KR101978852B1 - 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 송수신하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents
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Abstract
무선 통신 시스템에서 단말이 참조 신호(Reference Signal)을 송수신하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명에 의하면, 기지국으로부터 제 1 복조 참조 신호(Dedicated Demodulation Reference Signal 및 제 1 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)을 수신하고, 상기 제 1 PDSCH에 기초하여 제 2 복조 참조 신호의 구성과 관련된 DCI(Downlink Control Information)을 포함하는 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)을 수신하며, 상기 PDCCH에 기초하여 제 2 복조 참조 신호 및 2 PDSCH를 수신하되, 상기 제 1 복조 참조 신호는 하나의 안테나 포트 상에서만 전송되며, 상기 DCI는 상기 제 2 복조 참조 신호가 매핑되는 심볼의 최대 개수에 따라 구성이 결정되는 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
Description
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로써, 보다 상세하게 무선 통신 시스템에서 복조 참조 신호(Dedicated demodulation reference signals: DM-RS)를 송수신하기 위한 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.
차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연(End-to-End Latency), 고 에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성(Dual Connectivity), 대규모 다중 입출력(Massive MIMO: Massive Multiple Input Multiple Output), 전이중(In-band Full Duplex), 비직교 다중접속(NOMA: Non-Orthogonal Multiple Access), 초 광대역(Super wideband) 지원, 단말 네트워킹(Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.
본 발명은 복조 참조신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치를 제공함에 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 단말이 복조 참조 신호를 수신하기 위한 DCI(Downlink Control Information) 포맷을 정의하기 위한 방법 및 장치를 제공함에 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 복조 참조 신호가 매핑되는 심볼의 수에 따라 DCI 포맷을 다르게 정의하기 위한 방법 및 장치를 제공함에 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 복조 참조 신호를 전송하는 안테나 포트들간의 다중화(Multiplexing) 방법에 따라 DCI 포맷을 다르게 정의하기 위한 방법 및 장치를 제공함에 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 단말로부터 보고되는 채널 상태 정보에 따라 DCI 포맷을 다르게 정의하기 위한 방법 및 장치를 제공함에 그 목적이 있다.
본 명세서에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상술한 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 참조 신호(Reference Signal)을 송수신하는 방법은 기지국으로부터 제 1 복조 참조 신호(Dedicated Demodulation Reference Signal) 및 제 2 복조 참조 신호가 매핑되는 심볼의 최대 개수를 나타내는 개수 값을 포함하는 제 1 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)을 수신하는 단계; 제 2 복조 참조 신호의 구성과 관련된 DCI(Downlink Control Information)을 포함하는 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)을 수신하는 단계; 및 상기 PDCCH에 기초하여 제 2 복조 참조 신호 및 제 2 PDSCH를 수신하는 단계를 포함하되, 상기 DCI는 상기 개수 값에 기초하여 구성이 결정된다.또한, 본 발명에서, 상기 제 1 복조 참조 신호는 하나의 안테나 포트 상에서만 전송된다.
또한, 본 발명에서, 상기 제 1 복조 참조 신호는 시간 축 상으로 하나의 심볼에 매핑되며, 상기 제 2 복조 참조 신호는 시간 축 상으로 하나 또는 두 개의 심볼에 매핑된다.
또한, 본 발명에서, 상기 DCI는 상기 제 2 복조 참조 신호가 전송되는 안테나 포트 정보, 계층의 개수 정보, 또는 심볼의 개수 정보 중 적어도 하나를 포함한다.
또한, 본 발명에서, 상기 제 2 복조 참조 신호는 서로 다른 안테나 포트 상에서 전송되며,
상기 서로 다른 안테나 포트들은 시간 축 또는 주파수 축 상의 CDM(Code Division Multiplexing) 방식, 또는 FDM(Frequency Division Multiplexing) 방식 중 적어도 하나의 다중화 방법을 통해서 다중화된다.
또한, 본 발명에서, 상기 DCI는 상기 적어도 하나의 다중화 방법에 대한 안테나 포트들의 포트 정보를 더 포함한다.
또한, 본 발명에서, 상기 서로 다른 안테나 포트들은 주파수 및/또는 시간 축 상에서 상기 CDM 방식을 통해서 다중화 되며, 상기 DCI는 상기 서로 다른 안테나 포트들의 포트 정보를 더 포함한다.
또한, 본 발명에서, 상기 서로 다른 안테나 포트들은 시간 축 상에서 상기 CDM 방식 및/또는 주파수 축 상에서 FDM 방식을 통해서 다중화 되며, 상기 DCI는 상기 서로 다른 안테나 포트들의 포트 정보를 더 포함한다.
또한, 본 발명에서, 상기 제 2 복조 참조 신호는 제 1 구성 타입 또는 제 2 구성 타입에 따라 시간 축 및 주파수 축 상에 매핑되며, 상기 DCI는 제 1 구성 타입 또는 제 2 구성 타입에 따라 각각 구성된다.
또한, 본 발명에서, 상기 제 2 복조 참조 신호가 1개의 시간 축 심볼 및 상기 제 1 구성 타입에 따라 매핑되는 경우, 상기 제 2 복조 참조 신호와 상기 제 2 PDSCH가 전송되는 물리 채널은 서로 다른 주파수 축 및 시간 축 상에 매핑된다.
또한, 본 발명에서, 상기 제 2 복조 참조 신호가 2개의 시간 축 심볼 및 상기 제 2 구성 타입에 따라 매핑되는 경우, 상기 제 2 복조 참조 신호는 상기 제 2 PDSCH가 전송되는 물리 채널과 CDM 방법을 통해서 다중화 된다.
또한, 본 발명에서, 상기 DCI는 코드북 서브세트 제한(codebook subset restriction: CBSR)을 나타내는 랭크 지시자(Rank Indicator: RI)를 더 포함한다.
또한, 본 발명에서, 상기 DCI는 상기 랭크 지시자를 제외한 나머지 랭크 지시자들 중 최대 값을 갖는 랭크 지시자 보다 작은 값의 계층 값들에 대해서 구성된다.
또한, 본 발명에서, 상기 DCI는 상기 랭크 지시자를 제외한 나머지 랭크 지시자들에 대응되는 계층 값들에 대해서만 구성된다.
또한, 본 발명은, 상기 기지국으로 채널 상태를 나타내는 채널 상태 정보를 보고하는 단계를 더 포함하되, 상기 채널 상태 정보는 상기 단말이 채널 상태 정보를 보고하기 위해 사용한 랭크 지시자 값들을 포함한다.
또한, 본 발명에서, 상기 DCI는 상기 랭크 지시자 값들에 대응하는 계층 값에 대해서 구성 된다.
또한, 본 발명에서, 상기 DCI는 상기 랭크 지시자 값들 중 가장 최근에 단말로부터 전송된 랭크 지시자 값보다 작은 값의 계층 값들에 대해서 구성된다.
또한, 본 발명은, 상기 제 2 복조 참조 신호에 기초하여 채널 보상을 위한 채널 값을 추정하는 단계; 상기 채널 값을 이용하여 채널을 보상하는 단계; 상기 제 2 PDSCH를 복조하는 단계; 및 상기 복조된 제 2 PDSCH를 디코딩하는 단계를 더 포함한다.
또한, 본 발명은, 외부와 무선 신호를 송신 및 수신하는 통신부; 및 상기 통신부와 기능적으로 결합되어 있는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는, 기지국으로부터 제 1 복조 참조 신호(Dedicated Demodulation Reference Signal 및 제 1 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)을 수신하고, 상기 PDSCH에 기초하여 제 2 복조 참조 신호의 구성과 관련된 DCI(Downlink Control Information)을 포함하는 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)을 수신하며, 상기 PDCCH에 기초하여 제 2 복조 참조 신호 및 2 PDSCH를 수신하되, 상기 DCI는 상기 제 2 복조 참조 신호가 매핑되는 심볼의 최대 개수에 따라 구성이 결정되는 단말을 제공한다.
본 발명은 복조 참조 신호가 매핑되는 심볼의 수에 따라 DCI 포맷을 다르게 정의함으로써 DCI 필드의 페이로드(Payload) 크기를 줄일 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 복조 참조 신호를 전송하는 안테나 포트들간의 다중화(Multiplexing) 방법에 따라 DCI 포맷을 다르게 정의함으로써 다중화 방법을 제한하여 DCI의 오버헤드를 감소시킬 수 있다.
또한, 본 발명은 기지국으로부터 전송되는 정보는 코드북 서브세트 제한(codebook subset restriction: CBSR)을 나타내는 랭크 지시자(Rank Indicator: RI)를 통해 DCI 포맷에 정의되는 레이어 수를 제한함으로써 DCI 필드의 페이로드 크기를 줄일 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 복조 참조 신호의 구성 정보가 전송되기 전에 브로트캐스트 되는 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)를 수신하기 위한 복조 참조 신호의 구성을 제한함으로써 단말이 복조 참조 신호를 효율적으로 수신할 수 있는 효과가 있다.
본 명세서에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 PUCCH 포맷들이 상향링크 물리자원블록의 PUCCH 영역에 매핑되는 형태의 일례를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 일반 CP의 경우의 CQI 채널의 구조를 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 일반 CP의 경우에 ACK/NACK 채널의 구조를 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 슬롯 동안 5 개의 SC-FDMA 심볼을 생성하여 전송하는 일례를 나타내는 도면이다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 컴포넌트 캐리어 및 캐리어 병합의 일례를 나타내는 도면이다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 크로스 캐리어 스케줄링에 따른 서브 프레임 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 UL-SCH의 전송 채널 프로세싱의 일례를 나타내는 도면이다.
도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 전송 채널(transport channel)인 상향링크 공유채널의 신호 처리 과정의 일례를 나타내는 도면이다.
도 13은 일반적인 다중 입출력 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 14는 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타내는 도면이 도이다.
도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 16은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 자기 완비(Self-contained) 서브프레임 구조를 예시하는 도면이다.
도 17은 본 발명이 적용될 수 있는 복조 참조 신호의 매핑 패턴의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 18은 본 발명이 적용될 수 있는 복조 참조 신호를 통해서 하향링크 데이터를 수신하기 위한 방법의 일 예를 나타내는 순서도이다.
도 19는 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호가 매핑되는 자원의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 20 및 도 21은 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호가 매핑되는 자원의 또 다른 일 예를 나타내는 도면이다.
도 22는 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호의 구성 타입에 따른 성능의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 23은 본 발명에서 제안하는 DMRS의 구성 타입에 대한 안테나 포트의 포트 매핑의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 24는 본 발명에서 제안하는 추가적인 DMRS에 따른 단말 성능의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 25는 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호의 구성 타입에 대한 안테나 포트 매핑의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 26은 본 발명에서 제안하는 랭크 지시자(Rank Indicator)에 따라 DCI 필드를 구성하는 방법의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 27은 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호의 구성 정보에 기초하여 복조 참조 신호를 수신하는 방법의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 28은 본 명세서에서 제안하는 방법들이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
도 29는 본 발명의 일 실시 예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
도 30은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 RF 모듈의 일례를 나타낸 도이다.
도 31은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 RF 모듈의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 PUCCH 포맷들이 상향링크 물리자원블록의 PUCCH 영역에 매핑되는 형태의 일례를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 일반 CP의 경우의 CQI 채널의 구조를 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 일반 CP의 경우에 ACK/NACK 채널의 구조를 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 슬롯 동안 5 개의 SC-FDMA 심볼을 생성하여 전송하는 일례를 나타내는 도면이다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 컴포넌트 캐리어 및 캐리어 병합의 일례를 나타내는 도면이다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 크로스 캐리어 스케줄링에 따른 서브 프레임 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 UL-SCH의 전송 채널 프로세싱의 일례를 나타내는 도면이다.
도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 전송 채널(transport channel)인 상향링크 공유채널의 신호 처리 과정의 일례를 나타내는 도면이다.
도 13은 일반적인 다중 입출력 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 14는 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타내는 도면이 도이다.
도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 16은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 자기 완비(Self-contained) 서브프레임 구조를 예시하는 도면이다.
도 17은 본 발명이 적용될 수 있는 복조 참조 신호의 매핑 패턴의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 18은 본 발명이 적용될 수 있는 복조 참조 신호를 통해서 하향링크 데이터를 수신하기 위한 방법의 일 예를 나타내는 순서도이다.
도 19는 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호가 매핑되는 자원의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 20 및 도 21은 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호가 매핑되는 자원의 또 다른 일 예를 나타내는 도면이다.
도 22는 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호의 구성 타입에 따른 성능의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 23은 본 발명에서 제안하는 DMRS의 구성 타입에 대한 안테나 포트의 포트 매핑의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 24는 본 발명에서 제안하는 추가적인 DMRS에 따른 단말 성능의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 25는 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호의 구성 타입에 대한 안테나 포트 매핑의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 26은 본 발명에서 제안하는 랭크 지시자(Rank Indicator)에 따라 DCI 필드를 구성하는 방법의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 27은 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호의 구성 정보에 기초하여 복조 참조 신호를 수신하는 방법의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 28은 본 명세서에서 제안하는 방법들이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
도 29는 본 발명의 일 실시 예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
도 30은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 RF 모듈의 일례를 나타낸 도이다.
도 31은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 RF 모듈의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다.
본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNB(evolved-NodeB), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(AP: Access Point), 송신단 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE(User Equipment), MS(Mobile Station), UT(user terminal), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station), AMS(Advanced Mobile Station), WT(Wireless terminal), MTC(Machine-Type Communication) 장치, M2M(Machine-to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치, 수신단 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하에서, 하향링크(DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access), NOMA(non-orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA(universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(global system for mobile communications)/GPRS(general packet radio service)/EDGE(enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다.
용어 정의
eLTE eNB: eLTE eNB는 EPC 및 NGC에 대한 연결을 지원하는 eNB의 진화(evolution)이다.
gNB: NGC와의 연결뿐만 아니라 NR을 지원하는 노드.
새로운 RAN: NR 또는 E-UTRA를 지원하거나 NGC와 상호 작용하는 무선 액세스 네트워크.
네트워크 슬라이스(network slice): 네트워크 슬라이스는 종단 간 범위와 함께 특정 요구 사항을 요구하는 특정 시장 시나리오에 대해 최적화된 솔루션을 제공하도록 operator에 의해 정의된 네트워크.
네트워크 기능(network function): 네트워크 기능은 잘 정의된 외부 인터페이스와 잘 정의된 기능적 동작을 가진 네트워크 인프라 내에서의 논리적 노드.
NG-C: 새로운 RAN과 NGC 사이의 NG2 레퍼런스 포인트(reference point)에 사용되는 제어 평면 인터페이스.
NG-U: 새로운 RAN과 NGC 사이의 NG3 레퍼런스 포인트(reference point)에 사용되는 사용자 평면 인터페이스.
비 독립형(Non-standalone) NR: gNB가 LTE eNB를 EPC로 제어 플레인 연결을 위한 앵커로 요구하거나 또는 eLTE eNB를 NGC로 제어 플레인 연결을 위한 앵커로 요구하는 배치 구성.
비 독립형 E-UTRA: eLTE eNB가 NGC로 제어 플레인 연결을 위한 앵커로 gNB를 요구하는 배치 구성.
사용자 평면 게이트웨이: NG-U 인터페이스의 종단점.
본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T_s=1/(15000*2048)의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f=307200*T_s=10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.
도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이중(full duplex) 및 반이중(half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.
무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯(slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. 예를 들어, 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.
FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록(resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파(subcarrier)를 포함한다.
도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다.
타입 2 무선 프레임은 각 153600*T_s=5ms의 길이의 2개의 하프 프레임(half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s=1ms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.
TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성(uplink-downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당(또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.
표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다.
표 1을 참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 'S'는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임(special subframe)을 나타낸다.
DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
각 서브프레임 i는 각 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다.
상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및/또는 개수가 다르다.
하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점(switching point)이라 한다. 전환 시점의 주기성(Switch-point periodicity)은 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며, 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임(S)은 하프-프레임 마다 존재하고, 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프-프레임에만 존재한다.
모든 구성에 있어서, 0번, 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.
이러한, 상향링크-하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있을 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인덱스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향링크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일종의 하향링크 제어 정보로서 다른 스케줄링 정보와 마찬가지로 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)를 통해 전송될 수 있으며, 방송 정보로서 브로드캐스트 채널(broadcast channel)을 통해 셀 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다.
표 2는 스페셜 서브프레임의 구성(DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.
도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
자원 그리드 상에서 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)하고, 하나의 자원 블록(RB: resource block)은 12 × 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 N^DL은 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.
상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)이 할당되는 데이터 영역(data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.
PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Not-Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보(DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송(Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.
PDCCH는 DL-SCH(Downlink Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷(이를 하향링크 그랜트라고도 한다.), UL-SCH(Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보(이를 상향링크 그랜트라고도 한다.), PCH(Paging Channel)에서의 페이징(paging) 정보, DL-SCH에서의 시스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 응답(random access response)과 같은 상위 레이어(upper-layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE(control channel elements)의 집합으로 구성된다. CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율(coding rate)을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹(resource element group)들에 대응된다. PDCCH의 포맷 및 사용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.
기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자(owner)나 용도에 따라 고유한 식별자(이를 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)라고 한다.)가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별자, 예를 들어 C-RNTI(Cell-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI(Paging-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록(SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-RNTI(system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여, RA-RNTI(random access-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
PDCCH(Physical Downlink Control Channel)
이하에서, PDCCH에 대해 좀 더 구체적으로 살펴보기로 한다.
PDCCH를 통해 전송되는 제어정보를 하향링크 제어정보(DCI: Downlink Control Indicator)라고 한다. PDCCH은 DCI 포맷에 따라서 제어 정보의 크기 및 용도가 다르며 또한 부호화율에 따라 크기가 달라질 수 있다.
표 3은 DCI 포맷에 따른 DCI를 나타낸다.
상기 표 3을 참조하면, DCI 포맷으로는 PUSCH 스케줄링을 위한 포맷 0, 하나의 PDSCH 코드워드의 스케줄링을 위한 포맷 1, 하나의 PDSCH 코드워드의 간단한(compact) 스케줄링을 위한 포맷 1A, DL-SCH의 매우 간단한 스케줄링을 위한 포맷 1C, 폐루프(Closed-loop) 공간 다중화(spatial multiplexing) 모드에서 PDSCH 스케줄링을 위한 포맷 2, 개루프(Openloop) 공간 다중화 모드에서 PDSCH 스케줄링을 위한 포맷 2A, 상향링크 채널을 위한 TPC(Transmission Power Control) 명령의 전송을 위한 포맷 3 및 3A, 다중 안테나 포트 전송 모드(transmission mode)에서 하나의 상향링크 셀 내 PUSCH 스케줄링을 위한 포맷 4가 있다.
DCI 포맷 1A는 단말에 어떤 전송 모드가 설정되어도 PDSCH 스케줄링을 위해 사용될 수 있다.
이러한, DCI 포맷은 단말 별로 독립적으로 적용될 수 있으며, 하나의 서브프레임 안에 여러 단말의 PDCCH가 동시에 다중화(multiplexing)될 수 있다. PDCCH는 하나 또는 몇몇 연속적인 CCE(control channel elements)의 집합(aggregation)으로 구성된다. CCE는 무선채널의 상태에 따른 부호화율을 PDCCH에게 제공하기 위해 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 4개의 자원 요소로 구성된 REG의 9개의 세트에 대응하는 단위를 말한다. 기지국은 하나의 PDCCH 신호를 구성하기 위해 {1, 2, 4, 8} 개의 CCE들을 사용할 수 있으며, 이때의 {1, 2, 4, 8}은 CCE 집합 레벨(aggregation level)이라고 부른다.
특정 PDCCH의 전송을 위해 사용되는 CCE의 개수는 채널 상태에서 따라 기지국에 의하여 결정된다. 각 단말에 따라 구성된 PDCCH는 CCE 대 RE 맵핑 규칙(CCE-to-RE mapping rule)에 의하여 각 서브프레임의 제어 채널 영역으로 인터리빙(interleaving)되어 맵핑된다. PDCCH의 위치는 각 서브프레임의 제어채널을 위한 OFDM 심볼 개수, PHICH 그룹 개수 그리고 송신안테나 및 주파수 천이 등에 따라 달라질 수 있다.
상술한 바와 같이, 다중화된 각 단말의 PDCCH에 독립적으로 채널 코딩이 수행되고 CRC(Cyclic Redundancy Check)가 적용된다. 각 단말의 고유의 식별자 (UE ID)를 CRC에 마스킹(masking)하여 단말이 자신의 PDCCH를 수신할 수 있도록 한다. 하지만, 서브프레임 내에서 할당된 제어 영역에서 기지국은 단말에게 해당하는 PDCCH가 어디에 있는지에 관한 정보를 제공하지 않는다. 단말은 기지국으로부터 전송된 제어채널을 수신하기 위해서 자신의 PDCCH가 어느 위치에서 어떤 CCE 집합 레벨이나 DCI 포맷으로 전송되는지 알 수 없으므로, 단말은 서브프레임 내에서 PDCCH 후보(candidate)들의 집합을 모니터링하여 자신의 PDCCH를 찾는다. 이를 블라인드 디코딩(BD: Blind Decoding)이라 한다.
블라인드 디코딩은 블라인드 탐색(Blind Detection) 또는 블라인드 서치(Blind Search)라고 불릴 수 있다. 블라인드 디코딩은 단말이 CRC 부분에 자신의 단말 식별자(UE ID)를 디 마스킹(De-Masking) 시킨 후, CRC 오류를 검토하여 해당 PDCCH가 자신의 제어 채널인지 여부를 확인하는 방법을 말한다.
이하, DCI 포맷 0를 통해 전송되는 정보를 설명한다.
DCI 포맷 0는 하나의 상향링크 셀에서의 PUSCH를 스케줄링하기 위해 사용된다.
표 4는 DCI 포맷 0에서 전송되는 정보를 나타낸다.
상기 표 4를 참조하면, DCI 포맷 0를 통해 전송되는 정보는 다음과 같다.
1) 캐리어 지시자(Carrier indicator) - 0 또는 3 비트로 구성된다.
2) DCI 포맷 0와 포맷 1A를 구분하기 위한 플래그 - 1 비트로 구성되며, 0 값은 DCI 포맷 0를 지시하고, 1 값은 DCI 포맷 1A를 지시한다.
3) 주파수 도약(hopping) 플래그 - 1 비트로 구성된다. 이 필드는 필요한 경우 해당 자원 할당의 최상위 비트(MSB: Most Significant bit)를 다중 클러스터(multi-cluster) 할당을 위해 사용될 수 있다.
4) 자원 블록 할당(Resource block assignment)과 도약(hopping) 자원 할당 - 
비트로 구성된다.
여기서, 단일 클러스터(single-cluster allocation) 할당에서 PUSCH 도약의 경우, 
의 값을 획득하기 위해 NUL_hop 개의 최상위 비트(MSB)들이 사용된다. 
비트는 상향링크 서브프레임 내에 첫 번째 슬롯의 자원 할당을 제공한다. 또한, 단일 클러스터 할당에서 PUSCH 도약이 없는 경우, 
비트가 상향링크 서브프레임 내에 자원 할당을 제공한다. 또한, 다중 클러스터 할당(multi-cluster allocation)에서 PUSCH 도약이 없는 경우, 주파수 도약 플래그 필드 및 자원 블록 할당과 도약 자원 할당 필드의 연결(concatenation)로부터 자원 할당 정보가 얻어지고, 
비트가 상향링크 서브프레임 내에 자원 할당을 제공한다. 이때, P 값은 하향링크 자원 블록의 수에 의해 정해진다.
5) 변조 및 코딩 기법(MCS: Modulation and coding scheme) - 5 비트로 구성된다.
6) 새로운 데이터 지시자(New data indicator) - 1 비트로 구성된다.
7) PUSCH를 위한 TPC(Transmit Power Control) 커맨드 - 2 비트로 구성된다.
8) DMRS(demodulation reference signal)을 위한 순환 쉬프트(CS: cyclic shift)와 직교 커버 코드(OC/OCC: orthogonal cover/orthogonal cover code)의 인덱스 - 3 비트로 구성된다.
9) 상향링크 인덱스 - 2 비트로 구성된다. 이 필드는 상향링크-하향링크 구성 0 에 따른 TDD 동작에만 존재한다.
10) 하향링크 할당 인덱스(DAI: Downlink Assignment Index) - 2 비트로 구성된다. 이 필드는 상향링크-하향링크 구성(uplink-downlink configuration) 1-6 에 따른 TDD 동작에만 존재한다.
11) 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information) 요청 - 1 또는 2 비트로 구성된다. 여기서, 2 비트 필드는 하나 이상의 하향링크 셀이 설정된 단말에 단말 특정(UE specific)하게 해당 DCI가 C-RNTI(Cell-RNTI)에 의해 매핑된 경우에만 적용된다.
12) 사운딩 참조 신호(SRS: Sounding Reference Signal) 요청 - 0 또는 1 비트로 구성된다. 여기서, 이 필드는 스케줄링하는 PUSCH가 단말 특정(UE specific)하게 C-RNTI에 의해 매핑되는 된 경우에만 존재한다.
13) 자원 할당 타입(Resource allocation type) - 1 비트로 구성된다.
DCI 포맷 0 내에 정보 비트의 수가 DCI 포맷 1A의 페이로드 크기(추가된 패딩 비트 포함)보다 작은 경우, DCI 포맷 0에 DCI 포맷 1A의 페이로드 크기가 같아지도록 0이 추가된다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.
하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록(RB: Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.
물리상향링크제어채널(PUCCH)
PUCCH를 통하여 전송되는 상향링크 제어 정보(UCI)는, 스케줄링 요청(SR: Scheduling Request), HARQ ACK/NACK 정보 및 하향링크 채널 측정 정보를 포함할 수 있다.
HARQ ACK/NACK 정보는 PDSCH 상의 하향링크 데이터 패킷의 디코딩 성공 여부에 따라 생성될 수 있다. 기존의 무선 통신 시스템에서, 하향링크 단일 코드워드(codeword) 전송에 대해서는 ACK/NACK 정보로서 1 비트가 전송되고, 하향링크 2 코드워드 전송에 대해서는 ACK/NACK 정보로서 2 비트가 전송된다.
채널 측정 정보는 다중입출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 기법과 관련된 피드백 정보를 지칭하며, 채널품질지시자(CQI: Channel Quality Indicator), 프리코딩매트릭스인덱스(PMI: Precoding Matrix Index) 및 랭크 지시자(RI: Rank Indicator)를 포함할 수 있다. 이들 채널 측정 정보를 통칭하여 CQI 라고 표현할 수도 있다.
CQI 의 전송을 위하여 서브프레임 당 20 비트가 사용될 수 있다.
PUCCH는 BPSK(Binary Phase Shift Keying)과 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 기법을 사용하여 변조될 수 있다. PUCCH를 통하여 복수개의 단말의 제어 정보가 전송될 수 있고, 각 단말들의 신호를 구별하기 위하여 코드분할다중화(CDM: Code Division Multiplexing)을 수행하는 경우에 길이 12 의 CAZAC(Constant Amplitude Zero Autocorrelation) 시퀀스를 주로 사용한다. CAZAC 시퀀스는 시간 영역(time domain) 및 주파수 영역(frequency domain)에서 일정한 크기(amplitude)를 유지하는 특성을 가지므로 단말의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 또는 CM(Cubic Metric)을 낮추어 커버리지를 증가시키기에 적합한 성질을 가진다. 또한, PUCCH를 통해 전송되는 하향링크 데이터 전송에 대한 ACK/NACK 정보는 직교 시퀀스(orthgonal sequence) 또는 직교 커버(OC: orthogonal cover)를 이용하여 커버링된다.
또한, PUCCH 상으로 전송되는 제어정보는 서로 다른 순환 시프트(CS: cyclic shift) 값을 가지는 순환 시프트된 시퀀스(cyclically shifted sequence)를 이용하여 구별될 수 있다. 순환 시프트된 시퀀스는 기본 시퀀스(base sequence)를 특정 CS 양(cyclic shift amount) 만큼 순환 시프트시켜 생성할 수 있다. 특정 CS 양은 순환 시프트 인덱스(CS index)에 의해 지시된다. 채널의 지연 확산(delay spread)에 따라 사용 가능한 순환 시프트의 수는 달라질 수 있다. 다양한 종류의 시퀀스가 기본 시퀀스로 사용될 수 있으며, 전술한 CAZAC 시퀀스는 그 일례이다.
또한, 단말이 하나의 서브프레임에서 전송할 수 있는 제어 정보의 양은 제어 정보의 전송에 이용가능한 SC-FDMA 심볼의 개수(즉, PUCCH 의 코히어런트(coherent) 검출을 위한 참조신호(RS) 전송에 이용되는 SC-FDMA 심볼을 제외한 SC-FDMA 심볼들)에 따라 결정될 수 있다.
3GPP LTE 시스템에서 PUCCH 는, 전송되는 제어 정보, 변조 기법, 제어 정보의 양 등에 따라 총 7 가지 상이한 포맷으로 정의되며, 각각의 PUCCH 포맷에 따라서 전송되는 상향링크 제어 정보(UCI: uplink control information)의 속성은 다음의 표 5와 같이 요약할 수 있다.
PUCCH 포맷 1은 SR의 단독 전송에 사용된다. SR 단독 전송의 경우에는 변조되지 않은 파형이 적용되며, 이에 대해서는 후술하여 자세하게 설명한다.
PUCCH 포맷 1a 또는 1b는 HARQ ACK/NACK의 전송에 사용된다. 임의의 서브프레임에서 HARQ ACK/NACK이 단독으로 전송되는 경우에는 PUCCH 포맷 1a 또는 1b를 사용할 수 있다. 또는, PUCCH 포맷 1a 또는 1b를 사용하여 HARQ ACK/NACK 및 SR이 동일 서브프레임에서 전송될 수도 있다.
PUCCH 포맷 2는 CQI의 전송에 사용되고, PUCCH 포맷 2a 또는 2b는 CQI 및 HARQ ACK/NACK의 전송에 사용된다.
확장된 CP 의 경우에는 PUCCH 포맷 2가 CQI 및 HARQ ACK/NACK 의 전송에 사용될 수도 있다.
도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 PUCCH 포맷들이 상향링크 물리자원블록의 PUCCH 영역에 매핑되는 형태의 일례를 나타내는 도면이다.
도 5에서 
는 상향링크에서의 자원블록의 개수를 나타내고, 0, 1,..., 
-1는 물리자원블록의 번호를 의미한다. 기본적으로, PUCCH는 상향링크 주파수 블록의 양쪽 끝단(edge)에 매핑된다. 도 5에서 도시하는 바와 같이, m=0,1로 표시되는 PUCCH 영역에 PUCCH 포맷 2/2a/2b 가 매핑되며, 이는 PUCCH 포맷 2/2a/2b가 대역-끝단(bandedge)에 위치한 자원블록들에 매핑되는 것으로 표현할 수 있다. 또한, m=2 로 표시되는 PUCCH 영역에 PUCCH 포맷 2/2a/2b 및 PUCCH 포맷 1/1a/1b 가 함께(mixed) 매핑될 수 있다. 다음으로, m=3,4,5 로 표시되는 PUCCH 영역에 PUCCH 포맷 1/1a/1b 가 매핑될 수 있다. PUCCH 포맷 2/2a/2b 에 의해 사용가능한 PUCCH RB들의 개수(
)는 브로드 캐스팅 시그널링에 의해서 셀 내의 단말들에게 지시될 수 있다.
PUCCH 포맷 2/2a/2b에 대하여 설명한다. PUCCH 포맷 2/2a/2b는 채널 측정 피드백(CQI, PMI, RI)을 전송하기 위한 제어 채널이다.
채널측정피드백(이하에서는, 통칭하여 CQI 정보라고 표현함)의 보고 주기 및 측정 대상이 되는 주파수 단위(또는 주파수 해상도(resolution))는 기지국에 의하여 제어될 수 있다. 시간 영역에서 주기적 및 비주기적 CQI 보고가 지원될 수 있다. PUCCH 포맷 2 는 주기적 보고에만 사용되고, 비주기적 보고를 위해서는 PUSCH가 사용될 수 있다. 비주기적 보고의 경우에 기지국은 단말에게 상향링크 데이터 전송을 위하여 스케줄링된 자원에 개별 CQI 보고를 실어서 전송할 것을 지시할 수 있다.
도 6은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 일반 CP의 경우의 CQI 채널의 구조를 나타낸다.
하나의 슬롯의 SC-FDMA 심볼 0 내지 6 중에서, SC-FDMA 심볼 1 및 5 (2 번째 및 6 번째 심볼)는 복조참조신호(DMRS: Demodulation Reference Signal) 전송에 사용되고, 나머지 SC-FDMA 심볼에서 CQI 정보가 전송될 수 있다. 한편, 확장된 CP 의 경우에는 하나의 SC-FDMA 심볼 (SC-FDMA 심볼 3)이 DMRS 전송에 사용된다.
PUCCH 포맷 2/2a/2b 에서는 CAZAC 시퀀스에 의한 변조를 지원하고, QPSK 변조된 심볼이 길이 12 의 CAZAC 시퀀스로 승산된다. 시퀀스의 순환 시프트(CS)는 심볼 및 슬롯 간에 변경된다. DMRS에 대해서 직교 커버링이 사용된다.
하나의 슬롯에 포함되는 7 개의 SC-FDMA 심볼 중 3개의 SC-FDMA 심볼 간격만큼 떨어진 2개의 SC-FDMA 심볼에는 참조신호(DMRS)가 실리고, 나머지 5 개의 SC-FDMA 심볼에는 CQI 정보가 실린다. 한 슬롯 안에 두 개의 RS가 사용된 것은 고속 단말을 지원하기 위해서이다. 또한, 각 단말은 순환 시프트(CS) 시퀀스를 사용하여 구분된다. CQI 정보 심볼들은 SC-FDMA 심볼 전체에 변조되어 전달되고, SC-FDMA 심볼은 하나의 시퀀스로 구성되어 있다. 즉, 단말은 각 시퀀스로 CQI를 변조해서 전송한다.
하나의 TTI에 전송할 수 있는 심볼 수는 10개이고, CQI 정보의 변조는 QPSK까지 정해져 있다. SC-FDMA 심볼에 대해 QPSK 매핑을 사용하는 경우 2비트의 CQI 값이 실릴 수 있으므로, 한 슬롯에 10비트의 CQI 값을 실을 수 있다. 따라서, 한 서브프레임에 최대 20비트의 CQI 값을 실을 수 있다. CQI 정보를 주파수 영역에서 확산시키기 위해 주파수 영역 확산 부호를 사용한다.
주파수 영역 확산 부호로는 길이-12 의 CAZAC 시퀀스(예를 들어, ZC 시퀀스)를 사용할 수 있다. 각 제어채널은 서로 다른 순환 시프트(cyclic shift) 값을 갖는 CAZAC 시퀀스를 적용하여 구분될 수 있다. 주파수 영역 확산된 CQI 정보에 IFFT가 수행된다.
12 개의 동등한 간격을 가진 순환 시프트에 의해서 12 개의 상이한 단말들이 동일한 PUCCH RB 상에서 직교 다중화될 수 있다. 일반 CP 경우에 SC-FDMA 심볼 1 및 5 상의 (확장된 CP 경우에 SC-FDMA 심볼 3 상의) DMRS 시퀀스는 주파수 영역 상의 CQI 신호 시퀀스와 유사하지만 CQI 정보와 같은 변조가 적용되지는 않는다.
단말은 PUCCH 자원 인덱스(
, 
, 
)로 지시되는 PUCCH 자원 상에서 주기적으로 상이한 CQI, PMI 및 RI 타입을 보고하도록 상위 계층 시그널링에 의하여 반-정적으로(semi-statically) 설정될 수 있다. 여기서, PUCCH 자원 인덱스(
) 는 PUCCH 포맷 2/2a/2b 전송에 사용되는 PUCCH 영역 및 사용될 순환 시프트(CS) 값을 지시하는 정보이다.
PUCCH 채널 구조
PUCCH 포맷 1a 및 1b에 대하여 설명한다.
PUCCH 포맷 1a/1b에 있어서 BPSK 또는 QPSK 변조 방식을 이용하여 변조된 심볼은 길이 12 의 CAZAC 시퀀스로 승산(multiply)된다. 예를 들어, 변조 심볼 d(0)에 길이 N 의 CAZAC 시퀀스 r(n) (n=0, 1, 2, ..., N-1) 가 승산된 결과는 y(0), y(1), y(2), ..., y(N-1) 이 된다. y(0), ..., y(N-1) 심볼들을 심볼 블록(block of symbol)이라고 칭할 수 있다. 변조 심볼에 CAZAC 시퀀스를 승산한 후에, 직교 시퀀스를 이용한 블록-단위(block-wise)확산이 적용된다.
일반 ACK/NACK 정보에 대해서는 길이 4의 하다마드(Hadamard) 시퀀스가 사용되고, 짧은(shortened) ACK/NACK 정보 및 참조신호(Reference Signal)에 대해서는 길이 3의 DFT(Discrete Fourier Transform) 시퀀스가 사용된다.
확장된 CP의 경우의 참조신호에 대해서는 길이 2의 하다마드 시퀀스가 사용된다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 일반 CP의 경우에 ACK/NACK 채널의 구조를 나타낸다.
도 7에서는 CQI 없이 HARQ ACK/NACK 전송을 위한 PUCCH 채널 구조를 예시적으로 나타낸다.
하나의 슬롯에 포함되는 7 개의 SC-FDMA 심볼 중 중간 부분의 3개의 연속되는 SC-FDMA 심볼에는 참조신호(RS)가 실리고, 나머지 4 개의 SC-FDMA 심볼에는 ACK/NACK 신호가 실린다.
한편, 확장된 CP 의 경우에는 중간의 2 개의 연속되는 심볼에 RS 가 실릴 수 있다. RS에 사용되는 심볼의 개수 및 위치는 제어채널에 따라 달라질 수 있으며 이와 연관된 ACK/NACK 신호에 사용되는 심볼의 개수 및 위치도 그에 따라 변경될 수 있다.
1 비트 및 2 비트의 확인응답 정보(스크램블링되지 않은 상태)는 각각 BPSK 및 QPSK 변조 기법을 사용하여 하나의 HARQ ACK/NACK 변조 심볼로 표현될 수 있다. 긍정확인응답(ACK)은 '1' 로 인코딩될 수 있고, 부정확인응답(NACK)은 '0'으로 인코딩될 수 있다.
할당되는 대역 내에서 제어신호를 전송할 때, 다중화 용량을 높이기 위해 2 차원 확산이 적용된다. 즉, 다중화할 수 있는 단말 수 또는 제어 채널의 수를 높이기 위해 주파수 영역 확산과 시간 영역 확산을 동시에 적용한다.
ACK/NACK 신호를 주파수 영역에서 확산시키기 위해 주파수 영역 시퀀스를 기본 시퀀스로 사용한다. 주파수 영역 시퀀스로는 CAZAC 시퀀스 중 하나인 Zadoff-Chu (ZC) 시퀀스를 사용할 수 있다. 예를 들어, 기본 시퀀스인 ZC 시퀀스에 서로 다른 순환 시프트(CS: Cyclic Shift)가 적용됨으로써, 서로 다른 단말 또는 서로 다른 제어 채널의 다중화가 적용될 수 있다. HARQ ACK/NACK 전송을 위한 PUCCH RB 들을 위한 SC-FDMA 심볼에서 지원되는 CS 자원의 개수는 셀-특정 상위-계층 시그널링 파라미터(
)에 의해 설정된다.
주파수 영역 확산된 ACK/NACK 신호는 직교 확산(spreading) 코드를 사용하여 시간 영역에서 확산된다. 직교 확산 코드로는 월시-하다마드(Walsh-Hadamard) 시퀀스 또는 DFT 시퀀스가 사용될 수 있다. 예를 들어, ACK/NACK 신호는 4 심볼에 대해 길이 4의 직교 시퀀스(w0, w1, w2, w3)를 이용하여 확산될 수 있다. 또한, RS도 길이 3 또는 길이 2의 직교 시퀀스를 통해 확산시킨다. 이를 직교 커버링(OC: Orthogonal Covering)이라 한다.
전술한 바와 같은 주파수 영역에서의 CS 자원 및 시간 영역에서의 OC 자원을 이용해서 다수의 단말들이 코드분할다중화(CDM: Code Division Multiplexing) 방식으로 다중화될 수 있다. 즉, 동일한 PUCCH RB 상에서 많은 개수의 단말들의 ACK/NACK 정보 및 RS 가 다중화될 수 있다.
이와 같은 시간 영역 확산 CDM 에 대해서, ACK/NACK 정보에 대해서 지원되는 확산 코드들의 개수는 RS 심볼들의 개수에 의해서 제한된다. 즉, RS 전송 SC-FDMA 심볼들의 개수는 ACK/NACK 정보 전송 SC-FDMA 심볼들의 개수보다 적기 때문에, RS 의 다중화 용량(capacity)이 ACK/NACK 정보의 다중화 용량에 비하여 적게 된다.
예를 들어, 일반 CP 의 경우에 4 개의 심볼에서 ACK/NACK 정보가 전송될 수 있는데, ACK/NACK 정보를 위하여 4 개가 아닌 3개의 직교 확산 코드가 사용되며, 이는 RS 전송 심볼의 개수가 3 개로 제한되어 RS 를 위하여 3 개의 직교 확산 코드만이 사용될 수 있기 때문이다.
일반 CP 의 서브프레임에서 하나의 슬롯에서 3 개의 심볼이 RS 전송을 위해서 사용되고 4 개의 심볼이 ACK/NACK 정보 전송을 위해서 사용되는 경우에, 예를 들어, 주파수 영역에서 6 개의 순환시프트(CS) 및 시간 영역에서 3개의 직교커버(OC) 자원을 사용할 수 있다면, 총 18 개의 상이한 단말로부터의 HARQ 확인응답이 하나의 PUCCH RB 내에서 다중화될 수 있다. 만약, 확장된 CP 의 서브프레임에서 하나의 슬롯에서 2 개의 심볼이 RS 전송을 위해서 사용되고 4 개의 심볼이 ACK/NACK 정보 전송을 위해서 사용되는 경우에, 예를 들어, 주파수 영역에서 6 개의 순환시프트(CS) 및 시간 영역에서 2 개의 직교커버(OC) 자원을 사용할 수 있다면, 총 12 개의 상이한 단말로부터의 HARQ 확인응답이 하나의 PUCCH RB 내에서 다중화될 수 있다.
다음으로, PUCCH 포맷 1에 대하여 설명한다. 스케줄링 요청(SR)은 단말이 스케줄링되기를 요청하거나 또는 요청하지 않는 방식으로 전송된다. SR 채널은 PUCCH 포맷 1a/1b 에서의 ACK/NACK 채널 구조를 재사용하고, ACK/NACK 채널 설계에 기초하여 OOK(On-Off Keying) 방식으로 구성된다. SR 채널에서는 참조신호가 전송되지 않는다. 따라서, 일반 CP 의 경우에는 길이 7 의 시퀀스가 이용되고, 확장된 CP 의 경우에는 길이 6 의 시퀀스가 이용된다. SR 및 ACK/NACK 에 대하여 상이한 순환 시프트 또는 직교 커버가 할당될 수 있다. 즉, 긍정(positive) SR 전송을 위해 단말은 SR용으로 할당된 자원을 통해 HARQ ACK/NACK을 전송한다. 부정(negative) SR 전송을 위해서는 단말은 ACK/NACK용으로 할당된 자원을 통해 HARQ ACK/NACK을 전송한다.
다음으로 개선된-PUCCH(e-PUCCH) 포맷에 대하여 설명한다. e-PUCCH는 LTE-A 시스템의 PUCCH 포맷 3에 대응할 수 있다. PUCCH 포맷 3을 이용한 ACK/NACK 전송에는 블록 확산(block spreading) 기법이 적용될 수 있다.
블록 확산 기법은, 기존의 PUCCH 포맷 1 계열 또는 2 계열과는 달리, 제어 신호 전송을 SC-FDMA 방식을 이용하여 변조하는 방식이다. 도 8에서 나타내는 바와 같이, 심볼 시퀀스가 OCC(Orthogonal Cover Code)를 이용하여 시간 영역(domain) 상에서 확산되어 전송될 수 있다. OCC를 이용함으로써 동일한 RB 상에 복수개의 단말들의 제어 신호들이 다중화될 수 있다. 전술한 PUCCH 포맷 2의 경우에는 하나의 심볼 시퀀스가 시간 영역에 걸쳐서 전송되고 CAZAC 시퀀스의 CS(cyclic shift)를 이용하여 복수개의 단말들의 제어 신호들이 다중화되는 반면, 블록 확산 기반 PUCCH 포맷(예를 들어, PUCCH 포맷 3)의 경우에는 하나의 심볼 시퀀스가 주파수 영역에 걸쳐서 전송되고, OCC를 이용한 시간 영역 확산을 이용하여 복수개의 단말들의 제어 신호들이 다중화된다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 슬롯 동안 5 개의 SC-FDMA 심볼을 생성하여 전송하는 일례를 나타낸다.
도 8에서는 1 슬롯 동안에 하나의 심볼 시퀀스에 길이=5 (또는 SF=5)의 OCC를 이용하여 5 개의 SC-FDMA 심볼(즉, 데이터 부분)을 생성하여 전송하는 예시를 나타낸다. 이 경우, 1 슬롯 동안 2 개의 RS 심볼이 사용될 수 있다.
도 8의 예시에서, RS 심볼은 특정 순환 시프트 값이 적용된 CAZAC 시퀀스로부터 생성될 수 있으며, 복수개의 RS 심볼에 걸쳐 소정의 OCC가 적용된(또는 곱해진) 형태로 전송될 수 있다. 또한, 도 8의 예시에서 각각의 OFDM 심볼(또는 SC-FDMA 심볼) 별로 12 개의 변조 심볼이 사용되고, 각각의 변조 심볼은 QPSK에 의해 생성되는 것으로 가정하면, 하나의 슬롯에서 전송할 수 있는 최대 비트 수는 12x2=24 비트가 된다. 따라서, 2개의 슬롯으로 전송할 수 있는 비트수는 총 48비트가 된다. 이와 같이 블록 확산 방식의 PUCCH 채널 구조를 사용하는 경우 기존의 PUCCH 포맷 1계열 및 2 계열에 비하여 확장된 크기의 제어 정보의 전송이 가능해진다.
캐리어 병합 일반
본 발명의 실시예들에서 고려하는 통신 환경은 멀티 캐리어(Multi-carrier) 지원 환경을 모두 포함한다. 즉, 본 발명에서 사용되는 멀티 캐리어 시스템 또는 캐리어 병합(CA: Carrier Aggregation) 시스템이라 함은 광대역을 지원하기 위해서, 목표로 하는 광대역을 구성할 때 목표 대역보다 작은 대역폭(bandwidth)을 가지는 1개 이상의 컴포넌트 캐리어(CC: Component Carrier)를 병합(aggregation)하여 사용하는 시스템을 말한다.
본 발명에서 멀티 캐리어는 캐리어의 병합(또는, 반송파 집성)을 의미하며, 이때 캐리어의 병합은 인접한(contiguous) 캐리어 간의 병합뿐 아니라 비인접한(non-contiguous) 캐리어 간의 병합을 모두 의미한다. 또한, 하향링크와 상향링크 간에 집성되는 컴포넌트 캐리어들의 수는 다르게 설정될 수 있다. 하향링크 컴포넌트 캐리어(이하, 'DL CC'라 한다.) 수와 상향링크 컴포넌트 캐리어(이하, 'UL CC'라 한다.) 수가 동일한 경우를 대칭적(symmetric) 집성이라고 하고, 그 수가 다른 경우를 비대칭적(asymmetric) 집성이라고 한다. 이와 같은 캐리어 병합은 반송파 집성, 대역폭 집성(bandwidth aggregation), 스펙트럼 집성(spectrum aggregation) 등과 같은 용어와 혼용되어 사용될 수 있다.
두 개 이상의 컴포넌트 캐리어가 결합되어 구성되는 캐리어 병합은 LTE-A 시스템에서는 100MHz 대역폭까지 지원하는 것을 목표로 한다. 목표 대역보다 작은 대역폭을 가지는 1개 이상의 캐리어를 결합할 때, 결합하는 캐리어의 대역폭은 기존 IMT 시스템과의 호환성(backward compatibility) 유지를 위해서 기존 시스템에서 사용하는 대역폭으로 제한할 수 있다. 예를 들어서 기존의 3GPP LTE 시스템에서는 {1.4, 3, 5, 10, 15, 20}MHz 대역폭을 지원하며, 3GPP LTE-advanced 시스템(즉, LTE-A)에서는 기존 시스템과의 호환을 위해 상기의 대역폭들만을 이용하여 20MHz보다 큰 대역폭을 지원하도록 할 수 있다. 또한, 본 발명에서 사용되는 캐리어 병합 시스템은 기존 시스템에서 사용하는 대역폭과 상관없이 새로운 대역폭을 정의하여 캐리어 병합을 지원하도록 할 수도 있다.
LTE-A 시스템은 무선 자원을 관리하기 위해 셀(cell)의 개념을 사용한다.
상술한 캐리어 병합 환경은 다중 셀(multiple cells) 환경으로 일컬을 수 있다. 셀은 하향링크 자원(DL CC)과 상향링크 자원(UL CC) 한 쌍의 조합으로 정의되나, 상향링크 자원은 필수 요소는 아니다. 따라서, 셀은 하향링크 자원 단독, 또는 하향링크 자원과 상향링크 자원으로 구성될 수 있다. 특정 단말이 단 하나의 설정된 서빙 셀(configured serving cell)을 가지는 경우 1개의 DL CC와 1개의 UL CC를 가질 수 있으나, 특정 단말이 2개 이상의 설정된 서빙 셀을 가지는 경우에는 셀의 수만큼의 DL CC를 가지며 UL CC의 수는 그와 같거나 그보다 작을 수 있다.
또는, 그 반대로 DL CC와 UL CC가 구성될 수도 있다. 즉, 특정 단말이 다수의 설정된 서빙 셀을 가지는 경우 DL CC의 수보다 UL CC가 더 많은 캐리어 병합 환경도 지원될 수 있다. 즉, 캐리어 병합(carrier aggregation)은 각각 캐리어 주파수(셀의 중심 주파수)가 서로 다른 둘 이상의 셀들의 병합으로 이해될 수 있다. 여기서, 말하는 '셀(Cell)'은 일반적으로 사용되는 기지국이 커버하는 영역으로서의 '셀'과는 구분되어야 한다.
LTE-A 시스템에서 사용되는 셀은 프라이머리 셀(PCell: Primary Cell) 및 세컨더리 셀(SCell: Secondary Cell)을 포함한다. P셀과 S셀은 서빙 셀(Serving Cell)로 사용될 수 있다. RRC_CONNECTED 상태에 있지만 캐리어 병합이 설정되지 않았거나 캐리어 병합을 지원하지 않는 단말의 경우, P셀로만 구성된 서빙 셀이 단 하나 존재한다. 반면, RRC_CONNECTED 상태에 있고 캐리어 병합이 설정된 단말의 경우 하나 이상의 서빙 셀이 존재할 수 있으며, 전체 서빙 셀에는 P셀과 하나 이상의 S셀이 포함된다.
서빙 셀(P셀과 S셀)은 RRC 파라미터를 통해 설정될 수 있다. PhysCellId는 셀의 물리 계층 식별자로 0부터 503까지의 정수값을 가진다. SCellIndex는 S셀을 식별하기 위하여 사용되는 간략한(short) 식별자로 1부터 7까지의 정수값을 가진다. ServCellIndex는 서빙 셀(P셀 또는 S셀)을 식별하기 위하여 사용되는 간략한(short) 식별자로 0부터 7까지의 정수값을 가진다. 0값은 P셀에 적용되며, SCellIndex는 S셀에 적용하기 위하여 미리 부여된다. 즉, ServCellIndex에서 가장 작은 셀 ID (또는 셀 인덱스)을 가지는 셀이 P셀이 된다.
P셀은 프라이머리 주파수(또는, primary CC) 상에서 동작하는 셀을 의미한다. 단말이 초기 연결 설정(initial connection establishment) 과정을 수행하거나 연결 재-설정 과정을 수행하는데 사용될 수 있으며, 핸드오버 과정에서 지시된 셀을 지칭할 수도 있다. 또한, P셀은 캐리어 병합 환경에서 설정된 서빙 셀 중 제어관련 통신의 중심이 되는 셀을 의미한다. 즉, 단말은 자신의 P셀에서만 PUCCH를 할당 받아 전송할 수 있으며, 시스템 정보를 획득하거나 모니터링 절차를 변경하는데 P셀만을 이용할 수 있다. E-UTRAN(Evolved Universal Terrestrial Radio Access)은 캐리어 병합 환경을 지원하는 단말에게 이동성 제어 정보(mobilityControlInfo)를 포함하는 상위 계층의 RRC 연결 재설정(RRCConnectionReconfigutaion) 메시지를 이용하여 핸드오버 절차를 위해 P셀만을 변경할 수도 있다.
S셀은 세컨더리 주파수(또는, Secondary CC) 상에서 동작하는 셀을 의미할 수 있다. 특정 단말에 P셀은 하나만 할당되며, S셀은 하나 이상 할당될 수 있다. S셀은 RRC 연결이 설정이 이루어진 이후에 구성 가능하고 추가적인 무선 자원을 제공하는데 사용될 수 있다. 캐리어 병합 환경에서 설정된 서빙 셀 중에서 P셀을 제외한 나머지 셀들, 즉 S셀에는 PUCCH가 존재하지 않는다. E-UTRAN은 S셀을 캐리어 병합 환경을 지원하는 단말에게 추가할 때, RRC_CONNECTED 상태에 있는 관련된 셀의 동작과 관련된 모든 시스템 정보를 특정 시그널(dedicated signal)을 통해 제공할 수 있다. 시스템 정보의 변경은 관련된 S셀의 해제 및 추가에 의하여 제어될 수 있으며, 이 때 상위 계층의 RRC 연결 재설정 (RRCConnectionReconfigutaion) 메시지를 이용할 수 있다. E-UTRAN은 관련된 S셀 안에서 브로드캐스트하기 보다는 단말 별로 상이한 파라미터를 가지는 특정 시그널링(dedicated signaling) 할 수 있다.
초기 보안 활성화 과정이 시작된 이후에, E-UTRAN은 연결 설정 과정에서 초기에 구성되는 P셀에 부가하여 하나 이상의 S셀을 포함하는 네트워크를 구성할 수 있다. 캐리어 병합 환경에서 P셀 및 S셀은 각각의 컴포넌트 캐리어로서 동작할 수 있다. 이하의 실시 예에서는 프라이머리 컴포넌트 캐리어(PCC)는 P셀과 동일한 의미로 사용될 수 있으며, 세컨더리 컴포넌트 캐리어(SCC)는 S셀과 동일한 의미로 사용될 수 있다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 컴포넌트 캐리어 및 캐리어 병합의 일례를 나타내는 도면이다.
도 9a는 LTE 시스템에서 사용되는 단일 캐리어 구조를 나타낸다. 컴포넌트 캐리어에는 DL CC와 UL CC가 있다. 하나의 컴포넌트 캐리어는 20MHz의 주파수 범위를 가질 수 있다.
도 9b는 LTE_A 시스템에서 사용되는 캐리어 병합 구조를 나타낸다. 도 9b의 경우에 20MHz의 주파수 크기를 갖는 3 개의 컴포넌트 캐리어가 결합된 경우를 나타낸다. DL CC와 UL CC가 각각 3 개씩 있으나, DL CC와 UL CC의 개수에 제한이 있는 것은 아니다. 캐리어 병합의 경우 단말은 3개의 CC를 동시에 모니터링할 수 있고, 하향링크 신호/데이터를 수신할 수 있고 상향링크 신호/데이터를 송신할 수 있다.
만약, 특정 셀에서 N개의 DL CC가 관리되는 경우에는, 네트워크는 단말에 M (M≤N)개의 DL CC를 할당할 수 있다. 이때, 단말은 M 개의 제한된 DL CC 만을 모니터링하고 DL 신호를 수신할 수 있다. 또한, 네트워크는 L (L≤M≤N)개의 DL CC에 우선순위를 주어 주된 DL CC를 단말에 할당할 수 있으며, 이러한 경우 UE는 L 개의 DL CC는 반드시 모니터링해야 한다. 이러한 방식은 상향링크 전송에도 똑같이 적용될 수 있다.
하향링크 자원의 반송파 주파수(또는 DL CC)와 상향링크 자원의 반송파 주파수(또는, UL CC) 사이의 링키지(linkage)는 RRC 메시지와 같은 상위계층 메시지나 시스템 정보에 의해 지시될 수 있다. 예를 들어, SIB2(System Information Block Type2)에 의해서 정의되는 링키지에 의해서 DL 자원과 UL 자원의 조합이 구성될 수 있다. 구체적으로, 링키지는 UL 그랜트를 나르는 PDCCH가 전송되는 DL CC와 상기 UL 그랜트를 사용하는 UL CC간의 맵핑 관계를 의미할 수 있으며, HARQ를 위한 데이터가 전송되는 DL CC(또는 UL CC)와 HARQ ACK/NACK 신호가 전송되는 UL CC(또는 DL CC)간의 맵핑 관계를 의미할 수도 있다.
크로스 캐리어 스케줄링(Cross Carrier Scheduling)
캐리어 병합 시스템에서는 캐리어(또는 반송파) 또는 서빙 셀(Serving Cell)에 대한 스케줄링 관점에서 자가 스케줄링(Self-Scheduling) 방법 및 크로스 캐리어 스케줄링(Cross Carrier Scheduling) 방법의 두 가지가 있다. 크로스 캐리어 스케줄링은 크로스 컴포넌트 캐리어 스케줄링(Cross Component Carrier Scheduling) 또는 크로스 셀 스케줄링(Cross Cell Scheduling)으로 일컬을 수 있다.
크로스 캐리어 스케줄링은 PDCCH(DL Grant)와 PDSCH가 각각 다른 DL CC로 전송되거나, DL CC에서 전송된 PDCCH(UL Grant)에 따라 전송되는 PUSCH가 UL 그랜트를 수신한 DL CC와 링크되어 있는 UL CC가 아닌 다른 UL CC를 통해 전송되는 것을 의미한다.
크로스 캐리어 스케줄링 여부는 단말 특정(UE-specific)하게 활성화 또는 비활성화될 수 있으며, 상위계층 시그널링(예를 들어, RRC signaling)을 통해서 반정적(semi-static)으로 각 단말 별로 알려질 수 있다.
크로스 캐리어 스케줄링이 활성화된 경우, PDCCH에 해당 PDCCH가 지시하는 PDSCH/PUSCH가 어느 DL/UL CC를 통해서 전송되는지를 알려주는 캐리어 지시자 필드(CIF: Carrier Indicator Field)가 필요하다. 예를 들어, PDCCH는 PDSCH 자원 또는 PUSCH 자원을 CIF를 이용하여 다수의 컴포넌트 캐리어들 중 하나에 할당할 수 있다. 즉, DL CC 상에서의 PDCCH가 다중 집성된 DL/UL CC 중 하나에 PDSCH 또는 PUSCH 자원을 할당하는 경우 CIF가 설정된다. 이 경우, LTE-A Release-8의 DCI 포맷은 CIF에 따라 확장될 수 있다. 이때 설정된 CIF는 3bit 필드로 고정되거나, 설정된 CIF의 위치는 DCI 포맷 크기와 무관하게 고정될 수 있다. 또한, LTE-A Release-8의 PDCCH 구조(동일 코딩 및 동일한 CCE 기반의 자원 매핑)를 재사용할 수도 있다.
반면, DL CC 상에서의 PDCCH가 동일한 DL CC 상에서의 PDSCH 자원을 할당하거나 단일 링크된 UL CC 상에서의 PUSCH 자원을 할당하는 경우에는 CIF가 설정되지 않는다. 이 경우, LTE-A Release-8과 동일한 PDCCH 구조(동일 코딩 및 동일한 CCE 기반의 자원 매핑)와 DCI 포맷이 사용될 수 있다.
크로스 캐리어 스케줄링이 가능할 때, 단말은 CC별 전송 모드 및/또는 대역폭에 따라 모니터링 CC의 제어영역에서 복수의 DCI에 대한 PDCCH를 모니터링 하는 것이 필요하다. 따라서, 이를 지원할 수 있는 검색 공간의 구성과 PDCCH 모니터링이 필요하다.
캐리어 병합 시스템에서, 단말 DL CC 집합은 단말이 PDSCH를 수신하도록 스케줄링된 DL CC의 집합을 나타내고, 단말 UL CC 집합은 단말이 PUSCH를 전송하도록 스케줄링된 UL CC의 집합을 나타낸다. 또한, PDCCH 모니터링 집합(monitoring set)은 PDCCH 모니터링을 수행하는 적어도 하나의 DL CC의 집합을 나타낸다. PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합과 같거나, 단말 DL CC 집합의 부집합(subset)일 수 있다. PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합내의 DL CC들 중 적어도 어느 하나를 포함할 수 있다. 또는 PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합에 상관없이 별개로 정의될 수 있다. PDCCH 모니터링 집합에 포함되는 DL CC는 링크된 UL CC에 대한 자기-스케줄링(self-scheduling)은 항상 가능하도록 설정될 수 있다. 이러한, 단말 DL CC 집합, 단말 UL CC 집합 및 PDCCH 모니터링 집합은 단말 특정(UE-specific), 단말 그룹 특정(UE group-specific) 또는 셀 특정(Cell-specific)하게 설정될 수 있다.
크로스 캐리어 스케줄링이 비활성화된 경우에는 PDCCH 모니터링 집합이 항상 단말 DL CC 집합과 동일하다는 것을 의미하며, 이러한 경우에는 PDCCH 모니터링 집합에 대한 별도의 시그널링과 같은 지시가 필요하지 않다. 그러나, 크로스 캐리어 스케줄링이 활성화된 경우에는 PDCCH 모니터링 집합이 단말 DL CC 집합 내에서 정의되는 것이 바람직하다. 즉, 단말에 대하여 PDSCH 또는 PUSCH를 스케줄링하기 위하여 기지국은 PDCCH 모니터링 집합만을 통해 PDCCH를 전송한다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 크로스 캐리어 스케줄링에 따른 서브 프레임 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
도 10을 참조하면, LTE-A 단말을 위한 DL 서브프레임은 3개의 DL CC가 결합되어 있으며, DL CC 'A'는 PDCCH 모니터링 DL CC로 설정된 경우를 나타낸다. CIF가 사용되지 않는 경우, 각 DL CC는 CIF 없이 자신의 PDSCH를 스케줄링하는 PDCCH를 전송할 수 있다. 반면, CIF가 상위 계층 시그널링을 통해 사용되는 경우, 단 하나의 DL CC 'A'만이 CIF를 이용하여 자신의 PDSCH 또는 다른 CC의 PDSCH를 스케줄링하는 PDCCH를 전송할 수 있다. 이때, PDCCH 모니터링 DL CC로 설정되지 않은 DL CC 'B' 와 'C'는 PDCCH를 전송하지 않는다.
일반적인 ACK/NACK 멀티플렉싱 방법
단말이 eNB로부터 수신되는 다수의 데이터 유닛들에 해당하는 다수의 ACK/NACK들을 동시에 전송해야 하는 상황에서, ACK/NACK 신호의 단일-주파수 특성을 유지하고, ACK/NACK 전송 전력을 줄이기 위해, PUCCH 자원 선택에 기초한 ACK/NACK 다중화 방법이 고려될 수 있다.
ACK/NACK 다중화와 함께, 다수의 데이터 유닛들에 대한 ACK/NACK 응답들의 콘텐츠들은 실제 ACK/NACK 전송에 사용되는 PUCCH 자원과 QPSK 변조 심볼들의 자원의 결합에 의해 식별된다.
예를 들어, 만일 하나의 PUCCH 자원이 4 비트를 전송하고 4개의 데이터 유닛들이 최대 전송될 수 있는 경우, ACK/NACK 결과는 아래 표 6과 같이 eNB에서 식별될 수 있다.
상기 표 6에서 HARQ-ACK(i)는 i번째 데이터 유닛(data unit)에 대한 ACK/NACK 결과를 나타낸다. 상기 표 6에서 DTX(DTX(Discontinuous Transmission)는 해당되는 HARQ-ACK(i)을 위해 전송될 데이터 유닛이 없거나 단말이 HARQ-ACK(i)에 대응하는 데이터 유닛을 검출하지 못함을 의미한다.
상기 표 6에 의하면, 최대 4개의 PUCCH 자원(
, 
, 
, and 
) 이 있고, b(0), b(1)은 선택된 PUCCH을 이용하여 전송되는 2개의 비트이다.
예를 들어, 단말이 4개의 데이터 유닛들을 모두 성공적으로 수신하면, 단말은 
을 이용하여 2 비트 (1,1)을 전송한다.
단말이 첫번째 및 세번째 데이터 유닛에서 디코딩에 실패하고, 두번째 및 네번째 데이터 유닛에서 디코딩에 성공하면, 단말은 
을 이용하여 비트 (1,0)을 전송한다.
ACK/NACK 채널 선택에서, 적어도 하나의 ACK이 있으면, NACK과 DTX는 짝지워진다(couple). 이는 예약된(reserved) PUCCH 자원과 QPSK 심벌의 조합으로는 모든 ACK/NACK 상태를 나타낼 수 없기 때문이다. 하지만, ACK이 없으면, DTX는 NACK과 분리된다(decouple).
이 경우, 한 개의 명확한 NACK에 해당하는 데이터 유닛에 링크된 PUCCH 자원은 다수의 ACK/NACK들의 신호를 전송하기 위해 또한 예약될 수 있다.
반지속적 스케줄링(Semi-Persistent Scheduling)을 위한 PDCCH 확인(validation)
반지속적 스케줄링(SPS: Semi-Persistent Scheduling)은 특정 단말에게 자원을 특정 시구간 동안 지속적으로 유지되도록 할당하는 스케줄링 방식이다.
VoIP (Voice over Internet Protocol)와 같이 특정 시간 동안 일정량의 데이터가 전송되는 경우에는 자원할당을 위해 매 데이터 전송 구간 마다 제어정보를 전송할 필요가 없기 때문에 SPS 방식을 사용하여 제어정보의 낭비를 줄일 수 있다. 소위 반지속적 스케줄링(SPS: Semi-Persistent Scheduling) 방법에서는 단말에게 자원이 할당될 수 있는 시간 자원 영역을 우선 할당한다.
이때, 반지속적 할당 방법에서는 특정 단말에게 할당되는 시간 자원 영역이 주기성을 갖도록 설정할 수 있다. 그 다음, 필요에 따라 주파수 자원 영역을 할당함으로써 시간-주파수 자원의 할당을 완성한다. 이렇게 주파수 자원 영역을 할당하는 것을 소위 활성화(Activation)라고 지칭할 수 있다. 반지속적 할당 방법을 사용하면, 한 번의 시그널링에 의해 일정 기간 동안 자원 할당이 유지되기 때문에 반복적으로 자원할당을 할 필요가 없어 시그널링 오버헤드를 줄일 수 있다.
그 후, 상기 단말에 대한 자원할당이 필요 없어지게 되면 주파수 자원 할당을 해제하기 위한 시그널링을 기지국에서 단말로 전송할 수 있다. 이렇게 주파수 자원 영역의 할당을 해제(release)하는 것을 비활성화 (Deactivation)라고 지칭할 수 있다.
현재 LTE에서는 상향링크 및/또는 하향링크에 대한 SPS를 위해 우선 RRC(Radio Resource Control) 시그널링을 통해 어느 서브프레임들에서 SPS 송신/수신을 해야 하는지를 단말에게 알려준다. 즉, RRC 시그널링을 통해 SPS를 위해 할당되는 시간-주파수 자원 중 시간 자원을 우선 지정해준다. 사용될 수 있는 서브프레임을 알려주기 위해, 예컨대 서브프레임의 주기와 오프셋을 알려줄 수 있다. 그러나, 단말은 RRC 시그널링을 통해서는 시간 자원 영역만 할당 받기 때문에, RRC 시그널링을 받았다고 하더라도 바로 SPS에 의한 송수신을 수행하지는 않으며, 필요에 따라 주파수 자원 영역을 할당함으로써 시간-주파수 자원의 할당을 완성한다. 이렇게 주파수 자원 영역을 할당하는 것을 활성화(Activation)라고 지칭할 수 있으며, 주파수 자원 영역의 할당을 해제(release)하는 것을 비활성화(Deactivation)라고 지칭할 수 있다.
따라서, 단말은 활성화를 지시하는 PDCCH를 수신한 뒤에, 그 수신된 PDCCH에 포함된 RB 할당 정보에 따라 주파수 자원을 할당하고 MCS(Modulation and Coding Scheme) 정보에 따른 변조(Modulation) 및 부호율(Code Rate)을 적용하여, 상기 RRC 시그널링을 통해 할당 받은 서브프레임 주기와 오프셋에 따라 송수신을 수행하기 시작한다.
그 다음, 단말은 기지국으로부터 비활성화를 알리는 PDCCH를 수신하면 송수신을 중단한다. 만일 송수신을 중단한 이후에 활성화 또는 재활성화를 지시하는 PDCCH를 수신하면 그 PDCCH에서 지정한 RB 할당, MCS 등을 사용하여 RRC 시그널링으로 할당 받은 서브프레임 주기와 오프셋을 가지고 다시 송수신을 재개한다. 즉, 시간 자원의 할당은 RRC 시그널링을 통해 수행되지만, 실제 신호의 송수신은 SPS의 활성화 및 재활성화를 지시하는 PDCCH를 수신한 후에 수행될 수 있으며, 신호 송수신의 중단은 SPS의 비활성화를 지시하는 PDCCH를 수신한 후에 이루어진다.
단말은 다음과 같은 조건이 모두 만족하는 경우에 SPS 지시를 포함하는 PDCCH를 확인할 수 있다. 첫째로 PDCCH 페이로드를 위해 추가된 CRC 패리티 비트가 SPS C-RNTI로 스크램블되어야 하고, 둘째로 새로운 데이터 지시자(NDI: New Data Indicator) 필드가 0으로 셋팅되어야 한다. 여기서, DCI 포맷 2, 2A, 2B 및 2C의 경우, 새로운 데이터 지시자 필드는 활성화된 전송 블록의 하나를 나타낸다.
그리고, DCI 포맷에 사용되는 각 필드가 아래 표 4 및 표 5에 따라 셋팅되면 확인이 완료된다. 이러한 확인이 완료되면, 단말은 수신한 DCI 정보를 유효한 SPS 활성화 또는 비활성화(또는 해제)임을 인식한다. 반면, 확인이 완료되지 않으면, 단말은 수신한 DCI 포맷에 비매칭(non-matching) CRC가 포함된 것으로 인식한다.
표 7은 SPS 활성화를 지시하는 PDCCH 확인을 위한 필드를 나타낸다.
표 8은 SPS 비활성화(또는 해제)를 지시하는 PDCCH 확인을 위한 필드를 나타낸다.
DCI 포맷이 SPS 하향링크 스케줄링 활성화를 지시하는 경우, PUCCH 필드를 위한 TPC 명령 값은 상위 계층에 의해 설정된 4개의 PUCCH 자원 값을 나타내는 인덱스로 사용될 수 있다.
PUCCH piggybacking in Rel-8 LTE
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 UL-SCH의 전송 채널 프로세싱의 일례를 나타내는 도면이다.
3GPP LTE 시스템(=E-UTRA, Rel. 8)에서는 UL의 경우, 단말기의 파워 앰프의 효율적인 활용을 위하여, 파워 앰프의 성능에 영향을 미치는 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 특성이나 CM(Cubic Metric) 특성이 좋은 single carrier 전송을 유지하도록 되어 있다. 즉, 기존 LTE 시스템의 PUSCH 전송의 경우, 전송하고자 하는 데이터를 DFT-precoding을 통해 single carrier 특성을 유지하고, PUCCH 전송의 경우는 single carrier 특성을 가지고 있는 sequence에 정보를 실어 전송함으로써 single carrier 특성을 유지할 수 있다. 그러나 DFT-precoding을 한 데이터를 주파수축으로 비연속적으로 할당하거나 PUSCH와 PUCCH가 동시에 전송하게 되는 경우에는 이러한 single carrier 특성이 깨지게 된다. 따라서, 도 11과 같이 PUCCH 전송과 동일한 subframe에 PUSCH 전송이 있을 경우, single carrier 특성을 유지하기 위해 PUCCH로 전송할 UCI(uplink control information)정보를 PUSCH를 통해 데이터와 함께 전송(Piggyback)하도록 되어 있다.
앞서 설명했듯이 기존의 LTE 단말은 PUCCH와 PUSCH가 동시에 전송될 수 없기 때문에 PUSCH가 전송되는 subframe에서는 Uplink Control Information (UCI) (CQI/PMI, HARQ-ACK, RI등)를 PUSCH 영역에 multiplexing하는 방법을 사용한다.
일례로, PUSCH를 전송하도록 allocation 된 subframe에서 Channel Quality Indicator(CQI) and/or Precoding Matrix Indicator(PMI)를 전송해야 할 경우 UL-SCH data와 CQI/PMI를 DFT-spreading 이전에 multiplexing하여 control 정보와 data를 함께 전송할 수 있다. 이 경우 UL-SCH data는 CQI/PMI resource를 고려하여 rate-matching을 수행하게 된다. 또한 HARQ ACK, RI등의 control 정보는 UL-SCH data를 puncturing하여 PUSCH 영역에 multiplexing되는 방식이 사용되고 있다.
도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 전송 채널(transport channel)인 상향링크 공유채널의 신호 처리 과정의 일례를 나타내는 도면이다.
이하, 상향링크 공유채널(이하, "UL-SCH"라 한다.)의 신호 처리 과정은 하나 이상의 전송 채널 또는 제어정보 타입에 적용될 수 있다.
도 12를 참조하면, UL-SCH은 전송 시간 구간(TTI: transmission time interval)마다 한번씩 데이터를 전송 블록(TB: Transport Block)의 형태로 부호화 유닛(conding unit)에 전달된다.
상위 계층으로부터 전달 받은 전송 블록의 비트 
에 CRC 패리티 비트(parity bit) 
를 부착한다(S12010). 이때, A는 전송 블록의 크기이며, L은 패리티 비트의 개수다. CRC가 부착된 입력 비트는 
과 같다. 이때, B는 CRC를 포함한 전송 블록의 비트 수를 나타낸다.
이어, 채널 부호화(channel coding)가 수행된다(S12030). 채널 부호화 후의 출력 비트는 
과 같다. 이때, i는 부호화된 스트림 인덱스이며, 0, 1 또는 2 값을 가질 수 있다. Dr은 코드 블록 r을 위한 i번째 부호화된 스트림의 비트 수를 나타낸다. r은 코드 블록 번호(r=0,...,C-1)이고, C는 코드 블록의 총 개수를 나타낸다. 각 코드 블록은 각각 터보 코딩에 의하여 부호화될 수 있다.
이어, 레이트 매칭(Rate Matching)이 수행된다(S12040). 레이트 매칭을 거친 이후의 비트는 
과 같다. 이때, r은 코드 블록의 번호이고(r=0,...,C-1), C는 코드 블록의 총 개수를 나타낸다. Er은 r번째 코드 블록의 레이트 매칭된 비트의 개수를 나타낸다.
이어, 다시 코드 블록들 간의 결합(concatenation)이 수행된다(S12050). 코드 블록의 결합이 수행된 후의 비트는 
과 같다. 이때, G는 전송을 위한 부호화된 비트의 총 개수를 나타내며, 제어정보가 UL-SCH 전송과 다중화될 때, 제어정보 전송을 위해 사용되는 비트 수는 포함되지 않는다.
한편, PUSCH에서 제어정보가 전송될 때, 제어정보인 CQI/PMI, RI, ACK/NACK은 각각 독립적으로 채널 부호화가 수행된다(S12070, S12080, S12090). 각 제어정보의 전송을 위해 각각 서로 다른 부호화된 심볼들이 할당되기 때문에 각각의 제어정보는 서로 다른 코딩 레이트(coding rate)를 가진다.
TDD(Time Division Duplex)에서 ACK/NACK 피드백(feedback) 모드는 상위 계층 설정에 의해 ACK/NACK 번들링(bundling) 및 ACK/NACK 다중화(multiplexing) 두 가지 모드가 지원된다. ACK/NACK 번들링을 위해 ACK/NACK 정보 비트는 1비트 또는 2비트로 구성되고, ACK/NACK 다중화를 위해 ACK/NACK 정보 비트는 1비트에서 4비트 사이로 구성된다.
S12050 단계에서 코드 블록 간 결합 단계 이후에, UL-SCH 데이터의 부호화된 비트 
와 CQI/PMI의 부호화된 비트 
의 다중화가 수행된다(S12060). 데이터와 CQI/PMI의 다중화된 결과는 
과 같다. 이때, 
(i=0,..., H'-1)는 
길이를 가지는 컬럼(column) 벡터를 나타낸다. 
이고, 
이다. 
은 UL-SCH 전송 블록이 매핑된 레이어의 개수를 나타내고, H는 전송 블록이 매핑된 
개 전송 레이어에 UL-SCH 데이터와 CQI/PMI 정보를 위해 할당된 부호화된 총 비트의 개수를 나타낸다.
이어, 다중화된 데이터와 CQI/PMI, 별도로 채널 부호화된 RI, ACK/NACK은 채널 인터리빙되어 출력 신호가 생성된다(S12100).
MIMO(Multi-Input Multi-Output)
MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중 송신(Tx) 안테나와 다중 수신(Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해서, MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 "MIMO"를 "다중 입출력 안테나"라 칭하기로 한다.
더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지(total message)를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며, 여러 개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 시스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율을 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.
차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.
한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 중 다중 입출력 안테나(MIMO) 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.
도 13은 일반적인 다중 입출력 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 13을 참조하면, 송신 안테나의 수를 NT개로, 수신 안테나의 수를 NR개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로, 전송 레이트(transfer rate)를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트(Ro)에 다음과 같은 레이트 증가율(Ri)이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다.
즉, 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.
이와 같은 다중 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.
각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트렐리스(Trelis) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다. 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수(NT)와 수신 안테나 수(NR)의 곱(NT × NR)에 해당되는 양을 얻을 수 있다.
둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 MLD(maximum likelihood detection) 수신기, ZF(zero-forcing) 수신기, MMSE(minimum mean square error) 수신기, D-BLAST (Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time), V-BLAST(Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time) 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD(singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.
셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며, 이 중 시공간 블록 부호 (Double-STTD), 시공간 BICM(STBICM) 등의 방식이 있다.
상술한 바와 같은 다중 입출력 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
먼저, 도 13에 도시된 바와 같이 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다.
먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, 이와 같이 NT개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 NT개 이므로, 이를 다음과 같은 벡터로 나타낼 수 있다.
한편, 각각의 전송 정보 s1, s2, ..., sNT에 있어 전송 전력을 달리할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 P1, P2, ..., PNT라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 벡터로 나타낼 수 있다.
또한, 
를 전송 전력의 대각 행렬 P로 다음과 같이 나타낼 수 있다.
한편, 전송 전력이 조정된 정보 벡터 
는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 NT개의 전송 신호 x1, x2, ..., xNT를 구성한다. 여기서, 가중치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테나에 적절히 분배해주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 x1, x2, ..., xNT를 벡터 x를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.
여기서, Wij는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가중치를 나타내며, W는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 W를 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)라 부른다.
한편, 상술한 바와 같은 전송 신호(x)는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.
공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 벡터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 벡터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.
물론, 공간 멀티플랙싱과 공간 다이버시티를 혼합하는 방법도 고려 가능하다. 즉, 예를 들어 3 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티플랙싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.
다음으로, 수신신호는 NR개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나의 수신신호 y1, y2, ..., yNR을 벡터 y로 다음과 같이 나타내기로 한다.
한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 hij로 표시하기로 한다. 여기서, hij의 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 벡터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 벡터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.
도 14는 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타내는 도면이 도이다.
도 14에 도시된 바와 같이 총 NT개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.
또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 NT개의 송신 안테나로부터 NR개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
한편, 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise)가 더해지게 되므로, NR개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 n1, n2, ..., nNR을 백터로 표현하면 다음과 같다.
상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링을 통해 다중 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다.
한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 H는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 NR과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 NR와 같아 지게 된다. 즉, 채널 행렬 H는 NR×NR 행렬이 된다.
일반적으로, 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 랭크(rank(H))는 다음과 같이 제한된다.
또한, 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition)를 하였을 때, 랭크는 고유치(eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 비슷한 방법으로, 랭크를 SVD(singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값(singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
본 명세서에 있어, MIMO 전송에 대한 '랭크(Rank)'는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어(layer)의 개수'는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.
참조 신호(RS: Reference Signal)
무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 단말에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호(RS: reference signal)라고 한다.
또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다.
이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.
하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호(CRS: common RS)와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호(DRS: dedicated RS)가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조(demodulation)와 채널 측정(channel measurement)을 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용된다.
수신 측(즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Index) 및/또는 RI(Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측(즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 셀 특정 기준신호(cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)의 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.
DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상응하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호(UE-specific RS) 또는 복조 참조 신호(DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.
도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 15를 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 × 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축(x축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치(normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고(도 15(a)의 경우), 확장 순환 전치(extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다(도 15(b)의 경우). 자원 블록 격자에서 '0', '1', '2' 및 '3'으로 기재된 자원 요소들(REs)은 각각 안테나 포트 인덱스 '0', '1', '2' 및 '3'의 CRS의 위치를 의미하며, 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.
이하 CRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, CRS는 물리적 안테나의 채널을 추정하기 위해 사용되고, 셀 내에 위치한 모든 단말에 공통적으로 수신될 수 있는 참조 신호로써 전체 주파수 대역에 분포된다. 즉, 이 CRS는 cell-specific한 시그널로, 광대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송된다. 또한, CRS는 채널 품질 정보(CSI) 및 데이터 복조를 위해 이용될 수 있다.
CRS는 전송 측(기지국)에서의 안테나 배열에 따라 다양한 포맷으로 정의된다. 3GPP LTE 시스템(예를 들어, 릴리즈-8)에서는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 하향링크 신호 송신 측은 단일의 송신 안테나, 2개의 송신 안테나 및 4개의 송신 안테나와 같이 3 종류의 안테나 배열을 가진다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0~3번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다.
기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.
기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing) 및/또는 주파수 분할 다중화(FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및/또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다.
게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및/또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향 링크 신호의 수신 측(단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티, 폐쇄 루프 공간 다중화(closed-loop spatial multiplexing), 개방 루프 공간 다중화(open-loop spatial multiplexing) 또는 다중 사용자-다중 입출력 안테나(Multi-User MIMO)와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다.
다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.
자원 블록에 CRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다.
수학식 12에서, k 및 l 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, p 는 안테나 포트를 나타낸다. 
은 하나의 하향링크 슬롯에서의 OFDM 심볼의 수를 나타내고, 
은 하향링크에 할당된 무선 자원의 수를 나타낸다. ns 는 슬롯 인덱스를 나타내고, 
은 셀 ID를 나타낸다. mod 는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서 ν shift 값에 따라 달라진다. ν shift 는 셀 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 셀에 따라 다양한 주파수 편이(frequency shift) 값을 가진다.
보다 구체적으로, CRS를 통해 채널 추정 성능을 향상시키기 위해 CRS의 위치는 셀에 따라 주파수 영역에서 편이될 수 있다. 예를 들어, 참조 신호가 3개의 부 반송파의 간격으로 위치하는 경우, 하나의 셀에서의 참조 신호들은 3k 번째 부반송파에 할당되고, 다른 셀에서의 참조 신호는 3k+1 번째 부반송파에 할당된다. 하나의 안테나 포트의 관점에서 참조 신호들은 주파수 영역에서 6개의 자원 요소 간격으로 배열되고, 또 다른 안테나 포트에 할당된 참조 신호와는 3개의 자원 요소 간격으로 분리된다.
시간 영역에서 참조 신호는 각 슬롯의 심볼 인덱스 0 에서부터 시작하여 동일 간격(constant interval)으로 배열된다. 시간 간격은 순환 전치 길이에 따라 다르게 정의된다. 일반 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 4에 위치하고, 확장 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 3에 위치한다. 2개의 안테나 포트 중 최대값을 가지는 안테나 포트를 위한 참조 신호는 하나의 OFDM 심볼 내에 정의된다. 따라서, 4개의 송신 안테나 전송의 경우, 참조 신호 안테나 포트 0 과 1을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 4 (확장 순환 전치의 경우 심볼 인덱스 0 과 3)에 위치하고, 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 1에 위치한다. 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호의 주파수 영역에서의 위치는 2번째 슬롯에서 서로 맞바꿔진다.
이하 DRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, DRS는 데이터를 복조하기 위하여 사용된다. 다중 입출력 안테나 전송에서 특정의 단말을 위해 사용되는 선행 부호화(precoding) 가중치는 단말이 참조 신호를 수신하였을 때 각 송신 안테나에서 전송된 전송 채널과 결합되어 상응하는 채널을 추정하기 위하여 변경없이 사용된다.
3GPP LTE 시스템(예를 들어, 릴리즈-8)은 최대로 4개의 전송 안테나를 지원하고, 랭크 1 빔포밍(beamforming)을 위한 DRS가 정의된다. 랭크 1 빔포밍을 위한 DRS는 또한 안테나 포트 인덱스 5 를 위한 참조 신호를 나타낸다.
자원 블록에 DRS를 맵핑하는 규직은 다음과 같이 정의된다. 수학식 2는 일반 순환 전치인 경우를 나타내고, 수학식 3은 확장 순환 전치인 경우를 나타낸다.
수학식 13 및 14에서, k 및 l 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, p 는 안테나 포트를 나타낸다. 
은 주파수 영역에서 자원 블록 크기를 나타내고, 부반송파의 수로써 표현된다. n PRB 은 물리 자원 블록의 수를 나타낸다. 
은 PDSCH 전송을 위한 자원 블록의 주파수 대역을 나타낸다. ns 는 슬롯 인덱스를 나타내고, 
는 셀 ID를 나타낸다. mod 는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서 ν shift 값에 따라 달라진다. ν shift는 셀 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 셀에 따라 다양한 주파수 편이(frequency shift) 값을 가진다.
LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 디자인되어야 한다.
LTE-A 시스템을 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 backward compatibility, 즉 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임 마다 전송되는 시간-주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.
따라서, LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS, PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS (CSI-RS: Channel State Information-RS, Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS(DM-RS: Data Demodulation-RS)이다.
채널 측정 목적의 CSI-RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다. CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.
데이터 복조를 위해서 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 전용적(dedicated)으로 DMRS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.
LTE-A 시스템에서 eNB는 모든 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송해야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 매 서브 프레임마다 전송하는 것은 오버헤드가 너무 큰 단점이 있으므로, CSI-RS는 매 서브 프레임마다 전송되지 않고 시간 축에서 간헐적으로 전송되어야 그 오버헤드를 줄일 수 있다. 즉, CSI-RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가 설정할 수 있다.
CSI-RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS의 전송 서브 프레임 인덱스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI-RS 자원 요소(RE) 시간-주파수 위치, 그리고 CSI-RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.
LTE-A 시스템에 eNB는 CSI-RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교(orthogonal)해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM방식으로 전송할 수 있다.
CSI-RS에 관한 정보를 eNB가 자기 셀 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI-RS가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격(spacing), 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다.
Sequence 생성
PUSCH에서 transform precoding이 enable 되지 않거나, PDSCH의 경우, 참조 신호 sequence r(m)은 아래 수학식 15에 의해서 생성될 수 있다.
수학식 15에서 pseudo-random sequence c(n)은 길이 31의 Gold sequence에 의해서 정의되며, 길이 MPN의 c(n)은 아래 수학식 16에 의해서 정의될 수 있다.
수학식 16에서 Nc는 '1600'이며, 첫 번째 m-sequence x1(n)은 x1(0)=1, x1(n)=0, n=1,2,...,30으로 초기화된다.
두 번째 m-sequence인 x2(n)의 초기화는 sequence의 적용에 따라 값이 아래 수학식 17과 같이 표시될 수 있다.
PUSCH에 대한 transform precoding이 enable 되는 경우, 참조 신호 sequence r(m)은 아래 수학식 18에 의해서 생성될 수 있다.
물리 자원 매핑(Mapping to physical resource)
DMRS는 상위 계층 시그널링에 의해서 주어진 타입에 따라 물리자원에 매핑될 수 있다.
DMRS 타입 1에 대해 시퀀스 r(m)은 아래 수학식 19에 따라 물리 자원에 매핑된다.
수학식 19에서, l', w t(l'), 
및 Δ는 아래 표 9에 의해서 주어질 수 있다.
DMRS 타입 2에 대해 시퀀스 r(m)은 아래 수학식 20에 따라 물리 자원에 매핑된다.
수학식 20에서 w f(k'), w t(l') 및 Δ는 아래 표 10에 의해서 주어질 수 있다. DMRS 타입 2는 PUSCH에 대한 transform precoding이 enable되는 경우에는 지원되지 않는다.
Quantity 10는 PUSCH 전송의 시작과 관련되어 정의된다.
새로운 무선 접속 기술(New Radio Access Technology) 시스템
더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 무선 접속 기술 (radio access technology, RAT)에 비해 향상된 단말 광대역(mobile broadband) 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 매시브(massive) MTC(Machine Type Communications) 역시 고려되고 있다. 뿐만 아니라 신뢰성 (reliability) 및 지연 (latency) 에 민감한 서비스/UE를 고려한 통신 시스템 디자인 또한 논의되고 있다.
이와 같이 향상된 단말 광대역 통신 (enhanced mobile broadband communication), 매시브 MTC, URLLC (Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 새로운 무선 접속 기술의 도입이 논의되고 있으며, 본 발명에서는 편의상 해당 기술을 New RAT(이하, NR)이라 명명한다.
자기 완비(Self-contained) 서브프레임 구조
도 16은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 자기 완비(Self-contained) 서브프레임 구조를 예시하는 도면이다.
TDD 시스템에서 데이터 전송 레이턴시(latency)를 최소화하기 위하여 5 세대(5G: 5 generation) new RAT에서는 도 16과 같은 자기 완비(self-contained) 서브프레임 구조를 고려하고 있다.
도 16에서 빗금친 영역(심볼 인덱스 0)은 하향링크(DL) 제어 영역을 나타내고, 검정색 부분(심볼 인덱스 13)은 상향링크(UL) 제어 영역을 나타낸다. 음영 표시가 없는 영역은 DL 데이터 전송을 위해 사용될 수도 있고, 또는 UL 데이터 전송을 위해 사용될 수도 있다. 이러한 구조의 특징은 한 개의 서브프레임 내에서 DL 전송과 UL 전송이 순차적으로 진행되어, 서브프레임 내에서 DL 데이터가 전송되고, UL ACK/NACK도 수신될 수 있다. 결과적으로 데이터 전송 에러 발생시에 데이터 재전송까지 걸리는 시간을 줄이게 되며, 이로 인해 최종 데이터 전달의 latency를 최소화할 수 있다.
이러한 self-contained 서브프레임 구조에서 기지국과 UE가 송신 모드에서 수신모드로 전환 과정 또는 수신모드에서 송신모드로 전환 과정을 위한 시간 갭(time gap)이 필요하다. 이를 위하여 self-contained 서브프레임 구조에서 DL에서 UL로 전환되는 시점의 일부 OFDM 심볼이 가드 구간(GP: guard period)으로 설정되게 된다.
도 17은 본 발명이 적용될 수 있는 복조 참조 신호의 매핑 패턴의 일 예를 나타내는 도면이다.
앞에서 살펴본 바와 같이, DCI의 기능 중 하나는 하향링크, 업링크, 또는 사이드링크의 스케줄링 정보를 단말에게 전송하는 것이다.
DCI는 기지국이 단말에게 전송하려는 정보에 따라 복수의 포맷으로 정의될 수 있다. DCI의 포맷은 특정 정보를 전달하려는 필드를 다수 정의하고 있고, 각각의 필드에 서로 다른 정보를 포함하여 단말에게 전달된다.
단말은 PDCCH의 DCI 포맷에 정의된 필드를 수신하고, 수신된 필드를 디코딩하여 스케줄링 정보와 같이 단말이 수행해야하는 동작과 관련된 정보를 전달받는다.
단말은 전달받은 정보에 따라 데이터를 수신하는 등의 동작을 수행할 수 잇다.
DCI 포맷에 정의되는 필드의 일 예로, Antenna port(s), scrambling identity 및 number of layer 등에 대한 정보를 포함할 수 있으며 3bits 또는 4bits로 구성될 수 있다.
NR에서 DMRS는 두 가지 타입이 지원될 수 있으며, DMRS가 매핑되는 심볼 수는 1개 또는 2개일 수 있다.
도 17의 (a) 및 (b)는 DMRS의 매핑 타입이 타입 1인 경우를 도시하고 있다. 타입 1은 최대 8포트까지 지원하며 PRB 내에서 각 DMRS의 위치는 도 17의 (a) 및 (b)에 도시된 바와 같다(도 17의 (a) 및 (b)는 additional DMRS가 없고, 14 심볼 슬롯을 가정함).
이하, 본 발명에서 별도의 언급이 없는 한 도 17의 (a) 및 (b)에 해당하는 DMRS 자원 매핑을 가정한다.
이하, 본 발명에서 CDM은 특별한 언급이 없는 한 주파수 영역에서의 CDM이라고 가정한다(시간 영역에서의 CDM은 CDM-T라고 표기하도록 한다.).
도 18은 본 발명이 적용될 수 있는 복조 참조 신호를 통해서 하향링크 데이터를 수신하기 위한 방법의 일 예를 나타내는 순서도이다.
도 18을 참조하면, 단말은 기지국으로부터 DMRS와 관련된 DCI를 포함하는 PDCCH를 수신하여 DMRS를 전송 받을 수 있다.
구체적으로, 단말은 기지국으로부터 DCI를 포함하는 PDCCH를 수신한다(S18010).
DCI는 포맷에 따라 단말의 동작을 위한 스케줄링과 같은 정보를 포함할 수 있다.
예를 들면, DCI는 DMRS와 관련된 antenna port(s), number of layers, 및/또는 number of symbols와 같은 정보를 포함할 수 있다.
단말은 DCI에 기초하여 기지국으로부터 스케줄링된 DMRS 및 데이터를 수신할 수 있다(S18020).
이후, 단말은 DMRS에 기초하여 수신된 데이터를 복조하고, 디코딩할 수 있다(S18030).
기지국은 단말에게 DMRS의 매핑 패턴을 알려주기 위해 PDCCH에 포함되는 DCI 필드를 정의할 수 있다.
이하, DMRS가 매핑되는 심볼의 수에 따라 DCI 필드를 구성하는 방법에 대해 살펴보도록 한다.
1 Symbol DMRS
1 개의 심볼에 DMRS가 매핑되는 경우, antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols에 대한 정보는 아래 표 11과 같다.
이하, 본 명세서에서 설명의 편의를 위해 DMRS의 전송을 위한 안테나 포트 1000/1001/.../1007은 각각 P0/P1/.../P7로 호칭하도록 한다.
표 11에 기초한 DCI 포맷는 아래와 같이 구성될 수 있다.
<실시 예 1>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이 때, 2 layer 이상의 layer에 대해서 서로 다른 다중화(multiplexing) 방식이 가능한 경우, 가능한 모든 다중화 방식에 대한 antenna port(s)는 동일한 DCI field 내에 함께 정의될 수 있다.
DCI field의 구성과 관련된 정의는 기지국과 단말 간에 기 설정되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI field를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 정보를 획득할 수 있다.
단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI 필드를 수신하고, 기지국에 의해 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 수를 획득한다. 단말은 DCI 필드를 통해 획득한 정보를 이용하여 데이터 신호 및 DMRS를 수신할 수 있다.
예를 들어, 단말은 상기 정보를 통해 DMRS 매핑 패턴과 관련된 정보(예를 들면, antenna port index, RS RE의 위치 등등)를 획득하고, 이를 이용해 채널 보상에 필요한 채널 값을 추정할 수 있다.
이후, 단말은 추정된 채널 값을 이용해 수신한 데이터 신호에 대해 채널을 보상하고, 보상 후 신호에 대해 복조(demodulation) 및 디코딩(decoding) 과정을 수행하여 수신한 데이터를 검출한다.
이러한 단말의 동작은 아래의 실시 예에서 별도의 설명이 없는 경우에도 동일하게 적용될 수 있다.
이와 같은 방법을 이용하는 경우, 하드웨어적 관점에서 한가지의 DCI 필드 정의 방식으로 구현이 가능하기 때문에 다수의 정의 방식 구현을 위한 비용을 절감할 수 있는 이점이 있다. 또한, 2 layer 이상의 경우, 각각의 다중화 방식이 갖는 장점을 모두 활용할 수 있으며, 상황에 따라 적절한 다중화 방식을 사용할 수 있다.
또한, Mini-slot의 전송이나 Comp(NCJT) 상황이 빈번하게 발생하는 경우, 각각의 전송 상황에 따른 DCI 필드 정의 방식이 다른 경우는 특정 DCI 필드 정의 방식을 단말에게 설정하기 위한 별도의 시그널링이 필요한데, 본 제안의 경우 상기 별도의 시그널링에 필요한 오버헤드를 감소시킬 수 있으며, 자유로운 스케줄링이 가능할 수 있다.
<실시 예 2>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이 때, 2 layer 이상의 layer에 대한 메시지는 아래 표 12와 같이 FDM 방식으로 다중화를 수행하는 antenna port(s)로 구성될 수 있다.
DCI field의 구성과 관련된 정의는 기지국과 단말 간에 기 설정되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI field를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols등과 관련된 정보를 획득할 수 있다.
Mini-slot의 경우, Mini-slot의 전송과 연관된 DCI 포맷(또는, 제어채널)의 antenna port(s), number of layers, number of symbols등과 관련된 정보로 구성된 DCI 필드에서 2 layer에 대한 메시지를 CDM 방식으로 다중화를 수행하는 antenna port(s)로 구성할 수 있다.
이 경우, DCI 필드는 단말과 기지국 간에 기 설정되거나 상위 계층 시그널링을 통해서 단말에게 설정될 수 있다.
- 기지국과 단말 사이에 미리 약속되어 있는 예: Mini-slot이 아닌 slot으로 데이터를 수신하는 단말의 경우 실시 예 2에 대응하는 DCI 필드의 정의를 따르고, Mini-slot에 해당하는 slot으로 데이터를 수신하는 단말의 경우 앞에서 살펴본 실시 예에 대응하는 DCI 필드의 정의를 따를 수 있다.
- 상위 계층 시그널링을 통해 단말에게 설정 되는 예: 별도의 상위 계층 시그널링이 없는 경우 실시 예 2에 대응하는 DCI field의 정의를 따르고, 상위 계층 시그널링으로 단말에게 설정 값이 전달되는 경우 앞에서 살펴본 실시 예에 대응하는 DCI 필드의 정의를 따를 수 있다.
Mini-slot은 slot을 구성하는 심볼의 개수가 'x'개 이하인 slot을 의미한다. 예를 들어, x=4인 경우, slot을 구성하는 심볼의 개수가 4개 이하인 슬롯을 mini-slot으로 정의할 수 있다.
Mini-slot의 경우, RS 오버헤드의 증가는 시스템 성능에 큰 열화를 발생시킬 수 있다. 따라서, mini-slot의 전송에는 FDM 방식을 이용하는 것보다 CDM 방식을 이용하여 다중화를 수행하는 것이 RS 오버헤드를 낮춰서 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시 예로, DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, DCI 필드를 구성하는 antenna port(s), number of layers, number of symbols의 조합은 slot을 구성하는 심볼 수 'x'와 연관되어 서로 다른 조합으로 구성될 수 있다.
이때, 'x' 값에 따라 서로 다른 DCI 필드의 구성이 기지국과 단말 사이에 미리 약속되어 있거나, 기지국이 단말에게 high layer signaling을 통해서 'x' 값에 따라 특정 DCI 필드의 구성을 단말에게 알려줄 수 있다.
단말은 control channel을 통해 전송되는 DCI field를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 정보를 획득할 수 있다.
Mini-slot의 경우에 latency 등과 관련하여 slot을 구성하는 심볼 수가 {x1, x2}와 같이 두 가지 이상의 값 중 하나로 설정될 수 있다.
예를 들어, low latency & low throughput을 목적으로 x1의 값이 '2'로 설정되거나, mid latency & mid throughput를 목적으로 x2의 값이 '4'로 설정될 수 있다.
이때, low latency를 주 목적으로 하는 경우, throughput에 대한 요구사항이 낮으므로 제한적인 transmission layer가 설정될 수 있다.
따라서, slot을 구성하는 심볼 수 'x'와 연관되어 서로 다른 조합으로 구성되도록 DCI 필드의 메시지를 정의할 수 있다.
아래 표 13은 x의 값이 '2'로 설정된 low latency를 주 목적으로 하는 경우의 DCI 필드의 일 예를 나타내고, 표 14는 x의 값이 '4'로 설정된 mid latency를 주 목적으로 하는 경우의 DCI 필드의 일 예를 나타낸다.
<실시 예 3>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, 2 layer 이상의 layer에 대한 메시지는 아래 표 15와 같이 CDM 방식으로 다중화를 수행하는 antenna port(s)로 구성될 수 있다.
CDM 방식을 이용하여 다중화를 수행하는 경우, RS 오버헤드가 감소할 수 있으며, 2 layer 전송의 경우, 서로 다른 waveform과의 다중화가 가능할 수 있다.
본 실시 예에서 Comp(NCJT) 전송에 따른 DCI 포맷(또는, 제어 채널)은 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드에서 2 layer에 대한 메시지를 FDM 방식으로 다중화를 수행하는 antenna port(s)로 구성될 수 있다.
이 경우, DCI 필드는 단말과 기지국 간에 기 설정되거나 상위 계층 시그널링을 통해서 단말에게 설정될 수 있다.
- 기지국과 단말 사이에 미리 약속되어 있는 예: Comp(NCJT) 방식으로 데이터를 수신하지 않는 단말의 경우 실시 예 3에 대응하는 DCI 필드가 적용될 수 있고, Comp(NCJT) 방식으로 데이터를 수신하는 단말의 경우, Comp(NCJT) 전송에 따른 DCI 포맷의 DCI 필드가 적용될 수 있다.
- 상위 계층 시그널링을 통해 단말에게 설정 되는 예: 별도의 상위 계층 시그널링이 없는 경우 실시 예 3에 따른 DCI 필드가 적용될 수 있고, 상위 계층 시그널링으로 단말에게 설정 값이 전달되는 경우 Comp(NCJT) 전송에 따른 DCI 포맷의 DCI 필드가 적용될 수 있다.
Comp(NCJT)는 서로 다른 TRP에서 하나의 단말에게 데이터를 전송하는 경우를 의미하고, 이때, 서로 다른 TRP의 포트 간에는 QCL이 성립하지 않는다.
NR ad-hoc의 경우, 주파수 영역의 CDM으로 다중화가 수행되는 antenna port는 QCL이 성립해야 한다. 따라서, QCL이 성립하지 않는 Comp(NCJT) 상황에서는 주파수 영역에서 CDM이 수행되는 antenna port 조합을 사용할 수 없다.
따라서, Comp(NCJT) 전송 시에는 FDM 방식으로 다중화를 수행하여야 한다.
<실시 예 4>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, DCI 필드는 2 layer 전송의 경우 FDM 방식 및/또는 CDM 방식에 따라 각각 구성될 수 있다.
기지국은 상위 계층 시그널링을 통해 DCI 필드의 구성을 단말에게 알릴 수 있다.
아래 표 16은 FDM 방식을 이용할 경우, DCI 필드의 일 예를 나타내고, 표 17은 CDM 방식을 이용할 경우, DCI 필드의 일 예를 나타낸다.
FDM 및/또는 CDM에 따른 DCI 필드의 구성은 기지국과 단말간에 기 설정되어 있으며, 기지국은 두 가지 구성 중 하나의 구성을 상위 계층 시그널링을 통해 단말에게 설정할 수 있다.
단말은 기지국의 상위 계층 시그널링을 통해 설정된 구성으로 DCI 필드에 정의된 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols와 관련된 정보를 획득할 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시 예로 DCI 필드는 2 layer 전송의 경우, FDM 및 CDM 방식을 모두 포함하거나, FDM 방식 또는 CDM 방식만을 포함하도록 구성될 수 있다.
이 경우, 기지국은 위에서 설명한 실시 예 4에서와 동일한 상위 계층 시그널링을 통해서 단말에게 DCI 필드를 설정할 수 있다.
아래 표 18은 FDM 및 CDM 방식을 모두 이용할 경우, DCI 필드의 일 예를 나타낸다.
2 Symbol DMRS
DMRS가 2개의 심볼에 매핑되는 경우, antenna port(s), number of layers, 및/또는 number of symbol과 관련된 정보는 아래 표 19와 같다.
표 19에 기초하여 단말에게 DMRS의 매핑 패턴을 알려주기 위한 DCI 필드는 아래와 같은 방법을 통해 구성될 수 있다.
<실시 예 5>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, DCI 필드는 2 layer 이상의 layer에 대해서 서로 다른 다중화 방식(예를 들면, CDM-T, CDM-F 및/또는 FDM 등)이 가능한 경우, 모든 다중화 방법에 대한 antenna port(s)을 동일한 DCI 필드에 함께 정의될 수 있다.
DCI field의 구성과 관련된 정의는 기지국과 단말 간에 기 설정되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI field를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 정보를 획득할 수 있다.
이 경우, 모든 다중화 방법에 대한 antenna port(s)를 동일한 DCI 필드에 함께 정의하기 위해서는 페이로드의 크기가 커질 수 있다. 이를 위해 동일한 layer에서는 다중화 방법을 제안함으로써 페이로드의 크기를 줄일 수 있다.
또는, 하나의 layer에서 사용되는 다중화 방식을 하나 또는 두 가지로만 제안하여 DCI의 오버헤드를 감소시킬 수 있다.
이와 같은 다중화 방법의 제한은 기지국과 단말간에 기 설정되거나, 기지국이 채널 상황 등을 고려하여 제한할 다중화 방법을 단말에게 시그널링하고, 단말은 다중화 방법의 제한에 따라 제어 채널의 DCI 필드를 인식할 수 있다.
이하, layer에 따라 다중화 방법을 제한하여 DCI 필드를 구성하는 방법에 대해 살펴본다.
2 layers
<실시 예 6>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, 2 layer에 대한 DCI 필드는 CDM-T 방법을 이용하여 다중화를 수행하는 안테나 포트들로 구성될 수 있다.
DCI field의 구성과 관련된 정의는 기지국과 단말 간에 기 설정되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI field를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 정보를 획득할 수 있다.
이 경우, 2 layer에 대한 다중화 방법을 CDM-T로 제한함으로써 RS 오버헤드를 감소시킬 수 있으며, 주파수 선택성에 강인하다는 효과가 있다.
또한, Comp(NCJT)에서 사용될 수 있으며, 다른 waveform과의 다중화가 가능할 수 있다.
<실시 예 7>
실시 예 6 과는 다르게 2 layer에 대한 DCI 필드는 CDM-F 방법을 이용하여 다중화를 수행하는 안테나 포트들로 구성될 수 있다.
이 경우, Comp(NCJT)에서 사용될 수 없으며, 실시 예 3과 같이 상위 계층 시그널링을 통해서 실시 예 6 또는 7의 방법을 단말에게 알려줄 수 있다.
<실시 예8>
실시 예 6 및 7과는 다르게 2 layer에 대한 DCI 필드는 FDM 방법을 이용하여 다중화를 수행하는 안테나 포트들로 구성될 수 있다.
이 경우, Comp(NCJT)에서 사용될 수 있으며, 주파수 선택성이 강인하다. 또한 RS 파워 부스팅을 이용하여 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다.
실시 예 2에서와 같이 상위 계층 시그널링을 통해서 기지국이 단말에게 DCI 필드의 구성 방법을 단말에게 알려줄 수 있다.
3/4 layer
<실시 예 9>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, 3 및/또는 4 layer에 대한 DCI 필드는 CDM-T 및 CDM-F 방법을 이용하여 다중화를 수행하는 안테나 포트들로 구성될 수 있다.
DCI field의 구성과 관련된 정의는 기지국과 단말 간에 기 설정되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI field를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 정보를 획득할 수 있다.
이 경우, 다중화 방법을 CDM-T 및 CDM-F로 제한함으로써 RS 오버헤드를 감소시킬 수 있으며, 3 layer의 경우, 주파수 선택성에 강인하다는 효과가 있다.
또한, 다른 waveform과의 다중화가 가능할 수 있다.
<실시 예 10>
실시 예 9와는 다르게 3 및/또는 4 layer에 대한 DCI 필드는 CDM-T 및 FDM 방법을 이용하여 다중화를 수행하는 안테나 포트들로 구성될 수 있다.
이 경우, 주파수 선택성에 강인하며, RS 파워 부스팅을 이용하여 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다.
<실시 예 11>
실시 예 9 및 10과는 다르게 3 및/또는 4 layer에 대한 DCI 필드는 CDM-F 및 FDM 방법을 이용하여 다중화를 수행하는 안테나 포트들로 구성될 수 있다.
이 경우, RS 파워 부스팅을 이용하여 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다.
5 layer 이상
<실시 예 12>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, 5 layer 이상의 layer는 아래 표 20과 같이 port number 순서대로 antenna port(s)를 증가시켜 layer와의 조합이 구성될 수 있다.
DCI field의 구성과 관련된 정의는 기지국과 단말 간에 기 설정되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI field를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 정보를 획득할 수 있다.
<실시 예 13>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, DCI 필드는 실시 예 5 내지 11에서 설명한 방법이 조합되어 사용될 수 있다.
이 경우, DCI 필드의 구성 방법은 기지국과 단말 간에 기 설정되거나, 상위 계층 시그널링을 통해서 단말에게 설정될 수 있다.
이와 같은 방법은 각 실시 예의 장점을 조합해서 사용할 수 있어 DCI 시그널링 관점에서 효율적인 시그널링이 가능할 수 있다.
예를 들면, 아래 표 21과 같이 실시 예 6, 9, 및 12의 다중화 방식을 이용하는 경우, DCI의 페이로드 크기를 줄일 수 있으며, 이러한 방법은 CDM-T, CDM-F, FDM의 순서로 layer를 증가시킬 수 있다.
#0 ~ #19로 구성된 표 20의 예에서 4 layer 이하의 layer간의 다중화(예를 들면, 4 layer - 2 layer(#14-#9/#11)은 #0~#15까지의 정보를 이용하여 자유롭게 수행될 수 있다.
하지만, layer 5 이상의 layer는 다른 layer와의 다중화가 쉽게 수행될 수 없다. 예를 들어, #16에 정의된 5 layer 전송의 경우, 다른 2/3 layer와의 다중화가 불가능하다.
만약, 다중화가 가능한 단말의 최대 layer 수 x를 '4'이하로 제한하는 경우에는 가능하지만, x를 '5'이상의 값으로 정의하는 경우 5~6 layer를 갖는 단말과 2~3 layer를 갖는 단말간에는 다중화가 쉽지 않다.
따라서, 이러한 문제점을 해결하기 위해 아래와 같은 DCI 필드의 구성 방법을 제안한다.
<실시 예14>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드에서 5 및/또는 6 layer에 대한 DCI 필드는 3 및/2 layer에 대한 antenna port(s) 값 중 적어도 하나 이상을 포함하지 않을 수 있다.
DCI field의 구성과 관련된 정의는 기지국과 단말 간에 기 설정되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI field를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 정보를 획득할 수 있다.
예를 들면, 3 layer에 대한 antenna port의 값이 P0/P2/P4, P1/P3/P5인 경우, 5 layer의 antenna port의 값은 P0/P2/P4/P6/P7 값을 포함할 수 있다. 즉, 3 layer 에 대한 antenna port 값 중 하나인 P1/P3/P5 조합을 포함하지 않는 P0/P2/P4/P6/P7 값을 5 layer 전송에 사용할 수 있다. 이러한 경우, 5 layer 전송을 위해 P0/P2/P4/P6/P7을 3 layer 전송을 위해 P1/P3/P5를 사용할 수 있어 기지국의 최대 전송 layer 수인 8 layer를 모두 사용할 수 있다.
또는 2 layer에 대한 antenna port의 값이 P0/P2, P4/P6, P1/P3, P5/P7인 경우, 6 layer의 antenna port의 값은 P0/P1/P2/P3/P4/P6 값을 포함할 수 있다.
반대로, 2 및/또는 3 layer에 대한 antenna port 조합 중 적어도 한 가지 조합은 5 및/또는 6 layer에 대한 antenna port(s) 값을 포함하지 않을 수 있다.
예를 들면, 6 layer에 대한 antenna port의 값이 P0/P1/P2/P3/P4/P6인 경우, 2 layer의 antenna port의 값은 P0/P2, P4/P6, P1/P3, P5/P7 값을 포함할 수 있다. 이러한 경우 6 layer 전송을 위해 P0/P1/P2/P3/P4/P6 을 사용할 때 2 layer 전송을 위해 P5/P7 을 사용할 수 있기 때문에 기지국은 최대 전송 layer 수인 8 layer를 모두 사용할 수 있다.
또는 5 layer에 대한 antenna port의 값이 P0/P2/P4/P6/P7인 경우, 3 layer의 antenna port의 값은 P5/P6/P7, P0/P1/P4, P1/P3/P5값을 포함할 수 있다.
DMRS 심볼 수에 따른 DCI 필드
DCI 필드는 아래와 같이 DMRS 심볼 수에 따라 정의될 수 있다.
<실시 예 15>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, 1개의 심볼에 매핑되는 DMRS와 2개의 심볼에 매핑되는 DMRS를 동일한 DCI 필드에 함께 정의할 수 있다.
DCI field의 구성과 관련된 정의는 기지국과 단말 간에 기 설정되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI field를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 정보를 획득할 수 있다.
이 경우, number of symbols의 값은 기지국에서 단말로 전송되는 DCI 필드 값에 의해 '1' 또는 '2' 등의 값으로 단말에게 설정될 수 있으며, 모든 경우의 antenna port(s), number of layers, number of symbols를 단말에게 알려줄 수 있다.
아래 표 22는 실시 예 15에 대한 DCI 필드의 일 예를 나타낸다.
<실시 예 16>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, number of symbols 값의 최대 값에 따라 서로 다른 방법으로 DCI 필드가 정의될 수 있다.
이 경우, 기지국은 상위 계층 시그널링을 통해서 최대 값(예를 들면, '1' 또는 '2')을 단말에게 설정해줄 수 있다.
단말은 상위 계층 시그널링으로 설정된 최대값에 따라 구성된 DCI field를 수신한다. DCI 필드의 구성은 기지국과 단말 간에 미리 약속되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI 필드를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 정보를 획득할 수 있다.
예를 들면, 단말은 상위 계층 시그널링을 통해 설정된 최대 값이 '1'인 경우, single-symbol DMRS에 따른 DCI 필드가 사용된다고 인식할 수 있다.
또는, 단말은 상위 계층 시그널링을 통해 설정된 최대 값이 '2'인 경우, single-symbol DMRS 또는 double-symbol DMRS에 따른 DCI 필드가 사용된다고 인식할 수 있다.
아래 표 23은 최대 값이 '1' 인 경우, DCI 필드의 일 예를 나타내고, 표 24는 최대 값이 '2'인 경우, DCI 필드의 일 예를 나타낸다.
<실시 예 17>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, number of symbols 값에 따라 서로 다른 방법으로 DCI 필드가 정의될 수 있다.
이 경우, 기지국은 상위 계층 시그널링을 통해서 number of symbols 값을 단말에게 설정해줄 수 있다.
단말은 상위 계층 시그널링으로 설정된 number of symbols 값에 따라 구성된 DCI field를 수신한다. DCI 필드의 구성은 기지국과 단말 간에 미리 약속되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI 필드를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 정보를 획득할 수 있다.
아래 표 25는 number of symbols 값이 '1' 인 경우, DCI 필드의 일 예를 나타내고, 표 26은 number of symbols 값이 '2'인 경우, DCI 필드의 일 예를 나타낸다.
<실시 예 18>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, 및/또는 number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, DCI 필드는 실시 예 15 내지 17의 방법 중 특정한 방법이 규격에 고정될 수 있거나, 기지국이 상위 계층 시그널링을 이용하여 flexible하게 특정 방법을 단말에게 설정할 수 있다.
단말은 설정된 DCI 필드의 구성 방법을 이용하여 제어 채널을 통해 전송되는 DCI 필드를 수신하고, 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 정보를 획득할 수 있다.
주파수 영역의 CDM 방식에 따른 DCI 필드
앞에서 설명한 실시 예 1 내지 실시 예 18은 주파수 영역의 CDM은 명시적으로 단말에게 시그널링 되지 않는다고 가정하였다.
따라서, 단말은 CDM 여부와 관련하여 ① CDM되는 경우와 ② CDM되지 않는 경우 두 가지 경우에 대해서 수신 과정을 수행할 수 있다.
예를 들어, 아래 표 27에서 #8을 할당 받은 단말이 간섭 채널 추정을 통해 P2/P6을 사용하는 단말과 다중화되어 있다고 판단하는 경우, CDM을 풀어주는 수신과정을 수행해야 한다.
하지만, P2/P6를 사용하는 단말과 다중화되어 있지 않다고 판단하는 경우, CDM을 고려하지 않아도 되기 때문에 보다 주파수 선택적 특성에 강인한 패턴 특성을 가질 수 있다.
즉, length 2 CDM에 대한 despreading을 수행하지 않아도 되며 더 많은 RE 에 대해 DMRS sample을 가질 수 있다.
CDM 여부는 단말이 추정하여 수신처리 과정에 반영될 수 있고, 해당 정보를 직접적으로 기지국이 단말에게 알려주는 방법도 가능하다. 이와 관련하여 아래와 같은 방법을 고려할 수 있다.
<실시 예 19>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layer, number of symbols, 주파수 영역에서 CDM 여부, FDM 여부 또는 시간 영역에서 CDM 여부 등 중 적어도 하나에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다.
DCI 필드의 구성은 기지국과 단말 간에 미리 약속되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI 필드를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols, 주파수 영역에서의 CDM 여부 등에 대한 정보를 획득할 수 있다.
아래 표 28은 주파수 영역에서의 CDM 적용 여부가 포함된 DCI field의 일 예를 나타낸다.
주파수 영역에서의 CDM을 나타내는 CDM-F가 off된 경우, 단말은 CDM-F로 포트 다중화가 수행된 MU MIMO는 존재하지 않는 다고 가정할 수 있다.
반면, CDM-F가 on 된 경우, 단말은 CDM-F로 포트 다중화가 수행된 MU MIMO가 존재한다고 가정할 수 있다. 즉, 포트 다중화가 수행된 MU MIMO는 존재할 수도 있으므로 MU DMRS port에 대해 BD를 수행하게 된다.
본 실시 예는 CDM-F 뿐만 아니라 FDM on/off, CDM-T on/off 등에도 동일하게 적용될 수 있다.
아래 표 29는 주파수 영역에서의 FDM 적용 여부가 포함된 DCI field의 일 예를 나타낸다.
표 28 및 표 29는 1 symbol DMRS를 예로 들었지만, 이에 한정되지 않고 1 symbol DMRS 뿐만 아니라 2 symbol DMRS에도 적용될 수 있다.
<실시 예 20>
기지국은 상위 계층 시그널링을 통해 DMRS의 포트 다중화와 관련하여 주파수 영역의 CDM 여부, FDM 여부, 또는 시간 영역에서의 CDM 여부 중 적어도 하나를 단말에게 설정할 수 있다.
FDM을 사용하지 않도록 기지국에 의해서 단말이 설정된 경우, DMRS 가 전송되는 OFDM symbol 내의 제어 채널에서 특정 antenna port(s)가 점유하는 RE 이외의 RE에는 PDSCH가 전송될 수 있다.
이때, 특정 antenna port(s)는 antenna port(s), number of layers, number of symbols 등에 대한 정보를 전달하는 DCI field를 통해 설정된 antenna port(s)를 의미한다.
하지만, FDM을 사용하도록 기지국에 의해서 단말이 설정된 경우, DMRS가 전송되는 OFDM symbol 내의 제어 채널에서 특정 antenna port(s)가 점유하는 RE 이외의 RE에는 PDSCH가 전송되지 않을 수 있으며, DMRS가 전송되는 RE는 PDSCH와 비교하여 x dB(e.g. 3dB) power boosting이 이루어지는 것으로 단말은 가정할 수 있다.
이때, 'x' 값은 기지국과 단말에 미리 약속된 값일 수 있고, 또는 상위 계층 시그널링을 통해 기지국이 단말에게 설정된 값일 수 있다.
주파수 영역 CDM 및/또는 시간 영역의 CDM을 사용하지 않도록 설정된 단말의 경우, antenna port(s), number of layers, number of symbols 등에 대한 정보를 전달하는 DCI 필드가 특정 값으로 설정될 때 주파수 영역에서 다른 CS 및/또는 시간 영역에서 다른 OCC code를 갖는 port로 할당된 단말이 MU paring 되지 않는다고 가정할 수 있다.
이 경우, 단말은 길이 2 CDM에 대한 dispreading 과정을 수행하지 않을 수 있으며, 더 많은 RE에 대해 DMRS 샘플을 획득할 수 있다.
아래 표 30은 실시 예 20에 대한 DCI 필드의 일 예를 나타낸다.
단말이 상위 계층 시그널링을 통해 주파수 영역의 CDM이 사용되지 않음을 전달 받으면, 표 30에서 음영처리 된 #0, #1, #4, #6로 DCI field가 설정된 경우, 주파수 영역에서 다른 CS를 갖는 port(예를 들면, P2/P3)로 할당된 단말이 MU paring 되지 않는다고 인식할 수 있다.
표 30은 1 symbol DMRS를 예로 들었지만, 이에 한정되지 않고 1 symbol DMRS 뿐만 아니라 2 symbol DMRS에도 적용될 수 있다.
<실시 예 21>
특정한 전송환경(예를 들면, broadcast/multicast PDSCH, 페이징, 임의 접속 메시지 3 등)의 경우, 단말은 주파수 영역에서 다른 CS를 갖는 포트로 할당된 단말이 MU pairing 되지 않는다고 인식할 수 있다.
즉, 주파수 선택적 특성에 보다 강인한 보수적인 설계가 선호되는 broadcast PDSCH 전송 등과 같은 특정 전송환경의 경우, 주파수 영역의 CDM을 사용하지 않는 것이 선호될 수 있다.
따라서, 이러한 특정 환경의 경우, 주파수 영역에서 CDM이 사용되지 않도록 설정하여 주파수 선택적 특성에 보다 강인한 채널 추정 성능을 제공할 수 있다.
예를 들면, RRC Configuration과 같은 dedicated higher layer configuration 전에 PDSCH가 수신되는 경우, 특정 DMRS 포트에서 구성 타입 1의 single DMRS는 전송되고, 모든 남아 있는 직교 안테나 포트들은 다른 단말로의 PDSCH의 전송과 연관되지 않을 수 있다.
즉, PDCCH의 DCI 필드를 통해서 DMRS 패턴이 단말에게 인식되기 전에 전송되는 PDSCH(예를 들면, 브로드 캐스팅되는 PDSCH, MIB(Mater Information Block), SIB(Secondary Information Block) 등)의 경우에도 단말은 DMRS를 수신하여야 PDSCH(제 1 PDSCH)를 복조 및 디코딩 할 수 있다.
하지만, DCI가 전송되기 전이기 때문에 단말은 DMRS의 패턴을 인식할 수 없기 때문에, 이러한 경우, DMRS 패턴은 고정된 패턴을 갖고 전송될 수 있다. 즉, 이러한 전송환경에서의 DMRS(제 1 DMRS)는 고정된 타입이며, 하나의 심볼에만 매핑될 수 있고, 특정 안테나 포트를 통해서만 전송될 수 있다.
또한, 주파수 축 상에서 CDM이 적용되지 않도록 설정함으로써 단말은 기지국에 의해서 DMRS 매핑 패턴을 인식하지 않아도 DMRS를 수신하여 PDSCH를 복조 및 디코딩할 수 있다.
이 경우, 단말은 특정 환경에서 DMRS를 수신하고 PDCCH의 DCI에 대한 정보를 포함하는 PDSCH(예를 들면, MIB 또는 SIB)를 수신하여 복조 및 디코딩할 수 있다.
이후, 단말은 PDSCH에 기초하여 PDCCH의 DCI를 수신하여 실시 예 1 내지 20에서 설명한 DMRS(제 2 DMRS)의 매핑 패턴을 인식할 수 있다.
이후, 단말은 DCI에 기초하여 DMRS 및 데이터를 포함하는 PDSCH(제 2 PDSCH)를 수신할 수 있으며, DMRS에 기초하여 채널 보상에 필요한 채널 값을 추정할 수 있다.
이후, 단말은 추정된 채널 값을 이용해 수신한 데이터 신호에 대해 채널을 보상하고, 보상 후 신호에 대해 복조(demodulation) 및 디코딩(decoding) 과정을 수행하여 수신한 데이터를 검출할 수 있다.
브로드캐스트되는 PDSCH(제 1 PDSCH)를 위한 DMRS(제 1 DMRS)의 안테나 포트와 나머지 다른 목적의 DMRS(제 2 DMRS)의 안테나 포트는 오직 FDM 방식을 이용하여 다중화될 수 있다. 즉, 다른 comb(Δ= 0 or 1) 만을 사용하도록 설정될 수 있다.
이때, Δ 값은 기지국과 단말 사이에 미리 약속된 값을 사용할 수 있고, 또는 상위 계층 시그널링을 통해 기지국이 단말에게 설정한 값일 수 있다.
RS 자원과 관련된 시그널링
도 19은 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호가 매핑되는 자원의 일 예를 나타내는 도면이다.
DMRS의 구성 타입이 구성 타입 1인 경우, RPF(Repetition factor)는 '2'일 수 있으며, 각각의 RS 자원은 도 19에 도시된 바와 같이 나타낼 수 있다. 도 19의 경우, 추가적인 DMRS는 없으며, 14개의 심볼 슬롯을 가정한다.
앞에서 설명한 실시 예는 Δ=0 과 Δ=1을 동일한 DCI 필드에서 함께 정의하는 것을 가정하였다.
이러한 경우, DCI 시그널링을 통해 단말에게 다이나믹한 포트 및 layer 수 등의 할당이 가능할 수 있다.
하지만, 모든 경우의 수를 동일한 DCI 필드에서 함께 정의해야 하기 때문에 DCI 필드의 페이로드 크기가 커질 수 있다.
이 경우, 아래와 같은 실시 예를 통해서 DCI 필드를 구성할 수 있다.
<실시 예 22>
도 20 및 도 21은 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호가 매핑되는 자원의 또 다른 일 예를 나타내는 도면이다.
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layers, number of symbols 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, antenna port(s) 각각은 Δ=0 또는 Δ=1과 연관되어 있고, 각각의 값(예를 들면, Δ=0 또는 Δ=1)과 연관되어 서로 다른 방식으로 DCI 필드가 구성될 수 있다.
그리고, 기지국은 상위 계층 시그널링을 통해 Δ=0 또는 Δ=1 중 하나의 값을 단말에게 설정할 수 있다.
단말은 상위 계층 시그널링으로 설정된 Δ 값과 연관된 방식으로 DCI 필드를 수신할 수 있다. DCI 필드의 구성은 기지국과 단말에 미리 약속되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI 필드를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 정보를 획득할 수 있다.
이 경우, RS 정의가 가능한 자원을 특정 값으로 제한함으로써, DCI 필드의 페이로드 크기를 줄일 수 있다. 이 경우, 서로 다른 waveform 간에 다중화가 가능할 수 있다.
예를 들면, 4 layer에 대한 구성은 1 symbol DMRS와 2 symbol DMRS는 모두 다중화가 가능할 수 있지만, 1 symbol DMRS의 경우, 같은 OFDM symbol에서 다른 wave form과 다중화될 수 없다.
도 20 및 아래 표 31은 Δ=0인 경우의 일 예를 나타낸다.
아래 표 32는 Δ=1인 경우의 일 예를 나타낸다.
실시 예 22에서 DCI 필드의 정의는 가능한 방법 중 일부를 예로 나타낸 것으로 DCI 필드 내에서 message를 정의하는 방법은 앞에서 설명한 실시 예 1 내지 실시 예 21의 방법과 함께 사용될 수 있다.
예를 들어, 실시 예 22와 함께 number of symbols 에 대한 시그널링을 이용하여 추가적인 DCI payload의 크기를 감소시킬 수 있다.
아래 표 33은 상위 계층 시그널링을 통해 number of symbols 값 또는 number of symbols의 최대 값을 '1'로 설정하는 경우, Δ=0에서 DCI 필드의 일 예를 나타낸다.
아래 표 34는 상위 계층 시그널링을 통해 number of symbols 값 또는 number of symbols의 최대 값을 '1'로 설정하는 경우, Δ=1에서 DCI 필드의 일 예를 나타낸다.
아래 표 35 및 도 21은 상위 계층 시그널링을 통해 number of symbols 값 또는 number of symbols의 최대 값을 '2'로 설정하는 경우, Δ=0에서 DCI 필드의 일 예를 나타낸다.
아래 표 36은 상위 계층 시그널링을 통해 number of symbols 값 또는 number of symbols의 최대 값을 '2'로 설정하는 경우, Δ=1에서 DCI 필드의 일 예를 나타낸다.
본 발명의 또 다른 실시 예로 carrier frequency와 연관시켜서 서로 다른 방식으로 antenna port(s), number of layers, number of symbols 의 조합을 갖는 DCI 필드를 정의할 수 있다.
그리고, 기지국과 단말에 설정된 carrier frequency에 따라 해당 carrier frequency와 연관된 DCI 필드의 정의 방식이 기지국과 단말 사이에 사용될 수 있다.
이러한 DCI 필드의 정의는 기지국과 단말에 미리 약속되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI 필드를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers, number of symbols 등에 대한 정보를 획득할 수 있다.
30GHz와 같이 높은 반송 주파수에서는 높은 layer수를 지원하는 경우가 극히 낮을 수 있다. 따라서, 이러한 경우 DCI payload size를 줄이기 위하여 해당 layer(예를 들면, layer 4 이상)에 대한 정의를 DCI field 내에서 생략할 수 있다.
앞에서 설명한 실시 예 1 내지 22는 antenna port(s), number of layers, number of symbols 등을 기초로 하였으나, 이와 더불어 scrambling ID 등 추가적인 정보와의 결합이 가능한 것은 자명하다.
또한, DMRS type 1을 바탕으로 하였으나, 본 발명의 핵심 제안들은 DMRS type 2에도 역시 적용될 수 있으며, 하향링크뿐만 아니라 상향링크에도 적용될 수 있다.
이러한 기지국과 단말 사이에 DMRS와 관련된 antenna port(s), number of layers 등에 대한 정보를 포함하는 DCI 필드를 정의하는 테이블을 DMRS 테이블이라 한다.
DMRS 테이블은 아래와 같은 방법으로 설정될 수 있다.
<실시 예 23>
도 22는 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호의 구성 타입에 따른 성능의 일 예를 나타내는 도면이다.
PDSCH와 DMRS의 동일 OFDM 심볼에서의 다중화 여부는 안테나 포트의 포트 인덱스 및/또는 number of layer 등과 조인트 인코딩되어 DMRS 필드의 포맷을 정의하는 DMRS 테이블에서 정의될 수 있다.
정의된 DMRS 테이블은 DCI 시그널링을 통해 기지국에서 단말로 전송되어 단말에게 설정될 수 있다.
이때, 특정 안테나 포트에 대해서만 다중화와 비 다중화(non-multiplexing) 모두를 DMRS 테이블에서 정의하여 기지국에 의해서 DCI 시그널링을 통해 다이나믹하게 단말에게 설정될 수 있으며, 그 외의 안테나 포트에 대해서는 비 다중화가 디폴트로 수행되도록 기지국과 단말간에 설정될 수 있다.
- 본 실시 예에서 다중화는 동일 OFDM 심볼에서 DMRS와 PDSCH의 다중화를 나타내고, 비 다중화는 동일 ODFM 심볼에서 DMRS와 PDSCH를 다중화 하지 않는 것을 나타낸다.
- 본 실시 예에서 비 다중화의 경우, DMRS RE에 대한 파워 부스팅이 수행될 수 있다. 예를 들면, DMRS 구성 타입 1의 경우 3dB, 구성 타입 2의 경우, 4.77dB의 파워 부스팅이 수행될 수 있다.
아래 표 37은 실시 예 1에 따른 DMRS 테이블에 대한 DCI 필드의 일 예를 나타낸다.
- 표 37에서 #0으로 설정되는 경우, DMRS와 PDSCH가 다중화될 수 있다. 그리고, #0 이외의 값이 설정되는 경우, DMRS와 PDSCH는 다중화되지 않는다.
1 layer 전송의 경우, 높은 SNR의 단말은 도 22에 도시된 바와 같이 RS 오버헤드가 작을 때 더 좋은 SE 성능을 가질 수 있다.
따라서, 높은 SNR의 단말에게 최적의 성능을 지원하기 위해 이러한 경우에 대한 포트 설정을 DCI 테이블에서 정의하고, DCI 시그널링을 통해 단말에게 포트를 설정할 수 있다.
<실시 예 24>
MU-MIMO의 경우에 지원되는 SU-MIMO의 최대 transmission layer 수는 기지국의 상위 계층 시그널링을 통해 단말에게 설정될 수 있다. 이때, DMRS 테이블 및 DMRS 테이블을 정의하는 DCI 페이로드 크기는 SU-MIMO의 최대 transmission layer수와 연관되어 정의될 수 있다.
구체적으로, MU-MIMO의 경우에 지원되는 SU-MIMO의 최대 transmission layer 수에 따라 설정이 가능한 antenna port(s) 및 number of layers의 조합의 수가 달라질 수 있다.
예를 들어, 최대 transmission layer수가 작은 값으로 설정되는 경우, antenna port(s) 및 number of layers의 조합의 수가 작아지기 때문에 DMRS 테이블을 정의하기 위한 DCI 페이로드 크기 또한 작아 진다.
따라서, 기지국 및 단말의 환경에 따라 MU-MIMO시 지원되는 SU-MIMO에 대한 최대 transmission layer수를 상위 계층 시그널링으로 설정해주는 경우, 해당 layer수와 연관되는 최적의 DMRS 테이블을 정의하여 DCI 시그널링의 오버헤드를 줄일 수 있다.
<실시 예 25>
DMRS 테이블은 DMRS의 구성 타입에 따라 서로 다르게 설정될 수 있다.
구체적으로, DMRS의 구성 타입은 타입 1, 타입 2에 따라 최대 직교 DMRS port 수와 같은 특성이 서로 다르다.
따라서, 타입 1과 타입 2가 하나의 DMRS table을 가지기 위해서는 많은 조합을 하나의 DMRS 테이블에 포함시켜야 하기 때문에, DCI 페이로드 크기가 커지게 된다.
따라서, 각 type의 특성에 맞게 가장 적합한 bit 수로 정의되는 DMRS 테이블이 각각 설정될 수 있다.
예를 들어, DMRS의 구성 타입 및 안테나 포트의 매핑이 도 17과 같은 경우, DCI 필드는 아래 표 38과 같다. 설명의 편의를 위하여 도 17의 DMRS port 1000/1001/.../1007을 각각 P0/P1/.../P7에 대응하여 기술한다.
표 38에서 특별한 표시가 없는 인덱스는 DMRS와 PDSCH를 다중화하지 않고, DMRS RE에 대해서 3dB 파워 부스팅이 수행될 수 있다.
이하, 본 발명의 실시 예에서 동일하게 특별한 표시가 없는 인덱스는 DMRS와 PDSCH를 다중화하지 않고, DMRS RE에 대해서 3dB 파워 부스팅이 수행될 수 있다.
표 38에서 #0만 DMRS와 PDSCH 간에 다중화가 수행될 수 있다. 이는 도 22에서 설명한 바와 같이 1 layer 전송의 경우, 높은 SNR 영역에서 PDSCH 다중화로 인한 성능의 향상이 있기 때문이다.
또한, 실시 예 25에서 높은 주파수 밀도 및 Comp(NCJT)에 대한 스케줄링 유연성을 위해 FDM이 먼저 수행될 수 있다.
실시 예 25에서 P0/P2를 이용하는 CDM 방식 및/또는 PDSCH 다중화를 수행하는 P2도 추가될 수 있다.
본 실시 예는 DMRS 심볼 수에 대한 다이나믹한 시그널링이 가능하기 때문에 RS 오버헤드를 효율적으로 관리하면서 동시에 높은 MU-MIMO capacity를 가질 수 있다.
하지만, DCI 필드를 정의하기 위한 bit수가 증가할 수 있다. 따라서, DCI 필드를 정의하기 위한 bit 수를 감소 시키기 위해 MU-MIMO capacity가 중요하지 않는 기지국의 경우, 최대 DMRS 심볼 수를 상위 계층 시그널링으로 단말에게 설정하여 DCI 필드의 페이로드 크기를 줄일 수 있다.
아래 표 39는 최대 DMRS 심볼 수를 '1'로 설정하는 경우의 일 예를 나타낸다(4bits).
표 39의 경우, DMRS의 최대 심볼의 수를 줄여 RS 오버헤드가 감소될 수 있으며, quasi-orthogonal port 수의 증가를 위해 서로 다른 스크램블링 ID가 적용될 수 있다.
아래 표 40은 최대 DMRS 심볼 수를 '1'로 설정하는 경우의 일 예를 나타낸다(3bits).
표 40의 경우, DMRS의 심볼 수를 줄여 RS 오버헤드를 감소시킬 수 있으며, DCI 필드를 정의하기 위한 bit 수를 최소화하기 위해 1 layer 전송 시 PDSCH와 다중화를 허용하는 메시지를 배제할 수 있다.
아래 표 41은 최대 DMRS 심볼 수를 '1'로 설정하는 경우의 일 예를 나타낸다(4bits).
표 41의 경우, DMRS가 1개의 심볼에만 매핑될 수 있다. 이 경우, 추가적인 DMRS가 매핑될 수 있으며, 슬롯을 구성하는 심볼의 수가 적은 경우, #6과 같이 CDM 방식을 이용하여 다중화를 수행하여 성능을 향상시킬 수 있다.
표 41의 경우 reserved 영역이 복수 개 존재하기 때문에 비 효율적인 측면이 존재한다.
따라서, 이를 보완하기 위해 높은 SNR 영역에서 RS 오버헤드를 낮추기 위해 사용되는 #0, #1, 및 #6을 DCI 필드에서 배제할 수 있다.
또는, SU 관점에서 최대 전송 layer를 2로 제한하고, quasi-orthogonal port 수를 증가시키거나, DCI 페이로드 크기 및 RS 오버헤드를 감소시킬 수 있다.
많은 수의 추가적인 DMRS가 심볼에 매핑되는 경우, 높은 도플러 상황이 발생하여 단말에게 높은 랭크를 지원할 수 없기 때문에 이 경우, 최대 전송 layer 수를 낮추고 DCI 페이로드의 크기를 줄이는 것이 효율적일 수 있다.
아래 표 42는 SU 관점에서 최대 전송 layer의 수를 2로 제한하고, scrambling ID를 통해 quasi-orthogonal port 수를 증가시키는 예를 나타낸다(4bits).
아래 표 43은 SU 관점에서 최대 전송 layer의 수를 2로 제한하고, PDSCH의 다중화를 수행하여 RS 오버헤드를 낮주며, quasi-orthogonal port 수를 증가시키는 예를 나타낸다(3bits).
표 43에 따라 DCI 필드를 정의하는 경우, 할당 받은 DMRS 포트 이외의 포트가 점유하는 RE는 PDSCH와 다중화가 수행될 수 있다.
아래 표 44는 SU 관점에서 최대 전송 layer의 수를 2로 제한하고, PDSCH의 다중화를 수행하여 RS 오버헤드를 낮추며, DCI 페이로드의 크기를 줄이는 예를 나타낸다(3bits).
표 44에 따라 DCI 필드를 정의하는 경우, 할당 받은 DMRS 포트 이외의 포트가 점유하는 RE는 PDSCH와 다중화가 수행될 수 있다.
도 23은 DMRS의 구성 타입 2에 대한 안테나 포트의 포트 매핑의 일 예를 나타내는 도면이다.
DMRS의 구성 타입이 타입 2이고 안테나 포트의 매핑이 도 23과 같은 경우, DCI 필드는 아래 표 45와 같이 정의 될 수 있다.
표 45의 경우, DMRS 심볼 수에 따라 다이나믹한 시그널링이 가능하여 RS 오버헤드를 효율적으로 관리하면서 높은 MU-MIMO capacity를 가질 수 있다. 하지만, DCI 필드를 정의하기 위해 많은 수의 bit가 필요하며, reserved 영역이 많다.
상기 단점을 보완하기 위해 기지국이 DMRS가 매핑되는 심볼의 수를 단말에게 상위 계층 시그널링을 통해 설정할 수 있다. 즉, DMRS가 매핑되는 심볼의 수에 따라 서로 다른 DCI 필드가 정의되어 사용될 수 있다.
예를 들면, DMRS의 구성 타입이 타입 1인 경우, DMRS가 매핑되는 최대 심볼의 수를 설정할 수 있지만, 타입 2는 DMRS가 매핑되는 심볼의 수를 설정하는 것이 DCI 필드를 효율적으로 정의할 수 있다.
타입 2의 경우, 최대 심볼의 수를 '2'로 설정하는 경우, DCI 필드를 정의하기 위해 6 bits가 필요하지만 reserved 영역이 많아질 수 있다.
또한, 타입 1과는 다르게 하나의 심볼에서 총 6개의 포트까지 지원할 수 있기 때문에 타입 1보다 높은 MU-MIMO capacity를 갖을 수 있다. 따라서, 타입 1과 같이 하나의 DCI 필드에서 DMRS가 매핑되는 모든 심볼의 수에 대한 메시지를 정의하지 않는 것이 효율적일 수 있다.
아래 표 46은 DMRS가 매핑 되는 심볼의 수를 '1'로 설정하는 경우의 일 예를 나타낸다(4bits).
표 46에서 reserved 영역에 2 layer 전송의 경우 PDSCH 다중화를 수행하는 메시지(예를 들면, P0/P3) 및 P0와 같은 RE를 점유하는 안테나 포트의 1 layer 전송(예를 들면, P3)을 추가할 수 있다.
아래 표 47는 DMRS가 매핑되는 심볼의 수를 '2'로 설정하는 경우의 일 예를 나타낸다(5 bits).
표 47에서 reserved 영역에서 1 layer 및/또는 2 layer 전송의 경우, PDSCH 다중화(예를 들면, P0, P3, P0/P3)를 수행하는 메시지를 추가할 수 있다.
아래 표 48은 SU 관점에서 최대 전송 layer의 수를 '2'로 제한하는 일 예를 나타낸다(3bit).
표 48의 경우, PDSCH의 다중화를 수행하여 RS 오버헤드를 낮추며 quasi-orthogonal port를 증가시킬 수 있다.
표 48에 따라 DCI 필드를 설정하는 경우, 할당 받은 DMRS 포트 이외의 포트가 점유하는 RE는 PDSCH와 다중화가 수행될 수 있다.
아래 표 49는 SU 관점에서 최대 전송 layer의 수를 '2'로 제한하는 일 예를 나타낸다.
표 49에 따라 DCI 필드를 정의하는 경우, PDSCH의 다중화를 수행하여 RS 오버헤드를 낮출 수 있으며, DCI 필드의 페이로드 크기를 줄일 수 있다.
또한, 할당 받은 DMRS 포트 이외의 포트가 점유하는 RE는 PDSCH와 다중화될 수 있다.
<실시 예 26>
DMRS가 매핑되는 심볼의 최대 수가 '2'로 설정되는 경우, 하나 이하의 scrambling ID가 사용될 수 있으며, quasi-orthogonal port를 지원하지 않는다.
DMRS가 매핑되는 심볼의 최대 수가 '1'로 설정되는 경우, 두 개 이상의 scrambling ID가 사용될 수 있으며, scrambling ID는 DMRS 테이블에서 antenna port(s), number of layer 등과 조인트 인코딩될 수 있다.
또한, DCI signaling을 통해 scrambling ID가 다이나믹하게 선택되어 quasi-orthogonal DMRS port를 지원할 수 있다.
Scrambling ID는 RRC 시그널링을 통해 가능한 scrambling ID의 조합이 단말에게 설정될 수 있으며, 두 개 이상의 scrambling ID로 구성된 조합이 설정되는 경우, DCI 시그널링을 통해 둘 중 하나의 scrambling ID가 다이나믹하게 선택될 수 있다.
구체적으로, DMRS가 매핑되는 심볼의 최대 수가 '2'인 경우, 많은 수의 orthogonal DMRS port(예를 들면, 8 ports for type 1 and 12 ports for type 2)를 가질 수 있기 때문에 하나의 scrambling ID를 DCI 시그널링을 통해서 다이나믹하게 선택하지 않을 수 있다.
왜냐하면, 두 개 이상의 scrambling ID를 이용하여 가능한 조합에 대한 DMRS 테이블을 정의하기 위해서는 DCI 페이로드의 크기가 커지기 때문이다.
따라서, DMRS가 매핑되는 심볼의 최대 수가 '2'인 경우, 하나 이하의 scrambling ID를 사용하고 DCI 시그널링을 통해 다이나믹하게 scrambling ID를 선택하지 않도록 하여 DCI 페이로드의 크기를 줄여줄 수 있다.
하지만, DMRS가 매핑되는 심볼의 최대 수가 '1'인 경우, 두 개 이상의 scrambling ID를 사용하고, scrambling ID를 DMRS 테이블에서 antenna port(s), number of layer 등과 조인트 인코딩 할 수 있다.
또한, DCI signaling을 통해 scrambling ID를 다이나믹하게 선택하여 quasi-orthogonal DMRS port를 support할 수 있다.
왜냐하면, DMRS가 매핑되는 심볼의 최대 수가 '1'인 경우에 실질적으로 지원할 수 있는 포트의 수가 작거나, RS 오버헤드를 줄이기 위한 목적으로 사용될 수 있고, 이 경우, quasi-orthogonal DMRS port를 support할 수 있다.
즉, RS 오버헤드를 줄이는 동시에, MU-MIMO를 위해 quasi-orthogonal port를 사용하고자 하는 경우, 이와 같은 실시 예가 사용될 수 있다.
이와 같은 실시 예는 DMRS 구성 타입이 타입 1인 경우뿐만 아니라 타입 2인 경우에도 적용될 수 있다.
또는, 특정 타입에 적용될 수 도 있다. 예를 들면, 타입 1과 타입 2는 1개의 DMRS 심볼로 지원할 수 있는 최대 DMRS port 수가 다르다.
타입 1의 경우, 지원할 수 있는 안테나 포트 수는 총 4 ports로 6ports인 타입 2보다 작은 값을 갖는다. 따라서, 상대적으로 orthogonal port수가 적은 타입에만 본 실시 예를 적용하여 quasi-orthogonal port를 지원할 수 있다.
아래 표 50은 타입 1에서 DMRS가 2개의 심볼에 매핑되고 하나의 Scrambling ID를 사용하는 경우의 일 예를 나타낸다.
아래 표 51은 타입 1에서 DMRS가 1개의 심볼에 매핑되고 두 개의 Scrambling ID 중 하나를 다이나믹하게 사용하는 경우의 일 예를 나타낸다.
<실시 예 27>
도 24는 본 발명에서 제안하는 추가적인 DMRS에 따른 단말 성능의 일 예를 나타내는 도면이다.
기지국은 단말에게 추가적으로 심볼에 매핑되는 DMRS의 수(이하, additional DMRS 수)를 상위 계층 시그널링을 통해 설정할 수 있다. 이 경우, 기지국과 단말 사이에서 사용되는 DMRS 테이블은 상위 계층 시그널링을 통해 설정된 추가적인 DMRS가 매핑되는 심볼의 수와 연관되어 결정될 수 있다.
실시 예 27에서 DMRS 테이블은 상위 계층 시그널링을 통해 설정된 additional DMRS의 수와 연관되어 암시적으로 특정 DMRS 테이블이 사용되도록 기지국과 단말 사이에 기 설정될 수 있다.
또는, 복수의 DMRS 테이블 중 특정 DMRS 테이블이 사용될 수 있도록 기지국이 상위 계층 시그널링을 통해 단말에게 명시적으로 설정할 수 있다.
구체적으로, 도 24에 도시된 바와 같이 많은 수의 추가적인 DMRS가 단말에게 설정되는 경우, 동일한 DMRS port 수를 갖는 경우에도 적은 수의 추가적인 DMRS가 설정되는 경우에 비하여 높은 RS 오버헤드를 갖는다.
따라서, 적은 수의 추가적인 DMRS가 설정되는 경우에는 FDM을 이용하여 port 다중화를 수행하더라도, 많은 수의 추가적인 DMRS가 설정되는 경우에는 CDM을 이용하여 port 다중화를 수행하여 RS 오버헤드를 줄여주는 것이 보다 높은 성능을 가질 수 있다.
예를 들면, 적은 수의 추가적인 DMRS가 설정된 경우 2 layer 전송에 대해서 FDM을 이용하고, 많은 수의 추가적인 DMRS가 설정되는 경우 CDM에 대한 정의가 DMRS 테이블에 추가되거나 또는 FDM 방식이 CDM 방식으로 대체될 수 있다.
이러한 방법은 슬롯을 구성하는 심볼 수가 적은 슬롯에 대해서도 적용될 수 있다.
슬롯을 구성하는 심볼의 수가 적은 경우, 동일한 RS RE 수라도 RS 오버헤드가 증가할 수 있다. 따라서, RS 오버헤드를 줄이기 위해서 CDM 방법을 통해 다중화가 수행될 수 있도록 DMRS 테이블에서 CDM 방법을 통한 다중화가 설정될 수 있다.
<실시 예 28>
DMRS 구성 타입이 타입 1인 경우, 2 개의 심볼에 DMRS가 매핑되면 DMRS가 매핑된 심볼에서는 PDSCH가 다중화되지 않는다.
구체적으로, 타입 1의 경우, DMRS가 1개의 심볼에 매핑되는 경우와 동일한 RS 오버헤드를 갖는 DMRS가 2개의 심볼에 매핑되는 경우는 DMRS가 1개의 심볼에 매핑되는 경우와 동일한 성능을 가질 수 있다.
따라서, DMRS가 2개의 심볼에 매핑되는 경우는 보다 많은 orthogonal DMRS port를 지원하거나, RS 에너지를 더 주기 위한 목적으로 사용될 수 있다.
이 경우, DMRS가 2개의 심볼에 매핑되도록 설정되면 PDSCH를 다중화하지 않고, DMRS RE를 파워 부스팅 해줄 수 있다.
<실시 예 29>
도 25는 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호의 구성 타입에 대한 안테나 포트 매핑의 일 예를 나타내는 도면이다.
DMRS 구성 타입이 타입 2인 경우, DMRS가 2개의 심볼에 매핑되도록 설정되고 전체 전송 layer의 수가 8이면 DMRS와 같은 심볼에서 PDSCH가 다중화될 수 있다.
구체적으로, 타입 2의 경우, 타입 1과는 다르게 DMRS가 2개의 심볼에 매핑되면 도 25에 도시된 바와 같이 PDSCH와 다중화를 수행할 수 있는 경우가 발생할 수 있다.
이 경우, RS 오버헤드를 감소시키기 위해 DMRS와 PDSCH가 다중화될 수 있다.
또는, 타입 2의 경우에도 DMRS가 2개의 심볼에 매핑되도록 설정되는 경우, DMRS와 같은 심볼에서 PDSCH는 다중화되지 않을 수 있다.
이 경우, DMRS에 대해서 더 큰 파워를 이용하여 파워 부스팅이 가능하기 때문에 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있으며, MU-MIMO시에 RM 여부에 대한 별도의 signaling이 필요하지 않을 수 있다.
앞에서 살펴본 바와 같이 DCI의 기능 중 하나는 downlink, uplink 또는 sidelink의 스케줄링 정보를 단말에게 전달하는 것이다. 단말에게 전달하려는 정보에 따라 복수의 DCI format이 정의될 수 있으며, DCI format은 특정 정보를 전달하는 DCI 필드를 다수 정의할 수 있다. 상기 DCI 필드는 실시 예 1 내지 29에서 설명한 바와 같이 그 정의 방식이 달라질 수 있다.
DCI 필드 각각은 서로 다른 정보를 담아 단말에게 전달할 수 있다.
단말은 PDCCH의 DCI format에 정의된 DCI 필드를 수신하고, 이를 디코딩하여 스케줄링 정보와 같이 단말이 수행해야 할 동작과 연관된 정보를 전달받을 수 있다.
단말은 전달 받은 정보에 따라 데이터를 수신하는 등의 동작을 수행하게 된다.
DCI format에 정의되는 DCI 필드의 일 예로 antenna port(s), scrambling identity 및/또는 number of layers 등에 대한 정보를 포함하는 3bits 또는 4bits의 필드가 존재할 수 있으며,
이러한 DCI 필드에서는 1 codeword, 2 codeword 각각에서 4 layers, 8 layers의 최대 layer 수를 정의할 수 있다.
만약, 나타내야하는 최대 layer 수가 감소하면, 그만큼 DCI payload의 크기가 줄어들 수 있다.
이와 관련하여, 코드북 서브셋 제한(codebook subset restriction: CBSR)이 사용될 수 있다. 기지국은 codebook subset restriction를 이용하여 단말이 기지국에게 feedback 해야 할 RI, PMI 등의 범위를 제한할 수 있다.
단말에게 CBSR이 설정된 경우, 단말이 사용할 layer 수 역시 해당 CBSR에 따라 제한될 수 있다.
따라서, CBSR 설정과 연관하여 DCI 포맷 내에 number of layers와 연관된 DCI 필드의 정의방식을 변경하여 DCI의 페이로드 크기를 줄일 수 있다.
<실시 예 30>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layers 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드를 정의할 수 있다. 이때, 단말은 CBSR으로 지시되는 RI(예를 들면, rank restriction의 목적으로 CBSR이 지시되는 RI에 상응하는 rank의 CSI(예를 들면, PMI, CQI)는 feedback 되지 않는 것으로 가정)를 제외한 나머지 RI들의 최대값을 CSI feedback 시 고려되는 최대 rank 수, 및/또는 기지국으로부터 단말에게 설정될 수 있는 최대 rank 수로 인식할 수 있다.
이 경우, 해당 최대 rank 값(즉, 나머지 RI들중 최대 값) 이하의 layer에 대해서만 DCI 필드가 정의될 수 있다. 그리고 DCI 필드의 정의는 기지국과 단말에 미리 약속되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI 필드를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers 등에 대한 정보를 획득할 수 있다.
- DCI 필드의 수신과 관련한 단말 동작: 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI 필드를 수신하고, 기지국이 설정한 antenna port(s), number of layers 등에 대한 설정 값을 획득한다. 단말은 상기 정보를 이용하여 데이터 신호 및 DMRS를 수신한다. 예를 들어, 단말은 상기 정보를 통해 DMRS pattern과 관련된 정보(e.g. antenna port index, RS RE의 위치 등등)를 획득하고, 이를 이용해 채널 보상에 필요한 채널 값을 추정할 수 있다. 이후, 추정된 채널 값을 이용해 수신한 데이터 신호에 대해 채널을 보상하고, 보상 후 신호에 대해 복조 및 디코딩 과정을 수행하여 송신 데이터를 검출할 수 있다. 이러한 단말 동작의 예는 본 발명에서 별도의 설명이 없는 경우 동일하게 적용될 수 있다.
- 추가적으로, 해당 CBSR의 설정이 내려온 시점이 #n 이라고 할 때, CBSR로 인한 DCI 페이로드의 크기 조절이 반영되는 시점은 #n+k1으로 설정될 수 있다
이때, k1의 값은 기지국에 의해서 설정/지시되거나, 특정 값이 고정되어 사용될 수 있다.
아래 표 52는 CBSR이 설정되지 않은 경우의 일 예를 나타낸다.
아래 표 53은 CBSR을 통해 지시되는 RI를 제외한 나머지 RI들의 최대 값이 2인 경우의 일 예를 나타낸다.
<실시 예 31>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layers 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드를 정의할 수 있다. 이때, 단말은 CBSR으로 지시되는 RI(예를 들면, rank restriction의 목적으로 CBSR이 지시되는 RI에 상응하는 rank의 CSI(예를 들면, PMI, CQI)는 feedback 되지 않는 것으로 가정)를 제외한 나머지 RI에 대응하는 rank 수에 기초하여 CSI feedback을 전송할 수 있다.
또는, 단말은 나머지 RI를 기지국으로부터 단말에게 설정될 수 있는 rank 수로 인식할 수 있으며, 해당 rank 값(즉, CBSR이 지시하지 않은 나머지 RI 값)과 대응하는 layer에 대해서만 DCI field가 정의될 수 있다.
그리고 DCI 필드의 정의는 기지국과 단말에 미리 약속되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI 필드를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers 등에 대한 정보를 획득할 수 있다
아래 표 54 CBSR에 의해서 지시된 RI가 1, 3, 5, 6, 7, 8인 경우의 일 예를 나타낸다.
또한, CBSR과 관련된 설정이 전송된 시점이 #n 이라고 할 때, CBSR에 기초하여 DCI 페이로드의 크기의 조절이 반영되는 시점은 #n+k2로 설정될 수 있다.
이때, k2의 값은 기지국에 의해서 설정/지시 되거나, 특정 값이 고정되어 사용될 수 있다.
<실시 예 32>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layers 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, 단말이 기지국으로 feedback하는 RI 값 이하의 layer에 대해서만 DCI 필드가 정의될 수 있다.
그리고 DCI 필드의 정의는 기지국과 단말에 미리 약속되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI 필드를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers 등에 대한 정보를 획득할 수 있다
구체적으로, 단말은 기지국이 전송하는 CSI-RS를 이용하여 단말의 CQI, RI, PMI 등을 계산할 수 있으며, 자신이 계산한 CQI, RI, PMI 등을 기지국으로 feedback 할 수 있다.
기지국은 단말로부터 feedback된 값에 기초하여 단말의 MCS, number of layers, precoding matrix 등을 선택할 수 있으며, 기지국이 단말에게 설정할 number of layers는 단말이 feedback한 RI 값 이하의 값으로 선택될 수 있다.
즉, 단말에게 설정될 number of layers의 값은 단말이 feedback한 RI값 이하의 값으로 결정될 수 있으며, DCI 필드에서 정의해야 할 number of layers 의 값을 단말이 feedback 하는 RI 값과 연관하여 설정함으로써 DCI의 페이로드 크기를 줄일 수 있다.
또한, 단말이 기지국으로 RI를 feedback하는 시점이 #n 이라고 할 때, DCI 페이로드의 크기에 대한 조절이 반영되는 시점은 #n+k3으로 설정/지시될 수 있다.
이때, k3은 기지국에 의해서 설정/지시되거나, 특정한 값이 고정되어 사용될 수 있다.
RI feedback 신호에 대한 기지국의 검출 여부를 단말에게 알려주는 시점(예를 들면, 해당 데이터에 대한 ACK신호를 단말이 수신하는 시점)이 #n'이라고 할 때, 페이로드의 크기에 대한 조절이 반영되는 시점은 #n'+k3' 으로 설정/지시될 수 있다.
이때, k3'은 기지국에 의해서 설정/지시되거나, 특정한 값이 고정되어 사용될 수 있다.
이와 같은 방법을 이용하는 경우, 기지국이 해당 feedback 신호를 misdetection하여 기지국이 검출한 RI 값과 단말 feedback한 RI 값이 서로 달라서 기지국과 단말이 가정하는 DCI field의 정보가 달라지는 것을 방지할 수 있다.
기지국은 단말로부터 전송된 RI feedback 신호의 검출 결과에 기초하여 특정 number of layers를 단말에게 설정할 수 있다.
예를 들어, 단말이 feedback한 RI 값이 2이고, 기지국이 feedback 신호 검출에 성공하여 단말이 feedback한 RI 값이 2 임을 인식한 경우, 기지국은 단말에게 해당 값인 2(또는, 단말이 feedback한 RI값 이하의 값 중 하나)를 상위 계층 시그널링을 통해 설정해줄 수 있다.
그리고 해당 값이 설정된 시점이 #n''이라고 할 때, 페이로드의 크기에 대한 조절이 반영되는 시점은 #n''+k3'' 으로 설정/지시될 수 있다.
이때, k3''은 기지국에 의해서 설정/지시되거나, 특정한 값이 고정되어 사용될 수 있다.
이와 같이 기지국이 직접 특정 값을 단말에게 설정하는 경우, 기지국이 해당 feedback 신호를 misdetection하여 기지국이 검출한 RI 값과 단말 feedback한 RI 값이 서로 달라서 기지국과 단말이 가정하는 DCI field의 정보가 달라지는 것을 방지할 수 있다.
앞에서 설명한 DCI 페이로드의 크기에 대한 조절이 반영되는 시점과 관련된 방법은 단말의 CSI feedback 정보를 이용하는 방법과 관련하여 동일하게 적용될 수 있다.
아래 표 55는 단말이 기지국으로 feedback한 RI의 값이 '1'인 경우의 일 예를 나타낸다.
실시 예 32은 단말이 기지국으로 feedback하는 CSI가 하나인 경우를 가정하였지만, 하나의 단말에 다수의 reporting setting이 설정되어 다수의 CSI에 대한 feedback이 이루어지는 경우에도 적용될 수 있다.
<실시 예 33>
도 26은 본 발명에서 제안하는 랭크 지시자(Rank Indicator)에 따라 DCI 필드를 구성하는 방법의 일 예를 나타내는 도면이다.
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layers 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, time window 'n' 내에서 기지국에게 feedback 된 RI 중 최대 RI 값 이하의 layer에 대해서만 DCI 필드가 정의될 수 있다.
이때, 'n'값은 기지국의 상위 계층 시그널링에 의해서 단말에게 설정되거나, 기지국과 단말 사이에 약속된 고정된 값이 될 수 있다. 그리고 상기 DCI 필드의 정의는 기지국과 단말에 미리 약속되어 있어 단말은 제어 채널을 통해 전송되는 DCI 필드를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers 등에 대한 정보를 획득할 수 있다.
예를 들면, 도 26에서 RI-1/2/3/4가 각각 1, 2, 1, 1에 대응하는 경우, time window 'n'내에서 최대 RI 값은 RI-2의 값인 '2'가 된다.
이 경우, DCI 필드는 아래 표 56과 같다.
<실시 예 34>
DCI 포맷 내에 antenna port(s), number of layers 등에 대한 정보로 구성된 DCI 필드가 정의될 수 있다. 이때, 가장 최근에 feedback된 RI 값 이하의 layer에 대해서만 DCI 필드가 정의될 수 있다
DCI 필드의 정의는 기지국과 단말에 미리 약속되어 있어 단말은 control channel을 통해 전송되는 DCI field를 수신하여 설정된 antenna port(s), number of layers 등에 대한 정보를 획득할 수 있다.
예를 들어, 도 26에서 RI-1/2/3/4가 각각 1, 2, 1, 1에 대응하는 경우, 가장 최근에 feedback된 RI 값은 RI-4인 '1'이다. 이 경우, DCI 필드는 아래 표 57과 같다.
실시 예 32 내지 34 중 적어도 하나가 적용될 때, 특정 default 동작으로서, 항상 layer 1에 관한 해당 DCI 필드의 state(s)는 삭제되지 않고 존재하는 것으로 정의/설정될 수 있다.
이 경우, 실시 예 32 내지 34에서 설명한 동작들은 layer 2 이상인 경우에 관해서만 특정 조건에 따라 DCI payload size를 줄일 수 있는 것으로 한정될 수 있다.
이와 같은 방법을 통해서, 어떠한 상황에서든지 기지국으로 하여금 최소 layer 전송에 따른 스케줄링은 수행할 수 있도록 함으로써 일종의 fallback 스케줄링과 같은 안정적인 스케줄링 옵션을 유지할 수 있다.
실시 예 32 내지 34에서 설명한 DCI 테이블의 값들은 예시일 뿐, NR 규격의 DMRS와 관련하여 antenna port(s), number of layers 등의 indication을 위해 정의되는 DCI 필드의 새로운 테이블 엔트리에 대해서도 본 발명에서 설명한 DCI의 페이로드 크기를 줄이기 위한 방법이 적용될 수 있다.
페어링된 DMRS 포트의 블라인드 탐지를 위한 안테나 포트 지시 시그널링(Signaling to indicate antenna ports for blind detection of paired DMRS ports)
단말은 수신 신호에 대한 간섭 제어를 위해서 해당 단말에게 설정된 DMRS port 이외의 port에 대해서 MU-MIMO로 페어링되는 다른 DMRS port에 대한 블라인드 탐지(blind detection: BD)를 수행할 수 있다.
BD를 통해 MU-MIMO로 페어링되는 다른 DMRS 포트를 검출한 단말의 경우, 수신 신호에 대한 채널 보상 단계에서 해당 DMRS 포트의 간섭 신호를 반영하여 수신 신호의 검출 성능을 향상시킬 수 있다.
BD는 수신 신호의 검출 성능을 향상시킬 수 있지만, 모든 DMRS 포트에 대하여 탐지를 수행해야 하기 때문에 단말의 복잡도가 증가할 수 있다.
따라서, 단말의 복잡도 증가를 완화하기 위하여 BD과 관련된 DMRS port에 대한 정보를 기지국이 단말에게 알려줄 수 있다.
<실시 예 35>
기지국은 서로 다른 TD-OCC code, FD-OCC, 또는 FDM 중 적어도 하나를 이용하는 DMRS 포트에 대한 MU-MIMO의 적용 여부를 상위 계층 시그널링을 통해 단말에게 설정할 수 있다.
TD-OCC의 경우, phase noise의 영향으로 인해 고주파 대역에서 채널 추정 성능에 열화가 발생할 수 있다. 이 경우, 기지국은 아래 표 58과 같이 TD-OCC를 이용하는 DMRS 포트를 이용하는 MU-MIMO를 스케줄링 하지 않을 수 있다.
이러한 방법은 다이나믹하게 변화할 가능성이 낮기 때문에, 해당 정보를 상위 계층 시그널링을 통해 기지국이 단말에게 전송하여 단말이 BD를 수행해야 할 DMRS 포트 수를 줄여 단말의 복잡도를 감소시킬 수 있다.
단말이 antenna port 1000으로 설정된 상태에서 기지국이 TD-OCC를 이용하는 DMRS ports를 이용하여 MU-MIMO를 스케줄링 하지 않는다는 것을 단말에게 설정하는 경우, 단말이 BD를 수행해야 하는 antenna 포트는 기존의 1001/1002/1003/.../1007에서 1001/1002/1003으로 감소할 수 있다.
즉, 서로 다른 TD-OCC code, FD-OCC 또는 FDM 중 적어도 하나를 이용하는 DMRS 포트에 대한 MU-MIMO 가능성을 상위 계층 시그널링을 통해 단말에게 설정한 경우, 단말은 자신에게 구성된 DMRS 포트가 모두 같은 TD OCC 즉 [1 1] (또는 [1 -1])로 설정되는 것을 기대할 수 있으며, 자신의 DMRS port 뿐 아니라 만약 MU MIMO 스케줄링이 된다면 다른 UE의 port도 모두 동일 TD OCC 즉 [1 1] (또는 [1 -1])로 설정되는 것을 기대할 수 있다.
그에 따라 단말은 타 UE의 port 에 대해 BD를 수행할 때 자신에게 구성된 된 port의 TD OCC와 동일 TD OCC로 된 port 만을 BD 할 수 있다.
또한, 실시 예 35에서 상위 계층 시그널링을 이용한 명시적 시그널링 방식을 가정하였으나, 직접적인 시그널링이 없이 기지국과 단말 사이에 미리 정한 약속을 바탕으로 실시 예 35의 동작이 수행될 수 있다.
예를 들어, TD-OCC로 인해 채널 추정 성능에 열화가 커지는 경우는 phase noise의 영향이 강한 경우이다.
이와 관련하여 위상 추정을 위한 참조신호인 PTRS의 경우, 상위 계층 시그널링을 통해 PTRS의 전송 여부가 단말에게 설정될 수 있다.
즉, phase noise의 영향을 크게 받는 단말에 대해서 기지국은 PTRS가 전송되도록 단말에게 설정할 수 있다. 따라서, PTRS 전송 여부와 연관되어 TD-OCC로 다중화를 수행하는 DMRS ports를 이용하여 MU-MIMO의 적용 여부를 가능성을 암시적으로 기지국은 단말에게 설정할 수 있다.
예를 들어, 상위 계층 시그널링으로 단말에게 PTRS 전송이 이루어 지도록 설정된 경우, 해당 단말은 TD-OCC로 다중화된 DMRS port를 이용하는 다른 단말이 MU paring되지 않음을 가정하도록 기지국과 약속할 수 있고,
따라서 자신에게 설정된 DMRS 포트와 동일 TD-OCC code를 이용하는 포트에 대해서만 BD를 수행할 수 있다.
반면, 상위 계층 시그널링으로 단말에게 PTRS 전송이 이루어지지 않도록 설정된 경우, 해당 단말은 TD-OCC로 다중화가 이루어지는 DMRS 포트를 이용하는 다른 단말이 MU paring되지 않는다고 기대하지 않을 수 있다.
따라서, 자신에게 설정된 DMRS 포드와 동일 TD-OCC code를 이용하는 ports뿐만 아니라 다른 TD-OCC code를 이용하는 ports에 대해서도 BD를 수행할 수 있다.
또한, high MCS(및/또는 large BW)의 단말의 경우, 채널 추정 값의 오차로 인한 송신 신호 검출 성능 열화가 더욱 크게 나타날 수 있다. 따라서, PTRS 전송 여부와 더불어 특정 MCS 이상의 경우(및/또는 특정 BW 이상의 경우)에 대해서만 앞에서 설명한 방법이 사용될 수 있다.
예를 들어, 상위 계층 시그널링으로 단말에게 PTRS가 전송되도록 설정되고, 특정 단말에게 설정된 MCS가 k 이상인 경우 및/또는 설정된 scheduled BW가 b 이상인 경우, 단말은 TD-OCC로 다중화가 수행되는 DMRS port를 이용하여 다른 단말이 MU paring되지 않는다고 가정할 수 있다.
이 경우, 단말에게 설정된 DMRS port와 동일 TD-OCC code를 이용하는 port에 대해서만 BD를 수행할 수 있다.
실시 예 35에서 k, b는 각각 기지국과 단말 사이에 고정된 값으로 미리 설정되거나, 상위 계층 시그널링을 통해 단말에게 설정될 수 있다.
도 27은 본 발명에서 제안하는 복조 참조 신호의 구성 정보에 기초하여 복조 참조 신호를 수신하는 방법의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 27을 참조하면, 단말은 기지국으로부터 전송되는 참조신호를 통해서 수신된 데이터를 변조 및 복조하여 검출할 수 있다.
구체적으로, 단말은 기지국으로부터 제 1 복조 참조 신호(Dedicated Demodulation Reference Signal) 및 제 1 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)을 수신할 수 있다(S27010).
제 1 DMRS는 실시 예 21에서 설명한 바와 같이 특정 전송환경에서 기지국으로부터 DMRS의 매핑과 관련된 정보가 전송되기 전에 전송되는 DMRS를 의미한다.
제 1 DMRS는 실시 예 21에서 설명한 방법과 같이 특정 DMRS 포트에서 구성 타입 1에 따라 구성되고, 제 1 DMRS가 전송되는 안테나 포트는 모든 남아있는 직교 안테나 포트들과 연관되지 않을 수 있다.
즉, 제 1 DMRS는 다른 안테나 포트들과 다중화되지 않는 특정한 하나의 안테나 포트 상에서만 전송될 수 있다.
제 1 PDSCH는 단말이 기지국으로부터 전송되는 제어 정보인 PDCCH를 수신하기 위한 정보를 포함할 수 있다.
이후, 단말은 제 1 DMRS에 기초하여 제 1 PDSCH를 변조 및 복조할 수 있다.
이후, 단말은 제 1 PDSCH에 기초하여 제 2 복조 참조 신호의 구성과 관련된 DCI(Downlink Control Information)을 포함하는 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)을 수신할 수 있다(S27020).
이때, DCI는 실시 예 1 내지 실시 예 35에서 설명한 방법을 통해서 구성될 수 있다.
예를 들면, 상위 계층 시그널링을 통해 제 2 복조 신호가 매핑되는 심볼의 최대 개수가 단말에게 설정될 수 있으며, DCI는 상위 계층 시그널링을 통해 설정된 제 2 복조 신호가 매핑되는 심볼의 최대 개수에 따라 구성될 수 있다.
이후, 단말은 PDCCH에 기초하여 제 2 복조 참조 신호 및 제 2 PDSCH를 수신할 수 있다(S27030).
이와 같은 방법을 통해서 단말은 기지국으로부터 복조 참조 신호를 수신하여 데이터를 변조 및 복조하여 검출할 수 있다.
본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반
도 28은 본 명세서에서 제안하는 방법들이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
도 28을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국(2810)과 기지국(2810) 영역 내에 위치한 다수의 단말(2820)을 포함한다.
상기 기지국과 단말은 각각 무선 장치로 표현될 수도 있다.
기지국(2810)은 프로세서(processor, 2811), 메모리(memory, 2812) 및 RF 모듈(radio frequency module, 2813)을 포함한다. 프로세서(2811)는 앞서 도 1 내지 도 12에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서에 의해 구현될 수 있다. 메모리(2812)는 프로세서와 연결되어, 프로세서를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF 모듈(2813)는 프로세서와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.
단말(2820)은 프로세서(2821), 메모리(2822) 및 RF 모듈(2823)을 포함한다.
프로세서(2821)는 앞서 도 1 내지 도 12에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서에 의해 구현될 수 있다. 메모리(2822)는 프로세서와 연결되어, 프로세서를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF 모듈(2823)는 프로세서와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.
메모리(2812, 2822)는 프로세서(2811, 2821) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(2811, 2821)와 연결될 수 있다.
또한, 기지국(2810) 및/또는 단말(2820)은 한 개의 안테나(single antenna) 또는 다중 안테나(multiple antenna)를 가질 수 있다.
도 29는 본 발명의 일 실시 예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
특히, 도 29에서는 앞서 도 28의 단말을 보다 상세히 예시하는 도면이다.
도 29를 참조하면, 단말은 프로세서(또는 디지털 신호 프로세서(DSP: digital signal processor)(2910), RF 모듈(RF module)(또는 RF 유닛)(2935), 파워 관리 모듈(power management module)(2905), 안테나(antenna)(2940), 배터리(battery)(2955), 디스플레이(display)(2915), 키패드(keypad)(2920), 메모리(memory)(2930), 심카드(SIM(Subscriber Identification Module) card)(2925)(이 구성은 선택적임), 스피커(speaker)(2945) 및 마이크로폰(microphone)(2950)을 포함하여 구성될 수 있다. 단말은 또한 단일의 안테나 또는 다중의 안테나를 포함할 수 있다.
프로세서(2910)는 앞서 도 17 내지 도 26에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층은 프로세서에 의해 구현될 수 있다.
메모리(2930)는 프로세서와 연결되고, 프로세서의 동작과 관련된 정보를 저장한다. 메모리(2930)는 프로세서 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서와 연결될 수 있다.
사용자는 예를 들어, 키패드(2920)의 버튼을 누르거나(혹은 터치하거나) 또는 마이크로폰(2950)를 이용한 음성 구동(voice activation)에 의해 전화 번호 등과 같은 명령 정보를 입력한다. 프로세서는 이러한 명령 정보를 수신하고, 전화 번호로 전화를 거는 등 적절한 기능을 수행하도록 처리한다. 구동 상의 데이터(operational data)는 심카드(2925) 또는 메모리(2930)로부터 추출할 수 있다. 또한, 프로세서는 사용자가 인지하고 또한 편의를 위해 명령 정보 또는 구동 정보를 디스플레이(2915) 상에 디스플레이할 수 있다.
RF 모듈(2935)는 프로세서에 연결되어, RF 신호를 송신 및/또는 수신한다. 프로세서는 통신을 개시하기 위하여 예를 들어, 음성 통신 데이터를 구성하는 무선 신호를 전송하도록 명령 정보를 RF 모듈에 전달한다. RF 모듈은 무선 신호를 수신 및 송신하기 위하여 수신기(receiver) 및 전송기(transmitter)로 구성된다. 안테나(2940)는 무선 신호를 송신 및 수신하는 기능을 한다. 무선 신호를 수신할 때, RF 모듈은 프로세서에 의해 처리하기 위하여 신호를 전달하고 기저 대역으로 신호를 변환할 수 있다. 처리된 신호는 스피커(2945)를 통해 출력되는 가청 또는 가독 정보로 변환될 수 있다.
도 30은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 RF 모듈의 일례를 나타낸 도이다.
구체적으로, 도 30은 FDD(Frequency Division Duplex) 시스템에서 구현될 수 있는 RF 모듈의 일례를 나타낸다.
먼저, 전송 경로에서, 도 28 및 도 29에서 기술된 프로세서는 전송될 데이터를 프로세싱하여 아날로그 출력 신호를 송신기(3010)에 제공한다.
송신기(3010) 내에서, 아날로그 출력 신호는 디지털-대-아날로그 변환(ADC)에 의해 야기되는 이미지들을 제거하기 위해 저역 통과 필터(Low Pass Filter,LPF)(3011)에 의해 필터링되고, 상향 변환기(Mixer, 3012)에 의해 기저대역으로부터 RF로 상향 변환되고, 가변이득 증폭기(Variable Gain Amplifier,VGA)(3013)에 의해 증폭되며, 증폭된 신호는 필터(3014)에 의해 필터링되고, 전력 증폭기(Power Amplifier,PA)(3015)에 의해 추가로 증폭되며, 듀플렉서(들)(3050)/안테나 스위치(들)(3060)을 통해 라우팅되고, 안테나(3070)을 통해 전송된다.
또한, 수신 경로에서, 안테나(3070)은 외부로부터 신호들을 수신하여 수신된 신호들을 제공하며, 이 신호들은 안테나 스위치(들)(3060)/듀플렉서들(3050)을 통해 라우팅되고, 수신기(3020)으로 제공된다.
수신기(3020)내에서, 수신된 신호들은 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, LNA)(3023)에 의해 증폭되며, 대역통과 필터(3024)에 의해 필터링되고, 하향 변환기(Mixer,3025)에 의해 RF로부터 기저대역으로 하향 변환된다.
상기 하향 변환된 신호는 저역 통과 필터(LPF,3026)에 의해 필터링되며, VGA(3027)에 의해 증폭되어 아날로그 입력 신호를 획득하고, 이는 도 12 및 도 13에서 기술된 프로세서에 제공된다.
또한, 로컬 오실레이터 (local oscillator, LO) 발생기(3040)는 전송 및 수신 LO 신호들을 발생 및 상향 변환기(3012) 및 하향 변환기(3025)에 각각 제공한다.
또한, 위상 고정 루프(Phase Locked Loop,PLL)(3030)은 적절한 주파수들에서 전송 및 수신 LO 신호들을 생성하기 위해 프로세서로부터 제어 정보를 수신하고, 제어 신호들을 LO 발생기(3040)에 제공한다.
또한, 도 30에 도시된 회로들은 도 30에 도시된 구성과 다르게 배열될 수도 있다.
도 31은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 RF 모듈의 또 다른 일례를 나타낸 도이다
구체적으로, 도 31은 TDD(Time Division Duplex) 시스템에서 구현될 수 있는 RF 모듈의 일례를 나타낸다.
TDD 시스템에서의 RF 모듈의 송신기(3110) 및 수신기(3131)은 FDD 시스템에서의 RF 모듈의 송신기 및 수신기의 구조와 동일하다.
이하, TDD 시스템의 RF 모듈은 FDD 시스템의 RF 모듈과 차이가 나는 구조에 대해서만 살펴보기로 하고, 동일한 구조에 대해서는 도 30설명을 참조하기로 한다.
송신기의 전력 증폭기(Power Amplifier,PA)(3115)에 의해 증폭된 신호는 밴드 선택 스위치(Band Select Switch,3150), 밴드 통과 필터(BPF,3160) 및 안테나 스위치(들)(3170)을 통해 라우팅되고, 안테나(3180)을 통해 전송된다.
또한, 수신 경로에서, 안테나(3180)은 외부로부터 신호들을 수신하여 수신된 신호들을 제공하며, 이 신호들은 안테나 스위치(들)(3170), 밴드 통과 필터(3160) 및 밴드 선택 스위치(3150)을 통해 라우팅되고, 수신기(3120)으로 제공된다.
이상에서 설명된 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시 예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명에 따른 실시 예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시 예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시 예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 통상의 기술자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명의 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 매핑하는 방안은 3GPP LTE/LTE-A 시스템, 5G 시스템(New RAT 시스템)에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.
Claims (19)
- 무선 통신 시스템에서 단말이 참조 신호(Reference Signal)을 송수신 하는 방법에 있어서,
기지국으로부터 제 1 복조 참조 신호(Dedicated Demodulation Reference Signal 및/또는 제 2 복조 참조 신호가 매핑되는 심볼의 최대 개수와 관련된 최대 개수 값을 포함하는 제 1 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)을 수신하는 단계;
제 2 복조 참조 신호의 구성과 관련된 DCI(Downlink Control Information)을 포함하는 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)을 수신하는 단계; 및
상기 PDCCH에 기초하여 제 2 복조 참조 신호 및 제 2 PDSCH를 수신하는 단계를 포함하되,
상기 DCI는 상기 제 2 복조 참조 신호를 수신하기 위한 DCI 필드를 포함하며,
상기 DCI 필드는 상기 최대 개수 값에 기초하여 구성되는 방법. - 제 1 항에 있어서,
상기 제 1 복조 참조 신호는 상기 DCI가 전송되기 전에 전송되며, 단말과 기지국간에 사전에 설정된 패턴 및 특정 안테나 포트를 통해서 전송되는 방법. - 제 1 항에 있어서,
상기 제 1 복조 참조 신호는 시간 축 상으로 하나의 심볼에 매핑되며 상기 제 2 복조 참조 신호는 상기 시간 축 상으로 하나 또는 두 개의 심볼에 매핑되는 방법. - 제 1 항에 있어서,
상기 DCI는 상기 제 2 복조 참조 신호가 전송되는 안테나 포트 정보, 계층의 개수 정보, 또는 심볼의 개수 정보 중 적어도 하나를 포함하는 방법. - 제 1 항에 있어서,
상기 제 2 복조 참조 신호는 서로 다른 안테나 포트 상에서 전송되며,
상기 서로 다른 안테나 포트들은 시간 축 또는 주파수 축 상의 CDM(Code Division Multiplexing) 방식, 또는 FDM(Frequency Division Multiplexing) 방식 중 적어도 하나의 다중화 방법을 통해서 다중화되는 방법. - 제 5 항에 있어서,
상기 DCI는 상기 적어도 하나의 다중화 방법에 대한 안테나 포트들의 포트 정보를 더 포함하는 방법. - 제 5 항에 있어서,
상기 서로 다른 안테나 포트들은 주파수 및/또는 시간 축 상에서 상기 CDM 방식을 통해서 다중화 되며,
상기 DCI는 상기 서로 다른 안테나 포트들의 포트 정보를 더 포함하는 방법. - 제 5 항에 있어서,
상기 서로 다른 안테나 포트들은 시간 축 상에서 상기 CDM 방식 및/또는 주파수 축 상에서 FDM 방식을 통해서 다중화 되며,
상기 DCI는 상기 서로 다른 안테나 포트들의 포트 정보를 더 포함하는 방법. - 제 1 항에 있어서,
상기 제 2 복조 참조 신호는 제 1 구성 타입 또는 제 2 구성 타입에 따라 시간 축 및 주파수 축 상에 매핑되며,
상기 DCI는 제 1 구성 타입 또는 제 2 구성 타입에 따라 각각 구성되는 방법. - 제 9 항에 있어서,
상기 제 2 복조 참조 신호가 1개의 시간 축 심볼 및 상기 제 1 구성 타입에 따라 매핑되는 경우, 상기 제 2 복조 참조 신호와 상기 제 2 PDSCH가 전송되는 물리 채널은 서로 다른 주파수 축 및 시간 축 상에 매핑되는 방법. - 제 9 항에 있어서,
상기 제 2 복조 참조 신호가 2개의 시간 축 심볼 및 상기 제 2 구성 타입에 따라 매핑되는 경우, 상기 제 2 복조 참조 신호는 상기 제 2 PDSCH가 전송되는 물리 채널과 CDM 방법을 통해서 다중화 되는 방법. - 제 1 항에 있어서,
상기 DCI는 코드북 서브세트 제한(codebook subset restriction: CBSR)을 나타내는 랭크 지시자(Rank Indicator: RI)를 더 포함하는 방법. - 제 12 항에 있어서,
상기 DCI는 상기 랭크 지시자를 제외한 나머지 랭크 지시자들 중 최대 값을 갖는 랭크 지시자 보다 작은 값의 계층 값들에 대해서 구성되는 방법. - 제 12 항에 있어서,
상기 DCI는 상기 랭크 지시자를 제외한 나머지 랭크 지시자들에 대응되는 계층 값들에 대해서만 구성되는 방법. - 제 1 항에 있어서,
상기 기지국으로 채널 상태를 나타내는 채널 상태 정보를 보고하는 단계를 더 포함하되,
상기 채널 상태 정보는 상기 단말이 채널 상태 정보를 보고하기 위해 사용한 랭크 지시자 값들을 포함하는 방법. - 제 15 항에 있어서,
상기 DCI는 상기 랭크 지시자 값들에 대응하는 계층 값에 대해서 구성되는 방법. - 제 15 항에 있어서,
상기 DCI는 상기 랭크 지시자 값들 중 가장 최근에 단말로부터 전송된 랭크 지시자 값보다 작은 값의 계층 값들에 대해서 구성되는 방법. - 제 1 항에 있어서,
상기 제 2 복조 참조 신호에 기초하여 채널 보상을 위한 채널 값을 추정하는 단계;
상기 채널 값을 이용하여 채널을 보상하는 단계;
상기 제 2 PDSCH를 복조하는 단계; 및
상기 복조된 제 2 PDSCH를 디코딩하는 단계를 더 포함하는 방법. - 무선 통신 시스템에서 참조 신호(Reference Signal을 송수신하는 단말에 있어서,
외부와 무선 신호를 송신 및 수신하는 통신부; 및
상기 통신부와 기능적으로 결합되어 있는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는,
기지국으로부터 제 1 복조 참조 신호(Dedicated Demodulation Reference Signal 및/또는 제 2 복조 참조 신호가 매핑되는 심볼의 최대 개수와 관련된 최대 개수 값을 포함하는 제 1 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)을 수신하고,
제 2 복조 참조 신호의 구성과 관련된 DCI(Downlink Control Information)을 포함하는 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)을 수신하며,
상기 PDCCH에 기초하여 제 2 복조 참조 신호 및 2 PDSCH를 수신하되,
상기 DCI는 상기 제 2 복조 참조 신호를 수신하기 위한 DCI 필드를 포함하며,
상기 DCI 필드는 상기 최대 상기 개수 값에 기초하여 구성되는 단말.
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Legal Events
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| GRNT | Written decision to grant |