CN110999185A

CN110999185A - 在无线通信系统中发送/接收参考信号的方法及其装置

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Publication number: CN110999185A
Application number: CN201880051587.5A
Authority: CN
Inventors: 金圭奭; 金亨泰; 姜智源; 金善旭; 李吉范; 高贤秀; 金沂濬; 安慜基
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2017-06-09
Filing date: 2018-03-12
Publication date: 2020-04-10
Anticipated expiration: 2038-03-12
Also published as: EP3637664A1; US20200266946A1; EP3637664B1; JP7100065B2; CN110999185B; KR102151068B1; EP3637664A4; WO2018225935A1; KR20200015741A; JP2020522963A; US11101956B2

Abstract

本发明涉及在无线通信系统中终端发送参考信号的方法和装置。根据本发明，可以提供一种方法和一种装置，该方法包括以下步骤：从基站接收与用于对上行链路数据进行解调的第一解调参考信号的配置关联的配置信息；以及基于所述配置信息，经由至少一个天线端口将所述第一解调参考信号和所述上行链路数据发送到所述基站，其中，所述第一解调参考信号和所述上行链路数据是借助跳频在子帧中发送的，并且所述第一解调参考信号位于与在另一天线端口上发送的至少一个其它解调参考信号的时间轴符号相同的时间轴符号上。

Description

在无线通信系统中发送/接收参考信号的方法及其装置

技术领域

本公开涉及无线通信系统，并且更具体地，涉及在无线通信系统中生成用于对数据进行解码的解调参考信号(DMRS)并发送/接收所生成的DMRS的方法和装置。

背景技术

已经开发出在保障用户的活动的同时提供语音服务的移动通信系统。然而，移动通信系统的服务覆盖范围已经甚至扩展到数据服务以及语音服务。当前，业务的爆发性增长导致了资源短缺，因此由于用户需要更高速的服务，所以需要更高级的移动通信系统。

对下一代移动通信系统的需要基本上包括适应爆发性数据业务、每个用户的传送速率的显著增加、适应数目显著增加的连接装置、非常低的端到端延时和高能量效率。为此，开展了与诸如双连接性、大规模多输入多输出(MIMO)、带内全双工、非正交多址(NOMA)、超宽带支持和装置联网这样的各种技术有关的研究。

发明内容

技术问题

本公开已致力于提供生成并发送/接收用于对数据进行解码的解调参考信号(DMRS)的方法和装置。

此外，本公开已致力于提供生成并发送/接收用于由于多普勒效应而引起的公共相位误差(CPE)/载波频率偏移(CFO)值的DMRS的方法和装置。

此外，本公开已致力于提供通过跳频发送DMRS以便使用频率分集效应来增强发送/接收性能的方法和装置。

此外，本公开已致力于提供在DMRS被映射到同一位置或不同位置的UE之间的多用户(MU)-多输入多输出(MIMO)操作的方法和装置。

本公开的技术目的不限于以上提到的技术目的，并且对于本领域的普通技术人员而言，以上未提到的其它技术目的将根据下面的描述而变得显而易见。

技术方案

为了解决所述技术问题，根据本公开的实施方式，一种在无线通信系统中由终端发送参考信号的方法包括以下步骤：从基站接收与用于对上行链路数据进行解调的第一解调参考信号的配置相关的配置信息；以及基于所述配置信息，通过至少一个天线端口将所述第一解调参考信号和所述上行链路数据发送到所述基站，其中，所述第一解调参考信号和所述上行链路数据是利用跳频在子帧中来发送的，并且所述第一解调参考信号位于与在另一天线端口上发送的至少一个另一解调参考信号相同的时间轴符号上。

另外，在本公开中，以一跳(hop)为单位执行所述跳频，并且所述跳包括所述第一解调参考信号被映射到的至少一个正交频分复用(OFDM)符号。

另外，在本公开中，所述第一解调参考信号在所述子帧中的第一跳中被发送并且位于所述第一跳的第一OFDM符号中。

另外，在本公开中，所述配置信息包括指示是否应用所述跳频的第一参数或者指示所述子帧中的执行所述跳频的每跳的位置的资源信息中的至少一个。

此外，在本公开中，所述方法还包括以下步骤：基于所述配置信息通过至少一个天线端口向基站发送第二解调参考信号，其中，所述第二解调参考信号在所述子帧中的第二跳中被发送并且位于所述第二跳的第一OFDM符号中。

此外，在本公开中，所述终端与另一终端执行上行链路多用户(MU)-多输入多输出(MIMO)。

此外，在本公开中，所述配置信息还包括所述第一解调参考信号和所述第二解调参考信号的映射图案的图案信息，并且所述第一解调参考信号和所述第二解调参考信号被映射到的OFDM符号的位置与另一终端的解调参考信号被映射到的符号的位置相同。

此外，在本公开中，所述第一解调参考信号和所述第二解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置与所述另一终端的所述解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置相同。

此外，在本公开中，当所述第一解调参考信号或所述第二解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置与所述另一终端的所述解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置不同时，将所述另一终端的解调参考信号被映射到的OFDM符号静音。

此外，在本公开中，所述配置信息还包括指示所述另一终端的所述解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置的配置信息。

另外，本公开提供了一种在无线通信系统中发送参考信号的终端，该终端包括：射频(RF)单元，该RF单元向外部发送无线电信号和从外部接收无线电信号；以及处理器，该处理器在功能上与所述RF单元联接，其中，所述处理器被配置为：从基站接收与用于对上行链路数据进行解调的第一解调参考信号的配置相关的配置信息；以及基于所述配置信息，通过至少一个天线端口将所述第一解调参考信号和所述上行链路数据发送到所述基站，所述第一解调参考信号和所述上行链路数据是利用跳频在子帧中发送的，并且所述第一解调参考信号位于与在另一天线端口上发送的至少一个另一解调参考信号相同的时间轴符号上。

有益效果

根据本公开，存在能够通过利用DMRS估计由于多普勒效应而引起的公共相位误差(CPE)和载波频率偏移(CFO)值对数据进行解码的效果。

此外，根据本公开，存在通过使用跳频发送DMRS以利用频率分集效应来增强数据的发送/接收性能的效果。

此外，根据本公开，存在当通过使用跳频发送DMRS时，DMRS位于被跳跃的跳的第一符号处以增强解码速度的效果。

此外，根据本公开，存在eNB配置UE的DMRS图案以在执行跳频的UE与不执行跳频的UE之间执行MU-MIMO操作的效果。

此外，即使DMRS被映射到同一位置或不同位置，另一UE也使发送DMRS的资源元素(RE)静音以在UE之间执行MU-MIMO操作。

本公开中可以获得的优点不限于以上提到的优点，并且本领域的技术人员将根据以下描述清楚地理解其它未提到的优点。

附图说明

为了帮助理解本公开而被包括在本文中作为说明书的一部分的附图提供了本公开的实施方式，并且通过以下描述来说明本公开的技术特征。

图1是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的无线电帧的结构的图。

图2是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的用于下行链路时隙的资源网格的图。

图3是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的下行链路子帧的结构的图。

图4是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的上行链路子帧的结构的图。

图5例示了在可以应用本公开的无线通信系统中PUCCH格式被映射到上行链路物理资源块的PUCCH区域的类型的一个示例的图。

图6是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的一般CP的情况下的CQI信道的结构的图。

图7是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的一般CP的情况下的ACK/NACK信道的结构的图。

图8是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的在一个时隙期间生成并发送5个SC-FDMA符号的一个示例的图。

图9是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的分量载波和载波聚合的示例的图。

图10是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的根据跨载波调度的子帧结构的一个示例的图。

图11是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的UL-SCH的传输信道处理的一个示例的图。

图12是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的传输信道的上行链路共享信道的信号处理过程的一个示例的图。

图13是一般多输入多输出(MIMO)天线通信系统的配置图。

图14是例示从多个发射天线到一个接收天线的信道的图。

图15是例示了在可以应用本公开的无线通信系统中映射到下行链路资源块对的参考信号图案的示例的图。

图16例示了可以应用本公开的在使用毫米波的通信系统中使用的资源区域结构的一个示例。

图17和图18例示了本公开所提出的解调参考信号的图案的一个示例。

图19是例示了本公开所提出的DMRS端口索引方法的一个示例的图。

图20和图21是例示了本公开所提出的确定是否发送解调参考信号的方法的一个示例的图。

图22至图25是例示了当应用本公开所提出的资源块的跳时确定解调参考信号的位置的方法的一个示例的图。

图26至图31是例示了本公开所提出的在UE之间执行MU-MIMO操作的解调参考信号的映射图案的一个示例的图。

图32是例示了本公开所提出的确定解调参考信号的发送功率的方法的一个示例的图。

图33是示出了本公开所提出的发送解调参考信号的方法的一个示例的流程图。

图34是示出了本公开所提出的通过接收解调参考信号对数据进行解码的方法的一个示例的流程图。

图35是例示了可以应用本公开的无线装置的内部框图的一个示例的图。

具体实施方式

现在将详细地参考本公开的优选实施方式，其示例在附图中被例示。以下连同附图一起阐述的详细描述旨在描述本公开的示例性实施方式，而不旨在呈现能够实践这些实施方式中说明的概念的唯一实施方式。所述详细描述包括更多细节，以提供对本公开的理解。然而，本领域技术人员应该理解，这些教导可以在没有这些特定细节的情况下实现和实践。

在一些情况下，为了避免本公开的概念变得模糊，已知结构和装置被省略，或者可基于各个结构和装置的核心功能以框图形式示出。

在本说明书中，基站具有网络的终端节点的含义，基站通过终端节点与装置通信。在本文献中，被描述为由基站执行的特定操作视情形而定可由基站的上层节点执行。即，显而易见的是，在由包括基站的多个网络节点构成的网络中，为了与装置通信而执行的各种操作可由基站或者基站以外的其它网络节点来执行。基站(BS)可被诸如固定站、节点B、eNB(演进NodeB)、基站收发系统(BTS)、接入点(AP)这样的另一个术语代替。另外，该装置可以是固定的或可以具有移动性，并且可被诸如用户设备(UE)、移动站(MS)、用户终端(UT)、移动订户站(MSS)、订户站(SS)、高级移动站(AMS)、无线终端(WT)、机器型通信(MTC)装置、机器对机器(M2M)装置或装置对装置(D2D)装置这样的另一个术语代替。

下文中，下行链路(DL)意指从eNB到UE的通信，而上行链路(UL)意指从UE到eNB的通信。在DL中，发送器可以是eNB的部件，而接收器可以是UE的部件。在UL中，发送器可以是UE的部件，而接收器可以是eNB的部件。

以下描述中所使用的具体术语被提供以帮助理解本公开，并且在不脱离本公开的技术精神的范围的情况下，所述具体术语的使用可被改变为各种形式。

以下技术可以用于诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)以及非正交多址(NOMA)这样的各种无线接入系统。CDMA可以使用诸如通用陆地无线电接入(UTRA)或者CDMA2000这样的无线电技术来实现。TDMA可以使用诸如全球移动通信(GSM)/通用分组无线电服务(GPRS)/用于GSM演进的增强数据率(EDGE)这样的无线电技术来实现。OFDMA可以使用诸如电气和电子工程师协会(IEEE)802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20或者演进型UTRA(E-UTRA)这样的无线电技术来实现。UTRA是通用移动通信系统(UMTS)的一部分。第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)是使用演进型UMTS陆地无线电接入(E-UTRA)的演进型UMTS(E-UMTS)的一部分，并且3GPP LTE在下行链路中采用OFDMA而在上行链路中采用SC-FMDA。高级LTE(LTE-A)是3GPP LTE的演进。

本公开的实施方式可以由IEEE 802、3GPP和3GPP2(即，无线电接入系统)中的至少一个中公开的标准文献支持。也就是说，属于本公开的实施方式并且为了清楚地揭露本公开的技术精神而未描述的步骤或者部分可以由这些文献支持。此外，该文献中所公开的所有术语都可以通过标准文献来描述。

为了使说明书更清楚，主要描述了3GPP LTE/LTE-A，但是本公开的技术特性不限于此。

可以应用本公开的一般系统

图1示出了可以应用本公开的实施方式的无线通信系统中的无线电帧的结构。

3GPP LTE/LTE-A支持可适用于频分双工(FDD)的类型1无线电帧结构以及可适用于时分双工(TDD)的类型2无线电帧结构。

时域中的无线电帧的大小被表示为时间单元T_s＝1/(15000*2048)的倍数。下行链路和上行链路传输被配置有具有T_f＝307200*T_s＝10ms的持续时间的无线电帧。

图1的(a)例示了类型1无线电帧的结构。类型1无线电帧结构可应用于全双工FDD和半双工FDD二者。

无线电帧包括10个子帧。一个无线电帧包括长度为T_slot＝15360*T_s＝0.5ms的20个时隙，并且0至19索引被赋予给每个时隙。一个子帧包括时域中的连续2个时隙，并且子帧i包括时隙2i和时隙2i+1。发送一个子帧所花费的时间被称为传输时间间隔(TTI)。例如，一个子帧i的长度可为1ms并且一个时隙的长度可为0.5ms。

在频域中区分FDD中的上行链路传输和下行链路传输。然而，在全双工FDD中没有限制，在半双工FDD操作中UE不能同时发送和接收数据。

一个时隙在时域中包括多个正交频分复用(OFDM)符号，在频域中包括多个资源块(RB)。在3GPP LTE中，使用OFDM符号来表示一个符号周期，因为OFDMA用在下行链路中。OFDM符号可以被称为一个SC-FDMA符号或符号周期。RB是资源分配单元并且在一个时隙内包括多个连续的子载波。

图1的(b)例示了帧结构类型2。

类型2无线电帧包括两个半帧，每个半帧的长度是153600*T_s＝5ms。每个半帧包括5个子帧，每个子帧的长度是30720*T_s＝1ms。

在帧结构类型2的TDD系统中，上行链路-下行链路配置是指示上行链路和下行链路是否被分配(或者预留)给所有子帧的规则。

表1示出了上行链路-下行链路配置。

[表1]

参照表1，在无线电帧的每个子帧中，“D”表示用于DL传输的子帧，“U”表示用于UL传输的子帧，“S”表示包括含下行链路导频时隙(DwPTS)、保护周期(GP)和上行链路导频时隙(UpPTS)这三种类型的字段的特殊子帧。

DwPTS被用于UE中的初始小区搜索、同步或信道估计。UpPTS被用于eNB中的信道估计和UE的UL传输同步。GP是用于去除由于在UL与DL之间DL信号的多径延迟而在UL中产生的干扰的持续时间。

每个子帧i包括T_slot＝15360*T_s＝0.5ms的时隙2i和时隙2i+1。

上行链路-下行链路配置可被分类成7种类型，并且针对每种配置，下行链路子帧、特殊子帧和上行链路子帧的位置和/或数目是不同的。

从下行链路切换到上行链路的时间点或者从上行链路切换到下行链路的时间点被称作切换点。切换点周期性意指上行链路子帧和下行链路子帧被切换的方面被相同地重复并且支持5ms或10ms二者的周期。当下行链路-上行链路切换点周期性为5ms时，针对每个半帧存在特殊子帧S，并且当下行链路-上行链路切换点周期性为5ms时，仅在第一半帧中存在特殊子帧S。

在所有配置中，子帧#0和#5和DwPTS是仅用于下行链路传输的时段。UpPTS和子帧以及紧接在该子帧之后的子帧一直是用于上行链路传输的时段。

上行链路-下行链路配置作为系统信息可以为基站和终端二者所知。每当配置信息改变时，基站仅发送配置信息的索引，以向UE通知无线电帧的上行链路-下行链路指派状态的改变。另外，作为一种下行链路控制信息的配置信息可以与另外的调度信息相似地通过物理下行链路控制信道(PDCCH)来发送，并且可以作为广播信息通过广播信道被共同发送给小区中的所有UE。

表2表示特殊子帧的配置(DwPTS/GP/UpPTS的长度)。

[表2]

根据图1的示例的无线电子帧的结构只是示例，并且可以按各种方式来改变无线电帧中包括的子帧的数目、子帧中包括的时隙的数目和时隙中包括的OFDM符号的数目。

图2是例示了可以应用本公开的实施方式的无线通信系统中的用于一个下行链路时隙的资源网格的图。

参照图2，一个下行链路时隙在时域中包括多个OFDM符号。在本文中描述，仅仅出于示例性目的，一个下行链路时隙包括7个OFDMA符号并且一个资源块包括12个子载波，本公开不限于此。

资源网格上的每个元素都被称为资源元素，并且一个资源块(RB)包括12×7个资源元素。包括在下行链路时隙中的资源块的数目N^DL取决于下行链路传输带宽。

上行链路时隙的结构可与下行链路时隙的结构相同。

图3示出了可以应用本公开的实施方式的无线通信系统中的下行链路子帧的结构。

参照图3，处于子帧的第一时隙的前部部分中的最多三个OFDM符号对应于分配有控制信道的控制区域，并且其余OFDM符号对应于分配有物理下行链路共享信道(PDSCH)的数据区域。3GPP LTE中所使用的下行链路控制信道包括例如物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)、物理混合ARQ指示符信道(PHICH)。

PCFICH在子帧的第一OFDM符号中发送，承载关于子帧内用于发送控制信道的OFDM符号的数目(即，控制区域的大小)的信息。PHICH是针对上行链路的响应信道并且承载对混合自动重传请求(HARQ)的确认(ACK)/否定确认(NACK)信号。在PDCCH中发送的控制信息被称为下行链路控制信息(DCI)。DCI包括上行链路资源分配信息、下行链路资源分配信息或者针对预定UE组的上行链路发送(Tx)功率控制命令。

PDCCH可以承载下行链路共享信道(DL-SCH)的资源分配和传输格式(也被称作下行链路(DL)授权)、上行链路共享信道(UL-SCH)的资源分配信息(也被称作上行链路(UL)授权)、寻呼信道(PCH)上的寻呼信息、DL-SCH上的系统信息、对在PDSCH上发送的诸如随机接入响应这样的上层控制消息的资源分配、针对预定UE组中的各个UE的发送功率控制(TPC)命令的激活和互联网语音协议(VoIP)等。可以在控制区域中发送多个PDCCH，并且UE可以监测多个PDCCH。PDCCH由一个控制信道元素或多个连续控制信道元素(CCE)的集合配置。CCE是用于根据无线电信道的状态向PDCCH提供编码速率的逻辑分配单元。CCE与多个资源元素组对应。根据CCE的数目和CCE所提供的编码速率之间的关联关系来确定PDCCH的格式和可用PDCCH的比特的数目。

eNB根据将发送到UE的DCI来决定PDCCH格式，并且将循环冗余校验(CRC)附连到控制信息。根据PDCCH的所有者或目的用无线电网络临时标识符(RNTI)对CRC进行掩码。在针对特定UE的PDCCH的情况下，可以用UE的唯一标识符(例如，小区-RNTI(C-RNTI))对CRC进行掩码。另选地，在针对寻呼消息的PDCCH的情况下，可以用寻呼指示标识符(例如，寻呼-RNTI(P-RNTI))对CRC进行掩码。在针对系统信息(更具体地，系统信息块(SIB))的PDCCH的情况下，可以用系统信息RNTI(SI-RNTI)对CRC进行掩码。可以用随机接入-RNTI(RA-RNTI)对CRC进行掩码，以便指示作为对UE的随机接入前导码的发送的响应的随机接入响应。

PDCCH(物理下行链路控制信道)

下文中，将详细地描述PDCCH。

经由PDCCH发送的控制信息被称为下行链路控制信息(DCI)。可以根据DCI格式来改变经由PDCCH发送的控制信息的大小和使用，或者可以根据编码速率来改变控制信息的大小。

表3示出了根据DCI格式的DCI。

[表3]

参照以上的表3，DCI格式包括用于调度PUSCH的格式0、用于调度一个PDSCH码字的格式1、用于紧凑调度一个PDSCH码字的格式1A、用于非常紧凑调度DL-SCH的格式1c、用于在闭环空间复用模式下进行PDSCH调度的格式2、用于在开环空间复用模式下进行PDSCH调度的格式2A、用于发送针对上行链路信道的发送功率控制(TPC)命令的格式3和3A以及在多天线端口发送模式下在上行链路小区中进行PUSCH调度的格式4。

DCI格式1A可以用于PDSCH调度，而与UE的发送模式无关。

这种DCI格式对于每个UE而言能独立地适用，并且多个UE的PDCCH可以在一个子帧内被复用。PDCCH由一个或多个控制信道元素(CCE)的聚合构成。CCE是逻辑分配单元，用于根据无线电信道状态为PDCCH提供编码速率。CCE是指对应于由四个资源元素构成的9组REG的单元。BS可以使用{1、2、4、8}个CCE以便配置一个PDCCH信号，并且{1、2、4、8}被称为CCE聚合等级。

BS根据信道状态来确定用于发送特定PDCCH的CCE的数目。按CCE至RE映射规则将根据UE配置的PDCCH交织并映射到每个子帧的控制信道区域。PDCCH的位置可以取决于每个子帧的控制信道的OFDM符号的数目、PHICH组的数目、发射天线、频移等。

如上所述，独立于UE的复用PDCCH执行信道编码，并且应用循环冗余校验(CRC)。每个UE的唯一标识符(UE ID)被掩码到CRC，使得UE接收其PDCCH。然而，在子帧内分配的控制区域中，BS不向UE提供关于UE的PDCCH位于哪里的信息。由于UE不知道其PDCCH的位置以及以哪种CCE聚合级别或者用哪种DCI格式发送其PDCCH，因此UE监测子帧内的一组PDCCH候选以检测其PDCCH，以便从BS接收控制信道。这被称为盲解码(BD)。

BD也可以被称为盲提取或盲检测。BD是指在UE处在CRC部分中对其UE ID进行去掩码、检查CRC错误并确定PDCCH是否是其控制信道的方法。

下文中，将描述按DCI格式0发送的信息。

DCI格式0用于在一个上行链路小区中进行PUSCH调度。

表4呈现了通过DCI格式0发送的信息。

[表4]

按照以上的表4，通过DCI格式0发送以下信息。

1)载波指示符，其长度为0或3位。

2)用于DCI格式0和DCI格式1A区分的标志，其长度为1位，0指示DCI格式0并且1指示DCI格式1A

3)跳频标志，其具有1位。如有需要，此字段可以被用于对应资源分配的最高有效位(MSB)的多集群分配。

4)资源块指派和跳资源分配，其具有

位。

这里，在单集群分配中进行PUSCH跳频的情况下，为了获取

的值，使用NUL_hop编号的最高有效位(MSB)。

位提供了上行链路子帧中的第一时隙的资源分配。另外，在单集群分配中不进行PUSCH跳频的情况下，

位提供了上行链路子帧中的资源分配。另外，在多集群分配中不进行PUSCH跳频的情况下，从资源块分配的跳频标志字段和跳资源分配字段之间的连接获得资源分配信息，并且

位提供了上行链路子帧中的资源分配。在这种情况下，P的值由下行链路资源块的数目来确定。

5)调制和编码方案(MCS)，其长度为1位。

6)新数据指示符，其长度为2位。

7)针对PUSCH的发送功率控制(TPC)命令，其长度为2位。

8)用于解调参考信号(DMRS)的循环移位(CS)和正交覆盖/正交覆盖码(OC/OCC)的索引，其具有3位。

9)上行链路索引，其长度为2位。根据上行链路-下行链路配置0，此字段仅针对TDD操作存在。

10)下行链路指派索引(DAI)，其长度为2位。根据上行链路-下行链路配置1-6，此字段仅针对TDD操作存在。

11)信道状态信息(CSI)请求，其长度为1位或2位。这里，2位的字段仅应用于对应DCI被映射到针对其以UE特定方式由小区RNTI(C-RNTI)配置一个或更多个下行链路小区的UE的情况。

12)探测参考信号(CSI)请求，其长度为0位或1位。这里，该字段仅在以UE特定方式通过C-RNTI映射调度PUSCH的情况下存在。

13)资源分配类型，其长度为1位。

在DCI格式0的信息位的数目小于DCI格式1A的有效载荷大小(包括附加填充位)的情况下，添加0，以便使DCI格式1A变成与DCI格式0相同。

图4例示了可应用本公开的无线通信系统中的上行链路子帧的结构。

参照图4，上行链路子帧可在频域中被分成控制区域和数据区域。传输上行链路控制信息的物理上行链路控制信道(PUCCH)被分配给控制区域。传输用户数据的物理上行链路共享信道(PUSCH)被分配给数据区域。一个终端不同时发送PUCCH和PUSCH，以便维持单载波特性。

子帧中的资源块(RB)对被分配给用于一个终端的PUCCH。RB对中所包括的RB在两个时隙中分别占据不同的子载波。分配给PUCCH的RB对在时隙边界中跳频。

物理上行链路控制信道(PUCCH)

通过PUCCH发送的上行链路控制信息(UCI)可以包括调度请求(SR)、HARQ ACK/NACK信息和下行链路信道测量信息。

可以根据PDSCH上的下行链路数据分组被成功解码来生成HARQ ACK/NACK信息。在现有的无线通信系统中，针对下行链路单码字发送，发送1位作为ACK/NACK信息，并且针对下行链路2码字发送，发送2位作为ACK/NACK信息。

指定与多输入多输出(MIMO)技术关联的反馈信息的信道测量信息可以包括信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)和秩指示符(RI)。信道测量信息也可以被统一表达为CQI。

每个子帧可以使用20位来发送CQI。

可以通过使用二进制相移键控(BPSK)和正交相移键控(QPSK)技术来调制PUCCH。可以通过PUCCH发送多个终端的控制信息，并且当执行码分复用(CDM)以区分相应终端的信号时，主要使用长度为12的恒定幅度零自相关(CAZAC)序列。由于CAZAC序列具有在时域和频域中维持预定幅值的特性，因此CAZAC序列具有适于通过减小终端的峰均功率比(PAPR)或立方度量(CM)来增加覆盖范围的性质。另外，通过使用正交序列或正交覆盖(OC)来覆盖针对通过PUCCH执行的下行链路数据发送的ACK/NACK信息。

另外，可以通过使用具有不同循环移位(CS)值的循环移位序列来区分在PUCCH上发送的控制信息。可以通过将基础序列循环移位达特定循环移位(CS)量来生成循环移位序列。用循环移位(CS)索引指示特定CS量。可使用的循环移位的数目可以根据信道的延迟扩展而变化。可以使用各种类型的序列作为基础序列，CAZAC序列是对应序列的一个示例。

另外，可以根据可用于发送控制信息的SC-FDMA符号(也就是说，除了用于发送参考信号(RS)以进行PUCCH相干检测的SC-FDMA符号之外的SC-FDMA符号)的数目来确定终端可以在一个子帧中发送的控制信息量。

在3GPP LTE系统中，根据所发送的控制信息、调制技术、控制信息量等，将PUCCH限定为总共七种不同的格式，并且可以总结根据每种PUCCH格式发送的上行链路控制信息(UCI)的属性，如以下给出的表5中所示的。

[表5]

PUCCH格式	上行链路控制信息(UCI)
		格式1	调度请求(SR)(未调制的波形)
格式1a	有/没有SR的1位HARQ ACK/NACK
		格式1b	有/没有SR的2位HARQ ACK/NACK
格式2	CQI(20编码位)
		格式2	CQI和仅用于扩展CP的1位或2位HARQ ACK/NACK(20位)
格式2a	CQI和1位HARQ ACK/NACK(20+1编码位)
		格式2b	CQI和2位HARQ ACK/NACK(20+2编码位)

PUCCH格式1用于仅发送SR。在仅发送SR的情况下采用未调制的波形，将在下面对此进行详细描述。

PUCCH格式1a或1b用于发送HARQ ACK/NACK。当仅在预定子帧中发送HARQ ACK/NACK时，可以使用PUCCH格式1a或1b。另选地，可以通过使用PUCCH格式1a或1b在同一子帧中发送HARQ ACK/NACK和SR。

PUCCH格式2用于发送CQI并且PUCCH格式2a或2b用于发送CQI和HARQ ACK/NACK。

在扩展CP的情况下，可以发送PUCCH格式2以便发送CQI和HARQ ACK/NACK。

图5例示了在可以应用本公开的无线通信系统中PUCCH格式被映射到上行链路物理资源块的PUCCH区域的类型的一个示例。

在图5中，

表示上行链路中的资源块的数目并且0,1,...,

意指物理资源块的平均数目。基本上，PUCCH被映射到上行链路频率块的两个边缘。如图5中例示的，PUCCH格式2/2a/2b被映射到表示为m＝0、1的PUCCH区域，并且这可以以PUCCH格式2/2a/2b被映射到处于频带边缘的资源块这样的方式表示。另外，PUCCH格式2/2a/2b和PUCCH格式1/1a/1b可以被混合地映射到被表示为m＝2的PUCCH区域。接下来，PUCCH格式1/1a/1b可以被映射到被表示为m＝3、4和5的PUCCH区域。可以通过广播信令向小区中的终端指示能供PUCCH格式2/2a/2b使用的PUCCH RB的数目

描述了PUCCH格式2/2a/2b。PUCCH格式2/2a/2b是用于发送信道测量反馈(CQI、PMI和RI)的控制信道。

可以由基站控制信道测量反馈的报告周期(下文中，被统称为CQI信息)和待测量的频率(可选地，频率分辨率)。在时域中，可以支持周期性和非周期性CQI报告。PUCCH格式2可以仅用于周期性报告，并且PUSCH可以用于非周期性报告。在非周期性报告的情况下，基站可以指示终端发送加载有用于上行链路数据发送的单独CQI报告的调度资源。

图6例示了可以应用本公开的无线通信系统中的一般CP的情况下的CQI信道的结构。

在一个时隙的SC-FDMA符号0至6中，SC-FDMA符号1和5(第二个和第六个符号)可以用于发送解调参考信号，并且CQI信息可以在剩余的SC-FDMA符号中发送。此外，在扩展CP的情况下，一个SC-FDMA符号(SC-FDMA符号3)用于发送DMRS。

在PUCCH格式2/2a/2b中，支持按CAZAC序列进行的调制，并且将长度为12的CAZAC序列乘以经QPSK调制的符号。序列的循环移位(CS)在符号和时隙之间改变。相对于DMRS使用正交覆盖。

参考信号(DMRS)被加载到由一个时隙中所包括的7个SC-FDMA符号当中的彼此隔开3个SC-FDMA符号的两个SC-FDMA符号上，并且CQI信息被加载到5个剩余的SC-FDMA符号上。在一个时隙中使用两个RS，以便支持高速终端。另外，通过使用CS序列来区分相应终端。CQI信息符号被调制并传送到所有SC-FDMA符号，并且SC-FDMA符号由一个序列构成。也就是说，终端调制CQI并将其发送到每个序列。

可以发送到一个TTI的符号的数目为10，并且CQI信息的调制被确定为QPSK。当QPSK映射用于SC-FDMA符号时，由于可以加载2位的CQI值，因此可以在一个时隙上加载10位的CQI值。因此，可以在一个子帧上加载最多20位的CQI值。频域扩频码用于在频域中扩展CQI信息。

长度为12的CAZAC序列(例如，ZC序列)可以被用作频域扩频码。具有不同CS值的CAZAC序列可以被应用于相应控制信道，以彼此区分。针对频域被扩展的CQI信息执行IFFT。

通过具有12个等同间隔的循环移位，可以在同一PUCCH RB上正交复用12个不同的终端。在一般CP的情况下，SC-FDMA符号1和5上的DMRS序列(在扩展CP的情况下，在SC-FDMA符号3上)类似于频域中的CQI信号序列，但是不采用对CQI信息的调制。

终端可以由上层信令半静态地配置，以便在被指示为PUCCH资源索引(

和

)的PUCCH资源上周期性地报告不同的CQI、PMI和RI类型。这里，PUCCH资源索引

是指示用于PUCCH格式2/2a/2b的PUCCH区域和待使用的CS值的信息。

PUCCH信道结构

描述了PUCCH格式1a和1b。

在PUCCH格式1a和1b中，将长度为12的CAZAC序列乘以通过使用BPSK或QPSK调制方案而调制的符号。例如，通过将调制符号d(0)乘以长度为N的CAZAC序列r(n)(n＝0,1,2,...,N－1)而获取的结果变为y(0),y(1),y(2),...,y(N－1)。y(0),...,y(N－1)个符号可以被指定为符号的块。将调制符号乘以CAZAC序列，此后，采用使用正交序列的逐块扩展。

长度为4的Hadamard序列相对于一般ACK/NACK信息使用，并且长度为3的离散傅里叶变换(DFT)序列相对于ACK/NACK信息和参考信号使用。

在扩展CP的情况下，相对于参考信号使用长度为2的Hadamard序列。

图7例示了可以应用本公开的无线通信系统中的一般CP的情况下的ACK/NACK信道的结构。

在图7中，示例性地例示了用于在没有CQI的情况下发送HARQ ACK/NACK的PUCCH信道结构。

参考信号(DMRS)被加载到7个SC-FDMA符号当中的中间部分中的三个连续的SC-FDMA符号上，并且ACK/NACK信号被加载到4个剩余的SC-FDMA符号上。

此外，在扩展CP的情况下，RS可以被加载到中间部分中的两个连续符号上。RS中使用的符号的数目和位置可以根据控制信道而变化，并且与RS中使用的符号的数目和位置关联的ACK/NACK信号中使用的符号的数目和位置也可以根据控制信道而对应地变化。

可以通过分别使用BPSK和QPSK调制技术将1位和2位的确认响应信息(非加扰状态)表示为一个HARQ ACK/NACK调制符号。肯定确认响应(ACK)可以被编码为“1”并且否定确认响应(NACK)可以被编码为“0”。

当在所分配的频带中发送控制信号时，采用2维(D)扩展以便增加复用能力。即，同时采用频域扩展和时域扩展，以便增加能复用的终端或控制信道的数目。

频域序列被用作基本序列，以便在频域中扩展ACK/NACK信号。作为CAZAC序列之一的Zadoff-Chu(ZC)序列可以被用作频域序列。例如，不同的CS被应用于作为基本序列的ZC序列，结果，可以应用复用不同的终端或不同的控制信道。用于HARQ ACK/NACK发送的PUCCHRB的SC-FDMA符号中支持的CS资源的数目由小区特定上层信令参数

设置。

通过使用正交扩频码在时域中扩展作为频域扩展的ACK/NACK信号。可以使用Walsh-Hadamard序列或DFT序列作为正交扩频码。例如，可以通过使用相对于4个符号的长度为4的正交序列(w0、w1、w2和w3)来扩展ACK/NACK信号。另外，还通过长度为3或2的正交序列扩展RS。这被称为正交覆盖(OC)。

通过使用上述的频域中的CS资源和时域中的OC资源，可以通过码分复用(CDM)方案来复用多个终端。即，可以在同一PUCCH RB上复用大量终端的ACK/NACK信息和RS。

关于时域扩展CDM，相对于ACK/NACK信息支持的扩频码的数目受RS符号的数目限制。即，由于发送SC-FDMA符号的RS的数目小于发送SC-FDMA符号的ACK/NACK信息的数目，因此RS的复用能力小于ACK/NACK信息的复用能力。

例如，在一般CP的情况下，ACK/NACK信息可以在四个符号中发送，并且并非4个而是3个正交扩频码用于ACK/NACK信息，并且原因在于，RS发送符号的数目限于3以仅使用用于RS的3个正交扩频码。

在一般CP的子帧的情况下，当在一个时隙中3个符号用于发送RS时并且4个符号用于发送ACK/NACK信息时，例如，如果可以使用频域中的6个CS和3个正交覆盖(OC)资源，则可以在一个PUCCH RB中复用来自总共18个不同终端的HARQ确认响应。在扩展CP的子帧的情况下，当在一个时隙中2个符号用于发送RS时并且4个符号用于发送ACK/NACK信息时，例如，如果可以使用频域中的6个CS和2个正交覆盖(OC)资源，则可以在一个PUCCH RB中复用来自总共12个不同终端的HARQ确认响应。

接下来，描述了PUCCH格式1。通过终端请求调度或者不请求调度的方案来发送调度请求(SR)。SR信道以PUCCH格式1a/1b重新使用ACK/NACK信道结构，并且基于ACK/NACK信道设计通过开关键控(OOK)方案来配置。在SR信道中，不发送参考信号。因此，在一般CP的情况下，使用长度为7的序列，而在扩展CP的情况下，使用长度为6的序列。不同的循环移位(CS)或正交覆盖(OC)可以被分配给SR和ACK/NACK。也就是说，终端通过为SR分配的资源发送HARQ ACK/NACK，以便发送正SR。终端通过为ACK/NACK分配的资源发送HARQ ACK/NACK，以便发送负SR。

接下来，描述增强型PUCCH(e-PUCCH)格式。e-PUCCH可以对应于LTE-A系统的PUCCH格式3。可以使用PUCCH格式3将块扩展技术应用于ACK/NACK发送。

与现有PUCCH格式1系列或2系列不同，块扩展技术是通过使用SC-FDMA方案来调制控制信号的发送的方案。如图8中例示的，可以通过使用正交覆盖码(OCC)在时域上扩展并发送符号序列。可以使用OCC在同一RB上复用多个终端的控制信号。在上述PUCCH格式2的情况下，在整个时域中发送一个符号序列，并且通过使用CAZAC序列的循环移位(CS)乘以多个终端的控制信号，而在基于PUCCH格式(例如，PUCCH格式3)进行块扩展的情况下，在整个频域中发送一个符号序列，并且通过使用利用OCC的时域扩展乘以多个终端的控制信号。

图8例示了可以应用本公开的无线通信系统中的在一个时隙期间生成并发送SC-FDMA符号的一个示例。

在图8中，通过在一个时隙期间在一个符号序列中使用长度为5(另选地，SF＝5)的OCC来生成并发送5个SC-FDMA符号(即，数据部分)的示例。在这种情况下，在一个时隙期间可以使用两个RS符号。

在图8的示例中，可以用被应用特定循环移位值的CAZAC序列生成RS符号，并且按在多个RS符号中始终应用(另选地，乘以)预定OCC的类型发送RS符号。另外，在图8的示例中，当假定针对每个OFDM符号(另选地，SC-FDMA符号)使用12个调制符号并且通过QPSK生成相应的调制符号时，能在一个时隙中发送的最多位数变为24位(＝12×2)。因此，能由两个时隙发送的位数变为总共48位。当使用块扩展方案的PUCCH信道结构时，与现有的PUCCH格式1系列和2系列相比，能发送具有扩展大小的控制信息。

载波聚合

本公开的实施方式中所考虑的通信环境包括支持多载波的环境。即，本公开中所使用的多载波系统或载波聚合系统意指在配置目标宽带时聚合并使用带宽小于目标频带的一个或更多个分量载波(CC)以便支持宽带的系统。

在本公开中，多载波意指载波的聚合(另选地，载波聚合)，在这种情况下，载波的聚合意指连续载波之间的聚合和非邻接载波之间的聚合二者。另外，在下行链路与上行链路之间聚合的分量载波的数目可不同地设定。下行链路分量载波(以下称作“DL CC”)的数目和上行链路分量载波(以下称作“UL CC”)的数目彼此相同的情况被称作对称聚合，下行链路分量载波的数目和上行链路分量载波的数目彼此不同的情况被称作不对称聚合。载波聚合能与诸如载波聚合、带宽聚合、频谱聚合等的术语混合使用。

通过组合两个或更多个分量载波配置的载波聚合的目的在于在LTE-A系统中支持高达100MHz的带宽。当具有比目标频带小的带宽的一个或更多个载波被组合时，要被组合的载波的带宽可以受现有系统中使用的带宽的限制，以便保持与现有IMT系统的向后兼容性。例如，现有3GPP LTE系统支持1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz的带宽，并且3GPP LTE高级系统(即，LTE-A)可以被配置为通过重新使用与现有系统的兼容性的带宽来支持大于20MHz的带宽。此外，本公开中使用的载波聚合系统可以被配置为通过限定新的带宽来支持载波聚合，而不管现有系统中使用的带宽如何。

LTE-A系统使用小区的概念以便管理无线电资源。

载波聚合环境可以被称为多小区环境。小区被限定为一对下行链路资源(DL CC)和上行链路资源(UL CC)的组合，但是上行链路资源不是必需的。因此，小区可仅由下行链路资源构成或者由下行链路资源和上行链路资源二者构成。当特定终端仅具有一个配置的服务小区时，小区可具有一个DL CC和一个UL CC，但是当特定终端具有两个或更多个配置的服务小区时，小区具有与小区一样多的DL CC，并且UL CC的数目可等于或小于DL CC的数目。

另选地，与此相反，可配置DL CC和UL CC。即，当特定终端具有多个配置的服务小区时，也可支持UL CC超过DL CC的载波聚合环境。即，载波聚合可被理解为具有不同载波频率(中心频率)的两个或更多个小区的聚合。本文中，所描述的“小区”需要与通常所使用的作为基站所覆盖的区域的小区相区分。

LTE-A系统中使用的小区包括主小区(PCell)和辅小区(SCell)。P小区和S小区可用作服务小区。在处于RRC_CONNECTED状态，但是未配置载波聚合或者不支持载波聚合的终端中，存在仅由P小区构成的仅一个服务小区。相反，在处于RRC_CONNECTED状态并且配置了载波聚合的终端中，可存在一个或更多个服务小区，所有服务小区中包括P小区和一个或更多个S小区。

服务小区(P小区和S小区)可通过RRC参数来配置。作为小区的物理层标识符的PhysCellId具有0至503的整数值。作为用于标识S小区的短标识符的SCellIndex具有1至7的整数值。作为用于标识服务小区(P小区或S小区)的短标识符的ServCellIndex具有0至7的整数值。值0被应用于P小区，SCellIndex被预先授权以应用于S小区。即，在ServCellIndex中具有最小小区ID(另选地，小区索引)的小区成为P小区。

P小区意指在主频率(另选地，主CC)上操作的小区。终端可用于执行初始连接建立处理或者连接重新建立处理，并且可被指定为在切换处理期间指示的小区。另外，P小区意指成为在载波聚合环境下配置的服务小区之间的控制相关通信的中心的小区。即，终端可仅在其P小区中被分配并发送PUCCH，并且仅使用P小区来获取系统信息或者改变监测过程。对于支持载波聚合环境的终端，演进通用地面无线电接入(E-UTRAN)可利用包括移动控制信息(mobilityControlInfo)的上层的RRC连接重新配置消息(RRCConnectionReconfigutaion)消息来仅改变P小区以用于切换过程。

S小区意指在辅频率(另选地，辅CC)上操作的小区。可向特定终端仅分配一个P小区，并且可向该特定终端分配一个或更多个S小区。S小区可在实现RRC连接建立之后配置，并且用于提供附加无线电资源。在载波聚合环境下配置的服务小区当中的除P小区之外的其余小区(即，S小区)中不存在PUCCH。E-UTRAN可在将S小区增加到支持载波聚合环境的终端时通过专用信号提供与处于RRC_CONNECTED状态的相关小区关联的所有系统信息。系统信息的改变可通过释放和增加相关S小区来控制，在这种情况下，可使用上层的RRC连接重新配置(RRCConnectionReconfigutaion)消息。E-UTRAN可针对各个终端执行具有不同的参数，而非在相关S小区中广播。

在初始安全激活处理开始之后，E-UTRAN将S小区增加到在连接建立处理期间初始配置的P小区，以配置包括一个或更多个S小区的网络。在载波聚合环境中，P小区和S小区可作为各个分量载波来操作。在下面所述的实施方式中，主分量载波(PCC)可用作与P小区相同的含义，辅分量载波(SCC)可用作与S小区相同的含义。

图9例示了可应用本公开的无线通信系统中的分量载波和载波聚合的示例。

图9的(a)例示了LTE系统中所使用的单载波结构。分量载波包括DL CC和UL CC。一个分量载波可以具有20MHz的频率范围。

图9的(b)例示了LTE系统中所使用的载波聚合结构。在图9的(b)的情况下，例示了频率大小为20MHz的三个分量载波被组合的情况。提供三个DL CC和三个UL CC中的每一个，但是DL CC的数目和UL CC的数目不受限制。在载波聚合的情况下，终端能同时监测三个CC，并且接收下行链路信号/数据和发送上行链路信号/数据。

当在特定小区中管理N个DL CC时，网络可以向终端分配M(M≤N)个DL CC。在这种情况下，终端可以仅监测M个有限的DL CC并且接收DL信号。另外，网络给出L(L≤M≤N)个DLCC以向终端分配主DL CC，在这种情况下，UE需要特别监测L个DL CC。这种方案甚至可以类似地应用于上行链路发送。

下行链路资源的载波频率(另选地，DL CC)与上行链路资源的载波频率(另选地，UL CC)之间的链接可以通过诸如RRC消息或者系统信息这样的上层消息来指示。例如，DL资源和UL资源的组合可以通过由系统信息块类型2(SIB2)限定的链接来配置。详细地，所述链接可以意指其中传送UL授权的PDCCH的DL CC与使用该UL授权的UL CC之间的映射关系，并且意指其中发送用于HARQ的数据的DL CC(另选地，UL CC)与其中发送HARQ ACK/NACK信号的UL CC(另选地，DL CC)之间的映射关系。

跨载波聚合

在载波聚合系统中，就对载波或服务小区的调度而言，提供了自调度方法和跨载波调度方法这两种类型。跨载波调度可以被称为跨分量载波调度或跨小区调度。

跨载波调度意指将PDCCH(DL授权)和PDSCH发送到不同的相应DL CC或者通过除了与接收到UL授权的DL CC链接的UL CC之外的其它UL CC发送根据在DL CC中发送的PDCCH(UL授权)发送的PUSCH。

是否执行跨载波调度可以是UE特定地激活或禁用的，并且通过上层信令(例如，RRC信令)针对每个终端半静态地获知。

当激活跨载波调度时，需要载波指示符字段(CIF)，CIF指示通过哪个DL/UL CC发送对应PDCCH所指示的PDSCH/PUSCH。例如，PDCCH可以通过使用CIF向多个分量载波中的一个分配PDSCH资源或PUSCH资源。也就是说，当PDSCH或PUSCH资源被分配给在其中多次聚合了DL CC上的PDCCH的DL/UL CC中的一个。在这种情况下，LTE-A版本8的DCI格式可以根据CIF扩展。在这种情况下，独立于DCI格式的大小，CIF可以被固定为3位字段，并且设置的CIF的位置可以被固定。另外，可以重新使用LTE-A版本8的PDCCH结构(相同编码和基于相同CCE的资源映射)。

相反，当DL CC上的PDCCH在同一DL CC上分配PDSCH资源或者在单次链接的UL CC上分配PUSCH资源时，不设置CIF。在这种情况下，可以使用与LTE-A版本8的相同的PDCCH结构(相同编码和基于相同CCE的资源映射)和DCI格式。

当有可能进行跨载波调度时，终端需要根据针对每个CC的发送模式和/或带宽来监测在监测CC的控制区域中的针对多个DCI的PDCCH。因此，需要可以支持监测针对多个DCI的PDCCH的搜索空间的配置和PDCCH监测。

在载波聚合系统中，终端DL CC聚合表示其中终端被调度以接收PDSCH的DL CC的聚合，并且终端UL CC聚合表示其中终端被调度以发送PUSCH的UL CC的聚合。另外，PDCCH监测集合是执行PDCCH监测的一个或更多个DL CC的集合。PDCCH监测集合可以与终端DL CC集合或终端DL CC集合的子集合相同。PDCCH监测集合可以包括终端DL CC集合中的DL CC中的至少任一个。另选的，可以在不顾及终端DL CC集合的情况下单独限定PDCCH监测集合。PDCCH监测集合中所包括的DL CC可以按用于链接的UL CC的自调度一直可用这样的方式来配置。可以UE特定地、UE组特定地或小区特定地配置终端DL CC集合、终端UL CC集合和PDCCH监测集合。

当跨载波调度被禁用时，跨载波调度的禁用意指PDCCH监测集合一直意指终端DLCC集合，并且在这种情况下，不需要诸如用于PDCCH监测集合的单独信令这样的指示。然而，当跨载波调度被激活时，优选地在终端DL CC集合中限定PDCCH监测集合。也就是说，基站仅通过PDCCH监测集合发送PDCCH，以便针对终端调度PDSCH或PUSCH。

图10例示了可以应用本公开的无线通信系统中的根据跨载波调度的子帧结构的一个示例。

参照图10，例示了以下情况：对于LTE-A终端，三个DL CC与DL子帧关联，并且DL CC“A”被配置为监测DL CC的PDCCH。当不使用CIF时，每个DL CC可以在没有CIF的情况下发送调度其PDSCH的PDCCH。相反，当通过上层信令使用CIF时，只有一个DL CC“A”可以通过使用CIF来发送调度其PDSCH或另一个CC的PDSCH的PDCCH。在这种情况下，没有被配置为监测DLCC的PDCCH的DL CC“B”和“C”不发送PDCCH。

一般ACK/NACK复用方法

在终端同时需要发送与从eNB接收的多个数据单元对应的多个ACK/NACK的情形下，可以考虑基于PUCCH资源选择的ACK/NACK复用方法，以便维持ACK/NACK信号的单频率特性并且减小ACK/NACK发送功率。

与ACK/NACK复用一起，可以通过将PUCCH资源和用于实际ACK/NACK发送的QPSK调制符号的资源相结合来识别针对多个数据单元的ACK/NACK响应的内容。

例如，当一个PUCCH资源可以发送4位并且可以最多发送四个数据单元时，能在eNB中识别ACK/NACK结果，如下面给出的表6中所示。

[表6]

在以上给出的表6中，HARQ-ACK(i)表示针对第i个数据单元的ACK/NACK结果。在以上给出的表3中，不连续发送(DTX)意指不存在要针对对应HARQ-ACK(i)发送的数据单元或者终端未能检测到与HARQ-ACK(i)对应的数据单元。

根据以上给出的表6，提供了最多四个PUCCH资源

并且b(0)和b(1)是通过使用所选择的PUCCH发送的2位。

例如，当终端成功接收到所有四个数据单元时，终端通过使用

发送2位(1,1)。

当终端无法在第一数据单元和第三数据单元中解码并且成功在第二数据单元和第四数据单元中解码时，终端通过使用

发送位(1,0)。

在选择ACK/NACK信道时，当存在至少一个ACK时，NACK和DTX彼此联接。原因在于，PUCCH资源和QPSK符号的组合可能不是所有ACK/NACK状态。然而，当不存在ACK时，DTX与NACK脱离。

在这种情况下，还可以预留链接到与一个确定NACK对应的数据单元的PUCCH资源，以发送多个ACK/NACK的信号。

用于半持久调度的PDCCH验证

半持久调度(SPS)是在特定时间间隔期间将资源分配给终端以便持久保持的调度方案。

当如同互联网协议语音(VoIP)一样针发送预定量的数据达特定时间时，由于不需要为资源分配而在每个数据发送间隔都发送控制信息，因此能通过使用SPS方案来减少控制信息浪费。在所谓的半持久调度(SPS)方法中，优先地分配可以向终端分配资源的时间资源域。

在这种情况下，在半持久分配方法中，分配给特定终端的时间资源域可以被配置为具有周期性。然后，在必要时分配频率资源域，以完成时间-频率资源的分配。分配频率资源领域可以被指定为所谓的激活。当使用半持久分配方法时，由于通过一次信令在预定时段内保持资源分配，因此不需要重复分配资源，结果能减少信令开销。

此后，由于不需要对终端进行资源分配，因此可以从基站向终端发送用于释放频率资源分配的信令。释放频率资源域的分配可以被指定为禁用。

在当前LTE中，向终端通告首先通过用于上行链路和/或下行链路的SPS的无线电资源控制(RRC)信令在哪些子帧中发送/接收SPS。即，在通过RRC信令针对SPS分配的时间资源和频率资源当中优先地指定时间资源。为了通告可使用的子帧，例如，可以通告子帧的周期和偏移。然而，由于通过RRC信令仅向终端分配时间资源域，因此即使终端接收到RRC信令，终端也不立即执行通过SPS进行的发送和接收，并且终端在需要时分配频率资源域，以完成时间-频率资源的分配。分配频率资源域可以被指定为激活，并且释放频率资源域的分配可以被指定为禁用。

因此，终端接收指示激活的PDCCH，此后根据接收到的PDCCH中所包括的RB分配信息来分配频率资源，并且根据调制和编码方案(MCS)信息应用调制和编码速率，以根据通过RRC信令分配的子帧的周期和偏移开始发送和接收。

接下来，当终端从基站接收到宣告禁用的PDCCH时，终端停止发送和接收。当终端在停止发送和接收之后接收到指示激活或禁用的PDCCH时，终端通过使用由PDCCH指定的RC分配、MCS等以通过RRC信令分配的子帧的周期和偏移再次重新开始发送和接收。即，通过RRC信令执行时间资源，但是实际可以在接收到指示SPS的激活和禁用的PDCCH之后发送和接收信号，并且在接收到指示SPS的禁用的PDCCH之后，停止信号发送和接收。

当满足以下描述的所有条件时，终端可以验证包括SPS指示的PDCCH。首先，需要用SPS C-RNTI加扰针对PDCCH有效载荷添加的CRC奇偶校验位，其次，需要将新数据指示符(NDI)字段设置为0。这里，在DCI格式2、2A、2B和2C的情况下，新数据指示符字段指示一个激活的传输块。

另外，当根据下面给出的表4和表5设置DCI格式中所使用的每个字段时，验证完成。当验证完成时，终端识别出接收到的DCI信息是有效的SPS激活或禁用(另选地，释放)。相反，当验证未完成时，终端识别出接收到的DCI格式中包括不匹配的CRC。

表7示出了用于验证指示SPS激活的PDCCH的字段。

[表7]

表8示出了用于验证指示SPS激活(另选地，释放)的PDCCH的字段。

[表8]

当DCI格式指示SPS下行链路调度激活时，用于PUCCH字段的TPC命令值可以被用作指示由上层设置的四个PUCCH资源值的索引。

LTE版本8中的PUCCH捎带

图11例示了可以应用本公开的无线通信系统中的UL-SCH的传输信道处理的一个示例。

在3GPP LTE系统(＝E-UTRA，版本8)中，在UL的情况下，维持具有影响功率放大器性能的优异的峰均功率比(PAPR)或立方度量(CM)特性的单载波发送，以高效利用终端的功率放大器。也就是说，在发送现有LTE系统的PUSCH的情况下，要发送的数据可以通过DFT预编码保持单载波特性，并且在发送PUCCH的情况下，信息在加载到具有单载波特性的序列上的同时进行发送，以保持单载波特性。然而，当要进行DFT预编码的数据被非连续地分配给频率轴或者同时发送PUSCH和PUCCH时，单载波特性劣化。因此，当如图11例示地在与PUCCH的发送相同的子帧中发送PUSCH时，通过PUSCH将要发送到PUCCH的上行链路控制信息(UCI)与数据一起发送(捎带)。

由于如上所述可以不同时发送PUCCH和PUSCH，因此现有LTE终端使用的方法是将上行链路控制信息(UCI)(CQI/PMI、HARQ-ACK、RI等)复用到子帧中的发送PUSCH的PUSCH区域。

作为一个示例，当需要在被分配用于发送PUSCH的子帧中发送信道质量指示符(CQI)和/或预编码矩阵指示符(PMI)时，在DFT扩展之后复用UL-SCH数据和CQI/PMI，以发送控制信息和数据二者。在这种情况下，通过考虑CQI/PMI资源对UL-SCH数据进行速率匹配。另外，使用以下方案：诸如HARQ ACK、RI等这样的控制信息对要复用到PUSCH区域的UL-SCH数据进行打孔。

图12例示了可以应用本公开的无线通信系统中的传输信道的上行链路共享信道的信号处理过程的一个示例。

本文中，上行链路共享信道(下文中，称为“UL-SCH”)的信号处理过程可以应用于一个或更多个传输信道或控制信息类型。

参照图12，UL-SCH每个传输时间间隔(TTI)以传输块(TB)的形式将数据传送到编码单元一次。

CRC奇偶校验位p₀,p₁,p₂,p₃,...,p_L-1被附加到从上层接收到的传输块的位(S120)。在这种情况下，A表示传输块的大小并且L表示奇偶校验位的数目。在b₀,b₁,b₂,b₃,...,b_B-1中示出了附加CRC的输入位。在这种情况下，B表示包括CRC的传输块的位数。

根据TB的大小将b₀,b₁,b₂,b₃,...,b_B-1分割成多个码块(CB)并且CRC附加到多个分割的CB(S121)。

中示出了码块分割和CRC附加之后的位。本文中，r表示码块的编号(r＝0、...、C－1)，Kr表示取决于码块r的位数。另外，C表示码块的总数。

随后，执行信道编码(S122)。在

中示出了信道编码之后的输出位。在这种情况下，i表示编码流索引并且可以具有值0、1或2。Dr表示码块r的第i个编码流的位数。r表示码块编号(r＝0、...、C－1)并且C表示码块的总数。可以通过turbo编码对每个码块进行编码。

随后，执行速率匹配(S123)。在e_r0,e_r1,e_r2,e_r3,...,e_r(E_r-1)中示出了速率匹配之后的位。在这种情况下，r表示码块编号(r＝0、...、C－1)并且C表示码块的总数。Er表示第r个码块的速率匹配位的数目。

随后，再次执行码块之间的连接(S124)。在f₀,f₁,f₂,f₃,...,f_G-1中示出了执行码块连接之后的位。在这种情况下，G表示为发送而编码的位的总数，并且当控制信息与UL-SCH复用时，不包括用于发送控制信息的位的数目。

此外，当在PUSCH中发送控制信息时，独立地对作为控制信息的CQI/PMI、RI和ACK/NACK执行信道编码(S126、S127和S128)。由于为了发送各条控制信息而分配不同的编码符号，因此相应控制信息具有不同的编码速率。

在时分双工(TDD)中，作为ACK/NACK反馈模式，通过上层配置支持ACK/NACK捆绑和ACK/NACK复用这两种模式。针对ACK/NACK捆绑的ACK/NACK信息位由1位或2位构成，并且针对ACK/NACK复用的ACK/NACK信息位由1至4位构成。

在步骤S124中的码块之间连接之后，复用UL-SCH数据的编码位f₀,f₁,f₂,f₃,...,f_G-1和CQI/PMI的编码位

(S125)。在中g ₀,g ₁,g ₂,g ₃,...,g _H′-1示出了数据和CQI/PMI的复用结果。在这种情况下，g _i(i＝0,...,H′-1)表示长度为(Q_m·N_L)的列向量。H＝(G+N_L·Q_CQI)并且H′＝H/(N_L·Q_m)。

N_L表示映射到UL-SCH传输块的层的数目，H表示分配给映射有用于UL-SCH数据和CQI/PMI信息的传输块的N_L个传输层的编码位的总数。

随后，对复用数据和CQI/PMI、信道编码RI和ACK/NACK进行信道交织，以生成输出信号(S129)。

多输入多输出(MIMO)

MIMO技术通过脱离迄今的通常一个发射天线和一个接收天线而使用多个发射(Tx)天线和多个接收(Rx)天线。换句话说，MIMO技术是通过在无线通信系统的发送器侧或接收器侧使用多输入多输出天线来实现容量增加或能力增强的技术。下文中，“MIMO”将被称作“多输入多输出天线”。

更详细地，MIMO技术不依赖于一个天线路径以便接收一个总消息，而是通过收集经由多个天线接收到的多条数据来完成总数据。因此，MIMO技术可在特定系统范围内增加数据传送速率，并进一步通过特定数据传送速率增加系统范围。

在下一代移动通信中，由于仍需要高于现有移动通信的数据传送速率，所以预期特别需要一种高效的多输入多输出技术。在这种情况下，MIMO通信技术是可广泛用在移动通信终端和中继器中的下一代移动通信技术，并且作为根据由于数据通信扩展等引起的限制情况克服另一移动通信的传输量的限制的技术而受到关注。

此外，近年来所研究的各种传输效率改进技术当中的多输入多输出(MIMO)技术作为能够极大地改进通信容量以及发送和接收性能而无需附加频率分配或功率增加的方法近年来受到最大关注。

图13是一般多输入多输出(MIMO)通信系统的配置图。

参照图13，当发射天线的数目增加至NT并且接收天线的数目同时增加至NR时，由于与仅在发送器或接收器中使用多个天线的情况不同，理论信道传输容量与天线的数目成比例地增加，所以可提高传送速率并且能够极大地提高频率效率。在这种情况下，根据信道传输容量的增加的传送速率可理论上增加至通过将使用一个天线的情况下的最大传送速率(Ro)乘以下面所给出的速率增长率(Ri)而获得的值。

[式1]

R_i＝min(N_T,N_R)

即，例如，在使用四个发射天线和四个接收天线的MIMO通信系统中，可获得比单天线系统高四倍的传送速率。

这种MIMO天线技术可被分成：空间分集方案，其利用穿过各种信道路径的符号来增加传输可靠性；以及空间复用方案，其通过利用多个发射天线同时发送多个数据符号来改进传送速率。另外，对旨在通过适当地组合两个方案来适当地获得各自的优点的方案的研究也是近年来已研究的领域。

下面将更详细地描述各个方案。

第一，空间分集方案包括同时利用分集增益和编码增益的空时块编码序列和空时Trelis编码序列方案。通常，Trelis在位错误率增强性能和码生成自由度方面优异，但是空时块码在运算复杂度方面简单。在这种空间分集增益的情况下，可获得与发射天线的数目(NT)与接收天线的数目(NR)的乘积(NT×NR)对应的量。

第二，空间复用技术是在各个发射天线中发送不同的数据阵列的方法，并且在这种情况下，在接收器中，在从发送器同时发送的数据之间发生相互干扰。接收器在利用适当的信号处理技术去除干扰之后接收数据。本文中所使用的去噪方案包括最大似然检测(MLD)接收器、迫零(ZF)接收器、最小均方误差(MMSE)接收器、对角线-贝尔实验室分层空时(D-BLAST)、垂直-贝尔实验室分层空时等，具体地，当在发送器侧可能知道信道信息时，可使用奇异值分解(SVD)方案等。

第三，可提供将空间分集和空间复用组合的技术。当仅获得空间分集增益时，取决于分集程度的增加的性能增强增益逐渐饱和，当仅获得空间复用增益时，在无线电信道中传输可靠性变差。已研究了在解决问题的同时获得这两种增益的方案，所述方案包括空时块码(双-STTD)、空时BICM(STBICM)等。

为了通过更详细的方法描述上述MIMO天线系统中的通信方法，当在数学上对通信方法进行建模时，数学建模可如下所示。

首先，假定如图13所示存在NT个发射天线和NR个接收天线。

首先，关于发送信号，当提供NT个发射天线时，由于可发送信息的最大数目为NT，所以NT可被表示为下面所给出的向量。

[式2]

此外，在各个发送信息s1、s2、...、sNT中发送功率可不同，在这种情况下，当各个发送功率为P1、P2、...、PNT时，调整了发送功率的发送信息可被表示为下面所给出的向量。

[式3]

另外，

可以如下所述被表示为发送功率的对角矩阵P。

[式4]

此外，调整了发送功率的信息向量

与权重矩阵W相乘以构成实际发送的NT个发送信号x1、x2、...、xNT。本文中，权重矩阵用于根据发送信道情况等适当地将发送信息分配至各个天线。发送信号x1、x2、...、xNT可利用向量x表示如下。

[式5]

本文中，wij表示第i发射天线与第j发送信息之间的权重，W将权重表示为矩阵。矩阵W被称为权重矩阵或预编码矩阵。

此外，上述发送信号x可被分成使用空间分集的情况下和使用空间复用的情况下的发送信号。

在使用空间复用的情况下，由于不同的信号被复用并发送，所以信息向量的所有元素具有不同的值，而当使用空间分集时，由于通过多个信道路径发送相同的信号，所以信息向量的所有元素具有相同的值。

当然，也可考虑将空间复用和空间分集混合的方法。即，例如，也可考虑通过三个发射天线利用空间分集来发送相同的信号并且通过其余发射天线利用空间复用发送不同的信号的情况。

接下来，当设置了NR个接收天线时，各个天线接收的信号y1、y2、...、yNR被表示为如下所述的向量y。

[式6]

此外，在对MIMO天线通信系统中的信道建模的情况下，各个信道可根据发送天线索引和接收天线索引来区分，从发射天线j穿过接收天线i的信道将被表示为hij。本文中，需要注意的是，在hij的索引的顺序的情况下，接收天线索引在前，发射天线索引在后。

多个信道被集合成一个以甚至被表示成向量和矩阵形式。向量的表达示例将在下面描述。

图14是例示从多个发射天线到一个接收天线的信道的图。

如图14所示，从总共NT个发射天线到达接收天线I的信道可被表示如下。

[式7]

另外，从NT个发射天线穿过NR个接收天线的所有信道可如下通过下面所给出的式中所示的矩阵表达来示出。

[式8]

此外，由于在实际信道中在经过上面所给出的信道矩阵H之后增加了加性高斯白噪声(AWGN)，分别增加到NR个接收天线的白噪声n1、n2、...、nNR表示如下。

[式9]

MIMO天线通信系统中的发送信号、接收信号、信道和白噪声中的每一个可通过对发送信号、接收信号、信道和白噪声进行建模来由下面所给出的关系表示。

[式10]

表示信道状态的信道矩阵H的行和列的数目由发射天线和接收天线的数目来确定。在信道矩阵H的情况下，行数等于NR(接收天线的数目)，列数等于NT(发射天线的数目)。即，信道矩阵H变为NR×NT矩阵。

通常，矩阵的秩被限定为独立的行或列的数目当中的最小数目。因此，矩阵的秩可不大于行或列的数目。作为方程式型示例，如下限制信道矩阵H的秩(rank(H))。

[式11]

rank(H)≤min(N_T,N_R)

另外，当矩阵经历特征值分解时，秩可被限定为非0，而是特征值当中的特征值的数目。通过类似方法，当秩经历奇异值分解时，秩可被限定为非0，而是奇异值的数目。因此，信道矩阵中的秩的物理含义可以是在给定信道中可发送不同信息的最大数目。

在本说明书中，用于MIMO传输的“秩”表示在特定时间并且在特定频率资源中独立地发送信号的路径的数目，“层数目”表示通过各个路径发送的信号流的数目。通常，由于发送器侧发送数目与用于发送信号的秩的数目对应的层，所以如果没有具体提及，则秩具有与层数相同的含义。

参考信号(RS)

在无线通信系统中，因为数据是通过无线电信道发送的，所以信号在发送期间可能失真。为了使用户设备精确地接收失真的信号，需要使用信道信息来校正所接收信号的失真。为了检测信道信息，主要使用以下方法：当通过信道发送信号发送方法的失真程度以及发送方和接收方二者已知的信号时，使用该失真程度和该信号来检测信道信息。以上提到的信号被称为导频信号或参考信号(RS)。

此外，近来，当移动通信系统中的大多数发送分组时，它们使用能够通过采用多根发射天线和多根接收天线而不是使用到目前为止使用的一根发射天线和一根接收天线来提高发送/接收数据效率的方法。当使用多输入和输出天线来发送和接收数据时，应该检测发射天线与接收天线之间的信道状态，以便精确地接收信号。因此，每根发射天线应该具有独立的参考信号。

在移动通信系统中，RS根据其目的可以被主要分为两种类型。存在用于信道信息获取的RS和用于数据解调的RS。因为前者用于UE朝下行链路获得信道信息，所以它必须在宽带中被发送，并且它必须甚至由没有在特定子帧中接收到下行链路数据的UE接收和测量。此外，前者也用于诸如切换这样的测量。后者是当基站发送下行链路时也在对应资源中发送的RS，并且UE可以通过接收对应RS来执行信道估计并因此可以对数据进行解调。该RS应该在发送数据的区域中被发送。

下行链路参考信号包括一个公共参考信号(CRS)和专用参考信号(DRS)，CRS用于获取小区内的所有用户设备共享的信道状态的信息并且用于测量切换，DRS用于仅针对特定用户设备进行的数据解调。可以使用这些参考信号来提供用于解调和信道测量的信息。即，DRS仅用于数据解调，并且CRS用于信道信息获取和数据解调这两种目的。

接收方(即，UE)基于CRS测量信道状态并且将诸如信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)和/或秩指示符(RI)这样的与信道质量相关的指示符反馈回发送方(即，eNB)。CRS也被称为小区特定RS。相反，与信道状态信息(CSI)的反馈相关的参考信号可以被限定为CSI-RS。

如果需要对PDSCH上的数据进行解调，则可以通过资源元素来发送DRS。用户设备可以通过较高层接收关于是否存在DRS的信息，并且仅在对应PDSCH已被映射的情况下，DRS才有效。DRS也可以被称为UE特定RS或者解调RS(DMRS)。

图15是示出在可以应用本公开的无线通信系统中映射到下行链路资源块对的参考信号图案的的示例图。

参照图15，下行链路资源块对(即，参考信号被映射的单元)可以以时域中的一个子帧×频域中的12个子载波的形式来表示。即，在时间轴(x轴)上，一个资源块对在正常循环前缀(CP)的情况下(在图15a中)具有14个OFDM符号的长度，并且在扩展循环前缀(CP)的情况下(图15b)具有12个OFDM符号的长度。在资源块网格中，用“0”、“1”、“2”和“3”指示的资源元素(RE)分别意指天线端口索引“0”、“1”、“2”和“3”的CRS的位置，并且用“D”指示的RE意指DRS的位置。

下文中，当更详细地描述CRS时，CRS被用于估计物理天线的信道并且作为可以由位于小区中的所有终端共同接收的参考信号而分布在整个频带中。也就是说，CRS作为小区特定信号跨宽带在每个子帧中被发送。另外，CRS可以被用于信道质量信息(CSI)和数据解调。

CRS根据发送器侧(eNB)处的天线阵列被限定为各种格式。根据3GPP LTE系统(例如，版本8)中的基站的发射天线的数目基于最大4个天线端口来发送RS。发送器侧具有三种类型的天线阵列：三个单发射天线、两个发射天线和四个发射天线。例如，在eNB的发射天线的数目为2的情况下，发送用于天线#0和天线#1的CRS。又例如，在eNB的发射天线的数目为4的情况下，发送用于天线#0至#3的CRS。

在eNB使用单根发射天线的情况下，布置用于单个天线端口的参考信号。

在eNB使用两根发射天线的情况下，使用时分复用(TDM)方案和/或频分复用(FDM)方案来布置用于两个发射天线端口的参考信号。即，分配不同的时间资源和/或不同的频率资源，以便将针对两个天线端口的参考信号区分开。

此外，在eNB使用四根发射天线时，使用TDM和/或FDM方案来布置用于四个发射天线端口的参考信号。可以使用下行链路信号的接收方(即，UE)测得的信道信息来对使用诸如单发射天线发送、发送分集、闭环空间复用、开环空间复用或多用户MIMO天线这样的发送方案发送的数据进行解调。

在支持多输入多输出天线的情况下，当通过特定天线端口发送RS时，RS在根据RS的图案指定的资源元素的位置被发送，而不在针对其它天线端口指定的资源元素的位置被发送。即，不同天线间的RS不交叠。

将CRS映射到资源块的规则被限定如下。

[式12]

k＝6m+(v+v_shift)mod6

在式12中，k和l分别表示子载波索引和符号索引，并且p表示天线端口。

表示一个下行链路时隙中的OFDM符号的数目，而

表示被分配到下行链路的无线电资源的数目，ns表示时隙索引，

表示小区ID。mod表示模运算。参考信号的位置根据频域中的v_shift值而改变。由于v_shift取决于小区ID，因此参考信号的位置根据小区而具有各种频移值。

更详细地，CRS的位置可以根据小区在频域中移位，以便通过CRS改进信道估计性能。例如，当参考信号以三个子载波的间隔来设置时，一个小区中的参考信号被分配给第3k子载波，并且另一个小区中的参考信号被分配给第3k+1子载波。在一个天线端口方面，参考信号在频域中以六个资源元素的间隔布置，并且以三个资源元素的间隔与分配给另一个天线端口的参考信号分离。

在时域中，参考信号从每个时隙的符号索引0起以恒定的间隔布置。时间间隔根据循环移位长度而被不同地限定。在正常循环移位的情况下，参考信号位于时隙的符号索引0和4处，而在扩展CP的情况下，参考信号位于时隙的符号索引0和3处。用于在两个天线端口之间具有最大值的天线端口的参考信号被限定在一个OFDM符号中。因此，在发送4个发射天线的情况下，用于参考信号天线端口0和1的参考信号位于符号索引0和4(在扩展CP的情况下的符号索引0和3)处，并且用于天线端口2和3的参考信号位于时隙的符号索引1处。用于频域中的天线端口2和3的参考信号的位置在第二时隙中彼此交换。

下文中，当更详细地描述DRS时，DRS用于解调数据。用于MIMO天线发送中的特定终端的预编码权重在没有改变的情况下被使用，以便在该终端接收到参考信号时估计与在每个发射天线中发送的传输信道关联并对应的信道。

3GPP LTE系统(例如，版本8)支持最多四个发射天线，并且用于秩1波束成形的DRS被限定。用于秩1波束成形的DRS还表示用于天线端口索引5的参考信号。

将DRS映射到资源块的规则被限定如下。式13表示正常CP的情况，而式14表示扩展CP的情况。

[式13]

[式14]

在式13和式14中，k和l分别指示子载波索引和符号索引，并且p指示天线端口。

指示频域中的资源块的大小，并且被表示为子载波的数目。n_PRB指示物理资源块的数目。

指示用于PDSCH发送的资源块的频带。ns指示时隙索引并且

指示小区ID。mod指示模运算。参考信号的位置根据频域中的v_shift值而改变。由于v_shift取决于小区ID，因此参考信号的位置根据小区而具有各种频移值。

在从LTE演进而来的LTE-A中，系统需要被设计成使得可以在下行链路上支持高达8根发射天线。因此，还需要支持用于高达8根发射天线的RS。由于在LTE系统中只限定了用于高达4个天线端口的下行链路RS，因此如果eNB在LTE-A系统中具有4至8个下行链路发射天线，则需要附加地限定并设计用于这些天线端口的RS。作为用于高达8个发射天线端口的RS，需要设计以上提到的用于信道测量的RS和用于数据解调的RS。

在设计LTE-A系统时的一个重要考虑是向后兼容性。也就是说，LTE UE需要适当操作并且系统需要支持该操作。需要在时间-频率区域中附加地限定用于高达8个发射天线端口的RS，在时间-频率区域中，在RS发送方面，在全频带中的每一个子帧发送LTE中限定的CRS。当在LTE-A系统中的每一个子帧的全频带中添加用于高达8根Tx天线的RS图案时，如同LTE中的CRS，RS开销过度增大。

因此，在LTE-A中新设计的RS被分为用于针对选择MCS、PMI等进行的信道测量的RS(CSI-RS：信道状态信息-RS、信道状态指示-RS等)以及用于将通过8根发射天线发送的数据进行解调的RS(DM-RS：数据解调-RS)。

主要针对信道测量来设计CSI-RS，而传统CRS被用于信道测量、切换测量和数据解调。当然，CSI-RS也可以被用于切换测量。由于只是出于获得关于信道状态的信息的目的来发送CSI-RS，因此与CRS不同，可以不是每个子帧发送CSI-RS。为了降低CSI-RS开销，在时域中间歇地发送CSI-RS。

为了进行数据解调，发送专用于对应时间-频率域中调度的UE的DM-RS。即，只在调度UE的区域(即，其中接收到数据的时间-频率域)中发送特定UE的DM-RS。

在LTE-A系统中，eNB需要针对所有天线端口发送CSI-RS。由于每个子帧的用于高达8个发射天线端口的CSI-RS的发送造成过量开销，因此作为每个子帧发送CSI-RS的替代方式，通过在时域中间歇地发送CSI-RS来降低开销。即，CSI-RS可以在与一个子帧的整数倍对应的周期中定期发送或者以特定发送模式进行发送。在这种情况下，可以由eNB来配置CSI-RS的发送周期或图案。

为了测量CSI-RS，UE需要得知针对UE所属的小区的每个CSI-RS天线端口的CSI-RS的发送子帧索引、发送子帧中的CSI-RS资源元素(RE)的时间-频率位置和关于CSI-RS序列的信息。

在LTE-A系统中，eNB需要针对高达8个天线端口中的每一个发送CSI-RS。用于针对不同的天线端口来发送CSI-RS的资源需要是正交的。当eNB针对不同的天线端口发送CSI-RS时，eNB可以通过将用于天线端口的CSI-RS映射到不同的RE来通过FDM/TDM正交地分配资源。另选地，可以根据将用于不同的天线端口的CSI-RS映射到正交代码的CDM来发送CSI-RS。

当eNB将关于CSI-RS的信息告知属于其小区的UE时，eNB需要将关于用于每个天线端口的CSI-RS被映射到的时间-频率的信息告知UE。具体地，信息包括发送CSI-RS的子帧的数目、CSI-RS发送周期、发送CSI-RS的子帧偏移、发送天线的CSI-RS RE的OFDM符号的数目、频率间隔以及频率轴中的RE的偏移或移位值等。

使用超高频带的通信系统

在长期演进(LTE)/LTE高级(LTE-A)系统中，按需要规定并且如下地描述用户设备与基站的振荡器的误差值。

-UE方频率误差(在TS 36.101中)

与从E-UTRA节点B接收到的载波频率相比，UE调制的载波频率应当精确到在一个时隙(0.5ms)的时段内观察到的±0.1PPM内

-eNB方频率误差(在TS 36.104中)

频率误差是实际BS发送频率与指派频率之差的量度。

此外，在表9中描述了取决于基站的类型的振荡器精度。

[表9]

BS级	精度
		广域BS	±0.05ppm
局域BS	±0.1ppm
		家用BS	±0.25ppm

因此，当基站与用户设备之间的振荡器的最大差值为±0.1ppm并且当在一个方向上出现误差时，可能出现0.2ppm的最大偏移值。通过将偏移值乘以中心频率，将此偏移值转换成适于每个中心频率的赫兹单位。

此外，在OFDM系统中，基于音调间隔，CFO值不同地出现。通常，尽管CFO值大，但是对具有足够大的频率音调间隔的OFDM系统的影响相对小。因此，实际CFO值(绝对值)需要被表示为影响OFDM系统的相对值，这被称为归一化CFO。归一化CFO被表示为通过将CFO值除以频率音调间隔而获得的值。表10示出了每个中心频率和振荡器的误差值的CFO和归一化CFO。

[表10]

在表10中，当中心频率为2GHz(例如，LTE Rel-8/9/10)时，假定频率音调间隔(15kHz)。当中心频率为30GHz、60GHz时，使用104.25kHz的频率音调间隔来防止相对于每个中心频率考虑多普勒影响的性能劣化。表2仅仅是示例，并且显而易见，可以针对中心频率使用不同的频率音调间隔。

此外，在用户设备高速移动的情形或者用户设备在高频带中移动的情形中，发生大的多普勒扩展现象。多普勒扩展导致频域中的扩展。结果，从接收器的角度来看，这产生了接收到的信号的失真。多普勒扩展可以被表示为f_doppler＝(v/λ)cosθ。在这种情况下，v是用户设备的移动速度，并且λ意指所发送的无线电波的中心频率的波长。θ意指接收到的无线电波与用户设备的移动方向之间的角度。θ为0的情况被描述为前提条件。

在这种情况下，相干时间与多普勒扩展成反比。如果相干时间被限定为其中时域中的信道响应的相关值为50％或更大的时间区间，则它被表示为

在无线通信系统中，主要使用式15，式15指示针对多普勒扩展的式与针对相干时间的式之间的几何平均值。

[式15]

新无线电接入技术系统

随着更多的通信装置要求更大的通信容量，需要与现有的无线电接入技术(RAT)相比增强的移动宽带通信。此外，还考虑了通过连接多个装置和事物在任何时间任何地点提供各种服务的大规模机器型通信(MTC)。此外，讨论了其中考虑对可靠性和延时敏感的服务/UE的通信系统设计。

讨论了考虑引入如上所述的增强的移动宽带通信、大规模MTC和超可靠低延时通信(URLLC)的新无线电接入技术。在本公开中，为了方便的缘故，对应的技术被称为新RAT(下文中，NR)。

使用诸如毫米波这样的超高频带的通信系统使用物理特性与相关技术中的LTE/LTE-A通信系统不同的频带。结果，在使用超高频带的通信系统中，讨论类型与相关技术中的通信系统中所使用的资源区域的结构不同的资源结构。图16例示了新通信系统中的下行链路资源结构的示例。

当考虑由在水平轴上的14个正交频分复用(OFDM)符号和在垂直轴上的12个频率音调构成的资源块(RB)对时，可以将前两个(或三个)OFDM符号1610分配给控制信道(例如，物理下行链路控制信道(PDCCH))，可以将解调参考信号(DMRS)分配给下一个到两个OFDM符号1620，并且可以将剩余的OFDM符号1630分配给数据信道(例如，物理下行链路共享信道(PDSCH))。

此外，在图16中例示的资源区域结构中，可以将用于CPE(或CFO)估计的PCRS、PNRS或PTRS加载到被分配数据信道的区域1630的一些资源元素(RE)并且被发送到UE。该信号可以是用于估计相位噪声的信号，并且如上所述，该信号可以是导频信号或通过改变或复制数据信号而获取的信号。

本公开提出了在下行链路或上行链路中发送用于信道估计的DMRS的方法。

参照图17和图18，可以根据天线端口的数目将用于估计信道的解调参考信号映射到一个符号或两个符号。

具体地，可以通过以下方法生成上行链路DMRS和下行链路DMRS，并且将它们映射到资源区域。图17例示了根据类型1的映射到物理资源的上行链路或下行链路DMRS的一个示例，并且图18例示了根据类型2的映射到物理资源的上行链路或下行链路DMRS的一个示例。

通过将解调参考序列映射到OFDM符号来生成用于对上行链路数据或下行链路数据进行解调的解调参考信号。

解调参考信号序列可以根据如图17和图18中例示的映射类型被映射到一个或两个OFDM符号，并且可以采用用于端口复用的CDM方案。

下文中，将分别详细地描述用于上行链路数据的DMRS和用于下行链路数据的DMRS。

用于PUSCH的解调参考信号

当不准许针对PUSCH的变换预编码时，用下式16来生成用于生成下行链路DMRS的参考信号序列r(m)。

在这种情况下，不准许针对PUSCH的变换预编码的情况的一个示例可以包括生成CP-OFDM方案发送信号的情况。

[式16]

这里，c(i)意指伪随机序列。

当准许针对PUSCH的变换预编码时，用下式17来生成参考信号序列r(m)。

在这种情况下，准许针对PUSCH的变换预编码的情况的一个示例可以包括生成DFT-S-OFDM方案发送信号的情况。

[式17]

如图18和图19中例示的，根据由较高层参数给出的类型1或类型2，将所生成的PUSCH的DMRS映射到物理资源。

在这种情况下，DMRS可以根据天线端口的数目映射到单个符号或两个符号。

当不准许变换预编码时，可以用下式18将参考信号序列r(m)映射到物理资源。

[式18]

k′＝0，1

在上式18中，在PUSCH发送的开始相对地限定1，并且用下表11和表12给出w_f(k′)、w_t(l′)和Δ。

下表11示出了用于类型1的PUSCH的DMRS的参数的一个示例。

[表11]

下表12示出了用于类型2的PUSCH的DMRS的参数的一个示例。

[表12]

下表13示出了根据较高层参数UL_DMRS_dur的时域索引l′和所支持的天线端口p的一个示例。

[表13]

表14示出了PUSCH的DMRS的起始位置

的一个示例。

[表14]

用于PDSCH的解调参考信号

用下式19来生成用于生成下行链路DMRS的参考信号序列r(m)。

[式19]

这里，c(i)意指伪随机序列。

如图7和图8中例示的，根据由较高层参数给出的类型1或类型2，将所生成的PDSCH的DMRS映射到物理资源。

在这种情况下，可以用下式20将参考信号序列r(m)映射到物理资源。

[式20]

k′＝0，1

在上式20中，在时隙的开始相对地限定1，并且用下表15和表16给出w_f(k′)、w_t(l′)和Δ。

时间轴索引l’和所支持的天线端口p根据下表11取决于较高层参数DL_DMRS_dur而变化。i值根据映射图案取决于表14中给出的较高层参数而变化。

-对于PDSCH映射图案A：如果较高层参数DL_DMRS_typeA_pos等于3，则l₀＝3，否则，则l₀＝2。

-对于PDSCH映射图案B：l₀被映射到其中调度了DMRS的PDSCH资源中的第一OFDM符号。

下表15示出了用于PDSCH的DMRS配置类型1的参数的一个示例。

[表15]

下表16示出了用于PDSCH的DMRS配置类型2的参数的一个示例。

[表16]

下表17示出了作为PDSCH DMRS的持续时间的l’的一个示例。

[表17]

下表18示出了PDSCH的DMRS的起始位置

的一个示例。

[表18]

如图19中例示的，DMRS端口索引可以根据DMRS的映射类型而变化。

具体地，当DMRS的映射类型为上述的类型1时，DMRS端口索引被示出在图19的(a)和下表19中。

[表19]

具体地，当DMRS的映射类型为上述的类型2时，DMRS端口索引被示出在图19的(b)和下表20中。

[表20]

参照图20和图21，除了默认配置的DMRS之外，还可以配置和发送附加DMRS，以便在高多普勒环境中补偿信道。

具体地，当如图17和图18中所描述地以OFDM符号为单位配置DMRS时，如果为了快速解码速度而在符号当中的前面符号中配置了DMRS，则可能出现信道补偿问题。

即，在高多普勒环境的情况下，由于信道变化量在一个时隙(或子帧)中大，因此难以仅使用在前面符号中配置的DMRS来执行适宜的信道补偿。

因此，为了解决该问题，可以通过在后面OFDM符号中配置DMRS来补偿信道。

下文中，在本公开中默认配置的DMRS将被称为第一DMRS或前置DMRS，并且附加配置的DMRS将被称为第二DMRS或附加DMRS。

参照图22至图25，当应用针对资源块的跳频时，对于每个资源块，DMRS可以被应用于不同OFDM符号或同一OFDM符号。

下文中，被跳频的特定资源区域可以被称为跳，并且当在上行链路数据发送时执行跳频时，跳意指由映射到同一频带的频率资源的连续OFDM符号构成的物理层资源。

具体地，在NR中发送上行链路的情况下，eNB可以向UE指示或配置跳频操作，以便通过使用频率分集效应来增强数据的发送/接收性能。

例如，eNB可以将包括指示是否向UE执行跳频的指示符的较高层信令和/或DCI信令发送给UE，并且UE可以基于从eNB发送的指示来确定是否应用跳频。

例如，eNB将跳频PUSCH、跳频偏移设置、

或

中的至少一个参数发送到UE，以通告与跳频相关的信息。

如下地限定每个参数。

-跳频PUSCH：指示是否应用跳频。

-跳频偏移设置：执行跳频时第一跳和第二跳之间的频率偏移。

-

构成第一跳的OFDM符号的数目

-

构成第二跳的OFDM符号的数目

可以通过较高层信令和/或DCI信令配置eNB向UE通告与跳频相关的信息的参数或者将参数限定为eNB和UE之间的固定值，或者可以将参数的值限定为通过特定规则来确定。即，eNB可以向UE发送包括指示是否跳频的指示符以及用于跳资源的资源信息的控制信息。

当UE从eNB接收到控制信息时，UE可以通过执行跳频将根据特定图案映射的DMRS和上行链路数据发送到eNB。

eNB可以通过使用接收到的DMRS来估计信道补偿所需的信道值，并且通过使用所估计的信道值为上行链路数据补偿信道。

此后，eNB可以通过相对于上行链路数据执行解调和解码处理来检测从UE发送的数据。

当应用针对资源块的跳频时，DMRS可以仅在被跳跃的跳的OFDM符号中发送或者在整个资源区域的OFDM符号中发送。

例如，当如图22中例示地应用针对PUSCH发送区域的跳频时，DMRS可以仅被发送到执行跳跃的PUSCH的发送区域。

在这种情况下，应用跳频的每跳可以包括DMRS被映射到的至少一个OFDM符号。

当应用跳频时，第二跳中的DMRS可以被映射到第一OFDM符号位置，如图22的(a)中例示的，或者被映射到第二OFDM符号之后的OFDM符号位置，如图22的(b)中例示的。

即，如图22的(a)中例示的，在其中发送PUSCH的第二跳中，DMRS可以被映射到位于第一跳的最后一个OFDM符号和第二跳的第一个OFDM符号之间的OFDM符号。

当如上所述设置第二跳的DMRS时，可以在接收侧增强数据的解码速度，并且由于第一跳的数据发送符号和第二跳的DMRS发送符号彼此不交叠，因此具有能够保持第二跳的DMRS发送符号的低CM/PAPR特性的效果。

另选地，如图22的(b)中例示的，在第二跳中，DMRS可以被映射到位于第二跳的第一OFDM符号后面预定值的OFDM符号。

在这种情况下，预定值可以是固定的或可配置的值。

由于NR中更高阶的MU-MIMO是重要特征之一，因此可以在如图23的(b)中例示的执行跳频的UE和如图23的(a)中例示的不执行跳频的UE之间执行MU-MIMO。

在这种情况下，为了保证在UE中配置的DMRS的正交性，DMRS可以被配置为被映射到经历MU-MIMO的所有UE当中的同一OFDM符号。

即，为了防止在执行跳频的UE和不执行跳频的UE之间不同地配置DMRS被映射到的OFDM符号的位置，执行跳频的UE的DMRS被映射到的OFDM符号的位置可以改变。

例如，当如图23的(a)中例示地执行了与不执行跳频的UE的MU-MIMO，执行跳频的UE的第二DMRS被如图23的(c)中例示地映射，以执行与不执行跳频的UE的MU-MIMO。

具体地，UE从eNB接收上述的控制信息。

除了指示频率是否跳跃的指示符和指示跳跃的资源区域的资源信息之外，控制信息还可以包括指示第一DMRS和第二DMRS的映射图案的图案信息。

此后，UE基于从eNB发送的控制信息发送DMRS和上行链路数据。在这种情况下，可以基于控制信息中所包括的映射图案来配置DMRS。

作为另一实施方式，如图24中例示的，可以根据跳间隔的数目来确定DMRS被映射到的OFDM符号。

即，当如图24中例示地在时隙中的特定间隔中执行跳频时，需要相对于特定间隔将DMRS发送到每个间隔的占用频带。

因此，由于可能需要与信道的多普勒无关地发送DMRS，因此DMRS可以被映射到OFDM符号并且在每跳中发送。

另选地，当PUSCH的跳间隔的数目和所发送DMRS的数目彼此不同时，可以与如图25的(a)和图25的(b)中例示的跳间隔和PUSCH的发送区域无关地在特定OFDM符号的整个频带中发送第一DMRS和第二DMRS。

图25的(a)例示了其中第一DMRS和第二DMRS中的每一个被映射到一个OFDM符号并被发送的方法的一个示例，并且图25的(b)例示了其中仅第一DMRS被映射到一个OFDM符号并被发送的方法的一个示例。

当如图25的(a)中例示地将DMRS映射到OFDM符号时，执行跳跃的UE和不执行跳跃的UE可以执行MU-MIMO操作。

即，由于DMRS被映射到特定OFDM符号并且在其中发送PUSCH的整个频带中被发送，因此与在所有UE中是否跳频无关，将DMRS映射到同一OFDM符号。

因此，由于保证了每个UE的正交性，因此与是否跳频无关，UE可以执行MU-MIMO操作。

在正常LTE系统中，当应用跳频时，固定的跳资源和DMRS被限定为根据eNB和UE之间预先约定的规则彼此映射。

然而，当在NR中应用跳频时，由于eNB可以向UE通告关于跳资源的信息，因此存在可以在配置资源时提供更高自由度的效果。

另外，当通过使用图22至图25中描述的跳频方法来发送DMRS时，接收到的数据的解码时间能减少，并且存在能支持执行跳频的UE和不执行跳频的UE之间的MU-MIMO的效果。

图26至图31是例示了应用本公开所提出的在UE之间执行MU-MIMO操作的解调参考信号的映射图案的一个示例的图。

参照图26至图31，可以在其中第一DMRS和第二DMRS被映射到同一位置或不同位置的UE之间执行MU-MIMO操作。

具体地，NR中的DMRS可以被划分为第一DMRS和第二DMRS并且被映射到OFDM符号。

第一DMRS可以以OFDM符号为单位限定以求快速解码速度，并且位于构成PDSCH或PUSCH的OFDM中的前面符号中。

另外，可以映射第二DMRS，以便与第一DMRS一起估计在时域中由于多普勒扩展、多普勒频移等相对于时变信道而变化的信道。

第一DMRS可以根据所构成的OFDM符号的数目被限定为1符号前置DMRS和2符号前置DMRS并且通过较高层信令或DCI信令配置。

另外，当第二DMRS与1符号前置DMRS一起被限定时，第二DMRS可以被限定为1符号附加DMRS，并且当第二DMRS与2符号前置DMRS一起被限定时，第二DMRS可以被限定为2符号附加DMRS。

下表21示出了1符号附加DMRS(从第0个符号开始)的数目和位置的一个示例。

[表21]

下表22示出了2符号附加DMRS(从第0个符号开始)的数目和位置的一个示例。

[表22]

如上所述，在NR中，构成第一DMRS的OFDM符号的数目可以根据UE而变化，并且第二DMRS的数目和位置也可以根据UE而变化。

当如此根据UE来不同地配置DMRS时，可以限定用于在具有不同配置的DMRS和相关信令的UE之间的MU-MIMO的方法。

下面，可以描述如上所述的根据UE不同地配置DMRS的情况的一个示例。

-构成第一DMRS的OFDM符号的数目或/和位置被不同地配置。

ex)UE 1：1符号前置DMRS，UE 2：2符号前置DMRS

-第二DMRS的数目或/和位置被不同地配置。

ex)UE 1：两个1符号附加DMRS，UE 2：一个1符号附加DMRS

-构成第一DMRS的OFDM符号的数目和/或位置以及第二DMRS的数目和/或位置被不同地配置。

ex)UE 1：一个2符号附加DMRS，UE 2：两个1符号附加DMRS

在以上示例中，可以假定DMRS的映射类型可以彼此相同。

在这种情况下，可以通过以下方法执行不同UE之间的MU-MIMO。

第一，eNB可以组合DMRS天线端口，以便仅在其中配置了同一DMRS的UE之间执行MU-MIMO操作。

具体地，eNB可以配置将相同的第一DMRS和第二DMRS配置为特定组的UE，并且仅在所配置的特定组中在不同的UE中配置不同的DMRS天线端口并且配置正交MU-MIMO或不同的DMRS序列以执行准正交MU-MIMO。

在这种情况下，配置相同DMRS意指，构成第一DMRS的OFDM符号的数目和位置彼此相同，构成第二DMRS的OFDM符号的数目和位置彼此相同，并且第一DMRS和第二DMRS的映射类型彼此相同。

如上所述，当仅在其中配置了相同DMRS的UE之间执行MU-MIMO时，UE可以假定仅具有与其中配置的DMRS相同的配置值的DMRS的UE可以被配置为执行MU-MIMO。

因此，由于UE可以在没有单独信令的情况下仅对在UE中配置的DMRS上进行MU配对的另一UE的端口执行检测，因此可以保持MU配对的UE之间的正交性并且可以从信令的角度以及从UE的角度简明地限定执行操作。

第二，当eNB组合DMRS天线端口以便在其中配置有不同DMRS的UE之间执行MU-MIMO操作时，eNB可以执行静音，以便不在特定资源区域中发送/接收数据。

具体地，当在其中配置有不同DMRS的UE之间配置了能够执行MU-MIMO的DMRS端口的组合时，eNB可以通过较高层信令(例如，RRC和/或MAC CE)和/或DCI信令在UE中配置指示数据在两个UE的DMRS没有彼此交叠的区域中不是被发送而是被静音的配置值。

即，当在其中执行MU-MIMO的UE之间配置了不同的DMRS时，eNB可以进行配置以便在特定资源区域中不从eNB发送数据或者不向eNB发送数据，从而保护另一UE的DMRS。

在这种情况下，配置不同的DMRS意指，构成第一DMRS的OFDM符号的数目和位置、构成第二DMRS的OFDM符号的数目和位置以及第一DMRS和第二DMRS的映射类型中的至少一者是不同的。

另外，可以将配置值限定为诸如执行速率匹配或发送干扰层/端口的特定OFDM符号的位置集和/或频率图案(例如，梳形偏移或RE组偏移)这样的类型。

下表23示出了配置值的一个示例。

[表23]

状态	OFDM符号索引	频率图案
			pattern_mupaired_ue＝0	7<sup>th</sup>	梳形偏移图案0
pattern_mupaired_ue＝1	7<sup>th</sup>,11<sup>th</sup>	梳形偏移图案0
			pattern_mupaired_ue＝2	7<sup>th</sup>	梳形偏移图案1
pattern_mupaired_ue＝3	7<sup>th</sup>,11<sup>th</sup>	梳形偏移图案1
			pattern_mupaired_ue＝4	7<sup>th</sup>	RE组偏移图案0
pattern_mupaired_ue＝5	7<sup>th</sup>,11<sup>th</sup>	RE组偏移图案0
			pattern_mupaired_ue＝6	7<sup>th</sup>	RE组偏移图案1
pattern_mupaired_ue＝7	7<sup>th</sup>,11<sup>th</sup>	RE组偏移图案1
			pattern_mupaired_ue＝8	7<sup>th</sup>	RE组偏移图案2
pattern_mupaired_ue＝9	7<sup>th</sup>,11<sup>th</sup>	RE组偏移图案2
			pattern_mupaired_ue＝10	7<sup>th</sup>	完全占用
pattern_mupaired_ue＝11	7<sup>th</sup>,11<sup>th</sup>	完全占用
			pattern_mupaired_ue＝12	预留	预留
pattern_mupaired_ue＝13	预留	预留
			pattern_mupaired_ue＝14	预留	预留
pattern_mupaired_ue＝15	预留	预留

在表23中，OFDM符号索引可以意指执行静音(速率匹配)的OFDM符号索引。

频率图案可以表示DMRS在特定OFDM符号中具有的图案，如图26中例示的。

在图26中，C1、C2、C3、C4、C5和C6表示表23的梳形偏移图案0、梳形偏移图案1、RE组偏移图案0、RE组偏移图案1、RE组偏移图案2和完全占用的示例。

当如图27中例示地将“pattern_mupaired_ue＝5”作为表23中的配置值向特定UE指示时，UE在对应区域中执行静音。

图28的(a)例示了在UE 1中配置一个1符号附加DMRS的情况，并且图28的(b)例示了在UE 2中配置两个1符号附加DMRS的情况。

在这种情况下，如图28的(c)中例示的，当UE 1和UE 2经历MU-MIMO时，eNB可以指示数据在作为UE 2将DMRS发送到UE 1的资源区域的对应OFDM符号索引7的资源区域中不被发送/接收而是被静音。

在图28的(a)至图28的(c)中，意指DMRS的区域由整个特定OFDM符号表示，但是明显的是，实际DMRS发送所占用的RE可以根据在实际UE中配置的DMRS图案而变化。

在这种情况下，eNB可以指示可以通过较高层信令(例如，RRC和/或MAC CE)和/或DCI信令与每个UE进行MU配对的天线端口上的信息。

当通过这种方法在其中DMRS的配置彼此不相同的两个UE之间执行MU-MIMO时，由于可以向其中两个UE的DMRS彼此不交叠的区域中的特定UE指示是否执行静音，因此能保护另一UE的DMRS并且即使在其中配置有不同DMRS的UE之间也可获得正交MU-MIMO操作。

第三，当eNB组合DMRS天线端口以便在其中配置有不同DMRS的UE之间执行MU-MIMO操作时，eNB可以发送与UE的DMRS的配置相关的配置值。

具体地，当其中配置有不同DMRS的UE被配置为执行MU-MIMO操作时，eNB可以通过较高层信令(例如，RRC和/或MAC CE)和/或DCI信令向UE指示与和每个UE进行MU配对的另一UE的DMRS配置相关的配置信息。

另外，当相对于MU配对的不同UE出现其中DMRS彼此不交叠的特定资源区域时，eNB可以指示其中配置有DMRS的UE发送/接收DMRS，并且指示其中没有配置DMRS的UE防止在该特定资源区域中发送/接收数据。

即，eNB可以将与对方UE的DMRS配置相关的配置信息发送到MU配对的UE中的每一个，并且在其中发送MU配对的UE的DMRS的资源区域可以被静音，以便防止另一UE发送/接收数据来保护对应的DMRS。

另外，当通过信令由eNB指示的另一MU配对的UE的DMRS配置信息与UE中所配置的DMRS配置信息不同时，特定资源区域中的其中配置有DMRS的UE可以假定在特定资源区域中发送DMRS并且执行数据接收和信道估计处理。

另外，特定资源区域中的未配置有DMRS的UE可以假定在特定资源区域中不发送数据并且执行数据接收和信道估计处理。

在这种情况下，配置信息可以包括指示MU配对的UE的第一DMRS和第二DMRS被分别映射到的符号的数目和位置的参数。

例如，当其中如图30的(a)中例示地配置第一DMRS和第二DMRS的UE 1和其中如图30的(b)中例示地配置第一DMRS和第二DMRS的UE 2被UE配对时，UE可以将UE 2的DMRS配置信息发送到UE 1并且将UE 1的DMRS配置信息发送到UE 2。

即，UE 1可以从eNB接收包括UE 2的第一DMRS和第二DMRS被映射到的OFDM符号的数目和符号索引的配置信息。

从eNB接收配置信息的UE 1可以识别数据在OFDM符号索引“7”中不被发送/接收而是被静音。

此后，UE可以假定数据在OFDM符号索引“7”中不被发送/接收而是被静音，并且执行数据接收和信道估计过程。

相反，UE 2可以从eNB接收包括UE 1的第一DMRS和第二DMRS被映射到的OFDM符号的数目和符号索引的配置信息。

因此，UE 2可以在OFDM符号索引“3”和“11”中检测由于MU配对的UE 1引起的干扰信道。

另选地，如图30的(a)和图30的(b)中例示的，当UE 1和UE 2的第二DMRS的位置彼此完全不同时，UE 1可以识别通过eNB的配置信息将MU配对的UE 2的DMRS配置在与UE 1不同的OFDM符号位置处。

UE 1可以识别UE 2在OFDM符号索引“7”中发送DMRS并且假定数据在OFDM符号索引“7”中不被发送/接收而是被静音，并且执行数据发送/接收和信道估计过程。

UE还可以假定数据在OFDM符号索引“9”中不被发送/接收而是被静音，并且执行数据发送/接收和信道估计过程。

在这种情况下，eNB可以通过较高层信令和/或DCI信令发送可以与UE进行MU配对的天线端口上的信息。

eNB通过减少UE将在其中执行盲检测的端口候选的这种方法来指示可以与UE进行MU配对的天线端口上的信息。

第四，eNB可以组合DMRS天线端口，以便仅在其中DMRS的配置值当中的一些配置值彼此相同的UE之间执行MU-MIMO。

例如，eNB可以组合DMRS天线端口，使得在其中第一DMRS的映射图案或被映射OFDM符号的数目中的至少一个相同的UE之间执行MU-MIMO，或者组合DMRS天线端口，使得在第二DMRS的映射图案、被映射OFDM符号的数目、被映射OFDM符号的位置或第一DMRS和第二DMRS的DMRS序列中的至少一个相同的UE之间执行MU-MIMO。

在这种情况下，可以预先将不同UE之间的彼此相同的一些配置值配置成eNB和UE之间的固定值，或者通过较高层信令(例如，RRC和/或MAC CE)和/或DCI信令在UE中配置这些配置值。

当eNB配置DMRS天线端口的组合以使得满足此条件的UE可以执行MU-MIMO时，eNB可以向UE通告通过较高层信令(例如，RRC和/或MAC CE)和/或DCI信令不同配置的一些配置值的UE配置信息。

即，MU配对的UE可以从eNB接收对方UE的DMRS配置值当中的与其不同配置的配置值的配置信息。

当因为一些配置值相对于被MU配对的不同UE而言彼此不同而出现其中DMRS彼此不交叠的特定资源区域时，eNB可以将DMRS发送到该特定资源区域中的其中配置有DMRS的UE，或者指示UE发送DMRS。

另外，eNB可以不向特定资源区域中的未被配置DMRS的UE发送数据，或者可以指示UE不发送数据。

即，eNB可以将与对方UE的DMRS配置相关的配置信息发送到MU配对的UE，并且MU配对的UE可以通过从eNB发送的配置信息来识别与对方UE类似配置的配置值(第一配置值)和与对方UE不同配置的配置值(第二配置值)。

通过第一配置值和第二配置值识别与对方UE不同配置的配置值的UE可以不在其中对方UE发送DMRS的资源区域中执行数据发送/接收。

另外，UE可以假定在对方UE在其中发送DMRS的资源区域中不发送/接收数据，并且执行数据接收和信道估计过程。

作为本公开的另一实施方式，eNB可以仅将配置信息中所包括的第二配置值发送到UE，并且基于第二配置值执行此操作。

当使用此方法时，由于仅将第二配置值发送到UE，因此能降低信令开销。

例如，eNB可以配置DMRS天线端口组合，在DMRS天线端口组合中，只有其中构成第一DMRS的OFDM符号的数目和位置相同的UE(例如，UE 1和UE 2)才可以执行MU-MIMO。

在这种情况下，eNB可以向UE 1发送其中配置有UE 2的第二DMRS的OFDM符号的数目和位置的配置信息，并且UE 1可以假定不在其中基于从eNB发送的配置信息配置UE 2的第二DMRS的资源区域中发送数据，并且执行信道估计。

另选地，eNB可以配置DMRS天线端口组合，在DMRS天线端口组合中，只有其中第二DMRS被映射到的OFDM符号的数目和位置相同的UE(例如，UE 1和UE 2)才可以执行MU-MIMO。

在本公开的实施方式中，当存在多个MU配对的UE时，配置信息可以包括所述多个UE的所有配置值或者可以包括所述多个UE的所有映射图案的特定配置值。

下表24示出了当多个UE被UE配对时的配置信息的一个示例。

[表24]

指示附加DMRS的数目的参数	附加DMRS的数目
		num_add_dmrs＝0	0(仅前置DMRS)
num_add_dmrs＝1	1(一个1符号附加DMRS)
		num_add_dmrs＝2	2(两个1符号附加DMRS)

“num_add_dmrs”表示第二DMRS被映射到的OFDM符号的数目。图31的(a)至图31的(c)例示了根据“num_add_dmrs”的值的DMRS的映射图案的一个示例。

在表24中，针对{UE 1,UE 2,UE 3,UE 4}配置的num_add_dmrs可以为{0,1,1,2}，并且当UE 1、UE 2、UE 3和UE 4被UE配对时，可以包括用针对被MU配对的多个UE而配置的DMRS的配置值表示的所有DMRS图案的特定配置值可以变为num_add_dmrs＝2。

即，可以包括多个UE的所有DMRS映射图案的配置值可以变为num_add_dmrs＝2。

因此，eNB将包括num_add_dmrs＝2的配置信息发送给所有MU配对的UE，结果，相应MU配对的UE可以识别用于其它UE的DMRS的配置值。

另外，即使没有将UE的DMRS配置为保护被MU配对的其它UE的DMRS，识别其它UE的DMRS的配置值的UE也将其中针对其它UE配置DMRS的资源区域静音。

作为另一实施方式，针对{UE 1,UE 2,UE 3,UE 4}配置的num_add_dmrs可以为{0,1,1,0}，并且当UE a、UE b、UE c和UE d被UE配对时，特定的配置值可以变为num_add_dmrs＝1。

作为本公开的又一实施方式，当eNB配置DMRS天线端口的组合以便在其中仅一些配置值彼此相同的UE之间执行MU-MIMO操作时，eNB可以将在UE之间彼此相同的一些配置值限制于特定配置值。

具体地，当天线端口被组合以在其中一些配置值彼此相同的UE之间执行MU-MIMO时，由于经历MU-MIMO的UE的不同DMRS的配置值以及应该被发送到UE的配置值的数目增加，导致RS开销会增加，结果，信令开销会增加。

因此，为了阻止RS开销并减少信令开销，可以将应该彼此相同的DMRS的配置值限于特定配置值。

例如，在图31的(a)至图31的(d)分别是UE 1、UE 2、UE 3和UE 4的DMRS的映射图案的情况下，UE 1至UE 3与UE 4进行MU-MIMO，RS开销增加。

即，在UE 1至UE 3与UE 4被UE配对的情况下，由于因DMRS的映射图案，能够发送数据的大量资源应该被静音，因此不必要的RS开销增加。

特别地，由于没有以UE 4的DMRS映射图案的子集形式限定UE 3的DMRS映射图案，因此当UE 3针对与UE 4的MU配对执行静音时，RS开销变得非常大。

因此，配置值可以被限制于特定配置值，以便防止相对于图31的(d)中例示的DMRS配置的MU配对，这样会增加过量的RS开销。

例如，eNB可以将具有在图31的(a)至图31的(c)中例示的DMRS映射图案的UE配置为彼此MU配对，并且具有在图31的(d)中例示的DMRS映射图案的UE可以将具有相同DMRS映射图案的UE配置为彼此MU配对。

在这种情况下，可以将特定配置值限定为eNB和UE之间的预定固定值，或者eNB可以通过较高层信令和/或DCI信令将特定配置值发送到UE。

下表25示出了特定配置值的一个示例。

[表25]

在表25中，{}中的配置值可以意指MU-MIMO可用于其中配置有DMRS的不同UE。

例如，在其中意指可以为MU-MIMO的DMRS配置值的组合的group_mupaired_dmrsconfig被配置为0的UE的情况下，第一DMRS被映射到的OFDM符号的数目彼此不同(如同1和2)的UE之间的MU-MIMO可能不可获得。

另外，在第二DMRS被映射到的OFDM符号的数目被配置为0、1和2的UE之间可进行MU-MIMO，并且OFDM符号的数目被配置为3的UE可以仅与OFDM符号的数目被配置为3的另一UE进行MU-MIMO。

作为另一示例，在其中group_mupaired_dmrsconfig的值被配置为“4”的UE的情况下，在第一DMRS被映射到的OFDM符号的数目被配置为彼此不同(1和2)的UE之间，也可进行MU-MIMO。

另外，在第二DMRS被映射到的OFDM符号的数目被配置为0和1的UE之间可进行MU-MIMO，OFDM符号的数目被配置为2的UE可以仅与OFDM符号的数目被配置为2的另一UE进行MU-MIMO，并且OFDM符号的数目被配置为3的UE可以仅与OFDM符号的数目被配置为3的另一UE进行MU-MIMO。

当使用这种方法时，由于附加信令导致的信令开销会增加，但是eNB可以根据情况灵活地配置和控制MU-MIMO。

eNB可以通过较高层信令(例如，RRC和/或MAC CE等)和/或DCI信令指示UE执行静音，而不将数据发送到除了在其中配置有DMRS的OFDM符号中DMRS被映射到的RE之外的RE。

另选地，UE可以基于eNB和UE之间的预定值，不相对于除了在OFDM中DMRS被映射到的RE之外的RE发送数据而是将数据静音。

在这种情况下，可以针对其中配置有DMRS的所有OFDM符号应用同一方法。即，可以在所有DMRS符号中类似地执行DMRS符号中的速率匹配。

作为本公开的又一实施方式，当多个UE执行MU-MIMO时，eNB可以配置DMRS天线端口组合，以便仅在其中配置有第二DMRS被映射到的至少一个OFDM符号的UE当中的具有相同DMRS配置值的UE之间执行MU-MIMO。

该实施方式甚至可以应用于针对不同UE配置不同DMRS序列的准正交MU-MIMO的情况。

在这种情况下，UE可以假定只有当第二DMRS应用于至少一个OFDM符号时，只有具有与针对其配置的DMRS配置值相同的配置值的UE才与其执行MU-MIMO。

因此，由于UE可以在没有单独信令的情况下仅对在UE中配置的DMRS上进行MU配对的另一UE的端口执行检测，因此可以保持MU配对的UE之间的正交性，并且从信令的角度以及从UE的角度看，执行操作可以是简明的。

作为本公开的又一实施方式，当多个UE执行MU-MIMO时，eNB可以配置DMRS天线端口组合，以便在其中没有被配置第二DMRS的UE当中的其中配置有不同第一DMRS的UE之间执行MU-MIMO。

具体地，第二DMRS被映射到的OFDM符号的数目和位置可以被不同地配置。因此，当第二DMRS被映射到的OFDM符号的数目和位置被不同配置的UE之间执行MU-MIMO时，信令开销会增加并且UE的接收复杂度会增加。

然而，当未配置第二DMRS并且仅配置了第一DMRS时，由于第一DMRS的可用配置值仅限于1符号前置DMRS和2符号前置DMRS，因此可以准许UE之间的MU-MIMO，以便减少这种情况下对MU-MIMO的限制。

当未配置第二DMRS时，UE可以假定除了具有与其相同的第一DMRS配置值的UE之外，还可以将具有与其不同的第一DMRS配置值的UE配置成执行MU-MIMO。

具体地，UE不假定仅具有与针对其配置相同的第一DMRS的配置值的UE被MU配对，并且可以通过使用可以被MU配对的第一DMRS的配置值来对被MU配对的天线端口执行盲检测。

在这种情况下，由于与MU-MIMO相关的信息的信令减小，因此信令开销能减少。

另选地，eNB可以相对于第一DMRS的映射与MU配对的UE没有交叠的资源区域，通过较高层信令(例如，RRC和/或MAC CE)和/或DCI信令向UE指示指示数据不被发送/接收而是被静音的配置值。

eNB不向对应资源区域中的发送信令的UE发送数据，并且UE可以向对应区域中的eNB发送数据或者通过假定没有从eNB发送数据来执行数据接收和信道估计。

图26至图28中描述的第二方案的部分可以被应用于实施方式。

另选地，eNB可以通过较高层信令(例如，RRC和/或MAC CE)和/或DCI信令指示关于与每个UE MU配对的另一UE的第一DMRS的配置值的信息。

另外，当如上所述在MU配对的UE中出现其中第一DMRS的映射没有交叠的资源区域时，eNB可以将第一DMRS发送到对应资源区域中的其中配置有第一DMRS的UE，并且可以不将数据发送到对应资源区域中的其中没有配置第一DMRS的UE。

在这种情况下，当通过信令指示的另一MU配对的UE的第一DMRS的配置值不同于针对UE配置的第一DMRS配置值时，UE可以假定另一UE的第一DMRS被发送到对应资源区域并且执行数据接收和信道估计处理。

图30至图31中描述的第三方案的部分可以被应用于实施方式。

参照图32，DMRS与在第一DMRS中配置的数据之间的功率比的值可以被类似地应用于所有第二DMRS。

具体地，当如图32中例示地针对UE配置第一DMRS和第二DMRS时，由于与诸如CSI-RS这样的另一RS复用，导致数据可以在其中配置有特定第二DMRS的OFDM符号中被静音。

即，由于与第二DMRS被映射到的特定OFDM符号中的其它参考信号复用，导致无法在特定RE中发送/接收数据。

在这种情况下，将被静音RE的功率添加到第二DMRS，以提高RS。然而，当仅提高特定第二DMRS的发送功率时，针对UE配置的DMRS具有不同的发送功率，结果，DMRS与数据之间的功率比可以根据DMRS而变化，由此使UE的信道估计性能降低。

因此，eNB可以向UE指示不同DMRS与数据的功率比，以便保证UE的准确信道估计，或者相对于针对UE配置的所有DMRS，将DMRS与数据的功率比配置成相同的值。

在这种情况下，可以基于第一DMRS来配置DMRS与数据的功率比。

即使在图17至图32中仅描述了用于上行链路或下行链路的情况，在指定实施方式被限制地应用于上行链路或下行链路的情况下，除了上行链路之外，本公开的实施方式还可以应用于下行链路。

参照图33，UE从eNB接收与用于对下行链路数据进行解调的第一解调参考信号的配置相关的配置信息(S33010)。在这种情况下，配置信息可以包括与图20至图32中描述的配置信息和DMRS相关的参数。

此后，UE基于配置信息通过至少一个天线端口从eNB接收第一解调参考信号和下行链路数据(S33020)。

在这种情况下，可以通过使用图22至图25中描述的跳频在子帧中发送第一解调参考信号和下行链路数据，并且第一解调参考信号可以位于与如图17至图19中描述的另一天线端口上发送的至少一个另一解调参考信号相同的时间轴符号上。

UE可以通过这种方法从eNB接收下行链路数据和用于对下行链路数据进行解调的解调参考信号。

图33中描述的方法甚至可以应用于上行链路数据的发送。

即，eNB可以发送与用于对上行链路数据进行解调的解调参考信号的配置相关的配置信息，并且从UE接收解调参考信号和上行链路数据。

参照图34，UE从eNB接收与用于对下行链路数据进行解调的第一解调参考信号的配置相关的配置信息(S34010)。在这种情况下，配置信息可以包括与图20至图32中描述的配置信息和DMRS相关的参数。

此后，UE基于配置信息通过至少一个天线端口从eNB接收第一解调参考信号和下行链路数据(S34020)。

UE通过使用从eNB接收到的第一解调参考信号来估计信道补偿所需的信道值，并且通过使用所估计的信道值对接收到的下行链路数据执行信道补偿(S34030和S34040)。

此后，UE可以执行对经补偿的下行链路数据的解调和解码(S34050)。

图34中描述的方法甚至可以应用于UE将上行链路数据发送到eNB的情况。

这里，无线装置可以是eNB和UE，并且eNB包括宏eNB和小eNB二者。

如图35中例示的，eNB 3510和UE 3520包括通信单元(收发单元3513和RF 3523)、处理器3511和3521以及存储器3512和3522。

此外，eNB和UE还可以包括输入单元和输出单元。

通信单元3513和3523、处理器3511和3521、输入单元、输出单元以及存储器3512和3522在功能上连接，以执行本公开中提出的方法。

在接收到从PHY协议层产生的信息时，通信单元(收发单元3513和RF单元3523)将接收到的信息移动到射频(RF)频谱并且执行滤波、放大等并且向天线发送信息。另外，通信单元执行将由天线接收到的射频RF信号移动到可以由PHY协议处理的频带并且执行滤波的功能。

另外，通信单元还可以包括用于切换发送功能和接收功能的开关功能。

处理器3511和3521实现本说明书中提出的功能、处理和/或方法。无线电接口协议的层可以由处理器实现。

处理器可以被表示为控制部、控制器、控制单元、计算机等。

存储器3512和3522与处理器连接，以存储用于执行上行链路资源分配方法的协议或参数。

处理器3511和3521可以包括专用集成电路(ASIC)、其它芯片集、逻辑电路和/或数据处理设备。存储器可以包括只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、闪速存储器、存储卡、存储介质和/或其它存储装置。通信单元可以包括用于处理无线电信号的基带电路。当用软件实现实施方式时，可以用执行以上提到的功能的模块(处理、功能等)实现以上提到的技术。

模块可以被存储在存储器中并且由处理器来执行。存储器可以位于处理器的内部或外部，并且通过各种公知手段与处理器连接。

输出单元(显示部或显示单元)由处理器控制，并且将从处理器输出的信息与从通过键输入单元生成的键输入信号以及来自处理器的各种信息信号一起输出。

此外，尽管为了方便说明已经描述了附图，但是也能够将新的实施方式设计成通过将在各附图中所描述的实施方式进行合并来实现。另外，根据本领域技术人员的需要设计记录用于执行前述实施方式的程序的计算机可读记录介质也在本公开的范围内。

所描述的实施方式的配置和方法可以不受限制地应用于根据本公开的发送/接收参考信号的方法，但是相应实施方式的全部或一些可以被选择性地组合和配置，以便进行各种修改。

此外，根据本公开的用于发送/接收参考信号的方法可以被实现为在网络装置中设置的处理器可读记录介质中的处理器可读代码。处理器可读记录介质包括存储可以由处理器破译的数据的所有种类的记录装置。处理器可读记录介质的示例包括ROM、RAM、CD-ROM、磁带、软盘、光学数据存储装置等，并且还包括被实现为诸如通过互联网进行的传输这样的一种载波的装置。另外，处理器可读记录介质可以被作为代码进行存储和执行，这些代码可以分布在通过网络连接的计算机系统中并且以分布方法供处理器读取。

另外，尽管以上已经例示并描述了本公开的实施方式，但是本公开不限于以上提到的特定实施方式，在不脱离权利要求中所要求保护的本公开的主题的情况下，本公开所属技术领域的普通技术人员可以进行各种修改，并且这些修改不应该被独立于本公开的技术精神或范围来理解。

另外，在本公开中，描述了物体的发明和方法的发明二者，并且可以在有必要时对两个发明的描述进行补充。

工业实用性

主要描述了在本公开的无线通信系统中将RRC连接方法应用于3GPP LTE/LTE-A系统的示例，但是除了3GPP LTE/LTE-A系统之外，还能够将RRC连接方法应用于各种无线通信系统。

Claims

1.一种在无线通信系统中由终端发送参考信号的方法，该方法包括以下步骤：

从基站接收与用于对上行链路数据进行解调的第一解调参考信号的配置相关的配置信息；以及

基于所述配置信息，通过至少一个天线端口将所述第一解调参考信号和所述上行链路数据发送到所述基站，

其中，所述第一解调参考信号和所述上行链路数据是利用跳频在子帧中发送的，并且

其中，所述第一解调参考信号位于与在另一天线端口上发送的至少一个另一解调参考信号相同的时间轴符号上。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，以一跳为单位执行所述跳频，并且

其中，所述跳包括所述第一解调参考信号被映射到的至少一个正交频分复用OFDM符号。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一解调参考信号在所述子帧中的第一跳中被发送并且位于所述第一跳的第一OFDM符号中。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述配置信息包括指示是否应用所述跳频的第一参数或者指示所述子帧中的执行所述跳频的每跳的位置的资源信息中的至少一个。

5.根据权利要求1所述的方法，所述方法还包括以下步骤：

基于所述配置信息，通过所述至少一个天线端口向所述基站发送第二解调参考信号，

其中，所述第二解调参考信号在所述子帧中的第二跳中被发送并且位于所述第二跳的第一OFDM符号中。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述终端与另一终端执行上行链路多用户-多输入多输出MU-MIMO。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，所述配置信息还包括所述第一解调参考信号和所述第二解调参考信号的映射图案的图案信息，并且

其中，所述第一解调参考信号和所述第二解调参考信号被映射到的OFDM符号的位置与另一终端的解调参考信号被映射到的符号的位置相同。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述第一解调参考信号和所述第二解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置与所述另一终端的所述解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置相同。

9.根据权利要求7所述的方法，其中，当所述第一解调参考信号或所述第二解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置与所述另一终端的所述解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置不同时，将所述另一终端的所述解调参考信号被映射到的OFDM符号静音。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述配置信息还包括指示所述另一终端的所述解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置的配置信息。

11.一种在无线通信系统中发送参考信号的终端，该终端包括：

射频RF单元，该RF单元向外部发送无线电信号和从外部接收无线电信号；以及

处理器，该处理器在功能上与所述RF单元联接，

其中，所述处理器被配置为：

12.根据权利要求11所述的终端，其中，以一跳为单位执行所述跳频，并且

13.根据权利要求11所述的终端，其中，所述第一解调参考信号在所述子帧中的第一跳中被发送并且位于所述第一跳的第一OFDM符号中。

14.根据权利要求11所述的终端，其中，所述配置信息包括指示是否应用所述跳频的第一参数或者指示所述子帧中的执行所述跳频的每跳的位置的资源信息中的至少一个。

15.根据权利要求11所述的终端，其中，所述处理器被配置为基于所述配置信息，通过所述至少一个天线端口向所述基站发送第二解调参考信号，并且

16.根据权利要求15所述的终端，其中，所述终端与另一终端执行上行链路多用户-多输入多输出MU-MIMO。

17.根据权利要求16所述的终端，其中，所述配置信息还包括所述第一解调参考信号和所述第二解调参考信号的映射图案的图案信息，并且

18.根据权利要求17所述的终端，其中，所述第一解调参考信号和所述第二解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置与所述另一终端的所述解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置相同。

19.根据权利要求17所述的终端，其中，当所述第一解调参考信号或所述第二解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置与所述另一终端的所述解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置不同时，将所述另一终端的所述解调参考信号被映射到的OFDM符号静音。

20.根据权利要求19所述的终端，其中，所述配置信息还包括指示所述另一终端的所述解调参考信号被映射到的OFDM符号的数目和位置的配置信息。