JP2016219350A - 点灯制御回路、照明灯、および照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】照明灯の省電力化を図るとともに安全性を向上させることができる。【解決手段】照明灯の点灯制御回路のコントローラ１５０は、交流信号のゼロクロスタイミングを検出して、ゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出部１５１と、ゼロクロスタイミング、および該ゼロクロスタイミングから特定された位相分ずらしたタイミングを基点として切り替わり、以降、所定のデューティ比に基づいて、切り替わるＰＷＭ信号を生成してゲート信号とし、該ゲート信号に基づいてスイッチング素子を制御するゲート信号生成部１５５と、次のゼロクロスタイミングが起きる時間を推定する次ゼロクロスタイミング推定部１５２と、次のゼロクロス信号を受信可能とする期間を示す受信可能信号を生成する次ゼロクロス受信可能タイミング生成部１５３と、を備え、ゲート信号生成部１５５は、ゼロクロス信号が受信可能信号で示される期間内に入力された場合、ＰＷＭ信号を生成する。【選択図】図９

Description

本発明は、点灯制御回路、照明灯、および照明装置に関する。

従来から、蛍光灯を点灯させるインバータ安定器（広義には、灯具）にそのまま接続して点灯動作を行うことができる点灯制御回路を備える照明灯が知られている。このような照明灯としては、ＬＥＤ（Light Emitting Diode）照明灯などの半導体発光素子を用いた照明灯が挙げられる。

ＬＥＤ照明灯は、蛍光灯よりも発光効率が高いため、蛍光灯よりも少ない消費電力で蛍光灯と同等の明るさを作り出すことができる。但し、ＬＥＤ照明灯を灯具にそのまま接続して点灯動作を行う場合、灯具は、蛍光灯が接続された場合と同等の電力をＬＥＤ照明灯に供給してしまうため、ＬＥＤ照明灯のＬＥＤ負荷において、必要以上の消費電力が発生してしまう。

このため、このようなＬＥＤ照明灯（いわゆる工事レスＬＥＤ照明）において、ＬＥＤ負荷に対して、インダクタンスを接続することで、ＬＥＤ照明灯に無効電力を発生させ、省電力化を図る技術が知られている（例えば、特許文献１〜２）。

しかしながら、上述したような従来技術では、無効電力を発生させるためにインダクタンスを用いているため、インダクタンスにエネルギーが蓄積されている状態で電源遮断などの異常動作が起きると、逆起電力（高電圧）が発生し、照明灯を接続している灯具を破壊するおそれがある。

そこで本発明は、照明灯の省電力化を図るとともに安全性を向上させることができる点灯制御回路を提供することを目的とする。

かかる目的を達成するため、本発明に係る点灯制御回路は、照明灯に用いられる点灯制御回路であって、交流信号を全波整流するブリッジダイオードと、スイッチング素子を含み、全波整流された交流信号を直流信号に変換するスイッチングコンバータと、前記スイッチング素子のオン／オフタイミングを制御するコントローラと、前記スイッチングコンバータと接続され、前記直流信号が出力される半導体発光素子と、を備え、前記コントローラは、交流信号のゼロクロスタイミングを検出して、ゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出部と、前記ゼロクロスタイミング、および該ゼロクロスタイミングから特定された位相分ずらしたタイミングを基点として、ＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わり、以降、所定のデューティ比に基づいて、Ｌｏｗ及びＨｉｇｈが切り替わるＰＷＭ信号を生成してゲート信号とし、該ゲート信号に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフタイミングを制御するゲート信号生成部と、次のゼロクロスタイミングが起きる時間を推定するタイミング推定部と、該タイミング推定部からの入力に基づいて、次のゼロクロス信号を受信可能とする期間を示す受信可能信号を生成するタイミング生成部と、を備え、前記ゲート信号生成部は、前記ゼロクロス信号が前記受信可能信号で示される期間内に入力された場合に、前記ＰＷＭ信号を生成するものである。

本発明によれば、照明灯の省電力化を図るとともに安全性を向上させることができる。

本実施形態の照明装置の外観斜視図である。 灯具を長手方向に沿って切断した断面図である。 照明灯の長手方向に向かって左側の端部近傍の分解斜視図である。 照明灯の長手方向に向かって右側の端部近傍の分解斜視図である。 照明灯の長手方向に向かって左側の端部近傍の分解斜視図である。 照明灯の長手方向に向かって右側の端部近傍の分解斜視図である。 照明灯の横断面図である。 照明回路を含む照明装置の回路図である。 コントローラの構成例を示すブロック図である。 交流信号Ｖｍが正常な場合の各信号の波形タイミング図である。 交流信号Ｖｍにノイズが生じた場合の各信号の波形タイミング図である。 交流信号Ｖｍに歪が生じた場合の各信号の波形タイミング図である。 交流信号Ｖｍの時間軸の歪が生じた場合の各信号の波形タイミング図である。 コントローラの他の構成例を示すブロック図である。 第２の実施形態における各信号の波形タイミング図である。

以下、本発明に係る構成を図１から図１５に示す実施の形態に基づいて詳細に説明する。

＜第１の実施形態＞
（照明装置）
先ず、図１〜図７を参照して照明装置の構成について説明する。図１は、本実施形態の照明装置３００の外観斜視図である。図１に示すように、照明装置３００は、照明灯１００と、照明灯１００が装着される灯具２００とを備える。

照明灯１００は、キャップ部材１ａ，１ｂ、筐体２、および透光部材３を有している。筐体２は、例えばアルミニウム合金またはマグネシウム合金等の金属部材を押出成形して作られた長尺形状を有している。また、筐体２は、断面が略半円筒形状となるように形成されている。透光部材３は、筐体２と組み合わされることで、全体が略円筒形状となるように、筐体２と同様に長尺の略半円筒形状を有している。また、透光部材３は、後述する複数のＬＥＤから発光された光束を透過するように、樹脂またはガラスで形成されている。

キャップ部材１ａ，１ｂは有底円筒形状を有しており、筐体２および透光部材３の各両端部のキャップとして機能する。また、キャップ部材１ａ，１ｂは、灯具２００のソケット２０１ａ，２０１ｂに取り付けられることで、灯具２００と照明灯１００との物理的かつ電気的な接続を図る。なお、この例では、筐体２は略半円筒形状であることとしたが、略半円筒形状に限定する必要はない。図１では、透光部材３を半円形で描いているが、蛍光灯のように断面が筒状になっていて、透光部材３が筐体２を包むような構成であってもよい。

図２は、本実施形態の灯具２００を長手方向に沿って切断した断面図である。図２に示すように、灯具２００は、蛍光灯安定器２０３と、照明灯１００を着脱可能に装着するソケット２０１ａおよび２０１ｂとを有し、商用電源Ｅと接続可能に構成されている。商用電源Ｅの周波数は、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ等である。商用電源Ｅからの電力は、蛍光灯安定器２０３に供給される。図２に示すように、灯具２００は、ソケット２０１ａ，２０１ｂの反対側が、例えば天井等に埋め込まれており、ソケット２０１ａ，２０１ｂ側が解放されている。ソケット２０１ａ，２０１ｂは、一対の電極端子２０２ａ，２０２ｂおよび配線２０４を介して、蛍光灯安定器２０３に接続されている。

蛍光灯安定器２０３は、例えば、蛍光灯インバータ安定器、蛍光灯グロー安定器、及び蛍光灯ラピッド安定器などが挙げられる。

ただし、照明灯１００は商用交流電源と直結可能に構成されており、その場合には蛍光灯安定器２０３は不要となる。このように、照明灯１００は、蛍光灯グロー安定器、蛍光灯ラピッド安定器、蛍光灯インバータ安定器、および商用交流電源の何れとも接続可能に構成することができる。

図３及び図５は、本実施形態の照明灯１００の長手方向に向かって左側の端部近傍の分解斜視図であり、図４及び図６は、本実施形態の照明灯１００の長手方向に向かって右側の端部近傍の分解斜視図である。図７は、本実施形態の照明灯１００の横断面図である。但し、図３では、電源基板７の上方側に配置されている実装基板１１ａの図示を省略し、図５では、実装基板１１ａを図示している。同様に、図４では、実装基板１１ｂの図示を省略し、図６では、実装基板１１ｂを図示している。

図３及び図４に示すように、キャップ部材１ａ，１ｂは、複数のねじ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄによって、筐体２に締付固定される。これにより、キャップ部材１ａ，１ｂは、筐体２と嵌合した透光部材３とが一体的になるように包み込んでいる。つまり、キャップ部材１ａ，１ｂは、筐体２および透光部材３の各両端部を覆うように形成されて設けられている。

キャップ部材１ａ，１ｂは、ねじ止めではなく、筐体２との継ぎ目を工具等で固く密着させて（カシメて）製作してもよいし、インサート成形してもよい。キャップ部材１ａ，１ｂの形状は、既存の蛍光灯の両端に位置するキャップ部材（口金）と略同一の形状とされている。照明灯１００は、灯具２００に取り付けられている既存の蛍光灯に代えて、容易に交換可能となっている。

図３〜図６に示すように、一方のキャップ部材１ａには端子４ａ，４ｂが、他方のキャップ部材１ｂには電極端子４ｃ，４ｄが、それぞれキャップ部材１ａまたはキャップ部材１ｂから長手方向に沿って突出するように設けられている。各キャップ部材１ａまたはキャップ部材１ｂに対して電極端子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄを設ける場合、インサ−ト成形、カシメ、ねじ締結等の固定方法を用いることができる。照明灯１００は、灯具２００や各キャップ部材１ａ，１ｂ内に配置されたコネクタ１６等を介して商用電源Ｅからの交流電力を取り込む。取り込まれた交流電力は、リード線６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄを介して、図３に示す電源基板７に給電される。

電源基板７には、得られた交流電源を、直流電源に変換して実装基板１１ａ，１１ｂに供給するための直流電源変換用の電子部品９が設けられている。実装基板１１ａ，１１ｂには、図５及び図６に示すように、複数のＬＥＤ（Light Emitting Diode）１２ａが長手方向に実装されたＬＥＤ負荷１７０が設けられている。ＬＥＤは、半導体発光素子の一例である。電源基板７は、図３に示すように、略半円筒形状の筐体２の内部に収納され、筐体２内で動かないよう固定されている。また、本実施形態の照明装置３００の場合、リード線６ａ，６ｂは、リード線６ｃ，６ｄよりも短くなっている。

電子部品９によって直流に整流された電流は、図５に示すリード線１３ａ，１３ｂを介して実装基板１１ａ，１１ｂに供給される。長手方向に並列配置された実装基板１１ａ，１１ｂの間は、図示しないリード線やジャンパ−線等で電気的に接続されている。なお、この例では、ＬＥＤ負荷１７０を実装する実装基板として、実装基板１１ａ，１１ｂの２枚を図示しているが、１枚または３枚以上の実装基板を設けてもよい。

図５および図６に示すように、本実施形態の照明装置３００の場合、実装基板１１ａの下方側に電源基板７を配置し、実装基板１１ｂ側には何も配置していない。換言すれば、実装基板１１ｂ側は、筐体２内が空洞となるように、平面的に構成されている。また筐体２の半円の弦に相当する部分となる平面部１４に、実装基板１１ａ，１１ｂが装着される。この平面部１４と実装基板１１ａ，１１ｂの間には、それぞれシ−ト状の樹脂部材１０ａ，１０ｂを、平面部１４と実装基板１１ａ，１１ｂとでそれぞれ挟むようにして介装して配設している。

図３および図４に示すように、その両端にリード線６ａ、６ｂとリード線６ｃ，６ｄがそれぞれ接続された電源基板７は、図７に示すように、長手方向に延びるカバー部材となる樹脂製のホルダ３０で周囲が覆われている。リード線６ａとリード線６ｂの先端と、リード線６ｃとリード線６ｄの先端には、各コネクタ１６に挿入するための口金部が設けられている。ホルダ３０は、電源基板７と同等以上の長さを有する長尺形状を有し、断面形状に切断部がない連続した筒状部品である。ホルダ３０は、押出成形、引抜成形、射出成形等の成型方法により形成することができる。ホルダ３０の材質は、例えばＰＣ（ポリカーボネート）、ＰＡ（ナイロン）が用いられる。

ホルダ３０は、図７に示すように、筐体２の内部に収納可能であって、長手方向において略同一の断面形状とされている。電源基板７はホルダ３０に着脱可能に装着されることでホルダ３０と一体化される。

すなわち、図７に示すように、ホルダ３０の長手方向と交差する幅方向に位置する側面３０ａ、３０ｂには、幅方向に突出して受け台部３１a，３１ｂが形成されている。これら受け台部３１a，３１ｂは、電源基板７をホルダ３０内に端部側から挿入する際の案内レール部として機能する。受け台部３１a，３１ｂは、電源基板７の挿入後においては、電源基板７とホルダ３０の底部３０ｃとの間に離間部（空間部）３２が形成されるように電源基板７を支持する。離間部３２は、電源基板７から突出した図３に示す電子部品９のリード線が、ホルダ３０に触れない、或いは電気的絶縁性が確保できるような距離Ｚ１を確保するためのものである。

ホルダ３０は、電源基板７の全体（周囲）を外側から覆うことで、筐体２内部において電源基板７を筐体２から離隔している。ホルダ３０は、図７に示すように、筐体２内において筐体２の内側面と接触する。ホルダ３０は、筐体２内で滑りやすくするため、筐体２の内側面と接触する表面を平滑面としている。この例の場合、ホルダ３０は、同ホルダ３０を分割するための切断部が無い断面形状である。このため、ホルダ３０内へ電源基板７を設置する場合、開口されているホルダ３０の端部から電源基板７をホルダ３０内に挿入することになる。ホルダ３０と電源基板７は、筐体２への装着前に一体化されて電源基板ユニットとして構成され、電源基板ユニットの状態で筐体２の端部から筐体２の内部に挿入される。

このような構成によると、電源基板７の周囲を覆い、電源基板７を筐体２から離隔し、筐体２内に収納可能な断面が略同一形状で長手方向に延びる樹脂製のホルダ３０を有するので、筐体２との電気的絶縁性を保つことができ、高い安全性を確保できる。また、電気的絶縁性を確保するために、筐体２の内部へ絶縁材の塗装を行わなくても良いので、低コストで筐体２を製作できる。さらに、筐体２内が、ホルダ３０によって電源基板７と筐体２とに区分して離間できるため、電子部品９のリ−ド線１３ａ，１３ｂが突出していても筐体２に触れることがなく、チップ部品などの高価な部品を用いることなく作製できる。

また、本実施形態の照明装置３００の場合、電源基板７と実装基板１１ａ、１１ｂの間にホルダ３０（ホルダ３０の底部３０ｃ）を設けているため、電源基板７の熱が実装基板１１ａ、１１ｂに伝わりにくくなり、ＬＥＤ負荷１７０に与える熱の影響が全てのＬＥＤで均一になる。このため、時間の経過と共に部分的にＬＥＤの寿命が短くなる不都合を防止できる。

また、電源基板７と一体化したホルダ３０の接触面が平滑となっているため、摩擦抵抗を小さくでき、筐体２内において電源基板ユニットを滑走させることができる。このため、両端の口金部にコネクタ１６を挿す作業を容易化できる。

また、ホルダ３０の断面形状には切れ目がなく、連続するように形成しているので、直接、電子部品９が筐体２に接触することがなくなり、筐体２との電気的絶縁性が保たれ、高い安全性を確保できる。また、電気的絶縁性を確保するために筐体２の内部への塗装を行わなくても良いので、安価に筐体２を製作できる。

（照明灯）
本実施形態に係る照明灯１００は、点灯制御回路（照明回路１０１）を備えるものであって、点灯制御回路は、交流信号を全波整流するブリッジダイオード（ブリッジダイオード１０２，１０３）と、スイッチング素子（アクティブスイッチ１１１）を含み、全波整流された交流信号を直流信号に変換するスイッチングコンバータと、スイッチング素子のオン／オフタイミングを制御するコントローラ（コントローラ１５０）と、スイッチングコンバータと接続され、直流信号が出力される半導体発光素子（ＬＥＤ負荷１７０）と、を備え、コントローラは、交流信号のゼロクロスタイミングを検出して、ゼロクロス信号（ＺＥＲＯ信号）を出力するゼロクロス検出部（ゼロクロス検出部１５１）と、ゼロクロスタイミング、および該ゼロクロスタイミングから特定された位相分ずらしたタイミングを基点として、ＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わり、以降、所定のデューティ比に基づいて、Ｌｏｗ及びＨｉｇｈが切り替わるＰＷＭ信号を生成してゲート信号とし、該ゲート信号に基づいてスイッチング素子のオン／オフタイミングを制御するゲート信号生成部（ゲート信号生成部１５５）と、次のゼロクロスタイミングが起きる時間を推定するタイミング推定部（次ゼロクロスタイミング推定部１５２）と、該タイミング推定部からの入力に基づいて、次のゼロクロス信号を受信可能とする期間を示す受信可能信号（次ＺＥＲＯ信号受信可能信号）を生成するタイミング生成部（次ゼロクロス受信可能タイミング生成部１５３）と、を備え、ゲート信号生成部は、ゼロクロス信号が受信可能信号で示される期間内に入力された場合に、ＰＷＭ信号を生成するものである。なお、括弧内は実施形態での符号、適用例を示す。

［照明回路］
照明灯１００が備える照明回路１０１（点灯制御回路）の回路構成について説明する。

図８に示すように、照明装置３００は、商用電源Ｅと、蛍光灯安定器２０３と、交流信号を全波整流するブリッジダイオード（「ＢＤ」とも称する）１０２，１０３と、コントローラ（「ＣＮＴ」とも称する）１５０と、ブリッジダイオード１０２，１０３に接続されたインダクタンス（インダクタ素子、「Ｌ」とも称する）１１２と、インダクタンス１１２の他方とブリッジダイオード１０２，１０３の基準点を接続し、コントローラ１５０によりオンオフが制御されるアクティブスイッチ（スイッチング素子の一例）１１１と、アクティブスイッチ１１１でスイッチングされた信号を整流するダイオード（ダイオード素子、「Ｄ」とも称する）１１３と、ダイオード１１３で整流された信号を平滑化するコンデンサ（容量素子、「Ｃ」とも称する）１０４と、ＬＥＤ負荷１７０と、電流センス抵抗１８０と、を備える。そして、アクティブスイッチ１１１、インダクタンス１１２、およびダイオード１１３によりスイッチングコンバータが構成されている。

なお、ブリッジダイオード１０２，１０３、コントローラ１５０、アクティブスイッチ１１１、インダクタンス１１２、ダイオード１１３、コンデンサ１０４、ＬＥＤ負荷１７０、及び電流センス抵抗１８０からなる照明回路１０１は、照明灯１００の実装基板１１ａ、１１ｂ、及び電源基板７のいずれかに設けられている。

ブリッジダイオード１０２，１０３は、蛍光灯安定器２０３を介して商用電源Ｅから供給された交流信号を全波整流する。

コントローラ１５０は、アクティブスイッチ１１１のオン／オフタイミングを制御する。具体的には、コントローラ１５０は、アクティブスイッチ１１１のゲート信号を生成し、生成したゲート信号をアクティブスイッチ１１１に出力し、アクティブスイッチ１１１を駆動することで、アクティブスイッチ１１１のオン／オフタイミングを制御する。

ここで、コントローラ１５０は、ブリッジダイオード１０２，１０３により全波整流された交流信号（図８に示す例では、交流電圧Ｖｍ）のゼロクロスタイミング（全波整流された交流信号がブリッジダイオードの基準電位と同電位になるタイミング）と異なるタイミングでアクティブスイッチ１１１をオンするように制御するものとする。なお、交流電圧Ｖｍの波形については後述する。また、コントローラ１５０の詳細についても、後述する。

スイッチングコンバータは、ブリッジダイオード１０２，１０３により全波整流された交流信号（図９に示す例では、交流電圧Ｖｍ）を直流信号に変換するコンバータであり、いわゆる、ＡＣＤＣコンバータである。なお本実施形態では、スイッチングコンバータは、昇圧型のコンバータであり、ＬＥＤ負荷１７０に対して、インダクタンス１１２及びダイオード１１３が直列に接続され、アクティブスイッチ１１１が並列に接続されている。

コンデンサ１０４は、ＬＥＤ負荷１７０に対して並列に接続された平滑コンデンサであり、スイッチングコンバータから出力される直流電流に含まれる交流成分を除去する。

ＬＥＤ負荷１７０は、スイッチングコンバータと接続され、スイッチングコンバータにより変換された直流信号が出力される。具体的には、ＬＥＤ負荷１７０は、スイッチングコンバータから直流電圧が印加され、直流電流が流れることで、発光する。

電流センス抵抗１８０は、ＬＥＤ負荷１７０に流れる電流の電流値を検出するための抵抗であり、端子電圧Ｖｃｓをコントローラ１５０に出力する。

［コントローラ］
図９は、コントローラ１５０の構成の一例を示すブロック図である。図９に示すように、コントローラ１５０は、ゼロクロス検出部１５１と、次ゼロクロスタイミング推定部１５２と、次ゼロクロス受信可能タイミング生成部１５３と、位相選択部１５４と、ゲート信号生成部１５５と、電流検出部１５６と、を備える。

ゼロクロス検出部１５１は、ブリッジダイオード１０２，１０３により全波整流された交流信号（図８に示す例では、交流電圧Ｖｍ）のゼロクロスタイミングを検出する。そしてゼロクロス検出部１５１は、ゼロクロスタイミングにおいてＨｉｇｈとなり、ゼロクロスタイミング以外ではＬｏｗとなるＺＥＲＯ信号（ゼロクロス信号）をゲート信号生成部１５５に出力する。なお、ＺＥＲＯ信号の波形については後述する。ゼロクロス検出部１５１としては、例えば、コンパレータなどが挙げられる。

位相選択部１５４は、ゼロクロスタイミングからの位相ＰＨＩを選択する。そして位相選択部１５４は、選択した位相ＰＨＩをゲート信号生成部１５５へ出力する。なお、位相ＰＨＩの選択の詳細については、後述する。

なお、本実施形態ではゼロクロス検出部１５１は、全波整流された交流信号からゼロクロスタイミングを検出する構成としているが、全波整流される前の蛍光灯安定器２０３の出力からゼロクロスタイミングを検出するようにしてもよい。この場合、蛍光灯安定器２０３の出力は交流信号となるため、例えば、ウインドウコンパレータなどを用いればよい。

また位相選択部１５４は、アクティブスイッチ１１１のゲート信号のデューティ比（所定のデューティ比の一例）を示すｄｕｔｙ信号をゲート信号生成部１５５へ出力する。

ここで、アクティブスイッチ１１１のゲート信号のデューティ比は、スイッチングコンバータの出力電圧が目標電圧となるように設定されることが一般的である。しかしながら、本実施形態の照明灯１００は、多様な種類の蛍光灯安定器２０３に接続（装着）されることを想定している。蛍光灯安定器２０３から出力される交流電圧の値は、全ての蛍光灯安定器２０３で同一ではなく、蛍光灯安定器２０３の種類によって相違する。このため、蛍光灯安定器２０３の種類を問わず、スイッチングコンバータの出力電圧が目標電圧となるように、デューティ比を設定することはできない。

従って、本実施形態では、スイッチングコンバータの出力電圧を目標電圧とする制御は行わず、デューティ比を固定値に設定するものとする。固定値としては、例えば、５０％が挙げられる。これは、スイッチングコンバータで発生させる無効電力の発生量を確保する上で好ましいためである。但し、デューティ比は、５０％に限定されず、これ以外の値とすることもできる。

ゲート信号生成部１５５は、ゼロクロス検出部１５１により検出されたゼロクロスタイミング、位相選択部１５４により選択された位相、位相選択部１５４からのデューティ比に基づいてゲート信号を生成し、当該ゲート信号に基づいてアクティブスイッチ１１１のオン／オフタイミングを制御する。また、後述するように、ゲート信号は、次ゼロクロス受信可能タイミング生成部１５３から出力される次ＺＥＲＯ受信可能信号に基づいて生成される。

本実施形態では、ゲート信号は、ゼロクロスタイミングから特定された位相分ずらしたタイミングを基点として、ＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わり、以降、デューティ比に基づいて、Ｌｏｗ及びＨｉｇｈが切り替わるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。なお、ゲート信号生成部１５５は、ＰＷＭ信号の周波数については、ＺＥＲＯ信号からその周期を算出し、設定する。これにより、ＰＷＭ信号をＺＥＲＯ信号に同期できる。

次ゼロクロスタイミング推定部１５２は、入力されたＺＥＲＯ信号から次のＺＥＲＯ信号が入力されるタイミングを推定する。タイミング推定は、入力されたＺＥＲＯ信号からその周期の平均化などで算出し、次のＺＥＲＯ信号が入力されるタイミングを推定し、次ＺＥＲＯタイミング推定信号を出力する。

次ゼロクロス受信可能タイミング生成部１５３は、次ＺＥＲＯタイミング推定信号から、次ＺＥＲＯ受信可能信号（受信可能信号）を出力する。次ＺＥＲＯ受信可能信号は、例えば、次のＺＥＲＯ信号が入力される推定タイミングを中心に、周期の±２５％の時間（期間）を持つタイミングに関するウィンドウ信号であり、ＰＷＭ信号生成スタートタイミングを有効にする。なお、以下の説明、図面では、次ＺＥＲＯ受信可能信号はＨｉｇｈを受信可能期間として示しているが、論理が逆でも構わないし、信号出力でなく論理的なイネーブルを示す手段でも構わない。

［信号波形（１）］
図１０は、交流信号Ｖｍが正常な場合（通常の場合）の各信号の波形タイミング図である。

交流信号Ｖｍの立ち上がりでＺＥＲＯ信号が出力される。このＺＥＲＯ信号の立ち上がりエッジは、次ＺＥＲＯ受信可能信号とゲートされる。次ＺＥＲＯ受信可能信号は、次のＺＥＲＯ信号の立ち上がりタイミングを推定し、そのタイミングから周期の±２５％のタイミングで生成される。

例えば、ＺＥＲＯ信号周期を平均化することで得られた平均周期に対して、前のＺＥＲＯ信号立ち上がりタイミングから、平均周期の０．７５倍の時間でＨｉｇｈとし、平均周期の１．２５倍の時間でＬｏｗとして作成する。なお、次ＺＥＲＯ受信可能信号の立ち上がりと立下り時間は、平均周期の±２５％に限定されるものではなく、他の値としてもよいのは勿論である。

この通常の場合、ＺＥＲＯ信号は、平均周期で立ち上がりエッジが出力されるため、次ＺＥＲＯ受信可能信号がＨｉｇｈの区間に立ち上がりが発生する。そのため、次ＺＥＲＯ受信可能信号とゲートしてもＺＥＲＯ信号の立ち上がり信号は有効となり、ＰＷＭ信号の生成スタートタイミングとして使用される。

ＰＷＭ信号のＰＨＩは選択された位相を、ｔｏｎはＰＷＭ信号がＯＮ、即ち、Ｈｉｇｈとなる期間を示し、周期はＰＷＭ信号の１周期を示している。

ＰＷＭ信号はゼロクロスタイミングの立ち上がりをＰＷＭ信号生成スタートタイミングとして、位相選択部１５４により選択された位相に相当するＰＨＩ時間経過した時点でＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わり、ＰＨＩ時間から位相選択部１５４からのデューティ比に相当するｔｏｎ時間が経過した時点でＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わる。この処理をＺＥＲＯ信号の立ち上がり毎に繰り返す。

［信号波形（２）］
図１１は、交流信号Ｖｍにノイズが生じ、ＺＥＲＯ信号が正しい周期以外の信号を発生した場合の各信号の波形タイミング図である。

図１１の２波形目の交流信号Ｖｍにノイズ（図中のｎ１）が生じている。ノイズの立ち上がりを検出してＺＥＲＯ信号が発生しており、２波形目では１周期に複数のＺＥＲＯ信号が発生する。

２波形目の最初のＺＥＲＯ信号の立ち上がりエッジは、次ＺＥＲＯ受信可能信号とゲートされ、次ＺＥＲＯ受信可能信号がＨｉｇｈでありＺＥＲＯ信号の立ち上がりエッジは有効となり、ＰＷＭ信号の生成スタートタイミングとして使用される。ＰＷＭ信号はゼロクロスタイミングの立ち上がりをＰＷＭ信号生成スタートタイミングとして、ＰＨＩ時間経過した時点でＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わり、ＰＨＩ時間からｔｏｎ時間が経過した時点でＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わる。

２波形目の２番目のＺＥＲＯ信号（図中のｎ２）はノイズの影響で発生したものであり、２番目のＺＥＲＯ信号の立ち上がりエッジは、次ＺＥＲＯ受信可能信号とゲートされる。この２番目のＺＥＲＯ信号の立ち上がりエッジは、交流信号Ｖｍの開始を検出した信号ではないため、次ＺＥＲＯ受信可能信号がＬｏｗであり、ＰＷＭ信号生成スタートタイミングとならず、ＰＷＭ信号に影響しない（図中のｎ３）。

ここで、次ＺＥＲＯ受信可能信号とゲートしなければ、２波形目の２番目のＺＥＲＯ信号の立ち上がりをＰＷＭ信号の生成スタートタイミングとして使用してしまい、ＰＷＭ信号のスタートタイミングが間違ったＰＷＭ信号出力となり、スイッチングコンバータの動作が不安定となる。なお、図１１は交流信号Ｖｍにノイズが生じた場合を示す図であるが、蛍光灯安定器２０３の出力波形が歪んで１周期に複数のＺＥＲＯ信号が発生する場合も同様の動作となる。

［信号波形（３）］
図１２は、交流信号Ｖｍに歪が生じ、ゼロクロス検出が正しく動作せず、ＺＥＲＯ信号が正しい周期で信号が発生しない場合の各信号の波形タイミング図である。

図１２の２波形目の交流信号Ｖｍに歪（図中のｎ４）が生じている。このため、２波形目の交流信号Ｖｍ周期期間にＺＥＲＯ信号が発生せず（図中のｎ５）、ＰＷＭ信号生成スタートタイミングが発生しない。

このため、ＰＷＭ信号は２波形目の交流信号Ｖｍ周期期間はＬｏｗのままとなり、スイッチングコンバータの動作が不安定となる。ゲート信号生成部１５５では、次ＺＥＲＯ受信可能信号がＨｉｇｈの区間にＺＥＲＯ信号の立ち上がりエッジが入力されない場合は、ゼロクロス検出の動作が何らかの不良を起こしていると判断して、ＺＥＲＯ信号待ちタイムアウトと判断してＰＷＭ信号を生成する。

この場合、すでに次ＺＥＲＯ受信可能信号がＬｏｗになる時点で周期の２５％の時間が経過しており、位相選択部１５４により選択された位相に相当するＰＨＩ時間から周期の２５％（遅延分）の時間を差し引いたＰＨＩ２時間経過した時点でＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わるＰＷＭ信号を生成することが好ましい。ＰＨＩ２時間は、次式で表される。
ＰＨＩ２時間＝ＰＨＩ時間―周期の２５％の時間

また、ＰＨＩ２時間がマイナスの場合は、ＰＨＩ２時間を０として、すぐにＰＷＭ信号をＬｏｗからＨｉｇｈに切り替えることが好ましい。

また、ＺＥＲＯ信号待ちタイムアウトと判断した周期の回数をカウントし、複数回連続でＺＥＲＯ信号待ちタイムアウトと判断する周期が続いた場合、例えば、あらかじめ決められた閾値（例えば、３回など）を超えた場合は、上記ＰＷＭ信号の生成を中止することが好ましい。これにより、蛍光灯安定器２０３からの交流信号Ｖｍがなくなった場合に、フリーランでＰＷＭ信号を連続に生成することを避けることができる。

［信号波形（４）］
図１３は、交流信号Ｖｍの時間軸の歪により、ゼロクロス検出が正しい周期の開始を示さず、ＺＥＲＯ信号が正しい周期で信号が発生しない場合の各信号の波形タイミング図である。

図１３の２波形目の交流信号Ｖｍが時間軸の歪（図中のｎ６）を生じており、Ｖｍ信号の立ち上がりが周期の開始時間と異なっている。ｎ７はＶｍ信号の時間軸の歪みによるＺＥＲＯ信号を示している。

ゲート信号生成部１５５では、次ＺＥＲＯ受信可能信号がＨｉｇｈの区間にＺＥＲＯ信号の立ち上がりエッジが入力されない場合は、ゼロクロス検出の動作が何らかの不良を起こしていると判断して、ＺＥＲＯ信号待ちタイムアウトと判断してＰＷＭ信号を生成する。

この場合は、すでに次ＺＥＲＯ受信可能信号がＬｏｗになる時点で周期の２５％の時間が経過しており、位相選択部１５４により選択された位相に相当するＰＨＩ時間から周期の２５％の時間を差し引いたＰＨＩ２時間経過した時点でＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わるＰＷＭ信号を生成することが好ましい。ＰＨＩ２時間は、次式で表される。
ＰＨＩ２時間＝ＰＨＩ時間―周期の２５％の時間

また、ＰＨＩ２時間がマイナスの場合は、ＰＨＩ２時間を０として、すぐにＰＷＭ信号をＬｏｗからＨｉｇｈに切り替えることが好ましい。

２波形目のＺＥＲＯ信号の立ち上がりエッジは、次ＺＥＲＯ受信可能信号とゲートされる（図中のｎ８）。ＺＥＲＯ信号の立ち上がりエッジは、周期の開始タイミングと異なるため、次ＺＥＲＯ受信可能信号がＬｏｗであり、ＰＷＭ信号生成スタートタイミングとならず、ＰＷＭ信号に影響しない。

次ＺＥＲＯ受信可能信号とゲートしなければ、ＺＥＲＯ信号の立ち上がりをＰＷＭ信号の生成スタートタイミングとして使用し、ＰＷＭ信号のスタートタイミングが本来の周期開始タイミングと異なったＰＷＭ信号出力となり、スイッチングコンバータの動作が不安定となる。

［コントローラ］
図９のコントローラ１５０の説明に戻る。上記のように、電流センス抵抗１８０は、端子電圧Ｖｃｓをコントローラ１５０に出力する。

電流検出部１５６は、ＬＥＤ負荷１７０に流れる電流の電流値ｉｌｅｄを検出する。具体的には、電流検出部１５６は、電流センス抵抗１８０から出力される端子電圧ＶｃｓをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の電圧と電流センス抵抗１８０の抵抗値からＬＥＤ負荷１７０に流れる電流の電流値ｉｌｅｄを検出し、位相選択部１５４へ出力する。なお、電流センス抵抗１８０の抵抗値は、電流検出部１５６において既知であるものとする。電流検出部１５６としては、例えば、ＡＤコンバータ及び除算回路などが挙げられる。

位相選択部１５４は、電流検出部１５６により検出された電流値ｉｌｅｄに基づいて、ＬＥＤ負荷１７０に流れる電流が目標電流となるゼロクロスタイミングからの位相ＰＨＩを選択する。そして位相選択部１５４は、選択した位相ＰＨＩをゲート信号生成部１５５へ出力する。

また、上記のように、位相選択部１５４は、アクティブスイッチ１１１のゲート信号のデューティ比（所定のデューティ比の一例）を示すＤＵＴＹ信号をゲート信号生成部へ出力する。

ゼロクロスタイミングからの位相ＰＨＩを選択し、位相制御を行って無効電力を発生させることにより、位相制御を行わない場合に比べて平均電力が小さくなる。この結果、スイッチングコンバータから出力され、ＬＥＤ負荷１７０で消費される消費電力も小さくなり、省電力効果を得ることができる。

以上説明した本実施形態に係る照明灯によれば、交流信号Ｖｍにノイズが発生してＺＥＲＯ信号が正しい周期以外の信号を発生した場合や、交流信号Ｖｍに歪が発生してＺＥＲＯ信号が正しい周期で信号が発生しない場合や、交流信号Ｖｍの時間軸の歪によりゼロクロス検出が正しい周期の開始を示さない場合であっても、インダクタンスの代わりにアクティブスイッチを用いて無効電力を発生させるため、逆起電力の発生を防止でき、省電力化とともに安全性を向上させることができる。

＜第２の実施形態＞
以下、本発明に係る点灯制御回路の他の実施形態について説明する。なお、上記実施形態と同様の点についての説明は適宜省略する。

図１４は、第２の実施形態に係る照明回路１０１が備えるコントローラ１５０の構成の一例を示すブロック図である。図１４に示すように、コントローラ１５０は、ゼロクロス検出部１５１と、位相選択部１５４と、ゲート信号生成部１５５と、電流検出部１５６と、周期検出部１５７と、次ゼロクロス受信可能開始タイミング生成部１５８（開始タイミング生成部）と、次ゼロクロス受信可能終了タイミング生成部１５９（終了タイミング生成部）と、ゼロクロストランジェントゲート部１６０（期間設定部）と、を備える。

図１５は、本実施形態に係る照明回路１０１における各信号の波形タイミング図である。図１５を参照して動作を説明する。

ゼロクロス検出部１５１は、ブリッジダイオード１０２，１０３により全波整流された交流信号（図８に示す例では、交流電圧Ｖｍ）のゼロクロスタイミングを検出する。そしてゼロクロス検出部１５１は、ゼロクロスタイミングにおいてＨｉｇｈとなり、ゼロクロスタイミング以外ではＬｏｗとなるＺＥＲＯ信号をゲート信号生成部１５５に出力する。ゼロクロス検出部１５１としては、例えば、コンパレータなどが挙げられる。

なお、本実施形態ではゼロクロス検出部１５１は、全波整流された交流信号からゼロクロスタイミングを検出する構成としているが、全波整流される前の蛍光灯安定器２０３の出力からゼロクロスタイミングを検出するようにしてもよい。この場合、蛍光灯安定器２０３の出力は交流信号となるため、例えば、ウインドウコンパレータなどを用いればよい。

ゼロクロス検出部１５１からのＺＥＲＯ信号は、周期検出部１５７、次ゼロクロス受信可能開始タイミング生成部１５８、およびゼロクロストランジェントゲート部１６０に入力される。

周期検出部１５７は、ＺＥＲＯ信号の周期を検出する。具体的には、ＺＥＲＯ信号間隔の時間を検出するカウントと、より精度が必要な場合は時間間隔を平均化する機能を有する。

検出されたＺＥＲＯ信号の周期情報はゲート信号生成部１５５に入力され、位相選択部１５４により選択された位相ＰＨＩ、および位相選択部１５４からのデューティ比ＤＵＴＹに基づいて、ゲート信号を生成するための周期情報として使用される。また、周期情報は、次ゼロクロス受信可能開始タイミング生成部１５８、および次ゼロクロス受信可能終了タイミング生成部１５９に入力される。

次ゼロクロス受信可能開始タイミング生成部１５８は、次のゼロクロスタイミングが受信される想定タイミング（想定期間）の開始タイミングを生成する。具体的には、周期情報から次のゼロクロスタイミングは周期の０．７５倍の時間を設定し、カウンタにより実現できる。開始タイミングは、ゼロクロストランジェントゲート部１６０に入力される。

次ゼロクロス受信可能終了タイミング生成部１５９は、次のゼロクロスタイミングが受信される想定タイミングの終了タイミングを生成する。具体的には、想定タイミングの開始タイミングから周期の０．５倍の時間を設定し、カウンタにより実現できる。終了タイミングは、ゼロクロストランジェントゲート部１６０に入力される。

上記想定タイミングの開始タイミングと終了タイミングにより、次ＺＥＲＯ推定タイミングに対して±２５％の周期の幅を持った時間が設定可能となる。

なお、次ゼロクロス受信可能開始タイミング生成部１５８の周期の０．７５倍や、次ゼロクロス受信可能終了タイミング生成部１５９の周期の０．５倍はこの値に限定されるものではなく、他の値としてもよいのは勿論である。

ゼロクロストランジェントゲート部１６０は次ゼロクロス受信可能開始タイミングから次ゼロクロス受信可能終了タイミングまでの時間のみを、ＺＥＲＯ信号のトランジェントを有効とする受信可能ゲート期間とする。

通常はこの期間にＺＥＲＯ信号のトランジェントが入力されるため、そのＺＥＲＯ信号は、ゲート信号生成部１５５に出力される。ゲート信号生成部１５５では、入力されたＺＥＲＯ信号から上記の手段によりＰＷＭ信号を生成する。交流信号がノイズや歪、時間的歪などで正常なＺＥＲＯ信号が出力されず受信可能ゲート期間以外に入力された場合は、ゼロクロストランジェントゲート部１６０は入力されたＺＥＲＯ信号のトランジェントを無効とし、ゲート信号生成部１５５には出力しない。

以上説明した本実施形態に係る照明灯によれば、第１の実施形態と同様に、交流信号Ｖｍにノイズが発生してＺＥＲＯ信号が正しい周期以外の信号を発生した場合や、交流信号Ｖｍに歪が発生してＺＥＲＯ信号が正しい周期で信号が発生しない場合や、交流信号Ｖｍの時間軸の歪によりゼロクロス検出が正しい周期の開始を示さない場合であっても、インダクタンスの代わりにアクティブスイッチを用いて無効電力を発生させるため、逆起電力の発生を防止でき、省電力化とともに安全性を向上させることができる。

尚、上述の実施形態は本発明の好適な実施の例ではあるがこれに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々変形実施可能である。

１ａ，１ｂ キャップ部材
２ 筐体
３ 透光部材
４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ 電極端子
５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ ねじ
６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ リード線
７ 電源基板
９ 電子部品
１０ａ，１０ｂ 樹脂部材
１１ａ，１１ｂ 実装基板
１２ａ ＬＥＤ
１３ａ，１３ｂ リード線
１４ 平面部
１６ コネクタ
３０ ホルダ
３０ａ、３０ｂ 側面
３０ｃ 底部
３１a，３１ｂ 受け台部
３２ 離間部（空間部）
１００ 照明灯
１０１ 照明回路
１０２，１０３ ブリッジダイオード（ＢＤ）
１０４ コンデンサ（Ｃ）
１１１ アクティブスイッチ
１１２ インダクタンス（Ｌ）
１１３ ダイオード（Ｄ）
１５０ コントローラ
１５１ ゼロクロス検出部
１５２ 次ゼロクロスタイミング推定部
１５３ 次ゼロクロス受信可能タイミング生成部
１５４ 位相選択部
１５５ ゲート信号生成部
１５６ 電流検出部
１５７ 周期検出部
１５８ 次ゼロクロス受信可能開始タイミング生成部
１５９ 次ゼロクロス受信可能終了タイミング生成部
１６０ ゼロクロストランジェントゲート部
１７０ ＬＥＤ負荷
１８０ 電流センス抵抗
２００ 灯具
２０１ａ，２０１ｂ ソケット
２０２ａ，２０２ｂ 電極端子
２０３ 蛍光灯安定器
２０４ 配線
３００ 照明装置
Ｅ 商用電源

特開２０１１−２４３３３１号公報 特許第５２６６５９４号公報

Claims (9)

1. 照明灯に用いられる点灯制御回路であって、
   交流信号を全波整流するブリッジダイオードと、
   スイッチング素子を含み、全波整流された交流信号を直流信号に変換するスイッチングコンバータと、
   前記スイッチング素子のオン／オフタイミングを制御するコントローラと、
   前記スイッチングコンバータと接続され、前記直流信号が出力される半導体発光素子と、を備え、
   前記コントローラは、
   交流信号のゼロクロスタイミングを検出して、ゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出部と、
   前記ゼロクロスタイミング、および該ゼロクロスタイミングから特定された位相分ずらしたタイミングを基点として、ＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わり、以降、所定のデューティ比に基づいて、Ｌｏｗ及びＨｉｇｈが切り替わるＰＷＭ信号を生成してゲート信号とし、該ゲート信号に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフタイミングを制御するゲート信号生成部と、
   次のゼロクロスタイミングが起きる時間を推定するタイミング推定部と、
   該タイミング推定部からの入力に基づいて、次のゼロクロス信号を受信可能とする期間を示す受信可能信号を生成するタイミング生成部と、を備え、
   前記ゲート信号生成部は、前記ゼロクロス信号が前記受信可能信号で示される期間内に入力された場合に、前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする点灯制御回路。
2. 前記タイミング推定部は、次のゼロクロスタイミングが起きる時間を、前記ゼロクロス信号周期の平均周期に基づいて算出することを特徴とする請求項１に記載の点灯制御回路。
3. 前記ゲート信号生成部は、前記受信可能信号で示される期間内に前記ゼロクロス信号が入力されない場合は、前記受信可能信号で示される期間の終了時点を起点に前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１または２に記載の点灯制御回路。
4. 前記ゲート信号生成部は、前記受信可能信号で示される期間の終了時点を起点とし、
   前記特定された位相分から、前記受信可能信号の遅延分を差し引いて位相分として、前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項３に記載の点灯制御回路。
5. 前記ゲート信号生成部は、前記受信可能信号で示される期間の終了時点を起点とした前記ＰＷＭ信号を生成する回数をカウントし、所定の閾値を超えた場合は前記ＰＷＭ信号を生成しないことを特徴とする請求項３に記載の点灯制御回路。
6. 照明灯に用いられる点灯制御回路であって、
   交流信号を全波整流するブリッジダイオードと、
   スイッチング素子を含み、全波整流された交流信号を直流信号に変換するスイッチングコンバータと、
   前記スイッチング素子のオン／オフタイミングを制御するコントローラと、
   前記スイッチングコンバータと接続され、前記直流信号が出力される半導体発光素子と、を備え、
   前記コントローラは、
   交流信号のゼロクロスタイミングを検出して、ゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出部と、
   前記ゼロクロスタイミング、および該ゼロクロスタイミングから特定された位相分ずらしたタイミングを基点として、ＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わり、以降、所定のデューティ比に基づいて、Ｌｏｗ及びＨｉｇｈが切り替わるＰＷＭ信号を生成してゲート信号とし、該ゲート信号に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフタイミングを制御するゲート信号生成部と、
   前記ゼロクロス信号の周期情報を検出する周期検出部と、
   前記周期情報に基づいて、次のゼロクロス信号が受信される想定期間の開始タイミングを生成する開始タイミング生成部と、
   前記周期情報および前記開始タイミングに基づいて、前記想定期間の終了タイミングを生成する終了タイミング生成部と、
   前記開始タイミングおよび前記終了タイミングに基づいて、前記ゼロクロス信号の受信可能期間を設定する期間設定部と、を備え、
   前記ゲート信号生成部は、前記ゼロクロス信号が前記受信可能期間内に入力された場合に、前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする点灯制御回路。
7. 前記ゼロクロス検出部は、前記ブリッジダイオードにより全波整流された交流信号、または、全波整流される前の蛍光灯安定器の出力に基づいて、ゼロクロスタイミングを検出することを特徴とする請求項１から６までのいずれかに記載の点灯制御回路。
8. 請求項１から７までのいずれかに記載の点灯制御回路を備えることを特徴とする照明灯。
9. 請求項８に記載の照明灯と、
   前記照明灯が接続される灯具と、を備えることを特徴とする照明装置。