JP2020120514A - Voltage conversion device - Google Patents

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JP2020120514A JP2019010318A JP2019010318A JP2020120514A JP 2020120514 A JP2020120514 A JP 2020120514A JP 2019010318 A JP2019010318 A JP 2019010318A JP 2019010318 A JP2019010318 A JP 2019010318A JP 2020120514 A JP2020120514 A JP 2020120514A
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直毅 山口
Naoki Yamaguchi
直毅 山口
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Abstract

To provide a voltage conversion device in which fluctuation of an output voltage when load fluctuation occurs is reduced.SOLUTION: A voltage conversion device 1 includes a DC-DC converter 16 having a switching element Q21 and an inductor L1, a switching element Q11 connected between a power storage battery B1 and the DC-DC converter 16, and a switching control circuit 19 that turns on the switching element Q11 by applying a first gate voltage included in a saturation region of the switching element Q11 to the gate of the switching element Q11. When the voltage value of an output voltage of the DC-DC converter 16 becomes equal to or higher than a preset voltage threshold, the switching control circuit 19 applies a second gate voltage included in a non-saturation region of the switching element Q11 from the first gate voltage to the gate of the switching element Q11.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、電圧変換装置に関する。 The present invention relates to a voltage converter.

発電機に電気的に接続された第１導電路と蓄電部に接続された第２導電路との間に設けられ第１導電路に印加された入力電圧を降圧して第２導電路に出力する電圧変換部と、第２導電路の電圧の大きさを検出する電圧検出部と、電圧検出部により検出される第２導電路の電圧の大きさに応じて電圧変換部を制御する制御部と、を備える車両用電圧変換装置が提案されている（例えば特許文献１参照）。ここで、電圧変換部は、第１導電路と第２導電路との間に介挿されたスイッチング素子とコイルとを有し、このスイッチング素子のオンオフ動作により第１導電路に印加された入力電圧を降圧する。また、制御部は、電圧検出部からの検出値によって把握される出力電圧値と目標電圧値とに基づき、出力電圧値を目標電圧値に近づけるようにフィードバック制御を行い、電圧変換部に与えるＰＷＭ信号のデューティ比を設定する。 The input voltage applied to the first conductive path, which is provided between the first conductive path electrically connected to the generator and the second conductive path connected to the power storage unit, is stepped down and output to the second conductive path. Voltage converter, a voltage detector that detects the magnitude of the voltage of the second conductive path, and a controller that controls the voltage converter according to the magnitude of the voltage of the second conductive path detected by the voltage detector. A voltage conversion device for a vehicle including: has been proposed (for example, refer to Patent Document 1). Here, the voltage conversion unit has a switching element and a coil interposed between the first conductive path and the second conductive path, and the input applied to the first conductive path by the ON/OFF operation of the switching element. Step down the voltage. In addition, the control unit performs feedback control so that the output voltage value approaches the target voltage value based on the output voltage value and the target voltage value that are detected by the detection value from the voltage detection unit, and the PWM that is given to the voltage conversion unit. Set the signal duty ratio.

特開２０１７−２１２８０５号公報JP, 2017-212805, A

ところで、特許文献１に記載されたような電圧変換装置は、例えばサーバへの電力供給用途のように、負荷が変動する環境で出力電圧の安定性が求められる場合がある。この場合、電圧変換装置は、サーバにおいてインピーダンスが増大し且つ消費電流が減少したとき、即ち、サーバの負荷が軽くなった場合、スイッチング素子のオン・デューティ比を低下させてコイルに流れる平均電流を小さくする。しかしながら、電力変換装置に用いる制御用ＩＣには、スイッチング素子のオン・デューティ比の下限値が設定され、この下限値を下回るオン・デューティ比の制御が困難となる。サーバの負荷の状況によっては、スイッチング素子のオン・デューティ比を十分に低下させることができず、電圧変換装置の出力電圧が上昇してしまい、サーバの動作不良に繋がる虞がある。 By the way, the voltage conversion device as described in Patent Document 1 may require the stability of the output voltage in an environment in which the load changes, such as an application for supplying power to a server. In this case, the voltage converter reduces the on-duty ratio of the switching element to reduce the average current flowing through the coil when the impedance increases and the current consumption decreases in the server, that is, when the load on the server decreases. Make it smaller. However, the lower limit value of the on-duty ratio of the switching element is set in the control IC used in the power conversion device, and it becomes difficult to control the on-duty ratio below the lower limit value. Depending on the load condition of the server, the on-duty ratio of the switching element cannot be sufficiently reduced, and the output voltage of the voltage conversion device rises, which may lead to malfunction of the server.

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、負荷の変動が生じたときにおける出力電圧の変動が低減された電圧変換装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a voltage conversion device in which variation in output voltage when variation in load occurs is reduced.

上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
直流電源に接続された第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子に接続されたインダクタとを有し、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作により前記直流電源から供給される直流を昇圧または降圧して出力する電圧変換回路と、
前記直流電源と前記電圧変換回路との間に接続された第２スイッチング素子と、
前記第２スイッチング素子のゲートに、前記第２スイッチング素子が飽和領域となる第１ゲート電圧を印加することにより、前記第２スイッチング素子をオンさせるスイッチング制御回路と、を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上になると、前記第２スイッチング素子の前記ゲートに、前記第２スイッチング素子が非飽和領域となる第２ゲート電圧を印加する。 In order to achieve the above object, a voltage conversion device according to an aspect of the present invention is
A first switching element connected to a direct current power source and an inductor connected to the first switching element, and the on/off operation of the first switching element steps up or down the direct current supplied from the direct current power source and outputs it. Voltage conversion circuit for
A second switching element connected between the DC power supply and the voltage conversion circuit;
A switching control circuit that turns on the second switching element by applying a first gate voltage to the gate of the second switching element so that the second switching element is in a saturation region,
When the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit becomes equal to or higher than a preset voltage threshold, the switching control circuit causes the gate of the second switching element to have the second switching element in a non-saturation region. Apply gate voltage.

また、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
前記スイッチング制御回路は、
コレクタが前記第２スイッチング素子のゲートに接続されエミッタが前記第２スイッチング素子と前記電圧変換回路との間に接続されたフォトトランジスタと、アノードが定電圧源に接続された発光ダイオードと、を有するフォトカプラと、
前記発光ダイオードのカソードに接続された第３スイッチング素子を有し、前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前記電圧閾値以上になると、前記第３スイッチング素子がオンするシャントレギュレータと、を有する、ものであってもよい。 Further, the voltage conversion device according to one aspect of the present invention is
The switching control circuit,
A phototransistor having a collector connected to the gate of the second switching element and an emitter connected between the second switching element and the voltage conversion circuit; and a light emitting diode having an anode connected to a constant voltage source. Photo coupler,
A third switching element connected to the cathode of the light emitting diode, and a shunt regulator that turns on the third switching element when the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit becomes equal to or higher than the voltage threshold value. It may be one.

他の観点から見た本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
直流電源に接続された第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子に接続されたインダクタとを有し、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作により前記直流電源から供給される直流を昇圧または降圧して出力する電圧変換回路と、
前記直流電源と前記電圧変換回路との間に接続された第２スイッチング素子と、
前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上の場合、予め設定された基準電圧未満の検知電圧を出力する検知回路と、
前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前記電圧閾値以上の場合、前記第２スイッチング素子を周期的にオンオフさせるとともに、前記検知電圧に応じて前記第２スイッチング素子のオンオフ動作におけるオン・デューティ比を変化させるスイッチング制御回路と、を備える。 From another viewpoint, the voltage conversion device according to one aspect of the present invention is
A first switching element connected to a direct current power source and an inductor connected to the first switching element, and the on/off operation of the first switching element steps up or down the direct current supplied from the direct current power source and outputs it. Voltage conversion circuit for
A second switching element connected between the DC power supply and the voltage conversion circuit;
If the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit is equal to or higher than a preset voltage threshold value, a detection circuit that outputs a detection voltage less than a preset reference voltage,
When the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit is equal to or higher than the voltage threshold value, the second switching element is periodically turned on/off, and the on/duty ratio in the on/off operation of the second switching element is changed according to the detection voltage. And a switching control circuit for changing.

また、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
前記電圧変換回路の入力端間に接続されたコンデンサを更に備える、ものであってもよい。 Further, the voltage conversion device according to one aspect of the present invention is
It may further include a capacitor connected between the input terminals of the voltage conversion circuit.

また、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
前記スイッチング制御回路は、
前記第２スイッチング素子をオンさせる場合に前記基準電圧以上の電圧を出力する電圧出力回路と、
前記基準電圧以下である電圧波形を発生させる電圧発生回路と、２つの入力端の一方が前記電圧出力回路の出力端に接続され且つ他方の入力端が前記電圧発生回路の出力端に接続されるとともに、出力端が前記第２スイッチング素子のゲートに接続された比較器と、を有するゲート電圧制御回路と、を有し、
前記検知回路は、
前記電圧出力回路の出力端に接続されたフォトトランジスタと、アノードが定電圧源に接続された発光ダイオードと、を有するフォトカプラと、
前記発光ダイオードのカソードに接続された第３スイッチング素子を有し、前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前記電圧閾値以上になると、前記第３スイッチング素子がオンするシャントレギュレータと、を有する、ものであってもよい。 Further, the voltage conversion device according to one aspect of the present invention is
The switching control circuit,
A voltage output circuit that outputs a voltage equal to or higher than the reference voltage when turning on the second switching element;
A voltage generating circuit that generates a voltage waveform that is equal to or lower than the reference voltage, and one of two input terminals is connected to an output terminal of the voltage output circuit and the other input terminal is connected to an output terminal of the voltage generating circuit. And a gate voltage control circuit having an output terminal connected to the gate of the second switching element,
The detection circuit is
A photocoupler having a phototransistor connected to the output terminal of the voltage output circuit, and a light emitting diode whose anode is connected to a constant voltage source,
A third switching element connected to the cathode of the light emitting diode, and a shunt regulator that turns on the third switching element when the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit becomes equal to or higher than the voltage threshold value. It may be one.

また、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
前記電圧変換回路は、
前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された目標電圧値となるように、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作におけるデューティ比を変化させる駆動回路を更に有し、
前記目標電圧値は、前記電圧閾値よりも低い、ものであってもよい。 Further, the voltage conversion device according to one aspect of the present invention is
The voltage conversion circuit,
A driving circuit for changing the duty ratio in the on/off operation of the first switching element so that the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit becomes a preset target voltage value,
The target voltage value may be lower than the voltage threshold value.

また、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
前記電圧変換回路が、
前記電圧変換回路の出力電圧の大きさを検出する電圧検出回路を更に備える、ものであってもよい。 Further, the voltage conversion device according to one aspect of the present invention is
The voltage conversion circuit,
It may further include a voltage detection circuit that detects the magnitude of the output voltage of the voltage conversion circuit.

また、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
前記第２スイッチング素子が、ＦＥＴであってもよい。 Further, the voltage conversion device according to one aspect of the present invention is
The second switching element may be a FET.

本発明によれば、スイッチング制御回路は、電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上になると、第２スイッチング素子のゲートに、第２スイッチング素子が非飽和領域となる第２ゲート電圧を印加する。これにより、電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前述の電圧閾値以上のときに、電力変換回路のインダクタへ供給される電流を減少させて電圧変換回路の出力電圧の上昇を抑制することができる。従って、電圧変換装置に接続された負荷の変動が生じたときにおける電圧変換装置の出力電圧の変動が低減される。 According to the present invention, when the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit becomes equal to or higher than the preset voltage threshold, the switching control circuit causes the gate of the second switching element to have the second switching element in a non-saturation region. 2 Apply a gate voltage. Accordingly, when the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit is equal to or higher than the above-mentioned voltage threshold value, the current supplied to the inductor of the power conversion circuit can be reduced to suppress the increase of the output voltage of the voltage conversion circuit. .. Therefore, the fluctuation of the output voltage of the voltage converter is reduced when the load connected to the voltage converter changes.

本発明の実施の形態１に係る電圧変換装置の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of the voltage conversion device according to the first embodiment of the present invention. 実施の形態１に係るゲート電圧調節回路の回路図である。3 is a circuit diagram of a gate voltage adjustment circuit according to the first embodiment. FIG. 実施の形態１に係る電圧変換装置の動作説明図である。3 is an operation explanatory diagram of the voltage conversion device according to the first embodiment. FIG. 実施の形態１に係る他の電圧変換装置の回路図である。3 is a circuit diagram of another voltage conversion device according to the first embodiment. FIG. 実施の形態１に係る他の電圧変換装置の動作説明図である。7 is an operation explanatory diagram of another voltage conversion device according to the first embodiment. FIG. 実施の形態１に係る電圧変換装置についてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が電圧閾値以上の場合の動作説明図であり、（Ａ）は図１に示す電圧変換装置の動作説明図であり、（Ｂ）は図３に示す電圧変換装置の動作説明図である。FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the voltage conversion device according to the first embodiment when the output voltage of the DC-DC converter is equal to or higher than a voltage threshold value, (A) is an operation explanatory diagram of the voltage conversion device shown in FIG. 4] is an operation explanatory view of the voltage conversion device shown in FIG. 3. 実施の形態１に係る電圧変換装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧値とインダクタの平均電流値との関係を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a relationship between an input voltage value of a DC-DC converter and an average current value of an inductor in the voltage conversion device according to the first embodiment. 実施の形態２に係る電圧変換装置の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of the voltage conversion device according to the second embodiment. 実施の形態２に係るゲート電圧制御回路の回路図である。5 is a circuit diagram of a gate voltage control circuit according to the second embodiment. FIG. （Ａ）は実施の形態２に係る比較器の２つの入力端それぞれに印加される入力電圧の時間推移を示す図であり、（Ｂ）は実施の形態２に係る比較器の出力電圧の時間推移を示す図であり、（Ｃ）はＤＣ−ＤＣコンバータの入力端間に接続されたコンデンサの両端間に生じる電圧の時間推移を示す図である。(A) is a diagram showing a time transition of an input voltage applied to each of two input terminals of the comparator according to the second embodiment, and (B) is a time diagram of the output voltage of the comparator according to the second embodiment. It is a figure which shows a transition, and (C) is a figure which shows the time transition of the voltage produced across the capacitor connected between the input terminals of a DC-DC converter. （Ａ）は実施の形態２に係る比較器の２つの入力端それぞれに印加される入力電圧の時間推移を示す図であり、（Ｂ）は実施の形態２に係る比較器の出力電圧の時間推移を示す図であり、（Ｃ）はＤＣ−ＤＣコンバータの入力端間に接続されたコンデンサの両端間に生じる電圧の時間推移を示す図である。(A) is a diagram showing a time transition of an input voltage applied to each of two input terminals of the comparator according to the second embodiment, and (B) is a time diagram of the output voltage of the comparator according to the second embodiment. It is a figure which shows a transition, and (C) is a figure which shows the time transition of the voltage produced across the capacitor connected between the input terminals of a DC-DC converter.

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１について図面を参照して詳細に説明する。本実施の形態に係る電圧変換装置は、例えば蓄電池と負荷との間に接続され、蓄電池から供給される直流を降圧して負荷へ供給するために使用される。この電圧変換装置は、蓄電池のような直流電源に接続された第１スイッチング素子と第１スイッチング素子に接続されたインダクタとを有する電圧変換回路と、直流電源と電圧変換回路との間に接続され、電力変換回路のインダクタへ供給される電流を減少させて電圧変換回路の出力電圧の上昇を抑制するために、非飽和領域で動作することが可能な第２スイッチング素子と、スイッチング制御回路と、を備える。電圧変換回路は、第１スイッチング素子のオンオフ動作により直流電源から供給される直流を降圧して出力する。スイッチング制御回路は、第２スイッチング素子のゲートに、第２スイッチング素子の飽和領域となるための電圧を印加する。ここで、第２スイッチング素子の飽和領域とは、第２スイッチング素子から電圧変換回路へ流れる直流電流がゲートに印加されるゲート電圧の上昇に対して飽和するゲート電圧の範囲に相当する。また、電圧変換装置は、スイッチング制御回路により第２スイッチング素子がオンされている状態で、電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上になると、ゲートに印加される電圧を、第１ゲート電圧から、第２スイッチング素子の非飽和領域に含まれる第２ゲート電圧に設定するゲート電圧設定回路を備える。ここで、第２スイッチング素子の非飽和領域とは、第２スイッチング素子から電圧変換回路へ流れる直流電流がゲート電圧の大きさによって変化するゲート電圧の範囲に相当する。 (Embodiment 1)
Hereinafter, Embodiment 1 of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The voltage conversion device according to the present embodiment is connected, for example, between a storage battery and a load, and is used to step down the direct current supplied from the storage battery and supply it to the load. This voltage conversion device is connected between a DC power supply and a voltage conversion circuit, and a voltage conversion circuit having a first switching element connected to a DC power supply such as a storage battery and an inductor connected to the first switching element. A second switching element capable of operating in a non-saturation region in order to reduce the current supplied to the inductor of the power conversion circuit and suppress an increase in the output voltage of the voltage conversion circuit; Equipped with. The voltage conversion circuit steps down and outputs the direct current supplied from the direct current power supply by the on/off operation of the first switching element. The switching control circuit applies a voltage to the gate of the second switching element so as to become a saturation region of the second switching element. Here, the saturation region of the second switching element corresponds to the range of the gate voltage at which the direct current flowing from the second switching element to the voltage conversion circuit is saturated with respect to the rise of the gate voltage applied to the gate. In addition, the voltage conversion device controls the voltage applied to the gate when the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit becomes equal to or higher than a preset voltage threshold value while the second switching element is turned on by the switching control circuit. , And a gate voltage setting circuit that sets the first gate voltage to the second gate voltage included in the non-saturated region of the second switching element. Here, the non-saturation region of the second switching element corresponds to the range of the gate voltage in which the direct current flowing from the second switching element to the voltage conversion circuit changes according to the magnitude of the gate voltage.

本実施の形態に係る電圧変換装置は、例えば蓄電池から供給される直流をデータセンタのサーバの仕様に応じた電圧に昇圧または降圧してからサーバへ供給するものである。例えば図１に示すように、この電圧変換装置１は、蓄電池Ｂ１から供給される直流を降圧してサーバのような負荷Ｚへ供給する。蓄電池Ｂ１は、例えばリチウムイオンバッテリ、レドックスフロー電池等である。蓄電池Ｂ１は、例えば３５Ｖから５９Ｖの直流電圧を出力する直流電源である。また、負荷Ｚに印加する電圧は、例えば負荷Ｚがサーバである場合、サーバの入力定格電圧に基づいて設定され、例えば１２Ｖに設定されている。 The voltage conversion device according to the present embodiment boosts or lowers the direct current supplied from the storage battery to a voltage according to the specifications of the server of the data center and then supplies the voltage to the server. For example, as shown in FIG. 1, this voltage conversion device 1 steps down the direct current supplied from the storage battery B1 and supplies it to a load Z such as a server. The storage battery B1 is, for example, a lithium ion battery, a redox flow battery, or the like. The storage battery B1 is, for example, a DC power source that outputs a DC voltage of 35V to 59V. The voltage applied to the load Z is set based on the input rated voltage of the server, for example, when the load Z is a server, and is set to, for example, 12V.

電圧変換装置１は、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６と、コンデンサＣ１と、スイッチング制御回路１９と、定電圧源１３と、を備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６は、蓄電池Ｂ１から供給される直流を降圧して出力する電圧変換回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６は、２つのスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２とインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２をオンオフ動作させる駆動回路１２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の大きさを検出する電圧検出回路１５と、を有する。スイッチング素子Ｑ２１は、たとえばＮチャネル型のＦＥＴであり、ドレインが高電位側の入力端ｔｅｉに接続された第１スイッチング素子である。インダクタＬ１は、一端がスイッチング素子Ｑ２１のソースに接続され他端が出力端ｔｅｏに接続されている。スイッチング素子Ｑ２２は、たとえばＮチャネル型のＦＥＴであり、ドレインがスイッチング素子Ｑ２１とインダクタＬ１との間に接続され、ソースが低電位側の入力端ｔｅｉｇおよび低電位側の出力端ｔｅｏｇに接続されている。 The voltage conversion device 1 includes switching elements Q11 and Q12, a DC-DC converter 16, a capacitor C1, a switching control circuit 19, and a constant voltage source 13. The DC-DC converter 16 is a voltage conversion circuit that steps down and outputs the direct current supplied from the storage battery B1. The DC-DC converter 16 includes a drive circuit 12 that turns on and off two switching elements Q21 and Q22, an inductor L1, and switching elements Q11 and Q12, and a voltage detection circuit 15 that detects the magnitude of the output voltage of the DC-DC converter 16. And. The switching element Q21 is, for example, an N-channel FET, and is a first switching element whose drain is connected to the high potential side input end tei. The inductor L1 has one end connected to the source of the switching element Q21 and the other end connected to the output end teo. The switching element Q22 is, for example, an N-channel type FET, the drain is connected between the switching element Q21 and the inductor L1, and the source is connected to the low-potential-side input terminal teig and the low-potential-side output terminal teog. There is.

電圧検出回路１５は、たとえばシャントレギュレータ（図示せず）とフォトカプラ（図示せず）とを組み合わせて構成される。電圧検出回路１５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の高電位側の出力端ｔｅｏと駆動回路１２とに接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の大きさに応じた電圧検出信号を駆動回路１２へ出力する。駆動回路１２は、たとえば１つの集積回路から構成され、スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２それぞれのゲートへＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力することにより、スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２をオンオフさせる。ここで、駆動回路１２は、スイッチング素子Ｑ２１がオンのときスイッチング素子Ｑ２２がオフし、スイッチング素子Ｑ２１がオフのときスイッチング素子Ｑ２２がオンするようにスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２をオンオフさせる。また、駆動回路１２は、電圧検出回路１５から入力される電圧検出信号に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が予め設定された目標電圧値となるように、スイッチング素子Ｑ２１のオンオフ動作におけるデューティ比を変化させる。ここで、駆動回路１２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が例えば前述の目標電圧値の±３％の範囲内となるように、スイッチング素子Ｑ２１のオンオフ動作におけるデューティ比を変化させる。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力電圧が４８Ｖの場合において、駆動回路１２が、スイッチング素子Ｑ２１のオンオフ動作におけるデューティ比を２５％にすると、出力電圧が１２Ｖになる。 The voltage detection circuit 15 is configured by combining, for example, a shunt regulator (not shown) and a photocoupler (not shown). The voltage detection circuit 15 is connected to the high-potential-side output terminal teo of the DC-DC converter 16 and the drive circuit 12, and outputs a voltage detection signal corresponding to the magnitude of the output voltage of the DC-DC converter 16 to the drive circuit 12. Output. The drive circuit 12 is composed of, for example, one integrated circuit, and outputs a PWM (Pulse Width Modulation) signal to the gates of the switching elements Q21 and Q22, thereby turning the switching elements Q21 and Q22 on and off. Here, the drive circuit 12 turns on/off the switching elements Q21 and Q22 so that the switching element Q22 is turned off when the switching element Q21 is turned on and the switching element Q22 is turned on when the switching element Q21 is turned off. Further, the drive circuit 12 controls the switching element Q21 so that the voltage value of the output voltage of the DC-DC converter 16 becomes a preset target voltage value based on the voltage detection signal input from the voltage detection circuit 15. The duty ratio in the on/off operation is changed. Here, the drive circuit 12 changes the duty ratio in the on/off operation of the switching element Q21 so that the voltage value of the output voltage of the DC-DC converter 16 falls within the range of, for example, ±3% of the target voltage value described above. .. For example, when the input voltage of the DC-DC converter 16 is 48V and the drive circuit 12 sets the duty ratio in the ON/OFF operation of the switching element Q21 to 25%, the output voltage becomes 12V.

スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２は、蓄電池Ｂ１とＤＣ−ＤＣコンバータ１６との間に直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２はそれぞれ、ボディダイオードと寄生容量を有し、図１に示すように、ドレイン−ソース間と並列となるように構成される。そして、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２のボディダイオードは、カソードが互いに逆向きになるように構成され、かつ、スイッチング素子Ｑ１１のボディダイオードのカソードは蓄電池Ｂ１側を向くように構成されている。スイッチング素子Ｑ１１は、例えばＮチャネル型のＦＥＴであり、ドレインが蓄電池Ｂ１の高電位側の出力端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１２は、例えばＮチャネル型のＦＥＴであり、ドレインがスイッチング素子Ｑ１１のソースに接続され、ソースがＤＣ−ＤＣコンバータ１６の高電位側の入力端ｔｅｉに接続されている。コンデンサＣ１は、いわゆる平滑用のコンデンサであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の一対の入力端ｔｅｉ、ｔｅｉｇ間に接続されている。 The switching elements Q11 and Q12 are connected in series between the storage battery B1 and the DC-DC converter 16. Each of the switching elements Q11 and Q12 has a body diode and a parasitic capacitance, and is configured to be in parallel with the drain-source, as shown in FIG. The body diodes of the switching element Q11 and the switching element Q12 are configured such that their cathodes are in opposite directions, and the cathode of the body diode of the switching element Q11 is configured to face the storage battery B1 side. The switching element Q11 is, for example, an N-channel FET, and its drain is connected to the output terminal on the high potential side of the storage battery B1. The switching element Q12 is, for example, an N-channel FET, its drain is connected to the source of the switching element Q11, and its source is connected to the high-potential-side input terminal tei of the DC-DC converter 16. The capacitor C1 is a so-called smoothing capacitor, and is connected between the pair of input terminals tei and teig of the DC-DC converter 16.

定電圧源１３は、例えば蓄電池Ｂ１の出力端間に直列に接続された分圧用の抵抗（図示せず）とツェナーダイオード（図示せず）とを組み合わせて構成され、予め定められた一定の電圧を出力する。なお、定電圧源１３は、本実施の形態に係る構成に限定されるものではなく、例えば蓄電池Ｂ１とは別に独立して設けてもよい。 The constant voltage source 13 is configured by combining a voltage dividing resistor (not shown) and a Zener diode (not shown) connected in series between the output terminals of the storage battery B1, for example, and has a predetermined constant voltage. Is output. The constant voltage source 13 is not limited to the configuration according to the present embodiment, and may be provided independently of the storage battery B1, for example.

スイッチング制御回路１９は、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２それぞれのゲートの電圧を調節することによりスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２をオンオフさせる。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６が、蓄電池Ｂ１から供給される直流を降圧して負荷Ｚへ供給する場合、スイッチング制御回路１９は、スイッチング素子Ｑ１１をオンするとともにスイッチング素子Ｑ１２をオフする。また、スイッチング制御回路１９は、ゲート電圧出力回路１１と、ゲート電圧設定回路１４と、を有する。ゲート電圧出力回路１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が予め設定された電圧閾値未満の場合、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに、スイッチング素子Ｑ１１の飽和領域に含まれる第１ゲート電圧を印加することにより、スイッチング素子Ｑ１１をオンさせる。ここで、「スイッチング素子Ｑ１１の飽和領域」とは、スイッチング素子Ｑ１１からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ流れる直流電流がスイッチング素子Ｑ１１のゲートに印加されるゲート電圧の上昇に対して飽和するゲート電圧の範囲に相当する。なお、電圧閾値は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６に要求される出力電圧の電圧値よりも３％だけ高い電圧値に設定される。例えばＤＣ−ＤＣコンバータ１６に要求される出力電圧が１２Ｖの場合、電圧閾値は例えば１２．３６Ｖに設定される。 The switching control circuit 19 turns on/off the switching elements Q11 and Q12 by adjusting the voltages of the gates of the switching elements Q11 and Q12. Here, when the DC-DC converter 16 steps down the direct current supplied from the storage battery B1 and supplies it to the load Z, the switching control circuit 19 turns on the switching element Q11 and turns off the switching element Q12. The switching control circuit 19 also includes a gate voltage output circuit 11 and a gate voltage setting circuit 14. The gate voltage output circuit 11 applies the first gate voltage included in the saturation region of the switching element Q11 to the gate of the switching element Q11 when the output voltage of the DC-DC converter 16 is less than a preset voltage threshold. Thus, the switching element Q11 is turned on. Here, the “saturation region of the switching element Q11” is the range of the gate voltage at which the direct current flowing from the switching element Q11 to the DC-DC converter 16 is saturated with respect to the increase in the gate voltage applied to the gate of the switching element Q11. Equivalent to. The voltage threshold value is set to a voltage value higher by 3% than the voltage value of the output voltage required for the DC-DC converter 16. For example, when the output voltage required for the DC-DC converter 16 is 12V, the voltage threshold value is set to 12.36V.

ゲート電圧設定回路１４は、シャントレギュレータＳＬ１とフォトカプラＰＣ１とＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力端間に直列に接続された抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２とを有する。フォトカプラＰＣ１は、コレクタがスイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されエミッタがスイッチング素子Ｑ１１とＤＣ−ＤＣコンバータ１６との間に接続されたフォトトランジスタＰＱと、アノードが定電圧源１３に接続された発光ダイオードＬＤと、を有する。シャントレギュレータＳＬ１は、図２に示すように、オペアンプＡＳＬ１と、オペアンプＡＳＬ１のプラス側の入力端とＤＣ−ＤＣコンバータ１６の低電位側の出力端ｔｅｏｇとの間に接続された基準電圧源Ｖｒｅｆと、オペアンプＡＳＬ１の出力端にベースが接続されたスイッチング素子ＱＳＬ１と、を有する。スイッチング素子ＱＳＬ１は、例えばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、そのエミッタがＤＣ−ＤＣコンバータ１６の低電位側の出力端ｔｅｏｇに接続されている第３スイッチング素子である。また、オペアンプＡＳＬ１のプラス側の入力端は、抵抗Ｒ１４１、１４２の間に接続されている。更に、スイッチング素子ＱＳＬ１のコレクタとプラス側の入力端との間には、抵抗Ｒ１４３とコンデンサＣ１４１とが直列に接続されている。また、スイッチング素子ＱＳＬ１のコレクタは、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＬＤのカソードに抵抗Ｒ１４４を介して接続されている。 The gate voltage setting circuit 14 has a shunt regulator SL1, a photocoupler PC1, and resistors R141 and R142 connected in series between the output terminals of the DC-DC converter 16. The photocoupler PC1 includes a phototransistor PQ having a collector connected to the gate of the switching element Q11 and an emitter connected between the switching element Q11 and the DC-DC converter 16, and a light emitting diode having an anode connected to the constant voltage source 13. And LD. As shown in FIG. 2, the shunt regulator SL1 includes an operational amplifier ASL1 and a reference voltage source Vref connected between a positive input terminal of the operational amplifier ASL1 and a low-potential output terminal teog of the DC-DC converter 16. , And a switching element QSL1 having a base connected to the output terminal of the operational amplifier ASL1. The switching element QSL1 is, for example, an NPN-type bipolar transistor, and is a third switching element whose emitter is connected to the low-potential-side output end teog of the DC-DC converter 16. The positive input terminal of the operational amplifier ASL1 is connected between the resistors R141 and 142. Further, a resistor R143 and a capacitor C141 are connected in series between the collector of the switching element QSL1 and the plus side input end. Further, the collector of the switching element QSL1 is connected to the cathode of the light emitting diode LD of the photocoupler PC1 via the resistor R144.

このシャントレギュレータＳＬ１では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が前述の電圧閾値未満の場合、抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２の間に生じる電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの出力電圧よりも低くなる。このため、オペアンプＡＳＬ１の出力端に生じる電圧はスイッチング素子ＱＳＬ１のターンオン電圧未満のＬレベルに維持され、スイッチング素子ＱＳＬ１はオフ状態で維持される。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が前述の電圧閾値以上の場合、抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２の間に生じる電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの出力電圧以上となる。このため、オペアンプＡＳＬ１の出力端に生じる電圧はスイッチング素子ＱＳＬ１のターンオン電圧以上のＨレベルとなり、スイッチング素子ＱＳＬ１はオン状態となる。そして、シャントレギュレータＳＬ１のスイッチング素子ＱＳＬ１がオンすると、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＬＤに電流が流れ、発光ダイオードＬＤが点灯する。これにより、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱがオンする。 In this shunt regulator SL1, when the output voltage of the DC-DC converter 16 is less than the above-mentioned voltage threshold value, the voltage generated between the resistors R141 and R142 becomes lower than the output voltage of the reference voltage source Vref. Therefore, the voltage generated at the output terminal of the operational amplifier ASL1 is maintained at the L level, which is lower than the turn-on voltage of the switching element QSL1, and the switching element QSL1 is maintained in the off state. On the other hand, when the output voltage of the DC-DC converter 16 is equal to or higher than the above voltage threshold value, the voltage generated between the resistors R141 and R142 is equal to or higher than the output voltage of the reference voltage source Vref. Therefore, the voltage generated at the output terminal of the operational amplifier ASL1 becomes H level which is higher than the turn-on voltage of the switching element QSL1 and the switching element QSL1 is turned on. When the switching element QSL1 of the shunt regulator SL1 is turned on, a current flows through the light emitting diode LD of the photocoupler PC1 and the light emitting diode LD is turned on. As a result, the phototransistor PQ of the photocoupler PC1 is turned on.

図１に戻って、前述のようにフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱがオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに印加される電圧が、スイッチング素子Ｑ１１の非飽和領域に含まれる第２ゲート電圧に設定される。ここで、「スイッチング素子Ｑ１１の非飽和領域」とは、スイッチング素子Ｑ１１からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ流れる直流電流がスイッチング素子Ｑ１１のゲート電圧の大きさによって変化するゲート電圧の範囲に相当する。 Returning to FIG. 1, when the phototransistor PQ of the photocoupler PC1 is turned on as described above, the voltage applied to the gate of the switching element Q11 becomes the second gate voltage included in the unsaturated region of the switching element Q11. Is set. Here, the "non-saturated region of the switching element Q11" corresponds to the range of the gate voltage in which the direct current flowing from the switching element Q11 to the DC-DC converter 16 changes depending on the magnitude of the gate voltage of the switching element Q11.

次に、本実施の形態に係る電圧変換装置１の動作について図３を参照しながら説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６が、蓄電池Ｂ１から供給される直流を降圧して負荷Ｚへ供給するとする。この場合、ゲート電圧出力回路１１は、図３に示すように、スイッチング素子Ｑ１１をオンするとともにスイッチング素子Ｑ１２をオフする。このとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間に印加される電圧Ｖｇｓは、前述のスイッチング素子Ｑ１１の飽和領域に含まれる第１ゲート電圧に設定される。そして、駆動回路１２が、スイッチング素子Ｑ２１がオンしスイッチング素子Ｑ２２がオフした状態とスイッチング素子Ｑ２１がオフしスイッチング素子Ｑ２２がオンした状態とが交互に繰り返されるようにスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２のオンオフ動作を制御する。このとき、図３の矢印ＡＲ１１に示す経路で電流が流れてインダクタＬ１へエネルギを蓄積する状態と、図３の矢印ＡＲ１２に示す経路で電流が流れてインダクタＬ１に蓄積されたエネルギが負荷Ｚへ放出される状態と、が交互に繰り返される。このとき、図３の矢印ＡＲ１１に示すように、蓄電池Ｂ１の高電位側から流出した電流は、オン状態のスイッチング素子Ｑ１１およびオフ状態のスイッチング素子Ｑ１２のボディダイオードを通じてＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ流れる。これにより、蓄電池Ｂ１から供給される直流が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６により降圧されて負荷Ｚへ供給される。 Next, the operation of the voltage conversion device 1 according to the present embodiment will be described with reference to FIG. It is assumed that the DC-DC converter 16 steps down the direct current supplied from the storage battery B1 and supplies it to the load Z. In this case, the gate voltage output circuit 11 turns on the switching element Q11 and turns off the switching element Q12, as shown in FIG. At this time, the voltage Vgs applied between the gate and the source of the switching element Q11 is set to the first gate voltage included in the saturation region of the switching element Q11. Then, the drive circuit 12 turns on/off the switching elements Q21 and Q22 so that the switching element Q21 is turned on and the switching element Q22 is turned off and the switching element Q21 is turned off and the switching element Q22 is turned on. To control. At this time, a state in which current flows in the path indicated by arrow AR11 in FIG. 3 to accumulate energy in inductor L1 and a state in which current flows in the path indicated by arrow AR12 in FIG. The state of being discharged is alternately repeated. At this time, as indicated by an arrow AR11 in FIG. 3, the current flowing out from the high potential side of the storage battery B1 flows to the DC-DC converter 16 through the body diodes of the switching element Q11 in the on state and the switching element Q12 in the off state. As a result, the direct current supplied from the storage battery B1 is stepped down by the DC-DC converter 16 and supplied to the load Z.

また、図４に示すように、電圧変換装置３が、蓄電池Ｂ１から供給される直流を昇圧して負荷Ｚに供給するＤＣ−ＤＣコンバータ３１６を備えるものであってもよい。なお、図４において電圧変換装置１と同様の構成については図１と同一の符号を付している。例えば、負荷Ｚが、入力定格電圧が４８Ｖに設定されているサーバである場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１６は、蓄電池Ｂ１から供給される直流を昇圧して負荷Ｚに供給する場合も考えられる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１６は、前述の図１を用いて説明したＤＣ−ＤＣコンバータ１６について、スイッチング素子Ｑ２１の位置とインダクタＬ１の位置とを互いに入れ替えた回路構成となっている。この場合、スイッチング素子Ｑ２１のドレインがインダクタの一端に接続され、スイッチング素子Ｑ２１のソースが出力端ｔｅｏに接続されている。スイッチング素子Ｑ２２は、たとえばＮチャネル型のＦＥＴであり、ドレインがスイッチング素子Ｑ２１とインダクタＬ１との間に接続され、ソースが低電位側の入力端ｔｅｉｇおよび低電位側の出力端ｔｅｏｇに接続されている。 Further, as shown in FIG. 4, the voltage conversion device 3 may include a DC-DC converter 316 that boosts the direct current supplied from the storage battery B1 and supplies the boosted DC to the load Z. In FIG. 4, the same components as those of the voltage conversion device 1 are designated by the same reference numerals as those in FIG. For example, when the load Z is a server whose input rated voltage is set to 48V, the DC-DC converter 316 may boost the direct current supplied from the storage battery B1 and supply it to the load Z. In this case, the DC-DC converter 316 has a circuit configuration in which the position of the switching element Q21 and the position of the inductor L1 are replaced with each other in the DC-DC converter 16 described using FIG. 1 described above. In this case, the drain of the switching element Q21 is connected to one end of the inductor, and the source of the switching element Q21 is connected to the output terminal teo. The switching element Q22 is, for example, an N-channel type FET, the drain is connected between the switching element Q21 and the inductor L1, and the source is connected to the low-potential-side input terminal teig and the low-potential-side output terminal teog. There is.

この場合、スイッチング制御回路１９は、図５に示すように、スイッチング素子Ｑ１１をオンするとともにスイッチング素子Ｑ１２をオフする。このとき、ゲート電圧出力回路１１によりスイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間に印加される電圧Ｖｇｓは、前述のスイッチング素子Ｑ１１の飽和領域に含まれる第１ゲート電圧に設定される。そして、駆動回路１２が、スイッチング素子Ｑ２１がオンしスイッチング素子Ｑ２２がオフした状態とスイッチング素子Ｑ２１がオフしスイッチング素子Ｑ２２がオンした状態とが交互に繰り返されるようにスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２のオンオフ動作を制御する。このとき、図５の矢印ＡＲ１３に示す経路で電流が流れてインダクタＬ１へエネルギを蓄積する状態と、図５の矢印ＡＲ１４に示す経路で電流が流れてインダクタＬ１に蓄積されたエネルギが負荷Ｚへ放出される状態と、が交互に繰り返される。このとき、図５の矢印ＡＲ１３、ＡＲ１４に示すように、蓄電池Ｂ１の高電位側から流出した電流は、オン状態のスイッチング素子Ｑ１１およびオフ状態のスイッチング素子Ｑ１２のボディダイオードを通じてＤＣ−ＤＣコンバータ３１６へ流れる。これにより、蓄電池Ｂ１から供給される直流が、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１６により昇圧されて負荷Ｚへ供給される。 In this case, the switching control circuit 19 turns on the switching element Q11 and turns off the switching element Q12, as shown in FIG. At this time, the voltage Vgs applied between the gate and the source of the switching element Q11 by the gate voltage output circuit 11 is set to the first gate voltage included in the saturation region of the switching element Q11. Then, the drive circuit 12 turns on/off the switching elements Q21 and Q22 so that the switching element Q21 is turned on and the switching element Q22 is turned off and the switching element Q21 is turned off and the switching element Q22 is turned on. To control. At this time, a state in which current flows through the path indicated by arrow AR13 in FIG. 5 to accumulate energy in inductor L1 and a state in which current flows through the path indicated by arrow AR14 in FIG. The state of being discharged is alternately repeated. At this time, as shown by arrows AR13 and AR14 in FIG. 5, the current flowing out from the high potential side of the storage battery B1 is passed to the DC-DC converter 316 through the body diodes of the switching element Q11 in the on state and the switching element Q12 in the off state. Flowing As a result, the direct current supplied from the storage battery B1 is boosted by the DC-DC converter 316 and supplied to the load Z.

ここで、本実施の形態に係る電圧変換装置１の出力電圧が前述の電圧閾値以上の場合の電圧変換装置１の動作について図６を参照しながら説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が前述の電圧閾値以上の場合、抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２の間に生じる電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの出力電圧以上となる。このとき、前述のように、シャントレギュレータＳＬ１のスイッチング素子ＱＳＬ１がオンする。これにより、図６の矢印ＡＲ２１に示すように、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＬＤに電流が流れ、発光ダイオードＬＤが点灯する。これにより、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱがオンし、図６の矢印ＡＲ２２に示すように、ゲート電圧出力回路１１からフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱを通じて電流が流れる。なお、このときフォトトランジスタＰＱに流れる電流は、蓄電池Ｂ１の高電位側の出力端からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ流れる電流に比べて十分に小さい。これにより、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間に印加される電圧Ｖｇｓが、前述のスイッチング素子Ｑ１１の非飽和領域に含まれる第２ゲート電圧に設定される。ここで、第２ゲート電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が高くなるほど低くなり、第２ゲート電圧が低くなるほど、スイッチング素子Ｑ１１での電圧降下が大きくなる。そして、スイッチング素子Ｑ１１での電圧降下が大きくなると、その分、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力端ｔｅｉ、ｔｅｉｇ間の電圧が低くなる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力端ｔｅｉ、ｔｅｉｇ間の電圧が低くなるほど、図７に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６のインダクタＬ１に流れる平均電流値が小さくなり、その分、インダクタＬ１に蓄積されるエネルギが低下する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６から負荷Ｚへエネルギが過度に供給されることが抑制され、その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の上昇が抑制される。言い換えると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧を目標電圧で維持する場合、それに応じたインダクタＬ１に蓄積すべきエネルギ量が決定する。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力電圧が決定し、スイッチング素子Ｑ１１が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６への入力電圧が決定された電圧となるように非飽和領域で動作する。 Here, the operation of the voltage conversion device 1 when the output voltage of the voltage conversion device 1 according to the present embodiment is equal to or higher than the above-mentioned voltage threshold will be described with reference to FIG. When the output voltage of the DC-DC converter 16 is equal to or higher than the above-mentioned voltage threshold value, the voltage generated between the resistors R141 and R142 is equal to or higher than the output voltage of the reference voltage source Vref. At this time, as described above, the switching element QSL1 of the shunt regulator SL1 is turned on. Thereby, as indicated by an arrow AR21 in FIG. 6, a current flows through the light emitting diode LD of the photocoupler PC1 and the light emitting diode LD is turned on. As a result, the phototransistor PQ of the photocoupler PC1 is turned on, and a current flows from the gate voltage output circuit 11 through the phototransistor PQ of the photocoupler PC1 as indicated by an arrow AR22 in FIG. The current flowing through the phototransistor PQ at this time is sufficiently smaller than the current flowing from the high-potential-side output end of the storage battery B1 to the DC-DC converter 16. As a result, the voltage Vgs applied between the gate and the source of the switching element Q11 is set to the second gate voltage included in the non-saturated region of the switching element Q11. Here, the second gate voltage decreases as the output voltage of the DC-DC converter 16 increases, and the voltage drop in the switching element Q11 increases as the second gate voltage decreases. When the voltage drop in the switching element Q11 increases, the voltage between the input terminals tei and teig of the DC-DC converter 16 decreases correspondingly. As the voltage between the input terminals tei and teig of the DC-DC converter 16 becomes lower, the average current value flowing in the inductor L1 of the DC-DC converter 16 becomes smaller as shown in FIG. 7, and correspondingly accumulated in the inductor L1. Energy is reduced. As a result, excessive supply of energy from the DC-DC converter 16 to the load Z is suppressed, and as a result, an increase in the output voltage of the DC-DC converter 16 is suppressed. In other words, when the output voltage of the DC-DC converter 16 is maintained at the target voltage, the amount of energy to be stored in the inductor L1 is determined accordingly. As a result, the input voltage of the DC-DC converter 16 is determined, and the switching element Q11 operates in the non-saturation region so that the input voltage to the DC-DC converter 16 becomes the determined voltage.

なお、図４および図５を用いて説明した電圧変換装置３の場合も同様である。ＤＣ−ＤＣコンバータ３１６の出力電圧が前述の電圧閾値以上の場合、抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２の間に生じる電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの出力電圧以上となり、シャントレギュレータＳＬ１のスイッチング素子ＱＳＬ１がオンする。これにより、図６（Ｂ）の矢印ＡＲ２３に示すように、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＬＤに電流が流れ、発光ダイオードＬＤが点灯する。これにより、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱがオンし、図６（Ｂ）の矢印ＡＲ２４に示すように、ゲート電圧出力回路１１からフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱを通じて電流が流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間に印加される電圧Ｖｇｓが、前述のスイッチング素子Ｑ１１の非飽和領域に含まれる第２ゲート電圧に設定される。 The same applies to the case of the voltage conversion device 3 described with reference to FIGS. 4 and 5. When the output voltage of the DC-DC converter 316 is equal to or higher than the above-described voltage threshold value, the voltage generated between the resistors R141 and R142 is equal to or higher than the output voltage of the reference voltage source Vref, and the switching element QSL1 of the shunt regulator SL1 is turned on. As a result, as indicated by an arrow AR23 in FIG. 6B, a current flows through the light emitting diode LD of the photocoupler PC1 and the light emitting diode LD is turned on. As a result, the phototransistor PQ of the photocoupler PC1 is turned on, and a current flows from the gate voltage output circuit 11 through the phototransistor PQ of the photocoupler PC1 as shown by an arrow AR24 in FIG. 6B. As a result, the voltage Vgs applied between the gate and the source of the switching element Q11 is set to the second gate voltage included in the non-saturated region of the switching element Q11.

このように、スイッチング素子Ｑ１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧が電圧閾値以下、即ち、負荷Ｚの状態が通常の負荷または重負荷の場合、飽和領域で動作し、負荷Ｚの状態が軽負荷の場合、非飽和領域で動作する。これにより、スイッチング素子Ｑ１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧を電圧閾値でアッパーカットする機能を発揮する。 As described above, the switching element Q11 operates in the saturation region when the output voltage of the DC-DC converters 16 and 316 is equal to or lower than the voltage threshold, that is, when the load Z is in the normal load or heavy load state, and the load Z is in the state. Is lightly loaded, it operates in the non-saturation region. As a result, the switching element Q11 exerts the function of upper-cutting the output voltage of the DC-DC converters 16, 316 with the voltage threshold value.

以上説明したように、本実施の形態に係る電圧変換装置１、３によれば、ゲート電圧出力回路１１が、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに、スイッチング素子Ｑ１１の飽和領域に含まれる第１ゲート電圧を印加することにより、スイッチング素子Ｑ１１をオンさせる。そして、ゲート電圧設定回路１４が、ゲート電圧出力回路１１によりスイッチング素子Ｑ１１がオンされている状態で、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧の電圧値が電圧閾値以上になると、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに印加される電圧を、スイッチング素子Ｑ１１の非飽和領域に含まれる第２ゲート電圧に設定する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧の電圧値が前述の電圧閾値以上のときに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６のインダクタＬ１へ供給される電流を減少させてＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧の上昇を抑制することができる。従って、電圧変換装置１、３に接続された負荷Ｚのインピーダンスに変動が生じたときにおける電圧変換装置１、３の出力電圧の変動が低減される。 As described above, according to the voltage conversion devices 1 and 3 according to the present embodiment, the gate voltage output circuit 11 causes the gate of the switching element Q11 to receive the first gate voltage included in the saturation region of the switching element Q11. By applying, the switching element Q11 is turned on. When the gate voltage setting circuit 14 turns on the switching element Q11 by the gate voltage output circuit 11 and the voltage value of the output voltage of the DC-DC converters 16 and 316 becomes equal to or higher than the voltage threshold value, the switching element Q11 outputs The voltage applied to the gate is set to the second gate voltage included in the non-saturated region of the switching element Q11. Thereby, when the voltage value of the output voltage of the DC-DC converters 16, 316 is equal to or higher than the above-mentioned voltage threshold value, the current supplied to the inductor L1 of the DC-DC converters 16, 316 is reduced to reduce the DC-DC converter 16. It is possible to suppress an increase in the output voltage of 316. Therefore, when the impedance of the load Z connected to the voltage conversion devices 1 and 3 fluctuates, the fluctuation of the output voltage of the voltage conversion devices 1 and 3 is reduced.

また、本実施の形態に係るゲート電圧設定回路１４は、コレクタがスイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されエミッタがスイッチング素子Ｑ１１とＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６との間に接続されたフォトトランジスタＰＱと、アノードが定電圧源１３に接続された発光ダイオードＬＤと、を有するフォトカプラＰＣ１を有する。これにより、例えばシャントレギュレータＳＬ１を、レベルシフタ回路を介してスイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続した構成に比べて、回路構成の簡素化を図ることができ、ひいては必要部品点数を削減できるという利点がある。 Further, the gate voltage setting circuit 14 according to the present embodiment has a phototransistor PQ having a collector connected to the gate of the switching element Q11 and an emitter connected between the switching element Q11 and the DC-DC converters 16 and 316, It has a photocoupler PC1 having a light emitting diode LD whose anode is connected to the constant voltage source 13. This has the advantage that the circuit configuration can be simplified and the number of required components can be reduced as compared with the configuration in which the shunt regulator SL1 is connected to the gate of the switching element Q11 via the level shifter circuit, for example.

更に、本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧の大きさを検出する電圧検出回路１５と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧の電圧値が前述の目標電圧値となるように、スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２のオンオフ動作におけるデューティ比を変化させる駆動回路１２と、を有する。これにより、電圧検出回路１５を、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧が電圧閾値未満の場合にＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６が安定して動作するように回路設計を行い、ゲート電圧設定回路１４を、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧が電圧閾値以上の場合にスイッチング素子Ｑ１１がその不飽和領域で正常に動作するように回路設計を行うことができる。従って、例えば電圧検出回路１５の一部とゲート電圧設定回路１４の一部とを共通化した構成に比べて回路設計が容易になる。それ故、目標電圧値を比較的簡単に前述の電圧閾値よりも低く設定することができる。 Further, the DC-DC converters 16 and 316 according to the present embodiment include the voltage detection circuit 15 that detects the magnitude of the output voltage of the DC-DC converters 16 and 316, and the output voltage of the DC-DC converters 16 and 316. The drive circuit 12 that changes the duty ratio in the on/off operation of the switching elements Q21 and Q22 so that the voltage value becomes the target voltage value described above. Accordingly, the voltage detection circuit 15 is designed so that the DC-DC converters 16, 316 operate stably when the output voltage of the DC-DC converters 16, 316 is less than the voltage threshold, and the gate voltage setting circuit 14 can be designed so that the switching element Q11 operates normally in the unsaturated region when the output voltage of the DC-DC converters 16 and 316 is equal to or higher than the voltage threshold value. Therefore, for example, the circuit design becomes easier as compared with the configuration in which a part of the voltage detection circuit 15 and a part of the gate voltage setting circuit 14 are shared. Therefore, the target voltage value can be set relatively lower than the above-mentioned voltage threshold value.

また、本実施の形態に係るスイッチング素子Ｑ１１は、ＦＥＴである。これにより、例えばスイッチング素子Ｑ１１としてバイポーラトランジスタを採用した場合に比べて、スイッチング素子Ｑ１１を不飽和領域で動作させる際のスイッチング素子Ｑ１１での電力損失を低減させることができる。なお、本実施の形態では、スイッチング制御回路１９が、スイッチング素子Ｑ１１がオン状態のときにスイッチング素子Ｑ１２をオフ状態にする場合について説明したが、これに限らず、例えばスイッチング制御回路１９が、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とを同時にオン状態にするように制御してもよい。 The switching element Q11 according to this embodiment is a FET. As a result, power loss in the switching element Q11 when operating the switching element Q11 in the unsaturated region can be reduced compared to the case where a bipolar transistor is used as the switching element Q11, for example. In addition, in this Embodiment, although the switching control circuit 19 demonstrated the case where the switching element Q12 turned off the switching element Q11 in the on state, it is not limited to this, for example, the switching control circuit 19 switches. The element Q11 and the switching element Q12 may be controlled to be turned on at the same time.

（実施の形態２）
本実施の形態に係る電圧変換装置は、実施の形態１と同様に、直流電源に接続された第１スイッチング素子と第１スイッチング素子に接続されたインダクタとを有する電圧変換回路と、直流電源と電圧変換回路との間に接続された第２スイッチング素子と、を備える。そして、本実施の形態に係る電圧変換装置は、検知回路と、電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上の場合、第２スイッチング素子を周期的にオンオフさせるスイッチング制御回路と、を備える点が実施の形態１と相違する。ここで、検知回路は、電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上の場合、予め設定された基準電圧未満の検知電圧を出力する。また、スイッチング制御回路は、検知回路が出力する検知電圧に応じて、第２スイッチング素子のオンオフ動作におけるオン・デューティ比を変化させる。 (Embodiment 2)
The voltage conversion device according to the present embodiment, like the first embodiment, includes a voltage conversion circuit having a first switching element connected to a DC power supply and an inductor connected to the first switching element, and a DC power supply. A second switching element connected to the voltage conversion circuit. Then, the voltage conversion device according to the present embodiment includes a detection circuit and a switching control circuit that periodically turns on and off the second switching element when the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit is equal to or higher than a preset voltage threshold. And is different from the first embodiment. Here, when the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit is equal to or higher than the preset voltage threshold, the detection circuit outputs a detection voltage lower than the preset reference voltage. The switching control circuit changes the on-duty ratio in the on/off operation of the second switching element according to the detection voltage output by the detection circuit.

例えば図８に示すように、本実施の形態に係る電圧変換装置２は、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６と、コンデンサＣ１と、スイッチング制御回路２０１１と、定電圧源１３と、検知回路２０１４と、を備える。なお、図８において、実施の形態１と同様の構成については図１と同一の符号を付している。スイッチング制御回路２０１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上の場合、スイッチング素子Ｑ１１を周期的にオンオフさせる。スイッチング制御回路２０１１は、電圧出力回路２０１８とゲート電圧制御回路２０１７とを有する。電圧出力回路２０１８は、ゲート電圧制御回路２０１７と、スイッチング素子Ｑ１２のゲートに接続されている。電圧出力回路２０１８は、スイッチング素子Ｑ１１をオンさせる場合、ゲート電圧制御回路２０１７へ予め設定された基準電圧以上の電圧を出力する。一方、電圧出力回路２０１８は、スイッチング素子Ｑ１２をオンさせる場合、スイッチング素子Ｑ１２のゲートへ前述の基準電圧以上の電圧を出力する。ここで、電圧出力回路２０１８の出力電圧は、スイッチング素子Ｑ１２のターンオン電圧以上の電圧に設定されている。 For example, as shown in FIG. 8, the voltage conversion device 2 according to the present embodiment includes switching elements Q11 and Q12, a DC-DC converter 16, a capacitor C1, a switching control circuit 2011, a constant voltage source 13, and And a detection circuit 2014. In FIG. 8, the same components as those in the first embodiment are designated by the same reference numerals as those in FIG. The switching control circuit 2011 periodically turns on/off the switching element Q11 when the voltage value of the output voltage of the DC-DC converter 16 is equal to or higher than a preset voltage threshold. The switching control circuit 2011 has a voltage output circuit 2018 and a gate voltage control circuit 2017. The voltage output circuit 2018 is connected to the gate voltage control circuit 2017 and the gate of the switching element Q12. When the switching element Q11 is turned on, the voltage output circuit 2018 outputs a voltage equal to or higher than a preset reference voltage to the gate voltage control circuit 2017. On the other hand, when the switching element Q12 is turned on, the voltage output circuit 2018 outputs a voltage equal to or higher than the reference voltage described above to the gate of the switching element Q12. Here, the output voltage of the voltage output circuit 2018 is set to a voltage equal to or higher than the turn-on voltage of the switching element Q12.

ゲート電圧制御回路２０１７は、図９に示すように、鋸波発生回路２１７１と比較器ＣＭＰとを有する。鋸波発生回路２１７１は、蓄電池Ｂ１の出力端間に接続され、尖頭値が前述の基準電圧以下である鋸波状の電圧を発生させて比較器ＣＭＰへ出力する。比較器ＣＭＰは、例えばオペアンプを用いて構成され、プラス側の入力端が電圧出力回路２０１８の出力端に接続され、マイナス側の入力端が鋸波発生回路２１７１の出力端に接続されている。そして、比較器ＣＭＰの出力端が、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されている。なお、本実施の形態では、ゲート電圧制御回路２０１７が、鋸波状の電圧を発生させる鋸波発生回路２１７１を有する例について説明したが、これに限らず、ゲート電圧制御回路２０１７が、他の波形の電圧を発生させる電圧発生回路を有するものであってもよい。 As shown in FIG. 9, the gate voltage control circuit 2017 has a sawtooth wave generation circuit 2171 and a comparator CMP. The sawtooth wave generation circuit 2171 is connected between the output terminals of the storage battery B1, generates a sawtooth wave voltage whose peak value is equal to or lower than the reference voltage, and outputs the voltage to the comparator CMP. The comparator CMP is configured by using, for example, an operational amplifier, and has a positive input end connected to the output end of the voltage output circuit 2018 and a negative input end connected to the output end of the sawtooth wave generation circuit 2171. The output terminal of the comparator CMP is connected to the gate of the switching element Q11. In this embodiment, the example in which the gate voltage control circuit 2017 has the sawtooth wave generation circuit 2171 for generating the sawtooth voltage is described, but the present invention is not limited to this, and the gate voltage control circuit 2017 has another waveform. It may have a voltage generating circuit for generating the voltage of.

検知回路２０１４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上の場合、予め設定された基準電圧未満の検知電圧を出力する。検知回路２０１４は、実施の形態１で説明したゲート電圧設定回路１４と同様の構成を有する。検知回路２０１４のフォトカプラＰＣ１は、コレクタが電圧出力回路２０１８の出力端に接続され、エミッタがＤＣ−ＤＣコンバータ１６の低電位側の入力端ｔｅｉｇに接続されたフォトトランジスタＰＱを有する。そして、スイッチング制御回路２０１１は、検知回路２０１４が出力する検知電圧に応じて、スイッチング素子Ｑ１１のオンオフ動作におけるオン・デューティ比を変化させる。 When the voltage value of the output voltage of the DC-DC converter 16 is equal to or higher than the preset voltage threshold, the detection circuit 2014 outputs a detection voltage lower than the preset reference voltage. The detection circuit 2014 has the same configuration as the gate voltage setting circuit 14 described in the first embodiment. The photocoupler PC1 of the detection circuit 2014 has a phototransistor PQ whose collector is connected to the output end of the voltage output circuit 2018 and whose emitter is connected to the low-potential-side input end teig of the DC-DC converter 16. Then, the switching control circuit 2011 changes the on-duty ratio in the on-off operation of the switching element Q11 according to the detection voltage output by the detection circuit 2014.

次に、本実施の形態に係るスイッチング制御回路２０１１の動作について図１０および図１１を参照しながら説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が前述の電圧閾値未満の場合、抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２の間に生じる電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの出力電圧未満となる。このとき、実施の形態１で説明したように、シャントレギュレータＳＬ１のスイッチング素子ＱＳＬ１がオフで維持される。この場合、ゲート電圧制御回路２０１７の比較器ＣＭＰのプラス側の入力端には、電圧出力回路２０１８の出力電圧がそのまま印加される。このとき、図１０（Ａ）に示すように、比較器ＣＭＰのプラス側の入力端に印加される電圧ＶＩＮは、鋸波発生回路２１７１から比較器ＣＭＰのマイナス側の入力端に印加される電圧ＶＲＡよりも常に高い電圧Ｖ１０で推移する。これにより、図１０（Ｂ）に示すように、比較器ＣＭＰの出力端の電圧ＶＯＵＴは、スイッチング素子Ｑ１１のターンオン電圧Ｖｏｎよりも高い電圧Ｖ２で推移する。そして、スイッチング素子Ｑ１１は、オン状態で維持され、図１０（Ｃ）に示すように、コンデンサＣ１の両端間に生じる電圧ＶＣ１が電圧ＶＣ１０で維持される。 Next, the operation of the switching control circuit 2011 according to this embodiment will be described with reference to FIGS. 10 and 11. When the output voltage of the DC-DC converter 16 is less than the above-mentioned voltage threshold value, the voltage generated between the resistors R141 and R142 is less than the output voltage of the reference voltage source Vref. At this time, as described in the first embodiment, switching element QSL1 of shunt regulator SL1 is maintained off. In this case, the output voltage of the voltage output circuit 2018 is applied as it is to the positive input terminal of the comparator CMP of the gate voltage control circuit 2017. At this time, as shown in FIG. 10A, the voltage VIN applied to the plus side input terminal of the comparator CMP is the voltage applied from the sawtooth wave generation circuit 2171 to the minus side input terminal of the comparator CMP. The voltage V10 is always higher than VRA. As a result, as shown in FIG. 10B, the voltage VOUT at the output terminal of the comparator CMP changes to the voltage V2 higher than the turn-on voltage Von of the switching element Q11. Then, switching element Q11 is maintained in the ON state, and voltage VC1 generated between both ends of capacitor C1 is maintained at voltage VC10 as shown in FIG. 10(C).

一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が前述の電圧閾値以上の場合、抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２の間に生じる電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの出力電圧未満となる。このとき、実施の形態１で説明したように、シャントレギュレータＳＬ１のスイッチング素子ＱＳＬ１がオンする。これにより、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＬＤに電流が流れ、発光ダイオードＬＤが点灯し、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱがオンする。そうすると、ゲート電圧制御回路２０１７の比較器ＣＭＰのプラス側の入力端には、フォトトランジスタでの電圧降下分に相当する検知電圧が印加される。このとき、図１１（Ａ）に示すように、比較器ＣＭＰのプラス側の入力端に印加される電圧ＶＩＮは、鋸波発生回路２１７１から比較器ＣＭＰのマイナス側の入力端に印加される電圧ＶＲＡの尖頭値よりも低い検知電圧Ｖ１１で推移する。これにより、図１１（Ｂ）に示すように、比較器ＣＭＰの出力端の電圧ＶＯＵＴは、電圧ＶＲＡが検知電圧Ｖ１１以下の期間では前述の電圧Ｖ２で推移し、電圧ＶＲＡが検知電圧Ｖ１１よりも高い期間ではスイッチング素子Ｑ１１のターンオン電圧Ｖｏｎよりも低い電圧Ｖ０で推移する。そして、スイッチング素子Ｑ１１は、検知電圧Ｖ１１の大きさに応じたデューティ比でオンオフ動作を繰り返す。そして、図１１（Ｃ）に示すように、コンデンサＣ１の両端間に生じる電圧ＶＣ１が、前述の電圧ＶＣ１０よりも低い電圧ＶＣ１１で推移する。 On the other hand, when the output voltage of the DC-DC converter 16 is equal to or higher than the above-mentioned voltage threshold value, the voltage generated between the resistors R141 and R142 becomes less than the output voltage of the reference voltage source Vref. At this time, as described in the first embodiment, switching element QSL1 of shunt regulator SL1 is turned on. As a result, a current flows through the light emitting diode LD of the photocoupler PC1, the light emitting diode LD is turned on, and the phototransistor PQ of the photocoupler PC1 is turned on. Then, the detection voltage corresponding to the voltage drop in the phototransistor is applied to the positive input terminal of the comparator CMP of the gate voltage control circuit 2017. At this time, as shown in FIG. 11A, the voltage VIN applied to the plus side input terminal of the comparator CMP is the voltage applied from the sawtooth wave generation circuit 2171 to the minus side input terminal of the comparator CMP. The detection voltage V11 is lower than the peak value of VRA. As a result, as shown in FIG. 11B, the voltage VOUT at the output end of the comparator CMP changes to the aforementioned voltage V2 during the period when the voltage VRA is equal to or lower than the detection voltage V11, and the voltage VRA is lower than the detection voltage V11. In the high period, the voltage V0 is lower than the turn-on voltage Von of the switching element Q11. Then, the switching element Q11 repeats the on/off operation with a duty ratio according to the magnitude of the detection voltage V11. Then, as shown in FIG. 11C, the voltage VC1 generated across the capacitor C1 changes to a voltage VC11 lower than the voltage VC10 described above.

以上説明したように、本実施の形態に係る電圧変換装置２によれば、検知回路２０１４が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が前述の電圧閾値以上の場合、前述の基準電圧未満の検知電圧を出力する。そして、スイッチング制御回路２０１１が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が前述の電圧閾値以上の場合、スイッチング素子Ｑ１１を周期的にオンオフさせるとともに、検知回路２０１４から出力される検知電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ動作におけるオン・デューティ比を変化させる。これにより、実施の形態１と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が前述の電圧閾値以上のときに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６のインダクタＬ１へ供給される電流を減少させてＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の上昇を抑制することができる。 As described above, according to the voltage conversion device 2 according to the present embodiment, the detection circuit 2014 is less than the reference voltage described above when the voltage value of the output voltage of the DC-DC converter 16 is equal to or more than the voltage threshold described above. The detection voltage of is output. Then, when the voltage value of the output voltage of the DC-DC converter 16 is equal to or higher than the above-mentioned voltage threshold value, the switching control circuit 2011 periodically turns on/off the switching element Q11, and according to the detection voltage output from the detection circuit 2014. The on-duty ratio in the on/off operation of the switching element Q11 is changed. Thus, as in the first embodiment, when the voltage value of the output voltage of the DC-DC converter 16 is equal to or higher than the above-described voltage threshold value, the current supplied to the inductor L1 of the DC-DC converter 16 is decreased to reduce the DC voltage. -The rise of the output voltage of the DC converter 16 can be suppressed.

また、本実施の形態に係る電圧変換装置２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力端ｔｅｉ、ｔｅｉｇ間に接続されたコンデンサＣ１を備える。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が前述の電圧閾値以上の場合において、蓄電池Ｂ１からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ供給される電流に含まれるリップル成分を低減することができる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の動作を安定させることができる。 Further, the voltage conversion device 2 according to the present embodiment includes a capacitor C1 connected between the input terminals tei and teig of the DC-DC converter 16. As a result, when the voltage value of the output voltage of the DC-DC converter 16 is equal to or higher than the voltage threshold value described above, the ripple component included in the current supplied from the storage battery B1 to the DC-DC converter 16 can be reduced. Therefore, the operation of the DC-DC converter 16 can be stabilized.

更に、本実施の形態に係るスイッチング制御回路２０１１は、スイッチング素子Ｑ１１をオンさせる場合に前述の基準電圧以上の電圧を出力する電圧出力回路２０１８と、前述の鋸波発生回路２１７１および比較器ＣＭＰを有するゲート電圧制御回路２０１７と、を有する。これにより、スイッチング制御回路２０１１の回路構成を比較的簡素化することができる。 Further, the switching control circuit 2011 according to the present embodiment includes the voltage output circuit 2018 that outputs a voltage equal to or higher than the reference voltage described above when the switching element Q11 is turned on, the sawtooth wave generation circuit 2171 and the comparator CMP described above. And a gate voltage control circuit 2017. As a result, the circuit configuration of the switching control circuit 2011 can be relatively simplified.

以上、本発明の各実施の形態について説明したが、本発明は前述の各実施の形態の構成に限定されるものではない。例えば、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２がＩＧＢＴであってもよい。この場合、前述のＦＥＴの場合に比べて大電流仕様とすることができる。但し、ＩＧＢＴはＦＥＴに比べてスイッチング速度が低いため、高速な応答特性が要求されない場合に採用することができる。 Although the respective embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the configurations of the respective embodiments described above. For example, the switching elements Q11 and Q12 may be IGBTs. In this case, a large current specification can be obtained as compared with the case of the above-mentioned FET. However, since the IGBT has a lower switching speed than the FET, it can be adopted when high-speed response characteristics are not required.

各実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１６において、スイッチング素子Ｑ２２の代わりにアノードがＤＣ−ＤＣコンバータ１６の低電位側の入力端ｔｅｉｇおよび低電位側の出力端ｔｅｏｇに接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ２１とインダクタＬ１との間に接続されたダイオード（図示せず）を備えるものであってもよい。本構成によれば、駆動回路１２が、スイッチング素子Ｑ２１のみをオンオフ動作させるたけで良いので、駆動回路１２の簡素化を図ることができる。 In the DC-DC converter 16 according to each embodiment, the anode is connected to the low-potential-side input end teig and the low-potential-side output end teog of the DC-DC converter 16, instead of the switching element Q22, and the cathode is the switching element. It may have a diode (not shown) connected between Q21 and the inductor L1. According to this configuration, the drive circuit 12 only needs to turn on/off the switching element Q21, so that the drive circuit 12 can be simplified.

実施の形態１に係る電圧変換装置１において、コンデンサＣ１が省略された構成であってもよい。 In the voltage conversion device 1 according to the first embodiment, the capacitor C1 may be omitted.

以上、本発明の実施の形態および変形例（なお書きに記載したものを含む。以下、同様。）について説明したが、本発明はこれらに限定されるものではない。本発明は、実施の形態および変形例が適宜組み合わされたもの、それに適宜変更が加えられたものを含む。 The embodiments and modifications of the present invention (including those described in the note. The same applies hereinafter) have been described above, but the present invention is not limited to these. The present invention includes a combination of the embodiments and the modifications, and a modification appropriately added thereto.

本発明は、サーバ用途の電圧変換装置に好適である。 The present invention is suitable for a voltage conversion device used for a server.

１，２，３：電圧変換装置、１１：ゲート電圧出力回路、１２：駆動回路、１３：定電圧源、１４：ゲート電圧設定回路、１５：電圧検出回路、１６，３１６：ＤＣ−ＤＣコンバータ、１９，２０１１：スイッチング制御回路、２０１４：検知回路、２０１７：ゲート電圧制御回路、２１７１：鋸波発生回路、２０１８：電圧出力回路、ＡＳＬ１：オペアンプ、Ｂ１：蓄電池、Ｃ１，Ｃ１４１：コンデンサ、ＣＭＰ：比較器、Ｌ１：インダクタ、ＬＤ：発光ダイオード、ＰＣ１：フォトカプラ、ＰＱ：フォトトランジスタ、Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，ＱＳＬ１：スイッチング素子、Ｒ１４１，Ｒ１４２，Ｒ１４３，Ｒ１４４：抵抗、ＳＬ１：シャントレギュレータ、ｔｅｉ，ｔｅｉｇ：入力端、ｔｅｏ，ｔｅｏｇ：出力端、Ｖｒｅｆ：基準電圧源、Ｚ：負荷 1, 2 and 3: voltage converter, 11: gate voltage output circuit, 12: drive circuit, 13: constant voltage source, 14: gate voltage setting circuit, 15: voltage detection circuit, 16,316: DC-DC converter, 19, 2011: switching control circuit, 2014: detection circuit, 2017: gate voltage control circuit, 2171: sawtooth wave generation circuit, 2018: voltage output circuit, ASL1: operational amplifier, B1: storage battery, C1, C141: capacitor, CMP: comparison Device, L1: inductor, LD: light emitting diode, PC1: photocoupler, PQ: phototransistor, Q11, Q12, Q21, Q22, QSL1: switching element, R141, R142, R143, R144: resistor, SL1: shunt regulator, tei. , Teig: input end, teo, teog: output end, Vref: reference voltage source, Z: load

Claims (8)

直流電源に接続された第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子に接続されたインダクタとを有し、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作により前記直流電源から供給される直流を昇圧または降圧して出力する電圧変換回路と、
前記直流電源と前記電圧変換回路との間に接続された第２スイッチング素子と、
前記第２スイッチング素子のゲートに、前記第２スイッチング素子が飽和領域となる第１ゲート電圧を印加することにより、前記第２スイッチング素子をオンさせるスイッチング制御回路と、を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上になると、前記第２スイッチング素子の前記ゲートに、前記第２スイッチング素子が非飽和領域となる第２ゲート電圧を印加する、
ことを特徴とする電圧変換装置。 A first switching element connected to a direct current power source and an inductor connected to the first switching element, and the on/off operation of the first switching element steps up or down the direct current supplied from the direct current power source and outputs it. Voltage conversion circuit for
A second switching element connected between the DC power supply and the voltage conversion circuit;
A switching control circuit that turns on the second switching element by applying a first gate voltage to the gate of the second switching element so that the second switching element is in a saturation region,
When the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit becomes equal to or higher than a preset voltage threshold, the switching control circuit causes the gate of the second switching element to have the second switching element in a non-saturation region. Apply gate voltage,
A voltage conversion device characterized by the above. 前記スイッチング制御回路は、
コレクタが前記第２スイッチング素子のゲートに接続されエミッタが前記第２スイッチング素子と前記電圧変換回路との間に接続されたフォトトランジスタと、アノードが定電圧源に接続された発光ダイオードと、を有するフォトカプラと、
前記発光ダイオードのカソードに接続された第３スイッチング素子を有し、前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前記電圧閾値以上になると、前記第３スイッチング素子がオンするシャントレギュレータと、を有する、
請求項１に記載の電圧変換装置。 The switching control circuit,
A phototransistor having a collector connected to the gate of the second switching element and an emitter connected between the second switching element and the voltage conversion circuit; and a light emitting diode having an anode connected to a constant voltage source. Photo coupler,
A third switching element connected to the cathode of the light emitting diode, and a shunt regulator that turns on the third switching element when the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit becomes equal to or higher than the voltage threshold value.
The voltage conversion device according to claim 1. 直流電源に接続された第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子に接続されたインダクタとを有し、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作により前記直流電源から供給される直流を昇圧または降圧して出力する電圧変換回路と、
前記直流電源と前記電圧変換回路との間に接続された第２スイッチング素子と、
前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上の場合、予め設定された基準電圧未満の検知電圧を出力する検知回路と、
前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前記電圧閾値以上の場合、前記第２スイッチング素子を周期的にオンオフさせるとともに、前記検知電圧に応じて前記第２スイッチング素子のオンオフ動作におけるオン・デューティ比を変化させるスイッチング制御回路と、を備える、
ことを特徴とする電圧変換装置。 A first switching element connected to a direct current power source and an inductor connected to the first switching element, and the on/off operation of the first switching element steps up or down the direct current supplied from the direct current power source and outputs it. Voltage conversion circuit for
A second switching element connected between the DC power supply and the voltage conversion circuit;
If the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit is equal to or higher than a preset voltage threshold value, a detection circuit that outputs a detection voltage less than a preset reference voltage,
When the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit is equal to or higher than the voltage threshold value, the second switching element is periodically turned on/off, and the on/duty ratio in the on/off operation of the second switching element is changed according to the detection voltage. A switching control circuit for changing the
A voltage conversion device characterized by the above. 前記電圧変換回路の入力端間に接続されたコンデンサを更に備える、
請求項３に記載の電圧変換装置。 Further comprising a capacitor connected between the input terminals of the voltage conversion circuit,
The voltage conversion device according to claim 3. 前記スイッチング制御回路は、
前記第２スイッチング素子をオンさせる場合に前記基準電圧以上の電圧を出力する電圧出力回路と、
前記基準電圧以下である電圧波形を発生させる電圧発生回路と、２つの入力端の一方が前記電圧出力回路の出力端に接続され且つ他方の入力端が前記電圧発生回路の出力端に接続されるとともに、出力端が前記第２スイッチング素子のゲートに接続された比較器と、を有するゲート電圧制御回路と、を有し、
前記検知回路は、
前記電圧出力回路の出力端に接続されたフォトトランジスタと、アノードが定電圧源に接続された発光ダイオードと、を有するフォトカプラと、
前記発光ダイオードのカソードに接続された第３スイッチング素子を有し、前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前記電圧閾値以上になると、前記第３スイッチング素子がオンするシャントレギュレータと、を有する、
請求項３または４に記載の電圧変換装置。 The switching control circuit,
A voltage output circuit that outputs a voltage equal to or higher than the reference voltage when turning on the second switching element;
A voltage generating circuit that generates a voltage waveform that is equal to or lower than the reference voltage, and one of two input terminals is connected to an output terminal of the voltage output circuit and the other input terminal is connected to an output terminal of the voltage generating circuit. And a gate voltage control circuit having an output terminal connected to the gate of the second switching element,
The detection circuit is
A photocoupler having a phototransistor connected to the output terminal of the voltage output circuit, and a light emitting diode whose anode is connected to a constant voltage source,
A third switching element connected to the cathode of the light emitting diode, and a shunt regulator that turns on the third switching element when the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit becomes equal to or higher than the voltage threshold value.
The voltage conversion device according to claim 3 or 4. 前記電圧変換回路は、
前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された目標電圧値となるように、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作におけるデューティ比を変化させる駆動回路を更に有し、
前記目標電圧値は、前記電圧閾値よりも低い、
請求項１から５のいずれか１項に記載の電圧変換装置。 The voltage conversion circuit,
A driving circuit for changing the duty ratio in the on/off operation of the first switching element so that the voltage value of the output voltage of the voltage conversion circuit becomes a preset target voltage value,
The target voltage value is lower than the voltage threshold value,
The voltage conversion device according to any one of claims 1 to 5. 前記電圧変換回路は、
前記電圧変換回路の出力電圧の大きさを検出する電圧検出回路を更に備える、
請求項１から６のいずれか１項に記載の電圧変換装置。 The voltage conversion circuit,
Further comprising a voltage detection circuit for detecting the magnitude of the output voltage of the voltage conversion circuit,
The voltage conversion device according to any one of claims 1 to 6. 前記第２スイッチング素子は、ＦＥＴである、
請求項１から７のいずれか１項に記載の電圧変換装置。 The second switching element is a FET,
The voltage conversion device according to any one of claims 1 to 7.
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