JP2020513221A - 電子安定器インターフェース回路 - Google Patents

Abstract

電子安定器を照明装置に接続するためのインターフェース回路が提案されており、前記インターフェース回路においては、前記インターフェース回路の結合構成の制御は、前記電子安定器の周波数に依存する。とりわけ、前記インターフェース回路の結合構成は、制御装置によって安定器周波数に基づいて制御される。

Description

本発明は、インターフェース回路の分野に関し、とりわけ、電子安定器のためのインターフェース回路に関する。

管照明装置は、工業用又は家庭用の建物を照明するためによく使用されている。典型的には、このような管照明装置は、水銀を含む蛍光管を含み、蛍光管を流れる電流が管を発光させる。

幾つかの管照明装置は、蛍光管に交流電流を供給するよう適合される電子安定器を含む。とりわけ、電子安定器は、逃走電流が蛍光灯に損傷をもたらさないことを確実にするために蛍光管を流れる電流を調整する。一般に、このような電子安定器は高周波交流電流を出力し、これは管照明装置の効率を高める。

最近、蛍光管をＬＥＤ装置に置き換えることがますます望まれるようになっている。これは、耐用年数の増加、より高い効率及び（水銀などの）潜在的に危険な材料の使用の削減などの理由のためであり得る。従って、電子安定器の出力をＬＥＤ装置に適した形態に変換し得る装置が必要とされている。

最も単純な事例においては、ＬＥＤストリングは、高周波ＡＣ電力をＤＣに変換するためのダイオードブリッジ及びリップル電流を平滑化するためのコンデンサを用いて、電子安定器に接続され得る。ＬＥＤストリング電圧が蛍光管の燃焼電圧に実質的に近くなるよう選択される場合には、ＬＥＤストリングは蛍光管と同様の電力及び電流を受け取ることになる。

更なる要望は、ＬＥＤ装置の調光である。これは、現在、安定器からＬＥＤ装置をバイパスするシャントスイッチによって行われている。とりわけ、安定器を円滑に動作させるために、このシャントスイッチは、安定器によって供給される交流電流の各サイクル中の或る期間にわたって安定器の出力を短絡させる。シャントスイッチが各サイクル中にどれだけ長く安定器の出力を短絡させるかを変えることによって、ＬＥＤ装置に供給される電力のデューティサイクルが制御されることができ、ＬＥＤ装置の出力強度の制御（即ち、調光制御）を可能にする。

US20150181667A1は、蛍光灯安定器とＬＥＤとの間の駆動回路を開示している。それはシャントスイッチ２１を有し、コントローラ３１が、スイッチ２１のスイッチング周波数と蛍光灯安定器のスイッチング周波数との同期を処理する。

本明細書に記載されているように、シャントスイッチの周波数は、好ましくは、安定器出力の周波数と同期され、故に、安定器出力の各周期において、或る特定の部分がシャントされ、従って、調光は安定し得る。さもなければ、制御ループがオープンになるかもしれず、制御が失われる。

しかしながら、異なる電子安定器は異なる動作周波数を有する。現在、汎用シャントスイッチは、それらの動作周波数がほぼ同じである場合にのみ、様々な安定器に対して供給されることができる。しかしながら、シャントスイッチがより多くの安定器に対応する場合には、特に、それらの動作周波数が重ならない場合には、大きな課題がある。例えば、５００ｋＨｚの動作周波数を持つ第１電子安定器の場合は、ＡＣ出力の１つの半サイクルの期間は１０μｓである。５０％減光を供給する際には、シャントスイッチの継続時間は、例えば、５μｓである。しかし、第１電子安定器が４００ｋＨｚの動作周波数を持つ第２安定器と交換される場合には、出力半サイクルの期間は１２．５μｓとなり、この同じ５μｓのシャントは１２．５μｓの４０％しか占めない。従って、第２電子安定器のデューティサイクルは第１電子安定器のデューティサイクルよりも小さく、ＬＥＤ装置の出力強度は両方の電子安定器に対して同様又は同じにはならない。

更に、単一の安定器が広い範囲の動作周波数を持ち得る。通常動作モードにおけるその出力周波数は、深い減光モード又はスタンバイモードにおけるその出力周波数と異なり得る。それ故、１つのシャントスイッチを使用する際には、安定器を通常動作モードとスタンバイモードとの両方においてサポートするのに大きな課題がある。

本発明の提案実施例の或るアイデアは、電子安定器の潜在的に可変の周波数に合わせるようシャントスイッチを制御するというものである。電子安定器の周波数が高い場合、シャントスイッチも、所望のデューティサイクルを供給する際に電子安定器のＡＣ出力と同期されるように高くなるよう制御される。

本発明は、請求項によって規定される。

本発明の或る態様による例によれば、交流電力供給を出力するよう適合される電子安定器を照明装置に結合するためのインターフェース回路であり、前記電子安定器に接続可能な入力端子と、前記照明装置に接続可能な出力端子と、前記入力端子と前記出力端子との間の結合構成を制御可能に調節するよう適合されるシャント装置と、前記入力端子において受け取られる前記交流電力供給の周波数に対応する制御信号を生成するよう適合される検出装置と、前記交流電力供給の各サイクル中に、前記制御信号に基づいて前記シャント装置の前記結合構成を制御するよう適合される制御装置とを有するインターフェース回路であって、前記制御装置が、前記制御信号に基づいて、前記出力端子に供給される前記交流電力供給のデューティサイクル、又は前記電子安定器を短絡させないデューティサイクルを制御するように、前記制御信号に基づいて、前記交流電力供給の各サイクル中に前記シャント装置によって供給される結合構成の継続時間を制御するよう適合されるインターフェース回路が提供される。

前記インターフェース回路又はモジュールは、電子安定器と、照明装置（例えば、ＬＥＤ照明装置）との間に接続可能である。前記回路は、前記電子安定器によって供給される交流電力供給の少なくとも検出される周波数に基づいて、前記電子安定器と前記照明装置とを制御可能に接続及び分離するよう適合される。換言すれば、前記電子安定器と前記照明装置との間の結合構成が制御され得る。

この目的のために、前記電子安定器によって供給される交流電力供給の周波数（即ち、安定器周波数）に対応する制御信号を生成するために検出又は検知装置が設けられる。制御装置は、前記制御信号に基づいてシャント装置を制御する。

前記シャント装置は、前記入力インターフェースと前記出力インターフェースとの間の結合構成を規定する。結合構成は、電流が前記入力インターフェースから前記出力インターフェースへ流れることができるかどうか（及び前記照明装置を流れることができるかどうか）を規定する。従って、前記シャント装置は、前記出力装置に接続される負荷、即ち、前記照明装置をバイパスし、前記電子安定器によって供給される電流のための迂回経路を供給することができる。これは、例えば、前記入力端子のノードを短絡させることによって、又は前記入力／出力端子を接地若しくは基準電圧に結合することによって、実施され得る。それによって、前記シャント装置は、前記電子安定器によって供給される前記交流電力供給を前記出力端子から離れて制御可能にシャントすることができる。

簡単に言えば、前記インターフェース回路は、（電子安定器によって）入力端子に供給される交流電力供給を、前記交流電力供給の周波数に対応する信号に基づいて、シャントするよう適合される。その場合、シャントは、前記安定器の出力周波数に合わせることができる。前記交流電力供給の前記周波数に対応する前記制御信号は、必ずしも、前記周波数の値を示す数値ではなく、後述する前記交流電力供給の前記周波数のハイ又はロー状態に対応する単純な信号でもよい。

このインターフェース回路は、照明装置をより広い範囲の電子安定器に接続することを可能にし、とりわけ、照明装置が対応し得る安定器周波数の範囲を増加させ、様々な安定器周波数に対して照明装置への電力供給の均一性を改善する。更に、このインターフェース回路は、上述のように、異なるモードで動作する同じ電子安定器に照明装置を接続することを可能にし得る。

それによって、実施例は、入力端子において（電子安定器から）受け取られる交流電力供給の周波数に基づいて、出力端子において（照明装置に）供給される信号のデューティサイクルを制御し得るインターフェース回路を提供する。これは、電子安定器の周波数に関係なく、照明装置に供給されるあらゆる電力供給に対して同じデューティサイクルを可能にする。これは、様々な電子安定器に接続されるインターフェース回路のための調光手順の均一性を改善し、故に、照明装置は、特定の所望の減光レベルのためには様々な安定器周波数に対して同じ量の光を出力する。

とりわけ、所定の期間（例えば１秒）内の、シャント装置が交流電力供給をシャントする総時間である合計シャント期間が制御され得る。好ましくは、前記所定の期間内の前記合計シャント期間は、電子安定器によって供給される交流電力供給の様々なあり得る周波数に対して（減光レベルのような前記照明装置の所望の出力に対して）実質的に同じになるよう制御され得る。

従って、所与の所望の出力のための、前記交流電力供給の周期のうちの、前記シャント装置が前記交流電力供給をシャントする割合は、前記電子安定器によって供給される前記交流電力供給の様々なあり得る周波数にわたって実質的に同じである。前の例から続けて、５００ｋＨｚの周波数を持つ第１安定器の場合は、ＡＣ出力の半サイクルの期間は１０μｓである。５０％減光を供給する際には、シャントスイッチの継続時間は、例えば、５μｓである。この第１安定器が４００ｋＨｚの出力周波数を持つ第２安定器に置き換えられる場合には、半サイクルの期間は１２．５μｓであり、本願の実施例は、５μｓのシャントを、例えば、引き続き新しい安定器出力期間の５０％である６．２５μｓのシャントに調整し、従って、ＬＥＤの出力は維持される。

従って、各安定器出力半サイクル内の或る特定の継続時間は、前記シャント装置によってバイパス／シャントされ得る。この継続時間は、前記半サイクル期間に対する前記シャント継続時間の所望の比率を維持するように、前記電子安定器によって供給される交流電流供給の周波数に基づいて制御され得る。

これは、前記インターフェース回路の改善された機能を供給することができ、例えば、様々な周波数にわたって前記照明装置のより一貫した調光動作を供給することができる。

好ましくは、前記電子安定器は、蛍光灯用の安定器であり、前記インターフェース回路は、調光器から前記照明装置の所望の照明レベルを取得するよう適合される調光回路を更に有し、前記制御装置は、更に、前記交流電力供給の各サイクル中に、前記所望の照明レベルに基づいて前記シャント装置の前記結合構成を制御するよう適合される。この実施例は、前記交流電力供給が或る特定のデューティサイクルにおいて前記照明装置に供給される／前記照明装置からバイパスされるデューティサイクルによって調光するケースに適している。

随意に、前記所望の照明レベルは、前記照明装置の減光レベルを含み、前記制御装置は、特定の所望の照明レベルのためには、前記入力端子において受け取られる前記交流電力供給の様々な周波数に対して、前記出力端子に供給される前記交流電力供給の実質的に一定のデューティサイクルを維持するよう適合される。

それによって、前記インターフェース回路は、前記インターフェース回路の出力端子に接続される照明装置の所望の光出力強度を示す減光レベルに基づいて、入力端子において供給される交流電力供給をシャントし得る。高い減光レベルの要求（即ち、低い光要求）は、低い減光レベル（即ち、高い光要求）に比べて前記インターフェース回路が前記交流電力供給のより多くの割合をシャントすることをもたらし得る。

更に、前記制御装置は、前記制御信号に基づいて前記継続時間を制御するものとは異なる電流制御ループであって、前記照明装置を流れる電流（ＣＳ）が前記減光レベル（ＤＩＭ）に対して大きすぎる場合に、前記照明装置を流れる前記電流（ＣＳ）を減らすように前記シャント継続時間を増加させるよう適合される電流制御ループを更に有する。これは、減光レベルに従って前記継続時間を制御する別の閉ループ制御経路を供給し、従って、前記継続時間は、前記安定器出力の前記周波数及び前記減光レベルに従って制御される。

より具体的には、前記制御装置は、前記制御信号に基づいて前記継続時間を制御するための応答時間であって、前記交流電力供給の前記異なる周波数の変化の速度に匹敵する応答時間を有し、前記電流制御ループは、前記交流電力供給の前記異なる周波数の前記変化の速度と比較して実質的により遅い応答時間を有する。この実施例は、閉ループ電流制御における遅い応答と、前記制御信号に基づく前記継続時間の制御における速い応答とを規定する。これら２つの制御によって、出力ルーメンが、短期間と長期間との両方において維持されることができる。

実施例においては、前記検出装置は、前記交流電力供給の前記周波数に対応する信号を出力するよう適合される制御コンデンサを有する。

制御コンデンサのインピーダンスは、それに印加される信号の周波数に依存し得る。従って、前記制御コンデンサを流れる電流の値は、前記制御コンデンサによって受信される信号の周波数に依存する。従って、同じ電力を有するが、異なる周波数を有する、前記制御コンデンサに供給される異なる交流電力供給に対しては、前記制御コンデンサによって出力される信号（例えば、電流信号）は、前記交流電力供給の周波数に基づいて変化し得る。

好ましくは、前記検出装置は、前記交流電力供給に基づく方形波であって、前記交流電力供給と同じ周波数を持つ方形波を生成するよう適合される方形波発生器を更に有し、前記方形波は、前記制御コンデンサに供給される。

このような方形波発生器の使用は、前記制御コンデンサに供給される信号の電力（例えば、電圧）が、前記電子安定器によって供給される前記電力供給のあり得る周波数の範囲にわたって実質的に一定に保たれることを確実にするのに役立ち得る。これは、より確信を持って、前記制御コンデンサによって出力される信号は、例えば電力又は電圧ではなく、主として、前記制御コンデンサによって受信される信号の周波数に依存するとみなされ得るので、前記検出装置の信頼性を向上させ得る。

別の実施例においては、前記電子安定器の周波数の直接検出は、間接検出に置き換えられる。より具体的には、前記検出装置は、前記出力端子に供給される前記交流電力供給の前記デューティサイクル、又は前記電子安定器を短絡させない前記デューティサイクルを検出するよう適合される検出回路と、現在のデューティサイクルと前のデューティサイクルとを比較し、前記現在のデューティサイクルが前記前のデューティサイクルから或る特定の割合だけずれているが、その一方で、前記調光回路において前記照明レベルが変えられていない場合には、前記制御信号を出力するよう適合される比較回路とを有する。

この実施例は、前記デューティサイクルを直接検出する。前記継続時間は維持されていると仮定すると、前記デューティサイクルは変わっているが、前記照明レベルは変えられていない場合には、それは、前記安定器の周期／周波数が変わっていることを意味する。従って、前記インターフェース回路は、それに応じて前記継続時間を制御することができる。

それ故、本願における前記制御信号は、前記安定器の出力を分析することにより直接得られる値と、そのパラメータが前記安定器の周波数によって影響を及ぼされる限り他のパラメータを分析することにより取り出される値とを含む。

前記制御装置は、タイミングコンデンサであって、前記タイミングコンデンサの両端の電圧が前記シャント装置の結合を決定するタイミングコンデンサと、前記タイミングコンデンサに固定充電電流を供給するよう前記タイミングコンデンサに接続される固定電流源と、前記タイミングコンデンサに接続される可変電流源であって、前記タイミングコンデンサを充電する速度を変えるように、前記入力端子において供給される前記交流電力供給の前記周波数に対応する前記制御信号に基づいて、前記タイミングコンデンサに追加の充電電流を供給するよう適合される可変電流源とを有してもよい。

前記タイミングコンデンサの両端の電圧は、前記シャント装置が前記入力端子において供給される前記交流電力供給をシャントする期間を規定し得る。特定の実施例においては、前記シャント装置は、前記タイミングコンデンサの両端の電圧が所定の電圧レベル又はしきい値電圧に達するときに、シャント構成から導通構成に切り替わるよう構成される。従って、前記タイミングコンデンサの充電時間は、前記シャント装置が前記入力インターフェースにおいて供給される交流電力供給をどのくらいの期間シャントするかを規定し得る。

前記可変電流源は、前記タイミングコンデンサの充電勾配を変える。とりわけ、前記可変電流源は、前記入力端子において受け取られる前記電力供給の周波数（即ち、前記安定器周波数）に基づいて前記タイミングコンデンサの充電勾配を変えるよう適合される。前記追加の充電電流の大きさは、前記交流電力供給の周波数に比例し得る。従って、前記タイミングコンデンサが前記シャント継続時間を決定する時間は、前記安定器の出力周波数に合うよう調整されることができる。

実施例においては、前記制御装置は、前記所望の照明レベルに従って電圧しきい値を設定するよう適合される電圧しきい値要素を更に有し、前記制御装置は、前記タイミングコンデンサにおける電圧が前記電圧しきい値に達するとき、前記シャント装置の減結合構成をトリガするよう適合される。この実施例は、前記タイミングコンデンサの電圧が前記減光レベルをどのように制御するかを規定する。

前記制御装置は、前記入力端子に接続される可変入力インピーダンスと、オン／オフコマンドに基づいて前記可変入力インピーダンスを制御するよう適合される入力制御装置とを有してもよく、前記検出装置は、前記オン／オフコマンドに基づいて前記制御信号を生成するよう適合され、前記制御装置は、前記交流電力供給の半サイクルと同期して動作するよう前記シャント装置を制御するよう適合される。

前記インターフェース回路には、可変入力インターフェースが設けられてもよく、前記可変入力インターフェースは、様々なモードにおいて電気安定器のノイズを低減するように制御可能に切り替えられ得る。この可変入力インターフェースは本質的に前記安定器の出力周波数を変える。従って、この実施例は、前記シャント装置を前記安定器の様々なモードに合わせることができる。

好ましくは、前記可変入力インピーダンスは、第１インピーダンスを持つ第１インピーダンス状態と、前記第１インピーダンスよりも大きい第２インピーダンスを持つ第２インピーダンス状態との間で切り替えられるよう適合され、前記入力制御装置は、オン／オフコマンドに基づいて前記第１インピーダンス状態と前記第２インピーダンス状態との間で前記可変入力インピーダンスを切り替えるように適合され、前記検出装置は、前記可変入力インピーダンスの切り替えに基づいて前記制御信号を生成するよう適合される。

この実施例は、前記可変入力インターフェースがどのように切り替えられるかを規定する。例えば、前記照明装置がオフになるべきである場合には、前記安定器の出力には、その出力電流を制限するように、より大きなインピーダンスが取り付けられる。前記シャント装置は、前記照明装置のオン／オフとも同期される。

実施例においては、前記可変入力インピーダンスは、少なくとも１つの可変静電容量を含む。この実施例は、より少ない電力損失で前記安定器の出力を調整する無効インピーダンスを供給する。

実施例においては、前記制御装置は、第１基準電圧と第２基準電圧との間の差に基づいて前記シャント装置の前記結合を制御するよう適合され、前記インターフェース回路は、前記制御信号に基づいて、前記第１基準電圧及び前記第２基準電圧のうちの少なくとも一方を調整するよう適合される補償回路を更に有する。

この実施例は、前記シャント装置の制御における他の実施例、及びこの特定の実施例において上記の調整をどのように実現すべきかを示す。

制御コンデンサは、前記交流電力供給の前記周波数に対応する前記制御信号を出力するよう適合されることができ、前記補償回路は、前記制御信号に応じて前記第１基準電圧を調整するよう適合される。この実施例は、前記シャント装置を調整するために前記第１基準電圧を変える他の特定の実施例を示す。

前記インターフェース回路は、前記交流電力供給によって選択的に充電及び放電されるように接続されるコンデンサを更に有し、前記制御装置は、前記コンデンサの両端の電圧に基づいて前記シャント装置の前記結合構成を制御するよう適合され、前記コンデンサの充電フェーズ中、前記コンデンサの両端の電圧が前記第１基準電圧未満である場合には、電流が前記入力端子から前記出力端子へ流れることができないような前記結合構成を構成し、前記コンデンサの両端の前記電圧が前記第１基準電圧以上である場合には、電流が前記入力端子から前記出力へ流れることができるような前記減結合構成を構成し、前記コンデンサの放電フェーズ中、前記コンデンサの両端の前記電圧が前記第２基準電圧を超える場合には、電流が前記入力端子から前記出力端子へ流れることができないような前記結合構成を構成し、前記コンデンサの両端の前記電圧が前記第２基準電圧以下である場合には、電流が前記入力端子から前記出力へ流れることができるような前記減結合構成を構成し、前記補償回路は、前記交流電力供給の前記周波数の増加に応じての前記第１基準電圧の減少、及び／又は前記交流電力供給の前記周波数の増加に応じての前記第２基準電圧の増加のうちの少なくとも一方を実施するよう適合される。

この実施例においては、前記シャント装置がどのように制御されるかは、２つの前記基準電圧間で遷移する前記コンデンサの電圧によって規定される。このコンデンサは、前記交流電力供給によって充電及び放電され、その電圧は変動する。２つの基準電圧を設定することによって、前記コンデンサの電圧が、前記シャント装置の動作の仕方を変える。これは、前記シャント装置の制御をより簡単にする。また、２つの前記基準電圧のうちの少なくとも一方を変えることによって、前記シャント装置は調整されることができる。

前記インターフェース回路は、前記照明装置の前記所望の照明レベルを示す信号と、前記照明装置を通過する電流を示す第１フィードバック信号、及び前記照明装置の両端の前記電圧を示す第２フィードバック信号のうちの１つ以上との比較に基づいて、前記第２基準電圧を出力するよう適合される第２基準電圧発生器を更に有してもよく、前記比較器は、オン／オフコマンドに応じて前記第１フィードバック信号と前記第２フィードバック信号とを切り替えるよう適合され、前記補償回路は、前記オン／オフコマンドに従って前記第１基準電圧を減らすよう適合される。

この実施例においては、２つの代替制御ループ、即ち、前記照明装置を通る前記電流が調整される通常動作用の電流制御ループと、スタンバイ又はオフモード用の電圧制御ループであって、前記照明装置の両端の前記電圧、好ましくは、このスタンバイ／オフモードにおいては前記照明装置は光を発さないが、スタンバイ／オフ回路のための電圧／電力は依然として存在するような、前記照明装置の順方向電圧よりも低い電圧が調整される電圧制御ループとがある。前記インターフェース回路は、２つの前記制御ループを切り替える必要がある。本発明者は、切り替え中に、前記制御ループの信号においてオーバーシュート／アンダーシュートがあり得ることを見出した。この信号が、前記シャント継続時間を決定するよう前記第２基準電圧を制御することから、前記制御ループの信号におけるこのオーバーシュート／アンダーシュートは、前記シャントを通常の制御から外れさせ得る。この実施例はまた、前記制御ループの切り替えに応じて前記第１基準電圧を調整し、調整された前記第１基準電圧、及び変更された前記第２基準電圧は、前記シャントが引き続き通常の制御内にあるように、互いにバランスをとる。

前記インターフェース回路は、前記入力端子に結合される整流器を有してもよく、前記整流器は、前記入力端子において受け取られる前記交流電力供給を整流するよう適合される。

従って、一般に交流の前記電力供給を単一方向に流れる電流に変換するために整流器が使用され得る。前記整流器は、前記入力端子において供給される前記交流電力供給を前記出力端子において供給するための直流電力供給に変換するＡＣ・ＤＣ変換器の一部を形成し得る。前記照明装置は、例えば、（ＬＥＤ装置のように）ＤＣ電力供給でのみ動作可能であってもよい。

上記の態様のインターフェース回路と、前記照明装置としてのＬＥＤとを有するＬＥＤランプも提案する。

交流電力供給を出力するよう適合される電子安定器を用いて照明装置を動作させる方法であって、前記電子安定器に結合するステップと、前記照明装置に結合するステップと、入力端子において受け取られる前記交流電力供給の周波数に対応する制御信号を生成するステップと、前記照明装置の所望の照明レベルを取得するステップと、シャント装置を使用して、前記電子安定器と前記照明装置との結合構成を調節するステップと、前記交流電力供給の各サイクル中に、少なくとも前記制御信号と前記所望の照明レベルとに基づいて前記シャント装置を制御するステップとを有する方法も提案する。

下記の実施例を参照して、本発明のこれら及び他の態様を説明し、明らかにする。

ここで、添付図面を参照して、本発明の例を詳細に説明する。
一般的な実施例によるインターフェース回路のブロック図である。 第１実施例によるインターフェース回路の回路図である。 第１実施例によるインターフェース回路のための矩形波発生器の動作の代表的グラフを図示する。 第１実施例によるインターフェース回路のための検出装置の一部を図示する。 第１実施例による制御装置の回路図である。 第１実施例による制御装置の動作の代表的グラフを図示する。 第１実施例による制御装置の変形例を図示する。 第１実施例によるインターフェース回路に対応する信号の略図である。 第２実施例によるインターフェース回路の回路図である。 第２実施例による制御装置の回路図である。 第２実施例による制御装置の動作の代表的グラフを図示する。 第２実施例によるインターフェース回路のためのタイミング回路を図示する。 第２実施例によるインターフェース回路のための第２基準電圧発生器を図示する。 第２実施例によるインターフェース回路のための補償回路を図示する。 第２実施例によるインターフェース回路のための周波数補償回路を図示する。 或る実施例による方法のフローチャートである。

本発明は、管蛍光灯のような管照明装置の従来の電子安定器を、管ＬＥＤランプのような照明装置に接続するためのインターフェース回路を提供する。分かりやすくするために、この明細書全体を通して、様々な実施例の同じ又は同様の要素を指すために、同じ参照符号が使用されるものとする。

本発明の概念によれば、電子安定器を照明装置に接続するためのインターフェース回路であって、インターフェース回路の結合構成の制御が電子安定器の周波数に依存するインターフェース回路が提案される。とりわけ、インターフェース回路の結合構成は、安定器周波数に基づいて制御される。

実施例は、有利には、電子安定器の異なる周波数が、インターフェース回路の適合性又は整合性を改善するために考慮に入れられ得るという認識に少なくとも部分的に基づいている。

図１は、一般的な実施例によるインターフェース回路１０のブロック図を図示している。

インターフェース回路１０は、電子安定器２０に接続可能な入力端子１１と、照明装置３０に接続可能な出力端子１２とを有する。入力端子１１と出力端子１２とはシャント装置１３を介して互いに接続可能である。電子安定器２０は、特定の周波数で動作する交流電力供給を供給する。この周波数は、「安定器周波数」と呼ばれ得る。

シャント装置１３は、入力端子から出力端子への電流フローを制御するように、入力端子１１と出力端子１２との間の結合（及び減結合）構成を制御するよう適合される。とりわけ、シャント装置が、制御可能に、入力端子又は出力端子を互いに結合するよう及び減結合するよう、それによって、各々、入力端子を「シャントしない」よう及び「シャントする」よう適合される（故に、「シャントする」は、バイパスすること又は切り離すことを意味する）。従って、シャント装置は、入力端子１１と出力端子１２との間の電流フローを制御することができ、それによって、端子間の結合構成を制御することができる。

例えば、シャント装置は、入力端子をシャントするように、入力端子及び出力端子の少なくとも一方を基準電圧に結合し得る。他の実施例においては、シャント装置は、入力端子のノードを互いに結合する（即ち、入力端子を短絡させる）ことができる。この処理は、その代わりに、（入力端子と出力端子との間の電流フローが、照明装置が給電されるように構成される）「シャントしない」、又は（入力端子と出力端子との間の電流フローが、照明装置が給電されないように構成される）「シャントする」と記載され得る。

継続時間であって、前記継続時間の間、結合構成が、電流が入力端子１１から（照明装置３０を通って）出力端子１２へ流れることができないような構成である継続時間は、シャント継続時間と呼ばれ得る。

好ましくは、インターフェース回路１０は調光回路１４を含み、調光回路１４は照明装置３０の所望の照明レベルを決定する又は得るよう適合される。調光回路１４は、例えば、調光可能なスイッチを介して有線若しくは無線で所望の照明レベルに対応するユーザ入力を直接受信してもよく、又は中央コントローラ若しくは（スマートホームハブなどの）ハブから所望の照明レベルを受信してもよい。

インターフェース回路１０は、電子安定器１０によって供給される交流電力供給の周波数に対応する制御信号を生成するよう適合される検出装置１５を更に有する。従って、検出装置１５は、交流電力供給を受け取る又はモニタするよう入力端子１１に接続され得る。

インターフェース回路１０は、シャント装置１３の結合を制御するよう適合される制御装置１６を更に有する。即ち、制御装置１６は、インターフェース回路１１の結合構成を決定する。制御装置１６は、少なくとも入力端子１１における交流電力供給の決定された周波数と所望の照明レベルとに基づいてシャント装置１３の結合を制御する。従来の製品においては、シャント装置は、通常、照明装置の調光を可能にするよう減光レベルのみに従って制御される。このようなケースは、US20090303720A1において見られ得る。

例として、調光回路１４が、照明装置の所望の照明レベルがオフである（即ち、光出力がない）ことを示す場合、制御装置１６は、入力端子及び／又は出力端子を継続的に基準電圧に結合し得る。

２つのノードを含む入力端子などの差動入力端子１１の場合は、入力端子１１を基準電圧に結合することは、入力端子のノードを短絡させることから成ってもよく、又は入力端子のノードを短絡させることを含んでもよい。従って、入力端子を基準電圧に結合することは、入力端子の第１ノードを入力端子の第２ノードに結合することを含んでもよい。差動出力端子の場合も、変更すべきところは変更して同様のステップがとられ得る。多くの場合自励発振される電子安定器は、その発振及び動作を維持するためにその出力電流の継続を好むことから、入力端子のノードを短絡させることは電子安定器に適切でもあり得る。

図２は、第１実施例によるインターフェース回路１０の回路図である。制御装置及び調光回路の図は省略されている。前述のように、インターフェース回路は、電子安定器２０に接続可能な入力端子１１と、照明装置３０に接続可能な出力端子１２との間の結合構成を制御する。

シャント装置１４は、入力端子１１及び出力端子１２の結合構成を調節する。シャント装置１４は、とりわけ、シャント制御信号Ｓ_ＣＯＮに応じて、入力端子１１及び出力端子１２の両方を、基準電圧ＧＮＤ、ここでは、接地又はアースに制御可能に結合するよう適合される。シャント装置は、シャントＭＯＳＦＥＴ Ｍ１を含み、シャントＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、入力端子及び出力端子を基準電圧ＧＮＤにシャントすべきかどうかを決定するためにシャント制御信号Ｓ_ＣＯＮを受信する。

シャント制御信号Ｓ_ＣＯＮがハイであるとき、シャント装置は、入力端子及び出力端子を基準電圧に結合し、シャント結合構成を形成し、従って、入力端子１１から照明装置３０を通り出力端子１２を介する電流フローはない。シャント制御信号Ｓ_ＣＯＮがローであるとき、シャント装置は、基準電圧から入力端子及び出力端子を減結合し、非シャント結合構成を形成する。従って、シャント制御信号Ｓ_ＣＯＮがローであるとき、電流は、入力端子１１から、出力端子１２に結合される照明装置３０を通って流れ得る。

このやり方においては、シャント制御信号Ｓ_ＣＯＮは、電流が入力端子から出力端子へ流れることを選択的に可能にするように、又は電流が入力端子から出力端子に接続される照明装置を通って流れることができないように（入力端子を選択的に接地することによって）出力端子を選択的にバイパスするようにインターフェース回路１０の結合構成を調節する。

インターフェース回路１０は、入力端子１１に結合される整流器１９を更に有し、整流器は、入力端子において受け取った交流電力供給を整流するよう適合されている。このような整流器は、例えば、照明装置２０がＤＣ電圧でのみ動作可能である場合に、必要とされ得る。

図２は、検出装置の第１部分１５ａも図示している。第１部分１５ａは、安定器の交流電力供給の電流を検出する際に使用される比較器Ｕ４を有する。とりわけ、検出抵抗器Ｒ３が、交流電力供給を表す、入力端子１１において供給される電流波形を検出する。比較器Ｕ４は、検出抵抗器Ｒ３によって検出された正弦電流信号を矩形電圧信号ＣＦ（即ち、方形波）に変換する。矩形電圧信号は、入力端子において電子安定器によって供給される（整流）交流電力供給の周波数である（整流）安定器周波数において動作する。

図３Ａは、特定のケースにおける、検出抵抗器Ｒ３の両端の電圧Ｖ_Ｒ３と、比較器Ｕ４によって出力される矩形電圧信号ＣＦとを図示するグラフである。異なる安定器周波数は、異なる、矩形電圧信号ＣＦが最大である期間（即ち、異なるハイ期間）と関連することは明らかであるだろう。

図３Ｂは、検出装置の第２部分１５ｂを図示している。第２部分１５ｂは、とりわけ、入力端子において受け取った交流電力供給の周波数（即ち、安定器周波数）に対応する制御信号ＣＴを生成するために使用され得る。

第２部分１５ｂは、比較器Ｕ４によって生成された矩形電圧信号ＣＦを受信する。静電容量Ｃ_Ｃ９を持つ制御コンデンサＣ９のインピーダンス（Ｚ_Ｃ９）は、次式に従って矩形電圧信号ＣＦの周波数（ｆ_ＣＦ）に依存する。

従って、矩形電圧信号ＣＦの異なる周波数をもたらす異なる安定器周波数は、異なると、制御コンデンサＣ９の異なるインピーダンスをもたらす。従って、制御コンデンサＣ９を通る電流は、安定器周波数に依存し、且つ安定器周波数と線形である。この電流は、交流電力供給の周波数に対応する制御信号として使用され得る。しかしながら、好ましくは、制御コンデンサを通る電流は、後述のように増幅される。

第１変換抵抗器Ｒ２７は、制御コンデンサＣ９を通る異なる電流を、平滑コンデンサＣ３によって平滑化される電圧信号に変換するために使用される。平滑化された電圧信号は、増幅電圧信号をもたらすよう増幅器Ｕ５によって増幅される。増幅器Ｕ５のゲインは、約１４．５ｄＢであってもよく、適切に選択されたゲイン抵抗器Ｒ２２、Ｒ２３、Ｒ２１によって規定され得る。ダイオードＤ３、Ｄ４を含む整流装置は、矩形電圧信号ＣＦの正側のみが増幅器Ｕ５に供給されることを確実にすることができ、ノイズを低減することができる。

増幅電圧信号は変換抵抗器Ｒ２４に供給され、変換抵抗器Ｒ２４は比例電流信号ＣＴを出力する。比例電流信号ＣＴは、安定器周波数（即ち、インターフェース回路の入力端子に供給される交流電力供給の周波数）に対応する制御信号である。

任意の他の種類の統合又は個別周波数検出が代わりに使用されてもよいことに留意されたい。

例えば、検出装置は、出力端子に供給される交流電力供給のデューティサイクル又は電子安定器を短絡させないデューティサイクルを検出するよう適合される検出回路と、現在のデューティサイクルと前のデューティサイクルとを比較し、現在のデューティサイクルが前のデューティサイクルから或る特定の割合だけずれているが、その一方で、調光回路において照明レベルが変えられていない場合には、制御信号を出力するよう適合される比較回路とを有する。或る例においては、安定器の通常燃焼時の周波数は５０ｋＨｚであり、点弧時の周波数は６０ｋＨｚである。５０ｋＨｚに対して、Ｔｏｎは８ｕｓであり、デューティサイクルは８／２０＝４０％であると仮定する。同じＴｏｎ（８ｕｓ）に対して、安定器の動作周波数が、６０ｋＨｚまで高くなり、ジッタになる場合には、デューティサイクルはより高い８／１６．６７＝４８％になり、ＬＥＤに行く電力は少なくなり、ランプはより暗くなる。デューティサイクルの変化は約２０％である。実際には、通常燃焼と点弧との間の周波数ジッタは、１％程度の小さいデューティサイクルの変化をもたらし得る。

実施例においては、検出装置が、後のデューティサイクルが前のデューティサイクルから１％を超える変化をしていることを検出する場合には、それは、安定器出力の周波数の大きな変動を意味し、前記継続時間は上述のように制御されるべきである。検出は、安定器の出力周波数と同じ又は同様の周波数において行われるべきである。後のデューティサイクルと前のデューティサイクルとが必ずしも隣接している必要はないことに留意されたい。

図４Ａは、実施例によるシャント装置１３の動作を制御するための制御装置１６を図示している。

制御装置１６は、タイミングコンデンサＣ２と、シャント制御ユニット４０とを有する。シャント制御ユニット４０は、シャント装置を制御するためのシャント制御信号Ｓ_ＣＯＮを出力するよう適合される。シャント制御信号Ｓ_ＣＯＮは、とりわけ、タイミングコンデンサＣ２の両端の電圧Ｃｔに依存する。

シャント制御ユニット４０は、少なくともトリガ信号Ｓ_Ｔに基づいてＭＯＳＦＥＴ Ｍ１を駆動するシャント制御信号を生成するよう適合されるシャント制御信号処理装置４１を含み得る。

交流電力供給の各サイクル又は半サイクルの開始時、ゼロ交差が検出され、シャント制御信号処理装置がシャント制御信号Ｓ_ＣＯＮをハイに引き上げる。シャント制御信号Ｓ_ＣＯＮの反転信号がコンデンサＣ２の充電を開始する。トリガ信号Ｓ_Ｔが受信されるとき、シャント制御信号処理装置４２がシャント制御信号Ｓ_ＣＯＮをローに引き下げる。トリガ信号Ｓ_Ｔを生成するよう適合される制御装置１６の構成要素については後述する。

定電流源又は固定電流源Ｉ_{ｃｈａｒｇｅ}は、タイミングコンデンサＣ２に接続されると共に、制御可能なスイッチ４３を介して基準電圧（例えば、接地）に接続される。制御可能なスイッチは、シャント制御信号がローであるときにコンデンサＣ２を放電するよう制御可能なスイッチが閉じられ、逆の場合も同様になるように、シャント制御信号Ｓ_ＣＯＮの逆によって制御される。

交流電力供給のサイクルの開始時、（Ｓ_ＣＯＮがハイであるので）制御可能なスイッチＣ２が開かれ、固定電流源Ｉ_{ｃｈａｒｇｅ}が定電流でタイミングコンデンサＣ２を充電し始める。このやり方においては、図４Ｂにおいて図示されているように、タイミングコンデンサが充電するにつれてタイミングコンデンサの両端の電圧Ｃｔが線形に増加する。

シュミットトリガのような比較器４２が、タイミングコンデンサＣ２の両端の電圧Ｃｔを所定の電圧レベルＶ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}と比較する。（時間ｔ_ｏｎにおいて）タイミングコンデンサの両端の電圧が所定の電圧レベルＶ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}以上になるとき、トリガ信号Ｓ_Ｔが生成される。

例として、比較器４２によって出力される信号は、電圧Ｃｔが所定の電圧レベルＶ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}未満であるとき、ローであってもよく、電圧Ｃｔが所定の電圧レベルＶ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}以上であるとき、ハイであってもよい。

シャント制御信号処理装置は、トリガ信号Ｓ_Ｔを受信し、シャント制御信号Ｓ_ＣＯＮをローに引き下げ、電流が入力端子から出力端子へ流れ得るように結合構成を調節するようシャント装置を制御する。

従って、タイミングコンデンサが電圧レベルＶ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}に達するよう充電している時間（ｔ_ｏｎ）の長さは、電流が入力端子から出力端子に結合される照明装置を通って流れない（即ち、入力端子がシャンとされる）時間の長さを規定する。タイミングコンデンサが長く充電しているほど、入力端子は長くシャントされる。

所定の電圧レベルＶ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}は、所定の電圧レベルＶ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}が照明装置の所望の照明レベルに対応するように、調光回路によって規定され得る。例として、所定の電圧レベルＶ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}の値が大きいほど、所望の減光レベルは大きくなり、（入力端子において供給される電力供給をシャントするよう）シャント制御信号Ｓ_ＣＯＮが出力される期間は長くなる。

所定の電圧レベルＶ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}及び／又はタイミングコンデンサの両端の電圧Ｃｔは、オフセット電圧Ｃｔ_{（ｏｆｆｓｅｔ）}だけオフセットされ得る。従って、オフセット電圧Ｃｔ_{（ｏｆｆｓｅｔ）}は、タイミングコンデンサが充電している時間の長さを調節し得る（それによって、入力端子がシャントされる時間の長さを調節し得る）。即ち、オフセット電圧は、Ｃｔ電圧／シャント継続時間を調整するために使用される。

上記から、交流電力供給は、交流電力供給の各サイクル中、或る期間にわたってシャントされることは明らかであるだろう。とりわけ、シャント制御信号Ｓ_ＣＯＮは、交流電力供給と同じ周波数を持つ。それによって、タイミングコンデンサＣ２が充電する時間の長さが、出力端子に供給される交流電力供給のデューティサイクルを規定する。

実施例によれば、図４Ｃにおいて示されているように、制御装置１６は、タイミングコンデンサＣ２を充電する際に固定電流源Ｉ_{ｃｈａｒｇｅ}を補う可変電流源Ｉ_ｆｒｅｑを設けることによって、変更され得る。理解しやすいように、制御装置１６の他の構成要素は図４Ｃから省略されている。

可変電流源Ｉ_ｆｒｅｑは、検出装置によって検出されるような交流電力供給の周波数に依存するよう適合される。とりわけ、電流コントローラ４５は、制御信号である比例電流信号ＣＴを受信し、比例電流信号又は制御信号に基づいて可変電流源によって出力される電流を制御するよう適合される。このやり方においては、タイミングコンデンサが充電する速度である充電勾配が調節されることができ、それによって、Ｖ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}に達するまでの総充電時間ｔ_ｔｏｎ、タイミングコンデンサＣ２が調整されることができる。それによって、シャント制御信号Ｓ_ＣＯＮは、電子安定器によって供給される交流電力供給の周波数に依存し、対応する。

このようにして可変電流源Ｉ_ｆｒｅｑを設けることは、制御装置１６が、異なる安定器周波数に対して、シャント継続時間と全周期との間の同じ比率を維持することを可能にする。とりわけ、交流電力供給の周波数に基づいてタイミングコンデンサの充電勾配を制御することによって、異なる安定器周波数に対して交流電力供給の同じデューティサイクルが維持され得る。

例えば、安定器周波数に比例して充電勾配を増加させることによって、入力端子がシャントされる相対的な期間が維持され得る。即ち、交流電力供給の周期に対するシャント継続時間の割合が、異なる周波数に対して維持され得る。好ましくは、可変電流源によって出力される電流は、安定器周波数に比例する。

従って、（所定の期間内、例えば、１秒以内の）照明装置が電力を受け取る総期間は、電子安定器の異なる周波数に対して実質的に一定のままであり得る。

従って、インターフェース回路及び付随する照明装置は、市場に存在するより多くの電子安定器に対応し得る。とりわけ、減光レベルが、異なる電子安定器にわたって統一され得る（即ち、各電子安定器は同じ割合で調光する）。

実施例は、矩形電圧信号ＣＦを介して電子安定器の周波数を検出することにより、タイミングコンデンサの充電速度を調節するように、タイミングコンデンサに接続される周波数依存電流出力を供給する。従来、充電電流は、さもなければ、一定であり得る（即ち、固定電流源Ｉ_{ｃｈａｒｇｅ}のみによって供給され得る）ので、充電勾配は固定される。周波数依存電流源Ｉ_ｆｒｅｑを設けることは、安定器周波数に基づいて充電勾配を変えることを可能にする。

図４Ｄは略図を示している。Ｉｌａｍｐ曲線は、異なる周波数を持つ電子安定器の２つの出力電流を示している。調整可能な充電曲線は、安定器の異なる出力周波数に対するタイミングコンデンサにおける電圧を示しており、１００%照明レベルダウン（ほぼ完全にオン）及び１０%照明レベル（ほぼオフ）のためのＶ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}も示している。例えば１００%とすると、タイミングコンデンサにおける異なる充電曲線は、上側の図において示されているように、異なる継続時間でＶ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}に達し、この異なる継続時間が、安定器のそれ自体の出力周期に対して同じ比率をもたらす。従って、シャントのデューティサイクル及びランプの出力は依然として同じである。１００%と１０%との間の照明レベルに対して、原理は同じである。

上記の実施例は、調光における第１実施例について記述している。次の例は、別の実施例を示すだろう。

図５は、本発明の第２実施例によるインターフェース回路５０を概略的に図示している。インターフェース回路は、電子安定器２０に接続するための入力端子５１と、照明装置３０に接続するための出力端子５２とを有する。ここでは、入力端子と出力端子との両方が２つのノード（例えば、差動入力又は出力）から形成される。

インターフェース回路５０は、第１ノードＡと第２ノードＢとを有する。第１ノードＡは電子安定器の下側端子に接続され、第２ノードＢは可変入力インピーダンスを介して電子安定器の上側端子に接続される。そのため、本実施例において電子安定器によって供給される交流電力供給は、差動電力供給である。とりわけ、電子安定器２０は交流電流（ＡＣ）供給を出力することから、第１ノードＡにおける電圧信号は、一般に、第２ノードＢにおける電圧信号の逆であることは理解されるだろう。従って、第２ノードＢにおける電圧は交流電力供給を表し、第１ノードＡにおける電圧は交流電力供給の逆を表す。

出力端子５２は、正のノードＣと、負のノードＤとを有する。照明装置３０は、正のノードＣと負のノードＤとの間に接続され得る。照明装置３０は、正のノードＣに供給される電圧が負のノードＤに供給される電圧より大きいときに、給電される。照明装置３０は、好ましくは、発光ダイオード（ＬＥＤ）を含む。

インターフェース回路５０は、可変入力インピーダンス５５を有する。可変入力インピーダンスは、第１インピーダンスを持つ第１インピーダンス装置５５ａと、より低い第２インピーダンスを持つ第２インピーダンス装置５５ｂとを有する。

入力制御装置５５ｃは、ＯＮ／ＯＦＦコマンドに基づいて、第１インピーダンス状態と、より高いインピーダンスを持つ第２インピーダンス状態との間で、可変入力インピーダンス５５を切り替えるよう適合される。オン／オフコマンドは、照明装置をオン又はオフにするための命令を表し、例えば、（トグルスイッチなどの）ユーザ入力又は（スマートホームハブなどの）中央コントローラ若しくはハブから受信され得る。従って、インターフェース回路の入力インピーダンスは、オン／オフコマンドに基づいて入力制御装置によって制御され得る。好ましくは、第１インピーダンス状態においては、インピーダンス装置５５ａがインピーダンス装置５５ｂによってバイパスされるようにスイッチ５５ｃが閉じられ、第１インピーダンス状態においては、インピーダンス装置５５ａが電力ループ内にあるようにスイッチ５５ｃが開いている。

オン／オフコマンドに基づく入力インピーダンスの制御は、電子安定器２０からの電流を制御するために実施される。とりわけ、ＬＥＤ装置がオフにされるべきであるときに第２インピーダンス装置から第１インピーダンス装置に切り替えることによりインターフェース回路の入力インピーダンスを増加させることによって、安定器からの出力電流が減少され、電子安定器からのノイズが減少され得る。この技術ついて記述している先行出願は、PCT/CN2016/097661及びその派生出願において見つけられ得る。

インターフェース回路５０の入力インピーダンスを変化させることは、第１ノードＡにおいてインターフェース回路５０に供給される交流電力供給の有効周波数又は周期を変化させ得ることが確認された。例えば、第１入力インピーダンス装置５５ａの静電容量が回路内へ切り替えられる場合には、電子安定器の出力周波数は増加する。

当業者は、安定器出力周波数は発振回路を動作させるインダクタ及びコンデンサのインダクタンス及び静電容量に関係していることを、理解するであろう。インダクタは、一般に、安定器の一部として形成され、そのために、変えられない。コンデンサは、安定器の内部のものと外部のものとの両方を含む。従って、外部コンデンサが変えられるとき、周波数は変わるだろう。

下記の提案実施例は、有効周波数のこの変化を考慮に入れることを可能にする。

インターフェース回路４２は、第１ダイオード５９ａと第２ダイオード５９ｂとシャントスイッチ５３とから形成されるシャント装置を有する。第１ダイオード５９ａは、第１ノードＡと出力端子の正のノードＣとの間に配置される。第２ダイオード５９ｂは、出力端子の負のノードＤと第１ノードＡとの間に配置される。

シャントスイッチ５３は、入力端子５１と出力端子５２との結合構成を制御するよう適合される。とりわけ、シャントスイッチ５３は、電子安定器２０から照明装置を通る電流フローを制御するように、入力端子のノードＡ、Ｂと出力端子のノードＣ、Ｄとの間の結合を制御するよう適合される。それによって、第１ダイオード５９ａ、第２ダイオード５９ｂ及びシャントスイッチ５３は、合わせて、整流器及び後述するシャント装置になるとみなされ得る。このスイッチ一体型ブリッジは、例にすぎず、第１実施例のような、別々の、ダイオードブリッジ、及びダイオードブリッジの出力と並列のシャントスイッチなどの他の実施例も使用されることができることに留意されたい。

シャントスイッチ５３は、第２ノードＢを出力端子５２の負のノードＤに制御可能に結合するよう適合される第１ＭＯＳＦＥＴ ５３ａを有する。シャントスイッチ５３は、第２ノードＢを出力端子の正のノードＣに制御可能に結合するよう適合される第２ＭＯＳＦＥＴ ５３ｂを更に有し、それによって、第２ノードＢと出力端子のノードＣ、Ｄとの間の制御可能な結合を供給する。

出力端子の正のノードＣ及び負のノードＤは第１ダイオード５９ａ及び第２ダイオード５９ｂを介して第１ノードに結合されるので、シャント装置は、それによって、入力端子の第１ノードＡと第２ノードＢとの間の電流フローも制御し得る。同様に、シャント装置は、第１ノードＡと出力端子のノードとの間の電流フローを制御する。このやり方においては、シャント装置は、入力端子５１のノードと出力端子５２のノードとの間の電流フローを制御し得る。

シャントコントローラ５８は、入力端子の第２ノードＢが、出力端子の正のノードＣに結合されるのか出力端子の負のノードＤに結合されるのかを制御するように、シャント装置の動作を制御する。このやり方においては、シャントコントローラ５８は、入力端子が「シャントされる」のか「シャントされない」のかを制御し得る。

入力端子のノードＡ、Ｂと出力端子のノードＣ、Ｄとの結合構成が、電流が、入力端子のノードＡ、Ｂから出力端子の正のノードＣへ流れ、照明装置を通って出力端子の負のノードＤへ流れるようなものであるとき、入力端子は「シャントされていない」とみなされる。入力端子のノードＡ、Ｂと出力端子のノードＣ、Ｄとの結合構成が、電流が、入力端子のノードＡ、Ｂから出力端子の正のノードＣへ流れず、照明装置を通って出力端子の負のノードＤへ流れないようなものであるとき、入力端子は「シャントされている」とみなされる。

シャントコントローラ５８は、制御装置５６から受信した単一のシャント制御信号ＯＵＴに基づいてシャント装置の動作を制御する。提案実施例においては、単一のシャント制御信号ＯＵＴがハイである場合、シャントコントローラは第１ＭＯＳＦＥＴ ５３ａに電流を伝導させない一方で、シャントコントローラは第２ＭＯＳＦＥＴ ５３ｂに電流を伝導させる。単一のシャント制御信号ＯＵＴがローである場合、シャントコントローラは第１ＭＯＳＦＥＴ ５３ａに電流を伝導させる一方で、シャントコントローラは第２ＭＯＳＦＥＴ ５３ｂに電流を伝導させない。

従って、シャント制御信号ＯＵＴは、第２ノードＢが、出力端子１２の正のノードＣに結合されるのか出力端子の負のノードＤに結合されるのかを制御する。この制御は、ノードＢ及びノードＡにおける電子安定器の出力の極性と共に、シャントが行われるのか行われないのかを決定する。従って、シャント制御信号ＯＵＴは、インターフェース回路５０の結合構成を制御し得る。これについては後でより詳細に述べる。

ここで、実施例によるシャント制御信号ＯＵＴを生成するための制御装置５６を図示している図６、及びインターフェース回路５０及び制御装置５６の動作を図示している図７を更に参照する。

制御装置５６は、第１ＭＯＳＦＥＴ ５３ａ及び第２ＭＯＳＦＥＴ ５３ｂを制御するためのシャント制御信号ＯＵＴを生成する。当業者は、当然、第１及び第２ＭＯＳＦＥＴを制御するための他の装置も実現され得ることを理解するだろう。

シャント制御信号ＯＵＴは、インターフェース回路５０の第１ノードＡにおいて供給される（逆）交流電力供給の電圧に対応している電力表示信号Ｍと共に、第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨ及び第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷに基づいて、生成される。前記のように、第１ノードＡは、電子安定器２０によって供給される交流電力供給の逆であるとみなされ得る。

電力表示信号Ｍは、第１ノードＡにおける交流電力供給の数学記号（即ち、正又は負）を線形に追跡し得る。一般に、電力表示信号Ｍは、第１ノードＡが正であるときは、（好ましくは線形に）上昇／増加し、又は「充電」し、第１ノードＡが負であるときは、下降／減少する又は「放電」するよう適合される。このようにして電力表示信号Ｍを生成することが可能なタイミング回路については、後で図８を参照して説明する。

プルダウン装置６１は、電力表示信号Ｍが第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨ（にトランジスタＱ４Ｂの接合電圧Ｖ_ＢＥを加えたもの）に達するとき、シャント制御信号ＯＵＴを基準電圧ＧＮＤに引き下げる。とりわけ、電力表示信号Ｍが第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨ以上に上昇するとき、第１トランジスタＱ４Ｂがオンに切り替えられ、第２トランジスタＱ４Ａが抵抗器Ｒ３６を介してオンされることをもたらす。抵抗器Ｒ３８は、抵抗器Ｒ３６と共に分圧器の役割を果たすことによって、適切なバイアス電圧が第２トランジスタＱ４Ａに供給されることを確実にする。オンに切り替えられた第２トランジスタＱ４ａは、シャント制御信号ＯＵＴを基準電圧ＧＮＤ（例えば、接地又はアース）に引き下げる。

プルアップ装置６２は、電力表示信号Ｍが第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷ（からトランジスタＱ３Ａの接合電圧Ｖ_ＢＥを引いたもの）に達するとき、シャント制御信号ＯＵＴを電力供給電圧Ｖ_ＣＣに引き上げる。とりわけ、電力表示信号Ｍが第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷ以下に低下するとき、第３トランジスタＱ３Ａがオンになり、第４トランジスタＱ３Ｂが抵抗器Ｒ２７を介してオンされることをもたらす。抵抗器Ｒ２０は、抵抗器Ｒ３６と共に分圧器の役割を果たすことによって、適切なバイアス電圧が第４トランジスタＱ３Ｂに供給されることを確実にする。オンに切り替えられた第４トランジスタは、シャント制御信号ＯＵＴを電力供給電圧Ｖ_ＣＣに引き上げる（即ち、シャント制御信号ＯＵＴをハイに引き上げる）。

従って、シャント制御信号ＯＵＴが、最初に、電力供給電圧Ｖ_ＣＣにあるとき、電力表示信号Ｍが、シャント制御信号ＯＵＴが基準電圧ＧＮＤの値に切り替わる第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨの値まで上昇するまで、シャント制御信号は電力供給電圧にとどまるだろう。同様に、シャント制御信号ＯＵＴが、最初に、基準電圧ＧＮＤにあるとき、電力指示信号Ｍが第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷの値に減少するまで、シャント制御信号は基準電圧にとどまるだろう。

第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨは、一対の抵抗器Ｒ２３、Ｒ３７を含む分圧器によって規定される。コンデンサＣ１８は、第１基準電圧からハム音などの高周波ノイズを除去する。第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷは、第２基準電圧発生器６４によって生成される。

出力コンデンサＣ１９は、シャント制御信号ＯＵＴから高周波ノイズ又はＡＣ成分を除去する。制御装置５６は、ダイオード装置Ｄ７、Ｄ９及びＤ１４を更に有する。

ここで、とりわけ図７を参照して、制御装置５６及びインターフェース回路５０の動作について説明する。図７は、第１ノードＡにおける電圧Ｖ_Ａ及び第２ノードＢにおける電圧Ｖ_Ｂの第１例示的波形７１、電力表示信号Ｍの第２例示的波形７２、並びにシャント制御信号ＯＵＴの第３例示的波形７３を示している。

本説明のために、様々なトランジスタのベース・エミッタ電圧及びベース・コレクタ電圧が、第２例示的波形７２において示されている（例えば、Ｍの最高値はＶ_ＨＩＧＨよりもベース・エミッタ電圧だけ高く、Ｍの最低値はＶ_ＬＯＷよりもベース・エミッタ電圧だけ低い）ものの、テキスト記述においては詳細には考慮されないだろうが、当業者は、図において示されている因果関係及び関連する差異を容易に理解するだろう。

第１ノードＡにおける電圧の特定のサイクル中の制御構成５６の動作は、各フェーズがシャント制御信号ＯＵＴの特定の値に関連付けられている４つの別個のフェーズに分割され得る。更に、各フェーズは、出力端子の正のノードＣと負のノードＤとの間の（即ち、照明装置３０を通る）異なる電流フローに関連付けられる。

第１フェーズ（ｔ_０乃至ｔ_１）の開始時（ｔ_０）においては、電力表示信号Ｍは（第１ノードＡにおける電圧がこれまで負であったので）最低値にあるが、シャント制御信号ＯＵＴはハイである。これは、第２ＭＯＳＦＥＴ ５３ｂが電流を伝導するように制御され、第１ＭＯＳＦＥＴ ５３ａが電流を伝導しないように制御されることをもたらす。第２ＭＯＳＦＥＴ ５３ｂが電流を伝導するので、第１ノードＡは第１ダイオード及び第２ＭＯＳＦＥＴ ５３ｂを介して第２ノードＢに結合される。従って、入力ノードは互いに結合され（即ち、短絡され）、電子安定器２０によって供給される電流は、出力端子５２のノード間に設けられる負荷３０を迂回する。入力ノードが互いに結合されるとき、電流は出力端子において負荷を流れないだろう。換言すれば、入力端子は「シャントされる」。

第１フェーズ中、第１ノードＡにおける電圧が正であるので、電力表示信号Ｍは増加する。第１フェーズの継続時間は、「第１シャント継続時間」と名付けられ得る。
電力表示信号Ｍが、必要に応じてベース・エミッタ電圧を考慮に入れる第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨ以上に上昇するとき、第２フェーズ（ｔ_１乃至ｔ_２）が始まる。電力表示信号が第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨのレベルに達するのに応じて、プルダウン装置６１がシャント制御信号ＯＵＴを基準電圧ＧＮＤに引き下げる。更に、電力表示信号が第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨの値に引き上げられる。従って、第２フェーズ（ｔ_１乃至ｔ_２）の開始時（ｔ_１）においては、制御信号はローに引き下げられ、電力表示信号Ｍは第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨにある。

第２フェーズ（ｔ_１乃至ｔ_２）中、第１ノードＡは正であり続けるが、オンに切り替えられた第１トランジスタＱ４ｂが電力表示信号を第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨに引き上げるため、電力表示信号Ｍは第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨの値に維持される。

第２フェーズ（ｔ_１乃至ｔ_２）中、シャント制御信号ＯＵＴは基準電圧に引き下げられる（即ち、ローである）。そのため、第２ＭＯＳＦＥＴ ５３ｂは、電流を伝導しないように制御され、第１ＭＯＳＦＥＴ ５３ａは、電流を伝導するように制御される。これは、第１ノードＡが第１ダイオードを介して出力端子の正のノードＣに結合され、第２ノードＢが出力端子の負のノードＤに結合されることをもたらす。従って、電流は、（正の電圧を持つ）第１ノードＡから出力端子のノード間の負荷を介して（負の電圧を持つ）第２ノードＢへ流れ得る。

即ち、第２フェーズｔ_１乃至ｔ_２中、第１ノードＡ及び正の端子Ｃにおける電圧は正であり、第２ノードＢ及び負の端子Ｄにおける電圧は負であり、それにより、電力が、電子安定器によって、出力端子に接続される照明装置に供給され得る。換言すれば、入力端子は「シャントされない」。

第３フェーズ（ｔ_２乃至ｔ_３）は、第１ノードＡにおける電圧が負になるときに始まる。第３フェーズ（ｔ_２乃至ｔ_３）中、シャント制御信号ＯＵＴは基準電圧に維持される（即ち、ローである）。そのため、第２ＭＯＳＦＥＴ ５３ｂは、電流を伝導しないように制御され、第１ＭＯＳＦＥＴ ５３ａは、電流を伝導するように制御される。
しかしながら、第１ノードＡにおける電圧は負であり、第２ノードＢにおける電圧は今は正であるので、電流は、第２ノードＢから第２ダイオード５３ｂを介して第１ノードＡへ流れる。そのため、入力ノードは互いに結合され（即ち、短絡され）、電子安定器によって供給される電流は、出力端子５２のノード間に設けられる負荷３０を迂回する。入力ノードが互いに結合されるとき、入力端子における電子安定器によって出力端子に直接供給される電力はない。換言すれば、入力端子は「シャントされる」。

第３フェーズ中、第１ノードＡにおける電圧が負であるので、電力表示信号Ｍは減少する。

第３フェーズの継続時間は、「第２シャント継続時間」と名付けられてもよく、第１シャント継続時間及び第２シャント継続時間は、共に、「シャント継続時間」とみなされてもよく、総又は合計シャント継続時間として組み合わされてもよい。

第４フェーズ（ｔ_３乃至ｔ_４）は、電力表示信号Ｍが第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷに下降するときに始まる。電力表示信号Ｍが第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷ以下に低下するとき、プルアップ装置６１は、シャント制御信号ＯＵＴを電力供給電圧Ｖ_ＣＣに引き上げる（即ち、シャント制御信号ＯＵＴをハイに引き上げる）。

シャント制御信号ＯＵＴがハイであるので、第２ＭＯＳＦＥＴは、電流を伝導するように制御され、第１ＭＯＳＦＥＴは、電流を伝導しないように制御される。これは、第２ノードＢが第２ＭＯＳＦＥＴを介して出力端子の正のノードＣに結合され、出力端子の負のノードＤが第２ダイオードを介して第１ノードＡに結合されることをもたらす。

従って、電流は、（正の電圧を持つ）第２ノードＢから出力端子のノード間の負荷を介して（負の電圧を持つ）第１ノードＡへ流れ得る。とりわけ、第４フェーズｔ_３乃至ｔ_４中、第２ノードＢ及び正のノードＣにおける電圧は正であり、第１ノードＡ及び負のノードＤにおける電圧は負であるので、電力が、電子安定器によって、出力端子に接続される照明装置に供給され得る。換言すれば、入力端子は「シャントされない」。

明らかなように、第４フェーズは、第１ノードＡにおける電圧がもう一度正になるとき、時間ｔ_４において終わる（第１フェーズが新たに始まる）。

第１及び第２フェーズは、共に、電力表示信号Ｍの「充電フェーズ」であるとみなされてもよく、第３及び第４フェーズは、共に、電力表示信号Ｍの「放電フェーズである」とみなされてもよい。

要約すると、第１のノードＡにおける電圧が負と正との間で変わるとき、シャントが生じる。それ故、第１ノードＡにおける電圧の或る半サイクルにおいては、最初に、シャントが生じ（即ち、電力が出力端子に供給されず）、次いで、（電力が出力端子に供給される）「非シャント」が生じる。それらの非シャントにおけるこのスイッチ状態は、次の（逆）半サイクルを最初にシャントさせる。

それ故、制御装置５６は、交流電力供給の各サイクル中にシャント装置の結合構成を制御するよう適合される。

第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨ及び第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷの値を変えることによって、交流電力供給の各半サイクル中のシャント継続時間は制御されることができ、それによって、出力端子に結合される照明装置に供給される電力のデューティサイクルの制御を可能にする。第１フェーズ（ｔ_０乃至ｔ_１）の継続時間、即ち、第１シャント継続時間、及び第３フェーズ（ｔ_２乃至ｔ_３）の継続時間、即ち、第２シャント継続時間は、交流電力供給の各半サイクルのシャント継続時間を表す。第１フェーズの継続時間及び第３フェーズの継続時間は、一緒に、インターフェース回路５０の総シャント継続時間を表し得る。

第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨ及び第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷが、フェーズシフト範囲、即ち、シャント継続時間の長さを決定する。

例として、第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷを低下させることは、第４フェーズが始まる前の期間が長くなること（即ち、第３フェーズの継続時間の増加）、及びシャント制御信号ＯＵＴがハイに引き上げられる前の期間が長くなること（即ち、入力端子がより長くシャントされること）をもたらすだろう。同様に、第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷを低下させることは、（電力表示信号の値が、第１フェーズの開始時ｔ_０において最初により低くなり、それによって、第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨに達するのにより長い時間がかかるので）第１フェーズの継続時間の増加をもたらすだろう。要するに、第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷを低下させることは、シャント継続時間を延長するだろう。

同様に、第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨを上昇させることは、シャント制御信号ＯＵＴがローのままであるような第１フェーズｔ_０乃至ｔ_１の継続時間の増加をもたらし、入力端子がより長い期間にわたってシャントされ続け、第３フェーズの継続時間の増加ももたらすだろう。

一般的に言えば、第１ノードＡにおける電圧が、電力表示信号Ｍを介して遅延を開始し、Ｖ_ＨＩＧＨ及びＶ_ＬＯＷが、シャント継続時間を規定する。従来の回路においては、Ｖ_ＨＩＧＨは、現在、Ｒ２３及びＲ３７によって決定される固定レベル（例えば、４．４Ｖ）である。Ｖ_ＬＯＷは第２基準電圧発生器６４によって決定される。第２基準電圧発生器６４は、動作モードにおいて電流制御ループを供給し、スタンバイ／オフモードにおいて電圧制御ループを提供するためのものである。Ｖ_ＬＯＷが高いほど、Ｖ_ＨＩＧＨが低いほど、シャント継続時間は短くなる（即ち、電力が出力端子に供給されるまでの期間が短くなる）。

従って、Ｖ_ＨＩＧＨとＶ_ＬＯＷとの間の帯域幅が、全シャント遅延時間を決定する。先に簡単に示したように、この継続時間は、これらの基準電圧によって規定され得るが、約０．６５Ｖであり得るトランジスタＱ３ａ及びＱ４ｂのベース・エミッタ電圧（Ｖ_ＢＥ）によっても規定され得る。

第１ノードＡにおける電圧の第１半サイクル中（電圧が正であるとき）に、信号ＭがＶ_ＨＩＧＨを超えて上昇するとき、Ｑ４ｂがオンになり、結果として、Ｑ４ａがＲ３６を介してオンされ、信号ＯｕｔがＱ４ａを介して接地に引き下げられる。第２半サイクル中に、ＭがＶ_ＬＯＷを下回るとき、Ｑ３ａがオンになり、結果としてＱ３ｂがＲ２７を介してオンになり、ＯｕｔがＱ３ｂを介して５Ｖ（即ち、電力供給Ｖ_ＣＣ）に引き上げられる。

抵抗器Ｒ３０、Ｒ２７、Ｒ３６、Ｒ３８などの他の構成要素は適切なバイアスレベルを供給するためのものである。コンデンサＣ１２、Ｃ１８及びＣ１９は、ノイズを除去するために設けられる。

図８は、電力表示信号Ｍを生成するためのタイミング回路８０を図示している。

タイミング回路８０は、インターフェース回路５０の第１ノードＡに接続される。一対のトランジスタＱ５Ａ、Ｑ５Ｂを含む方形波発生器８１は、第１ノードＡにおける電圧に基づいて方形波を生成する適合される。とりわけ、第１ノードＡにおける電圧が正であるとき、トランジスタＱ５Ａが、アクティブにされ、方形波発生器の出力Ｅを電源Ｖ_ＣＣに引き上げる。第２ノードＢにおける電圧が負であるとき、トランジスタＱ５Ｂがアクティブにされ、方形波発生器８１の出力Ｅを基準電圧ＧＮＤに引き下げる。

従って、方形波発生器８１は、概ね正弦波の交流電力供給を方形波に変換する。

方形波発生器８１の出力Ｅは、抵抗器Ｒ３５及び充電コンデンサＣ１７を含むＲＣ回路に供給される。従って、方形波出力は、電力表示信号Ｍの値を制御するようにＲＣ回路を充電及び放電し得る。電力表示信号Ｍは、ＲＣ回路と接地（基準）電圧との間の電圧を表し得る。このやり方においては、インターフェース回路の第１ノードＡにおける電圧が、電力表示信号Ｍの値を制御する。

タイミング回路の他のコンデンサＣ１５、Ｃ３７、Ｃ２４及び抵抗器Ｒ３３、Ｒ４５、Ｒ３４は、必要に応じて、ノイズを除去するために、及び任意のＤＣバイアスを除去するために、入力／出力インピーダンスとして設けられる。

図９は、実施例による第２基準電圧発生器６４を図示している。

第２基準電圧発生器６４は、照明装置の所望の照明レベルを示す照明レベル信号ＤＩＭと、照明装置を流れる電流を示す第１フィードバック信号ＣＳと、照明装置の両端の電圧を示す第２フィードバック信号Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}とに基づいて、第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷを生成するよう適合される。

当業者は、フィードバック信号ＣＳ、Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}のうちの一方は省略されてもよく、第２基準電圧発生器６４は、照明レベル信号ＤＩＭと唯一のフィードバック信号とに基づいて第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷを生成してもよいことを、理解するだろう。第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷの生成において、３つ以上のフィードバック信号が使用されてもよい。

第２基準電圧発生器は、比較器、ここでは、増幅器Ｕ１Ｃの出力を増幅器の負の入力に結合するフィードバックシステムＣ１１、Ｃ１０、Ｒ４８を有する増幅器Ｕ１Ｃ比較器を含む。照明レベル信号ＤＩＭは、抵抗器Ｒ５２を介して増幅器Ｕ１Ｃの正の入力に供給される。第１フィードバック信号ＣＳは、ローパスフィルタＲ５０、Ｃ１６を介して第２基準電圧発生器に結合され、フィルタをかけた信号は、抵抗器Ｒ２９を介して増幅器Ｕ１Ｃの負の入力に供給される。第２フィードバック信号Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}も、抵抗器Ｒ４７を介して増幅器Ｕ１Ｃの負の入力に供給される。

それによって、第２基準電圧発生器６４は、第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷの少なくとも２つのモードでの制御を可能にし得る。第１フィードバック信号ＣＳによって示されるような照明装置を通る電流が第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷに主に影響を及ぼす電流ループモードが存在し得る。同様に、第２フィードバック信号Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}によって示されるような照明装置の両端の電圧が第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷに主に影響を及ぼす電圧ループモードが存在し得る。

特定の実施例においては、第２基準電圧発生器６４は、オン／オフコマンドに基づいて、第１フィードバック信号ＣＳに基づく比較と、第２フィードバック信号Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}に基づく比較とを切り替えるよう適合され得る。例えば、スイッチ（図示せず）は、オン／オフコマンドに基づいて、２つの信号のうちの一方を増幅器Ｕ１Ｃの負の入力に制御可能に供給し得る。

それによって、第２基準電圧発生器６４は制御ループの役割を果たし得る。例えば、ランプ電流ＣＳが大きすぎる場合、第２基準電圧発生器６４は増幅器においてより低い出力を生成し、この低くした出力はより低いＶ_ＬＯＷを与え、従って、シャント継続時間は、ランプ電流を減少させるようにより長くなるだろう。

一般に、照明装置がオンからオフに切り替えられるとき、制御ループ（第２基準電圧発生器）６４は、電流ループモードでの動作から電圧ループモードでの動作へと切り替わる。そうする際、制御ループ（第２基準電圧発生器）内の増幅器Ｕ１Ｃは突入低電圧（inrushing low voltage）を発生させる。この突入低電圧は、第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷの値に影響を及ぼして（とりわけ、第２基準電圧の値を低下させて）、意図せずに制御装置をオーバーコントロール（over-control）にし、シャント継続時間（即ち、第１及び第３フェーズの長さ）を増加させる。これは、制御ループが閉ループ動作から開ループ動作に切り替わることをもたらし得る。例えば、Ｖ_ＨＩＧＨから低下したＶ_ＬＯＷへの放電の継続時間はより長くなり、この継続時間はシャント継続時間に対応し、シャント継続時間は、非常に長くなるので、別の半サイクルまで延び、これは、シャントを制御不能にする。

オン／オフコマンドが照明装置のスイッチがオフに切り替えられるべきであることを示すとき、オン／オフコマンド信号は、照明レベル信号ＤＩＭ、第１フィードバック信号ＣＳ及び第２フィードバック信号Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}の値の変化をもたらす。これは、第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷの値の変化をもたらす。

第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨと第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷとの間の利用可能な電圧差の範囲は、インターフェース回路が効果的に動作し得る電子安定器の周波数の範囲を制限すると共に、効果的にシャットダウンされることができる電子安定器周波数の範囲を制限する。とりわけ、第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨと第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷとの間の可能電圧差の範囲は最大及び／又は最小シャント継続時間を制限することが確認された。

照明装置をオフに切り替えるために入力端子における低周波交流電力供給を完全にシャントすることが望ましいというケースを考える。最大シャント継続時間は、第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨの最大可能値、及び第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷの最小可能値によって規定される。即ち、シャント継続時間である第１フェーズ（ｔ_０乃至ｔ_１）及び第３フェーズ（ｔ_２乃至ｔ_３）は、第１基準電圧と第２基準電圧との間の最大制御可能差によって規定される最大長を持つ。交流電力供給の半サイクルはシャント継続時間の最大可能差長よりも大きい可能性があるので、第１及び第３フェーズの最大長は低周波交流電力供給を完全にシャントするのに十分ではない可能性がある。このやり方においては、制御装置は、意図せずに、各々、第２及び第４のフェーズに入る可能性があり、それによって、安定器周波数が低いときに交流電力供給をシャントしない可能性がある。

同様に、最小シャント継続時間は、インターフェース回路が対応する最大周波数を制限する。なぜなら、電力表示信号が第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨ及び／又は第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷに達する前に交流電力供給が第１（例えば、正の）半サイクルから第２（例えば、負の）半サイクルに移る可能性があるからである、従って、第２及び／又は第４フェーズは意図せずにバイパスされる可能性があり、照明装置をオンに切り替えることが望まれるときにシャントの過大な継続時間をもたらす可能性がある。

従って、前記範囲外にある周波数を伴う電子安定器は、インターフェース回路の異常な動作、とりわけ、シャント動作をもたらす。

前述のように、５５ａの追加静電容量による周波数の増加は、安定器出力の半サイクルの期間を減らし、Ｖ_ＬＯＷの減少は、シャント継続時間を延ばし、これは、シャントのデューティサイクルを長くさせ、制御不能にさせるだろう。本実施例は、それらを補償するよう第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨを調整することを提案する。Ｖ_ＨＩＧＨからＶ_ＬＯＷへの放電継続時間、及びＶ_ＬＯＷからＶ_ＨＩＧＨへのシャント充電継続時間が、シャント継続時間を決定することから、Ｖ_ＨＩＧＨも下方に調整することによって、シャント継続時間は、上記の変化した周波数及びＶ_ＬＯＷに合うよう、減らされるよう調整されることができる。

図１０は、照明レベル信号ＤＩＭの値に影響を及ぼすと共に、第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨの値に影響を及ぼすよう適合される補償回路１００を図示している。

補償回路は、照明装置をオン又はオフにするための命令に対応するオン／オフコマンドを受信するよう適合される。照明レベル信号ＤＩＭは、調光回路によって制御されることができ、とりわけ、オフコマンドが送信されるときにハイに引き上げられることができる。

好ましくは、照明レベル信号ＤＩＭは、（Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}の値になり得る）ＬＥＤの順方向電圧未満の電圧しきい値である。従って、第２基準電圧発生器６４によって生成されるような第２基準電圧信号Ｖ_ＬＯＷは低いままである。

補償回路は演算増幅器Ｕ１Ｄを有する。補償回路は、第１基準電圧影響装置も有し、一対の抵抗器Ｒ６５、Ｒ６６及びトランジスタＱ７を有する。

オン／オフコマンドがローであるとき、演算増幅器Ｕ１Ｄの出力はハイであり、これは照明レベル信号を（分圧器Ｒ３０、Ｒ３２によって分割された）ハイの電圧に引き上げる。更に、トランジスタＱ７がオンになり、第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨが抵抗器Ｒ６５によって基準電圧ＧＮＤに引き下げられる。従って、第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨの値は減らされ、減らされたＶ_ＨＩＧＨから減らされたＶ_ＬＯＷへの放電の継続時間も減らされ、それによって、シャント継続時間を減らす。

前述のように、照明装置がオンからオフに切り替えられるとき、突入電圧が第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷの値を低下させる。オン／オフコマンドがローに行くのに応じて第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨを低下させることによって、第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨと第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷとの間の適切な電圧範囲が維持されることができ、（照明装置がオフに切り替えられるとき）インターフェース回路が入力端子を適切にシャントすることを可能にする。

従って、最大及び最小シャント時間が適切に管理及び維持され得るので、インターフェース回路が対応する安定器周波数の範囲は拡大され得る。

上記の実施例は、周波数変化自体を検出せずに、安定器の出力周波数の潜在的な増加を示すオン／オフ信号を使用する。他の実施例においては、安定器出力の周波数が検出されることができる。

図１１は、第２実施例によるインターフェース回路のための周波数検出回路及び補償回路を図示している。補償回路は、第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨの値に影響を及ぼすよう適合される。周波数補償回路は、コンデンサＣ４１、Ｃ４２、抵抗器Ｒ６２、Ｒ６３、並びにダイオードＤ１５、Ｄ１６を含む。

周波数補償回路は、タイミング回路の方形波発生器の出力Ｅを受信する。点Ｆにおける電圧は、方形波発生器の出力Ｅの周波数に依存し、それによって、周波数検出器として使用され得る。とりわけ、コンデンサＣ４２のインピーダンスは、式１を参照して説明したコンデンサのインピーダンスと同様にして、方形波発生器の出力Ｅの周波数に依存することに留意されたい。このやり方においては、点Ｆにおける電圧は、方形波発生器の出力Ｅの周波数に依存する。従って、点Ｆにおける電圧が制御信号である。

点Ｆにおける電圧は点Ｇにおける電圧の変化をもたらす。点Ｇは第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨ（即ち、トランジスタＱ４Ｂのベース）に接続される。従って、交流電力供給の周波数における変化は、第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨにおける変化をもたらす。ひいては、これはシャント継続時間に影響を及ぼす。

説明として、点Ｅにおける電圧が高いとき、ダイオードＤ１５及びＤ１６は導通され、コンデンサＣ４２は充電される。点Ｅにおける電圧が低いとき、ダイオードＤ１５はオフであり、ダイオードＤ１６は導通され、故に、Ｃ４２は放電される。安定器周波数が変えられるとき、点Ｇの電圧は変えられ、Ｖ_ＨＩＧＨも変わるだろう。フィルタコンデンサＣ４１は、高周波リップルを軽減し、Ｅ点における電圧が安定することを確実にするために設けられる。

とりわけ、（例えば、インターフェース回路の入力インピーダンスの切り替えのために）電子安定器の周波数が変えられるとき、第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨは、入力端子のシャントが安定器出力の各半サイクル内で行われ続けるように周波数に従って調整され得る。これは、電子安定器の幾つかの半サイクルが意図せずにバイパスされ、エラーを生じさせることを防止する。

（例えば、入力インピーダンスの変動又は電子安定器の周波数の変化に起因して）電子安定器の有効周波数が増加されるとき、第１基準電圧は増加され得る。電子安定器の周波数が減少されるとき、第１基準電圧はそれに応じて減少され得る。従って、制御信号は第１基準電圧Ｖ_ＨＩＧＨを調整し得る。

同様の回路又は装置が、第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷにバイアスをかける又は第２基準電圧Ｖ_ＬＯＷを制御するために使用され得る。とりわけ、第２基準電圧の値は、安定器周波数の増加に応じて増加されることができ、安定器周波数の減少に応じて減少されることができる。

表１は、補償回路及び周波数補償回路をインターフェース回路に導入する効果を示している。詳細には、補償回路の導入時には、周波数適合性の２０％向上が実現されることができ、周波数補償回路の導入時には、４５％向上が実現されることができる。

補償回路及び周波数補償回路を含むインターフェース回路は、より広い範囲の安定器周波数に対応し得ることは見てすぐ分かるだろう。同様に、これらの回路のうちの１つだけを含むインターフェース回路もまた、より広い範囲の安定器周波数に対応する。

図１２は、交流電力供給を出力するよう適合される電子安定器を用いて照明装置を動作させる方法１２０であって、電子安定器に結合するステップ１２１と、照明装置に結合するステップ１２２と、入力端子において受け取られる交流電力供給の周波数に対応する制御信号を生成するステップ１２３と、照明装置の所望の照明レベルを取得するステップ１２４と、シャント装置を使用して、電子安定器と照明装置との結合構成を調節するステップ１２５と、交流電力供給の各サイクル中に、少なくとも制御信号と所望の照明レベルとに基づいてシャント装置を制御するステップ１２６とを有する方法１２０を示すフローチャートである。

当業者は、請求項に記載の発明を実施する際に、図面、明細及び添付の請求項の研究から、開示されている実施例に対する他の変形を、理解し、達成し得る。請求項において、「有する」という用語は、他の要素又はステップを除外せず、単数形表記は、複数の存在を除外しない。単に、特定の手段が、互いに異なる従属請求項において挙げられているという事実は、これらの手段の組み合わせが有利になるように用いられることができないことを示すものではない。請求項における如何なる参照符号も、範囲を限定するものとして解釈されてはならない。

Claims (15)

1. 交流電力供給を出力するよう適合される電子安定器を照明装置に結合するためのインターフェース回路であり、
   前記電子安定器に接続可能な入力端子と、
   前記照明装置に接続可能な出力端子と、
   前記入力端子と前記出力端子との間の結合構成を制御可能に調節するよう適合されるシャント装置と、
   前記入力端子において受け取られる前記交流電力供給の周波数に対応する制御信号を生成するよう適合される検出装置と、
   前記交流電力供給の各サイクル中に、前記制御信号に基づいて前記シャント装置の前記結合構成を制御するよう適合される制御装置とを有するインターフェース回路であって、
   前記制御装置が、前記制御信号に基づいて、前記出力端子に供給される前記交流電力供給のデューティサイクル、又は前記電子安定器を短絡させないデューティサイクルを制御するように、前記制御信号に基づいて、前記交流電力供給の各サイクル中に前記シャント装置によって供給される結合構成の継続時間を制御するよう適合されるインターフェース回路。
2. 前記電子安定器が、蛍光灯用の安定器であり、
   前記インターフェース回路が、調光器から前記照明装置の所望の照明レベルを取得するよう適合される調光回路を更に有し、
   前記制御装置が、更に、前記交流電力供給の各サイクル中に、前記所望の照明レベルに基づいて前記シャント装置の前記結合構成を制御するよう適合される請求項１に記載のインターフェース回路。
3. 前記所望の照明レベルが、前記照明装置の減光レベルを含み、
   前記制御装置が、特定の所望の照明レベルに対して、前記入力端子において受け取られる前記交流電力供給の異なる周波数に対して、前記デューティサイクルを実質的に一定に維持するよう適合され、
   前記制御装置が、前記制御信号に基づいて前記継続時間を制御するものとは異なる電流制御ループであって、前記照明装置を流れる電流が前記減光レベルに対して大きすぎる場合に、前記照明装置を流れる前記電流を減らすように前記シャント継続時間を増加させるよう適合される電流制御ループを更に有し、
   前記制御装置が、前記制御信号に基づいて前記継続時間を制御するための応答時間であって、前記交流電力供給の前記異なる周波数の変化の速度に匹敵する応答時間を有し、前記電流制御ループが、前記交流電力供給の前記異なる周波数の前記変化の速度と比較して実質的により遅い応答時間を有する請求項２に記載のインターフェース回路。
4. 前記検出装置が、前記交流電力供給の前記周波数に対応する信号を出力するよう適合される制御コンデンサを有する請求項１乃至３のいずれか一項に記載のインターフェース回路。
5. 前記検出装置が、前記交流電力供給に基づく方形波であって、前記交流電力供給と同じ周波数を持つ方形波を生成するよう適合される方形波発生器を更に有し、前記方形波が前記制御コンデンサに供給される請求項４に記載のインターフェース回路。
6. 前記検出装置が、
   前記出力端子に供給される前記交流電力供給の前記デューティサイクル、又は前記電子安定器を短絡させない前記デューティサイクルを検出するよう適合される検出回路と、
   現在のデューティサイクルと前のデューティサイクルとを比較し、前記現在のデューティサイクルが前記前のデューティサイクルから或る特定の割合だけずれているが、その一方で、前記調光回路において前記照明レベルが変えられていない場合には、前記制御信号を出力するよう適合される比較回路とを有する請求項２に記載のインターフェース回路。
7. 前記制御装置が、
   タイミングコンデンサであって、前記タイミングコンデンサの両端の電圧が前記シャント装置の結合構成を決定するタイミングコンデンサと、
   前記タイミングコンデンサに固定充電電流を供給するよう前記タイミングコンデンサに接続される固定電流源と、
   前記タイミングコンデンサに接続される可変電流源であって、前記入力端子において供給される前記交流電力供給の前記周波数に対応する前記制御信号に基づいて前記タイミングコンデンサを充電する速度を変えるように、前記制御信号に基づいて前記タイミングコンデンサに追加の充電電流を供給するよう適合される可変電流源とを有する請求項２に記載のインターフェース回路。
8. 前記追加の充電電流の大きさが、前記交流電力供給の前記周波数に比例し、且つ／又は前記制御装置が、前記所望の照明レベルに従って電圧しきい値を設定するよう適合される電圧しきい値要素を更に有し、
   前記制御装置が、前記タイミングコンデンサにおける電圧が前記電圧しきい値に達するとき、前記シャント装置の減結合構成をトリガするよう適合される請求項７に記載のインターフェース回路。
9. 前記制御装置が、
   前記入力端子に接続される可変入力インピーダンスと、
   オン／オフコマンドに基づいて前記可変入力インピーダンスを制御するよう適合される入力制御装置とを有し、
   前記検出装置が、前記オン／オフコマンドに基づいて前記制御信号を生成するよう適合され、
   前記制御装置が、前記交流電力供給の半サイクルと同期して動作するよう前記シャント装置を制御するよう適合される請求項１乃至８のいずれか一項に記載のインターフェース回路。
10. 前記可変入力インピーダンスが、
    第１インピーダンスを持つ第１インピーダンス状態と、
    前記第１インピーダンスよりも大きい第２インピーダンスを持つ第２インピーダンス状態との間で切り替えられるよう適合され、
    前記入力制御装置が、オン／オフコマンドに基づいて前記第１インピーダンス状態と前記第２インピーダンス状態との間で前記可変入力インピーダンスを切り替えるように適合され、前記検出装置が、前記可変入力インピーダンスの切り替えと同期して前記制御信号を生成するよう適合される請求項８に記載のインターフェース回路。
11. 前記可変入力インピーダンスが、少なくとも１つの可変静電容量を含み、
    前記制御装置が、第１基準電圧と第２基準電圧との間の差に基づいて前記シャント装置の前記結合構成を制御するよう適合され、
    前記インターフェース回路が、前記制御信号に基づいて、前記第１基準電圧及び前記第２基準電圧のうちの少なくとも一方を調整するよう適合される補償回路を更に有する請求項９に記載のインターフェース回路。
12. 前記インターフェース回路が、前記交流電力供給の前記周波数に対応する前記制御信号を出力するよう適合される制御コンデンサを更に有し、前記補償回路が、前記制御信号に応じて前記第１基準電圧を調整するよう適合される請求項１１に記載のインターフェース回路。
13. 前記インターフェース回路が、前記交流電力供給によって交互に充電及び放電されるように接続されるコンデンサを更に有し、
    前記制御装置が、前記コンデンサの両端の電圧に基づいて前記シャント装置の前記結合構成を制御するよう適合され、
    前記コンデンサの充電フェーズ中、
    前記コンデンサの両端の電圧が前記第１基準電圧未満である場合には、前記制御装置が、電流が前記入力端子から前記出力端子へ流れることができないような前記結合構成を構成するよう適合され、
    前記コンデンサの両端の前記電圧が前記第１基準電圧以上である場合には、前記制御装置が、電流が前記入力端子から前記出力端子へ流れることができるような前記減結合構成を構成するよう適合され、
    前記コンデンサの放電フェーズ中、
    前記コンデンサの両端の前記電圧が前記第２基準電圧を超える場合には、前記制御装置が、電流が前記入力端子から前記出力端子へ流れることができないような前記結合構成を構成するよう適合され、
    前記コンデンサの両端の前記電圧が前記第２基準電圧以下である場合には、前記制御装置が、電流が前記入力端子から前記出力端子へ流れることができるような前記減結合構成を構成するよう適合され、
    前記補償回路が、前記交流電力供給の前記周波数の増加に応じての前記第１基準電圧の減少、及び／又は前記交流電力供給の前記周波数の増加に応じての前記第２基準電圧の増加のうちの少なくとも一方を実施するよう適合される請求項１１又は１２に記載のインターフェース回路。
14. 前記インターフェース回路が、
    前記照明装置の前記所望の照明レベルに対応する信号と、
    前記照明装置を通過する電流に対応する第１フィードバック信号、及び
    前記照明装置の両端の前記電圧に対応する第２フィードバック信号のうちの１つ以上との比較に基づいて、前記第２基準電圧を出力するよう適合される第２基準電圧発生器を更に有し、
    前記比較器が、オン／オフコマンドに応じて前記第１フィードバック信号と前記第２フィードバック信号とを切り替えるよう適合され、
    前記補償回路が、前記オン／オフコマンドに従って前記第１基準電圧を変更するよう適合される請求項１１乃至１３のいずれか一項に記載のインターフェース回路
15. 請求項１乃至１４のいずれか一項に記載のインターフェース回路と、前記照明装置としての１つ以上のＬＥＤとを有するＬＥＤランプ。

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