JP2020516208A - 無線通信システムにおける参照信号を送受信するための方法及びそのための装置 - Google Patents

無線通信システムにおける参照信号を送受信するための方法及びそのための装置 Download PDF

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Abstract

無線通信システムにおける端末が参照信号（Reference Signal）を送受信する方法及び装置に関するものである。本発明によれば、基地局から第１復調参照信号（Dedicated Demodulation Reference Signal）及び第１のＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared CHannel）を受信し、上記第１のＰＤＳＣＨに基づいて、第２復調参照信号の構成と関連するＤＣＩ（Downlink Control Information）を有するＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control CHannel）を受信し、上記ＰＤＣＣＨに基づいて、第２復調参照信号及び第２のＰＤＳＣＨを受信し、上記第１復調参照信号は、１つのアンテナポート上のみで転送され、上記ＤＣＩは、上記第２復調参照信号がマッピングされるシンボルの最大個数によって構成が決定される、方法及び装置を提供することができる。【選択図】図２７

Description

本発明は、無線通信システムに関し、より詳しくは、無線通信システムにおける復調参照信号（Dedicated DeModulation Reference Signals：ＤＭ−ＲＳ）を送受信するための方法及びそのための装置に関する。
移動通信システムは、ユーザの活動性を保証（保障）しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは、音声だけでなくデータサービスまで領域を拡張し、現在では、爆発的なトラフィックの増加によってリソース（資源）の不足現象が引き起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。
次世代移動通信システムの要求条件は、概して、爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たりの送信レート（率）の画期的な増加、大幅に増加した接続デバイス数の収容、非常に低いエンドツーエンド遅延（End-to-End Latency）、高エネルギ効率をサポートできなければならない。このために、多重接続性（Dual Connectivity）、大規模多入力多出力（多重入出力）（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ：Massive Multiple Input Multiple Output）、全二重（In-band Full Duplex）、非直交多元（多重）接続（ＮＯＭＡ：Non-Orthogonal Multiple Access）、超広帯域（Super wideband）サポート、端末ネットワーキング（Device Networking）等、多様な技術が研究されている。
本発明は、復調参照信号を送受信するための方法及び装置を提供することをその目的とする。
また、本発明は、端末が復調参照信号を受信するためのＤＣＩ（Downlink Control Information）フォーマットを定義するための方法及び装置を提供することをその目的とする。
また、本発明は、復調参照信号がマッピングされるシンボルの数によって、ＤＣＩフォーマットを異なるように定義するための方法及び装置を提供することをその目的とする。
また、本発明は、復調参照信号を転送（送信）する（transmitted）アンテナポート間の多重化（Multiplexing）方法によって、ＤＣＩフォーマットを異なるように定義するための方法及び装置を提供することをその目的とする。
また、本発明は、端末から報告されるチャネル状態情報によって、ＤＣＩフォーマットを異なるように定義するための方法及び装置を提供することをその目的とする。
本明細書で達成しようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しない更に他の技術的課題は、以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。
前述した技術的課題を解決するために、本発明の実施形態に従う無線通信システムで、端末が参照信号（Reference Signal）を送受信する方法は、基地局から第１復調参照信号（Dedicated Demodulation Reference Signal）及び第２復調参照信号がマッピングされるシンボルの最大個数を示す個数値を有する第１の物理ダウンリンク共有チャネル（Physical Downlink Shared CHannel；ＰＤＳＣＨ）を受信するステップと、第２復調参照信号の構成と関連するダウンリンク制御情報（Downlink Control Information；ＤＣＩ）を有する物理ダウンリンク制御チャネル（Physical Downlink Control CHannel；ＰＤＣＣＨ）を受信するステップと、ＰＤＣＣＨに基づいて第２復調参照信号及び第２のＰＤＳＣＨを受信するステップと、を有し、ＤＣＩは、個数値に基づいて構成が決定される。また、本発明において、第１復調参照信号は、１つのアンテナポート上のみで転送される。
また、本発明において、第１復調参照信号は、時間軸上で１つのシンボルにマッピングされ、第２復調参照信号は、時間軸上で１つ又は２つのシンボルにマッピングされる。
また、本発明において、ＤＣＩは、第２復調参照信号が転送されるアンテナポート情報、階層の個数情報、又はシンボルの個数情報のうち、少なくとも１つを有する。
また、本発明において、第２復調参照信号は、互いに異なるアンテナポート上で転送され、
互いに異なるアンテナポートは、時間軸又は周波数軸上の符号分割多重（Code Division Multiplexing；ＣＤＭ）方式、又は周波数分割多重（Frequency Division Multiplexing；ＦＤＭ）方式のうち、少なくとも１つの多重化方法により多重化される。
また、本発明において、ＤＣＩは、少なくとも１つの多重化方法に対するアンテナポートのポート情報をさらに有する。
また、本発明において、互いに異なるアンテナポートは、周波数及び／又は時間軸上でＣＤＭ方式により多重化され、ＤＣＩは、互いに異なるアンテナポートのポート情報をさらに有する。
また、本発明において、互いに異なるアンテナポートは、時間軸上でＣＤＭ方式及び／又は周波数軸上でＦＤＭ方式により多重化され、ＤＣＩは、互いに異なるアンテナポートのポート情報をさらに有する。
また、本発明において、第２復調参照信号は、第１構成タイプ又は第２構成タイプによって時間軸及び周波数軸上にマッピングされ、ＤＣＩは、第１構成タイプ又は第２構成タイプによって各々構成される。
また、本発明において、第２復調参照信号が１つの時間軸シンボル及び第１構成タイプによってマッピングされる場合、第２復調参照信号と第２のＰＤＳＣＨとが転送される物理チャネルは、互いに異なる周波数軸及び時間軸上にマッピングされる。
また、本発明において、第２復調参照信号が２つの時間軸シンボル及び第２構成タイプによってマッピングされる場合、第２復調参照信号は、第２のＰＤＳＣＨが転送される物理チャネルとＣＤＭ方法により多重化される。
また、本発明において、ＤＣＩは、コードブックサブセット制限（codebook subset restriction：ＣＢＳＲ）を示すランク指示子（Rank Indicator：ＲＩ）をさらに有する。
また、本発明において、ＤＣＩは、ランク指示子を除外した残りのランク指示子のうち、最大値を有するランク指示子より小さい値の階層値に対して構成される。
また、本発明において、ＤＣＩは、ランク指示子を除外した残りのランク指示子に対応する階層値に対してのみ構成される。
また、本発明は、基地局にチャネル状態を示すチャネル状態情報を報告するステップをさらに有し、チャネル状態情報は、端末がチャネル状態情報を報告するのに使用したランク指示子値を有する。
また、本発明において、ＤＣＩは、ランク指示子値に対応する階層値に対して構成される。
また、本発明において、ＤＣＩは、ランク指示子値のうち、最も最近に端末から転送されたランク指示子値より小さい値の階層値に対して構成される。
また、本発明は、第２復調参照信号に基づいてチャネル補償（channel compensation）のためのチャネル値を推定するステップと、チャネル値を用いてチャネルを補償するステップと、第２のＰＤＳＣＨを復調するステップと、復調された第２のＰＤＳＣＨをデコードするステップと、をさらに有する。
また、本発明は、外部と無線信号を送信及び受信する通信部と、通信部と機能的に結合（接続）されているプロセッサと、を有し、プロセッサは、基地局から第１復調参照信号（Dedicated Demodulation Reference Signal）及び第１の物理ダウンリンク共有チャネル（Physical Downlink Shared CHannel；ＰＤＳＣＨ）を受信し、ＰＤＳＣＨに基づいて、第２復調参照信号の構成と関連するダウンリンク制御情報（Downlink Control Information；ＤＣＩ）を有する物理ダウンリンク制御チャネル（Physical Downlink Control CHannel；ＰＤＣＣＨ）を受信し、ＰＤＣＣＨに基づいて、第２復調参照信号及び第２のＰＤＳＣＨを受信し、ＤＣＩは、第２復調参照信号がマッピングされるシンボルの最大個数によって構成が決定される、端末を提供する。
本発明は、復調参照信号がマッピングされるシンボルの数によって、ＤＣＩフォーマットを異なるように定義することによって、ＤＣＩフィールドのペイロード（Payload）サイズを縮小することができる効果がある。
また、本発明は、復調参照信号を転送するアンテナポート間の多重化（Multiplexing）方法によって、ＤＣＩフォーマットを異なるように定義することによって、多重化方法を制限してＤＣＩのオーバーヘッドを減少させることができる。
また、本発明は、基地局から転送される情報により、コードブックサブセット制限（codebook subset restriction：ＣＢＳＲ）を示すランク指示子（Rank Indicator：ＲＩ）を通じてＤＣＩフォーマットに定義されるレイヤ数が制限されることによって、ＤＣＩフィールドのペイロードサイズを縮小することができる効果がある。
また、本発明は、復調参照信号の構成情報が転送される前にブロードキャストされるＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared CHannel）を受信するための復調参照信号の構成を制限することによって、端末が復調参照信号を効率よく受信することができる効果がある。
本明細書で得ることができる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及しない更に他の効果は、以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。
本発明を適用できる無線通信システムにおける無線フレームの構造を示す図である。 本発明を適用できる無線通信システムにおける１つのダウンリンクスロットに対するリソース（資源）グリッド（resource grid）を例示した図である。 本発明を適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクサブフレームの構造を示す図である。 本発明を適用できる無線通信システムにおけるアップリンクサブフレームの構造を示す図である。 本発明を適用できる無線通信システムにおけるＰＵＣＣＨフォーマットがアップリンク物理リソースブロックのＰＵＣＣＨ領域にマッピングされる形態の一例を示す図である。 本発明を適用できる無線通信システムにおける一般（ノーマル）ＣＰの場合のＣＱＩチャネルの構造を示す図である。 本発明を適用できる無線通信システムにおける一般ＣＰの場合にＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネルの構造を示す図である。 本発明を適用できる無線通信システムにおける１つのスロットの間に５個のＳＣ-ＦＤＭＡシンボルを生成して転送する一例を示す図である。 本発明を適用できる無線通信システムにおけるコンポーネントキャリヤ及びキャリヤアグリゲーション（併合）（carrier aggregation）の一例を示す図である。 本発明を適用できる無線通信システムにおけるクロスキャリヤスケジューリングに従うサブフレーム構造の一例を示す図である。 本発明を適用できる無線通信システムにおけるＵＬ-ＳＣＨの転送チャネル（トランスポートチャネル）処理の一例を示す図である。 本発明を適用できる無線通信システムにおける転送チャネル（transport channel）であるアップリンク共有チャネルの信号処理過程の一例を示す図である。 一般的な多入力多出力アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。 多数の送信アンテナから１つの受信アンテナへのチャネルを示す図である。 本発明を適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクリソースブロック対にマッピングされた参照信号パターンの一例を示す図である。 本明細書で提案する方法を適用できる無線通信システムにおけるセルフコンテインド（自己完備）（Self-contained）サブフレーム構造を例示する図である。 本発明を適用できる復調参照信号のマッピングパターンの一例を示す図である。 本発明を適用できる復調参照信号を通じてダウンリンクデータを受信するための方法の一例を示すフローチャートである。 本発明で提案する復調参照信号がマッピングされるリソースの一例を示す図である。 本発明で提案する復調参照信号がマッピングされるリソースの更に他の一例を示す図である。 本発明で提案する復調参照信号がマッピングされるリソースの更に他の一例を示す図である。 本発明で提案する復調参照信号の構成タイプに従う性能の一例を示す図である。 本発明で提案するＤＭＲＳの構成タイプに対するアンテナポートのポートマッピングの一例を示す図である。 本発明で提案する追加的なＤＭＲＳに従う端末性能の一例を示す図である。 本発明で提案する復調参照信号の構成タイプに対するアンテナポートマッピングの一例を示す図である。 本発明で提案するランク指示子（Rank Indicator）によってＤＣＩフィールドを構成する方法の一例を示す図である。 本発明で提案する復調参照信号の構成情報に基づいて復調参照信号を受信する方法の一例を示す図である。 本明細書で提案する方法を適用できる無線通信装置のブロック構成図を例示する図である。 本発明の一実施形態に従う通信装置のブロック構成図を例示する図である。 本明細書で提案する方法を適用できる無線通信装置のＲＦモジュールの一例を示した図である。 本明細書で提案する方法を適用できる無線通信装置のＲＦモジュールの更に他の一例を示した図である。
本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部に含まれる添付図面は、本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。
以下、本発明にかかる好ましい実施形態を添付された図面を参照して詳細に説明する。添付された図面と共に以下に開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施形態を説明するためのものであり、本発明が実施されうる唯一の実施形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的細部事項を含む。しかしながら、当業者は、本発明がこのような具体的細部事項がなくても実施できることを理解すべきである。
いくつかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されるか、又は各構造及び装置の中核（核心）機能を中心にしたブロック図形式で示されることができる。
本明細書で、基地局は、端末と直接通信を行うネットワークの終端ノード（terminal node）としての意味を有する。本文書で基地局により行われるものとして説明された特定の動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（upper node）により行われることもできる。即ち、基地局を含む多数のネットワークノード（network nodes）からなるネットワークで端末との通信のために行われる多様な動作は、基地局又は基地局以外の他のネットワークノードにより行われることができることは自明である。‘基地局（ＢＳ：Base Station）’は、固定局（fixed station）、Ｎｏｄｅ Ｂ、ｅＮＢ（evolved-Node B）、ＢＴＳ（base transceiver system）、アクセスポイント（ＡＰ：Access Point）、送信端などの用語により代替できる。また、‘端末（Terminal）’は、固定されるか、又はモビリティ（移動性）を有することができ、ＵＥ（User Equipment）、ＭＳ（Mobile Station）、ＵＴ（User Terminal）、ＭＳＳ（Mobile Subscriber Station）、ＳＳ（Subscriber Station）、ＡＭＳ（Advanced Mobile Station）、ＷＴ（Wireless Terminal）、ＭＴＣ（Machine-Type Communication）装置、Ｍ２Ｍ（Machine-to-Machine）装置、Ｄ２Ｄ（Device-to-Device）装置、受信端などの用語に代替できる。
以下、ダウンリンク（ＤＬ：DownLink）は、基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：UpLink）は、端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクで、送信器は基地局の一部であり、受信器は端末の一部でありうる。アップリンクで、送信器は端末の一部であり、受信器は基地局の一部でありうる。
以下の説明において用いられる特定の用語は、本発明の理解に役立つために提供されたものであり、このような特定の用語の使用は、本発明の技術的思想から外れない範囲内で他の形態に変更されることができる。
以下の技術は、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）、ＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access）、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Single Carrier Frequency Division Multiple Access）、ＮＯＭＡ（Non-Orthogonal Multiple Access）などの多様な無線アクセスシステム（無線接続システム）に利用されることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（Universal Terrestrial Radio Access）又はＣＤＭＡ２０００などの無線技術（radio technology）により具現化されることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（登録商標）（Global System for Mobile Communications）／ＧＰＲＳ（General Packet Radio Service）／ＥＤＧＥ（Enhanced Data rates for ＧＳＭ Evolution）などの無線技術により具現化されることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（Evolved ＵＴＲＡ）などの無線技術により具現化されることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）の一部である。３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）ＬＴＥ（Long Term Evolution）は、Ｅ−ＵＴＲＡを使用するＥ−ＵＭＴＳ（evolved ＵＭＴＳ）の一部であり、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（Advanced）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの発展したもの（進化）である。
本発明の実施形態は、無線アクセスシステムであるＩＥＥＥ ８０２、３ＧＰＰ及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも１つに開示された標準文書により裏付けられることができる。即ち、本発明の実施形態のうち、本発明の技術的思想を明確にあらわすために、説明しないステップ又は部分は、上記文書により裏付けられることができる。また、本文書に開示しているすべての用語は、上記標準文書により説明されることができる。
説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａを中心に述べるが、本発明の技術的特徴がこれに制限されるものではない。
用語の定義
ｅＬＴＥ ｅＮＢ：ｅＬＴＥ ｅＮＢは、ＥＰＣ及びＮＧＣに対する接続（連結）（connection）をサポート（支援）する（supports）ｅＮＢの発展したもの（evolution）である。
ｇＮＢ：ＮＧＣとの接続だけでなく、ＮＲをサポートするノード。
新しいＲＡＮ：ＮＲ又はＥ−ＵＴＲＡをサポートするか、又はＮＧＣと相互作用する無線アクセスネットワーク。
ネットワークスライス（network slice）：ネットワークスライスは、終端間範囲（inter-terminal range）と共に特定要求事項を要求する特定市場シナリオに対して最適化されたソリューションを提供するようにoperatorにより定義されたネットワーク。
ネットワーク機能（network function）：ネットワーク機能は、よく定義された外部インターフェースとよく定義された機能的動作とを有するネットワークインフラ内における論理ノード。
ＮＧ−Ｃ：新しいＲＡＮとＮＧＣとの間のＮＧ２リファレンスポイント（reference point）に使われる制御プレーン（制御平面）インターフェース。
ＮＧ−Ｕ：新しいＲＡＮとＮＧＣとの間のＮＧ３リファレンスポイント（reference point）に使われるユーザプレーン（ユーザ平面）インターフェース。
ノンスタンドアロン（非独立型）（Non-standalone）ＮＲ：ｇＮＢがＬＴＥ ｅＮＢをＥＰＣに制御プレーン接続のためのアンカとして要求するか、又はｅＬＴＥ ｅＮＢをＮＧＣに制御プレーン接続のためのアンカとして要求する配置構成。
ノンスタンドアロンＥ−ＵＴＲＡ：ｅＬＴＥ ｅＮＢがＮＧＣに制御プレーン接続のためのアンカとしてｇＮＢを要求する配置構成。
ユーザプレーンゲートウェイ：ＮＧ−Ｕインターフェースの終端点。
本発明を適用できる無線通信システム一般
図１は、本発明を適用できる無線通信システムにおける無線フレームの構造を示す。
３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａでは、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）に適用可能なタイプ１の無線フレーム（radio frame）構造と、ＴＤＤ（Time Division Duplex）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造と、をサポートする。
図１で、無線フレームの時間領域におけるサイズは、Ｔ_s＝１／（１５０００＊２０４８）の時間単位の倍数で表現される。ダウンリンク及びアップリンク転送は、Ｔ_f＝３０７２００＊Ｔ_s＝１０ｍｓの区間を有する無線フレームで構成される。
図１の（ａ）は、タイプ１つの無線フレームの構造を例示する。タイプ１つの無線フレームは、全二重（full duplex）及び半二重（half duplex）ＦＤＤに全て適用できる。
無線フレーム（radio frame）は、１０個のサブフレーム（subframe）から構成される。１つの無線フレームは、Ｔ_slot＝１５３６０＊Ｔ_s＝０．５ｍｓの長さの２０個のスロットから構成され、各スロットは、０から１９までのインデックスが与えられる。１つのサブフレームは、時間領域（time domain）で連続する２つのスロット（slot）から構成され、サブフレームｉは、スロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１で構成される。１つのサブフレームを転送するのにかかる時間を、ＴＴＩ（Transmission Time Interval）という。例えば、１つのサブフレームの長さは、１ｍｓであり、１つのスロットの長さは、０．５ｍｓでありうる。
ＦＤＤでアップリンク転送及びダウンリンク転送は、周波数領域（ドメイン）で区分される。全二重ＦＤＤに制限がない一方、半二重ＦＤＤ動作で、端末は、同時に転送及び受信を行うことができない。
１つのスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボルを含み、周波数領域で多数のリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）を含む。３ＧＰＰ ＬＴＥは、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを使用するので、ＯＦＤＭシンボルは、１つのシンボル区間（symbol period）を表現するためのものである。ＯＦＤＭシンボルは、１つのＳＣ-ＦＤＭＡシンボル又はシンボル区間ということができる。リソースブロック（resource block）は、リソース割り当て単位であり、１つのスロットで複数の連続する副搬送波（subcarrier）を含む。
図１の（ｂ）は、タイプ２のフレーム構造（frame structure type 2）を示す。
タイプ２の無線フレームは、各１５３６００＊Ｔ_s＝５ｍｓの長さの２つのハーフフレーム（half frame）から構成される。各ハーフフレームは、３０７２０＊Ｔ_s＝１ｍｓの長さの５個のサブフレームから構成される。
ＴＤＤシステムのタイプ２フレーム構造において、アップリンク−ダウンリンク構成（uplink-downlink configuration）は、全てのサブフレームに対してアップリンク及びダウンリンクが割り当て（又は、予約）されるかを示す規則である。
表１は、アップリンク−ダウンリンク構成を示す。
＜表１＞
表１を参照すると、無線フレームの各サブフレーム別に、‘Ｄ’は、ダウンリンク転送のためのサブフレームを示し、‘Ｕ’は、アップリンク転送のためのサブフレームを示し、‘Ｓ’は、ＤｗＰＴＳ（Downlink Pilot Time Slot）、ガード区間（保護区間）（ＧＰ：Guard Period）、ＵｐＰＴＳ（Uplink Pilot Time Slot）の３種類のフィールドから構成されるスペシャルサブフレーム（special subframe）を示す。
ＤｗＰＴＳは、端末における初期セルサーチ（探索）、同期、又はチャネル推定に使われる。ＵｐＰＴＳは、基地局におけるチャネル推定と端末のアップリンク転送同期を合せることとに使われる。ＧＰは、アップリンクとダウンリンクとの間にダウンリンク信号のマルチパス遅延によってアップリンクで生じる干渉を除去するための区間である。
各サブフレームｉは、各Ｔ_slot＝１５３６０＊Ｔ_s＝０．５ｍｓの長さのスロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１で構成される。
アップリンク−ダウンリンク構成は、７種類に区分されることができ、各構成別にダウンリンクサブフレーム、スペシャルサブフレーム、アップリンクサブフレームの位置及び／又は個数が異なる。
ダウンリンクからアップリンクに変更される時点、又はアップリンクからダウンリンクに転換される時点を転換時点（switching point）という。転換時点の周期性（Switch-point periodicity）は、アップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームとが転換される様相が同一に反復される周期を意味し、５ｍｓ又は１０ｍｓが全てサポートされる。５ｍｓダウンリンク−アップリンク転換時点の周期を有する場合には、スペシャルサブフレーム（Ｓ）は、ハーフフレーム毎に存在し、５ｍｓダウンリンク−アップリンク転換時点の周期を有する場合には、最初のハーフフレームのみに存在する。
全ての構成において、０番、５番サブフレーム、及びＤｗＰＴＳは、ダウンリンク転送のみのための区間である。ＵｐＰＴＳ及びサブフレームに直ぐ繋がるサブフレームは、常にアップリンク転送のための区間である。
このようなアップリンク−ダウンリンク構成は、システム情報として基地局及び端末が全て知っていることができる。基地局は、アップリンク−ダウンリンク構成情報が変わる度に構成情報のインデックスのみを転送することによって、無線フレームのアップリンク−ダウンリンク割り当て状態の変更を端末に知らせることができる。また、構成情報は、一種のダウンリンク制御情報として他のスケジューリング情報と同様にＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）を通じて転送されることができ、放送情報としてブロードキャストチャネル（broadcast channel）を通じてセル内の全ての端末に共通に転送されることもできる。
表２は、スペシャルサブフレームの構成（ＤｗＰＴＳ／ＧＰ／ＵｐＰＴＳの長さ）を示す。
＜表２＞
図１の例に従う無線フレームの構造は、１つの例に過ぎず、無線フレームに含まれる副搬送波の数又はサブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、多様に変更できる。
図２は、本発明を適用できる無線通信システムにおける一つのダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（resource grid）を例示した図である。
図２を参照すると、一つのダウンリンクスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含む。ここで、一つのダウンリンクスロットは、７個のＯＦＤＭシンボルを含み、一つのリソースブロックは、周波数領域で１２個の副搬送波を含むことを例示的に記述（技術）するが、これに限定されるものではない。
リソースグリッド上における各要素（element）をリソース要素（resource element）といい、一つのリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）は、１２×７個のリソース要素を含む。ダウンリンクスロットに含まれるリソースブロックの数ＮDLは、ダウンリンク転送帯域幅（bandwidth）に依存（従属）する。
アップリンクスロットの構造は、ダウンリンクスロットの構造と同一でありうる。
図３は、本発明を適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクサブフレームの構造を示す。
図３を参照すると、サブフレーム内の最初のスロットで前の最大３個のＯＦＤＭシンボルは、制御チャネルが割り当てられる制御領域（control region）であり、残りのＯＦＤＭシンボルは、ＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared Channel）が割り当てられるデータ領域（data region）である。３ＧＰＰ ＬＴＥで使われるダウンリンク制御チャネルの一例には、ＰＣＦＩＣＨ（Physical Control Format Indicator Channel）、ＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）、ＰＨＩＣＨ（Physical Hybrid-ＡＲＱ Indicator Channel）などがある。
ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの最初のＯＦＤＭシンボルで転送され、サブフレーム内で制御チャネルの転送のために使われるＯＦＤＭシンボルの数（即ち、制御領域のサイズ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨは、アップリンクに対する応答チャネルであり、ＨＡＲＱ（Hybrid Automatic Repeat reQuest）に対するＡＣＫ（ACKnowledgement）／ＮＡＣＫ（Not-ACKnowledgement）信号を運ぶ。ＰＤＣＣＨを介して転送される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：Downlink Control Information）という。ダウンリンク制御情報は、アップリンクリソース割り当て情報、ダウンリンクリソース割り当て情報、又は任意の端末グループに対するアップリンク転送（Ｔｘ）パワー制御命令を含む。
ＰＤＣＣＨは、ＤＬ−ＳＣＨ（Downlink Shared Channel）のリソース割り当て及び転送フォーマット（これをダウンリンクグラントともいう。）、ＵＬ−ＳＣＨ（Uplink Shared Channel）のリソース割り当て情報（これをアップリンクグラントともいう。）、ＰＣＨ（Paging Channel）におけるページング（paging）情報、ＤＬ−ＳＣＨにおけるシステム情報、ＰＤＳＣＨで転送されるランダムアクセス応答（random access response）などの上位層（レイヤ）（upper-layer）制御メッセージに対するリソース割り当て、任意の端末グループ内の個別の端末に対する送信電力（転送パワー）制御命令の集合、ＶｏＩＰ（Voice over ＩＰ）の活性化などを運ぶことができる。複数のＰＤＣＣＨは、制御領域内で転送されることができ、端末は、複数のＰＤＣＣＨをモニタリングすることができる。ＰＤＣＣＨは、一つ又は複数の連続するＣＣＥ（Control Channel Elements）の集合（aggregate）で構成される。ＣＣＥは、無線チャネルの状態に従う符号化率（coding rate）をＰＤＣＣＨに提供するために使われる論理的割り当て単位である。ＣＣＥは、複数のリソース要素グループ（resource element group）に対応する。ＰＤＣＣＨのフォーマット及び使用可能なＰＤＣＣＨのビット数は、ＣＣＥの数とＣＣＥにより提供される符号化率との間の関連付け（関関連係）（association）によって決定される。
基地局は、端末に転送しようとするＤＣＩによってＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報にＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）を付ける。ＣＲＣには、ＰＤＣＣＨの所有者（owner）や用途によって固有な識別子（これをＲＮＴＩ（Radio Network Temporary Identifier）という。）がマスクされる。特定の端末のためのＰＤＣＣＨであれば、端末固有の識別子、例えばＣ−ＲＮＴＩ（Cell-RNTI）がＣＲＣにマスクされることができる。あるいは、ページングメッセージのためのＰＤＣＣＨであれば、ページング指示識別子、例えばＰ−ＲＮＴＩ（Paging-RNTI）がＣＲＣにマスクされることができる。システム情報、より具体的にはシステム情報ブロック（ＳＩＢ：System Information Block）のためのＰＤＣＣＨであれば、システム情報識別子、ＳＩ−ＲＮＴＩ（system information RNTI）がＣＲＣにマスクされることができる。端末のランダムアクセスプリアンブルの転送に対する応答であるランダムアクセス応答を指示するために、ＲＡ−ＲＮＴＩ（random access-RNTI）がＣＲＣにマスクされることができる。
ＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）
以下、ＰＤＣＣＨについて、より具体的に説明する。
ＰＤＣＣＨを通じて転送される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：Downlink Control Indicator）という。ＰＤＣＣＨは、ＤＣＩフォーマットに従って制御情報のサイズ及び用途が異なり、また符号化率によってサイズが変わることがある。
表３は、ＤＣＩフォーマットに従うＤＣＩを示す。
＜表３＞
上記表３を参照すると、ＤＣＩフォーマットには、ＰＵＳＣＨスケジューリングのためのフォーマット０、１つのＰＤＳＣＨコードワードのスケジューリングのためのフォーマット１、１つのＰＤＳＣＨコードワードの簡単な（compact）スケジューリングのためのフォーマット１Ａ、ＤＬ-ＳＣＨの非常に簡単なスケジューリングのためのフォーマット１Ｃ、閉ループ（Closed-loop）空間多重化（spatial multiplexing）モードでＰＤＳＣＨスケジューリングのためのフォーマット２、開ループ（Open loop）空間多重モードでＰＤＳＣＨスケジューリングのためのフォーマット２Ａ、アップリンクチャネルのためのＴＰＣ（Transmission Power Control）命令の転送のためのフォーマット３及び３Ａ、マルチ（多重）アンテナポート転送モード（transmission mode）で１つのアップリンクセル内ＰＵＳＣＨスケジューリングのためのフォーマット４がある。
ＤＣＩフォーマット１Ａは、端末にどのような転送モードが設定されてもＰＤＳＣＨスケジューリングのために使われることができる。
このようなＤＣＩフォーマットは、端末別に独立して適用されることができ、１つのサブフレームの中に多数の端末のＰＤＣＣＨが同時に多重化（multiplexing）できる。ＰＤＣＣＨは、１つ又は幾つかの連続するＣＣＥ（Control Channel Elements）の集合（aggregation）で構成される。ＣＣＥは、無線チャネルの状態に従う符号化率をＰＤＣＣＨに提供するために使われる論理的割り当て単位である。ＣＣＥは、４個のリソース要素から構成されたＲＥＧの９個のセットに対応する単位をいう。基地局は、１つのＰＤＣＣＨ信号を構成するために｛１、２、４、８｝個のＣＣＥを使用することができ、この時の｛１、２、４、８｝は、ＣＣＥアグリゲーションレベル（集合レベル）（aggregation level）と称する。
特定のＰＤＣＣＨの転送のために使われるＣＣＥの個数は、チャネル状態によって基地局により決定される。各端末によって構成されたＰＤＣＣＨは、ＣＣＥ対ＲＥマッピング規則（CCE-to-RE mapping rule）により各サブフレームの制御チャネル領域にインターリーブ（interleaving）されてマッピングされる。ＰＤＣＣＨの位置は、各サブフレームの制御チャネルのためのＯＦＤＭシンボルの個数、ＰＨＩＣＨグループの個数、そして送信アンテナ及び周波数遷移などによって変わることがある。
前述したように、多重化された各端末のＰＤＣＣＨに独立してチャネルコーディングが行われ、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）が適用される。各端末の固有の識別子（ＵＥＩＤ）をＣＲＣにマスク（masking）して、端末が自体のＰＤＣＣＨを受信することができるようにする。しかしながら、サブフレーム内で割り当てられた制御領域で、基地局は、端末に該当するＰＤＣＣＨがどこにあるかに関する情報を提供しない。端末は、基地局から転送された制御チャネルを受信するために自体のＰＤＣＣＨがどの位置でどのようなＣＣＥアグリゲーションレベルやＤＣＩフォーマットに転送されるかを知ることができないので、端末は、サブフレーム内でＰＤＣＣＨ候補（candidate）の集合をモニタリングして自体のＰＤＣＣＨを探す。これをブラインドデコーディング（ＢＤ：Blind Decoding）という。
ブラインドデコーディングは、ブラインド探索（Blind Detection）又はブラインドサーチ（Blind Search）と称されることができる。ブラインドデコーディングは、端末がＣＲＣ部分に自体の端末識別子（ＵＥＩＤ）をデマスク（De-Masking）させた後、ＣＲＣエラー（誤謬）を検討して該当ＰＤＣＣＨが自体の制御チャネルか否かを確認する方法をいう。
以下、ＤＣＩフォーマット０を通じて転送される情報を説明する。
ＤＣＩフォーマット０は、１つのアップリンクセルにおけるＰＵＳＣＨをスケジューリングするために使われる。
表４は、ＤＣＩフォーマット０で転送される情報を示す。
＜表４＞
上記表４を参照すると、ＤＣＩフォーマット０を通じて転送される情報は、次の通りである。
１）キャリヤ指示子（Carrier indicator）−０又は３ビットで構成される。
２）ＤＣＩフォーマット０とフォーマット１Ａとを区別（区分）するためのフラグ（プラグ）−１ビットで構成され、０値は、ＤＣＩフォーマット０を指示し、１値は、ＤＣＩフォーマット１Ａを指示する。
３）周波数ホッピング（hopping）フラグ−１ビットで構成される。このフィールドは、必要な場合、該当リソース割り当ての最上位ビット（ＭＳＢ：Most Significant bit）をマルチ（多重）クラスタ（multi-cluster）割り当てのために使われることができる。
４）リソースブロック割り当て（Resource block assignment）とホッピング（hopping）リソース割り当て−
ビットで構成される。
ここで、単一クラスタ（single-cluster allocation）割り当てにおけるＰＵＳＣＨホッピングの場合、
の値を獲得するためにＮUL_hop個の最上位ビット（ＭＳＢ）が使われる。
ビットは、アップリンクサブフレーム内に最初のスロットのリソース割り当てを提供する。また、単一クラスタ割り当てでＰＵＳＣＨホッピングがない場合、
ビットがアップリンクサブフレーム内にリソース割り当てを提供する。また、マルチクラスタ割り当て（multi-cluster allocation）でＰＵＳＣＨホッピングがない場合、周波数ホッピングフラグフィールドとリソースブロック割り当てのホッピングリソース割り当てフィールドとの連結（concatenation）からリソース割り当て情報が得られて、
ビットが、アップリンクサブフレーム内におけるリソース割り当てを提供する。この際、Ｐ値は、ダウンリンクリソースブロックの数により決まる。
５）変調及びコーディング技法（ＭＣＳ：Modulation and coding scheme）−５ビットで構成される。
６）新しいデータ指示子（New data indicator）−１ビットで構成される。
７）ＰＵＳＣＨのためのＴＰＣ（Transmit Power Control）コマンド−２ビットで構成される。
８）ＤＭＲＳ（Demodulation Reference Signal）のための巡回（循環）シフト（ＣＳ：Cyclic Shift）と直交カバーコード（ＯＣ／ＯＣＣ：Orthogonal Cover／Orthogonal Cover Code）のインデックス−３ビットで構成される。
９）アップリンクインデックス−２ビットで構成される。このフィールドは、アップリンク−ダウンリンク構成０に従うＴＤＤ動作のみに存在する。
１０）ダウンリンク割り当てインデックス（ＤＡＩ：Downlink Assignment Index）−２ビットで構成される。このフィールドは、アップリンク−ダウンリンク構成（uplink-downlink configuration）１−６に従うＴＤＤ動作のみに存在する。
１１）チャネル状態情報（ＣＳＩ：Channel State Information）要求（要請）−１又は２ビットで構成される。ここで、２ビットフィールドは、１つ又は複数のダウンリンクセルが設定された端末に、端末固有（特定）（ＵＥ specific）になるように該当ＤＣＩがＣ−ＲＮＴＩ（Cell-RNTI）によりマッピングされた場合のみに適用される。
１２）サウンディング参照信号（ＳＲＳ：Sounding Reference Signal）要求−０又は１ビットで構成される。ここで、このフィールドは、スケジューリングするＰＵＳＣＨが、端末固有（ＵＥ specific）になるようにＣ−ＲＮＴＩによりマッピングされる場合のみに存在する。
１３）リソース割り当てタイプ（Resource allocation type）−１ビットで構成される。
ＤＣＩフォーマット０内における情報ビットの数が、ＤＣＩフォーマット１Ａのペイロードサイズ（追加されたパディングビットを含む）より小さい場合、ＤＣＩフォーマット０にＤＣＩフォーマット１Ａのペイロードサイズが等しくなるように０が追加される。
図４は、本発明を適用できる無線通信システムにおけるアップリンクサブフレームの構造を示す。
図４を参照すると、アップリンクサブフレームは、周波数領域で制御領域とデータ領域とに分けられる。制御領域には、アップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control Channel）が割り当てられる。データ領域には、ユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared Channel）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、１つの端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨとを同時に転送しない。
１つの端末に対するＰＵＣＣＨには、サブフレーム内にリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）対が割り当てられる。ＲＢ対に属するＲＢは、２つのスロットの各々で互いに異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢ対は、スロット境界（slot boundary）で周波数ホッピング（跳躍）（frequency hopping）されるという。
物理アップリンク制御チャネル（ＰＵＣＣＨ）
ＰＵＣＣＨを通じて転送されるアップリンク制御情報（ＵＣＩ）は、スケジューリング要求（要請）（ＳＲ：Scheduling Request）、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報、及びダウンリンクチャネル測定情報を含むことができる。
ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、ＰＤＳＣＨ上のダウンリンクデータパケットのデコーディングが成功したか否かによって生成できる。既存の無線通信システムで、ダウンリンクにおける単一のコードワード（codeword）の転送に対しては、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報として１ビットが転送され、ダウンリンクにおける２つのコードワードの転送に対しては、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報として２ビットが転送される。
チャネル測定情報は、多入力多出力（ＭＩＭＯ：Multiple Input Multiple Output）技法と関連するフィードバック情報を称し、チャネル品質指示子（ＣＱＩ：Channel Quality Indicator）、プリコーディング行列（マトリックス）インデックス（ＰＭＩ：Precoding Matrix Index）及びランク指示子（ＲＩ：Rank Indicator）を含むことができる。これらのチャネル測定情報を通称してＣＱＩと表現することができる。
ＣＱＩの転送のためにサブフレーム当たり２０ビットが使われることができる。
ＰＵＣＣＨは、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）及びＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）技法を使用して変調できる。ＰＵＣＣＨを通じて複数の端末の制御情報が転送されることができ、各端末の信号を区別するためにコード分割多重化（ＣＤＭ：Code Division Multiplexing）を行う場合、長さ１２のＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Autocorrelation）シーケンスを主に使用する。ＣＡＺＡＣシーケンスは、時間領域（time domain）及び周波数領域（frequency domain）で一定のサイズ（amplitude）を維持する特性を有するので、端末のＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）又はＣＭ（Cubic Metric）を低減してカバレッジを増加させるのに適合した性質を有する。また、ＰＵＣＣＨを通じて転送されるダウンリンクデータ転送に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、直交シーケンス（orthogonal sequence）又は直交カバー（ＯＣ：Orthogonal Cover）を用いてカバーリングされる。
また、ＰＵＣＣＨ上で転送される制御情報は、互いに異なる巡回シフト（ＣＳ：Cyclic Shift）値を有する巡回シフトされたシーケンス（cyclically shifted sequence）を用いて区別できる。巡回シフトされたシーケンスは、基本シーケンス（base sequence）を特定のＣＳ量（cyclic shift amount）だけ巡回シフトさせて生成することができる。特定ＣＳ量は、巡回シフトインデックス（ＣＳ index）により指示される。チャネルの遅延拡散（delay spread）によって、使用可能な巡回シフトの数は、変わることがある。多様な種類のシーケンスが基本シーケンスに使われることができ、前述したＣＡＺＡＣシーケンスは、その一例である。
また、端末が１つのサブフレームで転送することができる制御情報の量は、制御情報の転送に利用可能なＳＣ-ＦＤＭＡシンボル（即ち、ＰＵＣＣＨのコヒーレント（coherent）検出のための参照信号（ＲＳ）転送に用いられるＳＣ-ＦＤＭＡシンボルを除外したＳＣ-ＦＤＭＡシンボル）の個数によって決定できる。
３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおけるＰＵＣＣＨは、転送される制御情報、変調技法、制御情報の量などによって、合計７種類の相異なるフォーマットで定義され、各々のＰＵＣＣＨフォーマットに従って転送されるアップリンク制御情報（ＵＣＩ：uplink control information）の属性は、次の表５のように要約できる。
＜表５＞
ＰＵＣＣＨフォーマット１は、ＳＲの単独転送に使われる。ＳＲ単独転送の場合には変調されない波形が適用され、これに関しては後述して詳細に説明する。
ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ又は１ｂは、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの転送に使われる。任意のサブフレームでＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫが単独に転送される場合、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ又は１ｂを使用することができる。あるいは、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ又は１ｂを使用して、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ及びＳＲが同一サブフレームで転送されることもできる。
ＰＵＣＣＨフォーマット２は、ＣＱＩの転送に使われて、ＰＵＣＣＨフォーマット２ａ又は２ｂは、ＣＱＩ及びＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの転送に使われる。
拡張されたＣＰの場合には、ＰＵＣＣＨフォーマット２が、ＣＱＩ及びＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの転送に使われることもできる。
図５は、本発明を適用できる無線通信システムにおけるＰＵＣＣＨフォーマットがアップリンク物理リソースブロックのＰＵＣＣＨ領域にマッピングされる形態の一例を示す図である。
図５で、
はアップリンクにおけるリソースブロックの個数を示し、
は物理リソースブロックの番号を意味する。基本的には、ＰＵＣＣＨは、アップリンク周波数ブロックの両端（edge）にマッピングされる。図５で図示するように、ｍ＝０、１と示されるＰＵＣＣＨ領域にＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂがマッピングされ、これは、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂが帯域の終端（band edge）に位置するリソースブロックにマッピングされることと表現することができる。また、ｍ＝２と示されるＰＵＣＣＨ領域に、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ及びＰＵＣＣＨフォーマット１／１ａ／１ｂが共に（mixed）マッピングできる。次に、ｍ＝３、４、５と示されるＰＵＣＣＨ領域に、ＰＵＣＣＨフォーマット１／１ａ／１ｂがマッピングできる。ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂにより使用可能なＰＵＣＣＨ ＲＢの個数
は、ブロードキャストシグナリングによりセル内の端末に指示されることができる。
ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂについて説明する。ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂは、チャネル測定フィードバック（ＣＱＩ、ＰＭＩ、ＲＩ）を転送するための制御チャネルである。
チャネル測定フィードバック（以下では、通称してＣＱＩ情報と表現する）の報告周期及び測定対象になる周波数単位（又は、周波数解像度（resolution））は、基地局により制御できる。時間領域で周期的及び非周期的ＣＱＩ報告がサポートされることができる。ＰＵＣＣＨフォーマット２は、周期的報告のみに使われて、非周期的報告のためには、ＰＵＳＣＨが使われることができる。非周期的報告の場合に、基地局は、端末に、アップリンクデータ転送のためにスケジューリングされたリソースに個別ＣＱＩ報告を載せて転送することを指示することができる。
図６は、本発明を適用できる無線通信システムにおける一般的な（ノーマル）ＣＰ（general CP）の場合のＣＱＩチャネルの構造を示す。
１つのスロットのＳＣ-ＦＤＭＡシンボル０乃至６のうち、ＳＣ-ＦＤＭＡシンボル１及び５（２番目及び６番目のシンボル）は、復調参照信号（ＤＭＲＳ：Demodulation Reference Signal）転送に使われて、残りのＳＣ-ＦＤＭＡシンボルでＣＱＩ情報を転送できる。一方、拡張されたＣＰの場合には１つのＳＣ-ＦＤＭＡシンボル（ＳＣ-ＦＤＭＡシンボル３）がＤＭＲＳ転送に使われる。
ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂでは、ＣＡＺＡＣシーケンスによる変調をサポートし、ＱＰＳＫ変調されたシンボルが長さ１２のＣＡＺＡＣシーケンスで乗算される。シーケンスの巡回シフト（ＣＳ）は、シンボルとスロットとの間で変更される。ＤＭＲＳに対して直交カバーが使われる。
１つのスロットに含まれる７個のＳＣ-ＦＤＭＡシンボルのうち、３個のＳＣ-ＦＤＭＡシンボル間隔だけ離れた２つのＳＣ-ＦＤＭＡシンボルには、参照信号（ＤＭＲＳ）が載せられ、残りの５個のＳＣ-ＦＤＭＡシンボルにはＣＱＩ情報が載せられる。１つのスロットの中に２つのＲＳが使われるのは、高速端末をサポートするためである。また、各端末は、巡回シフト（ＣＳ）シーケンスを使用して区分される。ＣＱＩ情報シンボルは、ＳＣ-ＦＤＭＡシンボル全体に変調されて伝達され、ＳＣ-ＦＤＭＡシンボルは、１つのシーケンスで構成されている。即ち、端末は、各シーケンスにＣＱＩを変調して転送する。
１つのＴＴＩに転送することができるシンボル数は、１０個であり、ＣＱＩ情報の変調は、ＱＰＳＫまで定まっている。ＳＣ-ＦＤＭＡシンボルに対してＱＰＳＫマッピングを使用する場合、２ビットのＣＱＩ値を載せることができるので、１つのスロットに１０ビットのＣＱＩ値を載せることができる。したがって、１つのサブフレームに最大２０ビットのＣＱＩ値を載せることができる。ＣＱＩ情報を周波数領域で拡散させるために周波数領域拡散符号を使用する。
周波数領域拡散符号には、長さ１２のＣＡＺＡＣシーケンス（例えば、ＺＣシーケンス）を使用することができる。各制御チャネルは、互いに異なる巡回シフト（cyclic shift）値を有するＣＡＺＡＣシーケンスを適用して区分できる。周波数領域拡散されたＣＱＩ情報にＩＦＦＴが行われる。
１２個の同等な間隔を有する巡回シフトにより、１２個の相異なる端末が同一のＰＵＣＣＨ ＲＢ上で直交多重化できる。一般ＣＰの場合、ＳＣ-ＦＤＭＡシンボル１及び５上の（拡張されたＣＰの場合、ＳＣ-ＦＤＭＡシンボル３上の）ＤＭＲＳシーケンスは、周波数領域上のＣＱＩ信号シーケンスと類似するが、ＣＱＩ情報のような変調が適用されるものではない。
端末は、ＰＵＣＣＨリソースインデックス
として指示されるＰＵＣＣＨリソース上で、周期的に相異なるＣＱＩ、ＰＭＩ、及びＲＩタイプを報告するように上位層シグナリングにより準静的に（semi-statically）設定されることができる。ここで、ＰＵＣＣＨリソースインデックス
は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ転送に使われるＰＵＣＣＨ領域及び使われる巡回シフト（ＣＳ）値を指示する情報である。
ＰＵＣＣＨチャネル構造
ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ及び１ｂについて説明する。
ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂにおいて、ＢＰＳＫ又はＱＰＳＫ変調方式を用いて変調されたシンボルは、長さ１２のＣＡＺＡＣシーケンスに乗算（multiply）される。例えば、変調シンボルｄ（０）に長さＮのＣＡＺＡＣシーケンスｒ（ｎ）（ｎ＝０、１、２，．．．，Ｎ−１）が乗算された結果は、ｙ（０）、ｙ（１）、ｙ（２），．．．，ｙ（Ｎ−１）となる。ｙ（０），．．．，ｙ（Ｎ−１）シンボルをシンボルブロック（block of symbol）と称することができる。変調シンボルにＣＡＺＡＣシーケンスを乗算した後に、直交シーケンスを用いたブロック単位（block-wise）拡散が適用される。
一般的なＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報に対しては、長さ４のアダマール（Hadamard）シーケンスが使われて、短い（shortened）ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報及び参照信号（Reference Signal）に対しては、長さ３のＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）シーケンスが使われる。
拡張されたＣＰの場合の参照信号に対しては、長さ２のアダマールシーケンスが使われる。
図７は、本発明を適用できる無線通信システムにおける一般ＣＰの場合のＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネルの構造を示す。
図７では、ＣＱＩ無しでＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ転送のためのＰＵＣＣＨチャネル構造を例示的に示す。
１つのスロットに含まれる７個のＳＣ-ＦＤＭＡシンボルのうち、中間部分の３個の連続するＳＣ-ＦＤＭＡシンボルには、参照信号（ＲＳ）が載せられ、残りの４個のＳＣ-ＦＤＭＡシンボルには、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号が載せられる。
一方、拡張されたＣＰの場合には、中間の２つの連続するシンボルにＲＳが載せることができる。ＲＳに使われるシンボルの個数及び位置は、制御チャネルによって変わることができ、これと関連するＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号に使われるシンボルの個数及び位置もそれによって変更できる。
１ビット及び２ビットの確認応答情報（スクランブルされない状態）は、各々ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫ変調技法を使用して、１つのＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ変調シンボルで表現できる。肯定確認応答（ＡＣＫ）は、‘１’にエンコードされることができ、否定確認応答（ＮＡＣＫ）は、‘０’にエンコードできる。
割り当てられる帯域内で制御信号を転送するとき、多重化容量を高めるために２次元拡散が適用される。即ち、多重化できる端末数又は制御チャネルの数を高めるために、周波数領域拡散と時間領域拡散とを同時に適用する。
ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を周波数領域で拡散させるために、周波数領域シーケンスを基本シーケンスに使用する。周波数領域シーケンスには、ＣＡＺＡＣシーケンスのうちの１つのＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ（ＺＣ）シーケンスを使用することができる。例えば、基本シーケンスであるＺＣシーケンスに互いに異なる巡回シフト（ＣＳ：Cyclic Shift）が適用されることによって、互いに異なる端末又は互いに異なる制御チャネルの多重化を適用できる。ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ転送のためのＰＵＣＣＨ ＲＢのためのＳＣ-ＦＤＭＡシンボルでサポートされるＣＳリソースの個数は、セル固有上位層シグナリングパラメータ
により設定される。
周波数領域拡散されたＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号は、直交拡散（spreading）コードを使用して時間領域拡散される。直交拡散コードには、ウォルシュ−アダマール（Walsh-Hadamard）シーケンス又はＤＦＴシーケンスが使われることができる。例えば、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号は、４つのシンボルに対して長さ４の直交シーケンス（ｗ０、ｗ１、ｗ２、ｗ３）を用いて拡散できる。また、ＲＳも長さ３又は長さ２の直交シーケンスを通じて拡散させる。これを直交カバー（ＯＣ：Orthogonal Covering）という。
前述したような周波数領域におけるＣＳリソース及び時間領域におけるＯＣリソースを用いて、多数の端末がコード分割多重（ＣＤＭ：Code Division Multiplexing）方式により多重化されることができる。即ち、同じＰＵＣＣＨ ＲＢ上で、多数の端末のＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報及びＲＳが多重化されることができる。
このような時間領域拡散ＣＤＭに対して、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報に対してサポートされる拡散コードの個数は、ＲＳシンボルの個数により制限される。即ち、ＲＳ転送ＳＣ-ＦＤＭＡシンボルの個数は、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報転送ＳＣ-ＦＤＭＡシンボルの個数より少ないので、ＲＳの多重化容量（capacity）がＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報の多重化容量に比べて少なくなる。
例えば、一般ＣＰの場合、４個のシンボルでＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報が転送できるが、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報のために４個でない３個の直交拡散コードが使われて、これは、ＲＳ転送シンボルの個数が３個に制限されてＲＳのために３個の直交拡散コードのみ使用できるためである。
一般ＣＰのサブフレームで、１つのスロットで３個のシンボルがＲＳ転送のために使われて、４個のシンボルがＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報転送のために使われる場合に、例えば、周波数領域で６個の巡回シフト（ＣＳ）及び時間領域で３個の直交カバー（ＯＣ）リソースを使用することができれば、合計１８個の相異なる端末からのＨＡＲＱ確認応答が、１つのＰＵＣＣＨ ＲＢ内で多重化されることができる。拡張されたＣＰのサブフレームで、１つのスロットで２つのシンボルがＲＳ転送のために使われて、４個のシンボルがＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報転送のために使われる場合に、例えば、周波数領域で６個の巡回シフト（ＣＳ）及び時間領域で２つの直交カバー（ＯＣ）リソースを使用することができれば、合計１２個の相異なる端末からのＨＡＲＱ確認応答が、１つのＰＵＣＣＨ ＲＢ内で多重化されることができる。
次に、ＰＵＣＣＨフォーマット１について説明する。スケジューリング要求（ＳＲ）は、端末がスケジューリングされることを要求するか、又は要求しない方式により転送される。ＳＲチャネルは、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂにおけるＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネル構造を再使用し、ＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネル設計に基づいてＯＯＫ（On-Off Keying）方式により構成される。ＳＲチャネルでは、参照信号が転送されない。したがって、一般ＣＰの場合には長さ７のシーケンスが用いられ、拡張されたＣＰの場合には長さ６のシーケンスが用いられる。ＳＲ及びＡＣＫ／ＮＡＣＫに対して、相異なる巡回シフト又は直交カバーが割り当てられることができる。即ち、肯定（positive）ＳＲ転送のために、端末は、ＳＲ用に割り当てられたリソースを通じてＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫを転送する。不正（negative）ＳＲ転送のためには、端末は、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ用に割り当てられたリソースを通じてＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫを転送する。
次に、改善された（拡張）ＰＵＣＣＨ（ｅ−ＰＵＣＣＨ）フォーマットについて説明する。ｅ−ＰＵＣＣＨは、ＬＴＥ−ＡシステムのＰＵＣＣＨフォーマット３に対応することができる。ＰＵＣＣＨフォーマット３を用いたＡＣＫ／ＮＡＣＫ転送には、ブロック拡散（block spreading）技法が適用されることができる。
ブロック拡散技法は、既存のＰＵＣＣＨフォーマット１系列又は２系列とは異なり、制御信号転送をＳＣ-ＦＤＭＡ方式を用いて変調する方式である。図８で示すように、シンボルシーケンスがＯＣＣ（Orthogonal Cover Code）を用いて時間領域（domain）上で拡散されて転送できる。ＯＣＣを用いることによって、同一のＲＢ上に複数の端末の制御信号が多重化されることができる。前述したＰＵＣＣＨフォーマット２の場合には、１つのシンボルシーケンスが時間領域に亘って転送され、ＣＡＺＡＣシーケンスのＣＳ（cyclic shift）を用いて複数の端末の制御信号が多重化される一方、ブロック拡散ベース（基盤）ＰＵＣＣＨフォーマット（例えば、ＰＵＣＣＨフォーマット３）の場合には、１つのシンボルシーケンスが周波数領域に亘って転送され、ＯＣＣを用いた時間領域拡散を用いて複数の端末の制御信号が多重化される。
図８は、本発明を適用できる無線通信システムにおける１つのスロットの間に５個のＳＣ-ＦＤＭＡシンボルを生成して転送する一例を示す。
図８では、１つのスロットの間に、１つのシンボルシーケンスに長さ＝５（又は、ＳＦ＝５）のＯＣＣを用いて、５個のＳＣ-ＦＤＭＡシンボル（即ち、データ部分）を生成して転送する例を示す。この場合、１つのスロットの間に、２つのＲＳシンボルが使われることができる。
図８の例で、ＲＳシンボルは、特定巡回シフト値が適用されたＣＡＺＡＣシーケンスから生成されることができ、複数のＲＳシンボルに亘って所定のＯＣＣが適用された（又は、掛けられた）形態で転送できる。また、図８の例で、各々のＯＦＤＭシンボル（又は、ＳＣ-ＦＤＭＡシンボル）別に１２個の変調シンボルが使われ、各々の変調シンボルは、ＱＰＳＫにより生成されると仮定すれば、１つのスロットで転送することができる最大ビット数は、１２ｘ２＝２４ビットとなる。したがって、２つのスロットに転送することができるビット数は、合計４８ビットとなる。このように、ブロック拡散方式のＰＵＣＣＨチャネル構造を使用する場合、既存のＰＵＣＣＨフォーマット１系列及び２系列に比べて拡張されたサイズの制御情報の転送が可能になる。
キャリヤアグリゲーション一般
本発明の実施形態において考慮する通信環境は、マルチキャリヤ（Multi-carrier）サポート環境をすべて含む。即ち、本発明で用いられるマルチキャリヤシステム又はキャリヤアグリゲーション（ＣＡ：Carrier Aggregation）システムは、広帯域をサポートするために、目標とする広帯域を構成するときに目標帯域より小さな帯域幅（bandwidth）を有する１つ又は複数のコンポーネントキャリヤ（ＣＣ：Component Carrier）を併合（統合）（aggregation）して使用するシステムのことをいう。
本発明においてマルチキャリヤは、キャリヤのアグリゲーション（併合）（又は、搬送波アグリゲーション（集成）（carrier aggregation））を意味し、このとき、キャリヤのアグリゲーションは、隣接する（contiguous）キャリヤ間のアグリゲーションだけでなく、隣接していない（non-contiguous）キャリヤ間のアグリゲーションを全部意味する。また、ダウンリンクとアップリンクとの間で統合（集成）されるコンポーネントキャリヤの数は、異なるように設定されることができる。ダウンリンクコンポーネントキャリヤ（以下、ＤＬ ＣＣとする）の数とアップリンクコンポーネントキャリヤ（以下、ＵＬ ＣＣとする）の数とが同じ場合を、対称な（symmetric）アグリゲーション（集成）といい、その数が異なる場合を非対称な（asymmetric）アグリゲーションという。このようなキャリヤアグリゲーションは、搬送波アグリゲーション、帯域幅アグリゲーション（bandwidth aggregation）、スペクトルアグリゲーション（spectrum aggregation）などの用語と混用されることができる。
２つ以上のコンポーネントキャリヤが結合されて構成されるキャリヤアグリゲーションは、ＬＴＥ−Ａシステムでは、１００ＭＨｚ帯域幅までサポートすることを目標とする。目標帯域より小さな帯域幅を有する１つ又は複数のキャリヤを結合するときに、結合するキャリヤの帯域幅は、従来のＩＭＴシステムとの互換性（backward compatibility）を維持するために、従来のシステムにおいて使用する帯域幅に制限できる。例えば、従来の３ＧＰＰ ＬＴＥシステムでは、｛１．４， ３， ５， １０， １５， ２０｝ＭＨｚ帯域幅をサポートし、３ＧＰＰ ＬＴＥ−ａｄｖａｎｃｅｄシステム（即ち、ＬＴＥ−Ａ）では、既存システムとの互換のために上記の帯域幅だけを利用して２０ＭＨｚより大きな帯域幅をサポートするようにすることができる。また、本発明で用いられるキャリヤアグリゲーションシステムは、既存システムで使用する帯域幅と関係なく新たな帯域幅を定義してキャリヤアグリゲーションをサポートするようにすることができる。
ＬＴＥ−Ａシステムは、無線リソースを管理するために、セル（cell）の概念を使用する。
上述のキャリヤアグリゲーション環境は、マルチ（多重）セル（multiple cells）環境と称することができる。セルは、ダウンリンクリソース（ＤＬ ＣＣ）とアップリンクリソース（ＵＬ ＣＣ）との一対の組合せとして定義されるが、アップリンクリソースは、必須要素ではない。したがって、セルは、ダウンリンクリソース単独、又はダウンリンクリソースとアップリンクリソースとから構成されることができる。特定端末がただ１つの設定されたサービングセル（configured serving cell）を有する場合、１つのＤＬ ＣＣと１つのＵＬ ＣＣとを有することができるが、特定端末が２つ以上の設定されたサービングセルを有する場合には、セルの数だけのＤＬ ＣＣを有し、ＵＬ ＣＣの数は、それと同一であるか、又はそれより小さくありうる。
あるいは、それと反対に、ＤＬ ＣＣとＵＬ ＣＣとが構成されることもできる。即ち、特定端末が多数の設定されたサービングセルを有する場合、ＤＬ ＣＣの数よりＵＬ ＣＣがより多いキャリヤアグリゲーション環境もサポートされることができる。即ち、キャリヤアグリゲーション（carrier aggregation）は、各々キャリヤ周波数（セルの中心（重心）周波数）が互いに異なる２つ以上のセルのアグリゲーションとして理解されることができる。ここで、言う「セル（Cell）」は、一般に使用される基地局がカバーする領域としての「セル」とは区別（区分）され（distinguished）なければならない。
ＬＴＥ−Ａシステムにおいて使用されるセルは、プライマリセル（ＰＣｅｌｌ：Primary Cell）及びセカンダリセル（ＳＣｅｌｌ：Secondary Cell）を含む。Ｐセル及びＳセルは、サービングセル（Serving Cell）として使用されることができる。ＲＲＣ_ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ状態にあるが、キャリヤアグリゲーションが設定されないか、又はキャリヤアグリゲーションをサポートしない端末の場合、Ｐセルだけから構成されたサービングセルがただ１つ存在する。反面、ＲＲＣ_ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ状態にあり、キャリヤアグリゲーションが設定された端末の場合、１つ又は複数のサービングセルが存在でき、全てのサービングセルには、Ｐセル及び１つ又は複数のＳセルが含まれる。
サービングセル（Ｐセル及びＳセル）は、ＲＲＣパラメータを介して設定されることができる。ＰｈｙｓＣｅｌｌＩｄは、セルの物理層識別子であって、０から５０３までの定数値を有する。ＳＣｅｌｌＩｎｄｅｘは、Ｓセルを識別するために使用される簡略な（short）識別子であって、１から７までの定数値を有する。ＳｅｒｖＣｅｌｌＩｎｄｅｘは、サービングセル（Ｐセル又はＳセル）を識別するために使用される簡略な（short）識別子であって、０から７までの定数値を有する。０値は、Ｐセルに適用され、ＳＣｅｌｌＩｎｄｅｘは、Ｓセルに適用するために予め付与される。即ち、ＳｅｒｖＣｅｌｌＩｎｄｅｘにおいて最も小さなセルＩＤ（又はセルインデックス）を有するセルがＰセルとなる。
Ｐセルは、プライマリ周波数（又は、primary ＣＣ）上において動作するセルを意味する。端末が初期アクセス設定（initial connection establishment）過程を行うか、又は接続再設定過程を行うのに使用されることができ、ハンドオーバ過程で指示されたセルを指し示すことができる。また、Ｐセルは、キャリヤアグリゲーション環境で設定されたサービングセルのうち、制御関連通信の中心になるセルを意味する。即ち、端末は、自体のＰセルにおいてのＰＵＣＣＨを割り当てられて送信でき、システム情報を獲得するか、又はモニタリング手順を変更するのにＰセルだけを利用できる。Ｅ−ＵＴＲＡＮ（Evolved Universal Terrestrial Radio Access）は、キャリヤアグリゲーション環境をサポートする端末に、モビリティ制御情報（mobilityControlInfo）を含む上位層のＲＲＣ接続再設定（ＲＲＣＣonnectionReconfiguration）メッセージを用いて、ハンドオーバ手順のためにＰセルだけを変更することもできる。
Ｓセルは、セカンダリ周波数（又は、Secondary ＣＣ）上において動作するセルを意味できる。特定端末にＰセルは、１つだけが割り当てられ、Ｓセルは、１つ又は複数が割り当てられることができる。Ｓセルは、ＲＲＣ接続が設定された後に構成可能であり、追加的な無線リソースを提供するのに使用されることができる。キャリヤアグリゲーション環境で設定されたサービングセルのうち、Ｐセルを除いた残りのセル、即ちＳセルには、ＰＵＣＣＨが存在しない。Ｅ−ＵＴＲＡＮは、Ｓセルをキャリヤアグリゲーション環境をサポートする端末に追加するとき、ＲＲＣ_ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ状態にある関連するセルの動作と関連するすべてのシステム情報を特定シグナル（dedicated signal）を介して提供できる。システム情報の変更は、関連するＳセルの解放（解除）（releasing）及び追加によって制御されることができ、このとき、上位層のＲＲＣ接続再設定（ＲＲＣＣonnectionReconfiguration）メッセージを利用できる。Ｅ−ＵＴＲＡＮは、関連するＳセル内でブロードキャストするより、端末別に相異なったパラメータを有する特定シグナリング（dedicated signaling）を行うことができる。
初期セキュリティ活性化過程が始まった以後に、Ｅ−ＵＴＲＡＮは、接続設定過程で初期に構成されるＰセルに追加（付加）し（add）て、１つ又は複数のＳセルを含むネットワークを構成できる。キャリヤアグリゲーション環境でＰセル及びＳセルは、各々のコンポーネントキャリヤとして動作できる。以下の実施形態では、プライマリコンポーネントキャリヤ（ＰＣＣ）は、Ｐセルと同じ意味として使用されることができ、セカンダリコンポーネントキャリヤ（ＳＣＣ）は、Ｓセルと同じ意味として使用されることができる。
図９は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおけるコンポーネントキャリヤ及びキャリヤアグリゲーションの一例を示した図である。
図９（ａ）は、ＬＴＥシステムにおいて使用される単一キャリヤ構造を示す。コンポーネントキャリヤには、ＤＬ ＣＣ及びＵＬ ＣＣがある。１つのコンポーネントキャリヤは、２０ＭＨｚの周波数範囲を有することができる。
図９（ｂ）は、ＬＴＥ＿Ａシステムにおいて使用されるキャリヤアグリゲーション構造を示す。図９（ｂ）の場合に、２０ＭＨｚの周波数の大きさを有する３個のコンポーネントキャリヤが結合された場合を示す。ＤＬ ＣＣ及びＵＬ ＣＣがそれぞれ３個ずつあるが、ＤＬ ＣＣ及びＵＬ ＣＣの数に制限があるのではない。キャリヤアグリゲーションの場合、端末は、３個のＣＣを同時にモニタリングでき、ダウンリンク信号／データを受信することができ、アップリンク信号／データを送信できる。
特定セルにおいてＮ個のＤＬ ＣＣが管理される場合には、ネットワークは、端末にＭ（Ｍ≦Ｎ）個のＤＬ ＣＣを割り当てることができる。このとき、端末は、Ｍ個の制限されたＤＬ ＣＣだけをモニタリングし、ＤＬ信号を受信することができる。また、ネットワークは、Ｌ（Ｌ≦Ｍ≦Ｎ）個のＤＬ ＣＣに優先順位をつけて主なＤＬ ＣＣを端末に割り当てることができ、このような場合、ＵＥは、Ｌ個のＤＬ ＣＣを、必ずモニタリングしなければならない。このような方式は、アップリンクの送信にも全く同様に適用されることができる。
ダウンリンクリソースの搬送波周波数（又は、ＤＬ ＣＣ）とアップリンクリソースの搬送波周波数（又は、ＵＬ ＣＣ）との間のリンケージ（linkage）は、ＲＲＣメッセージなどの上位層メッセージ又はシステム情報により指示されることができる。例えば、ＳＩＢ２（System Information Block Type 2）によって定義されるリンケージによって、ＤＬリソースとＵＬリソースとの組合せが構成されることができる。具体的には、リンケージは、ＵＬグラントを運ぶＰＤＣＣＨが送信されるＤＬ ＣＣと上記ＵＬグラントを使用するＵＬ ＣＣとの間のマッピング関係を意味でき、ＨＡＲＱのためのデータが送信されるＤＬ ＣＣ（又は、ＵＬ ＣＣ）とＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号が送信されるＵＬ ＣＣ（又は、ＤＬ ＣＣ）との間のマッピング関係を意味することもできる。
クロスキャリヤスケジューリング（Cross Carrier Scheduling）
キャリヤアグリゲーションシステムでは、キャリヤ（又は、搬送波）又はサービングセル（Serving Cell）に対するスケジューリングの観点から、セルフスケジューリング（Self-Scheduling）方法及びクロスキャリヤスケジューリング（Cross Carrier Scheduling）方法の２種類がある。クロスキャリヤスケジューリングは、クロスコンポーネントキャリヤスケジューリング（Cross Component Carrier Scheduling）又はクロスセルスケジューリング（Cross Cell Scheduling）と称することができる。
クロスキャリヤスケジューリングは、ＰＤＣＣＨ（ＤＬ Grant）及びＰＤＳＣＨが各々異なるＤＬ ＣＣで転送されるか、又はＤＬ ＣＣで転送されたＰＤＣＣＨ（ＵＬ Grant）によって転送されるＰＵＳＣＨがＵＬグラントを受信したＤＬ ＣＣとリンクされているＵＬ ＣＣでない異なるＵＬ ＣＣを通じて転送されることを意味する。
クロスキャリヤスケジューリングか否かは、端末固有（ＵＥ-specific）に活性化又は不活性化されることができ、上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣ signaling）を通じて準静的（semi-static）に各端末別に知らせることができる。
クロスキャリヤスケジューリングが活性化された場合、ＰＤＣＣＨに、該当ＰＤＣＣＨが指示するＰＤＳＣＨ／ＰＵＳＣＨがどのＤＬ／ＵＬ ＣＣを通じて転送されるかを知らせてくれるキャリヤ指示子フィールド（ＣＩＦ：Carrier Indicator Field）が必要である。例えば、ＰＤＣＣＨは、ＰＤＳＣＨリソース又はＰＵＳＣＨリソースを、ＣＩＦを用いて多数のコンポーネントキャリヤのうちの一つに割り当てることができる。即ち、ＤＬ ＣＣ上におけるＰＤＣＣＨが多重に統合されたＤＬ／ＵＬ ＣＣのうちの一つにＰＤＳＣＨ又はＰＵＳＣＨリソースを割り当てる場合、ＣＩＦが設定される。この場合、ＬＴＥ−Ａ Ｒｅｌｅａｓｅ−８のＤＣＩフォーマットは、ＣＩＦによって拡張できる。この際、設定されたＣＩＦは、３bitフィールドに固定されるか、設定されたＣＩＦの位置は、ＤＣＩフォーマットサイズに関わらず固定できる。また、ＬＴＥ−Ａ Ｒｅｌｅａｓｅ−８のＰＤＣＣＨ構造（同一コーディング及び同一のＣＣＥベースの（基盤の）リソースマッピング）を再使用することもできる。
一方、ＤＬ ＣＣ上におけるＰＤＣＣＨが、同一のＤＬ ＣＣ上にＰＤＳＣＨリソースを割り当てるか、又は単一リンクされたＵＬ ＣＣ上にＰＵＳＣＨリソースを割り当てる場合には、ＣＩＦが設定されない。この場合、ＬＴＥ−Ａ Ｒｅｌｅａｓｅ−８と同一のＰＤＣＣＨ構造（同一コーディング及び同一のＣＣＥベースのリソースマッピング）及びＤＣＩフォーマットを使用できる。
クロスキャリヤスケジューリングが可能なとき、端末は、ＣＣ別転送モード及び／又は帯域幅によって、モニタリングＣＣの制御領域で複数のＤＣＩに対するＰＤＣＣＨをモニタリングすることが必要である。したがって、これをサポートすることができるサーチスペース（検索空間）の構成及びＰＤＣＣＨモニタリングが必要である。
キャリヤアグリゲーションシステムにおいて、端末ＤＬ ＣＣ集合（aggregate）は、端末がＰＤＳＣＨを受信するようにスケジューリングされたＤＬ ＣＣの集合を示し、端末ＵＬ ＣＣ集合は、端末がＰＵＳＣＨを転送するようにスケジューリングされたＵＬ ＣＣの集合を示す。また、ＰＤＣＣＨモニタリング集合（monitoring set）は、ＰＤＣＣＨモニタリングを行う少なくとも一つのＤＬ ＣＣの集合を示す。ＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末ＤＬ ＣＣ集合と同一であるか、又は端末ＤＬ ＣＣ集合の部分集合（副集合）（subset）でありうる。ＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末ＤＬ ＣＣ集合内のＤＬ ＣＣのうち、少なくともいずれか一つを含むことができる。あるいは、ＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末ＤＬ ＣＣ集合に関わらず、別個に定義できる。ＰＤＣＣＨモニタリング集合に含まれるＤＬ ＣＣは、リンクされたＵＬ ＣＣに対するセルフスケジューリング（self-scheduling）が常に可能であるように設定できる。このような端末ＤＬ ＣＣ集合、端末ＵＬ ＣＣ集合、及びＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末固有（ＵＥ-specific）、端末グループ固有（ＵＥ group-specific）又はセル固有（Cell-specific）に設定できる。
クロスキャリヤスケジューリングが不活性化された場合には、ＰＤＣＣＨモニタリング集合が常に端末ＤＬ ＣＣ集合と同一であることを意味し、このような場合には、ＰＤＣＣＨモニタリング集合に対する別途のシグナリングのような指示は必要でない。しかしながら、クロスキャリヤスケジューリングが活性化された場合には、ＰＤＣＣＨモニタリング集合が端末ＤＬ ＣＣ集合内で定義されることが好ましい。即ち、端末に対してＰＤＳＣＨ又はＰＵＳＣＨをスケジューリングするために、基地局は、ＰＤＣＣＨモニタリング集合のみを通じてＰＤＣＣＨを転送する。
図１０は、本発明を適用できる無線通信システムにおけるクロスキャリヤスケジューリングに従うサブフレーム構造の一例を示した図である。
図１０を参照すると、ＬＴＥ−Ａ端末のためのＤＬサブフレームは、３個のＤＬ ＣＣが結合されており、ＤＬ ＣＣ ‘Ａ’は、ＰＤＣＣＨモニタリングＤＬ ＣＣに設定された場合を示す。ＣＩＦが使われない場合、各ＤＬ ＣＣは、ＣＩＦ無しで自体のＰＤＳＣＨをスケジューリングするＰＤＣＣＨを転送することができる。一方、ＣＩＦが上位層シグナリングを通じて使われる場合、唯一つのＤＬ ＣＣ ‘Ａ’のみＣＩＦを用いて自体のＰＤＳＣＨ又は他のＣＣのＰＤＳＣＨをスケジューリングするＰＤＣＣＨを転送することができる。この際、ＰＤＣＣＨモニタリングＤＬ ＣＣに設定されないＤＬ ＣＣ ‘Ｂ’及び‘Ｃ’は、ＰＤＣＣＨを転送しない。
一般的なＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化方法
端末は、ｅＮＢから受信する多数のデータユニットに該当する多数のＡＣＫ／ＮＡＣＫを同時に転送しなければならない状況で、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号の単一周波数特性を維持し、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ転送電力を減らすために、ＰＵＣＣＨリソース選択に基づいたＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化方法を考慮できる。
ＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化と共に、多数のデータユニットに対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ応答のコンテンツは、実際のＡＣＫ／ＮＡＣＫ転送に使われるＰＵＣＣＨリソースとＱＰＳＫ変調シンボルのリソースとの結合（組み合わせ）（combining）により識別される。
例えば、１つのＰＵＣＣＨリソースが４ビットを転送し、最大４個のデータユニットが転送されることができる場合、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ結果は、以下の表６のようにｅＮＢにおいて識別されることができる。
＜表６＞
上記表６で、ＨＡＲＱ-ＡＣＫ（ｉ）は、ｉ番目のデータユニット（data unit）に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ結果を示す。上記表６で、ＤＴＸ（ＤＴＸ（Discontinuous Transmission）は、該当するＨＡＲＱ-ＡＣＫ（ｉ）のために転送されるデータユニットがなかったり、端末がＨＡＲＱ−ＡＣＫ（ｉ）に対応するデータユニットを検出できなかったりすることを意味する。
上記表６によれば、最大４個のＰＵＣＣＨリソース
があり、ｂ（０）、ｂ（１）は、選択されたＰＵＣＣＨを用いて転送される２つのビットである。
例えば、端末が４個のデータユニットを全て成功裏に受信すれば、端末は、
を用いて２ビット（１、１）を転送する。
端末が最初及び３番目のデータユニットでデコーディングに失敗し、２番目及び４番目のデータユニットでデコーディングに成功すれば、端末は、
を用いてビット（１、０）を転送する。
ＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネル選択で、少なくとも１つのＡＣＫがあれば、ＮＡＣＫとＤＴＸとは対になる（couple）。これは、予約された（reserved）ＰＵＣＣＨリソースとＱＰＳＫシンボルとの組合せでは、全てのＡＣＫ／ＮＡＣＫ状態を示すことができないためである。しかしながら、ＡＣＫがなければ、ＤＴＸは、ＮＡＣＫと分離される（decouple）。
この場合、１つの明確なＮＡＣＫに該当するデータユニットにリンクされたＰＵＣＣＨリソースは、多数のＡＣＫ／ＮＡＣＫの信号を転送するためにまた予約されることができる。
セミパーシステント（半持続的）スケジューリング（Semi-Persistent Scheduling）のためのＰＤＣＣＨの確認（validation）
セミパーシステントスケジューリング（ＳＰＳ：Semi-Persistent Scheduling）は、特定端末にリソースを特定時、区間の間パーシステントに維持されるように割り当てるスケジューリング方式である。
VoＩＰ（Voice over Internet Protocol）のように特定時間の間一定量のデータが転送される場合には、リソース割り当てのためにデータ転送区間毎に制御情報を転送する必要がないので、ＳＰＳ方式を使用して制御情報の浪費を減らすことができる。いわゆるセミパーシステントスケジューリング（ＳＰＳ：Semi-Persistent Scheduling）方法では、端末にリソースが割り当てできる時間リソース領域を先に割り当てる。
この際、セミパーシステント割り当て方法では、特定端末に割り当てられる時間リソース領域が周期性を有するように設定することができる。次に、必要によって周波数リソース領域を割り当てることによって、時間−周波数リソースの割り当てを完成する。このように周波数リソース領域を割り当てることを、いわゆる活性化（Activation）と称することができる。セミパーシステント割り当て方法を使用すれば、１回のシグナリングにより一定期間の間リソース割り当てが維持されるので、反復的にリソース割り当てを行う必要がないのでシグナリングオーバーヘッドを減らすことができる。
その後、上記端末に対するリソース割り当てが必要なくなれば、周波数リソース割り当てを解放するためのシグナリングを基地局から端末に転送することができる。このように周波数リソース領域の割り当てを解放（release）することを不活性化（Deactivation）と称することができる。
現在ＬＴＥでは、アップリンク及び／又はダウンリンクに対するＳＰＳのために、まずＲＲＣ（Radio Resource Control）シグナリングを通じて、どのサブフレームでＳＰＳ送信／受信を行わなければならないかを端末に知らせる。即ち、ＲＲＣシグナリングを通じて、ＳＰＳのために割り当てられる時間−周波数リソースのうち、時間リソースを先に指定してくれる。使用できるサブフレームを知らせるために、例えばサブフレームの周期及びオフセットを知らせることができる。しかしながら、端末は、ＲＲＣシグナリングを通じて時間リソース領域のみの割り当てを受けるので、ＲＲＣシグナリングを受けたとしても直ぐＳＰＳによる送受信を遂行せず、必要によって周波数リソース領域を割り当てることによって、時間−周波数リソースの割り当てを完成する。このように周波数リソース領域を割り当てることを活性化（Activation）と称することができ、周波数リソース領域の割り当てを解放（release）することを不活性化（Deactivation）と称することができる。
したがって、端末は、活性化を指示するＰＤＣＣＨを受信した後に、その受信したＰＤＣＣＨに含まれたＲＢ割り当て情報によって周波数リソースを割り当てて、ＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）情報に従う変調（Modulation）及び符号化率（Code Rate）を適用して、上記ＲＲＣシグナリングを通じて割り当てを受けたサブフレーム周期及びオフセットによって送受信を行い始める。
次に、端末は、基地局から不活性化を知らせるＰＤＣＣＨを受信すれば、送受信を中断する。送受信を中断した以後に、活性化又は再活性化を指示するＰＤＣＣＨを受信すれば、そのＰＤＣＣＨで指定されたＲＢ割り当て、ＭＣＳなどを使用して、ＲＲＣシグナリングで割り当てを受けたサブフレーム周期及びオフセットによって、また送受信を再開する。即ち、時間リソースの割り当ては、ＲＲＣシグナリングを通じて行われるが、実際の信号の送受信は、ＳＰＳの活性化及び再活性化を指示するＰＤＣＣＨを受信した後に行われることができ、信号送受信の中断は、ＳＰＳの不活性化を指示するＰＤＣＣＨを受信した後になされる。
端末は、次のような条件が全て満たされる場合に、ＳＰＳ指示を含むＰＤＣＣＨを確認することができる。第１に、ＰＤＣＣＨペイロードのために追加されたＣＲＣパリティビットが、ＳＰＳＣ-ＲＮＴＩによってスクランブルされなければならず、第２に、新しいデータ指示子（ＮＤＩ：New Data Indicator）フィールドが０にセットされなければならない。ここで、ＤＣＩフォーマット２、２Ａ、２Ｂ、及び２Ｃの場合、新しいデータ指示子フィールドは、活性化された転送ブロックの１つを示す。
そして、ＤＣＩフォーマットに使われる各フィールドが以下の表４及び表５によってセットされれば、確認が完了する。このような確認が完了すれば、端末は、受信したＤＣＩ情報が有効なＳＰＳ活性化又は不活性化（又は、解放）であることを認識する。一方、確認が完了しなければ、端末は、受信したＤＣＩフォーマットに非マッチング（マッチしない）（non-matching）ＣＲＣが含まれると認識する。
表７は、ＳＰＳ活性化を指示するＰＤＣＣＨ確認のためのフィールドを示す。
＜表７＞
表８は、ＳＰＳ不活性化（又は、解放）を指示するＰＤＣＣＨ確認のためのフィールドを示す。
＜表８＞
ＤＣＩフォーマットがＳＰＳダウンリンクスケジューリング活性化を指示する場合、ＰＵＣＣＨフィールドのためのＴＰＣ命令値は、上位層により設定された４個のＰＵＣＣＨリソース値を示すインデックスに使われることができる。
ＰＵＣＣＨ ｐｉｇｇｙｂａｃｋｉｎｇ ｉｎ Ｒｅｌ−８ ＬＴＥ
図１１は、本発明を適用できる無線通信システムにおけるＵＬ-ＳＣＨの転送チャネル処理の一例を示す図である。
３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（＝Ｅ−ＵＴＲＡ、Ｒｅｌ．８）では、ＵＬの場合、端末機のパワーアンプの効率よい活用のために、パワーアンプの性能に影響を及ぼすＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）特性やＣＭ（Cubic Metric）特性の良いsingle carrier（単一搬送波）転送を維持するようになっている。即ち、既存ＬＴＥシステムのＰＵＳＣＨ転送の場合、転送しようとするデータをＤＦＴ-precodingを通じてsingle carrier特性を維持し、ＰＵＣＣＨ転送の場合は、single carrier特性を有しているsequenceに情報を載せて転送することによって、single carrier特性を維持することができる。しかしながら、ＤＦＴ-precodingしたデータが周波数軸に非連続的に割り当てられるか、又はＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとが同時に転送されるようになる場合には、このようなsingle carrier特性が破られるようになる。したがって、図１１のように、ＰＵＣＣＨ転送と同一のsubframeでＰＵＳＣＨ転送がある場合、single carrier特性を維持するために、ＰＵＣＣＨに転送するＵＣＩ（uplink control information）情報をＰＵＳＣＨを通じてデータと共に転送（Piggyback）するようになっている。
前述したように、既存のＬＴＥ端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨとを同時に転送できないので、ＰＵＳＣＨが転送されるsubframeにおいて、Uplink Control Information（ＵＣＩ）（ＣＱＩ／ＰＭＩ、ＨＡＲＱ-ＡＣＫ、ＲＩなど）をＰＵＳＣＨ領域にmultiplexingする方法を使用する。
一例において、ＰＵＳＣＨを転送するようにallocationされたsubframeでChannel Quality Indicator（ＣＱＩ） and／or Precoding Matrix Indicator（ＰＭＩ）を転送しなければならない場合、ＵＬ-ＳＣＨ dataとＣＱＩ／ＰＭＩとをＤＦＴ-spreading以前にmultiplexingして、control情報とdataとを共に転送することができる。この場合、ＵＬ-ＳＣＨ dataは、ＣＱＩ／ＰＭＩ resourceを考慮してrate-matchingを行うようになる。また、ＨＡＲＱ ＡＣＫ、ＲＩなどのcontrol情報は、ＵＬ-ＳＣＨ dataをpuncturingしてＰＵＳＣＨ領域にmultiplexingされる方式が使われている。
図１２は、本発明を適用できる無線通信システムにおける転送チャネル（transport channel）であるアップリンク共有チャネルの信号処理過程の一例を示す図である。
以下、アップリンク共有チャネル（以下、“ＵＬ-ＳＣＨ”という）の信号処理過程は、１つ又は複数の転送チャネル又は制御情報タイプに適用できる。
図１２を参照すると、ＵＬ-ＳＣＨは、送信時間間隔（転送時間区間）（ＴＴＩ：transmission time interval）毎に１回ずつ、データを転送（トランスポート）ブロック（ＴＢ：Transport Block）の形態で符号化ユニット（coding unit）に伝達される。
上位層から伝達を受けた転送ブロックのビット
に、ＣＲＣパリティビット（parity bit）
を付加する（Ｓ１２０１０）。この際、Ａは、転送ブロックのサイズであり、Ｌは、パリティビットの個数である。ＣＲＣが付加された（attached）入力ビットは、
の通りである。この際、Ｂは、ＣＲＣを含んだ転送ブロックのビット数を示す。
は、ＴＢサイズによって多数のコードブロック（ＣＢ：Code block）に分割（segmentation）され、分割された多数のＣＢにＣＲＣが付加される（Ｓ１２０２０）。コードブロック分割及びＣＲＣ付加の後、ビットは、
の通りである。ここで、ｒは、コードブロックの番号（ｒ＝０，．．．，Ｃ−１）であり、Ｋrは、コードブロックｒに従うビット数である。また、Ｃは、コードブロックの総数を示す。
次に、チャネル符号化（channel coding）が行われる（Ｓ１２０３０）。チャネル符号化の後の出力ビットは、
の通りである。この際、ｉは、符号化されたストリームインデックスであり、０、１、又は２の値を有することができる。Ｄrは、コードブロックｒのためのｉ番目の符号化されたストリームのビット数を示す。ｒは、コードブロック番号（ｒ＝０，．．．，Ｃ−１）であり、Ｃは、コードブロックの総数を示す。各コードブロックは、各々ターボコーディングにより符号化されることができる。
次に、レートマッチング（Rate Matching）が行われる（Ｓ１２０４０）。レートマッチングを経た以後のビットは、
の通りである。この際、ｒは、コードブロックの番号であり（ｒ＝０，．．．，Ｃ−１）、Ｃは、コードブロックの総数を示す。Ｅrは、ｒ番目のコードブロックのレートマッチングが行われたビットの個数を示す。
次に、また、コードブロック間の結合（連接、コンカチネーション）（concatenation）が行われる（Ｓ１２０５０）。コードブロックの結合が行われた後のビットは、
の通りである。この際、Ｇは、転送のための符号化されたビットの総数を示し、制御情報がＵＬ-ＳＣＨ転送と多重化されるとき制御情報転送のために使われるビット数は、含まれない。
一方、ＰＵＳＣＨで制御情報が転送されるとき、制御情報であるＣＱＩ／ＰＭＩ、ＲＩ、ＡＣＫ／ＮＡＣＫは、各々独立してチャネル符号化が行われる（Ｓ１２０７０、Ｓ１２０８０、Ｓ１２０９０）。各制御情報の転送のために各々互いに異なる符号化されたシンボルが割り当てられるので、各々の制御情報は、互いに異なる符号化率（coding rate）を有する。
ＴＤＤ（Time Division Duplex）において、ＡＣＫ／ＮＡＣＫフィードバック（feedback）モードは、上位層設定によりＡＣＫ／ＮＡＣＫバンドリング（bundling）及びＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化（multiplexing）の２つのモードがサポートされる。ＡＣＫ／ＮＡＣＫバンドリングのために、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報ビットは、１ビット又は２ビットで構成され、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化のために、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報ビットは、１ビットから４ビットの間で構成される。
ステップＳ１２０５０におけるコードブロック間の結合ステップの後に、ＵＬ-ＳＣＨデータの符号化されたビット
とＣＱＩ／ＰＭＩの符号化されたビット
との多重化が行われる（Ｓ１２０６０）。データとＣＱＩ／ＰＭＩとの多重化された結果は、
の通りである。この際、
は、
の長さを有する列（コラム）（column）ベクトルを示す。
であり、
である。
は、ＵＬ-ＳＣＨ転送ブロックがマッピングされたレイヤの個数を示し、Ｈは、転送ブロックがマッピングされた
個の転送レイヤに、ＵＬ-ＳＣＨデータ及びＣＱＩ／ＰＭＩ情報のために割り当てられた符号化されたビットの総数を示す。
次に、多重化されたデータ及びＣＱＩ／ＰＭＩ、別途にチャネル符号化されたＲＩ、ＡＣＫ／ＮＡＣＫは、チャネルインターリーブされて出力信号が生成される（Ｓ１２１００）。
ＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）
ＭＩＭＯ技術は、今まで一般的に１つの送信アンテナ及び１つの受信アンテナを使用したことから脱却して、複数の（マルチ、多重）（multiple）送信（Ｔｘ）アンテナ及び複数の受信（Ｒｘ）アンテナを使用する。言い換えると、ＭＩＭＯ技術は、無線通信システムの送信端又は受信端で多入力多出力アンテナを使用して容量増大又は性能改善を図る技術である。以下では、“ＭＩＭＯ”を“多入力多出力アンテナ”と称することにする。
より具体的には、多入力多出力アンテナ技術は、１つの完全なメッセージ（total message）を受信するために１つのアンテナの経路に依存せず、多数のアンテナを通じて受信した複数のデータの断片を収集して完全なデータを完成させる。結果的に、多入力多出力アンテナ技術は、特定システムの範囲内でデータ転送レートを増加させることができ、また特定データ転送レートを通じてシステム範囲を増加させることができる。
次世代の移動通信により、既存の移動通信に比べて遥かに高いデータ転送レートが要求されるので、効率よい多入力多出力アンテナ技術が必ず必要であると予想される。このような状況で、ＭＩＭＯ通信技術は、移動通信端末及び中継器などに幅広く使用することができる次世代の移動通信技術であり、データ通信拡大などによる限界状況に従って他の移動通信の転送量の限界を克服することができる技術として関心を集めている。
一方、現在研究されている多様な転送効率向上技術のうち、多入力多出力アンテナ（ＭＩＭＯ）技術は、追加的な周波数割り当てや電力増加無しでも、通信容量及び送受信性能を画期的に向上させることができる方法として、現在最も大きな注目を浴びている。
図１３は、一般的な多入力多出力アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。
図１３を参照すると、送信アンテナの数をＮＴ個に、受信アンテナの数をＮＲ個に、同時に増やすようになれば、送信器や受信器のみで多数のアンテナを使用するようになる場合とは異なり、アンテナ数に比例して理論的なチャネル転送容量が増加するので、転送レート（transfer rate）を向上させ、周波数効率を画期的に向上させることができる。この場合、チャネル転送容量の増加に従う転送レートは、１つのアンテナを用いる場合の最大転送レート（Ｒo）に次のようなレート増加率（Ｒｉ）が掛けられただけに理論的に増加することができる。
＜数式１＞
即ち、例えば、４個の送信アンテナ及び４個の受信アンテナを用いるＭＩＭＯ通信システムでは、単一アンテナシステムに比べて、理論上、４倍の転送レートを獲得することができる。
このような多入力多出力アンテナの技術は、多様なチャネル経路を通過したシンボルを用いて転送信頼度を高める空間ダイバーシチ（spatial diversity）方式と、多数の送信アンテナを用いて多数のデータシンボルを同時に送信して転送レートを向上させる空間多重化（spatial multiplexing）方式と、に分けられる。また、このような２つの方式を適切に結合して各々の長所を適切に得ようとする方式に対する研究も、最近たくさん研究されている分野である。
各々の方式に対し、より具体的に説明すると、次の通りである。
第１に、空間ダイバーシチ方式の場合には、時空間ブロック符号系列と、ダイバーシチ利得及び符号化利得を同時に用いる時空間トレリス（Trellis）符号系列と、の方式がある。一般的に、ビットエラー率改善性能及び符号生成自由度は、トレリス符号化方式が優れるが、演算複雑度は、時空間ブロック符号が簡単である。このような空間ダイバーシチ利得は、送信アンテナ数（ＮＴ）と受信アンテナ数（ＮＲ）との積（ＮＴ×ＮＲ）に該当する量を得ることができる。
第２に、空間多重化技法は、各送信アンテナで互いに異なるデータ列を送信する方法であるが、この際、受信器では、送信器から同時に転送されたデータ間で相互干渉が発生するようになる。受信器では、この干渉を適切な信号処理技法を用いて除去した後に受信する。ここに使われる雑音除去方式は、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）受信器、ＺＦ（Zero-Forcing）受信器、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）受信器、Ｄ−ＢＬＡＳＴ（Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time）、V-ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time）などがあり、特に送信端でチャネル情報を知ることができる場合には、ＳＶＤ（Singular Value Decomposition）方式などを使用することができる。
第３に、空間ダイバーシチと空間多重化との結合された技法を挙げることができる。空間ダイバーシチ利得のみを得る場合、ダイバーシチ次数の増加に従う性能改善利得が徐々に飽和し、空間多重化利得のみを取れば、無線チャネルで転送信頼度が落ちる。これを解決しながら２つの利得を全て得る方式が研究されてきたものであり、そのうち、時空間ブロック符号（Ｄｏｕｂｌｅ−ＳＴＴＤ）、時空間ＢＩＣＭ（ＳＴＢＩＣＭ）などの方式がある。
前述したような多入力多出力アンテナシステムにおける通信方法をより具体的な方法により説明するために、これを数学的にモデル化する場合、次の通り示すことができる。
まず、図１３に図示したように、ＮＴ個の送信アンテナ及びＮＲ個の受信アンテナが存在することを仮定する。
まず、送信信号に関して説明すると、このようにＮＴ個の送信アンテナがある場合、最大の転送可能な情報はＮＴ個であるので、これを次のようなベクトルで示すことができる。
＜数式２＞
一方、各々の転送情報ｓ１、ｓ２，．．．，ｓＮＴにおいて、転送電力を異なるようにすることができ、この際、各々の転送電力をＰ１、Ｐ２，．．．，ＰＮＴとすれば、転送電力が調整された転送情報は、次のようなベクトルで示すことができる。
＜数式３＞
また、
を転送電力の対角行列Ｐで次の通り示すことができる。
＜数式４＞
一方、転送電力が調整された情報ベクトル
は、その後、重み行列Ｗが掛けられて、実際に転送されるＮＴ個の転送信号ｘ１、ｘ２，．．．，ｘＮＴを構成する。ここで、重み行列は、転送チャネル状況などによって転送情報を各アンテナに適切に分配してくれる役割を行う。このような転送信号ｘ１、ｘ２，．．．，ｘＮＴを、ベクトルｘを用いて次の通り示すことができる。
＜数式５＞
ここで、ｗijは、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の転送情報との間の重みを示し、Wは、これを行列で示したものである。このような行列Ｗを重み行列（Weight Matrix）又はプリコーディング行列（Precoding Matrix）と称する。
一方、前述したような転送信号（ｘ）は、空間ダイバーシチを使用する場合と空間多重化を使用する場合とに分けて考えてみることができる。
空間多重化を使用する場合は、互いに異なる信号を多重化して送るようになるので、情報ベクトルｓの要素（元素）が全て異なる値を有するようになる一方、空間ダイバーシチを使用するようになれば、同一の信号を多数のチャネル経路を通じて送るようになるので、情報ベクトルの要素が全て同一の値を有するようになる。
勿論、空間多重化と空間ダイバーシチとを混合する方法も考慮することができる。即ち、例えば３個の送信アンテナを通じて同一の信号を空間ダイバーシチを用いて転送し、残りは、各々異なる信号を空間多重化して送る場合も考慮することができる。
次に、受信信号は、ＮＲ個の受信アンテナがある場合、各アンテナの受信信号ｙ１、ｙ２，．．．，ｙＮＲを、ベクトルｙで次の通り示すようにする。
＜数式６＞
一方、多入力多出力アンテナ通信システムにおけるチャネルをモデル化する場合、各々のチャネルは、送受信アンテナインデックスによって区分することができ、送信アンテナｊから受信アンテナｉを経るチャネルをｈｉｊと示すことにする。ここで、ｈｉｊのインデックスの順序は、受信アンテナインデックスが先で、送信アンテナのインデックスが後であることに留意する。
このようなチャネルは、多数個が１つに纏められて（縛って）ベクトル及び行列形態でも表現（表示）可能である。ベクトル表現を例として説明すると、次の通りである。
図１４は、多数の送信アンテナから１つの受信アンテナへのチャネルを示す図である。
図１４に図示したように、合計ＮＴ個の送信アンテナから受信アンテナｉに到着するチャネルは、次の通り表現可能である。
＜数式７＞
また、上記数式７のような行列表現を通じて、ＮＴ個の送信アンテナからＮＲ個の受信アンテナを経るチャネルを全て示す場合、次の通り示すことができる。
＜数式８＞
一方、実際のチャネルは、上記のようなチャネル行列Ｈを経た後に白色雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gaussian Noise）が加えられるようになるので、ＮＲ個の受信アンテナの各々に加えられる白色雑音ｎ１、ｎ２，．．．，ｎＮＲをベクトルで表現すると、次の通りである。
＜数式９＞
前述したような転送信号、受信信号、チャネル、及び白色雑音のモデル化を通じて、多入力多出力アンテナ通信システムにおける各々は、次のような関係を通じて示すことができる。
＜数式１０＞
一方、チャネルの状態を示すチャネル行列Ｈの行及び列の数は、送受信アンテナ数により決定される。チャネル行列Ｈは、前述したように、行の数が受信アンテナの数ＮＲと等しくなり、列の数が送信アンテナの数ＮＲ（ＮＴ）と等しくなる。即ち、チャネル行列Ｈは、ＮＲ×ＮＲ（ＮＴ）行列となる。
一般に、行列のランク（rank）は、互いに独立な（independent）行又は列の個数のうち、最小個数として定義される。したがって、行列のランクは、行又は列の個数より大きいことができなくなる。数式的に例を挙げれば、チャネル行列Ｈのランク（ｒａｎｋ（Ｈ））は、次の通り制限される。
＜数式１１＞
また、行列に固有値分解（Eigen value decomposition）を行ったとき、ランクは、固有値（Eigen value）のうち、０でない固有値の個数として定義することができる。類似の方法に、ランクをＳＶＤ（Singular Value Decomposition）したとき、０でない特異値（singular value）の個数として定義することができる。したがって、チャネル行列におけるランクの物理的な意味は、与えられたチャネルで互いに異なる情報を送ることができる最大数ということができる。
本明細書において、ＭＩＭＯ転送に対する‘ランク（Rank）’は、特定時点及び特定周波数リソースで独立して信号を転送することができる経路の数を示し、‘レイヤ（layer）の個数’は、各経路を通じて転送される信号ストリームの個数を示す。一般に、送信端は、信号転送に用いられるランク数に対応する個数のレイヤを転送するので、特別な言及がない限り、ランクは、レイヤ数と同一の意味を有する。
参照信号（ＲＳ：Reference Signal）
無線通信システムにおいて、データは、無線チャネルを通じて転送されるので、信号は、転送中に歪曲されることがある。端末で歪曲された信号を正確に受信するために、受信した信号の歪曲は、チャネル情報を用いて補正されなければならない。チャネル情報を検出するために、送信側及び受信側の両方が知っている信号転送方法と、信号がチャネルを通じて転送されるときに歪曲された程度を用いてチャネル情報を検出する方法と、を主に用いる（In order to detect channel information, a method of detecting channel information using the degree of the distortion of a signal transmission method and a signal known to both the transmission side and the reception side when they are transmitted through a channel is mainly used）。前述した信号をパイロット信号又は参照信号（ＲＳ：Reference Signal）という。
また、最近、大部分の移動通信システムでパケットを転送するとき、今まで１つの送信アンテナ及び１つの受信アンテナを使用したことから脱却し、複数の送信アンテナ及複数の受信アンテナを採択して、送受信データ効率を向上させることができる方法を使用する。多入力多出力アンテナを用いてデータを送受信するとき、信号を正確に受信するために送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル状態が検出されなければならない。したがって、各送信アンテナは、個別の参照信号を有しなければならない。
移動通信システムにおいて、ＲＳは、その目的によって２つに大別できる。チャネル情報獲得の目的のためのＲＳとデータ復調のために使われるＲＳとがある。前者は、ＵＥがダウンリンクでのチャネル情報を獲得することにその目的があるので、広帯域に転送されなければならず、特定のサブフレームでダウンリンクデータを受信しないＵＥでも、そのＲＳを受信し測定できなければならない。また、これは、ハンドオーバなどの測定などのためにも使われる。後者は、基地局がダウンリンクを送るときに該当リソースと共に送るＲＳであって、ＵＥは、該当ＲＳを受信することによって、チャネル推定を行うことができ、したがってデータを復調できるようになる。このＲＳは、データが転送される領域で転送されなければならない。
ダウンリンク（下向き）参照信号は、セル内の全ての端末が共有するチャネル状態に関する情報の獲得及びハンドオーバなどの測定などのための１つの共通参照信号（ＣＲＳ：common ＲＳ）と、特定端末のみのためにデータ復調のために使われる専用参照信号（ＤＲＳ：dedicated ＲＳ）と、がある。このような参照信号を用いて復調（demodulation）及びチャネル測定（channel measurement）のための情報を提供することができる。即ち、ＤＲＳは、データ復調用のみに使われて、ＣＲＳは、チャネル情報獲得及びデータ復調の２つの目的に全て使われる。
受信側（即ち、端末）は、ＣＲＳからチャネル状態を測定し、ＣＱＩ（Channel Quality Indicator）、ＰＭＩ（Precoding Matrix Index）及び／又はＲＩ（Rank Indicator）などのチャネル品質と関連する指示子を、送信側（即ち、基地局）にフィードバックする。ＣＲＳは、セル固有基準信号（Cell-Specific RS）ともいう。一方、チャネル状態情報（ＣＳＩ：Channel State Information）のフィードバックと関連する参照信号を、ＣＳＩ-ＲＳと定義することができる。
ＤＲＳは、ＰＤＳＣＨ上のデータの復調が必要な場合、リソース要素を通じて転送されることができる。端末は、上位層を通じてＤＲＳの存否を受信することができ、対応するＰＤＳＣＨがマッピングされたときのみ有効である。ＤＲＳを端末固有参照信号（UE-specific RS）又は復調参照信号（ＤＭＲＳ：DeModulation RS）ということができる。
図１５は、本発明を適用できる無線通信システムでダウンリンクリソースブロック対にマッピングされた参照信号パターンの一例を示す図である。
図１５を参照すると、参照信号がマッピングされる単位で、ダウンリンクリソースブロック対は、時間領域で１つのサブフレーム×周波数領域で１２個の副搬送波により示すことができる。即ち、時間軸（ｘ軸）上で１つのリソースブロック対は、ノーマルサイクリックプリフィックス（一般循環前置）（ｎｏｒｍａｌ ＣＰ：normal Cyclic Prefix）である場合、１４個のＯＦＤＭシンボルの長さを有し（図１５（ａ）の場合）、拡張サイクリックプリフィックス（ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ：extended Cyclic Prefix）である場合、１２個のＯＦＤＭシンボルの長さを有する（図１５（ｂ）の場合）。リソースブロックグリッド（格子）で‘０’、‘１’、‘２’、及び‘３’と記載されたリソース要素（ＲＥｓ）は、各々アンテナポートインデックス‘０’、‘１’、‘２’、及び‘３’のＣＲＳの位置を意味し、‘Ｄ’と記載されたリソース要素は、ＤＲＳの位置を意味する。
以下、ＣＲＳについてより詳細に記述すると、ＣＲＳは、物理アンテナのチャネルを推定するために使われて、セル内に位置する全ての端末に共通に受信できる参照信号として、全ての周波数帯域に分布する。即ち、このＣＲＳは、cell-specificのシグナルで、広帯域に対してサブフレーム毎に転送される。また、ＣＲＳは、チャネル品質情報（ＣＳＩ）及びデータ復調のために利用できる。
ＣＲＳは、転送側（基地局）におけるアンテナ配列によって多様なフォーマットで定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、リリース−８）では、基地局の転送アンテナの個数によって、最大４個のアンテナポートに対するＲＳが転送される。ダウンリンク信号送信側は、単一の送信アンテナ、２つの送信アンテナ、及び４個の送信アンテナなどの３種類のアンテナ配列を有する。例えば、基地局の送信アンテナの個数が２つである場合、０番及び１番のアンテナポートに対するＣＲＳが転送され、４個である場合は０〜３番のアンテナポートに対するＣＲＳが各々転送される。
基地局が単一の送信アンテナを使用する場合、単一アンテナポートのための参照信号が配列される。
基地局が２つの送信アンテナを使用する場合、２つの送信アンテナポートのための参照信号は、時分割多重（ＴＤＭ：Time Division Multiplexing）及び／又は周波数分割多重（ＦＤＭ Frequency Division Multiplexing）方式を用いて配列される。即ち、２つのアンテナポートのための参照信号は、各々が区別されるように、互いに異なる時間リソース及び／又は互いに異なる周波数リソースが割り当てられる。
その上、基地局が４個の送信アンテナを使用する場合、４個の送信アンテナポートのための参照信号は、ＴＤＭ及び／又はＦＤＭ方式を用いて配列される。ダウンリンク信号の受信側（端末）により測定されたチャネル情報は、単一の送信アンテナ転送、送信ダイバーシチ、閉ループ空間多重（closed-loop spatial multiplexing）、開ループ空間多重（open-loop spatial multiplexing）、又はマルチユーザ−多入力多出力アンテナ（Multi-User ＭＩＭＯ）のような転送方式を用いて転送されたデータを復調するために使われることができる。
多入力多出力アンテナがサポートされる場合、参照信号が特定のアンテナポートから転送されるとき、上記参照信号は、参照信号のパターンによって特定されたリソース要素の位置で転送され、他のアンテナポートのために特定されたリソース要素の位置で転送されない。即ち、互いに異なるアンテナ間の参照信号は、互いに重ならない。
リソースブロックにＣＲＳをマッピングする規則は、次の通り定義される。
＜数式１２＞
数式１２で、ｋ及びｌは、各々副搬送波インデックス及びシンボルインデックスを示し、ｐは、アンテナポートを示す。
は、１つのダウンリンクスロットにおけるＯＦＤＭシンボルの数を示し、
は、ダウンリンクに割り当てられた無線リソースの数を示す。ｎsは、スロットインデックスを示し、
は、セルＩＤを示す。ｍｏｄは、モジュロ（modulo）演算を示す。参照信号の位置は、周波数領域で
値によって変わる。
は、セルＩＤに依存するので、参照信号の位置は、セルによって多様な周波数シフト（偏移）（frequency shift）値を有する。
より具体的には、ＣＲＳを通じてチャネル推定性能を向上させるために、ＣＲＳの位置は、セルによって周波数領域でシフトできる。例えば、参照信号が３個の副搬送波の間隔で位置する場合、１つのセルにおける参照信号は、３ｋ番目の副搬送波に割り当てられ、他のセルにおける参照信号は、３ｋ＋１番目の副搬送波に割り当てられる。１つのアンテナポートの観点で、参照信号は、周波数領域で６個のリソース要素の間隔で配列され、更に他のアンテナポートに割り当てられた参照信号とは、３個のリソース要素の間隔で分離される。
時間領域において、参照信号は、各スロットのシンボルインデックス０から始めて同一間隔（constant interval）で配列される。時間間隔は、サイクリックプリフィックスの長さによって異なるように定義される。ノーマルサイクリックプリフィックスの場合、参照信号は、スロットのシンボルインデックス０及び４に位置し、拡張サイクリックプリフィックスの場合、参照信号は、スロットのシンボルインデックス０及び３に位置する。２つのアンテナポートのうち、最大値を有するアンテナポートのための参照信号は、１つのＯＦＤＭシンボル内で定義される。したがって、４個の送信アンテナ転送の場合、参照信号アンテナポート０及び１のための参照信号は、スロットのシンボルインデックス０及び４（拡張サイクリックプリフィックスの場合、シンボルインデックス０及び３）に位置し、アンテナポート２及び３のための参照信号は、スロットのシンボルインデックス１に位置する。アンテナポート２及び３のための参照信号の周波数領域における位置は、２番目のスロットで互いに置き換え（引き替え）られる（交換される）（exchanged）。
以下、ＤＲＳに対してより詳細に記述すると、ＤＲＳは、データを復調するために使われる。多入力多出力アンテナ転送で特定の端末のために使われるプリコーディング（先行符号化）（precoding）の重みは、端末が参照信号を受信したとき、各送信アンテナで転送された転送チャネルと結合され（関連付けられ）て対応するチャネルを推定するために変更無しで使われる。
３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、リリース−８）は、最大４個の転送アンテナをサポートし、ランク１ビームフォーミング（beamforming）のためのＤＲＳが定義される。ランク１ビームフォーミングのためのＤＲＳは、またアンテナポートインデックス５のための参照信号を示す。
リソースブロックにＤＲＳをマッピングする規則は、次の通り定義される。数式２（数式１３）は、ノーマルサイクリックプリフィックスである場合を示し、数式３（数式１４）は、拡張サイクリックプリフィックスである場合を示す。
＜数式１３＞
＜数式１４＞
数式１３及び１４において、ｋ及びｌは、各々副搬送波インデックス及びシンボルインデックスを示し、ｐは、アンテナポートを示す。
は、周波数領域におけるリソースブロックサイズを示し、副搬送波の数として表現される。
は、物理リソースブロックの数を示す。
は、ＰＤＳＣＨ転送のためのリソースブロックの周波数帯域を示す。ｎｓは、スロットインデックスを示し、
は、セルＩＤを示す。ｍｏｄは、モジュロ（modulo）演算を示す。参照信号の位置は、周波数領域で
値によって変わる。
は、セルＩＤに依存するので、参照信号の位置は、セルによって多様な周波数シフト（frequency shift）値を有する。
ＬＴＥシステムの（進化）発展した形態のＬＴＥ−Ａシステムにおいて、システムは、基地局のダウンリンクに最大８個の送信アンテナをサポートできるようにデザインされなければならない。したがって、最大８個の送信アンテナに対するＲＳも、やはりサポートされなければならない。ＬＴＥシステムにおいて、ダウンリンクＲＳは、最大４個のアンテナポートに対するＲＳのみが定義されているので、ＬＴＥ−Ａシステムで基地局が４個以上最大８個のダウンリンク送信アンテナを有する場合、これらのアンテナポートに対するＲＳが、追加的に定義されデザインされなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳは、前述したチャネル測定のためのＲＳとデータ復調のためのＲＳとの２つが全てデザインされなければならない。
ＬＴＥ−Ａシステムをデザインするに当たって、重要な考慮事項の１つは、backward compatibility、即ち、ＬＴＥ端末がＬＴＥ−Ａシステムでもなんの無理もなくよく動作しなければならず、システムもこれをサポートしなければならないということである。ＲＳ転送観点から見たとき、ＬＴＥで定義されているＣＲＳが、全帯域でサブフレーム毎に転送される時間−周波数領域において、最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳが追加的に定義されなければならない。ＬＴＥ−Ａシステムで、既存ＬＴＥのＣＲＳのような方式により最大８個の送信アンテナに対するＲＳパターンをサブフレーム毎に全帯域に追加するようになれば、ＲＳオーバーヘッドが大き過ぎるようになる。
したがって、ＬＴＥ−Ａシステムで新しくデザインされるＲＳは、２つの分類に大別されるが、ＭＣＳ、ＰＭＩなどの選択のためのチャネル測定目的のＲＳ（ＣＳＩ-ＲＳ：Channel State Information-ＲＳ、Channel State Indication-ＲＳなど）と、８個の転送アンテナに転送されるデータ復調のためのＲＳ（ＤＭ-ＲＳ：Data Demodulation-ＲＳ）である。
チャネル測定目的のＣＳＩ-ＲＳは、既存のＣＲＳがチャネル測定、ハンドオーバなどの測定などの目的と同時に、データ復調のために使われるのとは異なり、チャネル測定中心の目的のためにデザインされる特徴がある。勿論、これもまたハンドオーバなどの測定などの目的に使われることもできる。ＣＳＩ-ＲＳがチャネル状態に関する情報を得る目的のみに転送されるので、ＣＲＳとは異なり、サブフレーム毎に転送されなくてもよい。ＣＳＩ-ＲＳのオーバーヘッドを減らすために、ＣＳＩ-ＲＳは、時間軸上で間欠的（間歇的）に転送される。
データ復調のために、該当時間−周波数領域でスケジューリングされ、ＵＥ専用（dedicated）に、ＤＭＲＳが転送される。即ち、特定ＵＥのＤＭ-ＲＳは、該当ＵＥがスケジューリングされた領域、即ちデータの受信を受ける時間−周波数領域のみに転送されるものである。
ＬＴＥ−Ａシステムで、ｅＮＢは、全てのアンテナポートに対するＣＳＩ-ＲＳを転送しなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するＣＳＩ-ＲＳをサブフレーム毎に転送することは、オーバーヘッドが非常に大きいという短所があるので、ＣＳＩ-ＲＳは、サブフレーム毎に転送されず、時間軸で間欠的に転送されてこそ、そのオーバーヘッドを減らすことができる。即ち、ＣＳＩ-ＲＳは、１つのサブフレームの整数倍の周期を有して周期的に転送されるか、又は特定転送パターンで転送できる。この際、ＣＳＩ-ＲＳが転送される周期やパターンは、ｅＮＢが設定することができる。
ＣＳＩ-ＲＳを測定するために、ＵＥは、必ず自体が属するセルの各々のＣＳＩ-ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ-ＲＳの転送サブフレームインデックス、転送サブフレーム内でＣＳＩ-ＲＳリソース要素（ＲＥ）の時間−周波数位置、そしてＣＳＩ-ＲＳシーケンスに関する情報を知っていなければならない。
ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ｅＮＢは、ＣＳＩ-ＲＳを最大８個のアンテナポートに対して各々転送しなければならない。互いに異なるアンテナポートのＣＳＩ-ＲＳ転送のために使われるリソースは、互いに直交（orthogonal）しなければならない。１つのｅＮＢが互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ-ＲＳを転送するとき、各々のアンテナポートに対するＣＳＩ-ＲＳを互いに異なるＲＥにマッピングすることによって、ＦＤＭ／ＴＤＭ方式によりこれらのリソースをorthogonalに割り当てることができる。あるいは、互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ-ＲＳを互いにorthogonalなコードにマッピングさせるＣＤＭ方式により転送することができる。
ＣＳＩ-ＲＳに関する情報を、ｅＮＢが、自体のセルのＵＥに知らせるとき、まず、各アンテナポートに対するＣＳＩ-ＲＳがマッピングされる時間−周波数に関する情報を知らせなければならない。具体的には、ＣＳＩ-ＲＳが転送されるサブフレーム番号、又はＣＳＩ-ＲＳが転送される周期、ＣＳＩ-ＲＳが転送されるサブフレームオフセットであり、特定アンテナのＣＳＩ-ＲＳ ＲＥが転送されるＯＦＤＭシンボル番号、周波数間隔（spacing）、周波数軸におけるＲＥのオフセット又はシフト値などがある。
Sequence（シーケンス）生成
ＰＵＳＣＨでtransform precodingがenableされないか、又はＰＤＳＣＨの場合、参照信号sequencer（m）は、以下の数式１５により生成できる。
＜数式１５＞
数式１５で、pseudo-random sequence（n）は、長さ３１のGold sequenceにより定義され、長さＭＰＮのc（n）は、以下の数式１６により定義できる。
＜数式１６＞
数式１６で、Ｎcは、‘１６００’であり、最初のm-sequence ｘ１（ｎ）は、ｘ１（０）＝１、ｘ１（ｎ）＝０、ｎ＝１、２，．．．，３０に初期化される。
２番目のm-sequenceであるｘ２（ｎ）の初期化は、sequenceの適用によって値が以下の数式１７のように表現されることができる。
＜数式１７＞
ＰＵＳＣＨに対するtransform precodingがenableされる場合、参照信号sequence ｒ（ｍ）は、以下の数式１８により生成できる。
＜数式１８＞
物理リソースマッピング（Mapping to physical resource）
ＤＭＲＳは、上位層シグナリングにより与えられたタイプによって物理リソースにマッピングされることができる。
ＤＭＲＳタイプ１に対して、シーケンスｒ（ｍ）は、以下の数式１９により物理リソースにマッピングされる。
＜数式１９＞
数式１９において、
、
、
及び
は、以下の表９により与えられる。
＜表９＞
ＤＭＲＳタイプ２に対して、シーケンスｒ（m）は、以下の数式２０により物理リソースにマッピングされる。
＜数式２０＞
数式２０で、
、
及び
は、以下の表１０により与えられる。ＤＭＲＳタイプ２は、ＰＵＳＣＨに対するtransform precodingがenableされる場合には、サポートされない。
＜表１０＞
Quantity １０は、ＰＵＳＣＨ転送の開始と関連して定義される。
新しい無線アクセス技術（New Radio Access Technology）システム
より多くの通信機器がより大きい通信容量を要求するようになることによって、既存の無線アクセス技術（radio access technology、ＲＡＴ）に比べて、向上した端末広帯域（mobile broadband）通信に対する必要性が台頭している。また、多数の機器及び事物を接続して、いつでもどこでも多様なサービスを提供する大規模（マッシブ）（massive）ＭＴＣ（Machine Type Communications）がやはり考慮されている。それだけでなく、信頼性（reliability）及び遅延（latency）にセンシティブ（）なサービス／ＵＥを考慮した通信システムデザインも論議されている。
このように向上した端末広帯域通信（enhanced mobile broadband communication）、大規模ＭＴＣ、ＵＲＬＬＣ（Ultra-Reliable and Low Latency Communication）などを考慮した新しい無線アクセス技術の導入が論議されており、本発明では、便宜上、該当技術をＮｅｗ ＲＡＴ（以下、ＮＲ）と命名する。
セルフコンテインド（Self-contained）サブフレーム構造
図１６は、本発明を適用できる無線通信システムにおけるセルフコンテインド（Self-contained）サブフレーム構造を例示する図である。
ＴＤＤシステムにおけるデータ転送レイテンシ（latency）を最小にするために、５世代（５Ｇ：5generation）ｎｅｗ ＲＡＴでは、図１６のようなセルフコンテインド（self-contained）サブフレーム構造を考慮している。
図１６で斜線を施した領域（シンボルインデックス０）は、ダウンリンク（ＤＬ）制御領域を示し、黒色部分（シンボルインデックス１３）は、アップリンク（ＵＬ）制御領域を示す。影のない領域は、ＤＬデータ転送のために使われることもでき、又はＵＬデータ転送のために使われることもできる。このような構造の特徴は、１つのサブフレーム内で、ＤＬ転送とＵＬ転送とが順次進行して、サブフレーム内でＤＬデータが転送され、ＵＬ ＡＣＫ／ＮＡＣＫも受信できる。結果的に、データ転送エラー発生時にデータ再転送までにかかる時間を減らすようになり、これによって、最終データ伝達のlatencyを最小にすることができる。
このようなself-containedサブフレーム構造で、基地局及びＵＥが、送信モードから受信モードに転換する過程、又は受信モードから送信モードに転換する過程のための時間ギャップ（time gap）が必要である。このために、self-containedサブフレーム構造で、ＤＬからＵＬに転換される時点の一部のＯＦＤＭシンボルがガード区間（ＧＰ：guard period）に設定されるようになる。
図１７は、本発明を適用できる復調参照信号のマッピングパターンの一例を示す図である。
前述したように、ＤＣＩの機能の１つは、ダウンリンク、アップリンク、又はサイドリンクのスケジューリング情報を端末に転送するものである。
ＤＣＩは、基地局が端末に転送しようとする情報によって、複数のフォーマットで定義できる。ＤＣＩのフォーマットは、特定情報を伝達しようとするフィールドを多数定義しており、各々のフィールドに互いに異なる情報を含んで端末に伝達される。
端末は、ＰＤＣＣＨのＤＣＩフォーマットに定義されたフィールドを受信し、受信したフィールドをデコードして、スケジューリング情報のように、端末が行わなければならない動作と関連する情報の伝達を受ける。
端末は、伝達された情報によってデータを受信するなどの動作を行うことができる。
ＤＣＩフォーマットに定義されるフィールドの一例において、Antenna port(s)（１つ又は複数のアンテナポート）、scrambling identity（スクランブルＩＤ）、及びnumber of layer（レイヤ数）などに関する情報を含むことができ、３bits又は４bitsで構成できる。
ＮＲで、ＤＭＲＳは、２つのタイプがサポートされることができ、ＤＭＲＳがマッピングされるシンボル数は、１つ又は２つでありうる。
図１７の（ａ）及び（ｂ）は、ＤＭＲＳのマッピングタイプがタイプ１の場合を図示している。タイプ１は、最大８ポートまでサポートし、ＰＲＢ内で、各ＤＭＲＳの位置は、図１７の（ａ）及び（ｂ）に図示した通りである（図１７の（ａ）及び（ｂ）は、additional ＤＭＲＳがなく、１４個のシンボルスロットを仮定する）。
以下、本発明で、別途の言及がない限り、図１７の（ａ）及び（ｂ）に該当するＤＭＲＳリソースマッピングを仮定する。
以下、本発明で、ＣＤＭは、特別な言及がない限り、周波数領域におけるＣＤＭと仮定する（時間領域におけるＣＤＭは、ＣＤＭ−Ｔと表記するようにする。）。
図１８は、本発明を適用できる復調参照信号を通じてダウンリンクデータを受信するための方法の一例を示すフローチャートである。
図１８を参照すると、端末は、基地局からＤＭＲＳと関連するＤＣＩを含むＰＤＣＣＨを受信して、ＤＭＲＳの転送を受けることができる。
具体的には、端末は、基地局からＤＣＩを含むＰＤＣＣＨを受信する（Ｓ１８０１０）。
ＤＣＩは、フォーマットによって端末の動作のためのスケジューリングなどの情報を含むことができる。
例えば、ＤＣＩは、ＤＭＲＳと関連するantenna port(s)、number of layers、及び／又はnumber of symbols（シンボル数）などの情報を含むことができる。
端末は、ＤＣＩに基づいて、基地局からスケジューリングされたＤＭＲＳ及びデータを受信することができる（Ｓ１８０２０）。
以後、端末は、ＤＭＲＳに基づいて受信したデータを復調し、デコードすることができる（Ｓ１８０３０）。
基地局は、端末にＤＭＲＳのマッピングパターンを知らせるために、ＰＤＣＣＨに含まれるＤＣＩフィールドを定義することができる。
以下、ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの数によってＤＣＩフィールドを構成する方法について説明する。
１ Symbol ＤＭＲＳ（１つのシンボルのＤＭＲＳ）
１つのシンボルにＤＭＲＳがマッピングされる場合、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsに関する情報は、以下の表１１の通りである。
以下、本明細書で、説明の便宜のために、ＤＭＲＳの転送のためのアンテナポート１０００／１００１／．．．／１００７は、各々Ｐ０／Ｐ１／．．．／Ｐ７と称するようにする。
＜表１１＞
表１１に基づいたＤＣＩフォーマットは、以下のように構成されることができる。
＜実施形態１＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、２layer以上のlayerに対して互いに異なる多重化（multiplexing）方式が可能な場合、可能な全ての多重化方式に対するantenna port(s)は、同一のＤＣＩ field（フィールド）内で共に定義できる。
ＤＣＩ fieldの構成と関連する定義は、基地局と端末との間で既に設定されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩ fieldを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols情報を獲得することができる。
端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩフィールドを受信し、基地局により設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbolsを獲得する。端末は、ＤＣＩフィールドを通じて獲得した情報を用いてデータ信号及びＤＭＲＳを受信することができる。
例えば、端末は、上記情報を通じて、ＤＭＲＳマッピングパターンと関連する情報（例えば、antenna port index、ＲＳ ＲＥの位置など）を獲得し、これを用いてチャネル補償に必要なチャネル値を推定することができる。
以後、端末は、推定されたチャネル値を用いて受信したデータ信号に対してチャネルを補償し、補償後、信号に対して復調（demodulation）及びデコーディング（decoding）過程を行って受信したデータを検出する。
このような端末の動作は、以下の実施形態で別途の説明がない場合にも同一に適用できる。
このような方法を用いる場合、ハードウェア的な観点で１つのＤＣＩフィールド定義方式により具現可能であるので、多数の定義方式の具現のためのコストを低減することができる利点がある。また、２layer以上の場合、各々の多重化方式が有する長所を全て活用することができ、状況によって適切な多重化方式を使用することができる。
また、Mini-slotの転送やＣｏｍｐ（ＮＣＪＴ）状況が頻繁に発生する場合、各々の転送状況に従うＤＣＩフィールド定義方式が異なる場合は、特定ＤＣＩフィールド定義方式を端末に設定するための別途のシグナリングが必要であるが、本提案の場合、上記別途のシグナリングに必要なオーバーヘッドを減少させることができ、自由なスケジューリングが可能でありうる。
＜実施形態２＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、２layer以上のlayerに対するメッセージは、以下の表１２のように、ＦＤＭ方式により多重化を行うantenna port(s)で構成されることができる。
＜表１２＞
ＤＣＩ fieldの構成と関連する定義は、基地局と端末との間に既に設定されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩ fieldを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbolsなどと関連する情報を獲得することができる。
Mini-slotの場合、Mini-slotの転送と関連するＤＣＩフォーマット（又は、制御チャネル）のantenna port(s)、number of layers、number of symbolsなどと関連する情報で構成されたＤＣＩフィールドで２layerに対するメッセージをＣＤＭ方式により多重化するantenna port(s)で構成できる。
この場合、ＤＣＩフィールドは、端末と基地局との間に既に設定されているか、又は上位層シグナリングを通じて端末に設定できる。
− 基地局と端末との間で予め約束されている、例えばMini-slotでないslotでデータを受信する端末の場合、実施形態２に対応するＤＣＩフィールドの定義を従い、Mini-slotに該当するslotでデータを受信する端末の場合、前述した実施形態に対応するＤＣＩフィールドの定義に従うことができる。
− 上位層シグナリングを通じて端末に設定される、例えば別途の上位層シグナリングがない場合、実施形態２に対応するＤＣＩ fieldの定義に従い、上位層シグナリングで端末に設定値が伝達される場合、前述した実施形態に対応するＤＣＩフィールドの定義に従うことができる。
Mini-slotは、slotを構成するシンボルの個数が‘ｘ’個以下であるslotを意味する。例えば、ｘ＝４の場合、slotを構成するシンボルの個数が４個以下であるスロットをmini-slotと定義することができる。
Mini-slotの場合、ＲＳオーバーヘッドの増加は、システム性能に大きな劣化を発生させることがある。したがって、mini-slotの転送には、ＦＤＭ方式を用いるよりＣＤＭ方式を用いて多重化を行う方が、ＲＳオーバーヘッドを低減してシステムの性能を向上させることができる。
本発明の更に他の実施形態において、ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、ＤＣＩフィールドを構成するantenna port(s)、number of layers、number of symbolsの組合せは、slotを構成するシンボル数‘ｘ’と関連して互いに異なる組合せで構成されることができる。
この際、‘ｘ’値によって互いに異なるＤＣＩフィールドの構成が、基地局と端末との間に予め約束されているか、又は基地局が端末にhigh layer signaling（上位層シグナリング）を通じて‘ｘ’値によって特定ＤＣＩフィールドの構成を端末に知らせることができる。
端末は、control channelを通じて転送されるＤＣＩ fieldを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols情報を獲得することができる。
Mini-slotの場合に、latencyなどと関連してslotを構成するシンボル数が、｛ｘ１、ｘ２｝のように２つ以上の値のうちの１つに設定されることができる。
例えば、low latency & low throughputを目的として、ｘ１の値が‘２’に設定されるか、又はmid latency & mid throughputを目的として、ｘ２の値が‘４’に設定されることができる。
この際、low latencyを主目的とする場合、throughputに対する要求事項が低いので、制限的なtransmission layerが設定されることができる。
したがって、slotを構成するシンボル数‘ｘ’と関連して互いに異なる組合せで構成されるように、ＤＣＩフィールドのメッセージを定義することができる。
以下の表１３は、ｘの値が‘２’に設定されたlow latencyを主目的とする場合のＤＣＩフィールドの一例を示し、表１４は、ｘの値が‘４’に設定されたmid latencyを主目的とする場合のＤＣＩフィールドの一例を示す。
＜表１３＞
＜表１４＞
＜実施形態３＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、２layer以上のlayerに対するメッセージは、以下の表１５のようにＣＤＭ方式により多重化を行うantenna port(s)で構成されることができる。
＜表１５＞
ＣＤＭ方式を用いて多重化を行う場合、ＲＳオーバーヘッドが減少することができ、２layer転送の場合、互いに異なるwaveform（波形）との多重化が可能でありうる。
本実施形態において、Ｃｏｍｐ（ＮＣＪＴ）転送に従うＤＣＩフォーマット（又は、制御チャネル）は、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドで、２layerに対するメッセージをＦＤＭ方式により多重化するantenna port(s)で構成されることができる。
この場合、ＤＣＩフィールドは、端末と基地局との間に既に（予め）設定されるか、又は上位層シグナリングを通じて端末に設定できる。
− 基地局と端末との間で予め約束されている、例えばＣｏｍｐ（ＮＣＪＴ）方式によりデータを受信しない端末の場合、実施形態３に対応するＤＣＩフィールドが適用されることができ、Ｃｏｍｐ（ＮＣＪＴ）方式によりデータを受信する端末の場合、Ｃｏｍｐ（ＮＣＪＴ）転送に従うＤＣＩフォーマットのＤＣＩフィールドが適用されることができる。
− 上位層シグナリングを通じて端末に設定される、例えば別途の上位層シグナリングがない場合、実施形態３に従うＤＣＩフィールドが適用されることができ、上位層シグナリングで端末に設定値が伝達される場合、Ｃｏｍｐ（ＮＣＪＴ）転送に従うＤＣＩフォーマットのＤＣＩフィールドが適用されることができる。
Ｃｏｍｐ（ＮＣＪＴ）は、互いに異なるＴＲＰで１つの端末にデータを転送する場合を意味し、この際、互いに異なるＴＲＰのポート間にはＱＣＬが成立しない。
NR ad-hocの場合、周波数領域においてＣＤＭで多重化が行われるantenna portは、ＱＣＬが成立しなければならない。したがって、ＱＣＬが成立しないＣｏｍｐ（ＮＣＪＴ）状況では、周波数領域でＣＤＭが行われるantenna portの組合せを使用することができない。
したがって、Ｃｏｍｐ（ＮＣＪＴ）転送時には、ＦＤＭ方式により多重化を行わなければならない。
＜実施形態４＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、ＤＣＩフィールドは、２layer転送の場合、ＦＤＭ方式及び／又はＣＤＭ方式によって各々構成されることができる。
基地局は、上位層シグナリングを通じてＤＣＩフィールドの構成を端末に知らせることができる。
以下の表１６は、ＦＤＭ方式を用いる場合のＤＣＩフィールドの一例を示し、表１７は、ＣＤＭ方式を用いる場合のＤＣＩフィールドの一例を示す。
＜表１６＞
＜表１７＞
ＦＤＭ及び／又はＣＤＭに従うＤＣＩフィールドの構成は、基地局と端末との間に既に設定されており、基地局は、２つ構成のうちの１つの構成を上位層シグナリングを通じて端末に設定することができる。
端末は、基地局の上位層シグナリングを通じて設定された構成でＤＣＩフィールドに定義されたantenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsと関連する情報を獲得することができる。
本発明の更に他の実施形態において、ＤＣＩフィールドは、２layer転送の場合、ＦＤＭ及びＣＤＭ方式を全て含むか、又はＦＤＭ方式又はＣＤＭ方式のみを含むように構成されることができる。
この場合、基地局は、前述した実施形態４と同一の上位層シグナリングを通じて端末にＤＣＩフィールドを設定することができる。
以下の表１８は、ＦＤＭ及びＣＤＭ方式を全て用いる場合のＤＣＩフィールドの一例を示す。
＜表１８＞
２ Symbol ＤＭＲＳ（２つのシンボルのＤＭＲＳ）
ＤＭＲＳが２つのシンボルにマッピングされる場合、antenna port(s)、number of layers、及び／又はnumber of symbolと関連する情報は、以下の表１９の通りである。
＜表１９＞
表１９に基づいて、端末にＤＭＲＳのマッピングパターンを知らせるためのＤＣＩフィールドは、以下のような方法により構成されることができる。
＜実施形態５＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、ＤＣＩフィールドは、２layer以上のlayerに対して互いに異なる多重化方式（例えば、ＣＤＭ−Ｔ、ＣＤＭ−Ｆ、及び／又はＦＤＭなど）が可能な場合、全ての多重化方法に対するantenna port(s)を同一のＤＣＩフィールドで共に定義されることができる。
ＤＣＩ fieldの構成と関連する定義は、基地局と端末との間で既に設定されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩ fieldを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols情報を獲得することができる。
この場合、全ての多重化方法に対するantenna port(s)を同一のＤＣＩフィールドで共に定義するためには、ペイロードのサイズが大きくなることがある。このために同一のlayerでは、多重化方法を提案することによってペイロードのサイズを縮小することができる。
あるいは、１つのlayerで使われる多重化方式を１つ又は２つのみ提案して、ＤＣＩのオーバーヘッドを減少させることができる。
このような多重化方法の制限は、基地局と端末との間で既に設定されているか、又は基地局が、チャネル状況などを考慮して制限する多重化方法を端末にシグナリングし、端末は、多重化方法の制限によって制御チャネルのＤＣＩフィールドを認識することができる。
以下、layerによって多重化方法を制限してＤＣＩフィールドを構成する方法について説明する。
２layers
＜実施形態６＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、２layerに対するＤＣＩフィールドは、ＣＤＭ−Ｔ方法を用いて多重化を行うアンテナポートで構成されることができる。
ＤＣＩ fieldの構成と関連する定義は、基地局と端末との間で既に設定されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩ fieldを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols情報を獲得することができる。
この場合、２layerに対する多重化方法をＣＤＭ−Ｔに制限することによって、ＲＳオーバーヘッドを減少させることができ、周波数選択性においてロバスト（強靭）である（robust）という効果がある。
また、Ｃｏｍｐ（ＮＣＪＴ）で使われることができ、他のwaveformとの多重化が可能でありうる。
＜実施形態７＞
実施形態６とは異なり、２layerに対するＤＣＩフィールドは、ＣＤＭ−Ｆ方法を用いて多重化を行うアンテナポートで構成されることができる。
この場合、Ｃｏｍｐ（ＮＣＪＴ）において使用できず、実施形態３のように上位層シグナリングを通じて実施形態６又は７の方法を端末に知らせることができる。
＜実施形態８＞
実施形態６及び７とは異なり、２layerに対するＤＣＩフィールドは、ＦＤＭ方法を用いて多重化を行うアンテナポートで構成されることができる。
この場合、Ｃｏｍｐ（ＮＣＪＴ）で使われることができ、周波数選択性においてロバストである。また、ＲＳパワーブースティングを用いてチャネル推定性能を向上させることができる。
実施形態２のように、上位層シグナリングを通じて、基地局は、ＤＣＩフィールドの構成方法を端末に知らせることができる。
３／４ layer
＜実施形態９＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、３及び／又は４layerに対するＤＣＩフィールドは、ＣＤＭ−Ｔ及びＣＤＭ−Ｆ方法を用いて多重化を行うアンテナポートで構成されることができる。
ＤＣＩ fieldの構成と関連する定義は、基地局と端末との間で既に設定されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩ fieldを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols情報を獲得することができる。
この場合、多重化方法をＣＤＭ−Ｔ及びＣＤＭ−Ｆに制限することによって、ＲＳオーバーヘッドを減少させることができ、３layerの場合、周波数選択性においてロバストであるという効果がある。
また、他のwaveformとの多重化が可能でありうる。
＜実施形態１０＞
実施形態９とは異なり、３及び／又は４layerに対するＤＣＩフィールドは、ＣＤＭ−Ｔ及びＦＤＭ方法を用いて多重化を行うアンテナポートで構成されることができる。
この場合、周波数選択性においてロバストであり、ＲＳパワーブースティングを用いてチャネル推定性能を向上させることができる。
＜実施形態１１＞
実施形態９及び１０とは異なり、３及び／又は４layerに対するＤＣＩフィールドは、ＣＤＭ−Ｆ及びＦＤＭ方法を用いて多重化を行うアンテナポートで構成されることができる。
この場合、ＲＳパワーブースティングを用いて、チャネル推定性能を向上させることができる。
５layer以上
＜実施形態１２＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、５layer以上のlayerは、以下の表２０のようにport numberの順にantenna port(s)を増加させて、layerとの組合せが構成されることができる。
ＤＣＩ fieldの構成と関連する定義は、基地局と端末との間で既に設定されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩ fieldを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols情報を獲得することができる。
＜表２０＞
＜実施形態１３＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、ＤＣＩフィールドは、実施形態５乃至１１で説明した方法が組み合わさって使用されることができる。
この場合、ＤＣＩフィールドの構成方法は、基地局と端末との間で既に設定されるか、又は上位層シグナリングを通じて端末に設定されることができる。
このような方法は、各実施形態の長所を組合せて使用することができるので、ＤＣＩシグナリングの観点で、効率よいシグナリングが可能でありうる。
例えば、以下の表２１のように、実施形態６、９、及び１２の多重化方式を用いる場合、ＤＣＩのペイロードサイズを縮小することができ、このような方法により、ＣＤＭ−Ｔ、ＣＤＭ−Ｆ、ＦＤＭの順にlayerを増加させることができる。
＜表２１＞
#０〜#１９で構成された表２０の例において、４layer以下のlayer（例えば、４layer−２layer（#１４−#９／#１１））間の多重化は、#０〜#１５までの情報を用いて自由に行われることができる。
しかしながら、layer５以上のlayerに対して、他のlayerとの多重化は、容易に行われることができない。例えば、#１６で定義された５layer転送の場合、他の２／３layerとの多重化が不可能である。
多重化が可能な端末の最大layer数ｘを‘４’以下に制限する場合には可能であるが、ｘを‘５’以上の値に定義する場合、５〜６layerを有する端末と２〜３layerを有する端末との間における多重化は容易でない。
したがって、このような問題点を解決するために、以下のようなＤＣＩフィールドの構成方法を提案する。
＜実施形態１４＞
ＤＣＩフォーマットにおいてantenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドで、５及び／又は６layerに対するＤＣＩフィールドは、３及び／２layerに対するantenna port(s)値のうち、少なくとも１つを含まないことがある。
ＤＣＩ fieldの構成と関連する定義は、基地局と端末との間で既に設定されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩ fieldを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols情報を獲得することができる。
例えば、３layerに対するantenna portの値がＰ０／Ｐ２／Ｐ４、Ｐ１／Ｐ３／Ｐ５の場合、５layerのantenna portの値は、Ｐ０／Ｐ２／Ｐ４／Ｐ６／Ｐ７値を含むことができる。即ち、３layerに対するantenna port値のうちの１つであるＰ１／Ｐ３／Ｐ５の組合せを含まないＰ０／Ｐ２／Ｐ４／Ｐ６／Ｐ７値を、５layer転送に使用することができる。このような場合、５layer転送のためにＰ０／Ｐ２／Ｐ４／Ｐ６／Ｐ７を、３layer転送のためにＰ１／Ｐ３／Ｐ５を、使用することができるので、基地局の最大転送layer数である８layerを全て使用することができる。
あるいは、２layerに対するantenna portの値がＰ０／Ｐ２、Ｐ４／Ｐ６、Ｐ１／Ｐ３、Ｐ５／Ｐ７の場合、６layerのantenna portの値は、Ｐ０／Ｐ１／Ｐ２／Ｐ３／Ｐ４／Ｐ６値を含むことができる。
反対に、２及び／又は３layerに対するantenna portの組合せのうち、少なくとも１つの組合せは、５及び／又は６layerに対するantenna port(s)値を含まないことがある。
例えば、６layerに対するantenna portの値がＰ０／Ｐ１／Ｐ２／Ｐ３／Ｐ４／Ｐ６の場合、２layerのantenna portの値は、Ｐ０／Ｐ２、Ｐ４／Ｐ６、Ｐ１／Ｐ３、Ｐ５／Ｐ７値を含むことができる。このような場合、６layer転送のためにＰ０／Ｐ１／Ｐ２／Ｐ３／Ｐ４／Ｐ６を使用する時、２layer転送のためにＰ５／Ｐ７を使用することができるので、基地局は、最大転送layer数である８layerを全て使用することができる。
あるいは、５layerに対するantenna portの値がＰ０／Ｐ２／Ｐ４／Ｐ６／Ｐ７の場合、３layerのantenna portの値は、Ｐ５／Ｐ６／Ｐ７、Ｐ０／Ｐ１／Ｐ４、Ｐ１／Ｐ３／Ｐ５値を含むことができる。
ＤＭＲＳシンボル数に従うＤＣＩフィールド
ＤＣＩフィールドは、以下のようにＤＭＲＳシンボル数によって定義できる。
＜実施形態１５＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、１つのシンボルにマッピングされるＤＭＲＳと２つのシンボルにマッピングされるＤＭＲＳとを、同一のＤＣＩフィールドで共に定義することができる。
ＤＣＩ fieldの構成と関連する定義は、基地局と端末との間で既に設定されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩ fieldを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols情報を獲得することができる。
この場合、number of symbolsの値は、基地局から端末に転送されるＤＣＩフィールド値により‘１’又は‘２’などの値で端末に設定されることができ、全ての場合のantenna port(s)、number of layers、number of symbolsを端末に知らせることができる。
以下の表２２は、実施形態１５に対するＤＣＩフィールドの一例を示す。
＜表２２＞
＜実施形態１６＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、number of symbols値の最大値によって互いに異なる方法によりＤＣＩフィールドが定義されることができる。
この場合、基地局は、上位層シグナリングを通じて最大値（例えば、‘１’又は‘２’）を端末に設定することができる。
端末は、上位層シグナリングで設定された最大値によって構成されたＤＣＩ fieldを受信する。ＤＣＩフィールドの構成は、基地局と端末との間で予め約束されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩフィールドを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols情報を獲得することができる。
例えば、端末は、上位層シグナリングを通じて設定された最大値が‘１’である場合、single-symbol ＤＭＲＳに従うＤＣＩフィールドが使われると認識することができる。
あるいは、端末は、上位層シグナリングを通じて設定された最大値が‘２’の場合、single-symbol ＤＭＲＳ又はdouble-symbol ＤＭＲＳに従うＤＣＩフィールドが使われると認識することができる。
以下の表２３は、最大値が‘１’の場合のＤＣＩフィールドの一例を示し、表２４は、最大値が‘２’の場合のＤＣＩフィールドの一例を示す。
＜表２３＞
＜表２４＞
＜実施形態１７＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、number of symbols値によって互いに異なる方法によりＤＣＩフィールドが定義されることができる。
この場合、基地局は、上位層シグナリングを通じてnumber of symbols値を端末に設定することができる。
端末は、上位層シグナリングで設定されたnumber of symbols値によって構成されたＤＣＩ fieldを受信する。ＤＣＩフィールドの構成は、基地局と端末との間で予め約束されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩフィールドを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols情報を獲得することができる。
以下の表２５は、number of symbols値が‘１’の場合のＤＣＩフィールドの一例を示し、表２６は、number of symbols値が‘２’の場合のＤＣＩフィールドの一例を示す。
＜表２５＞
＜表２６＞
＜実施形態１８＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、及び／又はnumber of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、ＤＣＩフィールドは、実施形態１５乃至１７の方法のうち、特定の方法により規格で固定（確定）される（fixed）ことができるか、又は基地局が上位層シグナリングを用いてflexibleに特定方法を端末に設定することができる。
端末は、設定されたＤＣＩフィールドの構成方法を用いて制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩフィールドを受信し、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols情報を獲得することができる。
周波数領域のＣＤＭ方式に従うＤＣＩフィールド
前述した実施形態１乃至実施形態１８では、周波数領域のＣＤＭは、明示的に端末にシグナリングされないと仮定した。
したがって、端末は、ＣＤＭの有無と関連して、（１）ＣＤＭされる場合と（２）ＣＤＭされない場合との２つ場合に対して受信過程を行うことができる。
例えば、以下の表２７で、＃８の割り当てを受けた端末が、干渉チャネル推定を通じてＰ２／Ｐ６を使用する端末と多重化されていると判断する場合、ＣＤＭを解く受信過程を行わなければならない。
しかしながら、Ｐ２／Ｐ６を使用する端末と多重化されていないと判断する場合、ＣＤＭを考慮しなくてもよいので、より周波数選択特性にロバストなパターン特性を有することができる。
即ち、length２ ＣＤＭに対するdespreadingを行わなくてもよく、より多くのＲＥに対してＤＭＲＳ sampleを有することができる。
＜表２７＞
ＣＤＭの有無は、端末が推定して受信処理過程に反映させることができ、基地局が該当情報を直接端末に知らせる方法も可能である。これと関連して、以下のような方法を考慮することができる。
＜実施形態１９＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layer、number of symbols、周波数領域におけるＣＤＭの有無、ＦＤＭの有無、又は時間領域におけるＣＤＭの有無などのうち、少なくとも１つに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。
ＤＣＩフィールドの構成は、基地局と端末との間で予め約束されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩフィールドを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols、周波数領域におけるＣＤＭの有無などに関する情報を獲得することができる。
以下の表２８は、周波数領域におけるＣＤＭの適用の有無が含まれたＤＣＩ fieldの一例を示す。
＜表２８＞
周波数領域におけるＣＤＭを示すＣＤＭ−Ｆがoffになった場合、端末は、ＣＤＭ−Ｆにポートの多重化が行われたＭＵ ＭＩＭＯは存在しないと仮定することができる。
一方、ＣＤＭ−Ｆがonになった場合、端末は、ＣＤＭ−Ｆでポートの多重化が行われたＭＵ ＭＩＭＯが存在すると仮定することができる。即ち、ポートの多重化が行われたＭＵ ＭＩＭＯは存在することもできるので、ＭＵ ＤＭＲＳ portに対してＢＤが行われるようになる。
本実施形態は、ＣＤＭ−Ｆだけでなく、ＦＤＭ on／off、ＣＤＭ−Ｔ on／offなどにも同一に適用できる。
以下の表２９は、周波数領域におけるＦＤＭの適用の有無が含まれたＤＣＩ fieldの一例を示す。
＜表２９＞
表２８及び表２９は、１symbol ＤＭＲＳを例に挙げたが、これに限定されず、１symbol ＤＭＲＳだけでなく、２symbol ＤＭＲＳにも適用されることができる。
＜実施形態２０＞
基地局は、上位層シグナリングを通じて、ＤＭＲＳのポートの多重化と関連して、周波数領域におけるＣＤＭの有無、ＦＤＭの有無、又は時間領域におけるＣＤＭの有無のうち、少なくとも１つを端末に設定することができる。
ＦＤＭを使用しないように基地局により端末が設定された場合、ＤＭＲＳが転送されるＯＦＤＭ symbol内の制御チャネルで特定のantenna port(s)が占有するＲＥ以外のＲＥにおいて、ＰＤＳＣＨが転送されることができる。
この際、特定のantenna port(s)は、antenna port(s)、number of layers、number of symbolsなどに関する情報を伝達するＤＣＩ fieldを通じて設定されたantenna port(s)を意味する。
しかしながら、ＦＤＭを使用するように基地局により端末が設定された場合、ＤＭＲＳが転送されるＯＦＤＭ symbol内の制御チャネルで特定のantenna port(s)が占有するＲＥ以外のＲＥでは、ＰＤＳＣＨが転送されないことがあり、ＤＭＲＳが転送されるＲＥは、ＰＤＳＣＨと比較してｘ ｄＢ（例えば、３ｄＢ）power boostingがなされると、端末は仮定することができる。
この際、‘ｘ’値は、基地局と端末との間で予め約束された値であり、又は上位層シグナリングを通じて基地局が端末に設定した値でありうる。
周波数領域のＣＤＭ及び／又は時間領域のＣＤＭを使用しないように設定された端末の場合、antenna port(s)、number of layers、number of symbolsなどに関する情報を伝達するＤＣＩフィールドが特定値に設定されるとき、周波数領域で異なるＣＳ及び／又は時間領域で異なるＯＣＣ codeを有するportに割り当てられた端末は、ＭＵ paringされないと仮定することができる。
この場合、端末は、長さ２のＣＤＭに対するdespreading過程を行わないことがあり、より多くのＲＥに対してＤＭＲＳサンプルを獲得することができる。
以下の表３０は、実施形態２０に対するＤＣＩフィールドの一例を示す。
＜表３０＞
端末が上位層シグナリングを通じて周波数領域のＣＤＭが使われないことの伝達を受ければ、表３０で影が付けられた＃０、＃１、＃４、＃６にＤＣＩ fieldが設定された場合、周波数領域で異なるＣＳを有するport（例えば、Ｐ２／Ｐ３）に割り当てられた端末が、ＭＵ paringされないと認識することができる。
表３０では、１symbol ＤＭＲＳを例に挙げたが、これに限定されず、１symbol ＤＭＲＳだけでなく、２symbol ＤＭＲＳにも適用できる。
＜実施形態２１＞
特定の転送環境（例えば、broadcast／multicast ＰＤＳＣＨ、ページング、ランダムアクセスメッセージ３など）の場合、端末は、周波数領域で異なるＣＳを有するポートに割り当てられた端末がＭＵ pairingされないと認識することができる。
即ち、周波数選択的特性によりロバストな保守的な設計が好ましいbroadcast ＰＤＳＣＨ転送などの特定の転送環境の場合、周波数領域のＣＤＭを使用しないことが好ましいことがある。
したがって、このような特定の環境の場合、周波数領域でＣＤＭが使われないように設定して周波数選択特性によりロバストなチャネル推定性能を提供することができる。
例えば、ＲＲＣ Configurationのように、dedicated higher layer configurationの前にＰＤＳＣＨが受信される場合、特定のＤＭＲＳポートで構成タイプ１のsingle ＤＭＲＳは転送され、全ての残りの直交アンテナポートは、他の端末へのＰＤＳＣＨの転送と関連付けられないことがある。
即ち、ＰＤＣＣＨのＤＣＩフィールドを通じてＤＭＲＳパターンが端末に認識される前に転送されるＰＤＳＣＨ（例えば、ブロードキャストされるＰＤＳＣＨ、ＭＩＢ（Mater Information Block）、ＳＩＢ（Secondary Information Block）など）の場合にも端末はＤＭＲＳを受信しなければＰＤＳＣＨ（第１のＰＤＳＣＨ）を復調及びデコードできない。
しかしながら、ＤＣＩが転送される前であるので、端末は、ＤＭＲＳのパターンを認識できないので、このような場合、ＤＭＲＳパターンは、固定されたパターンを有して転送されることができる。即ち、このような転送環境におけるＤＭＲＳ（第１のＤＭＲＳ）は、固定されたタイプであり、１つのシンボルのみにマッピングされることができ、特定のアンテナポートを通じてのみ転送されることができる。
また、周波数軸上でＣＤＭが適用されないように設定することによって、端末は、基地局によりＤＭＲＳマッピングパターンを認識しなくても、ＤＭＲＳを受信してＰＤＳＣＨを復調及びデコードすることができる。
この場合、端末は、特定環境でＤＭＲＳを受信し、ＰＤＣＣＨのＤＣＩに関する情報を含むＰＤＳＣＨ（例えば、ＭＩＢ又はＳＩＢ）を受信して復調及びデコードすることができる。
以後、端末は、ＰＤＳＣＨに基づいてＰＤＣＣＨのＤＣＩを受信して、実施形態１乃至２０で説明したＤＭＲＳ（第２のＤＭＲＳ）のマッピングパターンを認識することができる。
以後、端末は、ＤＣＩに基づいてＤＭＲＳ及びデータを含むＰＤＳＣＨ（第２のＰＤＳＣＨ）を受信することができ、ＤＭＲＳに基づいてチャネル補償に必要なチャネル値を推定することができる。
以後、端末は、推定されたチャネル値を用いて受信したデータ信号に対してチャネルを補償し、補償後、信号に対して復調（demodulation）及びデコーディング（decoding）過程を行って、受信したデータを検出することができる。
ブロードキャストされるＰＤＳＣＨ（第１のＰＤＳＣＨ）のためのＤＭＲＳ（第１のＤＭＲＳ）のアンテナポートと残りの他の目的のためのＤＭＲＳ（第２のＤＭＲＳ）のアンテナポートとは、ＦＤＭ方式を用いてのみ多重化できる。即ち、異なるｃｏｍｂ（＝０ or １）のみを使用するように設定できる。
この際、△値は、基地局と端末との間で予め約束された値として使用されることができ、又は上位層シグナリングを通じて基地局が端末に設定した値でありうる。
ＲＳリソースと関連するシグナリング
図１９は、本発明で提案する復調参照信号がマッピングされるリソースの一例を示す図である。
ＤＭＲＳの構成タイプが構成タイプ１の場合、ＲＰＦ（Repetition factor）は‘２’であって、各々のＲＳリソースは、図１９に図示したように示すことができる。図１９の場合、追加的なＤＭＲＳはなく、１４個のシンボルスロットを仮定する。
前述した実施形態は、
と
とを同一のＤＣＩフィールドで共に定義することを仮定した。
このような場合、ＤＣＩシグナリングを通じて端末にダイナミックなポート及びlayer数などの割り当てが可能でありうる。
しかしながら、全ての場合の数を同一のＤＣＩフィールドで共に定義しなければならないので、ＤＣＩフィールドのペイロードサイズが大きくなることがある。
この場合、以下のような実施形態を通じてＤＣＩフィールドを構成することができる。
＜実施形態２２＞
図２０及び図２１は、本発明で提案する復調参照信号がマッピングされるリソースの更に他の一例を示す図である。
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layers、number of symbolsなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、antenna port(s)の各々は、
又は
と関連しており、各々の値（例えば、
又は
）と関連して、互いに異なる方式によりＤＣＩフィールドが構成されることができる。
そして、基地局は、上位層シグナリングを通じて
又は
のうちの１つの値を、端末に設定することができる。
端末は、上位層シグナリングで設定された△値と関連する方式により、ＤＣＩフィールドを受信することができる。ＤＣＩフィールドの構成は、基地局と端末とで予め約束されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩフィールドを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbols情報を獲得することができる。
この場合、ＲＳの定義が可能なリソースを特定値に制限することによって、ＤＣＩフィールドのペイロードサイズを縮小することができる。この場合、互いに異なるwaveform間で多重化が可能でありうる。
例えば、４layerに対する構成は、１symbol ＤＭＲＳ及び２symbol ＤＭＲＳは、全て多重化が可能でありうるが、１symbol ＤＭＲＳの場合、同一のＯＦＤＭ symbolで異なるwave formと多重化できない。
図２０及び以下の表３１は、
の場合の一例を示す。
＜表３１＞
以下の表３２は、
の場合の一例を示す。
＜表３２＞
実施形態２２において、ＤＣＩフィールドの定義は、可能な方法のうちの一部を例として示したものであって、ＤＣＩフィールド内でmessageを定義する方法は、前述した実施形態１乃至実施形態２１の方法と共に使われることができる。
例えば、実施形態２２と共にnumber of symbolsに対するシグナリングを用いて追加的なＤＣＩ payloadのサイズを減少させることができる。
以下の表３３は、上位層シグナリングを通じてnumber of symbols値又はnumber of symbolsの最大値を‘１’に設定する場合、
でＤＣＩフィールドの一例を示す。
＜表３３＞
以下の表３４は、上位層シグナリングを通じてnumber of symbols値又はnumber of symbolsの最大値を‘１’に設定する場合、
におけるＤＣＩフィールドの一例を示す。
＜表３４＞
以下の表３５及び図２１は、上位層シグナリングを通じてnumber of symbols値又はnumber of symbolsの最大値を‘２’に設定する場合、
におけるＤＣＩフィールドの一例を示す。
＜表３５＞
以下の表３６は、上位層シグナリングを通じてnumber of symbols値又はnumber of symbolsの最大値を‘２’に設定する場合、
におけるＤＣＩフィールドの一例を示す。
＜表３６＞
本発明の更に他の実施形態において、carrier frequencyと関連させて互いに異なる方式によりantenna port(s)、number of layers、number of symbolsの組合せを有するＤＣＩフィールドを定義することができる。
そして、基地局及び端末に設定されたcarrier frequencyによって、該当carrier frequencyと関連するＤＣＩフィールドの定義方式が基地局と端末との間で使われることができる。
このようなＤＣＩフィールドの定義は、基地局と端末との間で予め約束されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩフィールドを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layers、number of symbolsなどに関する情報を獲得することができる。
３０ＧＨzのように高い搬送周波数では、高いlayer数をサポートする場合が極めて低いことがある。したがって、このような場合、ＤＣＩ payload sizeを縮めるために、該当layer（例えば、layer４以上）に対する定義をＤＣＩ field内で省略することができる。
前述した実施形態１乃至２２は、antenna port(s)、number of layers、number of symbolsなどを基礎にしたが、これと共に、scrambling ＩＤなどの追加的な情報との結合が可能であることは自明である。
また、ＤＭＲＳ type１に基づくが、本発明の核心の提案は、ＤＭＲＳ type２にもやはり適用されることができ、ダウンリンクだけでなく、アップリンクにも適用されることができる。
このような基地局と端末との間でＤＭＲＳと関連するantenna port(s)、number of layersなどに関する情報を含むＤＣＩフィールドを定義するテーブルを、ＤＭＲＳテーブルという。
ＤＭＲＳテーブルは、以下のような方法により設定できる。
＜実施形態２３＞
図２２は、本発明で提案する復調参照信号の構成タイプに従う性能の一例を示す図である。
ＰＤＳＣＨとＤＭＲＳとの同一ＯＦＤＭシンボルにおける多重化の有無は、アンテナポートのポートインデックス及び／又はnumber of layerなどとジョイントエンコーディングされて、ＤＭＲＳフィールドのフォーマットを定義するＤＭＲＳテーブルで定義されることができる。
定義されたＤＭＲＳテーブルは、ＤＣＩシグナリングを通じて基地局から端末に転送されて端末に設定できる。
この際、特定アンテナポートに対してのみ、多重化及び非多重化（non-multiplexing）の両方（全て）をＤＭＲＳテーブルで定義して、基地局により、ＤＣＩシグナリングを通じてダイナミックに端末に設定することができ、その他のアンテナポートに対しては、非多重化がデフォルトで行われるように基地局と端末との間で設定できる。
− 本実施形態において、多重化は、同一ＯＦＤＭシンボルにおけるＤＭＲＳとＰＤＳＣＨとの多重化を示し、非多重化は、同一ＯＤＦＭシンボルにおいてＤＭＲＳとＰＤＳＣＨとを多重化しないことを示す。
− 本実施形態において、非多重化の場合、ＤＭＲＳ ＲＥに対するパワーブースティングが行われることができる。例えば、ＤＭＲＳ構成タイプ１の場合は３ｄＢ、構成タイプ２の場合は４．７７ｄＢのパワーブースティングが行われることができる。
以下の表３７は、実施形態１に従うＤＭＲＳテーブルに対するＤＣＩフィールドの一例を示す。
＜表３７＞
− 表３７において、＃０に設定される場合、ＤＭＲＳとＰＤＳＣＨとは、多重化されることができる。そして、#０以外の値が設定される場合、ＤＭＲＳとＰＤＳＣＨとは、多重化されない。
１layer転送の場合、高いＳＮＲの端末は、図２２に図示したように、ＲＳオーバーヘッドが小さいとき、より良いＳＥ性能を有することができる。
したがって、高いＳＮＲの端末に最適な性能をサポートするために、このような場合に対するポート設定をＤＣＩテーブルで定義し、ＤＣＩシグナリングを通じて端末にポートを設定することができる。
＜実施形態２４＞
ＭＵ-ＭＩＭＯの場合にサポートされるＳＵ-ＭＩＭＯの最大transmission layer数は、基地局の上位層シグナリングを通じて端末に設定されることができる。この際、ＤＭＲＳテーブル及びＤＭＲＳテーブルを定義するＤＣＩペイロードサイズは、ＳＵ-ＭＩＭＯの最大transmission layer数と関連して定義されることができる。
具体的には、ＭＵ-ＭＩＭＯの場合にサポートされるＳＵ-ＭＩＭＯの最大transmission layer数によって設定が可能なantenna port(s)及びnumber of layersの組合せの数が変わることがある。
例えば、最大transmission layer数が小さい値に設定される場合、antenna port(s)及びnumber of layersの組合せの数が小さくなるので、ＤＭＲＳテーブルを定義するためのＤＣＩペイロードサイズも小さくなる。
したがって、基地局及び端末の環境によって、ＭＵ-ＭＩＭＯのときにサポートされるＳＵ-ＭＩＭＯに対する最大transmission layer数を上位層シグナリングで設定される場合、該当layer数と関連する最適なＤＭＲＳテーブルを定義して、ＤＣＩシグナリングオーバーヘッドを減らすことができる。
＜実施形態２５＞
ＤＭＲＳテーブルは、ＤＭＲＳの構成タイプによって互いに異なるように設定できる。
具体的には、ＤＭＲＳの構成タイプは、タイプ１、タイプ２によって最大直交ＤＭＲＳ port数のような特性が互いに異なる。
したがって、タイプ１とタイプ２とが１つのＤＭＲＳ tableを有するには多い組合せを１つのＤＭＲＳテーブルに含めなければならないので、ＤＣＩペイロードサイズが大きくなる。
したがって、各typeの特性に合うように最も適合したbit数で定義されるＤＭＲＳテーブルが各々設定されることができる。
例えば、ＤＭＲＳの構成タイプ及びアンテナポートのマッピングが図１７のような場合、ＤＣＩフィールドは、以下の表３８の通りである。説明の便宜のために、図１７のＤＭＲＳ port １０００／１００１／．．．／１００７を各々Ｐ０／Ｐ１／．．．／Ｐ７に対応して記述する。
＜表３８＞
表３８で、特別な標示がないインデックスは、ＤＭＲＳとＰＤＳＣＨとを多重化せず、ＤＭＲＳ ＲＥに対して３ｄＢパワーブースティングを遂行できる。
以下、本発明の実施形態で同一に特別な標示がないインデックスは、ＤＭＲＳとＰＤＳＣＨとを多重化せず、ＤＭＲＳ ＲＥに対して３ｄＢパワーブースティングを遂行できる。
表３８で、#０のみでＤＭＲＳとＰＤＳＣＨとの間の多重化が行われることができる。これは、図２２で説明したように、１layer転送の場合、高いＳＮＲ領域でＰＤＳＣＨ多重化による性能の向上があるためである。
また、実施形態２５で高い周波数密度及びＣｏｍｐ（ＮＣＪＴ）に対するスケジューリング柔軟性のために、ＦＤＭが先に行われることができる。
実施形態２５において、Ｐ０／Ｐ２を用いるＣＤＭ方式及び／又はＰＤＳＣＨ多重化を行うＰ２も追加できる。
本実施形態は、ＤＭＲＳシンボル数に対するダイナミックなシグナリングが可能であるので、ＲＳオーバーヘッドを効率よく管理すると共に、高いMU-MIMO capacityを有することができる。
しかしながら、ＤＣＩフィールドを定義するためのbit数が増加することがある。したがって、ＤＣＩフィールドを定義するためのbit数を減少させるためにＭＵ-ＭＩＭＯ capacityが重要でない基地局の場合、最大ＤＭＲＳシンボル数を上位層シグナリングで端末に設定して、ＤＣＩフィールドのペイロードサイズを縮小することができる。
以下の表３９は、最大ＤＭＲＳシンボル数を‘１’に設定する場合の一例を示す（４bits）。
＜表３９＞
表３９の場合、ＤＭＲＳの最大シンボルの数を減らしてＲＳオーバーヘッドが減少されることができ、quasi-orthogonal port数の増加のために互いに異なるスクランブルＩＤが適用されることができる。
以下の表４０は、最大ＤＭＲＳシンボル数を‘１’に設定する場合の一例を示す（３bits）。
＜表４０＞
表４０の場合、ＤＭＲＳのシンボル数を減らしてＲＳオーバーヘッドを減少させることができ、ＤＣＩフィールドを定義するためのbit数を最小にするために１layer転送時、ＰＤＳＣＨとの多重化を許可するメッセージを排除することができる。
以下の表４１は、最大ＤＭＲＳシンボル数を‘１’に設定する場合の一例を示す（４bits）。
＜表４１＞
表４１の場合、ＤＭＲＳが１つのシンボルのみにマッピングされることができる。この場合、追加的なＤＭＲＳがマッピングされることができ、スロットを構成するシンボルの数が少ない場合、＃６のようにＣＤＭ方式を用いて多重化を行って性能を向上させることができる。
表４１の場合、reserved領域が複数存在するので、非効率的な側面が存在する。
したがって、これを補完するために高いＳＮＲ領域でＲＳオーバーヘッドを低減するために使われる＃０、＃１、及び＃６をＤＣＩフィールドから排除することができる。
あるいは、ＳＵの観点で、最大転送layerを２に制限し、quasi-orthogonal port数を増加させるか、又はＤＣＩペイロードサイズ及びＲＳオーバーヘッドを減少させることができる。
多数の追加的なＤＭＲＳがシンボルにマッピングされる場合、高いドップラ状況が発生して、端末に対して高いランクをサポートできないので、この場合、最大転送layer数を低減して、ＤＣＩペイロードのサイズを縮小することが効率的でありうる。
以下の表４２は、ＳＵの観点で最大転送layerの数を２に制限し、scrambling ＩＤを通じてquasi-orthogonal port数を増加させる例を示す（４bits）。
＜表４２＞
以下の表４３は、ＳＵの観点で最大転送layerの数を２に制限し、ＰＤＳＣＨの多重化を行ってＲＳオーバーヘッドを低減して、quasi-orthogonal port数を増加させる例を示す（３bits）。
＜表４３＞
表４３に従ってＤＣＩフィールドを定義する場合、割り当てられたＤＭＲＳポート以外のポートが占有するＲＥは、ＰＤＳＣＨと多重化することができる。
以下の表４４は、ＳＵの観点で、最大転送layerの数を２に制限し、ＰＤＳＣＨの多重化を行ってＲＳオーバーヘッドを低減して、ＤＣＩペイロードのサイズを縮小する例を示す（３bits）。
＜表４４＞
表４４に従ってＤＣＩフィールドを定義する場合、割り当てられたＤＭＲＳポート以外のポートが占有するＲＥは、ＰＤＳＣＨと多重化されることができる。
図２３は、ＤＭＲＳの構成タイプ２に対するアンテナポートのポートマッピングの一例を示す図である。
ＤＭＲＳの構成タイプがタイプ２であり、アンテナポートのマッピングが図２３のような場合、ＤＣＩフィールドは、以下の表４５のように定義できる。
＜表４５−１＞
表４５の場合、ＤＭＲＳシンボル数によってダイナミックなシグナリングが可能であるので、ＲＳオーバーヘッドを効率よく管理しながら高いＭＵ-ＭＩＭＯ capacityを有することができる。しかしながら、ＤＣＩフィールドを定義するために多数のbitが必要であり、reserved領域が多い。
上記短所を補完するために、基地局は、ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの数を端末に上位層シグナリングを通じて設定することができる。即ち、ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの数によって互いに異なるＤＣＩフィールドが定義されて使われることができる。
例えば、ＤＭＲＳの構成タイプがタイプ１の場合、ＤＭＲＳがマッピングされる最大シンボルの数を設定することができるが、タイプ２は、ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの数を設定することにより、ＤＣＩフィールドを効率よく定義することができる。
タイプ２の場合、最大シンボルの数を‘２’に設定する場合、ＤＣＩフィールドを定義するために６bitsが必要であるが、reserved領域が多くなることがある。
また、タイプ１とは異なり、１つのシンボルで合計６個のポートまでサポートできるので、タイプ１より高いＭＵ-ＭＩＭＯ capacityを有することができる。したがって、タイプ１のように１つのＤＣＩフィールドでＤＭＲＳがマッピングされる全てのシンボルの数に対するメッセージを定義しないことが効率的でありうる。
以下の表４６は、ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの数を‘１’に設定する場合の一例を示す（４bits）。
＜表４６＞
表４６において、reserved領域における２layer転送の場合、ＰＤＳＣＨ多重化を行うメッセージ（例えば、Ｐ０／Ｐ３）及びＰ０のようなＲＥを占有するアンテナポートの１layer転送（例えば、Ｐ３）を追加することができる。
以下の表４７は、ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの数を‘２’に設定する場合の一例を示す（５bits）。
＜表４７＞
表４７において、reserved領域における１layer及び／又は２layer転送の場合、ＰＤＳＣＨの多重化（例えば、Ｐ０、Ｐ３、Ｐ０／Ｐ３）を行うメッセージを追加することができる。
以下の表４８は、ＳＵの観点で最大転送layerの数を‘２’に制限する一例を示す（３bit）。
＜表４８＞
表４８の場合、ＰＤＳＣＨの多重化を行ってＲＳオーバーヘッドを低減して、quasi-orthogonal portを増加させることができる。
表４８に従ってＤＣＩフィールドを設定する場合、割り当てられたＤＭＲＳポート以外のポートが占有するＲＥは、ＰＤＳＣＨと多重化されることができる。
以下の表４９は、ＳＵの観点で最大転送layerの数を‘２’に制限する一例を示す。
＜表４９＞
表４９に従って、ＤＣＩフィールドを定義する場合、ＰＤＳＣＨの多重化を行ってＲＳオーバーヘッドを低減することができ、ＤＣＩフィールドのペイロードサイズを縮小することができる。
また、割り当てられたＤＭＲＳポート以外のポートが占有するＲＥは、ＰＤＳＣＨと多重化されることができる。
＜実施形態２６＞
ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの最大数が‘２’に設定される場合、１つ以下のscrambling ＩＤが使われることができ、quasi-orthogonal portをサポートしない。
ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの最大数が‘１’に設定される場合、２つ以上のscrambling ＩＤが使われることができ、scrambling ＩＤは、ＤＭＲＳテーブルにおいてantenna port(s)、number of layerなどとジョイントエンコーディングされることができる。
また、ＤＣＩ signalingを通じてscrambling ＩＤがダイナミックに選択されて、quasi-orthogonal ＤＭＲＳ portをサポートすることができる。
Scrambling ＩＤは、ＲＲＣシグナリングを通じて可能なscrambling ＩＤの組合せが端末に設定されることができ、２つ以上のscrambling ＩＤで構成された組合せが設定される場合、ＤＣＩシグナリングを通じて２つのうちの１つのscrambling ＩＤがダイナミックに選択されることができる。
具体的には、ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの最大数が‘２’の場合、多数のorthogonal ＤＭＲＳ port（例えば、８ ports for type １ and １２ ports for type ２）を有することができるので、１つのscrambling ＩＤをＤＣＩシグナリングを通じてダイナミックに選択しないことがある。
なぜならば、２つ以上のscrambling ＩＤを用いて可能な組合せに対するＤＭＲＳテーブルを定義するためには、ＤＣＩペイロードのサイズが大きくなるためである。
したがって、ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの最大数が‘２’の場合、１つ以下のscrambling ＩＤを使用し、ＤＣＩシグナリングを通じてダイナミックにscrambling ＩＤを選択しないようにしてＤＣＩペイロードのサイズを縮小することができる。
しかしながら、ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの最大数が‘１’の場合、２つ以上のscrambling ＩＤを使用し、scrambling ＩＤをＤＭＲＳテーブルにおいてantenna port(s)、number of layerなどとジョイントエンコーディングすることができる。
また、ＤＣＩ signalingを通じてscrambling ＩＤをダイナミックに選択してquasi-orthogonal ＤＭＲＳ portをsupportすることができる。
なぜならば、ＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの最大数が‘１’の場合、実質的にサポートできるポートの数が小さいか、又はＲＳオーバーヘッドを減らすための目的で使われることができ、この場合、quasi-orthogonal ＤＭＲＳ portをsupportすることができる。
即ち、ＲＳオーバーヘッドを減らすと共に、ＭＵ-ＭＩＭＯのためにquasi-orthogonal portを使用しようとする場合、このような実施形態が使われることができる。
このような実施形態は、ＤＭＲＳ構成タイプがタイプ１の場合だけでなく、タイプ２の場合にも適用できる。
あるいは、特定タイプに適用されることもできる。例えば、タイプ１とタイプ２とは、１つのＤＭＲＳシンボルでサポートすることができる最大ＤＭＲＳ port数が異なる。
タイプ１の場合、サポートすることができるアンテナポート数は、合計４portsであって、６portsであるタイプ２より小さい値を有する。したがって、相対的にorthogonal port数が少ないタイプのみに本実施形態を適用してquasi-orthogonal portをサポートすることができる。
以下の表５０は、タイプ１においてＤＭＲＳが２つのシンボルにマッピングされ、１つのScrambling ＩＤを使用する場合の一例を示す。
＜表５０＞
以下の表５１は、タイプ１においてＤＭＲＳが１つのシンボルにマッピングされ、２つのScrambling ＩＤのうちの１つをダイナミックに使用する場合の一例を示す。
＜表５１＞
＜実施形態２７＞
図２４は、本発明で提案する追加的なＤＭＲＳに従う端末性能の一例を示す図である。
基地局は、端末に、追加的にシンボルにマッピングされるＤＭＲＳの数（以下、additional ＤＭＲＳ数）を上位層シグナリングを通じて設定することができる。この場合、基地局と端末との間で使われるＤＭＲＳテーブルは、上位層シグナリングを通じて設定された追加的なＤＭＲＳがマッピングされるシンボルの数と関連して決定できる。
実施形態２７で、ＤＭＲＳテーブルは、上位層シグナリングを通じて設定されたadditional ＤＭＲＳの数と関連して暗示的に特定のＤＭＲＳテーブルが使われるように基地局と端末との間で既に設定されることができる。
あるいは、複数のＤＭＲＳテーブルのうち、特定ＤＭＲＳテーブルを使用できるように基地局が上位層シグナリングを通じて端末に明示的に設定することができる。
具体的には、図２４に図示したように、多数の追加的なＤＭＲＳが端末に設定される場合、同一のＤＭＲＳ port数を有する場合にも、少数の追加的なＤＭＲＳが設定される場合に比べて高いＲＳオーバーヘッドを有する。
したがって、少数の追加的なＤＭＲＳが設定される場合にはＦＤＭによってportの多重化を行っても、多数の追加的なＤＭＲＳが設定される場合には、ＣＤＭによってport多重化を行ってＲＳオーバーヘッドを減らすことがより高い性能を有することができる。
例えば、少数の追加的なＤＭＲＳが設定された場合、２layer転送に対してＦＤＭが用いられ、多数の追加的なＤＭＲＳが設定される場合、ＣＤＭに対する定義がＤＭＲＳテーブルに追加されるか、又はＦＤＭ方式がＣＤＭ方式に代替されることができる。
このような方法は、スロットを構成するシンボル数が少ないスロットに対しても適用できる。
スロットを構成するシンボルの数が少ない場合、同一のＲＳ ＲＥ数でもＲＳオーバーヘッドが増加することがある。したがって、ＲＳオーバーヘッドを減らすためにＣＤＭ方法により多重化が遂行できるように、ＤＭＲＳテーブルにおいてＣＤＭ方法を通じた多重化が設定されることができる。
＜実施形態２８＞
ＤＭＲＳ構成タイプがタイプ１の場合、２つのシンボルにＤＭＲＳがマッピングされれば、ＤＭＲＳがマッピングされたシンボルにおいてＰＤＳＣＨは多重化されない。
具体的には、タイプ１の場合、ＤＭＲＳが１つのシンボルにマッピングされる場合と同一のＲＳオーバーヘッドを有する、ＤＭＲＳが２つのシンボルにマッピングされる場合は、ＤＭＲＳが１つのシンボルにマッピングされる場合と同一の性能を有することができる。
したがって、ＤＭＲＳが２つのシンボルにマッピングされる場合により、より多いorthogonal ＤＭＲＳ portをサポートするか、又は、この場合がＲＳエネルギをさらに与えるための目的に使われることができる。
この場合、ＤＭＲＳが２つのシンボルにマッピングされるように設定されれば、ＰＤＳＣＨを多重化せず、ＤＭＲＳ ＲＥをパワーブースティングすることができる。
＜実施形態２９＞
図２５は、本発明で提案する復調参照信号の構成タイプに対するアンテナポートマッピングの一例を示す図である。
ＤＭＲＳ構成タイプがタイプ２の場合、ＤＭＲＳが２つのシンボルにマッピングされるように設定され、全体の転送layerの数が８であれば、ＰＤＳＣＨは、ＤＭＲＳのようなシンボルで多重化されることができる。
具体的には、タイプ２の場合、タイプ１とは異なり、ＤＭＲＳが２つのシンボルにマッピングされれば、図２５に図示したように、ＰＤＳＣＨと多重化を行うことができる場合が発生することがある。
この場合、ＲＳオーバーヘッドを減少させるためにＤＭＲＳとＰＤＳＣＨとが多重化されることができる。
あるいは、タイプ２の場合にも、ＤＭＲＳが２つのシンボルにマッピングされるように設定される場合、ＰＤＳＣＨは、ＤＭＲＳのようなシンボルで多重化されないことがある。
この場合、ＤＭＲＳに対し、より大きいパワーを用いてパワーブースティングが可能であるので、チャネル推定性能を向上させることができ、ＭＵ-ＭＩＭＯ時にＲＭの有無に対する別途のsignalingが必要でないことがある。
前述したように、ＤＣＩの機能のうちの１つは、downlink、uplink、又はsidelinkのスケジューリング情報を端末に伝達するものである。端末に伝達しようとする情報によって複数のＤＣＩ formatが定義されることができ、ＤＣＩ formatは、特定情報を伝達するＤＣＩフィールドを多数定義することができる。上記ＤＣＩフィールドは、実施形態１乃至２９で説明したように、その定義方式が変わることがある。
ＤＣＩフィールドの各々は、互いに異なる情報を含んで端末に伝達することができる。
端末は、ＰＤＣＣＨのＤＣＩ formatで定義されたＤＣＩフィールドを受信し、これをデコードしてスケジューリング情報のように端末が行わなければならない動作と関連する情報の伝達を受けることができる。
端末は、伝達された情報によってデータを受信するなどの動作を行うようになる。
ＤＣＩ formatで定義されるＤＣＩフィールドの一例において、antenna port(s)、scrambling identity及び／又はnumber of layersなどに関する情報を含む３bits又は４bitsのフィールドが存在することができ、
このようなＤＣＩフィールドでは、１codeword、２codewordの各々で４layers、８layersの最大layer数を定義することができる。
示さなければならない最大layer数が減少すれば、それだけＤＣＩ payloadのサイズが減ることがある。
これと関連して、コードブックサブセット制限（codebook subset restriction：ＣＢＳＲ）が使われることができる。基地局は、codebook subset restrictionを用いて、端末が基地局にfeedbackしなければならないＲＩ、ＰＭＩなどの範囲を制限することができる。
端末にＣＢＳＲが設定された場合、端末が使用するlayer数も該当ＣＢＳＲによって制限されることができる。
したがって、ＣＢＳＲ設定と関連してＤＣＩフォーマットにおいて、number of layersと関連するＤＣＩフィールドの定義方式を変更して、ＤＣＩのペイロードサイズを縮小することができる。
＜実施形態３０＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layersなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドを定義することができる。この際、端末は、ＣＢＳＲで指示されるＲＩ（例えば、rank restrictionの目的でＣＢＳＲが指示されるＲＩに対応するrankのＣＳＩ（例えば、ＰＭＩ、ＣＱＩ）は、feedbackされないと仮定）を除外した残りのＲＩの最大値を、ＣＳＩ feedback時に考慮される最大rank数、及び／又は基地局から端末に設定できる最大rank数と認識することができる。
この場合、該当最大rank値（即ち、残りのＲＩのうちの最大値）以下のlayerに対してのみ、ＤＣＩフィールドが定義されることができる。そして、ＤＣＩフィールドの定義は、基地局と端末とで予め約束されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩフィールドを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layersなどに関する情報を獲得することができる。
− ＤＣＩフィールドの受信と関連する端末動作：端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩフィールドを受信し、基地局が設定したantenna port(s)、number of layersなどに対する設定値を獲得する。端末は、上記情報を用いてデータ信号及びＤＭＲＳを受信する。例えば、端末は、上記情報を通じてＤＭＲＳ patternと関連する情報（e.g. antenna port index、ＲＳ ＲＥの位置など）を獲得し、これを用いてチャネル補償に必要なチャネル値を推定することができる。以後、推定されたチャネル値を用いて受信したデータ信号に対してチャネルを補償し、補償後、信号に対して復調及びデコーディング過程を行って送信データを検出することができる。このような端末動作の例は、本発明で別途の説明がない場合、同一に適用できる。
− 追加的に、該当ＣＢＳＲの設定が下った（受信された）時点を＃ｎとするとき、ＣＢＳＲによるＤＣＩペイロードのサイズ調節が反映される時点は、＃ｎ＋ｋ１に設定されることができる。
この際、ｋ１の値は、基地局により設定／指示されるか、又は特定値が固定されて使われることができる。
以下の表５２は、ＣＢＳＲが設定されない場合の一例を示す。
＜表５２＞
以下の表５３は、ＣＢＳＲを通じて指示されるＲＩを除外した残りのＲＩの最大値が２の場合の一例を示す。
＜表５３＞
＜実施形態３１＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layersなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドを定義することができる。この際、端末は、ＣＢＳＲが指示されるＲＩ（例えば、rank restrictionの目的でＣＢＳＲが指示されるＲＩに対応するrankのＣＳＩ（例えば、ＰＭＩ、ＣＱＩ）は、feedbackされないと仮定）を除外した残りのＲＩに対応するrank数に基づいて、ＣＳＩ feedbackを転送することができる。
あるいは、端末は、残りのＲＩを基地局から端末に設定できるrank数として認識することができ、該当rank値（即ち、ＣＢＳＲが指示しない残りのＲＩ値）と対応するlayerに対してのみＤＣＩ fieldが定義できる。
そして、ＤＣＩフィールドの定義は、基地局と端末とで予め約束されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩフィールドを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layersなどに関する情報を獲得することができる。
以下の表５４は、ＣＢＳＲにより指示されたＲＩが、１、３、５、６、７、８の場合の一例を示す。
＜表５４＞
また、ＣＢＳＲと関連する設定が転送された時点を＃ｎとするとき、ＣＢＳＲに基づいてＤＣＩペイロードのサイズの調節が反映される時点は、＃ｎ＋ｋ２に設定されることができる。
この際、ｋ２の値は、基地局により設定／指示されるか、又は特定値が固定されて使われることができる。
＜実施形態３２＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layersなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、端末が基地局にfeedbackするＲＩ値以下のlayerに対してのみ、ＤＣＩフィールドが定義されることができる。
そして、ＤＣＩフィールドの定義は、基地局と端末とで予め約束されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩフィールドを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layersなどに関する情報を獲得することができる。
具体的には、端末は、基地局が転送するＣＳＩ-ＲＳを用いて、端末のＣＱＩ、ＲＩ、ＰＭＩなどを計算することができ、自体が計算したＣＱＩ、ＲＩ、ＰＭＩなどを基地局にfeedbackすることができる。
基地局は、端末からfeedbackされた値に基づいて、端末のＭＣＳ、number of layers、precoding matrixなどを選択することができ、基地局が端末に設定するnumber of layersは、端末がfeedbackしたＲＩ値以下の値として選択されることができる。
即ち、端末に設定されるnumber of layersの値は、端末がfeedbackしたＲＩ値以下の値に決定されることができ、ＤＣＩフィールドで定義しなければならないnumber of layersの値を、端末がfeedbackするＲＩ値と関連して設定することによって、ＤＣＩのペイロードサイズを縮小することができる。
また、端末が基地局にＲＩをfeedbackする時点を＃ｎとするとき、ＤＣＩペイロードのサイズに対する調節が反映される時点は、＃ｎ＋ｋ３として設定／指示されることができる。
この際、ｋ３は、基地局により設定／指示されるか、又は特定の値が固定されて使われることができる。
ＲＩ feedback信号に対する基地局の検出の有無を端末に知らせる時点（例えば、該当データに対するＡＣＫ信号を端末が受信する時点）を＃ｎ’とするとき、ペイロードのサイズに対する調節が反映される時点は、＃ｎ’＋ｋ３’に設定／指示できる。
この際、ｋ３’は、基地局により設定／指示されるか、又は特定の値が固定されて使われることができる。
このような方法を用いる場合、基地局が該当feedback信号をmisdetectionして、基地局が検出したＲＩ値と端末feedbackしたＲＩ値とが互いに異なり、基地局と端末とが仮定するＤＣＩ fieldの情報が変わることを防止することができる。
基地局は、端末から転送されたＲＩ feedback信号の検出結果に基づいて、特定number of layersを端末に設定することができる。
例えば、端末がfeedbackしたＲＩ値が２であり、基地局がfeedback信号検出に成功して端末がfeedbackしたＲＩ値が２であることを認識した場合、基地局は、端末に該当値である２（又は、端末がfeedbackしたＲＩ値以下の値のうちの１つ）を上位層シグナリングを通じて設定することができる。
そして、該当値が設定された時点を＃ｎ”とするとき、ペイロードのサイズに対する調節が反映される時点は、＃ｎ”＋ｋ３”として設定／指示されることができる。
この際、ｋ３”は、基地局により設定／指示されるか、又は特定の値が固定されて使われることができる。
このように、基地局が直接特定値を端末に設定する場合、基地局が該当feedback信号をmisdetectionして、基地局が検出したＲＩ値と端末feedbackしたＲＩ値とが互いに異なり、基地局と端末とが仮定するＤＣＩ fieldの情報が変わることを防止することができる。
前述したＤＣＩペイロードのサイズに対する調節が反映される時点と関連する方法は、端末のＣＳＩ feedback情報を用いる方法と関連して同一に適用できる。
以下の表５５は、端末が基地局にfeedbackしたＲＩの値が‘１’の場合の一例を示す。
＜表５５＞
実施形態３２は、端末が基地局にfeedbackするＣＳＩが１つである場合を仮定したが、１つの端末に多数のreporting settingが設定されて、多数のＣＳＩに対するfeedbackがなされる場合にも適用できる。
＜実施形態３３＞
図２６は、本発明で提案するランク指示子（Rank Indicator）によってＤＣＩフィールドを構成する方法の一例を示す図である。
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layersなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、time window ‘ｎ’内で基地局にfeedbackされたＲＩのうち、最大ＲＩ値以下のlayerに対してのみＤＣＩフィールドが定義されることができる。
この際、‘ｎ’値は、基地局の上位層シグナリングにより端末に設定されるか、又は基地局と端末との間で約束された固定された値になることができる。そして、上記ＤＣＩフィールドの定義は、基地局と端末とで予め約束されているので、端末は、制御チャネルを通じて転送されるＤＣＩフィールドを受信して設定されたantenna port(s)、number of layersなどに関する情報を獲得することができる。
例えば、図２６において、ＲＩ−１／２／３／４が各々１、２、１、１に対応する場合、time window ‘ｎ’内における最大ＲＩ値は、ＲＩ−２の値である‘２’となる。
この場合、ＤＣＩフィールドは、以下の表５６の通りである。
＜表５６＞
＜実施形態３４＞
ＤＣＩフォーマットにおいて、antenna port(s)、number of layersなどに関する情報で構成されたＤＣＩフィールドが定義されることができる。この際、最も最近にfeedbackされたＲＩ値以下のlayerに対してのみ、ＤＣＩフィールドが定義されることができる。
ＤＣＩフィールドの定義は、基地局と端末とで予め約束されているので、端末は、control channelを通じて転送されるＤＣＩ fieldを受信して、設定されたantenna port(s)、number of layersなどに関する情報を獲得することができる。
例えば、図２６において、ＲＩ−１／２／３／４が各々１、２、１、１に対応する場合、最も最近にfeedbackされたＲＩ値は、ＲＩ−４の‘１’である。この場合、ＤＣＩフィールドは、以下の表５７の通りである。
＜表５７＞
実施形態３２乃至３４のうちの少なくとも１つが適用されるとき、特定default動作として、常にlayer１に関する該当ＤＣＩフィールドのstate(s)は、削除されず、存在すると定義／設定されることができる。
この場合、実施形態３２乃至３４で説明した動作は、layer２以上である場合に関してのみ特定条件によってＤＣＩ payload sizeを縮小することができると限定できる。
このような方法により、いかなる状況でも基地局が最小layer転送に従うスケジューリングを行うことができることによって、一種のfallbackスケジューリングのような安定したスケジューリングオプションを維持することができる。
実施形態３２乃至３４で説明したＤＣＩテーブルの値は例であり、ＮＲ規格のＤＭＲＳと関連してantenna port(s)、number of layersなどのindicationのために定義されるＤＣＩフィールドの新しいテーブルエントリに対しても、本発明で説明したＤＣＩのペイロードサイズを縮小するための方法を適用できる。
ペアリングされたＤＭＲＳポートのブラインド検出（探知）のためのアンテナポート指示シグナリング（Signaling to indicate antenna ports for blind detection of paired ＤＭＲＳ ports）
端末は、受信信号に対する干渉制御のために、該当端末に設定されたＤＭＲＳ port以外のportに対してＭＵ-ＭＩＭＯにペアリングされる他のＤＭＲＳ portに対するブラインド検出（blind detection：ＢＤ）を行うことができる。
ＢＤを通じてＭＵ-ＭＩＭＯにペアリングされる他のＤＭＲＳポートを検出した端末の場合、受信信号に対するチャネル補償ステップにおいて、該当ＤＭＲＳポートの干渉信号を反映して受信信号の検出性能を向上させることができる。
ＢＤは、受信信号の検出性能を向上させることができるが、全てのＤＭＲＳポートに対して検出を行わなければならないので、端末の複雑度が増加することがある。
したがって、端末の複雑度の増加を緩和するために、ＢＤと関連するＤＭＲＳ portに関する情報を基地局が端末に知らせることができる。
＜実施形態３５＞
基地局は、互いに異なるＴＤ-ＯＣＣ code、ＦＤ-ＯＣＣ、又はＦＤＭのうち、少なくとも１つを用いるＤＭＲＳポートに対するＭＵ-ＭＩＭＯの適用の有無を上位層シグナリングを通じて端末に設定することができる。
ＴＤ-ＯＣＣの場合、phase noiseの影響によって高周波帯域でチャネル推定性能に劣化が発生することがある。この場合、基地局は、以下の表５８のように、ＴＤ-ＯＣＣを用いるＤＭＲＳポートを用いるＭＵ-ＭＩＭＯをスケジューリングしないことがある。
このような方法は、ダイナミックに変化する可能性が低いので、該当情報を上位層シグナリングを通じて基地局が端末に転送して、端末がＢＤを行わなければならないＤＭＲＳポート数を減らして端末の複雑度を減少させることができる。
＜表５８＞
端末がantenna port １０００に設定された状態で、基地局がＴＤ-ＯＣＣを用いるＤＭＲＳ portsを用いてＭＵ-ＭＩＭＯをスケジューリングしないことを端末に設定する場合、端末がＢＤを行わなければならないantennaポートは、既存の１００１／１００２／１００３／．．．／１００７から１００１／１００２／１００３に減少することができる。
即ち、互いに異なるＴＤ−ＯＣＣ code、ＦＤ−ＯＣＣ又はＦＤＭのうち、少なくとも１つを用いるＤＭＲＳポートに対するＭＵ−ＭＩＭＯの可能性を上位層シグナリングを通じて端末に設定した場合、端末は、自体に構成されたＤＭＲＳポートが全て同一のＴＤ ＯＣＣ、即ち［１１］（又は［１−１］）に設定されることを期待することができ、自体のＤＭＲＳ portだけでなく、ＭＵ ＭＩＭＯスケジューリングされれば、他のＵＥのportも全て同一のＴＤ ＯＣＣ、即ち［１１］（又は、［１−１］）に設定されることを期待することができる。
それによって、端末は、他のＵＥのportに対してＢＤを行うとき、自体に構成されたportのＴＤ ＯＣＣと同一のＴＤ ＯＣＣからなるportのみをＢＤすることができる。
また、実施形態３５で上位層シグナリングを用いた明示的シグナリング方式を仮定したが、直接的なシグナリング無しで基地局と端末との間で予め定められた約束に基づいて実施形態３５の動作を行うことができる。
例えば、ＴＤ-ＯＣＣによってチャネル推定性能の劣化が大きくなる場合は、phase noiseの影響が強い場合である。
これと関連して、位相推定のための参照信号であるＰＴＲＳの場合、上位層シグナリングを通じてＰＴＲＳの転送の有無を端末に設定できる。
即ち、phase noiseの影響を強く受ける端末に対して、基地局は、ＰＴＲＳが転送されるように端末に設定することができる。したがって、基地局は、ＰＴＲＳ転送の有無と関連して、ＴＤ-ＯＣＣと多重化を行うＤＭＲＳ portsを用いて、ＭＵ-ＭＩＭＯの適用の有無の可能性を暗示的に端末に設定することができる。
例えば、上位層シグナリングで端末にＰＴＲＳ転送がなされるように設定された場合、該当端末は、ＴＤ-ＯＣＣと多重化されたＤＭＲＳ portを用いる他の端末がＭＵ paringされないと仮定するように基地局と約束することができ、
したがって、自体に設定されたＤＭＲＳポートと同一のＴＤ-ＯＣＣ codeを用いるポートに対してのみ、ＢＤを行うことができる。
一方、上位層シグナリングで端末にＰＴＲＳ転送がなされないように設定された場合、該当端末は、ＴＤ-ＯＣＣと多重化がなされるＤＭＲＳポートを用いる他の端末がＭＵ paringされないと期待しないことがある。
したがって、自体に設定されたＤＭＲＳポートと同一のＴＤ-ＯＣＣ codeを用いるportsだけでなく、異なるＴＤ-ＯＣＣ codeを用いるportsに対してもＢＤを行うことができる。
また、high ＭＣＳ（及び／又はlarge ＢＷ）の端末の場合、チャネル推定値の誤差による送信信号検出性能の劣化がより大きく現れることがある。したがって、ＰＴＲＳ転送の有無と共に特定ＭＣＳ以上の場合（及び／又は特定ＢＷ以上の場合）に対してのみ前述した方法が使われることができる。
例えば、上位層シグナリングで端末にＰＴＲＳが転送されるように設定され、特定端末に設定されたＭＣＳがｋ以上である場合、及び／又は設定されたscheduled ＢＷがｂ以上である場合、端末は、ＴＤ-ＯＣＣと多重化が行われるＤＭＲＳ portを用いて他の端末がＭＵ paringされないと仮定することができる。
この場合、端末に設定されたＤＭＲＳ portと同一のＴＤ-ＯＣＣ codeを用いるportに対してのみＢＤを行うことができる。
実施形態３５において、ｋ、ｂは、各々基地局と端末との間で固定された値に予め設定されるか、又は上位層シグナリングを通じて端末に設定されることができる。
図２７は、本発明で提案する復調参照信号の構成情報に基づいて復調参照信号を受信する方法の一例を示す図である。
図２７を参照すると、端末は、基地局から転送される参照信号を通じて、受信したデータを変調及び復調して検出することができる。
具体的には、端末は、基地局から第１復調参照信号（Dedicated Demodulation Reference Signal）及び第１のＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared Channel）を受信することができる（Ｓ２７０１０）。
第１のＤＭＲＳは、実施形態２１で説明したように、特定転送環境で基地局からＤＭＲＳのマッピングと関連する情報が転送される前に転送されるＤＭＲＳを意味する。
第１のＤＭＲＳは、実施形態２１で説明した方法のように、特定ＤＭＲＳポートで構成タイプ１に従って構成され、第１のＤＭＲＳが転送されるアンテナポートは、全ての残りの直交アンテナポートと関連しないことがある。
即ち、第１のＤＭＲＳは、他のアンテナポートと多重化されない特定の１つのアンテナポート上のみで転送されることができる。
第１のＰＤＳＣＨは、端末が基地局から転送される制御情報であるＰＤＣＣＨを受信するための情報を含むことができる。
以後、端末は、第１のＤＭＲＳに基づいて第１のＰＤＳＣＨを変調及び復調することができる。
以後、端末は、第１のＰＤＳＣＨに基づいて第２復調参照信号の構成と関連するＤＣＩ（Downlink Control Information）を含むＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）を受信することができる（Ｓ２７０２０）。
この際、ＤＣＩは、実施形態１乃至実施形態３５で説明した方法により構成されることができる。
例えば、上位層シグナリングを通じて、第２復調信号がマッピングされるシンボルの最大個数が端末に設定されることができ、ＤＣＩは、上位層シグナリングを通じて設定された第２復調信号がマッピングされるシンボルの最大個数によって構成されることができる。
以後、端末は、ＰＤＣＣＨに基づいて、第２復調参照信号及び第２のＰＤＳＣＨを受信することができる（Ｓ２７０３０）。
このような方法により、端末は、基地局から復調参照信号を受信してデータを変調及び復調して検出することができる。
本発明を適用できる装置一般
図２８は、本明細書で提案する方法を適用できる無線通信装置のブロック構成図を例示する。
図２８を参照すると、無線通信システムは、基地局２８１０と、基地局２８１０の領域内に位置する多数の端末２８２０と、を含む。
上記基地局及び端末は、各々無線装置として表現されることもできる。
基地局２８１０は、プロセッサ（processor）２８１１、メモリ（memory）２８１２、及びＲＦモジュール（radio frequency module）２８１３を含む。プロセッサ２８１１は、先の図１から図１２で提案された機能、過程及び／又は方法を具現する。無線インターフェースプロトコルの階層は、プロセッサにより具現できる。メモリ２８１２は、プロセッサと接続されて、プロセッサを駆動するための多様な情報を記憶する。ＲＦモジュール２８１３は、プロセッサと接続されて、無線信号を送信及び／又は受信する。
端末２８２０は、プロセッサ２８２１、メモリ２８２２、及びＲＦモジュール２８２３を含む。
プロセッサ２８２１は、先の図１から図１２で提案された機能、過程及び／又は方法を具現する。無線インターフェースプロトコルの階層は、プロセッサにより具現できる。メモリ２８２２は、プロセッサと接続されて、プロセッサを駆動するための多様な情報を記憶する。ＲＦモジュール２８２３は、プロセッサと接続されて、無線信号を送信及び／又は受信する。
メモリ２８１２、２８２２は、プロセッサ２８１１、２８２１の内部又は外部にあることができ、よく知られた多様な手段により、プロセッサ２８１１、２８２１と接続できる。
また、基地局２８１０及び／又は端末２８２０は、１つのアンテナ（single antenna）又はマルチアンテナ（multiple antenna）を有することができる。
図２９は、本発明の一実施形態に従う通信装置のブロック構成図を例示する。
特に、図２９では、先の図２８の端末をより詳細に例示する図である。
図２９を参照すると、端末は、プロセッサ（又は、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ：digital signal processor）２９１０、ＲＦモジュール（ＲＦ module）（又は、ＲＦユニット）２９３５、電力（パワー）管理モジュール（power management module）２９０５、アンテナ（antenna）２９４０、バッテリ（battery）２９５５、ディスプレイ（display）２９１５、キーパッド（keypad）２９２０、メモリ（memory）２９３０、ＳＩＭ（Subscriber Identification Module）カード２９２５（この構成は選択的である）、スピーカ（speaker）２９４５、及びマイクロホン（microphone）２９５０を含んで構成されることができる。また、端末は、単一のアンテナ又はマルチ（複数の、多重の）アンテナ（multiple antennas）を含むことができる。
プロセッサ２９１０は、先の図１７乃至図２６で提案された機能、過程及び／又は方法を具現する。無線インターフェースプロトコルの階層は、プロセッサにより具現できる。
メモリ２９３０は、プロセッサと接続され、プロセッサの動作と関連する情報を記憶する。メモリ２９３０は、プロセッサの内部又は外部にあることができ、よく知られた多様な手段によりプロセッサと接続されることができる。
ユーザは、例えば、キーパッド２９２０のボタンを押さえるか（又は、タッチするか）、又はマイクロホン２９５０を用いた音声駆動（voice activation）により電話番号などの命令情報を入力する。プロセッサは、このような命令情報を受信し、電話番号に電話をかけるなど、適切な機能を行うように処理する。駆動上のデータ（operational data）は、ＳＩＭカード２９２５又はメモリ２９３０から抽出する（取り出す）ことができる。また、プロセッサは、ユーザが認知するため、また便宜のために命令情報又は駆動情報をディスプレイ２９１５上に表示させることができる。
ＲＦモジュール２９３５は、プロセッサに接続されて、ＲＦ信号を送信及び／又は受信する。プロセッサは、通信を開始するために、例えば、音声通信データを構成する無線信号を転送するように命令情報をＲＦモジュールに伝達する。ＲＦモジュールは、無線信号を受信及び送信するために受信器（receiver）及び送信器（transmitter）で構成される。アンテナ２９４０は、無線信号を送信及び受信する機能を補助する。無線信号を受信したとき、ＲＦモジュールは、プロセッサにより処理するために信号を伝達し、ベースバンドに信号を変換することができる。処理された信号は、スピーカ２９４５を通じて出力される可聴情報又は可読情報に変換できる。
図３０は、本明細書で提案する方法を適用できる無線通信装置のＲＦモジュールの一例を示した図である。
具体的には、図３０は、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）システムで具現できるＲＦモジュールの一例を示す。
まず、転送経路おいて、図２８及び図２９で記述されたプロセッサは、転送されるデータを処理してアナログ出力信号を送信器３０１０に提供する。
送信器３０１０内で、アナログ出力信号は、ディジタル−アナログ変換（ＡＤＣ）により引起こされるイメージ（ノイズ）を除去するために、低域通過フィルタ（Low Pass Filter、ＬＰＦ）３０１１によりフィルタリングされ、アップコンバータ（上向き変換機）（upconverter）（Mixer）３０１２によりベースバンドからＲＦに上方向（上向き）変換され（upconverted）、可変利得増幅器（Variable Gain Amplifier、ＶＧＡ）３０１３により増幅され、増幅された信号は、フィルタ３０１４によりフィルタリングされ、電力増幅器（Power Amplifier、ＰＡ）３０１５により追加で増幅され、デュプレクサ３０５０／アンテナスイッチ３０６０を通じてルーティングされ、アンテナ３０７０を通じて転送される。
また、受信経路において、アンテナ３０７０は外部から信号を受信して、受信した信号を提供し、この信号はアンテナスイッチ３０６０／デュプレクサ３０５０を通じてルーティングされ、受信器３０２０に提供される。
受信器３０２０内で、受信された信号は、低雑音増幅器（Low Noise Amplifier、ＬＮＡ）３０２３により増幅され、帯域通過フィルタ３０２４によりフィルタリングされ、ダウンコンバータ（下向き変換機）（downconverter）（Mixer）３０２５によりＲＦからベースバンドに下方向（下向き）変換される（downconverted）。
上記下方向変換された信号は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３０２６によりフィルタリングされ、ＶＧＡ３０２７により増幅されてアナログ入力信号を獲得し、これは、図１２及び図１３で記述したプロセッサに提供される。
また、ローカルオシレータ（local oscillator、ＬＯ）発生器３０４０は、転送及び受信ＬＯ信号を生成し、アップコンバータ３０１２及びダウンコンバータ３０２５に各々提供する。
また、位相固定ループ（Phase Locked Loop、ＰＬＬ）３０３０は、適切な周波数で転送及び受信ＬＯ信号を生成するために、プロセッサから制御情報を受信し、制御信号をＬＯ発生器３０４０に提供する。
また、図３０に図示された回路は、図３０に図示された構成と異なるように配列されることもできる。
図３１は、本明細書で提案する方法を適用できる無線通信装置のＲＦモジュールの更に他の一例を示した図である。
具体的には、図３１は、ＴＤＤ（Time Division Duplex）システムで具現できるＲＦモジュールの一例を示す。
ＴＤＤシステムにおけるＲＦモジュールの送信器３１１０及び受信器３１３１は、ＦＤＤシステムにおけるＲＦモジュールの送信器及び受信器の構造と同一である。
以下、ＴＤＤシステムのＲＦモジュールは、ＦＤＤシステムのＲＦモジュールと差が出る（異なる）構造に対してのみ説明し、同一の構造に対しては、図３０の説明を参照する。
送信器の電力増幅器（Power Amplifier、ＰＡ）３１１５により増幅された信号は、バンド選択スイッチ（Band Select Switch）３１５０、バンド通過フィルタ（ＢＰＦ）３１６０、及びアンテナスイッチ３１７０を通じてルーティングされ、アンテナ３１８０を通じて転送される。
また、受信経路において、アンテナ３１８０は、外部から信号を受信して、受信した信号を提供し、この信号は、アンテナスイッチ３１７０、バンド通過フィルタ３１６０、及びバンド選択スイッチ３１５０を通じてルーティングされ、受信器３１２０に提供される。
以上で説明された実施形態は、本発明の構成要素と特徴が所定の形態で結合されたものである。各構成要素又は特徴は、別途の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮されなければならない。各構成要素又は特徴は、他の構成要素や特徴と結合されない形態で実施できる。また、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して、本発明の実施形態を構成することも可能である。本発明の実施形態で説明される動作の順序は、変更できる。ある実施形態の一部の構成や特徴は、他の実施形態に含まれることができ、又は他の実施形態の対応する構成又は特徴と置き換えることができる。特許請求の範囲で明示的な引用関係がない請求項を結合して実施形態を構成するか、又は出願後の補正により新たな請求項に含めることができることは自明である。
本発明に従う実施形態は、多様な手段、例えば、ハードウェア、ファームウエア（firmware）、ソフトウェア、又はそれらの結合などにより具現できる。ハードウェアによる具現の場合、本発明の一実施形態は、１つ又は複数のＡＳＩＣs（application specific integrated circuits）、ＤＳＰs（digital signal processors）、ＤＳＰＤs（digital signal processing devices）、ＰＬＤs（programmable logic devices）、ＦＰＧＡs（field programmable gate arrays）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどにより具現できる。
ファームウエアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の一実施形態は、以上で説明された機能又は動作を行うモジュール、手続、関数などの形態で具現されることができる。ソフトウェアコードは、メモリに記憶されてプロセッサにより駆動できる。上記メモリは、上記プロセッサの内部又は外部に位置し、既に公知の多様な手段により上記プロセッサとデータをやり取りすることができる。
本発明において、本発明の必須的な特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態に具体化できることは、通常の技術者に自明である。したがって、前述した詳細な説明は、全ての面で制限的に解釈されてはならず、例示的なものとして考慮されなければならない。本発明の範囲は、添付した請求項の合理的な解釈により決定されなければならず、本発明の等価な範囲内における全ての変更は、本発明の範囲に含まれる。
本発明の無線通信システムにおける参照信号をマッピングする方式は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステム、５Gシステム（Ｎｅｗ ＲＡＴシステム）に適用される例を中心として説明したが、その他にも多様な無線通信システムに適用可能である。

Claims (19)

  1. 無線通信システムにおける端末が参照信号（Reference Signal）を送受信する方法であって、
    基地局から第１復調参照信号（Dedicated Demodulation Reference Signal）及び第２復調参照信号がマッピングされるシンボルの最大個数を示す個数値を有する第１の物理ダウンリンク共有チャネル（Physical Downlink Shared CHannel；ＰＤＳＣＨ）を受信するステップと、
    前記第２復調参照信号の構成と関連するダウンリンク制御情報（Downlink Control Information；ＤＣＩ）を有する物理ダウンリンク制御チャネル（Physical Downlink Control CHannel；ＰＤＣＣＨ）を受信するステップと、
    前記ＰＤＣＣＨに基づいて、第２復調参照信号及び第２のＰＤＳＣＨを受信するステップと、を有し、
    前記ＤＣＩは、前記個数値に基づいて構成が決定される、方法。
  2. 前記第１復調参照信号は、１つのアンテナポート上のみで転送される、請求項１に記載の方法。
  3. 前記第１復調参照信号は、時間軸上で１つのシンボルにマッピングされ、前記第２復調参照信号は、前記時間軸上で１つ又は２つのシンボルにマッピングされる、請求項１に記載の方法。
  4. 前記ＤＣＩは、前記第２復調参照信号が転送されるアンテナポート情報、階層の個数情報、又はシンボルの個数情報のうち、少なくとも１つを有する、請求項１に記載の方法。
  5. 前記第２復調参照信号は、互いに異なるアンテナポート上で転送され、
    前記互いに異なるアンテナポートは、時間軸又は周波数軸上の符号分割多重（Code Division Multiplexing；ＣＤＭ）方式、又は周波数分割多重（Frequency Division Multiplexing；ＦＤＭ）方式のうち、少なくとも１つの多重化方法により多重化される、請求項１に記載の方法。
  6. 前記ＤＣＩは、前記少なくとも１つの多重化方法に対するアンテナポートのポート情報をさらに有する、請求項５に記載の方法。
  7. 前記互いに異なるアンテナポートは、周波数及び／又は時間軸上で前記ＣＤＭ方式により多重化され、
    前記ＤＣＩは、前記互いに異なるアンテナポートのポート情報をさらに有する、請求項５に記載の方法。
  8. 前記互いに異なるアンテナポートは、時間軸上で前記ＣＤＭ方式及び／又は周波数軸上で前記ＦＤＭ方式により多重化され、
    前記ＤＣＩは、前記互いに異なるアンテナポートのポート情報をさらに有する、請求項５に記載の方法。
  9. 前記第２復調参照信号は、第１構成タイプ又は第２構成タイプによって時間軸及び周波数軸上にマッピングされ、
    前記ＤＣＩは、前記第１構成タイプ又は前記第２構成タイプによって各々構成される、請求項１に記載の方法。
  10. 前記第２復調参照信号が１つの時間軸シンボル及び前記第１構成タイプによってマッピングされる場合、前記第２復調参照信号と前記第２のＰＤＳＣＨとが転送される物理チャネルは、互いに異なる周波数軸及び時間軸上にマッピングされる、請求項９に記載の方法。
  11. 前記第２復調参照信号が２つの時間軸シンボル及び前記第２構成タイプによってマッピングされる場合、前記第２復調参照信号は、前記第２のＰＤＳＣＨが転送される物理チャネルと前記ＣＤＭ方式により多重化される、請求項９に記載の方法。
  12. 前記ＤＣＩは、コードブックサブセット制限（codebook subset restriction：ＣＢＳＲ）を示すランク指示子（Rank Indicator：ＲＩ）をさらに有する、請求項１に記載の方法。
  13. 前記ＤＣＩは、前記ランク指示子を除外した残りのランク指示子のうち、最大値を有するランク指示子より小さい値の階層値に対して構成される、請求項１２に記載の方法。
  14. 前記ＤＣＩは、前記ランク指示子を除外した残りのランク指示子に対応する階層値に対してのみ構成される、請求項１２に記載の方法。
  15. 前記基地局にチャネル状態を示すチャネル状態情報を報告するステップをさらに有し、
    前記チャネル状態情報は、前記端末が前記チャネル状態情報を報告するのに使用したランク指示子値を有する、請求項１に記載の方法。
  16. 前記ＤＣＩは、前記ランク指示子値に対応する階層値に対して構成される、請求項１５に記載の方法。
  17. 前記ＤＣＩは、前記ランク指示子値のうち、最も最近に前記端末から転送されたランク指示子値より小さい値の階層値に対して構成される、請求項１５に記載の方法。
  18. 前記第２復調参照信号に基づいてチャネル補償のためのチャネル値を推定するステップと、
    前記チャネル値を用いてチャネルを補償するステップと、
    前記第２のＰＤＳＣＨを復調するステップと、
    前記復調された第２のＰＤＳＣＨをデコードするステップと、をさらに有する、請求項１に記載の方法。
  19. 無線通信システムにおける参照信号（Reference Signal）を送受信する端末であって、
    外部と無線信号を送信及び受信する通信部と、
    前記通信部と機能的に結合されているプロセッサと、を有し、前記プロセッサは、
    基地局から第１復調参照信号（Dedicated Demodulation Reference Signal）及び第２復調参照信号がマッピングされるシンボルの最大個数を示す個数値を有する第１の物理ダウンリンク共有チャネル（Physical Downlink Shared CHannel；ＰＤＳＣＨ）を受信し、
    前記第２復調参照信号の構成と関連するダウンリンク制御情報（Downlink Control Information；ＤＣＩ）を有する物理ダウンリンク制御チャネル（Physical Downlink Control CHannel；ＰＤＣＣＨ）を受信し、
    前記ＰＤＣＣＨに基づいて、第２復調参照信号及び第２のＰＤＳＣＨを受信し、
    前記ＤＣＩは、前記個数値に基づいて構成が決定される、端末。
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