングのためのフォーマット０、一つのＰＤＳＣＨコードワードのスケジューリングのためのフォーマット１、一つのＰＤＳＣＨコードワードの簡単な（ｃｏｍｐａｃｔ）スケジューリングのためのフォーマット１Ａ、ＤＬ−ＳＣＨの非常に簡単なスケジューリングのためのフォーマット１Ｃ、閉ループ（Ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐ）空間多重化（ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）モードでＰＤＳＣＨスケジューリングのためのフォーマット２、開ループ（Ｏｐｅｎｌｏｏｐ）空間多重化モードでＰＤＳＣＨスケジューリングのためのフォーマット２Ａ、アップリンクチャネルのためのＴＰＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）命令の送信のためのフォーマット３及び３Ａ、複数アンテナポート送信モード（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｍｏｄｅ）で一つのアップリンクセル内のＰＵＳＣＨスケジューリングのためのフォーマット４がある。

ＤＣＩフォーマット１Ａは、端末にいかなる送信モードが設定されても、ＰＤＳＣＨスケジューリングのために使用されることができる。

このような、ＤＣＩフォーマットは、端末別に独立して適用されることができ、一つのサブフレーム内に複数端末のＰＤＣＣＨが同時に多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）されることができる。ＰＤＣＣＨは、一つまたは複数の連続的なＣＣＥ（ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｌｅｍｅｎｔｓ）の集合（ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）から構成される。ＣＣＥは、無線チャネルの状態に応じる符号化率をＰＤＣＣＨに提供するために使用される論理的割り当て単位である。ＣＣＥは、４個のリソースエレメントから構成されたＲＥＧの９個のセットに対応する単位のことをいう 。基地局は、一つのＰＤＣＣＨ信号を構成するために、｛１，２，４，８｝個のＣＣＥを使用することができ、このときの｛１，２，４，８｝は、ＣＣＥ集合レベル（ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ ｌｅｖｅｌ）と呼ぶ。

特定のＰＤＣＣＨの送信のために使用されるＣＣＥの個数は、チャネル状態に応じて基地局によって決定される。各端末によって構成されたＰＤＣＣＨは、ＣＣＥ対ＲＥマッピング規則（ＣＣＥ−ｔｏ−ＲＥ ｍａｐｐｉｎｇ ｒｕｌｅ）によって各サブフレームの制御チャネル領域にインターリービング（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）されてマッピングされる。ＰＤＣＣＨの位置は、各サブフレームの制御チャネルのためのＯＦＤＭシンボルの個数、ＰＨＩＣＨグループの個数、そして送信アンテナ及び周波数遷移などによって変わることができる。

上述したように、多重化された各端末のＰＤＣＣＨに独立してチャネルコーディングが行われ、ＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ）が適用される。各端末の固有の識別子（ＵＥ ＩＤ）をＣＲＣにマスキング（ｍａｓｋｉｎｇ）して、端末が自身のＰＤＣＣＨを受信することができるようにする。しかしながら、サブフレーム内で割り当てられた制御領域において基地局は、端末に該当するＰＤＣＣＨがどこにあるかに関する情報を提供しない。端末は基地局から送信された制御チャネルを受信するために、自身のＰＤＣＣＨがどの位置でどんなＣＣＥ集合レベルやＤＣＩフォーマットで送信されるかがわからないので、端末は、サブフレーム内でＰＤＣＣＨ候補（ｃａｎｄｉｄａｔｅ）の集合をモニタリングして、自身のＰＤＣＣＨを探す。これをブラインドデコード（ＢＤ：Ｂｌｉｎｄ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ）という。

ブラインドデコードは、ブラインド探索（Ｂｌｉｎｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）またはブラインドサーチ（Ｂｌｉｎｄ Ｓｅａｒｃｈ）と呼ばれることができる。ブラインドデコードは、端末がＣＲＣ部分に自身の端末識別子（ＵＥ ＩＤ）をデマスキング（Ｄｅ−Ｍａｓｋｉｎｇ）させた後、ＣＲＣエラーを検討して該当ＰＤＣＣＨが自身の制御チャネルであるかどうかを確認する方法のことをいう。

以下、ＤＣＩフォーマット０を介して送信される情報を説明する。

ＤＣＩフォーマット０は、一つのアップリンクセルでのＰＵＳＣＨをスケジューリングするために使用される。

表４はＤＣＩフォーマット０で送信される情報を表す。

前記表４を参照すると、ＤＣＩフォーマット０を介して送信される情報は、次の通りである。

１）キャリア指示子（Ｃａｒｒｉｅｒ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）−０または３ビットから構成される。

２）ＤＣＩフォーマット０とフォーマット１Ａを区分するためのフラグ−１ビットから構成され、値０は、ＤＣＩフォーマット０を指示し、値１は、ＤＣＩフォーマット１Ａを指示する。

３）周波数ホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）フラグ−１ビットから構成される。このフィールドは必要な場合、該当リソース割り当ての最上位ビット（ＭＳＢ：Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）をマルチクラスタ（ｍｕｌｔｉ−ｃｌｕｓｔｅｒ）割り当てのために使用されることができる。

４）リソースブロック割り当て（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ ａｓｓｉｇｎｍｅｎｔ）とホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）リソース割り当て−

ビットから構成される。

ここで、単一クラスタ（ｓｉｎｇｌｅ−ｃｌｕｓｔｅｒ ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）割り当てにおいてＰＵＳＣＨホッピングの場合、

の値を獲得するためにＮＵＬ＿ｈｏｐ個の最上位ビット（ＭＳＢ）が使用される。

ビットは、アップリンクサブフレーム内に第１番目のスロットのリソース割り当てを提供する。また、単一クラスタ割り当てにおいてＰＵＳＣＨホッピングがない場合、

ビットがアップリンクサブフレーム内にリソース割り当てを提供する。また、マルチクラスタ割り当て（ｍｕｌｔｉ−ｃｌｕｓｔｅｒ ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）においてＰＵＳＣＨホッピングがない場合、周波数ホッピングフラグフィールド及びリソースブロック割り当てとホッピングリソース割り当てフィールドの接続（ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｉｏｎ）からリソース割り当て情報が得られ、

ビットがアップリンクサブフレーム内にリソース割り当てを提供する。このとき、Ｐ値は、ダウンリンクリソースブロックの数により決まる。

５）変調及びコーディング技法（ＭＣＳ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ）−５ビットから構成される。

６）新しいデータ指示子（Ｎｅｗｄａｔａｉｎｄｉｃａｔｏｒ）−１ビットから構成される。

７）ＰＵＳＣＨのためのＴＰＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）コマンド−２ビットから構成される。

８）ＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）のための循環シフト（ＣＳ：ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ）と直交カバーコード（ＯＣ／ＯＣＣ：ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｖｅｒ／ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｖｅｒ ｃｏｄｅ）のインデックス−３ビットから構成される。

９）アップリンクインデックス−２ビットから構成される。このフィールドは、アップリンク−ダウンリンク構成０に応じるＴＤＤ動作のみに存在する。

１０）ダウンリンク割り当てインデックス（ＤＡＩ：Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ａｓｓｉｇｎｍｅｎｔ Ｉｎｄｅｘ）−２ビットから構成される。このフィールドは、アップリンク−ダウンリンク構成（ｕｐｌｉｎｋ−ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）１−６に応じるＴＤＤ動作のみに存在する。

１１）チャネル状態情報（ＣＳＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）要求−１または２ビットから構成される。ここで、２ビットフィールドは、一つ以上のダウンリンクセルが設定された端末に端末固有（ＵＥ ｓｐｅｃｉｆｉｃ）に該当ＤＣＩがＣ−ＲＮＴＩ（Ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ）によりマッピングされた場合においてのみ適用される。

１２）サウンディング参照信号（ＳＲＳ：Ｓｏｕｎｄｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）要求−０または１ビットから構成される。ここで、このフィールドは、スケジューリングするＰＵＳＣＨが端末固有（ＵＥ ｓｐｅｃｉｆｉｃ）にＣ−ＲＮＴＩによりマッピングされる場合においてのみ存在する。

１３）リソース割り当てタイプ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ ｔｙｐｅ）−１ビットから構成される。

ＤＣＩフォーマット０内の情報ビットの数がＤＣＩフォーマット１Ａのペイロードの大きさ（追加されたパディングビットを含む）より小さな場合、ＤＣＩフォーマット０にＤＣＩフォーマット１Ａのペイロードの大きさが同じになるように０が追加される。

図４は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてアップリンクサブフレームの構造を示す。

図４を参照すると、アップリンクサブフレームは、周波数領域で制御領域とデータ領域とに分けることができる。制御領域には、アップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられる。データ領域は、ユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、一つの端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に送信しない。

一つの端末に対するＰＵＣＣＨには、サブフレーム内にリソースブロック（ＲＢ：Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）対が割り当てられる。ＲＢ対に属するＲＢは、２個のスロットの各々において互いに異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢ対は、スロット境界（ｓｌｏｔ ｂｏｕｎｄａｒｙ）から周波数ホッピング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｈｏｐｐｉｎｇ）されるという。

物理アップリンク制御チャネル（ＰＵＣＣＨ）

ＰＵＣＣＨを介して送信されるアップリンク制御情報（ＵＣＩ）は、スケジューリング要求（ＳＲ：Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ Ｒｅｑｕｅｓｔ）、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報及びダウンリンクチャネル測定情報を含むことができる。

ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、ＰＤＳＣＨ上のダウンリンクデータパケットがデコードに成功するかどうかによって生成されることができる。従来の無線通信システムにおいて、ダウンリンク単一コードワード（ｃｏｄｅｗｏｒｄ）送信に対しては、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報として１ビットが送信され、ダウンリンク２コードワード送信に対しては、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報として２ビットが送信される。

チャネル測定情報は複数入出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）技法と関連したフィードバック情報を指し示し、チャネル品質指示子（ＣＱＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、プリコーディングマトリックスインデックス（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）及びランク指示子（ＲＩ：Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含むことができる。これらのチャネル測定情報を総称して、ＣＱＩと表現することもできる。

ＣＱＩの送信のために、サブフレーム当たり２０ビットが使用されることができる。

ＰＵＣＣＨは、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）とＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅＳｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）技法を使用して変調されることができる。ＰＵＣＣＨを介して複数の端末の制御情報が送信されることができ、各端末の信号を区別するために、符号分割多重化（ＣＤＭ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を行う場合に、長さ１２のＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）シーケンスを主に使用する。ＣＡＺＡＣシーケンスは、時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）及び周波数領域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ）において一定の大きさ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）を維持する特性を有するので、端末のＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）またはＣＭ（Ｃｕｂｉｃ Ｍｅｔｒｉｃ）を低くして、カバレッジを増加させるのに適した性質を有する。また、ＰＵＣＣＨを介して送信されるダウンリンクデータ送信に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、直交シーケンス（ｏｒｔｈｇｏｎａｌ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）または直交カバー（ＯＣ：ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｖｅｒ）を利用してカバーリングされる。

また、ＰＵＣＣＨ上に送信される制御情報は、互いに異なる循環シフト（ＣＳ：ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ）値を有する循環シフトされたシーケンス（ｃｙｃｌｉｃａｌｌｙ ｓｈｉｆｔｅｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を利用して区別できる。循環シフトされたシーケンスは、基本シーケンス（ｂａｓｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を特定のＣＳ量（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ａｍｏｕｎｔ）分だけ循環シフトさせて生成できる。特定のＣＳ量は、循環シフトインデックス（ＣＳ ｉｎｄｅｘ）により指示される。チャネルの遅延拡散（ｄｅｌａｙ ｓｐｒｅａｄ）によって使用可能な循環シフトの数は変わることができる。多様な種類のシーケンスが基本シーケンスとして使用されることができ、前述したＣＡＺＡＣシーケンスは、その一例である。

また、端末が一つのサブフレームで送信できる制御情報の量は、制御情報の送信に利用可能なＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの個数（すなわち、ＰＵＣＣＨのコーヒレント（ｃｏｈｅｒｅｎｔ）検出のための参照信号（ＲＳ）の送信に利用されるＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを除いたＳＣ−ＦＤＭＡシンボル）によって決定されることができる。

３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおけるＰＵＣＣＨは、送信される制御情報、変調技法、制御情報の量などによって全７通りの互いに異なるフォーマットで定義され、各々のＰＵＣＣＨフォーマットに従って送信されるアップリンク制御情報（ＵＣＩ：ｕｐｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）の属性は、次の表５のように要約できる。

ＰＵＣＣＨフォーマット１は、ＳＲの単独送信に使用される。ＳＲ単独送信の場合には、変調されない波形が適用され、これについては、後で詳細に説明する。

ＰＵＣＣＨフォーマット１ａまたは１ｂは、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの送信に使用される。任意のサブフレームにおいてＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫが単独で送信される場合には、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａまたは１ｂを使用することができる。または、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａまたは１ｂを使用して、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ及びＳＲが同一サブフレームにおいて送信されることができる。

ＰＵＣＣＨフォーマット２は、ＣＱＩの送信に使用され、ＰＵＣＣＨフォーマット２ａまたは２ｂは、ＣＱＩ及びＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの送信に使用される。

拡張されたＣＰの場合には、ＰＵＣＣＨフォーマット２がＣＱＩ及びＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの送信に使用されることもできる。

図５は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてＰＵＣＣＨフォーマットがアップリンク物理リソースブロックのＰＵＣＣＨ領域にマッピングされる形態の一例を示す図である。

図５において

は、アップリンクでのリソースブロックの個数を表し、

は、物理リソースブロックの番号を意味する。基本的に、ＰＵＣＣＨは、アップリンク周波数ブロックの両側エッジ（ｅｄｇｅ）にマッピングされる。図５に示すように、ｍ＝０，１で表示されるＰＵＣＣＨ領域にＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂがマッピングされ、これはＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂが帯域エッジ（ｂａｎｄｅｄｇｅ）に位置したリソースブロックにマッピングされることで表現できる。また、ｍ＝２で表示されるＰＵＣＣＨ領域にＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ及びＰＵＣＣＨフォーマット１／１ａ／１ｂが共に（ｍｉｘｅｄ）マッピングされることができる。次に、ｍ＝３，４，５で表示されるＰＵＣＣＨ領域にＰＵＣＣＨフォーマット１／１ａ／１ｂがマッピングされることができる。ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂにより使用可能なＰＵＣＣＨ ＲＢの個数

は、ブロードキャスティングシグナリングによってセル内の端末に指示できる。

ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂについて説明する。ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂは、チャネル測定フィードバック（ＣＱＩ、ＰＭＩ、ＲＩ）を送信するための制御チャネルである。

チャネル測定フィードバック（以下、総称してＣＱＩ情報と表現する）の報告周期及び測定対象になる周波数単位（または周波数分解能（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ））は、基地局によって制御されることができる。時間領域において周期的及び非周期的ＣＱＩ報告が支援されることができる。ＰＵＣＣＨフォーマット２は、周期的報告においてのみ使用され、非周期的報告のためにはＰＵＳＣＨが使用されることができる。非周期的報告の場合に、基地局は端末にアップリンクデータ送信のためにスケジューリングされたリソースに個別ＣＱＩ報告を載せて送信することを指示できる。

図６は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて一般ＣＰの場合のＣＱＩチャネルの構造を示す。

一つのスロットのＳＣ−ＦＤＭＡシンボル０ないし６のうち、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル１及び５（第２番目及び第６番目のシンボル）は、復調参照信号（ＤＭＲＳ：Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）の送信に使用され、残りのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにおいてＣＱＩ情報が送信されることができる。一方、拡張されたＣＰの場合には、一つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル３）がＤＭＲＳの送信に使用される。

ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂでは、ＣＡＺＡＣシーケンスによる変調を支援し、ＱＰＳＫ変調されたシンボルが長さ１２のＣＡＺＡＣシーケンスで乗算される。シーケンスの循環シフト（ＣＳ）は、シンボル及びスロット間に変更される。ＤＭＲＳに対して直交カバーリングが使用される。

一つのスロットに含まれる７個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのうち、３個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル間隔分だけ離れた２個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルには、参照信号（ＤＭＲＳ）が載せられ、残りの５個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルには、ＣＱＩ情報が載せられる。一つのスロット内に二つのＲＳが使用されたことは、高速端末を支援するためである。また、各端末は、循環シフト（ＣＳ）シーケンスを使用して区分される。ＣＱＩ情報シンボルは、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル全体に変調されて伝達され、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、一つのシーケンスから構成されている。すなわち、端末は、各シーケンスにＣＱＩを変調して送信する。

一つのＴＴＩに送信できるシンボルの数は１０個であり、ＣＱＩ情報の変調は、ＱＰＳＫまで決まっている。ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに対してＱＰＳＫマッピングを使用する場合、２ビットのＣＱＩ値が載せられることができるので、一つのスロットに１０ビットのＣＱＩ値を載せることができる。したがって、一つのサブフレームに最大２０ビットのＣＱＩ値を載せることができる。ＣＱＩ情報を周波数領域で拡散させるために、周波数領域拡散符号を使用する。

周波数領域拡散符号には、長さ−１２のＣＡＺＡＣシーケンス（例えば、ＺＣシーケンス）を使用することができる。各制御チャネルは、互いに異なる循環シフト（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ）値を有するＣＡＺＡＣシーケンスを適用して区分されることができる。周波数領域拡散されたＣＱＩ情報にＩＦＦＴが行われる。

１２個の同等な間隔を有した循環シフトによって、１２個の互いに異なる端末が同じＰＵＣＣＨ ＲＢ上において直交多重化されることができる。一般ＣＰの場合に、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル１及び５上の（拡張されたＣＰの場合に、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル３上の）ＤＭＲＳシーケンスは、周波数領域上のＣＱＩ信号シーケンスと似ているが、ＣＱＩ情報のような変調が適用されない。

端末は、ＰＵＣＣＨリソースインデックス

で指示されるＰＵＣＣＨリソース上において周期的に異なったＣＱＩ、ＰＭＩ及びＲＩタイプを報告するよう、上位層シグナリングによって半静的に（ｓｅｍｉ−ｓｔａｔｉｃａｌｌｙ）設定されることができる。ここで、ＰＵＣＣＨリソースインデックス

は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ送信に使用されるＰＵＣＣＨ領域及び使用される循環シフト（ＣＳ）の値を指示する情報である。

ＰＵＣＣＨチャネル構造

ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ及び１ｂについて説明する。

ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂにおいてＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ変調方式を利用して変調されたシンボルは、長さ１２のＣＡＺＡＣシーケンスで乗算（ｍｕｌｔｉｐｌｙ）される。例えば、変調シンボルｄ（０）に長さＮのＣＡＺＡＣシーケンスｒ（ｎ）（ｎ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１）が乗算された結果は、ｙ（０），ｙ（１），ｙ（２），．．．，ｙ（Ｎ−１）になる。ｙ（０），．．．，ｙ（Ｎ−１）シンボルをシンボルブロック（ｂｌｏｃｋ ｏｆ ｓｙｍｂｏｌ）と称することができる。変調シンボルにＣＡＺＡＣシーケンスを乗算した後に、直交シーケンスを利用したブロック単位（ｂｌｏｃｋ−ｗｉｓｅ）拡散が適用される。

一般ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報に対しては、長さ４のアダマール（Ｈａｄａｍａｒｄ）シーケンスが使用され、短い（ｓｈｏｒｔｅｎｅｄ）ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報及び参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）に対しては、長さ３のＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）シーケンスが使用される。

拡張されたＣＰの場合の参照信号に対しては、長さ２のアダマールシーケンスが使用される。

図７は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて一般ＣＰの場合にＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネルの構造を示す。

図７では、ＣＱＩなしでＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信のためのＰＵＣＣＨチャネル構造を例示的に示す。

一つのスロットに含まれる７個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのうち、中間部分の３個の連続するＳＣ−ＦＤＭＡシンボルには、参照信号（ＲＳ）が載せられ、残りの４個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルには、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号が載せられる。

一方、拡張されたＣＰの場合には、中間の２個の連続するシンボルにＲＳが載せられることができる。ＲＳに使用されるシンボルの個数及び位置は、制御チャネルによって変わることができ、これと関連されたＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号に使用されるシンボルの個数及び位置もそれにより変更されることができる。

１ビット及び２ビットの確認応答情報（スクランブルされない状態）は、各々ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫ変調技法を使用して一つのＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ変調シンボルで表現されることができる。肯定応答（ＡＣＫ）は「１」でエンコーディングされることができ、否定応答（ＮＡＣＫ）は「０」でエンコーディングされることができる。

割り当てられる帯域内で制御信号を送信する時、多重化容量を高めるために、２次元拡散が適用される。すなわち、多重化できる端末数または制御チャネルの数を上げるために、周波数領域拡散と時間領域拡散を同時に適用する。

ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を周波数領域で拡散させるために、周波数領域シーケンスを基本シーケンスとして使用する。周波数領域シーケンスには、ＣＡＺＡＣシーケンスの一つであるＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ（ＺＣ）シーケンスを使用することができる。例えば、基本シーケンスであるＺＣシーケンスに互いに異なる循環シフト（ＣＳ：Ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ）が適用されることによって、互いに異なる端末または互いに異なる制御チャネルの多重化が適用されることができる。ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信のためのＰＵＣＣＨ ＲＢのためのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルで支援されるＣＳリソースの個数は、セル固有上位レイヤシグナリングパラメータ

により設定される。

周波数領域拡散されたＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号は、直交拡散（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）符号を使用して時間領域で拡散される。直交拡散符号には、ウォルシュ−アダマール（Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ）シーケンスまたはＤＦＴシーケンスが使用されることができる。例えば、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号は、４シンボルに対して長さ４の直交シーケンス（ｗ０、ｗ１、ｗ２、ｗ３）を利用して拡散されることができる。また、ＲＳも長さ３または長さ２の直交シーケンスを介して拡散させる。これを直交カバーリング（ＯＣ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｖｅｒｉｎｇ）という。

前述のような周波数領域でのＣＳリソース及び時間領域でのＯＣリソースを利用して、多数の端末が符号分割多重化（ＣＤＭ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式で多重化されることができる。すなわち、同じＰＵＣＣＨ ＲＢ上において多くの個数の端末のＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報及びＲＳが多重化されることができる。

このような時間領域拡散ＣＤＭに対して、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報に対して支援される拡散符号の個数は、ＲＳシンボルの個数によって制限される。すなわち、ＲＳ送信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの個数は、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報送信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの個数より少ないから、ＲＳの多重化容量（ｃａｐａｃｉｔｙ）がＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報の多重化容量に比べて少なくなる。

例えば、一般ＣＰの場合に、４個のシンボルでＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報が送信されることができるが、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報のために４個でない３個の直交拡散符号が使用され、これはＲＳ送信シンボルの個数が３個に制限されて、ＲＳのために３個の直交拡散符号だけが使用されることができるためである。

一般ＣＰのサブフレームにおいて一つのスロットで３個のシンボルがＲＳ送信のために使用され、４個のシンボルがＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報送信のために使用される場合に、例えば、周波数領域で６個の循環シフト（ＣＳ）及び時間領域で３個の直交カバー（ＯＣ）リソースを使用することができる場合、全１８個の互いに異なる端末からのＨＡＲＱ確認応答が一つのＰＵＣＣＨ ＲＢ内で多重化されることができる。仮に、拡張されたＣＰのサブフレームにおいて一つのスロットで２個のシンボルがＲＳ送信のために使用され、４個のシンボルがＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報送信のために使用される場合に、例えば、周波数領域で６個の循環シフト（ＣＳ）及び時間領域で２個の直交カバー（ＯＣ）リソースを使用することができる場合、全１２個の互いに異なる端末からのＨＡＲＱ確認応答が一つのＰＵＣＣＨ ＲＢ内で多重化されることができる。

次に、ＰＵＣＣＨフォーマット１について説明する。スケジューリング要求（ＳＲ）は、端末がスケジューリングされることを要求または要求しない方式で送信される。ＳＲチャネルは、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂでのＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネル構造を再利用し、ＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネル設計に基づいてＯＯＫ（Ｏｎ−Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）方式で構成される。ＳＲチャネルでは、参照信号が送信されない。したがって、一般ＣＰの場合には、長さ７のシーケンスが利用され、拡張されたＣＰの場合には、長さ６のシーケンスが利用される。ＳＲ及びＡＣＫ／ＮＡＣＫに対して異なる循環シフトまたは直交カバーが割り当てられることができる。すなわち、肯定（ｐｏｓｉｔｉｖｅ）ＳＲ送信のために、端末はＳＲ用として割り当てられたリソースを介してＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫを送信する。否定（ｎｅｇａｔｉｖｅ）ＳＲ送信のためには、端末はＡＣＫ／ＮＡＣＫ用として割り当てられたリソースを介してＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫを送信する。

次に、改善されたＰＵＣＣＨ（ｅ−ＰＵＣＣＨ）フォーマットについて説明する。ｅ−ＰＵＣＣＨは、ＬＴＥ−ＡシステムのＰＵＣＣＨフォーマット３に対応できる。ＰＵＣＣＨフォーマット３を利用したＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信には、ブロック拡散（ｂｌｏｃｋ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）技法が適用されることができる。

ブロック拡散技法は、既存のＰＵＣＣＨフォーマットの１系列または２系列とは異なり、制御信号送信をＳＣ−ＦＤＭＡ方式を利用して変調する方式である。図８に示すように、シンボルシーケンスがＯＣＣ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｖｅｒ ｃｏｄｅ）を利用して時間領域（ｄｏｍａｉｎ）上において拡散されて送信されることができる。ＯＣＣを利用することによって、同じＲＢ上に複数の端末の制御信号が多重化されることができる。前述したＰＵＣＣＨフォーマット２の場合には、一つのシンボルシーケンスが時間領域にわたって送信され、ＣＡＺＡＣシーケンスのＣＳ（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ）を利用して複数の端末の制御信号が多重化されることに対し、ブロック拡散基盤ＰＵＣＣＨフォーマット（例えば、ＰＵＣＣＨフォーマット３）の場合には、一つのシンボルシーケンスが周波数領域にわたって送信され、ＯＣＣを利用した時間領域拡散を利用して、複数の端末の制御信号が多重化される。

図８は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて一つのスロットの間に５個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成して送信する一例を示す。

図８では、１スロットの間に一つのシンボルシーケンスに長さ＝５（またはＳＦ＝５）のＯＣＣを利用して、５個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（すなわち、データ部分）を生成して送信する例示を示す。この場合、１スロットの間に２個のＲＳシンボルが使用されることができる。

図８の例示において、ＲＳシンボルは、特定循環シフト値が適用されたＣＡＺＡＣシーケンスから生成されることができ、複数のＲＳシンボルにわたって所定のＯＣＣが適用された（または乗算された）形態で送信されることができる。また、図８の例示において各々のＯＦＤＭシンボル（またはＳＣ−ＦＤＭＡシンボル）別に１２個の変調シンボルが使用され、各々の変調シンボルは、ＱＰＳＫにより生成されると仮定すると、一つのスロットで送信できる最大ビット数は、１２ｘ２＝２４ビットとなる。したがって、２個のスロットで送信できるビット数は、全４８ビットとなる。このようにブロック拡散方式のＰＵＣＣＨチャネル構造を使用する場合、従来のＰＵＣＣＨフォーマットの１系列及び２系列に比べて、拡張された大きさの制御情報の送信が可能になる。

キャリアアグリゲーション一般

本発明の実施の形態において考慮する通信環境は、マルチキャリア（Ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ）サポート環境をすべて含む。即ち、本発明で用いられるマルチキャリアシステムまたはキャリアアグリゲーション（ＣＡ：Ｃａｒｒｉｅｒ Ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）システムは、広帯域をサポートするために、目標とする広帯域を構成する時に目標帯域より小さな帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）を有する１つ以上のコンポーネントキャリア（ＣＣ：Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｃａｒｒｉｅｒ）を併合（ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）して使用するシステムのことをいう。

本発明においてマルチキャリアは、キャリアの併合（または、搬送波集成）を意味し、このとき、キャリアの併合は、隣接した（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）キャリア間の併合だけでなく、隣接していない（ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）キャリア間の併合を全部意味する。また、ダウンリンクとアップリンクとの間に集成されるコンポーネントキャリアの数は、異なるように設定されることができる。ダウンリンクコンポーネントキャリア（以下、ＤＬ ＣＣとする）の数とアップリンクコンポーネントキャリア（以下、ＵＬ ＣＣとする）の数とが同じ場合を対称な（ｓｙｍｍｅｔｒｉｃ）集成といい、その数が異なる場合を非対称な（ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ）集成という。このようなキャリアアグリゲーションは、搬送波集成、帯域幅集成（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）、スペクトル集成（ｓｐｅｃｔｒｕｍ ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）などのような用語と混用して使用されることができる。

２つ以上のコンポーネントキャリアが結合されて構成されるキャリアアグリゲーションは、ＬＴＥ−Ａシステムでは、１００ＭＨｚ帯域幅までサポートすることを目標とする。目標帯域より小さな帯域幅を有する１つ以上のキャリアを結合する時に、結合するキャリアの帯域幅は、従来のＩＭＴシステムとの互換性（ｂａｃｋｗａｒｄ ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）を維持するために、従来のシステムにおいて使用する帯域幅に制限できる。例えば、従来の３ＧＰＰ ＬＴＥシステムでは、｛１．４，３，５，１０，１５，２０｝ＭＨｚ帯域幅をサポートし、３ＧＰＰ ＬＴＥ−ａｄｖａｎｃｅｄシステム（即ち、ＬＴＥ−Ａ）では、既存システムとの互換のために上記の帯域幅だけを利用して２０ＭＨｚより大きな帯域幅をサポートするようにすることができる。また、本発明で用いられるキャリアアグリゲーションシステムは、既存システムで使用する帯域幅と関係なく新たな帯域幅を定義してキャリアアグリゲーションをサポートするようにすることができる。

ＬＴＥ−Ａシステムは、無線リソースを管理するために、セル（ｃｅｌｌ）の概念を使用する。

上述のキャリアアグリゲーション環境は、マルチセル（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｃｅｌｌｓ）環境と称することができる。セルは、ダウンリンクリソース（ＤＬ ＣＣ）とアップリンクリソース（ＵＬ ＣＣ）一対の組合せと定義されるが、アップリンクリソースは、必須要素ではない。したがって、セルは、ダウンリンクリソース単独、またはダウンリンクリソースとアップリンクリソースとから構成されることができる。特定の端末がただ１つの設定されたサービングセル（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ ｓｅｒｖｉｎｇ ｃｅｌｌ）を有する場合、１つのＤＬ ＣＣと１つのＵＬ ＣＣを有することができるが、特定の端末が２つ以上の設定されたサービングセルを有する場合には、セルの数だけのＤＬ ＣＣを有し、ＵＬ ＣＣの数は、それと同一であるか、またはそれより小さくありうる。

または、それと反対にＤＬ ＣＣとＵＬ ＣＣとが構成されることもできる。即ち、特定の端末が多数の設定されたサービングセルを有する場合、ＤＬＣＣの数よりＵＬＣＣがより多くのキャリアアグリゲーション環境もサポートされることができる。即ち、キャリアアグリゲーション（ｃａｒｒｉｅｒ ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）は、各々キャリア周波数（セルの中心周波数）が互いに異なる２つ以上のセルの併合と理解されることができる。ここで、言う「セル（Ｃｅｌｌ）」は、一般に使用される基地局がカバーする領域としての「セル」とは区分されなければならない。

ＬＴＥ−Ａシステムにおいて使用されるセルは、プライマリセル（ＰＣｅｌｌ：Ｐｒｉｍａｒｙ Ｃｅｌｌ）及びセカンダリセル（ＳＣｅｌｌ：Ｓｅｃｉｎｄａｒｙ Ｃｅｌｌ）を含む。ＰセルとＳセルは、サービングセル（Ｓｅｒｖｉｎｇ Ｃｅｌｌ）として使用されることができる。ＲＲＣ＿ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ状態にあるが、キャリアアグリゲーションが設定されないか、またはキャリアアグリゲーションをサポートしない端末の場合、Ｐセルだけから構成されたサービングセルがただ１つ存在する。反面、ＲＲＣ＿ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ状態にあり、キャリアアグリゲーションが設定された端末の場合、１つ以上のサービングセルが存在でき、サービングセル全体には、Ｐセルと１つ以上のＳセルが含まれる。

サービングセル（ＰセルとＳセル）は、ＲＲＣパラメータを介して設定されることができる。ＰｈｙｓＣｅｌｌＩｄは、セルの物理層識別子であって、０から５０３までの定数値を有する。ＳＣｅｌｌＩｎｄｅｘは、Ｓセルを識別するために使用される簡略な（ｓｈｏｒｔ）識別子であって、１から７までの定数値を有する。ＳｅｒｖＣｅｌｌＩｎｄｅｘは、サービングセル（ＰセルまたはＳセル）を識別するために使用される簡略な（ｓｈｏｒｔ）識別子であって、０から７までの定数値を有する。０値は、Ｐセルに適用され、ＳＣｅｌｌＩｎｄｅｘは、Ｓセルに適用するために予め付与される。即ち、ＳｅｒｖＣｅｌｌＩｎｄｅｘにおいて最も小さなセルＩＤ（またはセルインデックス）を有するセルがＰセルになる。

Ｐセルは、プライマリ周波数（または、ｐｒｉｍａｒｙＣＣ）上において動作するセルを意味する。端末が初期接続設定（ｉｎｉｔｉａｌ ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ ｅｓｔａｂｌｉｓｈｍｅｎｔ）過程を行うか、または接続再−設定過程を行うのに使用されることができ、ハンドオーバ過程で指示されたセルを指し示すことができる。また、Ｐセルは、キャリアアグリゲーション環境で設定されたサービングセルのうち、制御関連通信の中心になるセルを意味する。即ち、端末は、自身のＰセルにおいてのＰＵＣＣＨを割り当てられて送信でき、システム情報を獲得するか、またはモニタリング手順を変更するのにＰセルだけを利用できる。Ｅ−ＵＴＲＡＮ（Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ）は、キャリアアグリゲーション環境をサポートする端末にモビリティ制御情報（ｍｏｂｉｌｉｔｙＣｏｎｔｒｏｌＩｎｆｏ）を含む上位層のＲＲＣ接続再設定（ＲＲＣＣｏｎｎｅｃｔｉｏｎＲｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）メッセージを用いて、ハンドオーバ手順のためにＰセルだけを変更することもできる。

Ｓセルは、セカンダリ周波数（または、Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ ＣＣ）上において動作するセルを意味できる。特定の端末にＰセルは、１つだけが割り当てられ、Ｓセルは、１つ以上が割り当てられることができる。Ｓセルは、ＲＲＣ接続の設定がなされた後に構成可能であり、追加的な無線リソースを提供するのに使用されることができる。キャリアアグリゲーション環境で設定されたサービングセルのうち、Ｐセルを除いた残りのセル、即ちＳセルには、ＰＵＣＣＨが存在しない。Ｅ−ＵＴＲＡＮは、Ｓセルをキャリアアグリゲーション環境をサポートする端末に追加する時、ＲＲＣ＿ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ状態にある関連したセルの動作と関連したすべてのシステム情報を特定シグナル（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ ｓｉｇｎａｌ）を介して提供できる。システム情報の変更は、関連したＳセルの解除及び追加によって制御されることができ、このとき、上位層のＲＲＣ接続再設定（ＲＲＣＣｏｎｎｅｃｔｉｏｎＲｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）メッセージを利用できる。Ｅ−ＵＴＲＡＮは、関連したＳセル内でブロードキャストするよりは、端末別に異なったパラメータを有する特定シグナリング（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）できる。

初期セキュリティー活性化過程が始まった以後に、Ｅ−ＵＴＲＡＮは、接続設定過程で初期に構成されるＰセルに付加して、１つ以上のＳセルを含むネットワークを構成できる。キャリアアグリゲーション環境でＰセル及びＳセルは、各々のコンポーネントキャリアとして動作できる。以下の実施の形態では、プライマリコンポーネントキャリア（ＰＣＣ）は、Ｐセルと同じ意味として使用されることができ、セカンダリコンポーネントキャリア（ＳＣＣ）は、Ｓセルと同じ意味として使用されることができる。

図９は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおけるコンポーネントキャリア及びキャリアアグリゲーションの一例を示した図である。

図９Ａは、ＬＴＥシステムにおいて使用される単一キャリア構造を示す。コンポーネントキャリアには、ＤＬ ＣＣとＵＬ ＣＣがある。１つのコンポーネントキャリアは、２０ＭＨｚの周波数範囲を有することができる。

図９Ｂは、ＬＴＥ＿Ａシステムにおいて使用されるキャリアアグリゲーション構造を示す。図９Ｂの場合に、２０ＭＨｚの周波数の大きさを有する３個のコンポーネントキャリアが結合された場合を示す。ＤＬ ＣＣとＵＬ ＣＣがそれぞれ３個ずつあるが、ＤＬ ＣＣとＵＬＣＣの数に制限があるのではない。キャリアアグリゲーションの場合、端末は、３個のＣＣを同時にモニタリングでき、ダウンリンク信号／データを受信することができ、アップリンク信号／データを送信できる。

仮に、特定のセルにおいてＮ個のＤＬＣＣが管理される場合には、ネットワークは、端末にＭ（Ｍ≦Ｎ）個のＤＬＣＣを割り当てることができる。このとき、端末は、Ｍ個の制限されたＤＬＣＣだけをモニタリングし、ＤＬ信号を受信することができる。また、ネットワークは、Ｌ（Ｌ≦Ｍ≦Ｎ）個のＤＬＣＣに優先順位をつけて主なＤＬ ＣＣを端末に割り当てることができ、このような場合、ＵＥは、Ｌ個のＤＬ ＣＣは、必ずモニタリングしなければならない。このような方式は、アップリンクの送信にも全く同様に適用されることができる。

ダウンリンクリソースの搬送波周波数（または、ＤＬＣＣ）とアップリンクリソースの搬送波周波数（または、ＵＬＣＣ）との間のリンケージ（ｌｉｎｋａｇｅ）は、ＲＲＣメッセージのような上位層メッセージまたはシステム情報により指示されることができる。例えば、ＳＩＢ２（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ ２）によって定義されるリンケージによって、ＤＬリソースとＵＬリソースとの組合せが構成されることができる。具体的に、リンケージは、ＵＬグラントを運ぶＰＤＣＣＨが送信されるＤＬ ＣＣと前記ＵＬグラントを使用するＵＬ ＣＣ間のマッピング関係を意味でき、ＨＡＲＱのためのデータが送信されるＤＬ ＣＣ（または、ＵＬ ＣＣ）とＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号が送信されるＵＬ ＣＣ（または、ＤＬＣＣ）間のマッピング関係を意味することもできる。

クロスキャリアスケジューリング（Ｃｒｏｓｓ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）

キャリアアグリゲーションシステムでは、キャリア（または、搬送波）またはサービングセル（Ｓｅｒｖｉｎｇ Ｃｅｌｌ）に対するスケジューリングの観点から自己スケジューリング（Ｓｅｌｆ−Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）方法及びクロスキャリアスケジューリング（Ｃｒｏｓｓ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）方法の２種類がある。クロスキャリアスケジューリングは、クロスコンポーネントキャリアスケジューリング（Ｃｒｏｓｓ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）またはクロスセルスケジューリング（Ｃｒｏｓｓ Ｃｅｌｌ Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）と称することができる。

クロスキャリアスケジューリングは、ＰＤＣＣＨ（ＤＬ Ｇｒａｎｔ）とＰＤＳＣＨが各々異なるＤＬ ＣＣで転送されるか、またはＤＬ ＣＣで転送されたＰＤＣＣＨ（ＵＬ Ｇｒａｎｔ）によって転送されるＰＵＳＣＨがＵＬグラントを受信したＤＬ ＣＣとリンクされているＵＬ ＣＣでない異なるＵＬ ＣＣを通じて転送されることを意味する。

クロスキャリアスケジューリングか否かは、端末固有（ＵＥ ｓｐｅｃｉｆｉｃ）に活性化または不活性化されることができ、上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣ ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）を通じて半静的（ｓｅｍｉ−ｓｔａｔｉｃ）に各端末別に知らせることができる。

クロスキャリアスケジューリングが活性化された場合、ＰＤＣＣＨに該当ＰＤＣＣＨが指示するＰＤＳＣＨ／ＰＵＳＣＨがどのＤＬ／ＵＬ ＣＣを通じて転送されるかを知らせてくれるキャリア指示子フィールド（ＣＩＦ：Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ）が必要である。例えば、ＰＤＣＣＨはＰＤＳＣＨリソースまたはＰＵＳＣＨリソースをＣＩＦを用いて多数のコンポーネントキャリアのうちの一つに割り当てることができる。即ち、ＤＬ ＣＣ上でのＰＤＣＣＨが多重集成されたＤＬ／ＵＬ ＣＣのうちの一つにＰＤＳＣＨまたはＰＵＳＣＨリソースを割り当てる場合、ＣＩＦが設定される。この場合、ＬＴＥ−Ａ Ｒｅｌｅａｓｅ−８のＤＣＩフォーマットは、ＣＩＦによって拡張できる。この際、設定されたＣＩＦは３ｂｉｔフィールドに固定されるか、設定されたＣＩＦの位置はＤＣＩフォーマットサイズに関わらず固定できる。また、ＬＴＥ−Ａ Ｒｅｌｅａｓｅ−８のＰＤＣＣＨ構造（同一コーディング及び同一なＣＣＥ基盤のリソースマッピング）を再利用することもできる。

一方、ＤＬ ＣＣ上でのＰＤＣＣＨが同一なＤＬ ＣＣ上でのＰＤＳＣＨリソースを割り当てるか、または単一リンクされたＵＬＣＣ上でのＰＵＳＣＨリソースを割り当てる場合にはＣＩＦが設定されない。この場合、ＬＴＥ−Ａ Ｒｅｌｅａｓｅ−８と同一なＰＤＣＣＨ構造（同一コーディング及び同一なＣＣＥ基盤のリソースマッピング）とＤＣＩフォーマットが使用できる。

クロスキャリアスケジューリングが可能な時、端末はＣＣ別転送モード及び／又は帯域幅によってモニタリングＣＣの制御領域で複数のＤＣＩに対するＰＤＣＣＨをモニタリングすることが必要である。したがって、これを支援することができる検索空間の構成とＰＤＣＣＨモニタリングが必要である。

キャリアアグリゲーションシステムにおいて、端末ＤＬ ＣＣ集合は端末がＰＤＳＣＨを受信するようにスケジューリングされたＤＬ ＣＣの集合を示し、端末ＵＬ ＣＣ集合は端末がＰＵＳＣＨを転送するようにスケジューリングされたＵＬＣＣの集合を示す。また、ＰＤＣＣＨモニタリング集合（ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ ｓｅｔ）はＰＤＣＣＨモニタリングを遂行する少なくとも一つのＤＬ ＣＣの集合を示す。ＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末ＤＬ ＣＣ集合と同一であるか、または端末ＤＬ ＣＣ集合の副集合（ｓｕｂｓｅｔ）でありうる。ＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末ＤＬ ＣＣ集合内のＤＬＣＣのうち、少なくともいずれか一つを含むことができる。または、ＰＤＣＣＨモニタリング集合は端末ＤＬＣＣ集合に関わらず、別個に定義できる。ＰＤＣＣＨモニタリング集合に含まれるＤＬ ＣＣはリンクされたＵＬ ＣＣに対する自己スケジューリング（ｓｅｌｆ ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）は常に可能であるように設定できる。このような端末ＤＬ ＣＣ集合、端末ＵＬ ＣＣ集合、及びＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末固有（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）、端末グループ固有（ＵＥ ｇｒｏｕｐ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）またはセル固有（Ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）に設定できる。

クロスキャリアスケジューリングが不活性化された場合には、ＰＤＣＣＨモニタリング集合が常に端末ＤＬ ＣＣ集合と同一であることを意味し、このような場合にはＰＤＣＣＨモニタリング集合に対する別途のシグナリングのような指示が必要でない。しかしながら、クロスキャリアスケジューリングが活性化された場合には、ＰＤＣＣＨモニタリング集合が端末ＤＬ ＣＣ集合内で定義されることが好ましい。即ち、端末に対してＰＤＳＣＨまたはＰＵＳＣＨをスケジューリングするために、基地局はＰＤＣＣＨモニタリング集合のみを通じてＰＤＣＣＨを転送する。

図１０は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるクロスキャリアスケジューリングに従うサブフレーム構造の一例を示した図である。

図１０を参照すると、ＬＴＥ−Ａ端末のためのＤＬサブフレームは３個のＤＬ ＣＣが結合されており、ＤＬ ＣＣ ‘Ａ’はＰＤＣＣＨモニタリングＤＬ ＣＣに設定された場合を示す。ＣＩＦが使われない場合、各ＤＬ ＣＣはＣＩＦ無しで自身のＰＤＳＣＨをスケジューリングするＰＤＣＣＨを転送することができる。一方、ＣＩＦが上位層シグナリングを通じて使われる場合、唯一つのＤＬ ＣＣ ‘Ａ’のみＣＩＦを用いて自身のＰＤＳＣＨまたは他のＣＣのＰＤＳＣＨをスケジューリングするＰＤＣＣＨを転送することができる。この際、ＰＤＣＣＨモニタリングＤＬ ＣＣに設定されないＤＬ ＣＣ ‘Ｂ’と‘Ｃ’はＰＤＣＣＨを転送しない。

一般的なＡＣＫ／ＮＡＣＫマルチプレックス方法

端末がｅＮＢから受信される多数のデータユニットに該当する多数のＡＣＫ／ＮＡＣＫを同時に送信しなければならない状況で、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号の単一周波数特性を維持し、ＡＣＫ／ＮＡＣＫの送信電力を減らすために、ＰＵＣＣＨリソース選択に基づいたＡＣＫ／ＮＡＣＫの多重化方法が考慮されることができる。

ＡＣＫ／ＮＡＣＫの多重化と共に、多数のデータユニットに対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ応答のコンテンツは、実際にＡＣＫ／ＮＡＣＫの送信に使用されるＰＵＣＣＨリソースとＱＰＳＫ変調シンボルのリソースの結合により識別される。

例えば、万一、一つのＰＵＣＣＨリソースが４ビットを送信し、４個のデータユニットが最大送信されることができる場合、ＡＣＫ／ＮＡＣＫの結果は、以下の表６のようにｅＮＢで識別されることができる。

前記表６中、ＨＡＲＱ−ＡＣＫ（ｉ）は、第ｉ番目のデータユニット（ｄａｔａ ｕｎｉｔ）に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ結果を表す。前記表５中、ＤＴＸ（ＤＴＸ（Ｄｉｓｃｏｎｔ Ｉｎｕｏｕｓ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）は、該当するＨＡＲＱ−ＡＣＫ（ｉ）のために送信されるデータユニットがないか、または端末がＨＡＲＱ−ＡＣＫ（ｉ）に対応するデータユニットを検出できないことを意味する。

前記表６によれば、最大４個のＰＵＣＣＨリソース

があり、ｂ（０）、ｂ（１）は、選択されたＰＵＣＣＨを利用して送信される２個のビットである。

例えば、端末が４個のデータユニットの受信にすべて成功すると、端末は、

を利用して２ビット（１，１）を送信する。

端末が第１番目及び第３番目のデータユニットでデコードに失敗し、第２番目及び第４番目のデータユニットでデコードに成功すると、端末は、

を利用してビット（１，０）を送信する。

ＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネル選択で、少なくとも一つのＡＣＫがあると、ＮＡＣＫとＤＴＸは対になる（ｃｏｕｐｌｅ）。これは予約された（ｒｅｓｅｒｖｅｄ）ＰＵＣＣＨリソースとＱＰＳＫシンボルの組み合わせでは、すべてのＡＣＫ／ＮＡＣＫ状態を表すことができないためである。しかしながら、ＡＣＫがないと、ＤＴＸは、ＮＡＣＫと分離される（ｄｅｃｏｕｐｌｅ）。

この場合、一個の明確なＮＡＣＫに該当するデータユニットにリンクされたＰＵＣＣＨリソースは、多数のＡＣＫ／ＮＡＣＫの信号を送信するためにまた予約されることができる。

半持続的スケジューリング（Ｓｅｍｉ−ＰｅｒｓｉｓｔｅｎｔＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）のためＰＤＣＣＨ確認（ｖａｌｉｄａｔｉｏｎ）

半持続的スケジューリング（ＳＰＳ：Ｓｅｍｉ−Ｐｅｒｓｉｓｔｅｎｔ Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）は、特定の端末にリソースを特定の時間の間、持続的に維持されるように割り当てるスケジューリング方式である。

ＶｏＩＰ（Ｖｏｉｃｅ ｏｖｅｒ Ｉｎｔｅｒｎｅｔ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）のように、特定の時間の間に一定量のデータが送信される場合には、リソース割り当てのためにデータ送信区間ごとに制御情報を送信する必要がないから、ＳＰＳ方式を使用して制御情報の浪費を減らすことができる。いわゆる半持続的スケジューリング（ＳＰＳ：Ｓｅｍｉ−Ｐｅｒｓｉｓｔｅｎｔ Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）方法では、端末にリソースが割り当てられうる時間リソース領域をまず割り当てる。

このとき、半持続的割り当て方法では、特定の端末に割り当てられる時間リソース領域が周期性を有するように設定できる。その次に、必要によって周波数リソース領域を割り当てることによって、時間−周波数リソースの割り当てを完成する。このように周波数リソース領域を割り当てるのをいわゆる活性化（Ａｃｔｉｖａｔｉｏｎ）と呼ぶことができる。半持続的割り当て方法を使用すると、一回のシグナリングにより、一定期間の間、リソース割り当てが維持されるから、繰り返しリソース割り当てをする必要がなくなって、シグナリングオーバヘッドを減らすことができる。

その後、前記端末に対するリソース割り当てが要らなくなると、周波数リソース割り当てを解除するためのシグナリングを基地局から端末に送信できる。このように周波数リソース領域の割り当てを解除（ｒｅｌｅａｓｅ）するのを非活性化（Ｄｅａｃｔｉｖａｔｉｏｎ）と呼ぶことができる。

現在ＬＴＥでは、アップリンク及び／またはダウンリンクに対するＳＰＳのために、まずＲＲＣ（Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）シグナリングを介してどのサブフレームでＳＰＳ送信／受信しなければならないのかを端末に知らせる。すなわち、ＲＲＣシグナリングを介してＳＰＳのために割り当てられる時間−周波数リソースのうち、時間リソースをまず指定する。使用されることができるサブフレームを知らせるために、例えばサブフレームの周期とオフセットを知らせることができる。しかしながら、端末は、ＲＲＣシグナリングを介しては時間リソース領域のみが割り当てられるから、ＲＲＣシグナリングを受けたとしても直にＳＰＳによる送受信を行わず、必要によって周波数リソース領域を割り当てることによって、時間−周波数リソースの割り当てを完成する。このように周波数リソース領域を割り当てるのを活性化（Ａｃｔｉｖａｔｉｏｎ）と呼ぶことができ、周波数リソース領域の割り当てを解除（ｒｅｌｅａｓｅ）するのを非活性化（Ｄｅａｃｔｉｖａｔｉｏｎ）と呼ぶことができる。

したがって、端末は、活性化を指示するＰＤＣＣＨを受信した後に、その受信されたＰＤＣＣＨに含まれたＲＢ割り当て情報に応じて周波数リソースを割り当て、ＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）情報に応じる変調（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）及び符号化率（Ｃｏｄｅ Ｒａｔｅ）を適用して、前記ＲＲＣシグナリングを介して割り当てられたサブフレーム周期とオフセットに応じて送受信を行い始める。

その後、端末は基地局から非活性化を知らせるＰＤＣＣＨを受信すると、送受信を中断する。万一、送受信を中断した以後に活性化または再活性化を指示するＰＤＣＣＨを受信すると、そのＰＤＣＣＨで指定したＲＢ割り当て、ＭＣＳなどを使用して、ＲＲＣシグナリングで割り当てられたサブフレーム周期とオフセットを有して再度送受信を再開する。すなわち、時間リソースの割り当ては、ＲＲＣシグナリングを介して行われるが、実際の信号の送受信は、ＳＰＳの活性化及び再活性化を指示するＰＤＣＣＨを受信した後に行われることができ、信号送受信の中断は、ＳＰＳの非活性化を指示するＰＤＣＣＨを受信した後に行われる。

端末は、次のような条件をすべて満たす場合に、ＳＰＳ指示を含むＰＤＣＣＨを確認することができる。第一に、ＰＤＣＣＨペイロードのために追加されたＣＲＣパリティビットがＳＰＳ Ｃ−ＲＮＴＩでスクランブルされなければならず、第２に新しいデータ指示子（ＮＤＩ：Ｎｅｗ Ｄａｔａ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）フィールドが０にセットされなければならない。ここで、ＤＣＩフォーマット２、２Ａ、２Ｂ及び２Ｃの場合、新しいデータ指示子フィールドは、活性化された送信ブロックの一つを表す。

そして、ＤＣＩフォーマットに使用される各フィールドが以下の表７及び表８によってセットされると、確認が完了する。このような確認が完了すると、端末は受信したＤＣＩ情報を有効なＳＰＳ活性化または非活性化（または解除）であることを認識する。反面、確認が完了しないと、端末は、受信したＤＣＩフォーマットに非マッチング（ｎｏｎ−ｍａｔｃｈｉｎｇ）ＣＲＣが含まれたと認識する。

表７は、ＳＰＳ活性化を指示するＰＤＣＣＨ確認のためのフィールドを表す。

表８は、ＳＰＳ非活性化（または解除）を指示するＰＤＣＣＨ確認のためのフィールドを表す。

ＤＣＩフォーマットがＳＰＳダウンリンクスケジューリング活性化を指示する場合、ＰＵＣＣＨフィールドのためのＴＰＣ命令の値は、上位層により設定された４個のＰＵＣＣＨリソースの値を表すインデックスとして使用されることができる。

ＰＵＣＣＨ ｐｉｇｇｙｂａｃｋｉｎｇ ｉｎ Ｒｅｌ−８ ＬＴＥ

図１１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてＵＬ−ＳＣＨの送信チャネルプロセシングの一例を示す図である。

３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（＝Ｅ−ＵＴＲＡ、Ｒｅｌ．８）では、ＵＬの場合、端末機のパワーアンプの効率的な活用のために、パワーアンプの性能に影響を及ぼすＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）特性またはＣＭ（Ｃｕｂｉｃ Ｍｅｔｒｉｃ）特性が良いｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ送信を維持するようになっている。すなわち、従来のＬＴＥシステムのＰＵＳＣＨ送信の場合、送信しようとするデータをＤＦＴ−ｐｒｅｃｏｄｉｎｇを介してｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ特性を維持し、ＰＵＣＣＨ送信の場合は、ｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ特性を有しているｓｅｑｕｅｎｃｅに情報を載せて送信することによって、ｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ特性を維持できる。しかし、ＤＦＴ−ｐｒｅｃｏｄｉｎｇを一つのデータを周波数軸に非連続的に割り当てるか、またはＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨを同時に送信するようになる場合には、このようなｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ特性が破られるようになる。したがって、図１１のように、ＰＵＣＣＨ送信と同じｓｕｂｆｒａｍｅにＰＵＳＣＨ送信がある場合、ｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ特性を維持するためにＰＵＣＣＨに送信するＵＣＩ（ｕｐｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）情報をＰＵＳＣＨを介してデータと共に送信（Ｐｉｇｇｙｂａｃｋ）するようになっている。

前で説明したように、従来のＬＴＥ端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨが同時に送信されることができないから、ＰＵＳＣＨが送信されるｓｕｂｆｒａｍｅでは、Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ（ＵＣＩ）（ＣＱＩ／ＰＭＩ、ＨＡＲＱ−ＡＣＫ、ＲＩ等）をＰＵＳＣＨ領域にｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇする方法を使用する。

一例として、ＰＵＳＣＨを送信するようにａｌｌｏｃａｔｉｏｎされたｓｕｂｆｒａｍｅにおいてＣｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ（ＣＱＩ）ａｎｄ／ｏｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ（ＰＭＩ）を送信しなければならない場合、ＵＬ−ＳＣＨ ｄａｔａとＣＱＩ／ＰＭＩをＤＦＴ−ｓｐｒｅａｄｉｎｇ以前にｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇして、ｃｏｎｔｒｏｌ情報とｄａｔａを共に送信できる。この場合、ＵＬ−ＳＣＨ ｄａｔａは、ＣＱＩ／ＰＭＩ ｒｅｓｏｕｒｃｅを考慮してｒａｔｅ−ｍａｔｃｈｉｎｇを行うようになる。またＨＡＲＱ ＡＣＫ、ＲＩ等のｃｏｎｔｒｏｌ情報は、ＵＬ−ＳＣＨ ｄａｔａをｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇして、ＰＵＳＣＨ領域にｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇされる方式が使用されている。

図１２は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて送信チャネル（ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｃｈａｎｎｅｌ）であるアップリンク共有チャネルの信号処理過程の一例を示す図である。

以下、アップリンク共有チャネル（以下、「ＵＬ−ＳＣＨ」という。）の信号処理過程は、一つ以上の送信チャネルまたは制御情報タイプに適用されることができる。

図１２を参照すると、ＵＬ−ＳＣＨは、送信時間間隔（ＴＴＩ：ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）ごとに一度ずつデータを送信ブロック（ＴＢ：Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｂｌｏｃｋ）の形態で符号化ユニット（ｃｏｎｄｉｎｇ ｕｎｉｔ）に伝達される。

上位層から伝達された送信ブロックのビット

にＣＲＣパリティビット（ｐａｒｉｔｙ ｂｉｔ）

を付着する（Ｓ１２０１０）。このとき、Ａは、送信ブロックの大きさであり、Ｌは、パリティビットの個数である。ＣＲＣが付着された入力ビットは、

のとおりである。このとき、Ｂは、ＣＲＣを含んだ送信ブロックのビット数を表す。

は、ＴＢの大きさによって複数のコードブロック（ＣＢ：Ｃｏｄｅ ｂｌｏｃｋ）に分割（ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）され、分割された複数のＣＢにＣＲＣが付着される（Ｓ１２０２０）。コードブロック分割及びＣＲＣ付着後のビットは、

のとおりである。ここでｒは、コードブロックの番号（ｒ＝０，．．．，Ｃ−１）で、Ｋｒは、コードブロックｒに応じるビット数である。また、Ｃは、コードブロックの全個数を表す。

次に、チャネル符号化（ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ）が行われる（Ｓ１２０３０）。チャネル符号化後の出力ビットは、

のとおりである。このとき、ｉは、符号化されたストリームインデックスであり、０、１または２値を有することができる。Ｄｒは、コードブロックｒのための第ｉ番目の符号化されたストリームのビット数を表す。ｒは、コードブロック番号（ｒ＝０，．．．，Ｃ−１）で、Ｃは、コードブロックの全個数を表す。各コードブロックは、各々ターボコーディングによって符号化されることができる。

次に、レートマッチング（Ｒａｔｅ Ｍａｔｃｈｉｎｇ）が行われる（Ｓ１２０４０）。レートマッチングを経た以後のビットは、

、のとおりである。このとき、ｒは、コードブロックの番号で（ｒ＝０，．．．，Ｃ−１）、Ｃは、コードブロックの全個数を表す。Ｅｒは、ｒ番目のコードブロックのレートマッチングされたビットの個数を表す。

次に、再度コードブロック間の結合（ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｉｏｎ）が行われる（Ｓ１２０５０）。コードブロックの結合が行われた後のビットは、

のとおりである。このとき、Ｇは、送信のための符号化されたビットの全個数を表し、制御情報がＵＬ−ＳＣＨ送信と多重化される時、制御情報送信のために使用されるビット数は含まれない。

一方、ＰＵＳＣＨで制御情報が送信される時、制御情報であるＣＱＩ／ＰＭＩ、ＲＩ、ＡＣＫ／ＮＡＣＫは、各々独立してチャネル符号化が行われる（Ｓ１２０７０、Ｓ１２０８０、Ｓ１２０９０）。各制御情報の送信のために、各々互いに異なる符号化されたシンボルが割り当てられるために、各々の制御情報は、互いに異なる符号化率（ｃｏｄｉｎｇ ｒａｔｅ）を有する。

ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）においてＡＣＫ／ＮＡＣＫフィードバック（ｆｅｅｄｂａｃｋ）モードは、上位層設定によりＡＣＫ／ＮＡＣＫバンドリング（ｂｕｎｄｌｉｎｇ）及びＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の２通りのモードが支援される。ＡＣＫ／ＮＡＣＫバンドリングのために、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報ビットは、１ビットまたは２ビットから構成され、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化のために、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報ビットは、１ビットから４ビットの間で構成される。

ステップＳ１３４にてコードブロック間の結合ステップ以後に、ＵＬ−ＳＣＨデータの符号化されたビット

とＣＱＩ／ＰＭＩの符号化されたビット

の多重化が行われる（Ｓ１２０６０）。データとＣＱＩ／ＰＭＩの多重化された結果は、

のとおりである。このとき、

は、

の長さを有するカラム（ｃｏｌｕｍｎ）ベクトルを表す。

であり、

である。

は、ＵＬ−ＳＣＨ送信ブロックがマッピングされたレイヤの個数を表し、Ｈは、送信ブロックがマッピングされた

個の送信レイヤにＵＬ−ＳＣＨデータとＣＱＩ／ＰＭＩ情報のために割り当てられた符号化された全ビットの個数を表す。

次に、多重化されるデータとＣＱＩ／ＰＭＩ、別にチャネル符号化されたＲＩ、ＡＣＫ／ＮＡＣＫは、チャネルインターリービングされて出力信号が生成される（Ｓ１２１００）。

ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）

ＭＩＭＯ技術は、いままで一般に一個の送信アンテナと一個の受信アンテナを使用していたことから脱皮して、複数送信（Ｔｘ）アンテナと複数受信（Ｒｘ）アンテナを使用する。言い換えれば、ＭＩＭＯ技術は、無線通信システムの送信端または受信端において複数入出力アンテナを使用して容量増大または性能改善を試みるための技術である。以下、「ＭＩＭＯ」を「複数入出力アンテナ」と称する。

さらに具体的に、複数入出力アンテナ技術は、一つの完全なメッセージ（ｔｏｔａｌ ｍｅｓｓａｇｅ）を受信するために、一個のアンテナ経路に依存しなく、複数のアンテナを介して受信した複数のデータ片を収集して完全なデータを完成させる。結果的に、複数入出力アンテナ技術は、特定のシステム範囲内でデータ送信率を増加させることができ、また特定のデータ送信率を介してシステム範囲を増加させることができる。

次世代移動通信は、従来の移動通信に比べてはるかに高いデータ送信率を要求するので、効率的な複数入出力アンテナ技術が必ず必要になると予想される。このような状況でＭＩＭＯ通信技術は、移動通信端末と中継器などに幅広く使用することができる次世代移動通信技術であり、データ通信拡大などにより限界状況により他の移動通信の送信量限界を克服できる技術として関心を集めている。

一方、現在研究されている多様な送信効率向上技術のうち、複数入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）技術は、追加的な周波数の割り当てまたは電力増加がなくても、通信容量及び送受信性能を画期的に向上させることができる方法として、現在最も大きな注目を受けている。

図１３は、一般的な複数入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。

図１３を参照すると、送信アンテナの数をＮ＿Ｔ個に、受信アンテナの数をＮ＿Ｒ個に同時に増やすようになると、送信機または受信機においてのみ多数のアンテナを使用するようになる場合とは異なり、アンテナ数に比例して理論的なチャネル送信容量が増加するので、送信レート（ｔｒａｎｓｆｅｒ ｒａｔｅ）を向上させ、周波数効率を画期的に向上させることができる。この場合、チャネル送信容量の増加に応じる送信レートは、一つのアンテナを利用する場合の最大送信レート（Ｒ＿ｏ）に次のようなレート増加率（Ｒ＿ｉ）が掛けられた分だけ理論的に増加できる。

すなわち、例えば、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナを利用するＭＩＭＯ通信システムでは、単一アンテナシステムに比べて理論上４倍の送信レートを獲得できる。

このような複数入出力アンテナの技術は、多様なチャネル経路を通過したシンボルを利用して送信信頼度を上げる空間ダイバーシチ（ｓｐａｔｉａｌ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）方式と、多数の送信アンテナを利用して多数のデータシンボルを同時に送信して送信率を向上させる空間多重（ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式とに分けることができる。また、このような２通りの方式を適切に結合して、各々の長所を適切に得ようとする方式に対する研究も、最近たくさん研究されている分野である。

各々の方式に対して、もう少し具体的に述べると、以下のとおりである。

第一に、空間ダイバーシチ方式の場合には、時空間ブロック符号系列と、ダイバーシチ利得と符号化利得を同時に利用する時空間トレリス（Ｔｒｅｌｉｓ）符号系列方式がある。一般にビットエラー率の改善性能と符号生成の自由度は、トレリス符号方式が優秀であるが、演算複雑度は、時空間ブロック符号が簡単である。このような空間ダイバーシチ利得は、送信アンテナ数（Ｎ＿Ｔ）と受信アンテナ数（Ｎ＿Ｒ）の積（Ｎ＿Ｔ×Ｎ＿Ｒ）に該当する量を得ることができる。

第２に、空間多重技法は、各送信アンテナから互いに異なるデータ列を送信する方法であるが、このとき、受信機では、送信機から同時に送信されたデータの間に相互干渉が発生するようになる。受信機では、この干渉を適切な信号処理技法を利用して除去した後に受信する。ここに使用される雑音除去方式は、ＭＬＤ（ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）受信機、ＺＦ（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）受信機、ＭＭＳＥ（ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ）受信機、Ｄ−ＢＬＡＳＴ（Ｄｉａｇｏｎａｌ−Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ−Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）などがあり、特に送信端でチャネル情報が分かる場合には、ＳＶＤ（ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）方式などを使用することができる。

第３に、空間ダイバーシチと空間多重の結合された技法を例に挙げることができる。空間ダイバーシチ利得だけを得る場合、ダイバーシチ次数の増加に応じる性能改善利得が順次飽和し、空間多重利得だけを取ると、無線チャネルにおいて送信信頼度が低下する。これを解決しながら２通りの利得を全て得る方式が研究されてきたし、このうち、空間ブロック符号（Ｄｏｕｂｌｅ−ＳＴＴＤ）、時空間ＢＩＣＭ（ＳＴＢＩＣＭ）などの方式がある。

上述のような複数入出力アンテナシステムにおける通信方法をさらに具体的な方法で説明するために、これを数学的にモデリングする場合、次のように表すことができる。

まず、図１３に示すように、ＮＴ個の送信アンテナとＮＲ個の受信アンテナが存在すると仮定する。

まず、送信信号に対して述べると、このようにＮＴ個の送信アンテナがある場合、最大送信可能な情報は、ＮＴ個であるので、これを次のようなベクトルで表すことができる。

一方、各々の送信情報ｓ１，ｓ２，．．．，ｓＮＴにおいて送信電力を異にすることができ、このとき、各々の送信電力をＰ１，Ｐ２，．．．，ＰＮＴとすると、送信電力が調整された送信情報は、次のようなベクトルで表すことができる。

また、

を送信電力の対角行列Ｐで次のように表すことができる。

一方、送信電力が調整された情報ベクトル

は、その後重み行列Ｗが掛けられて実際に送信されるＮＴ個の送信信号ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮＴを構成する。ここで、重み行列は、送信チャネル状況などによって送信情報を各アンテナに適切に分配する役割を行う。このような送信信号ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮＴを、ベクトルｘを利用して次のように表すことができる。

式中、ｗｉｊは、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の送信情報間の重みを表し、Ｗは、これを行列で表したものである。このような行列Ｗを重み行列（Ｗｅｉｇｈｔ Ｍａｔｒｉｘ）またはプリコーディング行列（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ）と呼ぶ。

一方、上述のような送信信号（ｘ）は、空間ダイバーシチを使用する場合と空間多重を使用する場合とに分けて考えてみることができる。

空間多重を使用する場合は、互いに異なる信号を多重化して送るようになるので、情報ベクトルｓの要素が全部異なる値を有するようになることに対し、空間ダイバーシチを使用するようになると、同じ信号を複数のチャネル経路を通じて送るようになるので、情報ベクトルｓの要素が全部同じ値を有するようになる。

もちろん、空間多重と空間ダイバーシチを混合する方法も考慮可能である。すなわち、例えば３個の送信アンテナを介して同じ信号を空間ダイバーシチを利用して送信し、残りは、各々異なる信号を空間多重化して送る場合も考慮することができる。

次に、受信信号は、ＮＲ個の受信アンテナがある場合、各アンテナの受信信号ｙ１、ｙ２，．．．，ｙＮＲをベクトルｙで次のように表すことにする。

一方、複数入出力アンテナ通信システムにおけるチャネルをモデリングする場合、各々のチャネルは、送受信アンテナインデックスによって区分でき、送信アンテナｊから受信アンテナｉを経るチャネルをｈｉｊで表示することにする。ここで、ｈｉｊのインデックスの順序が受信アンテナインデックスが先、送信アンテナのインデックスが後であることに留意する。

このようなチャネルは、いくつかを一つにクループ化してベクトル及び行列形態でも表示可能である。ベクトル表示の例を挙げて説明すれば、次の通りである。

図１４は、多数の送信アンテナから一つの受信アンテナへのチャネルを示した図である。

図１４に示すように、全ＮＴ個の送信アンテナから受信アンテナｉに到着するチャネルは、次のように表現可能である。

また、前記数式７のような行列表現を用いてＮＴ個の送信アンテナからＮＲ個の受信アンテナを経るチャネルを全部表す場合、次のように表すことができる。

一方、実際チャネルは、上のようなチャネル行列Ｈを経た後に白色雑音（ＡＷＧＮ：Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）が加えられるようになるので、ＮＲ個の受信アンテナの各々に加えられる白色雑音ｎ１，ｎ２，．．．，ｎＮＲをベクトルで表現すれば、以下のとおりである。

上述のような送信信号、受信信号、チャネル、及び白色雑音のモデリングを介して複数入出力アンテナ通信システムでの各々は、次のような関係を介して表すことができる。

一方、チャネルの状態を表すチャネル行列Ｈの行と列の数は、送受信アンテナの数によって決定される。チャネル行列Ｈは、上述のように行の数は、受信アンテナの数ＮＲと同じになり、列の数は、送信アンテナの数Ｎ＿Ｔと同じになる。すなわち、チャネル行列Ｈは、ＮＲ×ＮＴ行列になる。

一般に、行列のランク（ｒａｎｋ）は、互いに独立な（ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）行または列の個数の中で最小の個数で定義される。したがって、行列のランクは、行または列の個数より大きくなってはならない。数式的に例を挙げれば、チャネル行列Ｈのランク（ｒａｎｋ（Ｈ））は、次のように制限される。

また、行列を固有値分解（Ｅｉｇｅｎ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）したとき、ランクは、固有値（ｅｉｇｅｎ ｖａｌｕｅ）のうち、０でない固有値の個数で定義することができる。似た方法で、ランクをＳＶＤ（ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）したとき、０でない特異値（ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ）の個数で定義することができる。したがって、チャネル行列においてランクの物理的な意味は、与えられたチャネルで互いに異なる情報を送ることができる最大数と言える。

本明細書において、ＭＩＭＯ送信に対する「ランク（Ｒａｎｋ）」は、特定の時点及び特定の周波数リソースにおいて独立して信号を送信できる経路の数を表し、「レイヤ（ｌａｙｅｒ）の個数」は、各経路を介して送信される信号ストリームの個数を表す。一般に、送信端は、信号送信に利用されるランクの数に対応する数のレイヤを送信するから、特別な言及がない限り、ランクは、レイヤの個数と同じ意味を有する。

参照信号（ＲＳ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）

無線通信システムにおけるデータは、無線チャネルを介して送信されるから、信号は、送信中に歪むことができる。受信端で歪んだ信号を正確に受信するために、受信された信号の歪みは、チャネル情報を利用して補正されなければならない。チャネル情報を検出するために、送信側と受信側ともが知っている信号送信方法と、信号がチャネルを介して送信される時に歪んだ程度を利用してチャネル情報を検出する方法を主に利用する。上述した信号をパイロット信号または参照信号（ＲＳ：ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）という。

また、最近大部分の移動通信システムにおいてパケットを送信するとき、いままで一個の送信アンテナと一個の受信アンテナを使用したことから脱皮し、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを採択して送受信データの効率を向上させることができる方法を使用する。複数入出力アンテナを利用してデータを送受信するとき、信号を正確に受信するために、送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル状態が検出されなければならない。したがって、各送信アンテナは、個別的な参照信号を持たなければならない。

移動通信システムにおけるＲＳは、その目的によって大きく２通りに区分されることができる。チャネル状態情報獲得のための目的のＲＳとデータ復調のために使用されるＲＳがある。前者は、ＵＥがダウンリンクへのチャネル状態情報を獲得するのにその目的があるので、広帯域に送信されなければならず、特定のサブフレームでダウンリンクデータを受信しないＵＥであっても、そのＲＳを受信し測定できなければならない。また、これは、ハンドオーバなどの測定などのためにも使用される。後者は、基地局がダウンリンクを送る時、該当リソースに共に送るＲＳであって、ＵＥは、該当ＲＳを受信することによってチャネル推定を行うことができ、したがって、データを復調できるようになる。このＲＳは、データが送信される領域に送信されなければならない。

下り参照信号は、セル内のすべての端末が共有するチャネル状態に対する情報獲得及びハンドオーバなどの測定などのための一つの共通参照信号（ＣＲＳ：ｃｏｍｍｏｎ ＲＳ）と特定の端末だけのためにデータ復調のために使用される専用参照信号（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ ＲＳ）がある。このような参照信号を利用して、復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）とチャネル測定（ｃｈａｎｎｅｌ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）のための情報を提供できる。すなわち、ＤＲＳは、データ復調用のみに使用され、ＣＲＳは、チャネル情報獲得及びデータ復調の２通りの目的として使用される。

受信側（すなわち、端末）は、ＣＲＳからチャネル状態を測定し、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）及び／またはＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）のようなチャネル品質と関連した指示子を送信側（すなわち、基地局）にフィードバックする。ＣＲＳは、セル固有参照信号（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ）ともいう。これに対し、チャネル状態情報（ＣＳＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）のフィードバックと関連した参照信号をＣＳＩ−ＲＳと定義することができる。

ＤＲＳは、ＰＤＳＣＨ上のデータ復調が必要な場合、リソースエレメントを介して送信されることができる。端末は、上位層を介してＤＲＳが存在するかどうかを受信することができ、対応するＰＤＳＣＨがマッピングされたときに限って有効である。ＤＲＳを端末固有参照信号（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ）または復調参照信号（ＤＭＲＳ：Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ＲＳ）ということができる。

図１５は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてダウンリンクリソースブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する。

図１５を参照すると、参照信号がマッピングされる単位としてダウンリンクリソースブロック対は、時間領域において一つのサブフレーム×周波数領域において１２個の副搬送波で表すことができる。すなわち、時間軸（ｘ軸）上において一つのリソースブロック対は、一般サイクリックプレフィックス（ｎｏｒｍａｌ ＣＰ：ｎｏｒｍａｌ Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）の場合、１４個のＯＦＤＭシンボルの長さを有し（図５（ａ）の場合）、拡張サイクリックプレフィックス（ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ：ｅｘｔｅｎｄｅｄ Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）の場合、１２個のＯＦＤＭシンボルの長さを有する（図５（ｂ）の場合）。リソースブロックの格子において「０」、「１」、「２」及び「３」と記載されたリソースエレメント（ＲＥｓ）は、それぞれアンテナポートインデックス「０」、「１」、「２」及び「３」のＣＲＳの位置を意味し、「Ｄ」と記載されたリソースエレメントは、ＤＲＳの位置を意味する。

以下、ＣＲＳに対してさらに詳細に述べると、ＣＲＳは、物理的アンテナのチャネルを推定するために使用され、セル内に位置したすべての端末に共通に受信されることができる参照信号として周波数帯域全体に分布する。すなわち、このＣＲＳは、ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃしたシグナルで、広帯域に対して毎サブフレームごとに送信される。また、ＣＲＳはチャネル品質情報（ＣＳＩ）及びデータ復調のために利用されることができる。

ＣＲＳは、送信側（基地局）でのアンテナ配列によって多様なフォーマットで定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、リリース−８）では、基地局の送信アンテナの個数に応じて、最大４個のアンテナポートに対するＲＳが送信される。ダウンリンク信号送信側は、単一の送信アンテナ、２個の送信アンテナ及び４個の送信アンテナのように、３種類のアンテナ配列を有する。例えば、基地局の送信アンテナの個数が二つである場合、０番と１番のアンテナポートに対するＣＲＳが送信され、４つである場合、０〜３番のアンテナポートに対するＣＲＳが各々送信される。

基地局が単一の送信アンテナを使用する場合、単一アンテナポートのための参照信号が配列される。

基地局が２個の送信アンテナを使用する場合、２個の送信アンテナポートのための参照信号は、時分割多重化（ＴＤＭ：Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）及び／または周波数分割多重化（ＦＤＭ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を利用して配列される。すなわち、２個のアンテナポートのための参照信号は、各々が区別されるために互いに異なる時間リソース及び／または互いに異なる周波数リソースが割り当てられる。

その上、基地局が４個の送信アンテナを使用する場合、４個の送信アンテナポートのための参照信号は、ＴＤＭ及び／またはＦＤＭ方式を利用して配列される。ダウンリンク信号の受信側（端末）によって測定されたチャネル情報は、単一の送信アンテナ送信、送信ダイバーシチ、閉ループ空間多重化（ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、開ループ空間多重化（ｏｐｅｎ−ｌｏｏｐ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）または複数ユーザ−複数入出力アンテナ（Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）のような送信方式を利用して送信されたデータを復調するために使用されることができる。

複数入出力アンテナが支援される場合、参照信号が特定のアンテナポートから送信されるとき、前記参照信号は、参照信号のパターンに応じて特定されたリソースエレメントの位置に送信され、他のアンテナポートのために特定されたリソースエレメントの位置に送信されない。すなわち、互いに異なるアンテナ間の参照信号は、互いに重ならない。

リソースブロックにＣＲＳをマッピングする規則は、次の通りに定義される。

数式１２において、ｋ及びｌは、各々副搬送波インデックス及びシンボルインデックスを表し、ｐは、アンテナポートを示す。

は、一つのダウンリンクスロットでのＯＦＤＭシンボルの数を表し、

は、ダウンリンクに割り当てられた無線リソースの数を表す。ｎｓは、スロットインデックスを表し、

は、セルＩＤを表す。ｍｏｄは、モジュロ（ｍｏｄｕｌｏ）演算を表す。参照信号の位置は、周波数領域で

の値によって変わる。

は、セルＩＤに従属するので、参照信号の位置は、セルによって多様な周波数シフト（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｈｉｆｔ）の値を有する。

より具体的に、ＣＲＳを介してチャネル推定性能を向上させるために、ＣＲＳの位置は、セルによって周波数領域で偏移できる。例えば、参照信号が３個の副搬送波の間隔で位置する場合、一つのセルでの参照信号は、３ｋ番目の副搬送波に割り当てられ、他のセルでの参照信号は、３ｋ＋１番目の副搬送波に割り当てられる。一つのアンテナポートの観点で参照信号は、周波数領域で６個のリソースエレメント間隔で配列され、さらに他のアンテナポートに割り当てられた参照信号とは、３個のリソースエレメント間隔で分離される。

時間領域で参照信号は各スロットのシンボルインデックス０で（から）ついて（始める）始まって同一間隔（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｉｎｔｅｒｖａｌ）で配列される。時間間隔は、サイクリックプレフィックス長に応じて異なるように定義される。一般サイクリックプレフィックスの場合、参照信号はスロットのシンボルインデックス０と４に位置し、拡張サイクリックプレフィックスの場合、参照信号はスロットのシンボルインデックス０と３に位置する。２個のアンテナポートのうち、最大値を有するアンテナポートのための参照信号は、一つのＯＦＤＭシンボル内に定義される。したがって、４個の送信アンテナ送信の場合、参照信号アンテナポート０と１のための参照信号は、スロットのシンボルインデックス０と４（拡張サイクリックプレフィックスの場合、シンボルインデックス０と３）に位置し、アンテナポート２と３のための参照信号は、スロットのシンボルインデックス１に位置する。アンテナポート２と３のための参照信号の周波数領域での位置は、２番目のスロットで互いに交換される。

以下、ＤＲＳについてさらに詳細に述べると、ＤＲＳはデータを復調するために使用される。複数入出力アンテナ送信で特定の端末のために使用されるプリコーディング（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）の重みは、端末が参照信号を受信した時に各送信アンテナから送信された送信チャネルと結合されて、対応するチャネルを推定するために変更無しで使用される。

３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、リリース−８）は、最大４個の送信アンテナを支援し、ランク１のビームフォーミング（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）のためＤＲＳが定義される。ランク１のビームフォーミングのためのＤＲＳはまたアンテナポートインデックス５のための参照信号を表す。

リソースブロックにＤＲＳをマッピングする規則は、次の通りに定義される。数式１３は、一般サイクリックプレフィックスである場合を表し、数式１４は、拡張サイクリックプレフィックスである場合を表す。

数式１３及び１４中、ｋ及びｌは、各々副搬送波インデックス及びシンボルインデックスを表し、ｐは、アンテナポートを表す。

は、周波数領域でリソースブロックの大きさを表し、副搬送波の数として表現される。

は、物理リソースブロックの数を表す。

は、ＰＤＳＣＨ送信のためのリソースブロックの周波数帯域を表す。ｎｓは、スロットインデックスを表し、

は、セルＩＤを表す。ｍｏｄは、モジュロ（ｍｏｄｕｌｏ）演算を表す。参照信号の位置は、周波数領域で

の値に応じて変わる。

は、セルＩＤに従属するので、参照信号の位置は、セルに応じて多様な周波数シフト（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｈｉｆｔ）の値を有する。

ＬＴＥシステムの進化発展した形態のＬＴＥ−Ａシステムにおいて、基地局のダウンリンクに最大８個の送信アンテナを支援できるようにデザインされなければならない。したがって、最大８個の送信アンテナに対するＲＳもやはり支援されなければならない。ＬＴＥシステムにおいてダウンリンクＲＳは、最大４個のアンテナポートに対するＲＳのみが定義されているので、ＬＴＥ−Ａシステムにおいて基地局が４個以上最大８個のダウンリンク送信アンテナを有する場合、これらのアンテナポートに対するＲＳが追加的に定義されデザインされなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳは、上述したチャネル測定のためのＲＳとデータ復調のためのＲＳの２通りがすべてデザインされなければならない。

ＬＴＥ−Ａシステムをデザインするにおいて、重要な考慮事項の一つは、下位互換性（ｂａｃｋｗａｒｄ ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）、すなわちＬＴＥ端末がＬＴＥ−Ａシステムでもなんの無理なしでよく動作しなければならず、システムもまたこれを支援しなければならないということである。ＲＳの送信の観点からは、ＬＴＥで定義されているＣＲＳが全帯域に毎サブフレームごとに送信される時間−周波数領域において追加的に最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳが追加的に定義されなければならない。ＬＴＥ−Ａシステムにおいて従来のＬＴＥのＣＲＳと同じ方式で最大８個の送信アンテナに対するＲＳのパターンを毎サブフレームごとに全帯域に追加するようになると、ＲＳのオーバーヘッドが過度に大きくなるようになる。

したがって、ＬＴＥ−Ａシステムにおいて新しくデザインされるＲＳは、大きく２通りの分類に分けられるが、ＭＣＳ、ＰＭＩなどの選択のためのチャネル測定目的のＲＳ（ＣＳＩ−ＲＳ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ−ＲＳ、Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ−ＲＳ等）と８個の送信アンテナに送信されるデータ復調のためのＲＳ（ＤＭ−ＲＳ：Ｄａｔａ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ−ＲＳ）である。

チャネル測定目的のＣＳＩ−ＲＳは、従来のＣＲＳがチャネル測定、ハンドオーバなどの測定などの目的と同時にデータ復調のために使用されることとは異なり、チャネル測定中心の目的のためにデザインされるという特徴がある。もちろん、これもまた、ハンドオーバなどの測定などの目的としても使用されることもできる。ＣＳＩ−ＲＳがチャネル状態に対する情報を得る目的としてのみ送信されるので、ＣＲＳとは異なり、毎サブフレームごとに送信されなくても良い。ＣＳＩ−ＲＳのオーバーヘッドを減らすために、ＣＳＩ−ＲＳは、時間軸上において間欠的に送信される。

データ復調のために、該当時間−周波数領域でスケジューリングされたＵＥに専用の（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）ＤＭＲＳが送信される。すなわち、特定のＵＥのＤＭ−ＲＳは、該当ＵＥがスケジューリングされた領域、すなわちデータを受信する時間−周波数領域のみに送信されるものである。

ＬＴＥ−ＡシステムにおけるｅＮＢは、すべてのアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを送信しなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを毎サブフレームごとに送信することは、オーバーヘッドが過度に大きいという短所があるので、ＣＳＩ−ＲＳは、毎サブフレームごとに送信されずに、時間軸上において間欠的に送信されなければオーバーヘッドを減らすことができない。すなわち、ＣＳＩ−ＲＳは、一つのサブフレームの整数倍の周期で周期的に送信されるか、または特定の送信パターンで送信されることができる。このとき、ＣＳＩ−ＲＳが送信される周期またはパターンは、ｅＮＢが設定できる。

ＣＳＩ−ＲＳを測定するために、ＵＥは、必ず自身が属したセルの各々のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳの送信サブフレームインデックス、送信サブフレーム内のＣＳＩ−ＲＳリソースエレメント（ＲＥ）時間−周波数位置、そしてＣＳＩ−ＲＳシーケンス等に対する情報を知っていなければならない。

ＬＴＥ−ＡシステムにおいてｅＮＢは、ＣＳＩ−ＲＳを最大８個のアンテナポートに対して各々送信しなければならない。互いに異なるアンテナポートのＣＳＩ−ＲＳ送信のために使用されるリソースは、互いに直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）しなければならない。一つのｅＮＢが互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを送信する時、各々のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを互いに異なるＲＥにマッピングすることによって、ＦＤＭ／ＴＤＭ方式でこれらのリソースを直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）するように割り当てることができる。または、互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを互いに直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）したコードにマッピングさせるＣＤＭ方式で送信できる。

ＣＳＩ−ＲＳに関する情報をｅＮＢが自己セルＵＥに知らせるとき、まず各アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる時間−周波数に対する情報を知らせなければならない。具体的に、ＣＳＩ−ＲＳが送信されるサブフレーム番号、またはＣＳＩ−ＲＳが送信される周期、ＣＳＩ−ＲＳが送信されるサブフレームオフセットであり、特定のアンテナのＣＳＩ−ＲＳ ＲＥが送信されるＯＦＤＭシンボル番号、周波数間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）、周波数軸でのＲＥのオフセットまたはシフト値などがある。

超高周波帯域を利用した通信システム

ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）／ＬＴＥ−Ａ（ＬＴＥ Ａｄｖａｎｃｅｄ）システムでは、端末と基地局のオシレ−タの誤差の値を要求事項（ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ）として規定し、下記のように述べる。

− ＵＥ ｓｉｄｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｅｒｒｏｒ （ｉｎ ＴＳ ３６．１０１）

Ｔｈｅ ＵＥ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｈａｌｌ ｂｅ ａｃｃｕｒａｔｅ ｔｏ ｗｉｔｈｉｎ ±０．１ ＰＰＭ ｏｂｓｅｒｖｅｄ ｏｖｅｒ ａ ｐｅｒｉｏｄ ｏｆ ｏｎｅ ｔｉｍｅ ｓｌｏｔ （０．５ ｍｓ） ｃｏｍｐａｒｅｄ ｔｏ ｔｈｅ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｆｒｏｍ ｔｈｅ Ｅ−ＵＴＲＡ Ｎｏｄｅ Ｂ

− ｅＮＢ ｓｉｄｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｅｒｒｏｒ （ｉｎ ＴＳ ３６．１０４）

Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｅｒｒｏｒ ｉｓ ｔｈｅ ｍｅａｓｕｒｅ ｏｆ ｔｈｅ ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ ｂｅｔｗｅｅｎ ｔｈｅ ａｃｔｕａｌ ＢＳ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ ｔｈｅ ａｓｓｉｇｎｅｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ．

一方、基地局の種類に応じたオシレ−タの正確度は、以下の表９の通りである。

したがって、基地局と端末との間のオシレ−タの最大差は、±０．１ｐｐｍで、一方の方向に誤差が発生したとき、最大０．２ｐｐｍのオフセット値が発生できる。このようなオフセット値は、中心周波数と掛けられることによって、各中心周波数に合うＨｚ単位に変換される。

一方、ＯＦＤＭシステムでは、ＣＦＯ値が周波数トン間隔により異なり、一般に大きなＣＦＯ値であっても、周波数トン間隔が十分に大きなＯＦＤＭシステムにおいて及ぼす影響は相対的に小さい。したがって、実際のＣＦＯ値（絶対値）は、ＯＦＤＭシステムに影響を与える相対的な値で表現される必要があり、これを正規化されたＣＦＯ（ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ ＣＦＯ）という。正規化されたＣＦＯは、ＣＦＯ値を周波数トン間隔で割った値で表現され、以下の表１０は、各中心周波数とオシレ−タの誤差の値に対するＣＦＯと正規化されるＣＦＯとを表す。

表１０中、中心周波数が２ＧＨｚである場合（例えば、ＬＴＥ Ｒｅｌ−８／９／１０）には、周波数トン間隔（１５ｋＨｚ）を仮定し、中心周波数が３０ＧＨｚ、６０ＧＨｚである場合には、周波数トン間隔を１０４．２５ｋＨｚを使用することによって、各中心周波数に対してドップラー影響を考慮した性能劣化を防止した。上の表２は、単純な例示であり、中心周波数に対して他の周波数トン間隔が使用されうることは自明である。

一方、端末が高速で移動する状況や高周波数帯域で移動する状況では、ドップラースプレッド（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｐｒｅａｄ）現象が大きく発生する。ドップラースプレッドは、周波数領域での広がりを誘発し、結果的に受信機の立場で受信信号の歪みを発生させる。ドップラースプレッドは、

で表現されることができる。このとき、ｖは端末の移動速度であり、λは、送信される電波の中心周波数の波長を意味する。θは、受信される電波と端末の移動方向との間の角度を意味する。以下、θが０の場合を前提として説明する。

このとき、コヒーレンス時間（ｃｏｈｅｒｅｎｃｅ ｔｉｍｅ）は、ドップラースプレッドと反比例する関係にある。仮に、コヒーレンス時間を時間領域でチャネル応答の相関関係（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）値が５０％以上である時間間隔で定義する場合、

で表現される。無線通信システムでは、ドップラースプレッドに対する数式とコヒーレンス時間に対する数式間の幾何平均（ｇｅｏｍｅｔｒｉｃ ｍｅａｎ）を表す以下の式１５が主に利用される。

新しい無線アクセス技術（Ｎｅｗ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）システム

より多くの通信機器がより大きな通信容量を要求するに伴い、従来の無線アクセス技術（Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ＲＡＴ）に比べて向上した端末広帯域（ｍｏｂｉｌｅ ｂｒｏａｄｂａｎｄ）通信に対する必要性が台頭されている。また、多数の機器及び物を接続して、いつどこででも多様なサービスを提供するマッシブ（ｍａｓｓｉｖｅ）ＭＴＣ（Ｍａｃｈｉｎｅ Ｔｙｐｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）もやはり考慮されている。それだけでなく、信頼性（ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ）及び遅延（ｌａｔｅｎｃｙ）に敏感なサービス／ＵＥを考慮した通信システムデザインもまた論議されている。

このように向上した端末広帯域通信（ｅｎｈａｎｃｅｄ ｍｏｂｉｌｅ ｂｒｏａｄｂａｎｄ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）、マッシブＭＴＣ、ＵＲＬＬＣ（Ｕｌｔｒａ−Ｒｅｌｉａｂｌｅ ａｎｄ Ｌｏｗ Ｌａｔｅｎｃｙ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）などを考慮した新しい無線アクセス技術の導入が論議されており、本発明では、便宜上該当技術をＮｅｗ ＲＡＴ（以下、ＮＲ）と命名する。

図１６は、本発明が適用できるｍｍＷａｖｅを使用する通信システムで用いられるリソース領域構造の一例を示す。

ｍｍＷａｖｅのような超高周波帯域を用いる通信システムは、従来のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ通信システムとは物理的性質が異なる周波数帯域を使用する。これによって、超高周波帯域を用いる通信システムでは、従来の通信システムで用いられるリソース領域の構造と異なる形態のリソース構造が議論されている。図１６は、新しい通信システムのダウンリンクリソース構造の例を示す。

横軸で１４個のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルと縦軸で１２個の周波数トーンで構成されるＲＢ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ）対（ＲＢ ｐａｉｒ）を考慮するとき、最初の２個（又は３個）のＯＦＤＭシンボル１６１０は、従来と同様に制御チャネル（例えば、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ））に割り当てられ、次の１個から２個のＯＦＤＭシンボル１６２０は、ＤＭＲＳ（ＤｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）が割り当てられ、残りのＯＦＤＭシンボル１６３０は、データチャネル（例えば、ＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ））が割り当てられる。

一方、図１６のようなリソース領域構造において、前記で説明したＣＰＥ（又はＣＦＯ）の推定のためのＰＣＲＳ又はＰＮＲＳ又はＰＴＲＳは、データチャネルが割り当てられる領域１６３０の一部のＲＥ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ）に載せられて端末へ送信されることができる。このような信号は、位相雑音を推定するための信号であり、前記で説明したように、パイロット信号になってもよく、データ信号が変更又は複製された信号であってもよい。

本発明は、ダウンリンク又はアップリンクにおいて、チャネル推定のためのＤＭＲＳを送信する方法を提案する。

図１７及び図１８は、本明細書で提案する復調参照信号のパターンの一例を示す。

図１７及び図１８を参照すると、チャネルを推定するための復調参照信号は、アンテナポートの数によって、１つのシンボル又は２つのシンボルにマッピングされることができる。

具体的に、アップリンクのＤＭＲＳ及びダウンリンクのＤＭＲＳは、下記の方法で生成され、リソース領域にマッピングされることができる。図１７は、タイプ１によって、物理リソースにマッピングされたアップリンク又はダウンリンクのＤＭＲＳの一例を示し、図１８は、タイプ２によって、物理リソースにマッピングされたアップリンク又はダウンリンクのＤＭＲＳの一例を示す。

アップリンクデータ又はダウンリンクデータを復調するための復調参照信号は、復調参照のシーケンスをＯＦＤＭシンボルにマッピングすることによって生成される。

復調参照信号のシーケンスは、図１７及び図１８に示すように、マッピングタイプによって、１つ又は２つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされることができ、ポートの多重化のために、ＣＤＭ方式が適用できる。

以下、アップリンクデータのためのＤＭＲＳと、ダウンリンクデータのためのＤＭＲＳとに分けて、具体的に見てみる。

ＰＵＳＣＨの復調参照信号（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ ｆｏｒ ＰＵＳＣＨ）

ダウンリンクのＤＭＲＳの生成のための参照信号のシーケンスｒ（ｍ）は、ＰＵＳＣＨに対する変換プリコーディング（ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）が許容されない場合、下記数式１６によって生成される。

このとき、ＰＵＳＣＨに対する変換プリコーディング（ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）が許容されない場合の一例として、ＣＰ−ＯＦＤＭ方式の送信信号を生成する場合があり得る。

ここで、ｃ（ｉ）は、擬似ランダムシーケンス（ｔｈｅ ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を意味する。

もし、ＰＵＳＣＨに対する変換プリコーディング（ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）が許容される場合、参照信号のシーケンスｒ（ｍ）は、下記数式１７によって生成される。

このとき、ＰＵＳＣＨに対する変換プリコーディング（ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）が許容される場合の一例として、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式の送信信号を生成する場合があり得る。

生成されたＰＵＳＣＨのＤＭＲＳは、図１８及び図１９に示すように、上位層のパラメータにより与えられたタイプ１又はタイプ２によって、物理リソースにマッピングされる。

このとき、ＤＭＲＳはアンテナポートの数によって、単一シンボル（ｓｉｎｇｌｅ ｓｙｍｂｏｌ）又は二重シンボル（ｄｏｕｂｌｅ ｓｙｍｂｏｌ）にマッピングされることができる。

もし、変換プリコーディングが許容されない場合、参照信号のシーケンスｒ（ｍ）は、下記の数式１８によって物理リソースにマッピングされることができる。

前記数式１８において、ｌはＰＵＳＣＨ送信の始まりに相対的に定義され、

、

、及び

は、下記表１１及び表１２によって与えられる。

下記表１１は、タイプ１に対するＰＵＳＣＨのＤＭＲＳのためのパラメータの一例を示す。

下記表１２は、タイプ２に対するＰＵＳＣＨのＤＭＲＳのためのパラメータの一例を示す。

下記表１３は、上位層のパラメータＵＬ＿ＤＭＲＳ＿ｄｕｒによる時間領域のインデックス

と、支援されるアンテナポート

の一例を示す。

下記表１４は、ＰＵＳＣＨのＤＭＲＳの開始位置

の一例を示す。

ＰＤＳＣＨの復調参照信号（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌｓ ｆｏｒ ＰＤＳＣＨ）

ダウンリンクのＤＭＲＳの生成のための参照信号のシーケンスｒ（ｍ）は、下記数式１９によって生成される。

ここで、ｃ（ｉ）は、擬似ランダムシーケンス（ｔｈｅ ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を意味する。

生成されたＰＤＳＣＨのＤＭＲＳは、図７及び図８に示すように、上位層のパラメータにより与えられたタイプ１又はタイプ２によって、物理リソースにマッピングされる。

このとき、参照信号のシーケンスｒ（ｍ）は、下記数式２０によって物理リソースにマッピングされることができる。

前記数式２０において、ｌは、スロットの始まりに相対的に定義され、

、

、及び

は、下記の表１５及び表１６によって与えられる。

時間軸のインデックスｌ’、及び支援するアンテナポートｐは、下記表１５によって、上位層のパラメータであるＤＬ＿ＤＭＲＳ＿ｄｕｒに応じて異なる。

は、マッピングのタイプによって、表１５で与えられた上位層の媒介変数ＤＬ＿ＤＭＲＳ＿ａｄｄ＿ｐｏｓによって変わる：

− ＰＤＳＣＨのマッピングタイプＡについて：上位層のパラメータＤＬ＿ＤＭＲＳ＿ｔｙｐｅＡ＿ｐｏｓが３と同じである場合、

であり、そうでない場合、

である。

− ＰＤＳＣＨのマッピングタイプＢについて：

は、ＤＭＲＳがスケジューリングされたＰＤＳＣＨリソース内の一番目のＯＦＤＭシンボルにマッピングされる。

下記表１５は、ＰＤＳＣＨのＤＭＲＳ構成のタイプ１に対するパラメータの一例を示す。

下記表１６は、ＰＤＳＣＨのＤＭＲＳ構成のタイプ２に対するパラメータの一例を示す。

下記表１７は、ＰＤＳＣＨのＤＭＲＳの持続時間（Ｄｕｒａｔｉｏｎ）であるｌ’の一例を示す。

下記表１８は、ＰＤＳＣＨのＤＭＲＳの始まり位置

の一例を示す。

図１９は、本明細書で提案するＤＭＲＳのポートインデキシング方法の一例を示す図である。

図１９に示すように、ＤＭＲＳのポートインデキシングは、ＤＭＲＳのマッピングタイプによって変わり得る。

具体的に、ＤＭＲＳのマッピングタイプが前記で見たタイプ１である場合、ＤＭＲＳポートインデキシングは、図１９の（ａ）及び下記の表１９の通りである。

ＤＭＲＳのマッピングタイプが前記で見たタイプ２である場合、ＤＭＲＳのポートインデキシングは、図１９の（ｂ）及び下記の表２０の通りである。

図２０及び図２１は、本明細書で提案する復調参照信号の送信可否を決定するための方法の一例を示す図である。

図２０及び図２１を参照すると、高ドップラー（Ｈｉｇｈ Ｄｏｐｐｌｅｒ）環境でチャネルを補償するために、基本的に設定されるＤＭＲＳ以外に追加的なＤＭＲＳを設定して送信できる。

具体的に、図１７及び図１８で見たように、ＯＦＤＭシンボル単位でＤＭＲＳを設定する場合、早いデコーディング速度のために、シンボルのうち前のシンボルにＤＭＲＳを設定すると、チャネルの補償に問題点が生じ得る。

即ち、高ドップラー（Ｈｉｇｈ Ｄｏｐｐｌｅｒ）環境の場合、一つのスロット（又は、サブフレーム）内でチャネルの変化量が大きいため、前のシンボルに設定されたＤＭＲＳのみを用いた適切なチャネルの補償が難しい。

従って、このような問題点を解決するために、後のＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳを設定してチャネルを補償することができる。

以下、本発明で基本的に設定されるＤＭＲＳを第１のＤＭＲＳ又はｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄｅｄ ＤＭＲＳと呼び、さらに設定されるＤＭＲＳを第２のＤＭＲＳ又はａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＭＲＳと呼ぶ。

図２２乃至図２５は、本明細書で提案するリソースブロックのホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）が適用される場合、復調参照信号の位置を決定するための方法の一例を示す図である。

図２２乃至図２５を参照すると、リソースブロックに対する周波数ホッピングが適用される場合、ＤＭＲＳはリソースブロック毎に互いに異なる、又は同一のＯＦＤＭシンボルにマッピングされることができる。

以下、周波数ホッピングされる特定のリソース領域をホップと呼ぶことができ、ホップは、アップリンクデータの送信の際に周波数ホッピングを行う場合、同じ帯域の周波数リソースとマッピングされた連続的なＯＦＤＭシンボルで構成された物理層のリソースを意味する。

具体的に、ＮＲにおいてアップリンク送信の場合、周波数ダイバーシチ効果を用いて、データの送受信性能を向上させるために、基地局は端末に周波数ホッピング動作を指示又は設定できる。

例えば、基地局は端末に周波数ホッピングの可否を指示する指示子を含む上位層のシグナリング及び／又はＤＣＩシグナリングを送信することができ、端末は基地局から送信された指示に基づいて、周波数ホッピングを適用するか否かを決定することができる。

例えば、基地局は端末にＦｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｈｏｐｐｉｎｇ−ＰＵＳＣＨ、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｈｏｐｐｉｎｇ−ｏｆｆｓｅｔ−ｓｅｔ、

、又は

のうち少なくとも一つのパラメータを送信し、周波数のホッピングに関する情報を知らせることができる。

各パラメータに対する定義は下記の通りである。

− Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｈｏｐｐｉｎｇ−ＰＵＳＣＨ：周波数ホッピングが適用されるか否かを示す。

− Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｈｏｐｐｉｎｇ−ｏｆｆｓｅｔ−ｓｅｔ：周波数ホッピングを行う場合、一番目のホップと二番目のホップとの間の周波数オフセット。

−

：一番目のホップを構成するＯＦＤＭシンボルの数

−

：二番目のホップを構成するＯＦＤＭシンボルの数

基地局が端末に周波数のホッピングに関する情報を知らせるためのパラメータは、上位層のシグナリング及び／又はＤＣＩシグナリングを介して設定されるか、基地局と端末間に固定された値で定義されることができ、又は、特定の規則によってパラメータの値が決定されるように定義できる。即ち、基地局は、端末へ周波数ホッピングの可否を指示する指示子、及びホッピングされるリソースに対するリソース情報を含む制御情報を送信することができる。

端末は、基地局から制御情報を受信すると、周波数ホッピングを行い、特定のパターンによってマッピングされたＤＭＲＳ、及びアップリンクデータを基地局へ送信できる。

基地局は、受信したＤＭＲＳを用いてチャネルの補償に必要なチャネル値を推定することができ、推定されたチャネル値を用いてアップリンクデータに対するチャネルを補償する。

以降、基地局はアップリンクデータに対して、復調及びデコーディング過程を行い、端末から送信されたデータを検出することができる。

リソースブロックに対する周波数ホッピングが適用される場合、ＤＭＲＳはホッピングされるホップのＯＦＤＭシンボルでのみ送信されるか、リソース領域全体のＯＦＤＭシンボルで送信されることができる。

例えば、図２２に示すように、ＰＵＳＣＨの送信領域に対する周波数ホッピングが適用される場合、ホッピングを行うＰＵＳＣＨの送信領域にのみＤＭＲＳが送信できる。

このとき、周波数ホッピングが適用される各ホップは、ＤＭＲＳがマッピングされた少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含むことができる。

周波数ホッピングが適用される場合、第２ホップでＤＭＲＳは図２２の（ａ）に示すように、一番目のＯＦＤＭシンボルの位置にマッピングされてもよく、図２２の（ｂ）に示すように、二番目のＯＦＤＭシンボル以降のＯＦＤＭシンボルの位置にマッピングされてもよい。

即ち、図２２の（ａ）に示すように、ＰＵＳＣＨが送信される第２ホップでＤＭＲＳは、第１ホップの最後のＯＦＤＭシンボルと、第２ホップの一番目のＯＦＤＭシンボルとの間に位置するＯＦＤＭシンボルにマッピングされることができる。

第２ホップのＤＭＲＳを前記で見た通り位置させる場合、受信端でデータのデコーディング速度を向上させることができ、第１ホップのデータ送信シンボルと第２ホップのＤＭＲＳ送信シンボルとが重ならないため、第２ホップのＤＭＲＳ送信シンボルの低ＣＭ／ＰＡＰＲ特性を維持することができるという効果がある。

或いは、図２２の（ｂ）に示すように、第２ホップでＤＭＲＳは、第２ホップの一番目のＯＦＤＭシンボルよりも一定値だけ後ろに位置するＯＦＤＭシンボルにマッピングされることができる。

このとき、前記一定値は、固定されるか、構成可能な値になることができる。

ＮＲで高いオーダーのＭＵ−ＭＩＭＯは、重要な特性のうち一つであるため、図２３の（ｂ）に示すように、周波数ホッピングを行う端末と図２３の（ａ）に示すように、行わない端末との間にＭＵ−ＭＩＭＯを行うことができる。

この場合、端末に設定されたＤＭＲＳの直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔｙ）を保証するために、ＭＵ−ＭＩＭＯされる全ての端末間にＤＭＲＳが同じＯＦＤＭシンボルにマッピングされるように設定されることができる。

即ち、周波数ホッピングを行う端末と周波数ホッピングを行わない端末との間にＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの位置が異なって設定されないようにするために、周波数ホッピングを行う端末のＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの位置を変更することができる。

例えば、図２３の（ａ）に示すように、周波数ホッピングを行わない端末とＭＵ−ＭＩＭＯを行う場合、周波数ホッピングを行う端末の第２のＤＭＲＳを図２３の（ｃ）のようにマッピングさせることによって、周波数ホッピングを行わない端末とＭＵ−ＭＩＭＯを行うことができる。

具体的に、端末は基地局から、前記で見た制御情報を受信する。

前記制御情報は、周波数ホッピングの可否を示す指示子、及びホッピングされるリソース領域を示すリソース情報だけでなく、第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳのマッピングパターンを示すパターン情報を含むことができる。

以降、端末は基地局から送信された制御情報に基づき、ＤＭＲＳ及びアップリンクデータを送信する。このとき、前記ＤＭＲＳは、前記制御情報に含まれたマッピングパターンに基づいて設定されることができる。

基地局は、受信したＤＭＲＳを用いて、チャネルの補償に必要なチャネル値を推定することができ、推定されたチャネル値を用いて、アップリンクデータに対するチャネルを補償する。

以降、基地局はアップリンクデータに対して、復調及びデコーディング過程を行い、端末から送信されたデータを検出することができる。

本発明のまた別の実施例として、図２４に示すように、ホッピングした区間の数によって、ＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルを決定することができる。

即ち、図２４に示すように、スロット内で特定の区間に周波数ホッピングを行う場合、特定の区間に対して各区間の占有バンドにＤＭＲＳの送信が必要である。

従って、チャネルのドップラーと関係なく、ＤＭＲＳの送信が必要であることがあるため、各ホップでＤＭＲＳをＯＦＤＭシンボルにマッピングして送信できる。

或いは、ＰＵＳＣＨのホッピング区間の数と送信されるＤＭＲＳの数とが異なる場合、図２５の（ａ）及び（ｂ）に示すように、ホッピング区間及びＰＵＳＣＨの送信領域と関係なく、第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳは、特定のＯＦＤＭシンボルの全帯域で送信されることができる。

図２５の（ａ）は、第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳがそれぞれ一つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされて送信される方法の一例を示し、図２５の（ｂ）は、第１のＤＭＲＳのみ一つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされて送信される方法の一例を示す。

図２５の（ａ）のように、ＤＭＲＳがＯＦＤＭシンボルにマッピングされる場合、ホッピングを行う端末とホッピングを行わない端末は、ＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うことができる。

即ち、ホッピングされるホップに関係なく、ＤＭＲＳが特定のＯＦＤＭシンボルにマッピングされて、ＰＵＳＣＨが送信される全帯域で送信されるため、周波数ホッピングの可否と関係なく、全ての端末は同じＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳがマッピングされるようになる。

従って、各端末の直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔｙ）が保証されるため、周波数ホッピングの可否と関係なく、端末はＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うことができる。

一般的なＬＴＥシステムは、周波数ホッピングを適用する場合、基地局と端末との間に事前に約束された規則によって、固定されたホッピングリソースとＤＭＲＳがマッピングされるように定義されている。

しかし、ＮＲで周波数ホッピングを適用する場合、基地局が端末にホッピングリソースに対する情報を知らせることができるため、リソースの設定においてより高い自由度を有することができるという効果がある。

また、図２２乃至図２５で見た周波数ホッピング方法を用いてＤＭＲＳを送信する場合、受信データのデコーディング時間を減らすことができ、周波数ホッピングを行う端末と行わない端末との間のＭＵ−ＭＩＭＯを支援することができるという効果がある。

図２６乃至図３１は、本明細書で提案する端末間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うための復調参照信号のマッピングパターンの一例を示す図である。

図２６乃至図３１を参照すると、第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳが同一であるか、又は異なる位置にマッピングされた端末間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うことができる。

具体的に、ＮＲでのＤＭＲＳは、第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳに区分されて、ＯＦＤＭシンボルにマッピングされることができる。

第１のＤＭＲＳは、早いデコーディング速度のために、ＯＦＤＭシンボル単位で定義され、ＰＤＳＣＨ又はＰＵＳＣＨを構成するＯＦＤＭのうち、前のシンボルに位置することができる。

また、第２のＤＭＲＳは、第１のＤＭＲＳと共に、ドップラー拡散（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｐｒｅａｄ）、ドップラーシフト（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｈｉｆｔ）等による時変チャネルに対して、時間領域に変化するチャネルを推定するためにマッピングされることができる。

第１のＤＭＲＳは、構成するＯＦＤＭシンボルの数によって、１−ｓｙｍｂｏｌ ｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄ ＤＭＲＳと２−ｓｙｍｂｏｌ ｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄ ＤＭＲＳで定義されることができ、上位層のシグナリング又はＤＣＩシグナリングを介して端末に設定されることができる。

また、第２のＤＭＲＳは、１−ｓｙｍｂｏｌ ｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄ ＤＭＲＳと共に定義される場合、１−ｓｙｍｂｏｌ ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＭＲＳ、２−ｓｙｍｂｏｌ ｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄ ＤＭＲＳと共に定義される場合、２−ｓｙｍｂｏｌ ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＭＲＳで定義されることができる。

下記の表２１は、１−ｓｙｍｂｏｌ ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＭＲＳの数及び位置に対する一例を示す（０番目のシンボルから始める）。

下記の表２２は、２−ｓｙｍｂｏｌ ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＭＲＳの数及び位置に対する一例を示す（０番目のシンボルから始める）。

このように、ＮＲでは端末によって第１のＤＭＲＳを構成するＯＦＤＭシンボルの数が異なることがあり、第２のＤＭＲＳの数及び位置もやはり端末によって異なることがある。

このように端末によってＤＭＲＳが異なって設定される場合、互いに異なって設定されたＤＭＲＳを有する端末間のＭＵ−ＭＩＭＯのための方法、及び関連のシグナリングが定義できる。

前記で叙述した端末によってＤＭＲＳが異なって設定される場合の一例は、下記の通りである。

−第１のＤＭＲＳを構成するＯＦＤＭシンボルの数又は／そして位置が異なって設定される。

ｅｘ）ＵＥ１：１−ｓｙｍｂｏｌ ｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄ ＤＭＲＳ、ＵＥ２：２−ｓｙｍｂｏｌ ｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄ ＤＭＲＳ

−第２のＤＭＲＳの数又は／そして位置が異なって設定される。

ｅｘ）ＵＥ１：ｔｗｏ １−ｓｙｍｂｏｌ ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＭＲＳ、ＵＥ２：ｏｎｅ １−ｓｙｍｂｏｌ ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＭＲＳ

−第１のＤＭＲＳを構成するＯＦＤＭシンボルの数及び／又は位置と第２のＤＭＲＳの数及び／又は位置が異なって設定される。

ｅｘ）ＵＥ１：ｏｎｅ ２−ｓｙｍｂｏｌ ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＭＲＳ、ＵＥ ２：ｔｗｏ １−ｓｙｍｂｏｌ ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＭＲＳ

前記の例示において、ＤＭＲＳのマッピングタイプは同一であると仮定することができる。

この場合、互いに異なる端末間のＭＵ−ＭＩＭＯは、下記のような方法を通じて行われることができる。

第一に、基地局は同じＤＭＲＳが設定された端末間にのみＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うことができるようにＤＭＲＳのアンテナポートを組み合わせることができる。

具体的に、基地局は互いに同一の第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳが設定された端末を特定のグループに設定でき、設定された特定のグループ内でのみ互いに異なる端末に互いに異なるＤＭＲＳのアンテナポートを設定し、直交な（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）ＭＵ−ＭＩＭＯ又は互いに異なるＤＭＲＳのシーケンスを設定し、ｑｕａｓｉ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ＭＵ−ＭＩＭＯを行うことができる。

このとき、互いに同じＤＭＲＳの設定は、第１のＤＭＲＳを構成するＯＦＤＭシンボルの数及び位置が同一であるだけでなく、第２のＤＭＲＳを構成するＯＦＤＭシンボルの数及び位置が同一であり、第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳのマッピングタイプが同一であるということを意味する。

このように、前記同じＤＭＲＳが設定された端末間にのみＭＵ−ＭＩＭＯを行う場合、端末は自身に設定されたＤＭＲＳと同一の設定値を有するＤＭＲＳが設定された端末のみがＭＵ−ＭＩＭＯを行うように設定されることができると仮定することができる。

従って、端末は基地局から別途のシグナリングなしで、端末に設定されたＤＭＲＳ上でＭＵ ｐａｒｉｎｇされた他の端末のポートに対するディテクションのみを行うことができるので、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる端末間の直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔｙ）の維持が可能であり、シグナリングの観点及び端末の観点から実行動作を簡潔に定義されることができる。

第二に、基地局は互いに異なるＤＭＲＳが設定された端末間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うことができるように、ＤＭＲＳのアンテナポートを組み合わせる場合、特定のリソース領域でデータを送受信しないように、ミュート（ｍｕｔｅ）できる。

具体的に、基地局は互いに異なるＤＭＲＳが設定された端末間にＭＵ−ＭＩＭＯを行うことができるＤＭＲＳポートの組み合わせを設定する場合、両端末のＤＭＲＳがオーバーラップ（ｏｖｅｒｌａｐ）されない領域では、データが送信されずにミューティング（ｍｕｔｉｎｇ）されるということを指示する設定値を上位層のシグナリング（例えば、ＲＲＣ及び／又はＭＡＣ ＣＥ）及び／又はＤＣＩシグナリングを介して端末に設定できる。

即ち、基地局はＭＵ−ＭＩＭＯされる端末間に互いに異なるＤＭＲＳが設定される場合、他の端末のＤＭＲＳを保護するために、特定のリソース領域では基地局からデータが送信されないか、基地局にデータを送信できないように設定することができる。

このとき、互いに異なるＤＭＲＳが設定されているということは、第１のＤＭＲＳを構成するＯＦＤＭシンボルの数及び位置、第２のＤＭＲＳを構成するＯＦＤＭシンボルの数及び位置、又は第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳのマッピングタイプのうち少なくとも一つが異なる場合を意味する。

また、前記設定値は、レートマッチングを行うか、干渉レイヤ／ポートが送信される特定のＯＦＤＭシンボルの位置セット、及び／又は周波数パターン（例えば、Ｃｏｍｂ ｏｆｆｓｅｔ ｏｒ ＲＥ ｇｒｏｕｐ ｏｆｆｓｅｔ）等の形態で定義されることができる。

下記の表２３は、前記設定値の一例を示す。

表２３において、ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌ ｉｎｄｅｘは、ミューティング（レートマッチング）を行うＯＦＤＭシンボルのインデックスを意味することができる。

周波数パターンは、図２６に示すように、ＤＭＲＳが特定のＯＦＤＭシンボルで有するパターンを示すことができる。

図２６において、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６は、表２４のＣｏｍｂ ｏｆｆｓｅｔ ｐａｔｔｅｒｎ ０、Ｃｏｍｂ ｏｆｆｓｅｔ ｐａｔｔｅｒｎ １、ＲＥ ｇｒｏｕｐ ｏｆｆｓｅｔ ｐａｔｔｅｒｎ ０、ＲＥ ｇｒｏｕｐ ｏｆｆｓｅｔ ｐａｔｔｅｒｎ １、ＲＥ ｇｒｏｕｐ ｏｆｆｓｅｔ ｐａｔｔｅｒｎ ２、Ｆｕｌｌ ｏｃｃｕｐｉｅｄに対する一例を示す。

図２７に示すように、表２４で特定の端末に設定値として「ｐａｔｔｅｒｎ＿ｍｕｐａｉｒｅｄ＿ｕｅ＝５」が指示される場合、端末は該当する領域でミューティング（ｍｕｔｉｎｇ）を行う。

図２８において、（ａ）は端末１にｏｎｅ １−ｓｙｍｂｏｌ ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＭＲＳが設定された場合であり、（ｂ）は端末２にｔｗｏ １−ｓｙｍｂｏｌ ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＭＲＳが設定された場合を示す。

この場合、図２８の（ｃ）に示すように、端末１と端末２がＭＵ−ＭＩＭＯされると、基地局は端末１に端末２がＤＭＲＳを送信するリソース領域であるＯＦＤＭシンボルインデックス７に該当するリソース領域でデータが送受信されずにミューティングされるということを指示することができる。

図２８の（ａ）乃至（ｃ）で説明の便宜のためにＤＭＲＳを意味する領域を特定のＯＦＤＭシンボルの全体で表現したが、実際の端末に設定されるＤＭＲＳパターンによって実際にＤＭＲＳの送信のために占有するＲＥ（ｓ）が変わり得ることは自明である。

この場合、基地局はそれぞれの端末にＭＵ−ｐａｒｉｎｇできるアンテナポートに対する情報を上位層のシグナリング（例えば、ＲＲＣ及び／又はＭＡＣ ＣＥ）及び／又はＤＣＩシグナリングを介して指示することができる。

このような方法を通じて、ＤＭＲＳの設定が同一ではない両端末間にＭＵ−ＭＩＭＯを行う場合、両端末のＤＭＲＳがオーバーラップされない領域で特定の端末にミューティング可否を指示できるので、他の端末のＤＭＲＳを保護することができ、互いに異なるＤＭＲＳが設定された端末間にも直交の（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）ＭＵ−ＭＩＭＯ動作が可能である。

第三に、基地局は互いに異なるＤＭＲＳが設定された端末間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うことができるように、ＤＭＲＳのアンテナポートを組み合わせる場合、端末のＤＭＲＳの設定に関する設定値を端末に送信できる。

具体的に、基地局は互いに異なるＤＭＲＳが設定された端末がＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うように設定する場合、それぞれの端末にＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる他の端末のＤＭＲＳの設定に関する設定情報を上位層のシグナリング（例えば、ＲＲＣ及び／又はＭＡＣ ＣＥ）及び／又はＤＣＩシグナリングを介して端末に指示できる。

また、基地局は、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる互いに異なる端末に対して、ＤＭＲＳがオーバーラップされない特定のリソース領域が発生する場合、特定のリソース領域にＤＭＲＳが設定された端末にＤＭＲＳを送受信するように指示することができ、ＤＭＲＳが設定されない端末に特定のリソース領域でデータの送受信を禁止するように指示することができる。

即ち、基地局はＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる端末にそれぞれ相手端末のＤＭＲＳの設定に関する設定情報を送信することができ、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる端末のＤＭＲＳが送信されるリソース領域は、該当ＤＭＲＳを保護するために他の端末がデータの送受信をすることができないように、ミューティングできる。

そして、端末は、前記シグナリングを介して基地局から指示されたＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる他の端末のＤＭＲＳの設定情報が自身に設定されたＤＭＲＳの設定情報と異なる場合、特定のリソース領域にＤＭＲＳが設定された端末は、前記特定のリソース領域でＤＭＲＳが送信されることを仮定し、データの受信及びチャネルの推定過程を行うことができる。

また、前記特定のリソース領域にＤＭＲＳが設定されない端末は、前記特定のリソース領域でデータが送信されないと仮定し、データの受信及びチャネルの推定過程を行うことができる。

このとき、前記設定情報は、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる端末の第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの数及び位置をそれぞれ示すパラメータを含むことができる。

例えば、第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳが図３０の（ａ）に示すように、設定されたＵＥ１と第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳが図３０の（ｂ）がＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる場合、端末はＵＥ１にＵＥ２のＤＭＲＳの設定情報を送信し、ＵＥ２にＵＥ１のＤＭＲＳの設定情報を送信することができる。

即ち、ＵＥ１は基地局からＵＥ２の第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及びシンボルインデックスを含む設定情報を受信することができる。

基地局から設定情報を受信したＵＥ１は、ＯＦＤＭシンボルインデックス「７」でデータが送受信されずにミューティングされるということを認識することができる。

以降、端末はＯＦＤＭシンボルインデックス「７」でデータが送受信されずにミューティングされるということを仮定し、データの受信及びチャネルの推定手続を行うことができる。

反面、ＵＥ２は基地局からＵＥ１の第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及びシンボルインデックスを含む設定情報を受信することができる。

これを通じて、ＵＥ２はＭＵ−ｐａｒｉｎｇされたＵＥ１による干渉チャネルをＯＦＤＭシンボルインデックス「３」及び「１１」で検出することができる。

或いは、図３０の（ａ）及び（ｂ）に示すように、ＵＥ１とＵＥ２の第２のＤＭＲＳの位置が全く異なる場合、ＵＥ１はＭＵ−ｐａｒｉｎｇされたＵＥ２がＵＥ１と異なるＯＦＤＭシンボルの位置にＤＭＲＳが設定されたことを基地局の設定情報を通じて認識できる。

ＵＥ１は、ＵＥ２がＯＦＤＭシンボルインデックス「７」でＤＭＲＳを送信するということを認識し、ＯＦＤＭシンボルインデックス「７」ではデータの送受信が発生せずにミューティングされるということを仮定し、データの送受信及びチャネルの推定手続を行うことができる。

ＵＥ２もＵＥ１と同様に、ＯＦＤＭシンボルインデックス「９」でデータの送受信が発生せずにミューティングされるということを仮定し、データの送受信及びチャネルの推定手続を行うことができる。

この場合、基地局はＵＥにＭＵ−ｐａｒｉｎｇできるアンテナポートに対する情報を上位層のシグナリング及び／又はＤＣＩシグナリングを介して送信できる。

このような方法を通じて、基地局は端末にＭＵ−ｐａｉｒｉｎｇできるアンテナポートに対する情報を指示し、端末がブラインド検出（ｂｌｉｎｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を行うポート候補（ｐｏｒｔ ｃａｎｄｉｄａｔｅ（ｓ））を減少させることができる。

第四に、基地局はＤＭＲＳの設定値のうち一部の設定値が同一である端末間にのみＭＵ−ＭＩＭＯを行うことができるように、ＤＭＲＳのアンテナポートを組み合わせることができる。

例えば、基地局は第１のＤＭＲＳのマッピングパターン又はマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数のうち少なくとも一つが同一である端末間にＭＵ−ＭＩＭＯが行われるようにＤＭＲＳのアンテナポートを組み合わせるか、第２のＤＭＲＳのマッピングパターン、マッピングされるＯＦＤＭシンボルの数、マッピングされるＯＦＤＭシンボルの位置、又は第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳのＤＭＲＳシーケンスのうち少なくとも一つが同一である端末間にＭＵ−ＭＩＭＯが行われるようにＤＭＲＳのアンテナポートを組み合わせることができる。

このとき、互いに異なる端末間に同一である一部の設定値は、基地局と端末間に固定された値で予め設定されるか、上位層のシグナリング（例えば、ＲＲＣ及び／又はＭＡＣ ＣＥ）及び／又はＤＣＩシグナリングを介して端末に設定されることができる。

基地局はこのような条件を満たす端末がＭＵ−ＭＩＭＯを行うことができるようにＤＭＲＳのアンテナポートの組み合わせを設定する場合、一部異なって設定された設定値に対する設定情報を上位層のシグナリング（例えば、ＲＲＣ及び／又はＭＡＣ ＣＥ）及び／又はＤＣＩシグナリングを介して端末に知らせることができる。

即ち、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる端末は、相手端末のＤＭＲＳ設定値のうち、自身と異なって設定された設定値に対する設定情報を基地局から受信することができる。

基地局は、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる互いに異なる端末に対して、一部の設定値が異なって、ＤＭＲＳがオーバーラップされない特定のリソース領域が発生する場合、特定のリソース領域にＤＭＲＳが設定された端末にＤＭＲＳを送信するか、送信するように指示することができる。

また、基地局は、ＤＭＲＳが設定されない端末に特定のリソース領域でデータを送信しないか、送信しないように指示することができる。

即ち、基地局はＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる端末にそれぞれ相手端末のＤＭＲＳの設定に関する設定情報を送信することができ、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる端末は基地局から送信された設定情報を通じて相手端末と同一に設定された設定値（第１設定値）と、異なって設定された設定値（第２設定値）を認識することができる。

第１設定値及び第２設定値を通じて、相手端末と異なって設定された設定値を認識した端末は、相手端末がＤＭＲＳを送信するリソース領域でデータの送受信を行わないことがある。

また、端末は相手端末がＤＭＲＳを送信するリソース領域ではデータが送受信されないと仮定し、データの受信及びチャネルの推定手続を行うことができる。

本発明のまた別の実施例として、基地局は第２設定値のみを設定情報に含ませて端末に送信することができ、端末は第２設定値に基づいて前記のような動作を行うことができる。

このような方法を使用する場合、第２設定値のみを端末に送信するため、シグナリングのオーバーヘッドが減少し得る。

例えば、基地局は第１のＤＭＲＳを構成するＯＦＤＭシンボルの数及び位置が同一である端末（例えば、ＵＥ１、ＵＥ２）のみＭＵ−ＭＩＭＯを行うことができるＤＭＲＳのアンテナポートの組み合わせを設定することができる。

この場合、基地局はＵＥ１にＵＥ２の第２のＤＭＲＳが設定されたＯＦＤＭシンボルの数及び位置に対する設定情報を送信し、ＵＥ１は基地局から送信された設定情報に基づいて、ＵＥ２の第２のＤＭＲＳが設定されたリソース領域ではデータが送信されないと仮定し、チャネルの推定を行うことができる。

或いは、基地局は第２のＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置が同一である端末（例えば、ＵＥ１、ＵＥ２）のみＭＵ−ＭＩＭＯを行うことができるＤＭＲＳのアンテナポートの組み合わせを設定することができる。

この場合、基地局はＵＥ１にＵＥ２の第１のＤＭＲＳが設定されたＯＦＤＭシンボルの数及び位置に対する設定情報を送信し、ＵＥ１は基地局から送信された設定情報に基づいて、ＵＥ２の第１のＤＭＲＳが設定されたリソース領域ではデータが送信されないと仮定し、チャネルの推定を行うことができる。

本発明の実施例において、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる端末が複数個存在する場合、設定情報は複数の端末の設定値をいずれも含むか、複数の端末のマッピングパターンをいずれも含むことができる特定の設定値を含むことができる。

下記の表２４は、複数の端末がＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる場合の設定情報の一例を示す。

「ｎｕｍ＿ａｄｄ＿ｄｍｒｓ」は、第２のＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数を示す。図３１の（ａ）乃至（ｃ）は、「ｎｕｍ＿ａｄｄ＿ｄｍｒｓ」によるＤＭＲＳのマッピングパターンの一例を示す。

表２４において、｛ＵＥ１、ＵＥ２、ＵＥ３、ＵＥ４｝に設定されたｎｕｍ＿ａｄｄ＿ｄｍｒｓが｛０、１、１、２｝であり、ＵＥ１、ＵＥ２、ＵＥ３、ＵＥ４がＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる場合、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる複数の端末に設定されたＤＭＲＳの設定値で表されるＤＭＲＳのパターンをいずれも含むことができる特定の設定値は、ｎｕｍ＿ａｄｄ＿ｄｍｒｓ＝２になることができる。

即ち、複数の端末の全てのＤＭＲＳマッピングパターンを含むことができる設定値は、ｎｕｍ＿ａｄｄ＿ｄｍｒｓ＝２であり得る。

従って、基地局はＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる全ての端末にｎｕｍ＿ａｄｄ＿ｄｍｒｓ＝２を含む設定情報を送信することによって、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされるそれぞれの端末は、他の端末に対するＤＭＲＳの設定値を認識することができる。

また、他の端末のＤＭＲＳの設定値を認識した端末は、自身はＤＭＲＳが設定されていないが、他の端末にＤＭＲＳが設定されたリソース領域をミューティングすることによって、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる他の端末のＤＭＲＳを保護することができる。

また別の実施例として、｛ＵＥ１、ＵＥ２、ＵＥ３、ＵＥ４｝に設定されたｎｕｍ＿ａｄｄ＿ｄｍｒｓが｛０、１、１、０｝であり、ＵＥ ａ、ＵＥ ｂ、ＵＥ ｃ、ＵＥ ｄがＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる場合、特定の設定値は、ｎｕｍ＿ａｄｄ＿ｄｍｒｓ＝１の通りである。

本発明のまた別の実施例として、基地局は一部の設定値のみ同一である端末間にＭＵ−ＭＩＭＯ動作を行うようにＤＭＲＳのアンテナポートの組み合わせを設定する場合、端末間に同一である一部の設定値を特定の設定値に制限できる。

具体的に、一部の設定値が同一である端末間にＭＵ−ＭＩＭＯを行うようにアンテナポートを組み合わせる場合、ＭＵ−ＭＩＭＯされる端末の互いに異なるＤＭＲＳの設定値によってＲＳのオーバーヘッドが増加し、端末へ送信しなければならない設定値が多くなり、シグナリングのオーバーヘッドが増加し得る。

従って、ＲＳのオーバーヘッドを防止し、シグナリングのオーバーヘッドを減少させるために、複数の端末間にＭＵ−ＭＩＭＯされるために、同一でなければならないＤＭＲＳの設定値を特定の設定値に制限できる。

例えば、図３１の（ａ）乃至（ｄ）は、それぞれＵＥ１、ＵＥ２、ＵＥ３、及びＵＥ４のＤＭＲＳのマッピングパターンである場合、ＵＥ１乃至ＵＥ３は、ＵＥ４とＭＵ−ＭＩＭＯされるとＲＳのオーバーヘッドが増加することになる。

即ち、ＵＥ１乃至ＵＥ３は、ＵＥ４とＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる場合、ＵＥ４のＤＭＲＳのマッピングパターンのため、データを送信することができる多くのリソースをミューティングしなければならないため、不要なＲＳのオーバーヘッドが増加する。

特に、ＵＥ３のＤＭＲＳのマッピングパターンは、ＵＥ４のＤＭＲＳのマッピングパターンのサブセットの形態で定義されていないため、ＵＥ３がＵＥ４とＭＵ−ｐａｒｉｎｇのためにミューティングを行う場合、ＲＳのオーバーヘッドが非常に大きくなる。

従って、過度なＲＳのオーバーヘッドの増加を発生し得る（ｄ）のようなＤＭＲＳの設定に対しては、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされないように設定値を特定の設定値に制限できる。

例えば、基地局は図３１の（ａ）乃至（ｃ）のＤＭＲＳのマッピングパターンを有する端末間にＭＵ−ｐａｒｉｎｇされ、（ｄ）のＤＭＲＳのマッピングパターンを有する端末は同一のＤＭＲＳのマッピングパターンを有する端末間にのみＭＵ−ｐａｒｉｎｇされるように設定できる。

このとき、前記特定の設定値は、基地局と端末間に既に設定された固定値で定義されるか、基地局が上位層のシグナリング及び／又はＤＣＩシグナリングを介して端末に送信できる。

下記表２５は、特定の設定値の一例を示す。

表２５において、｛｝内の設定値は、ＤＭＲＳが設定された互いに異なる端末間にＭＵ−ＭＩＭＯが可能であることを意味することができる。

例えば、ＭＵ−ＭＩＭＯが可能なＤＭＲＳの設定値の組み合わせを意味するｇｒｏｕｐ＿ｍｕｐａｉｒｅｄ＿ｄｍｒｓｃｏｎｆｉｇが「０」と設定される端末の場合、第１のＤＭＲＳがマッピングされたＯＦＤＭシンボルの数が１、２であって、互いに異なる端末間のＭＵ−ＭＩＭＯは可能ではない。

また、第２のＤＭＲＳがマッピングされたＯＦＤＭシンボルの数が０、１、２と設定される端末間にはＭＵ−ＭＩＭＯが可能であり、３と設定される端末は、３と設定される他の端末とのみＭＵ−ＭＩＭＯが可能である。

また別の例として、ｇｒｏｕｐ＿ｍｕｐａｉｒｅｄ＿ｄｍｒｓｃｏｎｆｉｇの値が「４」が設定される端末の場合、第１のＤＭＲＳがマッピングされたＯＦＤＭシンボルの数が１、２であって、互いに異なって設定された端末間のＭＵ−ＭＩＭＯも可能である。

また、第２のＤＭＲＳがマッピングされたＯＦＤＭシンボルの数が０、１と設定される端末間にはＭＵ−ＭＩＭＯが可能であり、２と設定される端末は、２と設定される他の端末とのみＭＵ−ＭＩＭＯが可能であり、３と設定される端末は、３と設定される他の端末とのみＭＵ−ＭＩＭＯが可能である。

このような方法を用いる場合、追加的なシグナリングによるシグナリングのオーバーヘッドが増加し得るが、基地局がケースによって柔軟（ｆｌｅｘｉｂｌｅ）にＭＵ−ＭＩＭＯを設定して制御できる。

基地局は端末にＤＭＲＳが設定されるＯＦＤＭシンボル内でＤＭＲＳがマッピングされるＲＥｓ以外のＲＥｓに対してデータを送信せず、ミューティングを行うように上位層のシグナリング（例えば、ＲＲＣ及び／又はＭＡＣ ＣＥ等）及び／又はＤＣＩシグナリングを介して指示できる。

或いは、基地局と端末間に既設定された値に基づいて、端末はＯＦＤＭシンボル内でＤＭＲＳがマッピングされるＲＥｓ以外のＲＥｓに対してはデータを送信せずにミューティングさせることができる。

この場合、ＤＭＲＳが設定される全てのＯＦＤＭシンボルは同じ方法が適用できる。即ち、ＤＭＲＳシンボル内のレートマッチングは、全てのＤＭＲＳシンボル内で同じように行われることができる。

本発明のまた別の実施例として、基地局は複数の端末がＭＵ−ＭＩＭＯを行う場合、第２のＤＭＲＳがマッピングされたＯＦＤＭシンボルが少なくとも一つ以上設定された端末のうち、ＤＭＲＳの設定値が同一である端末間にのみＭＵ−ＭＩＭＯを行うようにＤＭＲＳのアンテナポートの組み合わせを設定することができる。

本実施例は、互いに異なるＤＭＲＳのシーケンスを互いに異なる端末に設定するｑｕａｓｉ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ＭＵ−ＭＩＭＯの場合にも適用されることができる。

この場合、端末は第２のＤＭＲＳが少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルにマッピングされた場合にのみ自身に設定されたＤＭＲＳの設定値と同一の設定値を有する端末のみが自身とＭＵ−ＭＩＭＯを行うように設定されることができることを仮定できる。

従って、端末は基地局から別途のシグナリングなしで、自身に設定されたＤＭＲＳ上でＭＵ ｐａｒｉｎｇされた他の端末のポートに対するディテクションのみを行うことができるため、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる端末間の直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔｙ）を維持することができ、シグナリングの観点及び端末の観点から行われる動作が簡単になり得る。

本発明のまた別の実施例として、基地局は複数の端末がＭＵ−ＭＩＭＯを行う場合、第２のＤＭＲＳが設定されない端末のうち、互いに異なる第１のＤＭＲＳが設定された端末間にＭＵ−ＭＩＭＯを行うことができるようにＤＭＲＳのアンテナポートの組み合わせを設定することができる。

具体的に、第２のＤＭＲＳは、マッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置が様々に設定されることができる。従って、第２のＤＭＲＳがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置が異なって設定された端末間にＭＵ−ＭＩＭＯを行う場合、シグナリングのオーバーヘッドの増加及び端末の受信複雑度が増加し得る。

しかし、第２のＤＭＲＳが設定されず、第１のＤＭＲＳのみ設定される場合に、第１のＤＭＲＳの可能な設定値が１−ｓｙｍｂｏｌ ｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄ ＤＭＲＳと２−ｓｙｍｂｏｌ ｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄ ＤＭＲＳに制限されているため、ＭＵ−ＭＩＭＯに対する制限を減らすために、この場合、端末間のＭＵ−ＭＩＭＯは許容されることができる。

第２のＤＭＲＳが設定されない場合、端末は自身と同一である第１のＤＭＲＳの設定値を有する端末だけでなく、異なる設定値を有する端末もＭＵ−ＭＩＭＯを行うように設定されることができると仮定できる。

具体的に、端末は自身に設定された第１のＤＭＲＳと同一の設定値を有する端末のみＭＵ−ｐａｒｉｎｇされると仮定せず、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇが可能な第１のＤＭＲＳの設定値を用いてＭＵ−ｐａｒｉｎｇされるアンテナポートに対するブラインドの検出を行うことができる。

この場合、ＭＵ−ＭＩＭＯに関する情報のシグナリングが減少することになるので、シグナリングのオーバーヘッドを減らすことができる。

或いは、基地局はＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる端末に第１のＤＭＲＳのマッピングが重ならないリソース領域に対してはデータが送受信されずにミューティングされるということを指示する設定値を上位層のシグナリング（例えば、ＲＲＣ及び／又はＭＡＣ ＣＥ）及び／又はＤＣＩシグナリングを介して端末に指示できる。

基地局は前記シグナリングを送信した端末に該当リソース領域でデータを送信せず、端末は該当領域で基地局へデータを送信するか、基地局からデータが送信されないと仮定し、データの受信及びチャネルの推定を行うことができる。

図２６乃至図２８で説明した第二の方式の一部が本実施例に適用されることができる。

或いは、基地局はそれぞれの端末にＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる他の端末の第１のＤＭＲＳの設定値に対する情報を上位層のシグナリング（例えば、ＲＲＣ及び／又はＭＡＣ ＣＥ）及び／又はＤＣＩシグナリングを介して指示できる。

そして、基地局は前記で説明したように、ＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる端末に第１のＤＭＲＳのマッピングが重ならないリソース領域が発生する場合、該当リソース領域で第１のＤＭＲＳが設定された端末には第１のＤＭＲＳを送信し、該当リソース領域で第１のＤＭＲＳが設定されない端末にはデータを送信しないことがある。

この場合、端末は前記シグナリングを介して指示されたＭＵ−ｐａｒｉｎｇされる他の端末の第１のＤＭＲＳの設定値が自身に設定された第１のＤＭＲＳの設定値と異なる場合、該当リソース領域に他の端末の第１のＤＭＲＳが送信されると仮定し、データの受信及びチャネルの推定過程を行うことができる。

図３０及び図３１で説明した第三の方式の一部が本実施例に適用されることができる。

図３２は、本明細書で提案する復調参照信号の送信電力を決定するための方法の一例を示す図である。

図３２を参照すると、ＤＭＲＳとデータ間の電力比は、第１のＤＭＲＳに設定された値が全ての第２のＤＭＲＳに同一に適用されることができる。

具体的に、図３２に示すように、端末に第１のＤＭＲＳ及び第２のＤＭＲＳが設定された場合、ＣＳＩ−ＲＳ等他のＲＳとの多重化等により、特定の第２のＤＭＲＳが設定されたＯＦＤＭシンボルでデータをミューティングできる。

即ち、第２のＤＭＲＳがマッピングされた特定のＯＦＤＭシンボルで他の参照信号との多重化により、特定のＲＥｓでデータが送受信されない場合が発生し得る。

この場合、ミューティングするＲＥｓの電力を第２のＤＭＲＳに追加してＲＳをブースティングすることができる。しかし、特定の第２のＤＭＲＳの送信電力のみをブースティングする場合、端末に設定されたＤＭＲＳが互いに異なる送信電力を有するため、ＤＭＲＳとデータ間の電力比がＤＭＲＳ毎に変わり、このため、端末のチャネル推定性能が低下し得る。

従って、基地局は端末の正確なチャネルの推定を保証するために、互いに異なるＤＭＲＳとデータの電力比を端末に指示するか、端末に設定される全てのＤＭＲＳに対してＤＭＲＳとデータの電力比を同じ値に設定できる。

このとき、ＤＭＲＳとデータの電力比は、第１のＤＭＲＳを基準として設定されることができる。

図１７乃至図３２で、アップリンク又はダウンリンクに対する場合のみを説明した場合にも、アップリンク又はダウンリンクに限って適用されると明示していない場合、本発明の実施例は、アップリンクだけでなく、ダウンリンクにも適用されることができる。

図３３は、本明細書で提案する復調参照信号を送信する方法の一例を示すフローチャートである。

図３３を参照すると、端末は基地局からダウンリンクデータの復調のための第１復調参照信号の構成に関する構成情報を受信する（Ｓ３３０１０）。このとき、構成情報は、図２０乃至図３２で説明した設定情報及びＤＭＲＳに関するパラメータを含むことができる。

以降、端末は構成情報に基づいて、基地局から少なくとも一つのアンテナポートを介して、第１復調参照信号及びダウンリンクデータを受信する（Ｓ３３０２０）。

このとき、第１復調参照信号及び前記ダウンリンクデータは、サブフレーム内で図２２乃至図２５で説明した周波数ホッピングを用いて送信されることができ、第１復調参照信号は、図１７乃至図１９で説明したように、他のアンテナポート上で送信される少なくとも一つの他の復調参照信号と同じ時間軸のシンボル上に位置することができる。

このような方法を通じて、端末は基地局からダウンリンクデータ、及びこれを復調するための復調参照信号を受信することができる。

図３３で説明した方法は、アップリンクデータの送信にも適用されることができる。

即ち、基地局は端末へアップリンクデータの復調のための復調参照信号の構成に関する構成情報を送信し、端末から復調参照信号及びアップリンクデータを受信することができる。

図３４は、本明細書で提案する復調参照信号の送信を受け、データをデコーディングする方法の一例を示すフローチャートである。

図３４を参照すると、端末は基地局からダウンリンクデータの復調のための第１復調参照信号の構成に関する構成情報を受信することができる（Ｓ３４０１０）。このとき、構成情報は、図２０乃至図３２で説明した設定情報及びＤＭＲＳに関するパラメータを含むことができる。

以降、端末は基地局から構成情報に基づき、少なくとも一つのアンテナポートを介して第１復調参照信号及びダウンリンクデータを受信する（Ｓ３４０２０）。

端末は基地局から受信した第１復調参照信号を用いてチャネルの補償に必要なチャネル値を推定し、推定されたチャネル値を用いて、受信されたダウンリンクデータに対するチャネルの補償を行う（Ｓ３４０３０、Ｓ３４０４０）。

以降、端末は補償されたダウンリンクデータの復調及びデコーディングを行うことができる（Ｓ３４０５０）。

このとき、第１復調参照信号及び前記ダウンリンクデータはサブフレーム内で図２２乃至図２５で説明した周波数ホッピングを用いて送信されることができ、第１復調参照信号は、図１７乃至図１９で説明したように、他のアンテナポート上で送信される少なくとも一つの他の復調参照信号と同じ時間軸のシンボル上に位置することができる。

図３４で説明した方法は、端末が基地局へアップリンクデータを送信する場合にも適用されることができる。

図３５は、本発明が適用できる無線装置の内部ブロック図の一例を示す図である。

ここで、前記無線装置は基地局及び端末であってもよく、基地局はマクロ基地局及びスモール基地局をいずれも含む。

前記図３５に示すように、基地局３５１０及びＵＥ３５２０は、通信部（送受信部、ＲＦユニット３５１３、３５２３）、プロセッサ３５１１、３５２１及びメモリ３５１２、３５２２を含む。

これ以外にも、前記基地局及びＵＥは、入力部及び出力部をさらに含むことができる。

前記通信部３５１３、３５２３、プロセッサ３５１１、３５２１、入力部、出力部、及びメモリ３５１２、３５２２は、本明細書で提案する方法を行うために機能的に連結されている。

通信部（送受信部又はＲＦユニット３５１３、３５２３）は、ＰＨＹプロトコル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）から作られた情報を受信すると、受信した情報をＲＦスペクトル（Ｒａｄｉｏ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）に移し、フィルタリング（Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）、増幅（Ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ）等を行ってアンテナへ送信する。また、通信部はアンテナから受信されるＲＦ信号（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｉｇｎａｌ）をＰＨＹプロトコルで処理可能な帯域に移し、フィルタリングを行う機能をする。

そして、通信部は、このような送信と受信機能を切り換えるためのスイッチ（Ｓｗｉｔｃｈ）機能も含むことができる。

プロセッサ３５１１、３５２１は、本明細書で提案された機能、過程及び／又は方法を具現化する。無線インターフェースプロトコルの層は、プロセッサによって具現化できる。

前記プロセッサは、制御部、コントローラ、制御ユニット、コンピュータ等で表現されることもできる。

メモリ３５１２、３５２２はプロセッサと連結され、アップリンクのリソース割り当て方法を行うためのプロトコルやパラメータを格納する。

プロセッサ３５１１、３５２１は、ＡＳＩＣ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）、他のチップセット、論理回路及び／又はデータ処理装置を含むことができる。メモリは、ＲＯＭ（ｒｅａｄ−ｏｎｌｙ ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、メモリカード、格納媒体及び／又は他の格納装置を含むことができる。通信部は、無線信号を処理するためのベースバンド回路を含むことができる。実施例がソフトウェアで具現化されるとき、前述した技法は、前述した機能を行うモジュール（過程、機能など）で具現化できる。

モジュールはメモリに格納され、プロセッサによって実行されることができる。メモリはプロセッサの内部又は外部にあってもよく、よく知られている多様な手段でプロセッサと連結されてもよい。

出力部（ディスプレイ部又は表示部）はプロセッサにより制御され、キー入力部から発生するキー入力信号及びプロセッサからの各種情報信号と共に、前記プロセッサで出力される情報を出力する。

さらに、説明の便宜のために各図を分けて説明しているが、各図に叙述されている実施例を併合して新たな実施例を具現化するように設計することも可能である。また、当業者の必要に応じて、以前に説明された実施例を実行するためのプログラムが記録されているコンピュータで読み取り可能な記録媒体を設計することも、本発明の権利範囲に属する。

本明細書による参照信号を送受信するための方法は、前記のように説明された実施例の構成と方法が限定されて適用できるものではなく、前記実施例は、様々な変形がなされるように各実施例の全て又は一部が選択的に組み合わされて構成されることもできる。

一方、本明細書の参照信号を送受信するための方法は、ネットワークデバイスに備えられたプロセッサが読み取られる記録媒体にプロセッサが読み取られるコードとして具現化することが可能である。プロセッサが読み取られる記録媒体は、プロセッサによって読み取られるデータが格納される全ての種類の記録装置を含む。プロセッサが読み取られる記録媒体の例としては、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、磁気テープ、フロッピーディスク、光データ格納装置等があり、また、インターネットを通じた送信等のようなキャリアウェーブの形態で具現化されることも含む。また、プロセッサが読み取られる記録媒体は、ネットワークで連結されたコンピュータシステムに分散され、分散方式でプロセッサが読み取られるコードが格納されて実行できる。

また、以上では本明細書の好ましい実施例について図示して説明しているが、本明細書は前述した特定の実施例に限定されるのではなく、請求の範囲で請求する本発明の要旨を外れることなく、当該発明が属する技術分野で通常の知識を有する者によって様々な変形実施が可能であることは勿論であり、このような変形実施は、本発明の技術的思想や見通しから個別的に理解されてはならない。

また、当該明細書では、物の発明と方法の発明がいずれも説明されており、必要に応じて両発明の説明は補足的に適用されることができる。

本発明の無線通信システムにおけるＲＲＣ連結方法は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムに適用される例を中心に説明しているが、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステム以外にも様々な無線通信システムに適用することが可能である。

Claims (20)

1. 無線通信システムにおける端末が参照信号を送信する方法において、
   基地局からアップリンクデータの復調のための第１復調参照信号の構成に関する構成情報を受信する段階と、
   前記構成情報に基づいて、前記基地局に少なくとも一つのアンテナポートを介して前記第１復調参照信号及び前記アップリンクデータを送信する段階と、を含み、
   前記第１復調参照信号及び前記アップリンクデータは、サブフレーム内で周波数ホッピングを用いて送信され、
   前記第１復調参照信号は、他のアンテナポート上で送信される少なくとも一つの他の復調参照信号と同じ時間軸のシンボル上に位置する、方法。
2. 前記周波数ホッピングは、一つのホップ（hop）単位で行われ、
   前記ホップは、前記第１復調参照信号がマッピングされた少なくとも一つのＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボルを含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記第１復調参照信号は、前記サブフレーム内の第１ホップで送信され、前記第１ホップの一番目のＯＦＤＭシンボルに位置する、請求項１に記載の方法。
4. 前記構成情報は、前記周波数ホッピングの適用可否を示す第１パラメータ、又は前記サブフレーム内で前記周波数ホッピングが行われる各ホップの位置を示すリソース情報のうち少なくとも一つを含む、請求項１に記載の方法。
5. 前記構成情報に基づいて、前記基地局に前記少なくとも一つのアンテナポートを介して第２復調参照信号を送信する段階をさらに含み、
   前記第２復調参照信号は、前記サブフレーム内の第２ホップで送信され、前記第２ホップの一番目のＯＦＤＭシンボルに位置する、請求項１に記載の方法。
6. 前記端末は、他の端末とアップリンクＭＵ（multi user）−ＭＩＭＯ（multiple-input multiple output）を行う、請求項５に記載の方法。
7. 前記構成情報は、前記第１復調参照信号及び前記第２復調参照信号のマッピングパターンを示すパターン情報をさらに含み、
   前記第１復調参照信号及び前記第２復調参照信号がマッピングされるＯＤＦＭシンボルの位置は、他の端末の復調参照信号がマッピングされたシンボルの位置と同一である、請求項６に記載の方法。
8. 前記第１復調参照信号及び前記第２復調参照信号がマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置は、前記他の端末の復調参照信号がマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置と同一である、請求項７に記載の方法。
9. 前記第１復調参照信号又は前記第２復調参照信号がマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置が、前記他の端末の復調参照信号がマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置と異なる場合、前記他の端末の前記復調参照信号がマッピングされる前記ＯＦＤＭシンボルは、ミュート（Mute）される、請求項７に記載の方法。
10. 前記構成情報は、前記他の端末の前記復調参照信号がマッピングされる前記ＯＦＤＭシンボルの数及び位置を示す設定情報をさらに含む、請求項９に記載の方法。
11. 無線通信システムにおける参照信号を送信する端末において、
    外部と無線信号を送信及び受信する無線ユニット（Radio Frequency Unit）と、
    前記無線ユニットと機能的に結合されているプロセッサとを含み、
    前記プロセッサは、
    基地局からアップリンクデータの復調のための第１復調参照信号の構成に関する構成情報を受信し、
    前記構成情報に基づいて、前記基地局に少なくとも一つのアンテナポートを介して前記第１復調参照信号及び前記アップリンクデータを送信し、
    前記第１復調参照信号及び前記アップリンクデータは、サブフレーム内で周波数ホッピングを用いて送信され、
    前記第１復調参照信号は、他のアンテナポート上で送信される少なくとも一つの他の復調参照信号と同じ時間軸のシンボル上に位置する、端末。
12. 前記周波数ホッピングは、一つのホップ（hop）単位で行われ、
    前記ホップは、前記第１復調参照信号がマッピングされた少なくとも一つのＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボルを含む、請求項１１に記載の端末。
13. 前記第１復調参照信号は、前記サブフレーム内の第１ホップで送信され、前記第１ホップの一番目のＯＦＤＭシンボルに位置する、請求項１１に記載の端末。
14. 前記構成情報は、前記周波数ホッピングの適用可否を示す第１パラメータ、又は前記サブフレーム内で前記周波数ホッピングが行われる各ホップの位置を示すリソース情報のうち少なくとも一つを含む、請求項１１に記載の端末。
15. 前記プロセッサは、前記構成情報に基づいて、前記基地局に前記少なくとも一つのアンテナポートを介して第２復調参照信号を送信し、
    前記第２復調参照信号は、前記サブフレーム内の第２ホップで送信され、前記第２ホップの一番目のＯＦＤＭシンボルに位置する、請求項１１に記載の端末。
16. 前記端末は、他の端末とアップリンクＭＵ（multi user）−ＭＩＭＯ（multiple-input multiple output）を行う、請求項１５に記載の端末。
17. 前記構成情報は、前記第１復調参照信号及び前記第２復調参照信号のマッピングパターンを示すパターン情報をさらに含み、
    前記第１復調参照信号及び前記第２復調参照信号がマッピングされるＯＤＦＭシンボルの位置は、他の端末の復調参照信号がマッピングされたシンボルの位置と同一である、請求項１６に記載の端末。
18. 前記第１復調参照信号及び前記第２復調参照信号がマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置は、前記他の端末の復調参照信号がマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置と同一である、請求項１７に記載の端末。
19. 前記第１復調参照信号又は前記第２復調参照信号がマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置が、前記他の端末の復調参照信号がマッピングされるＯＦＤＭシンボルの数及び位置と異なる場合、前記他の端末の前記復調参照信号がマッピングされる前記ＯＦＤＭシンボルは、ミュート（Mute）される、請求項１７に記載の端末。
20. 前記構成情報は、前記他の端末の前記復調参照信号がマッピングされる前記ＯＦＤＭシンボルの数及び位置を示す設定情報をさらに含む、請求項１９に記載の端末。

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