JP2020145842A

JP2020145842A - Power conversion device

Info

Publication number: JP2020145842A
Application number: JP2019040662A
Authority: JP
Inventors: 裕太大河内; Yuta Okochi
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2019-03-06
Filing date: 2019-03-06
Publication date: 2020-09-10

Abstract

To provide a power conversion device capable of suppressing a capacitor size and an inductor size while improving common-mode noise characteristic.SOLUTION: A power conversion device has a coupling inductor including a first inductor arranged between one end of a first AC voltage generating portion and a node where a first switching element and a second switching element are connected, and a second inductor arranged between one end of a second AC voltage generating portion and a node where a third switching element and a fourth switching element are connected, in which a first neutral point where a first output capacitor and a second output capacitor are connected is connected to a second neutral point where the other end of the first AC voltage generating portion and the other end of the second AC voltage generating portion are connected.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter.

従来、種々のＰＦＣ（力率改善）コンバータ（例えば特許文献１参照）が開発されている。ＰＦＣコンバータは、交流電力を直流電力へ変換する電力変換装置である。 Conventionally, various PFC (power factor improvement) converters (see, for example, Patent Document 1) have been developed. The PFC converter is a power conversion device that converts AC power into DC power.

図７は、ＰＦＣコンバータの一種であるチョッパー型ＰＦＣコンバータを示す回路図である。図７に示すチョッパー型ＰＦＣコンバータ１００は、ダイオードブリッジＤＢと、インダクタＬ１０１と、ダイオードＤ１０５と、スイッチング素子Ｍ１０１と、出力キャパシタＣ１０１と、を有する。 FIG. 7 is a circuit diagram showing a chopper type PFC converter which is a kind of PFC converter. The chopper type PFC converter 100 shown in FIG. 7 includes a diode bridge DB, an inductor L101, a diode D105, a switching element M101, and an output capacitor C101.

ダイオードブリッジＤＢは、ダイオードＤ１０１〜Ｄ１０４から構成される。ダイオードＤ１０１のカソードは、ダイオードＤ１０３のカソードと接続される。ダイオードＤ１０１のアノードは、ダイオードＤ１０２のカソードに接続される。ダイオードＤ１０３のアノードは、ダイオードＤ１０４のカソードに接続される。ダイオードＤ１０２のアノードは、ダイオードＤ１０４のアノードに接続される。交流電源ＡＣの一端は、ダイオードＤ１０２とダイオードＤ１０１とが接続される接続ノードに接続される。交流電源ＡＣの他端は、ダイオードＤ１０４とダイオードＤ１０３とが接続される接続ノードに接続される。 The diode bridge DB is composed of diodes D101 to D104. The cathode of the diode D101 is connected to the cathode of the diode D103. The anode of the diode D101 is connected to the cathode of the diode D102. The anode of the diode D103 is connected to the cathode of the diode D104. The anode of the diode D102 is connected to the anode of the diode D104. One end of the AC power supply AC is connected to a connection node to which the diode D102 and the diode D101 are connected. The other end of the AC power supply AC is connected to a connection node to which the diode D104 and the diode D103 are connected.

ダイオードＤ１０１とダイオードＤ１０３とが接続される接続ノードは、インダクタＬ１０１の一端に接続される。インダクタＬ１０１の他端は、ダイオードＤ１０５のアノードに接続されるとともに、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｍ１０１のドレインに接続される。ダイオードＤ１０５のカソードは、出力キャパシタＣ１０１の一端に接続される。出力キャパシタＣ１０１の他端は、スイッチング素子Ｍ１０１のソースに接続されるとともに、ダイオードＤ１０２とダイオードＤ１０４とが接続される接続ノードに接続される。 The connection node to which the diode D101 and the diode D103 are connected is connected to one end of the inductor L101. The other end of the inductor L101 is connected to the anode of the diode D105 and, for example, to the drain of the switching element M101 composed of an n-channel MOSFET. The cathode of the diode D105 is connected to one end of the output capacitor C101. The other end of the output capacitor C101 is connected to the source of the switching element M101 and is connected to a connection node to which the diode D102 and the diode D104 are connected.

スイッチング素子Ｍ１０１のゲートに印加されるゲート信号によってスイッチング素子Ｍ１０１がオンオフ制御されることで、交流電源ＡＣにより供給される交流電圧である入力電圧Ｖｉｎは、出力キャパシタＣ１０１の両端に生成される直流電圧である出力電圧Ｖｄｃへ変換される。 By controlling the switching element M101 on and off by the gate signal applied to the gate of the switching element M101, the input voltage Vin, which is the AC voltage supplied by the AC power supply AC, is a DC voltage generated across the output capacitor C101. Is converted to the output voltage Vdc.

チョッパー型ＰＦＣコンバータ１００では、使用する半導体素子の数（以下、使用素子数）は、ダイオードＤ１０１〜Ｄ１０５とスイッチング素子Ｍ１０１の合計６個となる。また、例えば入力電圧ＶｉｎがダイオードＤ１０１，Ｄ１０２の接続ノード側が正極となる状態では、スイッチング素子Ｍ１０１がオンの場合、電流が流れる素子は、ダイオードＤ１０１、インダクタＬ１０１、スイッチング素子Ｍ１０１、およびダイオードＤ１０４となり、スイッチング素子Ｍ１０１がオフの場合、電流が流れる素子は、ダイオードＤ１０１、インダクタＬ１０１、ダイオードＤ１０５、およびダイオードＤ１０４となり、インダクタを除いた電流が流れる素子の数（以下、通過素子数）は、３個となる。入力電圧Ｖｉｎの極性が反転した場合も通過素子数は同様である。 In the chopper type PFC converter 100, the number of semiconductor elements used (hereinafter referred to as the number of elements used) is a total of 6 diodes D101 to D105 and a switching element M101. Further, for example, when the input voltage Vin is the positive side of the connection node side of the diodes D101 and D102, when the switching element M101 is on, the elements through which the current flows are the diode D101, the inductor L101, the switching element M101, and the diode D104. When the switching element M101 is off, the elements through which current flows are diode D101, inductor L101, diode D105, and diode D104, and the number of elements through which current flows excluding the inductor (hereinafter referred to as the number of passing elements) is three. Become. The number of passing elements is the same even when the polarity of the input voltage Vin is reversed.

また、図８は、ＰＦＣコンバータの一種であるブリッジレス型ＰＦＣコンバータを示す回路図である。図８に示すブリッジレス型ＰＦＣコンバータ２００は、インダクタＬ２０１と、ダイオードＤ２０１と、ダイオードＤ２０２と、スイッチング素子Ｍ２０１と、スイッチング素子Ｍ２０２と、出力キャパシタＣ２０１と、を有する。 Further, FIG. 8 is a circuit diagram showing a bridgeless PFC converter which is a kind of PFC converter. The bridgeless PFC converter 200 shown in FIG. 8 includes an inductor L201, a diode D201, a diode D202, a switching element M201, a switching element M202, and an output capacitor C201.

インダクタＬ２０１の一端は、交流電源ＡＣの一端に接続される。インダクタＬ２０１の他端は、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｍ２０１のドレインとダイオードＤ２０１のアノードとが接続される接続ノードに接続される。交流電源ＡＣの他端は、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｍ２０２のドレインとダイオードＤ２０２のアノードとが接続される接続ノードに接続される。 One end of the inductor L201 is connected to one end of the AC power supply AC. The other end of the inductor L201 is connected to a connection node to which the drain of the switching element M201 composed of an n-channel MOSFET and the anode of the diode D201 are connected, for example. The other end of the AC power supply AC is connected to a connection node to which the drain of the switching element M202 composed of the n-channel MOSFET and the anode of the diode D202 are connected, for example.

ダイオードＤ２０１のカソードとダイオードＤ２０２のカソードとが接続される接続ノードは、出力キャパシタＣ２０１の一端に接続される。スイッチング素子Ｍ２０１のソースとスイッチング素子Ｍ２０２のソースとが接続される接続ノードは、出力キャパシタＣ２０１の他端に接続される。 The connection node to which the cathode of the diode D201 and the cathode of the diode D202 are connected is connected to one end of the output capacitor C201. The connection node to which the source of the switching element M201 and the source of the switching element M202 are connected is connected to the other end of the output capacitor C201.

スイッチング素子Ｍ２０１、Ｍ２０２の各ゲートに印加されるゲート信号によってスイッチング素子Ｍ２０１、Ｍ２０２がオンオフ制御されることで、交流電源ＡＣにより供給される交流電圧である入力電圧Ｖｉｎは、出力キャパシタＣ２０１の両端に生成される直流電圧である出力電圧Ｖｄｃへ変換される。 By controlling the switching elements M201 and M202 on and off by the gate signals applied to the gates of the switching elements M201 and M202, the input voltage Vin, which is the AC voltage supplied by the AC power supply AC, is applied to both ends of the output capacitor C201. It is converted to the output voltage Vdc, which is the generated DC voltage.

ブリッジレス型ＰＦＣコンバータ２００では、使用素子数は、ダイオードＤ２０１、Ｄ２０２とスイッチング素子Ｍ２０１、Ｍ２０２の合計４個となる。 In the bridgeless PFC converter 200, the number of elements used is a total of four diodes D201 and D202 and switching elements M201 and M202.

また、入力電圧ＶｉｎがインダクタＬ２０１側が正極となる状態では、スイッチング素子Ｍ２０１がオン、Ｍ２０２がオフの場合、電流が流れる素子は、インダクタＬ２０１、スイッチング素子Ｍ２０１、およびスイッチング素子Ｍ２０２の並列ダイオードとなり、スイッチング素子Ｍ２０１がオフ、Ｍ２０２がオフの場合、電流が流れる素子は、インダクタＬ２０１、ダイオードＤ２０１、およびスイッチング素子Ｍ２０２の並列ダイオードとなる。また、入力電圧ＶｉｎがインダクタＬ２０１側が負極となる状態では、スイッチング素子Ｍ２０２がオン、Ｍ２０１がオフの場合、電流が流れる素子は、スイッチング素子Ｍ２０２、スイッチング素子Ｍ２０１の並列ダイオード、およびインダクタＬ２０１となり、スイッチング素子Ｍ２０２がオフ、Ｍ２０１がオフの場合、電流が流れる素子は、ダイオードＤ２０２、スイッチング素子Ｍ２０１の並列ダイオード、およびインダクタＬ２０１となる。従って、通過素子数は、２個となる。なお、上記で並列ダイオードに電流が流れるオフのスイッチング素子は、それと直列に接続されたスイッチング素子がオフとなった後にオンとなり、直列に接続されたスイッチング素子がオンになる前にオフとなる場合もある。これは、以下説明する他のＰＦＣコンバータについても同様である。 Further, when the input voltage Vin is in a state where the inductor L201 side is the positive electrode and the switching element M201 is on and M202 is off, the element through which the current flows is a parallel diode of the inductor L201, the switching element M201, and the switching element M202, and switching is performed. When the element M201 is off and the element M202 is off, the elements through which the current flows are the inductor L201, the diode D201, and the parallel diode of the switching element M202. When the input voltage Vin has the inductor L201 side as the negative electrode and the switching element M202 is on and M201 is off, the elements through which the current flows are the switching element M202, the parallel diode of the switching element M201, and the inductor L201. When the element M202 is off and the element M201 is off, the elements through which the current flows are the diode D202, the parallel diode of the switching element M201, and the inductor L201. Therefore, the number of passing elements is two. In the above case, the off switching element in which the current flows through the parallel diode is turned on after the switching element connected in series with it is turned off, and turned off before the switching element connected in series is turned on. There is also. This also applies to the other PFC converters described below.

よって、ブリッジレス型ＰＦＣコンバータ２００は、チョッパー型ＰＦＣコンバータ１００と比べて、使用素子数および通過素子数ともに削減することができる。通過素子数を抑えることで、導通損失を抑えることができる。 Therefore, the bridgeless type PFC converter 200 can reduce both the number of elements used and the number of passing elements as compared with the chopper type PFC converter 100. By reducing the number of passing elements, conduction loss can be suppressed.

しかしながら、ブリッジレス型ＰＦＣコンバータ２００では、入力電圧ＶｉｎがインダクタＬ２０１側が負極となる状態では、スイッチング素子Ｍ２０２がオン、スイッチング素子Ｍ２０１がオフの場合、交流電源ＡＣの他端は、出力キャパシタＣ２０１の他端と同電位となり、スイッチング素子Ｍ２０２がオフ、スイッチング素子Ｍ２０１がオンの場合、交流電源ＡＣの他端は、出力キャパシタＣ２０１の一端と同電位となる。すなわち、スイッチングの切替えごとに交流電源ＡＣの他端と同電位となる位置が変化するので、コモンモードノイズ特性としては不利となる。 However, in the bridgeless PFC converter 200, when the input voltage Vin is on the inductor L201 side and the switching element M202 is on and the switching element M201 is off, the other end of the AC power supply AC is other than the output capacitor C201. When the potential is the same as the end, the switching element M202 is off, and the switching element M201 is on, the other end of the AC power supply AC has the same potential as one end of the output capacitor C201. That is, since the position at the same potential as the other end of the AC power supply AC changes each time the switching is switched, it is disadvantageous as a common mode noise characteristic.

また、図９は、ＰＦＣコンバータの一種であるトーテムポール型ＰＦＣコンバータを示す回路図である。図９に示すトーテムポール型ＰＦＣコンバータ３００は、インダクタＬ３０１と、スイッチング素子Ｍ３０１と、スイッチング素子Ｍ３０２と、ダイオードＤ３０１と、ダイオードＤ３０２と、出力キャパシタＣ３０１と、を有する。 Further, FIG. 9 is a circuit diagram showing a totem pole type PFC converter which is a kind of PFC converter. The totem pole type PFC converter 300 shown in FIG. 9 includes an inductor L301, a switching element M301, a switching element M302, a diode D301, a diode D302, and an output capacitor C301.

交流電源ＡＣの一端は、インダクタＬ３０１の一端に接続される。インダクタＬ３０１の他端は、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｍ３０１のソースと、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｍ３０２のドレインとが接続される接続ノードに接続される。交流電源ＡＣの他端は、ダイオードＤ３０１のアノードとダイオードＤ３０２のカソードとが接続される接続ノードに接続される。スイッチング素子Ｍ３０１のドレインとダイオードＤ３０１のカソードとが接続される接続ノードは、出力キャパシタＣ３０１の一端に接続され、スイッチング素子Ｍ３０２のソースとダイオードＤ３０２のアノードとが接続される接続ノードは、出力キャパシタＣ３０１の他端に接続される。 One end of the AC power supply AC is connected to one end of the inductor L301. The other end of the inductor L301 is connected to a connection node to which, for example, the source of the switching element M301 composed of an n-channel MOSFET and the drain of the switching element M302 composed of an n-channel MOSFET are connected. The other end of the AC power supply AC is connected to a connection node to which the anode of the diode D301 and the cathode of the diode D302 are connected. The connection node to which the drain of the switching element M301 and the cathode of the diode D301 are connected is connected to one end of the output capacitor C301, and the connection node to which the source of the switching element M302 and the anode of the diode D302 are connected is the output capacitor C301. Is connected to the other end of the.

スイッチング素子Ｍ３０１、Ｍ３０２の各ゲートに印加されるゲート信号によってスイッチング素子Ｍ３０１、Ｍ３０２がオンオフ制御されることで、交流電源ＡＣにより供給される交流電圧である入力電圧Ｖｉｎは、出力キャパシタＣ３０１の両端に生成される直流電圧である出力電圧Ｖｄｃへ変換される。 By controlling the switching elements M301 and M302 on and off by the gate signals applied to the gates of the switching elements M301 and M302, the input voltage Vin, which is the AC voltage supplied by the AC power supply AC, is applied to both ends of the output capacitor C301. It is converted to the output voltage Vdc, which is the generated DC voltage.

トーテムポール型ＰＦＣコンバータ３００では、使用素子数は、ダイオードＤ３０１、Ｄ３０２とスイッチング素子Ｍ３０１、Ｍ３０２の合計４個となる。 In the totem pole type PFC converter 300, the number of elements used is a total of four diodes D301 and D302 and switching elements M301 and M302.

また、入力電圧ＶｉｎがインダクタＬ３０１側が正極となる状態では、スイッチング素子Ｍ３０１がオフ、Ｍ３０２がオンの場合、電流が流れる素子は、インダクタＬ３０１、スイッチング素子Ｍ３０２、およびダイオードＤ３０２となり、スイッチング素子Ｍ３０１がオフ、Ｍ３０２がオフの場合、電流が流れる素子は、インダクタＬ３０１、スイッチング素子Ｍ３０１の並列ダイオードおよびダイオードＤ３０２となる。また、入力電圧ＶｉｎがインダクタＬ３０１側が負極となる状態では、スイッチング素子Ｍ３０１がオン、Ｍ３０２がオフの場合、電流が流れる素子は、ダイオードＤ３０１、スイッチング素子Ｍ３０１、およびインダクタＬ３０１となり、スイッチング素子Ｍ３０１がオフ、Ｍ３０２がオフの場合、電流が流れる素子は、ダイオードＤ３０１、スイッチング素子Ｍ３０２の並列ダイオード、およびインダクタＬ３０１となる。従って、通過素子数は、２個となる。 When the input voltage Vin is positive on the inductor L301 side, the switching element M301 is off, and when M302 is on, the elements through which current flows are the inductor L301, the switching element M302, and the diode D302, and the switching element M301 is off. When M302 is off, the elements through which the current flows are the inductor L301, the parallel diode of the switching element M301, and the diode D302. When the input voltage Vin is on the negative side of the inductor L301 and the switching element M301 is on and M302 is off, the elements through which the current flows are the diode D301, the switching element M301, and the inductor L301, and the switching element M301 is off. When M302 is off, the elements through which the current flows are the diode D301, the parallel diode of the switching element M302, and the inductor L301. Therefore, the number of passing elements is two.

よって、ブリッジレス型ＰＦＣコンバータ２００と同様にトーテムポール型ＰＦＣコンバータ３００は、チョッパー型ＰＦＣコンバータ１００と比べて、使用素子数および通過素子数ともに削減することができる。 Therefore, similarly to the bridgeless type PFC converter 200, the totem pole type PFC converter 300 can reduce both the number of elements used and the number of passing elements as compared with the chopper type PFC converter 100.

また、入力電圧ＶｉｎがインダクタＬ３０１側が正極となる状態では、スイッチング素子Ｍ３０１、Ｍ３０２のオンオフの組み合わせがいずれであっても、交流電源ＡＣの他端は、出力キャパシタＣ３０１の他端と同電位となり、入力電圧ＶｉｎがインダクタＬ３０１側が負極となる状態では、スイッチング素子Ｍ３０１、Ｍ３０２のオンオフの組み合わせがいずれであっても、交流電源ＡＣの他端は、出力キャパシタＣ３０１の一端と同電位となる。 Further, when the input voltage Vin is in a state where the inductor L301 side is the positive electrode, the other end of the AC power supply AC has the same potential as the other end of the output capacitor C301 regardless of the on / off combination of the switching elements M301 and M302. When the input voltage Vin is on the inductor L301 side as the negative electrode, the other end of the AC power supply AC has the same potential as one end of the output capacitor C301 regardless of the on / off combination of the switching elements M301 and M302.

すなわち、トーテムポール型ＰＦＣコンバータ３００では、入力電圧Ｖｉｎの極性の切替えごとに交流電源ＡＣの他端と同電位となる位置が変化するので、コモンモードノイズ特性としてはブリッジレス型ＰＦＣコンバータ２００よりは有利となる。 That is, in the totem pole type PFC converter 300, the position at which the potential becomes the same as the other end of the AC power supply AC changes each time the polarity of the input voltage Vin is switched, so that the common mode noise characteristic is higher than that of the bridgeless type PFC converter 200. It will be advantageous.

特開２０１７−１３９８４９号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2017-139894

ここで、図１０は、ＰＦＣコンバータの一種であるハーフブリッジ型ＰＦＣコンバータを示す回路図である。図１０に示すハーフブリッジ型ＰＦＣコンバータ４００は、インダクタＬ４０１と、スイッチング素子Ｍ４０１と、スイッチング素子Ｍ４０２と、出力キャパシタＣ４０１と、出力キャパシタＣ４０２と、を有する。 Here, FIG. 10 is a circuit diagram showing a half-bridge type PFC converter which is a kind of PFC converter. The half-bridge type PFC converter 400 shown in FIG. 10 includes an inductor L401, a switching element M401, a switching element M402, an output capacitor C401, and an output capacitor C402.

交流電源ＡＣの一端は、インダクタＬ４０１の一端に接続される。インダクタＬ４０１の他端は、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｍ４０１のソースと、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｍ４０２のドレインとが接続される接続ノードに接続される。 One end of the AC power supply AC is connected to one end of the inductor L401. The other end of the inductor L401 is connected to a connection node to which, for example, the source of the switching element M401 composed of an n-channel MOSFET and the drain of the switching element M402 composed of an n-channel MOSFET are connected.

スイッチング素子Ｍ４０１のドレインは、出力キャパシタＣ４０１の一端に接続される。スイッチング素子Ｍ４０２のソースは、出力キャパシタＣ４０２の一端に接続される。出力キャパシタＣ４０１の他端と出力キャパシタＣ４０２の他端とが接続される接続ノードは、交流電源ＡＣの他端に接続される。 The drain of the switching element M401 is connected to one end of the output capacitor C401. The source of the switching element M402 is connected to one end of the output capacitor C402. The connection node to which the other end of the output capacitor C401 and the other end of the output capacitor C402 are connected is connected to the other end of the AC power supply AC.

スイッチング素子Ｍ４０１、Ｍ４０２の各ゲートに印加されるゲート信号によってスイッチング素子Ｍ４０１、Ｍ４０２がオンオフ制御されることで、交流電源ＡＣにより供給される交流電圧である入力電圧Ｖｉｎに基づき、出力キャパシタＣ４０１、Ｃ４０２にキャパシタ電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２が生成され、キャパシタ電圧Ｖｃ１とＶｃ２の総和として直流電圧である出力電圧Ｖｄｃが生成される。出力電圧Ｖｄｃは、出力キャパシタＣ４０１の一端と出力キャパシタＣ４０２の一端との間に接続される負荷４１０に印加される。 By controlling the switching elements M401 and M402 on and off by the gate signals applied to the gates of the switching elements M401 and M402, the output capacitors C401 and C402 are based on the input voltage Vin which is the AC voltage supplied by the AC power supply AC. The capacitor voltages Vc1 and Vc2 are generated in the above, and the output voltage Vdc, which is a DC voltage, is generated as the sum of the capacitor voltages Vc1 and Vc2. The output voltage Vdc is applied to the load 410 connected between one end of the output capacitor C401 and one end of the output capacitor C402.

ハーフブリッジ型ＰＦＣコンバータ４００では、使用素子数は、スイッチング素子Ｍ４０１、Ｍ４０２の合計２個となる。 In the half-bridge type PFC converter 400, the number of elements used is a total of two switching elements M401 and M402.

入力電圧ＶｉｎがインダクタＬ４０１側が正極となる状態では、スイッチング素子Ｍ４０２がオン、スイッチング素子Ｍ４０１がオフの場合に、電流がスイッチング素子Ｍ４０２、およびインダクタＬ４０１を流れ、インダクタＬ４０１が励磁され、出力キャパシタＣ４０２は交流電源ＡＣへ放電する。スイッチング素子Ｍ４０２がオフ、スイッチング素子Ｍ４０１がオフの場合に、電流がインダクタＬ４０１およびスイッチング素子Ｍ４０１の並列ダイオードを流れ、出力キャパシタＣ４０１は交流電源ＡＣから充電される。 When the input voltage Vin is positive on the inductor L401 side, when the switching element M402 is on and the switching element M401 is off, current flows through the switching element M402 and the inductor L401, the inductor L401 is excited, and the output capacitor C402 is Discharge to AC power supply AC. When the switching element M402 is off and the switching element M401 is off, a current flows through the parallel diode of the inductor L401 and the switching element M401, and the output capacitor C401 is charged from the AC power supply AC.

入力電圧ＶｉｎがインダクタＬ４０１側が負極となる状態では、スイッチング素子Ｍ４０１がオン、スイッチング素子Ｍ４０２がオフの場合に、電流がスイッチング素子Ｍ４０１、およびインダクタＬ４０１を流れ、インダクタＬ４０１が励磁され、出力キャパシタＣ４０１は交流電源ＡＣへ放電する。スイッチング素子Ｍ４０１がオフ、スイッチング素子Ｍ４０２がオフの場合に、電流がスイッチング素子Ｍ４０２の並列ダイオードおよびインダクタＬ４０１を流れ、出力キャパシタＣ４０２は交流電源ＡＣから充電される。 When the input voltage Vin is on the inductor L401 side as the negative electrode and the switching element M401 is on and the switching element M402 is off, a current flows through the switching element M401 and the inductor L401, the inductor L401 is excited, and the output capacitor C401 becomes Discharge to AC power supply AC. When the switching element M401 is off and the switching element M402 is off, a current flows through the parallel diode and the inductor L401 of the switching element M402, and the output capacitor C402 is charged from the AC power supply AC.

すなわち、ハーフブリッジ型ＰＦＣコンバータ４００の通過素子数は１個となり、ブリッジレス型ＰＦＣコンバータ２００およびトーテムポール型ＰＦＣコンバータ３００と比べて、使用素子数および通過素子数ともに削減することができる。 That is, the number of passing elements of the half-bridge type PFC converter 400 is one, and both the number of elements used and the number of passing elements can be reduced as compared with the bridgeless type PFC converter 200 and the totem pole type PFC converter 300.

しかしながら、ハーフブリッジ型ＰＦＣコンバータ４００では、入力電圧ＶｉｎがインダクタＬ４０１側が正極となる状態では、交流電源ＡＣから充電されるのは出力キャパシタＣ４０１のみであり、出力キャパシタＣ４０２は負荷に放電される上に、インダクタＬ４０１を励磁する際に交流電源ＡＣにも放電される。また、入力電圧ＶｉｎがインダクタＬ４０１側が負極となる状態では、交流電源ＡＣから充電されるのは出力キャパシタＣ４０２のみであり、出力キャパシタＣ４０１は負荷に放電される上に、インダクタＬ４０１を励磁する際に交流電源ＡＣにも放電される。 However, in the half-bridge type PFC converter 400, when the input voltage Vin is positive on the inductor L401 side, only the output capacitor C401 is charged from the AC power supply AC, and the output capacitor C402 is discharged to the load. When the inductor L401 is excited, it is also discharged to the AC power supply AC. Further, when the input voltage Vin is in a state where the inductor L401 side is the negative electrode, only the output capacitor C402 is charged from the AC power supply AC, the output capacitor C401 is discharged to the load, and when the inductor L401 is excited. It is also discharged to the AC power supply AC.

これにより、キャパシタ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２および出力電圧Ｖｄｃの波形例を示した図１１のように、入力電圧Ｖｉｎの正の半周期期間でキャパシタ電圧Ｖｃ１が上昇するとともにキャパシタ電圧Ｖｃ２が下降し、入力電圧Ｖｉｎの負の半周期期間でキャパシタ電圧Ｖｃ１が下降するとともにキャパシタ電圧Ｖｃ２が上昇する。従って、キャパシタＣ４０１，Ｃ４０２の電圧リップル、電流リップルが大きくなり、出力キャパシタＣ４０１，Ｃ４０２が大型化する。 As a result, as shown in FIG. 11 showing an example of waveforms of the capacitor voltages Vc1 and Vc2 and the output voltage Vdc, the capacitor voltage Vc1 rises and the capacitor voltage Vc2 falls in the positive half cycle period of the input voltage Vin, and the input voltage The capacitor voltage Vc1 decreases and the capacitor voltage Vc2 increases in the negative half cycle period of Vin. Therefore, the voltage ripple and the current ripple of the capacitors C401 and C402 become large, and the output capacitors C401 and C402 become large.

また、ハーフブリッジ型ＰＦＣコンバータ４００では、入力電圧Ｖｉｎのゼロクロス付近でインダクタＬ４０１に流れるインダクタ電流のリップルが大きくなり、効率が低下する。 Further, in the half-bridge type PFC converter 400, the ripple of the inductor current flowing through the inductor L401 near the zero cross of the input voltage Vin becomes large, and the efficiency is lowered.

但し、ハーフブリッジ型ＰＦＣコンバータ４００では、出力キャパシタＣ４０１とＣ４０２とが接続される接続ノードである中性点が交流電源ＡＣの他端と同電位となるので、コモンモードノイズ特性としては有利となる。 However, in the half-bridge type PFC converter 400, the neutral point, which is the connection node to which the output capacitors C401 and C402 are connected, has the same potential as the other end of the AC power supply AC, which is advantageous as a common mode noise characteristic. ..

上記状況に鑑み、本発明は、コモンモードノイズ特性を向上させつつ、キャパシタサイズおよびインダクタサイズを抑制することが可能となる電力変換装置を提供することを目的とする。 In view of the above situation, it is an object of the present invention to provide a power conversion device capable of suppressing the capacitor size and the inductor size while improving the common mode noise characteristics.

本発明の電力変換装置は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続されて構成される第１ハーフブリッジと、
第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続されて構成され、前記第１ハーフブリッジに並列に接続される第２ハーフブリッジと、
前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とが接続されるノードに一端が接続される第１出力キャパシタと、
前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とが接続されるノードに一端が接続される第２出力キャパシタと、
第１交流電圧発生部の一端と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが接続されるノードとの間に配置される第１インダクタと、第２交流電圧発生部の一端と、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とが接続されるノードとの間に配置され、前記第１インダクタと磁気結合される第２インダクタと、を含む結合インダクタと、
を有し、
前記第１出力キャパシタの他端と前記第２出力キャパシタの他端とが接続される第１中性点は、前記第１交流電圧発生部の他端と前記第２交流電圧発生部の他端とが接続される第２中性点と接続される構成としている（第１の構成）。 The power conversion device of the present invention includes a first half bridge in which a first switching element and a second switching element are connected in series.
A second half bridge in which a third switching element and a fourth switching element are connected in series and connected in parallel to the first half bridge,
A first output capacitor whose one end is connected to a node to which the first switching element and the third switching element are connected,
A second output capacitor whose one end is connected to a node to which the second switching element and the fourth switching element are connected,
The first inductor arranged between one end of the first AC voltage generating unit, the node to which the first switching element and the second switching element are connected, one end of the second AC voltage generating unit, and the above. A coupling inductor that is arranged between the node to which the third switching element and the fourth switching element are connected and includes a second inductor that is magnetically coupled to the first inductor.
Have,
The first neutral point to which the other end of the first output capacitor and the other end of the second output capacitor are connected is the other end of the first AC voltage generating portion and the other end of the second AC voltage generating portion. It is configured to be connected to the second neutral point to which is connected (first configuration).

また、上記第１の構成において、前記第１交流電源発生部としての第１入力キャパシタと、前記第２交流電源発生部としての第２入力キャパシタと、をさらに有し、前記第１入力キャパシタと前記第２入力キャパシタの直列接続構成の両端には、交流電源による交流電圧を印加可能であることとしてもよい（第２の構成）。 Further, in the first configuration, the first input capacitor as the first AC power generation unit and the second input capacitor as the second AC power generation unit are further provided, and the first input capacitor and the first input capacitor. An AC voltage from an AC power supply may be applied to both ends of the series connection configuration of the second input capacitor (second configuration).

また、上記第１の構成において、前記第１交流電源発生部は、第１交流電源であり、前記第２交流電源発生部は、前記第１交流電源と同相の第２交流電源であることとしてもよい（第３の構成）。 Further, in the first configuration, the first AC power generation unit is a first AC power source, and the second AC power generation unit is a second AC power source having the same phase as the first AC power source. It may be (third configuration).

また、上記第１から第３のいずれかの構成において、前記結合インダクタは、前記第１インダクタに直列に接続される第３インダクタと、前記第２インダクタと直列に接続されて前記第３インダクタとは磁気結合されない第４インダクタと、をさらに含むこととしてもよい（第４の構成）。 Further, in any of the first to third configurations, the coupling inductor has a third inductor connected in series with the first inductor and a third inductor connected in series with the second inductor. May further include a fourth inductor that is not magnetically coupled (fourth configuration).

また、上記第１から第４のいずれかの構成において、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、および前記第４スイッチング素子は、ＳｉＣ、またはＧａＮを半導体材料として用いたトランジスタで構成されることとしてもよい（第５の構成）。 Further, in any of the first to fourth configurations, the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element use SiC or GaN as a semiconductor material. It may be composed of the existing transistors (fifth configuration).

また、上記第１から第５のいずれかの構成において、前記第１出力キャパシタの一端と前記第２出力キャパシタの一端との間に発生する出力電圧の検出値と、電圧指令値との偏差を生成する第１偏差部と、
前記第１偏差部の出力が入力される第１補償器と、
前記第１補償器の出力と交流電源による交流電圧の検出値との乗算を行う乗算部と、
前記結合インダクタを流れるインダクタ電流の検出値と、前記乗算部の出力としての電流指令値との偏差を生成する第２偏差部と、
前記第２偏差部の出力が入力される第２補償器と、
前記第２補償器の出力に基づいてＰＷＭ信号としての前記第１〜第４スイッチング素子用の各ゲート信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
を含むゲート信号生成回路をさらに有することとしてもよい（第６の構成）。 Further, in any of the first to fifth configurations, the deviation between the detected value of the output voltage generated between one end of the first output capacitor and one end of the second output capacitor and the voltage command value is determined. The first deviation part to be generated and
The first compensator to which the output of the first deviation portion is input and
A multiplication unit that multiplies the output of the first compensator and the detected value of the AC voltage by the AC power supply, and
A second deviation unit that generates a deviation between the detected value of the inductor current flowing through the coupling inductor and the current command value as the output of the multiplication unit.
The second compensator to which the output of the second deviation portion is input and
A PWM signal generation unit that generates each gate signal for the first to fourth switching elements as a PWM signal based on the output of the second compensator.
A gate signal generation circuit including the above may be further provided (sixth configuration).

本発明の電力変換装置によると、コモンモードノイズ特性を向上させつつ、キャパシタサイズおよびインダクタサイズを抑制することが可能となる。 According to the power conversion device of the present invention, it is possible to suppress the capacitor size and the inductor size while improving the common mode noise characteristics.

本発明の一実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the power conversion apparatus which concerns on one Embodiment of this invention. ゲート信号生成回路の一例を示す構成図である。It is a block diagram which shows an example of a gate signal generation circuit. 電力変換装置のシミュレーションを行った結果の一例を示す各種波形図である。It is various waveform diagrams which show an example of the result of having performed the simulation of the power conversion apparatus. 図３の枠線部におけるインダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２のゼロクロス付近でのインダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２および中性点間電流Ｉｎｅの拡大波形を示す図である。It is a figure which shows the enlarged waveform of the inductor current IL1, IL2 and the neutral point current Ine near the zero cross of the inductor current IL1, IL2 in the frame line part of FIG. 図３の枠線部におけるインダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２の正のピーク付近でのインダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２および中性点間電流Ｉｎｅの拡大波形を示す図である。It is a figure which shows the enlarged waveform of the inductor current IL1, IL2 and the neutral point current Ine near the positive peak of the inductor current IL1, IL2 in the frame line part of FIG. 図４Ａ（実線）の拡大波形をゲート信号Ｇ１〜Ｇ４とともに示した図である。It is a figure which showed the enlarged waveform of FIG. 4A (solid line) together with gate signals G1 to G4. 図４Ｂ（実線）の拡大波形をゲート信号Ｇ１〜Ｇ４とともに示した図である。It is a figure which showed the enlarged waveform of FIG. 4B (solid line) together with gate signals G1 to G4. 本発明の別実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the power conversion apparatus which concerns on another Embodiment of this invention. チョッパー型ＰＦＣコンバータを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the chopper type PFC converter. ブリッジレス型ＰＦＣコンバータを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the bridgeless type PFC converter. トーテムポール型ＰＦＣコンバータを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the totem pole type PFC converter. ハーフブリッジ型ＰＦＣコンバータを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the half-bridge type PFC converter. ハーフブリッジ型ＰＦＣコンバータでのキャパシタ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２および出力電圧Ｖｄｃの波形例を示した図である。It is a figure which showed the waveform example of the capacitor voltage Vc1, Vc2 and the output voltage Vdc in a half-bridge type PFC converter.

以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

＜１．電力変換装置の構成＞
図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置１の構成を示す回路図である。電力変換装置１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４からそれぞれなるハーフブリッジを有するデュアルハーフブリッジＰＦＣコンバータとして構成される。電力変換装置１は、交流電源ＡＣにより供給される交流電圧である入力電圧Ｖｉｎを直流電圧である出力電圧Ｖｄｃに変換する。生成された出力電圧Ｖｄｃは、電力変換装置１に接続された負荷１０に供給される。 <1. Configuration of power converter>
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device 1 according to an embodiment of the present invention. The power conversion device 1 is configured as a dual half-bridge PFC converter having a half bridge including switching elements Q1 and Q2 and switching elements Q3 and Q4, respectively. The power conversion device 1 converts the input voltage Vin, which is an AC voltage supplied by the AC power supply AC, into the output voltage Vdc, which is a DC voltage. The generated output voltage Vdc is supplied to the load 10 connected to the power conversion device 1.

電力変換装置１は、入力キャパシタＣ１，Ｃ２、結合インダクタ２、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、および出力キャパシタＣ１１，Ｃ１２を有する。 The power conversion device 1 includes input capacitors C1 and C2, a coupling inductor 2, switching elements Q1 to Q4, and output capacitors C11 and C12.

入力キャパシタＣ１，Ｃ２は、交流電源ＡＣの両端間に直列に接続される。入力キャパシタＣ１，Ｃ２は、交流電圧発生部として機能する。結合インダクタ２は、インダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ２１，Ｌ２２を有する。インダクタＬ１１の一端とＬ１２の一端が接続され、インダクタＬ１１，Ｌ１２は直列に接続される。インダクタＬ２１の一端とＬ２２の一端が接続され、インダクタＬ２１，Ｌ２２は直列に接続される。インダクタＬ１１とＬ２１は、磁気的に相互結合される。インダクタＬ１２とＬ２２は、磁気的に結合されない。 The input capacitors C1 and C2 are connected in series between both ends of the AC power supply AC. The input capacitors C1 and C2 function as AC voltage generators. The coupling inductor 2 has inductors L11, L12, L21, and L22. One end of the inductor L11 and one end of the L12 are connected, and the inductors L11 and L12 are connected in series. One end of the inductor L21 and one end of the L22 are connected, and the inductors L21 and L22 are connected in series. The inductors L11 and L21 are magnetically interconnected. The inductors L12 and L22 are not magnetically coupled.

交流電源ＡＣの一端と入力キャパシタＣ１の一端とが接続される接続ノードは、インダクタＬ１１の他端に接続される。交流電源ＡＣの他端と入力キャパシタＣ２の一端とが接続される接続ノードは、インダクタＬ２１の他端に接続される。 The connection node to which one end of the AC power supply AC and one end of the input capacitor C1 are connected is connected to the other end of the inductor L11. The connection node to which the other end of the AC power supply AC and one end of the input capacitor C2 are connected is connected to the other end of the inductor L21.

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成され、ボディダイオードを有する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直列に接続されてハーフブリッジが構成される。スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとが接続される接続ノードは、インダクタＬ１２の他端に接続される。 The switching elements Q1 and Q2 are composed of an n-channel MOSFET as an example, and have a body diode. Switching elements Q1 and Q2 are connected in series to form a half bridge. The connection node to which the source of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q2 are connected is connected to the other end of the inductor L12.

スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成され、ボディダイオードを有する。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が直列に接続されてハーフブリッジが構成される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のドレイン同士が接続され、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のソース同士が接続される。スイッチング素子Ｑ３のソースとスイッチング素子Ｑ４のドレインとが接続される接続ノードは、インダクタＬ２２の他端に接続される。 The switching elements Q3 and Q4 are composed of an n-channel MOSFET as an example, and have a body diode. Switching elements Q3 and Q4 are connected in series to form a half bridge. The drains of the switching elements Q1 and Q3 are connected to each other, and the sources of the switching elements Q2 and Q4 are connected to each other. The connection node to which the source of the switching element Q3 and the drain of the switching element Q4 are connected is connected to the other end of the inductor L22.

出力キャパシタＣ１１，Ｃ１２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が接続される接続ノードとスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４が接続される接続ノードとの間に直列に接続される。出力キャパシタＣ１１の一端は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が接続される接続ノードに接続される。出力キャパシタＣ１２の一端は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４が接続される接続ノードに接続される。 The output capacitors C11 and C12 are connected in series between the connection node to which the switching elements Q1 and Q3 are connected and the connection node to which the switching elements Q2 and Q4 are connected. One end of the output capacitor C11 is connected to a connection node to which the switching elements Q1 and Q3 are connected. One end of the output capacitor C12 is connected to a connection node to which the switching elements Q2 and Q4 are connected.

出力キャパシタＣ１１の一端と出力キャパシタＣ１２の一端との間には、負荷１０が接続される。出力キャパシタＣ１１，Ｃ１２の他端同士が接続される接続ノードである中性点Ｎ１２は、入力キャパシタＣ１，Ｃ２の他端同士が接続される接続ノードである中性点Ｎ１１に接続される。 A load 10 is connected between one end of the output capacitor C11 and one end of the output capacitor C12. The neutral point N12, which is a connection node to which the other ends of the output capacitors C11 and C12 are connected, is connected to the neutral point N11, which is a connection node to which the other ends of the input capacitors C1 and C2 are connected to each other.

電力変換装置１では、使用素子数は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で４個となり、比較的に使用素子数は抑えられる。また、特に、電力変換装置１では、出力キャパシタＣ１１，Ｃ１２の中性点Ｎ１２が入力キャパシタＣ１，Ｃ２の中性点Ｎ１１に接続される構成であるため、コモンモードノイズ特性は、ハーフブリッジ型ＰＦＣコンバータ（図１０）と同様に優れたものとなる。 In the power conversion device 1, the number of elements used is four for the switching elements Q1 to Q4, and the number of elements used can be relatively suppressed. Further, in particular, in the power conversion device 1, since the neutral points N12 of the output capacitors C11 and C12 are connected to the neutral points N11 of the input capacitors C1 and C2, the common mode noise characteristic is a half-bridge type PFC. It is as excellent as the converter (FIG. 10).

＜２．電力変換装置の回路動作＞
次に、電力変換装置１の回路動作について説明する。例えば、入力電圧ＶｉｎがキャパシタＣ１の一端側が正極となる場合について説明すると、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンの場合（第１状態）、出力キャパシタＣ１２のキャパシタ電圧Ｖｃ２と入力キャパシタＣ１の電圧とが加算されるので、インダクタＬ１１，Ｌ１２が励磁され、インダクタＬ１１，Ｌ１２を流れるインダクタ電流ＩＬ１は、後段側へ流れる方向（図１の矢印）へ増加する。一方、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオフの場合（第２状態）、インダクタＬ１１，Ｌ１２には、出力キャパシタＣ１１のキャパシタ電圧Ｖｃ１と入力キャパシタＣ１の電圧の差分が印加され、後段側へ流れる方向のインダクタ電流ＩＬ１は、減少する。 <2. Circuit operation of power converter>
Next, the circuit operation of the power conversion device 1 will be described. For example, when the input voltage Vin has a positive electrode on one end side of the capacitor C1, when the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on (first state), the capacitor voltage Vc2 of the output capacitor C12 and the input capacitor C1 Since the voltage is added, the inductors L11 and L12 are excited, and the inductor current IL1 flowing through the inductors L11 and L12 increases in the direction of flowing to the rear stage side (arrow in FIG. 1). On the other hand, when the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is off (second state), the difference between the capacitor voltage Vc1 of the output capacitor C11 and the voltage of the input capacitor C1 is applied to the inductors L11 and L12, and the difference is applied to the subsequent stage side. The inductor current IL1 in the flow direction decreases.

また、スイッチング素子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ４がオフの場合（第３状態）、出力キャパシタＣ１１のキャパシタ電圧Ｖｃ１と入力キャパシタＣ２の電圧とが加算されるので、インダクタＬ２１，Ｌ２２が励磁され、インダクタＬ２１，Ｌ２２を流れるインダクタ電流ＩＬ２は、前段側へ流れる方向（図１の矢印）へ増加する。一方、スイッチング素子Ｑ３がオフ、スイッチング素子Ｑ４がオフの場合（第４状態）、インダクタＬ２１，Ｌ２２には、出力キャパシタＣ１２のキャパシタ電圧Ｖｃ２と入力キャパシタＣ２の電圧の差分が印加され、前段側へ流れる方向のインダクタ電流ＩＬ２は、減少する。 When the switching element Q3 is on and the switching element Q4 is off (third state), the capacitor voltage Vc1 of the output capacitor C11 and the voltage of the input capacitor C2 are added, so that the inductors L21 and L22 are excited and the inductors The inductor current IL2 flowing through L21 and L22 increases in the direction of flowing toward the front stage side (arrow in FIG. 1). On the other hand, when the switching element Q3 is off and the switching element Q4 is off (fourth state), the difference between the capacitor voltage Vc2 of the output capacitor C12 and the voltage of the input capacitor C2 is applied to the inductors L21 and L22 to the front stage side. The inductor current IL2 in the flow direction decreases.

なお、入力電圧ＶｉｎがキャパシタＣ１の一端側が負極となる場合については、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフの場合に（第１状態）、インダクタＬ１１，Ｌ１２が励磁され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフの場合に（第２状態）、インダクタＬ１１，Ｌ１２の電流は減少する。スイッチング素子Ｑ３がオフ、スイッチング素子Ｑ４がオンの場合に（第３状態）、インダクタＬ２１，Ｌ２２が励磁され、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフの場合（第４状態）、インダクタＬ２１，Ｌ２２に流れる電流が減少する。なお、入力電圧Ｖｉｎの極性により、上記各状態の定義(スイッチ状態)は変わる。 When the input voltage Vin has a negative electrode on one end side of the capacitor C1, the inductors L11 and L12 are excited and the switching elements Q1 and Q1 are excited when the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off (first state). When Q2 is off (second state), the currents of the inductors L11 and L12 decrease. When the switching element Q3 is off and the switching element Q4 is on (third state), the inductors L21 and L22 are excited, and when the switching elements Q3 and Q4 are off (fourth state), the current flowing through the inductors L21 and L22. Decreases. The definition of each of the above states (switch state) changes depending on the polarity of the input voltage Vin.

入力電圧Ｖｉｎが正極性の半周期期間では、第１状態では、出力キャパシタＣ１２が放電され、第２状態では、出力キャパシタＣ１１が充電され、第３状態では、出力キャパシタＣ１１が放電され、第４状態では、出力キャパシタＣ１２が充電される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が第１、第２状態のスイッチングパターンを切替え、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が第３、第４状態のスイッチングパターンを切替えることにより、入力電圧Ｖｉｎが正極性の半周期期間で出力キャパシタＣ１１，Ｃ１２は頻繁に充放電を繰り返す。第１状態と第４状態とが同時に起こることがあり、出力キャパシタＣ１２の充電電流と放電電流とが相殺されることで、出力キャパシタＣ１２の電流リップルが低減される。第２状態と第３状態も同時に起こることがあり、同様に出力キャパシタＣ１１の充電電流と放電電流とが相殺され、出力キャパシタＣ１１の電流リップルが低減される。 In the half-cycle period in which the input voltage Vin is positive, the output capacitor C12 is discharged in the first state, the output capacitor C11 is charged in the second state, and the output capacitor C11 is discharged in the third state. In the state, the output capacitor C12 is charged. The switching elements Q1 and Q2 switch the switching patterns of the first and second states, and the switching elements Q3 and Q4 switch the switching patterns of the third and fourth states, so that the input voltage Vin is output in a positive half cycle period. Capacitors C11 and C12 frequently repeat charging and discharging. The first state and the fourth state may occur at the same time, and the current ripple of the output capacitor C12 is reduced by canceling the charge current and the discharge current of the output capacitor C12. The second state and the third state may occur at the same time, and similarly, the charge current and the discharge current of the output capacitor C11 are canceled out, and the current ripple of the output capacitor C11 is reduced.

また、入力電圧Ｖｉｎが負極性の半周期期間では、第１状態で出力キャパシタＣ１１が放電され、第２状態で出力キャパシタＣ１２が充電され、第３状態で出力キャパシタＣ１２が放電され、第４状態で出力キャパシタＣ１１が充電される。第１状態と第４状態とが同時に起こることがあり、出力キャパシタＣ１１の充電電流と放電電流とが相殺されることで、出力キャパシタＣ１１の電流リップルが低減される。第２状態と第３状態も同時に起こることがあり、同様に出力キャパシタＣ１２の充電電流と放電電流とが相殺され、出力キャパシタＣ１２の電流リップルが低減される。これにより、出力キャパシタＣ１１，Ｃ１２を小型化することが可能となる。 Further, in the half-cycle period in which the input voltage Vin is negative, the output capacitor C11 is discharged in the first state, the output capacitor C12 is charged in the second state, the output capacitor C12 is discharged in the third state, and the fourth state. The output capacitor C11 is charged. The first state and the fourth state may occur at the same time, and the current ripple of the output capacitor C11 is reduced by canceling the charge current and the discharge current of the output capacitor C11. The second state and the third state may occur at the same time, and similarly, the charge current and the discharge current of the output capacitor C12 are canceled out, and the current ripple of the output capacitor C12 is reduced. This makes it possible to reduce the size of the output capacitors C11 and C12.

また、電流が通過する素子は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれか、および、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のいずれかであるので、通過素子数は２個となる。ハーフブリッジ型ＰＦＣコンバータと比べると使用素子数は増えるが、スイッチング素子にかかる電圧が約半分になるので、低オン抵抗品を使用でき、導通損失を抑えることができる。 Further, since the element through which the current passes is any one of the switching elements Q1 and Q2 and any of the switching elements Q3 and Q4, the number of passing elements is two. Compared to the half-bridge type PFC converter, the number of elements used increases, but the voltage applied to the switching element is reduced to about half, so a low on-resistance product can be used and conduction loss can be suppressed.

＜３．ゲート信号生成回路＞
電力変換装置１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲートを駆動するゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成するゲート信号生成回路（図１では不図示）を有する。 <3. Gate signal generation circuit>
The power conversion device 1 has a gate signal generation circuit (not shown in FIG. 1) that generates gate signals G1 to G4 for driving the gates of the switching elements Q1 to Q4.

図２は、ゲート信号生成回路の一例を示す構成図である。図２に示すゲート信号生成回路３は、偏差部３１と、補償器３２と、乗算部３３と、偏差部３４と、補償器３５と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）部３６と、ＮＯＴ回路３７と、ＰＷＭ部３８と、ＮＯＴ回路３９と、を有する。ゲート信号生成回路３は、電力変換装置１の力率改善機能を実現する。 FIG. 2 is a configuration diagram showing an example of a gate signal generation circuit. The gate signal generation circuit 3 shown in FIG. 2 includes a deviation unit 31, a compensator 32, a multiplication unit 33, a deviation unit 34, a compensator 35, a PWM (Pulse Width Modulation) unit 36, and a NOT circuit 37. , The PWM unit 38, and the NOT circuit 39. The gate signal generation circuit 3 realizes the power factor improving function of the power conversion device 1.

偏差部３１は、電力変換装置１の出力電圧Ｖｄｃの検出値Ｖｏｕｔと、電圧指令値Ｖｏｕｔ＊との偏差を生成し、生成された偏差を補償器３２へ出力する。乗算部３３は、補償器３２の出力と入力電圧Ｖｉｎの検出値Ｖａｃとの乗算を行い、乗算結果を電流指令値ＩＬ＊として偏差部３４へ出力する。偏差部３４は、インダクタ電流検出値ＩＬと電流指令値ＩＬ＊との偏差を生成し、生成された偏差を補償器３５へ出力する。なお、インダクタ電流検出値ＩＬは、インダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２のいずれの検出値であってもよく、ＩＬ１，ＩＬ２の平均値を用いてもよい。 The deviation unit 31 generates a deviation between the detected value Vout of the output voltage Vdc of the power conversion device 1 and the voltage command value Vout *, and outputs the generated deviation to the compensator 32. The multiplication unit 33 multiplies the output of the compensator 32 with the detected value Vac of the input voltage Vin, and outputs the multiplication result as the current command value IL * to the deviation unit 34. The deviation unit 34 generates a deviation between the inductor current detection value IL and the current command value IL *, and outputs the generated deviation to the compensator 35. The inductor current detection value IL may be any of the detection values of the inductor currents IL1 and IL2, and the average value of IL1 and IL2 may be used.

ＰＷＭ部３６は、補償器３５の出力に基づいてＰＷＭ信号としてのゲート信号Ｇ２を生成する。ＮＯＴ回路３７は、ゲート信号Ｇ２のレベルを反転したゲート信号Ｇ１を生成する。ＰＷＭ部３８は、補償器３５の出力に基づいてＰＷＭ信号としてのゲート信号Ｇ４を生成する。ゲート信号Ｇ４は、ゲート信号Ｇ２から１８０°位相をシフトさせた信号となる。ＮＯＴ回路３９は、ゲート信号Ｇ４のレベルを反転したゲート信号Ｇ３を生成する。すなわち、ＰＷＭ部３６、ＮＯＴ回路３７、ＰＷＭ部３８、およびＮＯＴ回路３９は、ＰＷＭ信号生成部を構成する。 The PWM unit 36 generates a gate signal G2 as a PWM signal based on the output of the compensator 35. The NOT circuit 37 generates a gate signal G1 in which the level of the gate signal G2 is inverted. The PWM unit 38 generates a gate signal G4 as a PWM signal based on the output of the compensator 35. The gate signal G4 is a signal whose phase is shifted by 180 ° from the gate signal G2. The NOT circuit 39 generates a gate signal G3 in which the level of the gate signal G4 is inverted. That is, the PWM unit 36, the NOT circuit 37, the PWM unit 38, and the NOT circuit 39 form a PWM signal generation unit.

＜４．シミュレーション結果＞
ここで、電力変換装置１のシミュレーション結果について説明する。図３は、電力変換装置１のシミュレーションを行った結果の一例を示す各種波形図である。図３の上段から順に、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、出力電圧Ｖｄｃ、キャパシタ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２、出力キャパシタＣ１１，Ｃ１２をそれぞれ流れるキャパシタ電流Ｉｃ１，Ｉｃ２、インダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２、および中性点Ｎ１１，Ｎ１２間を流れる中性点間電流Ｉｎｅの各時間経過挙動を示す。なお、インダクタ電流ＩＬ１は後段側へ流れる方向、インダクタ電流ＩＬ２は前段側へ流れる方向、および中性点間電流Ｉｎｅは中性点Ｎ１１側へ流れる方向、すなわち、いずれも図１に示す矢印方向をそれぞれ正としている。 <4. Simulation result>
Here, the simulation result of the power conversion device 1 will be described. FIG. 3 is various waveform diagrams showing an example of the result of simulating the power conversion device 1. From the top of FIG. 3, the input voltage Vin, the input current Iin, the output voltage Vdc, the capacitor voltages Vc1 and Vc2, the capacitor currents Ic1 and Ic2 flowing through the output capacitors C11 and C12, respectively, the inductor currents IL1 and IL2, and the neutral point N11. The behavior of the neutral point current Ine flowing between N12 and N12 over time is shown. The inductor current IL1 flows toward the rear stage side, the inductor current IL2 flows toward the front stage side, and the neutral point current Ine flows toward the neutral point N11 side, that is, the direction indicated by the arrow shown in FIG. Each is positive.

図３に示す出力電圧Ｖｄｃは、キャパシタ電圧Ｖｃ１とＶｃ２との総和となる。図３に示すように、キャパシタ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２はほぼ重なっており、いずれもリップルが抑えられている。 The output voltage Vdc shown in FIG. 3 is the sum of the capacitor voltages Vc1 and Vc2. As shown in FIG. 3, the capacitor voltages Vc1 and Vc2 substantially overlap, and ripple is suppressed in each case.

ここで、図４Ａは、図３の枠線部におけるインダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２のゼロクロス付近でのインダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２および中性点間電流Ｉｎｅの拡大波形を示す図である（図４Ａの実線）。なお、図４Ａには、磁気結合していないインダクタのみを用いた電力変換装置のシミュレーション結果としての波形を破線にて併せて示している。なお、図３に示す中性点間電流Ｉｎｅは、磁気結合したインダクタの有無の両方の場合を重ねて示している。 Here, FIG. 4A is a diagram showing an enlarged waveform of the inductor currents IL1 and IL2 and the neutral point current Ine near the zero cross of the inductor currents IL1 and IL2 in the frame line portion of FIG. 3 (solid line in FIG. 4A). .. Note that FIG. 4A also shows the waveform as a simulation result of the power conversion device using only the inductor that is not magnetically coupled with a broken line. The neutral point current Ine shown in FIG. 3 is shown in both cases with and without the magnetically coupled inductor.

さらに、図５Ａには、図４Ａ（実線）の拡大波形をゲート信号Ｇ１〜Ｇ４とともに示す。ゲート信号Ｇ１，Ｇ２については、Ｇ１がオフ、Ｇ２がオンの状態、Ｇ１、Ｇ２ともにオフの状態、Ｇ１がオン、Ｇ２がオフの状態、Ｇ１、Ｇ２ともにオフの状態の順に遷移しつつ繰り返される。ゲート信号Ｇ３，Ｇ４については、Ｇ３がオフ、Ｇ４がオンの状態、Ｇ３、Ｇ４ともにオフの状態、Ｇ３がオン、Ｇ４がオフの状態、Ｇ３、Ｇ４ともにオフの状態の順に遷移しつつ繰り返される。 Further, FIG. 5A shows the enlarged waveform of FIG. 4A (solid line) together with the gate signals G1 to G4. The gate signals G1 and G2 are repeated while transitioning in the order of G1 off, G2 on, G1 and G2 both off, G1 on, G2 off, and G1 and G2 off. .. The gate signals G3 and G4 are repeated while transitioning in the order of G3 off, G4 on, G3 and G4 off, G3 on, G4 off, and G3 and G4 off. ..

図４Ａに示すように、結合インダクタ２を用いることにより、相互誘導によってインダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２のリップルを抑えることができており、インダクタを小型化することが可能である。また、結合インダクタ２を用いることにより、中性点間電流Ｉｎｅを大幅に低減することができ、効率の向上につながる。 As shown in FIG. 4A, by using the coupling inductor 2, the ripple of the inductor currents IL1 and IL2 can be suppressed by mutual induction, and the inductor can be miniaturized. Further, by using the coupling inductor 2, the neutral point current Ine can be significantly reduced, which leads to an improvement in efficiency.

また、図４Ｂは、図３の枠線部におけるインダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２の正のピーク付近でのインダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２および中性点間電流Ｉｎｅの拡大波形を示す図である（図４Ｂの実線）。なお、図４Ｂには、磁気結合していないインダクタのみを用いた電力変換装置のシミュレーション結果としての波形を破線にて併せて示している。 Further, FIG. 4B is a diagram showing enlarged waveforms of the inductor currents IL1 and IL2 and the neutral point current Ine near the positive peaks of the inductor currents IL1 and IL2 in the frame line portion of FIG. 3 (solid line in FIG. 4B). ). Note that FIG. 4B also shows the waveform as a simulation result of the power conversion device using only the inductor that is not magnetically coupled with a broken line.

さらに、図５Ｂには、図４Ｂ（実線）の拡大波形をゲート信号Ｇ１〜Ｇ４とともに示す。ゲート信号の遷移については、上述した図５Ａと同様である。図５Ｂでは入力電圧Ｖｉｎは正のピーク付近であるため、昇圧率は小さくなり、図５Ａでは約５０％であったゲート信号Ｇ２，Ｇ３のオンデューティは、図５Ｂで図５Ａよりも小さくなっている。 Further, FIG. 5B shows the enlarged waveform of FIG. 4B (solid line) together with the gate signals G1 to G4. The transition of the gate signal is the same as in FIG. 5A described above. Since the input voltage Vin is near the positive peak in FIG. 5B, the boost rate becomes small, and the on-duty of the gate signals G2 and G3, which was about 50% in FIG. 5A, becomes smaller than that in FIG. 5B. There is.

図４Ｂに示すように、結合インダクタ２を用いることにより、相互誘導によってインダクタ電流ＩＬ１，ＩＬ２のリップルを抑えることができており、インダクタを小型化することが可能である。また、結合インダクタ２を用いることにより、中性点間電流Ｉｎｅを低減することができ、効率の向上につながる。なお、ゼロクロス付近での図４Ａは、図４Ｂに比べて効果が大きいことが分かる。 As shown in FIG. 4B, by using the coupling inductor 2, the ripple of the inductor currents IL1 and IL2 can be suppressed by mutual induction, and the inductor can be miniaturized. Further, by using the coupling inductor 2, the neutral point current Ine can be reduced, which leads to an improvement in efficiency. It can be seen that FIG. 4A near the zero cross has a greater effect than FIG. 4B.

以上のように、本実施形態に係る電力変換装置１によれば、コモンモードノイズ特性を向上させつつ、キャパシタサイズおよびインダクタサイズを抑制することが可能となる。 As described above, according to the power conversion device 1 according to the present embodiment, it is possible to suppress the capacitor size and the inductor size while improving the common mode noise characteristics.

＜５．別実施形態＞
図６は、本発明の別実施形態に係る電力変換装置５の構成を示す回路図である。図６に示す電力変換装置５は、電源として日本独特の単相三線式配電系統を用いたＰＦＣコンバータである。 <5. Another embodiment>
FIG. 6 is a circuit diagram showing the configuration of the power conversion device 5 according to another embodiment of the present invention. The power conversion device 5 shown in FIG. 6 is a PFC converter that uses a single-phase three-wire distribution system peculiar to Japan as a power source.

図６に示す電力変換装置５の先述した電力変換装置１との構成上の相違点は、電源として交流電源ＡＣ１，ＡＣ２を用いていることである。交流電源ＡＣ１，ＡＣ２の一端同士は中性点Ｎｓで接続される。交流電源ＡＣ１の他端は、結合インダクタ２のインダクタＬ１１の他端と接続される。交流電源ＡＣ２の他端は、結合インダクタ２のインダクタＬ２１の他端と接続される。交流電源ＡＣ１による交流電圧Ｖｓ１と、交流電源ＡＣ２による交流電圧Ｖｓ２は、同相の電圧である。 The structural difference between the power conversion device 5 shown in FIG. 6 and the power conversion device 1 described above is that the AC power supplies AC1 and AC2 are used as the power sources. One ends of the AC power supplies AC1 and AC2 are connected at a neutral point Ns. The other end of the AC power supply AC1 is connected to the other end of the inductor L11 of the coupling inductor 2. The other end of the AC power supply AC2 is connected to the other end of the inductor L21 of the coupling inductor 2. The AC voltage Vs1 from the AC power supply AC1 and the AC voltage Vs2 from the AC power supply AC2 are in-phase voltages.

中性点Ｎｓは、出力キャパシタＣ１１，Ｃ１２が接続される中性点Ｎｃと接続される。これにより、コモンノードノイズ特性は先述した電力変換装置１と同様に向上する。 The neutral point Ns is connected to the neutral point Nc to which the output capacitors C11 and C12 are connected. As a result, the common node noise characteristics are improved in the same manner as in the power conversion device 1 described above.

さらに、電力変換装置５では、電力変換装置１と同様に、いずれの電源半周期期間においても出力キャパシタＣ１１，Ｃ１２は頻繁に充放電を繰り返すので出力キャパシタを小型化することが可能となり、結合インダクタ２を用いることでインダクタ電流のリップルを抑えて、インダクタを小型化することも可能となる。 Further, in the power conversion device 5, similarly to the power conversion device 1, the output capacitors C11 and C12 frequently repeat charging and discharging in any power supply half cycle period, so that the output capacitor can be miniaturized and the coupling inductor can be miniaturized. By using 2, it is possible to suppress the ripple of the inductor current and reduce the size of the inductor.

但し、日本独特の電源を用いる必要が無いという点では、先述した実施形態に係る電力変換装置１の構成のほうが有利である。 However, the configuration of the power conversion device 1 according to the above-described embodiment is more advantageous in that it is not necessary to use a power supply peculiar to Japan.

＜６．その他＞
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の趣旨の範囲内であれば、実施形態は種々の変形が可能である。 <6. Others>
Although the embodiments of the present invention have been described above, the embodiments can be variously modified within the scope of the gist of the present invention.

電力変換装置に用いるスイッチング素子は、Ｓｉ、ＳｉＣ、ＧａＮ等、種々の半導体材料を用いたＭＯＳＦＥＴで構成することができるが、ボディダイオードのリカバリ損失低減の点ではＳｉＣまたはＧａＮを用いたＭＯＳＦＥＴを利用することが望ましい。また、スイッチング素子は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴで構成してもよい。さらに、ＭＯＳＦＥＴに限らず、他のトランジスタによって構成してもよい。例えばバイポーラトランジスタ（ＮＰＮ／ＰＮＰ何れも可）によって構成してもよい。その場合、バイポーラトランジスタに対して外付けの並列ダイオードを接続する。 The switching element used in the power conversion device can be composed of MOSFETs using various semiconductor materials such as Si, SiC, and GaN, but MOSFETs using SiC or GaN are used in terms of reducing the recovery loss of the body diode. It is desirable to do. Further, the switching element is not limited to the n-channel MOSFET, and may be composed of a p-channel MOSFET. Further, the present invention is not limited to MOSFETs, and may be configured by other transistors. For example, it may be configured by a bipolar transistor (either NPN / PNP is possible). In that case, an external parallel diode is connected to the bipolar transistor.

本発明は、例えば、各種の負荷に直流電圧を供給するＰＦＣコンバータに利用することができる。 The present invention can be used, for example, in a PFC converter that supplies a DC voltage to various loads.

１電力変換装置
２結合インダクタ
３ゲート信号生成回路
３１偏差部
３２補償器
３３乗算部
３４偏差部
３５補償器
３６ＰＷＭ部
３７ＮＯＴ回路
３８ＰＷＭ部
３９ＮＯＴ回路
５電力変換装置
ＡＣ、ＡＣ１、ＡＣ２交流電源
Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２１、Ｌ２２インダクタ
Ｃ１、Ｃ２入力キャパシタ
Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子
Ｃ１１、Ｃ１２出力キャパシタ
１０負荷 1 Power converter 2 Coupled inductor 3 Gate signal generation circuit 31 Deviation part 32 Compensator 33 Multiplying part 34 Deviation part 35 Compensator 36 PWM part 37 NOT circuit 38 PWM part 39 NOT circuit 5 Power conversion device AC, AC1, AC2 AC power supply L11, L12, L21, L22 Inductors C1, C2 Input Capacitors Q1 to Q4 Switching Elements C11, C12 Output Capacitors 10 Load

Claims

A first half bridge composed of a first switching element and a second switching element connected in series,
A second half bridge in which a third switching element and a fourth switching element are connected in series and connected in parallel to the first half bridge,
A first output capacitor whose one end is connected to a node to which the first switching element and the third switching element are connected,
A second output capacitor whose one end is connected to a node to which the second switching element and the fourth switching element are connected,
The first inductor arranged between one end of the first AC voltage generating unit, the node to which the first switching element and the second switching element are connected, one end of the second AC voltage generating unit, and the above. A coupling inductor that is arranged between the node to which the third switching element and the fourth switching element are connected and includes a second inductor that is magnetically coupled to the first inductor.
Have,
The first neutral point to which the other end of the first output capacitor and the other end of the second output capacitor are connected is the other end of the first AC voltage generating portion and the other end of the second AC voltage generating portion. A power converter connected to the second neutral point to which is connected.

Further, it has a first input capacitor as the first AC power generation unit and a second input capacitor as the second AC power generation unit.
The power conversion device according to claim 1, wherein an AC voltage from an AC power supply can be applied to both ends of the series connection configuration of the first input capacitor and the second input capacitor.

The power conversion device according to claim 1, wherein the first AC power generation unit is a first AC power source, and the second AC power generation unit is a second AC power source having the same phase as the first AC power source.

The coupling inductor further includes a third inductor connected in series with the first inductor and a fourth inductor connected in series with the second inductor and not magnetically coupled to the third inductor. The power converter according to any one of claims 1 to 3.

Claims 1 to 4, wherein the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element are composed of a transistor using SiC or GaN as a semiconductor material. The power conversion device according to any one item.

A first deviation unit that generates a deviation between the detected value of the output voltage generated between one end of the first output capacitor and one end of the second output capacitor and the voltage command value.
The first compensator to which the output of the first deviation portion is input and
A multiplication unit that multiplies the output of the first compensator and the detected value of the AC voltage by the AC power supply, and
A second deviation unit that generates a deviation between the detected value of the inductor current flowing through the coupling inductor and the current command value as the output of the multiplication unit.
The second compensator to which the output of the second deviation portion is input and
A PWM signal generation unit that generates each gate signal for the first to fourth switching elements as a PWM signal based on the output of the second compensator.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 5, further comprising a gate signal generation circuit including the above.